JPH0983481A - Transmitter - Google Patents
TransmitterInfo
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- JPH0983481A JPH0983481A JP7235345A JP23534595A JPH0983481A JP H0983481 A JPH0983481 A JP H0983481A JP 7235345 A JP7235345 A JP 7235345A JP 23534595 A JP23534595 A JP 23534595A JP H0983481 A JPH0983481 A JP H0983481A
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- amplitude
- distortion
- reciprocal
- transmission signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は無線交信に使用する
送信装置に係わり、特に時分割多重アクセス通信（ＴＤ
ＭＡ）システムで使用されるバースト波の送信装置に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a transmitter used for radio communication, and more particularly to time division multiple access communication (TD).
MA) system for burst wave transmitters.
【０００２】[0002]
【従来の技術】携帯電話等の移動体通信手段が一般に浸
透するにしたがって電波資源の不足が著しくなってお
り、デジタル変調波による周波数の有効利用が図られて
いる。即ち現在、携帯電話システムではπ／４シフト差
動ＱＰＳＫ変調が用いられているが、この変調方式は情
報を位相にのみ変調するため伝送効率が悪い。2. Description of the Related Art As mobile communication means such as mobile phones generally permeate, the shortage of radio wave resources has become remarkable, and effective use of frequencies by digitally modulated waves has been achieved. That is, at present, π / 4 shift differential QPSK modulation is used in the mobile phone system, but this modulation method has poor transmission efficiency because it modulates information only in phase.
【０００３】この課題を解決するために、位相のみなら
ず振幅も同時に変調する１６ＱＡＭや１６ＱＡＭの変形
であるＭ１６ＱＡＭが移動体通信に適用されるようにな
っている。例えばＭ１６ＱＡＭがデジタルＭＣＡシステ
ムに採用され、高い伝送効率を実現している。In order to solve this problem, 16QAM or M16QAM which is a modification of 16QAM which simultaneously modulates not only phase but also amplitude is applied to mobile communication. For example, M16QAM has been adopted in a digital MCA system to realize high transmission efficiency.
【０００４】しかしながら、Ｍ１６ＱＡＭのように周波
数だけでなく振幅も変調する方式では増幅器の非線形性
の影響による歪を生じやすく、隣接チャンネルへの干渉
や伝送エラー率の増加となって現れる。従って非線形性
を補償することが必要となるが、本出願人は環境変化に
起因するものを含めて増幅器の非線形性の補償機能を具
備する送信装置を既に提案している。However, in the method of modulating not only the frequency but also the amplitude like M16QAM, distortion due to the influence of the non-linearity of the amplifier is likely to occur, which causes interference with adjacent channels and an increase in transmission error rate. Therefore, it is necessary to compensate for the non-linearity, but the present applicant has already proposed a transmission device having a function of compensating for the non-linearity of the amplifier including those caused by environmental changes.
【０００５】図２は本出願人の提案にかかる送信装置の
構成図であって、トレーニング期間および情報送出期間
における動作は以下のように行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成器３１は歪測
定信号を出力すると共に、前置歪付与部２２のスイッチ
２２２を乗算器２２１を通過しない経路側に制御する。FIG. 2 is a block diagram of a transmitting apparatus proposed by the applicant of the present invention. The operation during the training period and the information transmitting period is performed as follows. (1) Training Period In the training period, the transmission signal generator 31 outputs the distortion measurement signal and controls the switch 222 of the predistortion applying unit 22 to the path side that does not pass through the multiplier 221.
【０００６】歪測定信号は、クロック発振器２３１から
発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ２
３２においてアナログ信号に変換される。アナログ歪測
定信号はフィルタ２３３で帯域制限された後、直交搬送
波生成器２３４から出力される直交搬送波を用いて直交
変調器２３５において直交変調され増幅器２４１に加え
られる。The distortion measurement signal is generated by the D / A converter 2 based on the clock signal oscillated from the clock oscillator 231.
At 32 it is converted to an analog signal. The analog distortion measurement signal is band-limited by the filter 233, then quadrature-modulated by the quadrature modulator 235 using the quadrature carrier wave output from the quadrature carrier wave generator 234, and then added to the amplifier 241.
【０００７】増幅器２４１の送信出力の一部は方向性結
合器２４２を介して直交復調器２５１に導かれ、直交搬
送波生成器２３４の出力を用いて直交復調される。直交
復調された歪測定信号は、フィルタ２５２を通過した後
Ａ／Ｄコンバータ２５３でディジタル信号に変換され
る。なおＤ／Ａコンバータ２３２とＡ／Ｄコンバータ２
５３は同一のクロック発振器２３１から発振されるクロ
ックによって動作するが、これは歪を算出する際の同時
性を確保するためである。A part of the transmission output of the amplifier 241 is guided to the quadrature demodulator 251 via the directional coupler 242 and is quadrature demodulated using the output of the quadrature carrier generator 234. The quadrature demodulated distortion measurement signal passes through the filter 252 and is then converted into a digital signal by the A / D converter 253. The D / A converter 232 and the A / D converter 2
53 operates with the clock oscillated from the same clock oscillator 231, but this is to ensure the simultaneity when calculating the distortion.
【０００８】ディジタル信号に変換された復調信号は増
幅器２４１の歪成分を含んでいるが、Ｄ／Ａコンバータ
２３２からＡ／Ｄコンバータ２５３までの利得も乗算さ
れているので、送信信号生成部２１から出力される歪測
定信号とピーク振幅値が同一になるように定数設定器２
５４と乗算器２５５によって利得調整を施す。歪算出手
段を構成する除算器２６１において、利得調整された復
調信号と歪測信号とから「歪を示す値」として「歪の逆
数」を求める。The demodulated signal converted into the digital signal includes the distortion component of the amplifier 241, but since the gain from the D / A converter 232 to the A / D converter 253 is also multiplied, the transmission signal generator 21 outputs the signal. The constant setter 2 so that the output distortion measurement signal and the peak amplitude value are the same
Gain adjustment is performed by 54 and the multiplier 255. In the divider 261 which constitutes the distortion calculating means, the "reciprocal of distortion" is obtained from the gain-adjusted demodulated signal and the distortion measurement signal as "value indicating distortion".
【０００９】算出された「歪の逆数」は前置歪算出手段
を構成する歪メモリ２９１に記憶される。さらに第１振
幅２乗値算出器２７１で算出された復調信号の振幅２乗
値は振幅メモリ２９２に記憶される。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部２１は、送信信号
を出力すると共に、スイッチ２２２を乗算器２２１を通
過する側に制御する。The calculated "inverse number of distortion" is stored in the distortion memory 291 which constitutes the predistortion calculating means. Further, the amplitude square value of the demodulated signal calculated by the first amplitude square value calculator 271 is stored in the amplitude memory 292. (2) Information Transmission Period During the information transmission period, the transmission signal generation unit 21 outputs the transmission signal and controls the switch 222 to the side that passes through the multiplier 221.
【００１０】第２振幅算出器２８１で送信信号の振幅の
２乗値を算出する。振幅メモリ２９２に記憶されている
振幅の２乗値の中から、振幅の２乗値に最も近い振幅の
２乗値を最小差アドレス検索部２９３で検索する。歪メ
モリ２９１に記憶されている「歪の逆数」を読みだし、
乗算器２２１でバースト信号に乗算される。The second amplitude calculator 281 calculates the square value of the amplitude of the transmission signal. The minimum difference address search unit 293 searches the amplitude square value stored in the amplitude memory 292 for the amplitude square value that is closest to the amplitude square value. The "reciprocal of distortion" stored in the distortion memory 291 is read out,
The multiplier 221 multiplies the burst signal.
【００１１】その後Ｄ／Ａコンバータ２３２でデジタル
信号からアナログ信号に変換され、フィルタ２３３で帯
域制限された後、直交搬送波生成器２３４の出力を用い
て直交変調器２３５において直交変調され増幅器２４１
で増幅され、方向性結合器２４２を介して出力される。
即ちトレーニング期間において振幅の関数として記憶さ
れた「歪の逆数」を、送信信号生成部から出力される送
信信号を、その振幅の２乗値に応じて歪補償することに
より増幅器の歪を補償することが可能となる。After that, the digital signal is converted into an analog signal by the D / A converter 232, the band is limited by the filter 233, and the output of the quadrature carrier wave generator 234 is quadrature-modulated by the quadrature modulator 235 to be amplified by the amplifier 241.
And is output via the directional coupler 242.
That is, the "reciprocal of distortion" stored as a function of the amplitude in the training period is used to compensate the distortion of the amplifier by compensating the distortion of the transmission signal output from the transmission signal generator according to the square value of the amplitude. It becomes possible.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記提案
にかかる送信装置にあっては、開平器および除算器の使
用を避けるために歪の逆数を振幅の２乗値の関数として
前置歪補償に使用するため、「振幅対歪」の関係が直線
的である場合は「振幅の２乗値対歪の逆数」は双曲線と
なる。However, in the transmitting apparatus according to the above proposal, the reciprocal of distortion is used for the predistortion compensation as a function of the square value of the amplitude in order to avoid the use of the square root breaker and the divider. Therefore, when the relationship of "amplitude vs. distortion" is linear, "square value of amplitude vs. reciprocal of distortion" is a hyperbola.
【００１３】このため「振幅の２乗値」を直線で補間し
て前置歪補償に使用する「歪の逆数」を求めた場合には
誤差が十分に補償されず、スペクトルが拡大することを
避けることはできない。この場合トレーニング期間にお
いて、トレーニング点数を多くすれば誤差を減少するこ
とが可能であるが歪補償のための演算時間が長くなると
いう課題を生じる。For this reason, when the "square value of amplitude" is interpolated with a straight line to obtain the "reciprocal of distortion" used for predistortion compensation, the error is not sufficiently compensated and the spectrum is expanded. It cannot be avoided. In this case, it is possible to reduce the error by increasing the number of training points during the training period, but there is a problem that the calculation time for distortion compensation becomes long.
【００１４】本発明は上記課題に鑑みなされたものであ
って、歪補償の精度を向上しスペクトルが拡大すること
を抑制することの可能な送信装置を提供することを目的
とする。The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a transmitting apparatus capable of improving the accuracy of distortion compensation and suppressing the spread of the spectrum.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】図１は本発明にかかる送
信装置の基本構成図であって、送信信号を生成する送信
信号生成手段１０１と、送信信号生成手段１０１で生成
された送信信号に所定の前置歪を付与する前置歪付与手
段１０２と、前置歪付与手段１０２によって前置歪付与
された送信信号を所定の搬送波で変調する変調手段１０
３と、変調手段１０３で変調された送信信号を電力増幅
する増幅手段１０４と、増幅手段１０４の出力を復調す
る復調手段１０５と、復調手段１０５の出力と前置歪付
与手段１０２の出力に基づいて増幅手段１０４の出力に
含まれる歪の逆数を算出する歪逆数算出手段と、第１振
幅２乗値算出手段１０７で算出された隣合う２つの復調
手段の出力の振幅の２乗値を予め定められた比率で補間
して補間振幅２乗値を算出する振幅２乗値補間手段１０
８と、歪逆数算出手段１０６で算出された歪逆数に基づ
いて振幅２乗値補間手段１０８で算出された補間振幅２
乗値に対応する歪逆数を算出する歪逆数補間手段１０９
と、送信信号生成手段１０１で生成された送信信号の振
幅の２乗値を算出する第２振幅２乗値算出手段１１０
と、補間振幅２乗値算出手段１０８で算出された振幅２
乗補間値と第２振幅算出手段１１０で算出された送信信
号の振幅の２乗値と歪逆数補間手段１０９で算出された
補間歪逆数とに基づいて前置歪付与手段１０２において
送信信号に付与する所定の前置歪を算出する前置歪算出
手段１１１と、を具備する。FIG. 1 is a basic configuration diagram of a transmitting apparatus according to the present invention, in which a transmission signal generating means 101 for generating a transmission signal and a transmission signal generated by the transmission signal generating means 101 are provided. Predistortion imparting means 102 for imparting a predetermined predistortion, and modulation means 10 for modulating the transmission signal predistorted by the predistortion imparting means 102 with a predetermined carrier wave.
3, amplification means 104 for power-amplifying the transmission signal modulated by the modulation means 103, demodulation means 105 for demodulating the output of the amplification means 104, and the output of the demodulation means 105 and the output of the predistortion applying means 102. The distortion reciprocal calculation means for calculating the reciprocal of the distortion included in the output of the amplification means 104 and the squared value of the amplitude of the output of the two adjacent demodulation means calculated by the first amplitude squared value calculation means 107 are set in advance. Amplitude square value interpolating means 10 for calculating an interpolated amplitude square value by interpolating at a predetermined ratio.
8 and the interpolated amplitude 2 calculated by the amplitude square value interpolating means 108 based on the reciprocal distortion calculated by the reciprocal distortion calculating means 106.
Distortion reciprocal number interpolating means 109 for calculating the reciprocal number of distortion corresponding to the power value.
And a second amplitude square value calculating means 110 for calculating a square value of the amplitude of the transmission signal generated by the transmission signal generating means 101.
And the amplitude 2 calculated by the interpolated amplitude square value calculating means 108.
Based on the squared interpolation value, the squared value of the amplitude of the transmission signal calculated by the second amplitude calculation means 110, and the interpolated distortion reciprocal number calculated by the distortion reciprocal number interpolation means 109, the predistortion giving means 102 gives it to the transmission signal. And a predistortion calculating means 111 for calculating a predetermined predistortion.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】図３は本発明にかかる送信装置の
第１の実施例の構成図、図４は送信フォーマット図であ
る。即ち送信はトレーニング期間Ｔと、その後の情報送
出期間Ｊとに分割されて行われる。 （１）トレーニング期間 トレーニング期間において、送信信号生成器３０１は歪
測定信号Ｔ(i) を出力すると共に、前置歪付与手段３０
２のスイッチ３０２２を乗算部３０２１を通過しない経
路側に制御する。FIG. 3 is a block diagram of a first embodiment of a transmitting apparatus according to the present invention, and FIG. 4 is a transmission format diagram. That is, the transmission is divided into the training period T and the information transmission period J after that. (1) Training Period In the training period, the transmission signal generator 301 outputs the distortion measurement signal T (i) and the predistortion applying means 30.
The second switch 3022 is controlled to the path side that does not pass through the multiplication unit 3021.
【００１７】歪測定信号は、クロック発振器３０３１か
ら発振されるクロック信号に基づいてＤ／Ａコンバータ
３０３２においてアナログ信号に変換される。アナログ
歪測定信号はフィルタ３０３３で帯域制限された後、直
交搬送波生成器３０３４から出力される直交搬送波を用
いて直交変調器３０３５において直交変調され増幅器３
０４１に加えられる。The distortion measurement signal is converted into an analog signal in the D / A converter 3032 based on the clock signal oscillated from the clock oscillator 3031. The analog distortion measurement signal is band-limited by the filter 3033, is then quadrature-modulated by the quadrature modulator 3035 using the quadrature carrier wave output from the quadrature carrier wave generator 3034, and is amplified by the amplifier 3
041 added.
【００１８】増幅器３０４１の送信出力の一部は方向性
結合器３０４２を介して直交復調器３０５１に導かれ、
直交搬送波生成器３０３４の出力を用いて直交復調され
復調信号Ｒ(i) となる。復調信号Ｒ(i) は、フィルタ３
０５２を通過した後、クロック発振器３０３１およびク
ロックシフタ３０５３を介して出力されるクロックによ
って駆動されるＡ／Ｄコンバータ３０５４でディジタル
信号に変換される。A part of the transmission output of the amplifier 3041 is guided to the quadrature demodulator 3051 via the directional coupler 3042,
Quadrature demodulation is performed using the output of the quadrature carrier generator 3034 to obtain a demodulation signal R (i). The demodulated signal R (i) is passed through the filter 3
After passing through 052, it is converted into a digital signal by the A / D converter 3054 driven by the clock output via the clock oscillator 3031 and the clock shifter 3053.
【００１９】なおＤ／Ａコンバータ３０３２とＡ／Ｄコ
ンバータ３０５４は同一のクロック発振器３０３１から
発振されるクロックによって動作するが、これは歪を算
出する際の同時性を確保するためである。ディジタル信
号に変換された復調信号Ｒ(i) は増幅器２０４１の歪成
分を含んでいるが、Ｄ／Ａコンバータ３０３２からＡ／
Ｄコンバータ３０５４までの利得も乗算されているの
で、送信信号生成部３０１から出力される歪測定信号Ｔ
(i)とピーク振幅値が同一になるように定数設定器３０
５５と乗算器３０５６によって利得調整を施す。なお利
得調整は方向性結合器３０４２からＡ／Ｄコンバータ３
０５４までのどの位置においても良い。The D / A converter 3032 and the A / D converter 3054 operate with the clock oscillated from the same clock oscillator 3031, but this is to ensure the simultaneity when calculating the distortion. The demodulated signal R (i) converted into a digital signal includes the distortion component of the amplifier 2041, but the D / A converter 3032 outputs A / A
Since the gain up to the D converter 3054 is also multiplied, the distortion measurement signal T output from the transmission signal generation unit 301
The constant setter 30 so that the peak amplitude value is the same as (i)
Gain adjustment is performed by 55 and the multiplier 3056. The gain adjustment is performed from the directional coupler 3042 to the A / D converter 3
It may be any position up to 054.
【００２０】除算器３０６１において、歪測信号Ｔ(i)
を利得調整された復調信号Ｒ(i) で除算して「歪ｈ(i)
の逆数」を求める。 １／ｈ(i) ＝Ｔ(i) ／Ｒ(i) 「歪の逆数」１／ｈ(i) は逆数レジスタ３０９１に記憶
され、２乗逆数レジスタ３０９２には「歪の逆数」の２
乗値｛１／ｈ(i) ｝2 が記憶される。In the divider 3061, the distortion measurement signal T (i)
Is divided by the gain-adjusted demodulated signal R (i) to obtain “distortion h (i)
"Reciprocal of". 1 / h (i) = T (i) / R (i) “Reciprocal number of distortion” 1 / h (i) is stored in the reciprocal number register 3091, and the squared reciprocal number register 3092 stores 2 of “inverse number of distortion”.
The power value {1 / h (i)} 2 is stored.
【００２１】さらに振幅レジスタ３０８１には振幅２乗
値算出器３０７１において算出された復調信号Ｒ(i) の
振幅２乗値ｅ(i)2が記憶される。次に同様の手順で歪測
定信号Ｔ(i+2) に対してＲ(i+2) 、｛１／ｈ(i+2) ｝2
およびｅ(i+2)2が算出される。そしてＣ値算出器３０９
３において次式に基づき、Ｃの値が算出される。Further, the amplitude register 3081 stores the amplitude square value e (i) 2 of the demodulated signal R (i) calculated by the amplitude square value calculator 3071. Next, in the same procedure, R (i + 2), {1 / h (i + 2)} 2 for the distortion measurement signal T (i + 2)
And e (i + 2) 2 are calculated. And C value calculator 309
In 3, the value of C is calculated based on the following equation.
【００２２】Ｃ＝ｅ(i)2／｛ｅ(i+2)2＋ｅ(i)2｝ また内挿点振幅２乗値ｅ(i+1)2が次式に基づき算出され
る。 ｅ(i+1)2＝（１−ｐ2 ）×ｅ(i)2＋ｐ2 ×ｅ(i+2)2 ここでｐ2 は予め定められた定数である。そしてこの内
挿点振幅２乗値ｅ(i+1)2は、復調信号Ｒの振幅２乗値ｅ
(i)2およびｅ(i+2)2とともに振幅２乗メモリ３１１１に
記憶される。C = e (i) 2 / {e (i + 2) 2 + e (i) 2 } Further, the interpolated point amplitude squared value e (i + 1) 2 is calculated based on the following equation. e (i + 1) 2 = (1-p 2) × e (i) 2 + p 2 × e (i + 2) 2 where p 2 is a predetermined constant. The amplitude squared value e (i + 1) 2 of the interpolation point is the amplitude squared value e of the demodulated signal R.
It is stored in the amplitude square memory 3111 together with (i) 2 and e (i + 2) 2 .
【００２３】除算器３０９４と開平器３０９５とを使用
して、次式により歪逆数比ｈr を算出する。 ｈr ＝〔｛ｈ(i+2) ／ｈ(i) ｝2 〕1/2 ＝ｈ(i+2) ／ｈ
(i) さらに内挿歪逆数算出器３０９７により内挿歪逆数ｈ(i
+1) を次式により算出する。Using the divider 3094 and the square root opener 3095, the distortion reciprocal ratio h r is calculated by the following equation. h r = [{h (i + 2) / h (i)} 2 ] 1/2 = h (i + 2) / h
(i) Further, the interpolation distortion reciprocal calculator 3097 calculates the interpolation distortion reciprocal h (i
+1) is calculated by the following formula.
【００２４】 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) ここでｐ-1は内挿比算出器３０９６において次式により
算出される。 ｐ-1＝ｐ1 ×ｈr ／｛１＋ｐ1 ×（ｈr −１）｝ ｐ1 ＝｛（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛（１／Ｃ＋
１）1/2 −１｝ そしてこの内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は、歪逆数１／ｈ
(i) および１／ｈ(i+2)とともに歪逆数メモリ３１１２
に記憶される。 （２）情報送出期間 情報送出期間において送信信号生成部３０１は、送信信
号を出力すると共に、スイッチ３０２２を乗算器３０２
１を通過する側に制御する。1 / h (i + 1) = (1-p −1 ) / h (i) + p −1 / h (i + 2) where p −1 is calculated by the following equation in the interpolation ratio calculator 3096. It is calculated. p -1 = p 1 × h r / {1 + p 1 × (h r -1)} p 1 = {(p 2 / C + 1) 1/2 -1} / {(1 / C +
1) 1/2 -1} And this interpolation distortion reciprocal 1 / h (i + 1) is the distortion reciprocal 1 / h
distortion reciprocal memory 3112 with (i) and 1 / h (i + 2)
Is stored. (2) Information Transmission Period During the information transmission period, the transmission signal generation unit 301 outputs the transmission signal and causes the switch 3022 to operate the multiplier 302.
Control to the side that passes 1.
【００２５】第２振幅２乗算出器３１０１で送信信号の
振幅値 "Ｂ" を算出する。振幅メモリ３１１１に記憶さ
れている振幅値の中から、振幅値 "Ｂ" に最も近い振幅
値を最小差アドレス検索部３１１３で検索する。この最
小差アドレス検索部３１１３で探索されたアドレスをア
ドレスシフタ３１１４を介して歪逆数メモリ３１１２に
記憶されている「歪の逆数」を読みだし、乗算器３０２
１で送信信号に乗算される。The second amplitude square calculator 3101 calculates the amplitude value "B" of the transmission signal. The minimum difference address search unit 3113 searches the amplitude value stored in the amplitude memory 3111 for the amplitude value closest to the amplitude value "B". For the address searched by the minimum difference address search unit 3113, the “reciprocal number of distortion” stored in the distortion reciprocal number memory 3112 is read via the address shifter 3114, and the multiplier 302 is read.
The transmission signal is multiplied by 1.
【００２６】その後Ｄ／Ａコンバータ３０３２でデジタ
ル信号からアナログ信号に変換され、フィルタ３０３３
で帯域制限された後、直交搬送波生成器３０３４の出力
を用いて直交変調器３０３５において直交変調され増幅
器３０４１で増幅され、方向性結合器３０４２を介して
出力される。以上説明したように第１の実施例によれば
歪測定信号に対して測定された歪の逆数の間を補間して
仮想的に測定点を増加することにより増幅器の歪を高精
度に補償することが可能となるが、演算および構成が複
雑となる欠点がある。Thereafter, the D / A converter 3032 converts the digital signal into an analog signal, and the filter 3033
After being band-limited, the output of the quadrature carrier generator 3034 is used for quadrature modulation in the quadrature modulator 3035, amplified in the amplifier 3041, and output through the directional coupler 3042. As described above, according to the first embodiment, the distortion of the amplifier is compensated with high accuracy by interpolating between the reciprocals of the distortion measured for the distortion measurement signal and virtually increasing the number of measurement points. However, there is a drawback in that the calculation and the configuration are complicated.
【００２７】第２の実施例は上記欠点を解決したもので
あって、歪逆数比を使用せずに演算を簡略化する。即
ち、 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐx ）／ｈ(i) ＋ｐx ／ｈ(i+2) ｐx ＝｛ｅ(i) x −ｅ(i+1) x ｝／｛ｅ(i+2) x −ｅ(i
+1) x ｝ とし送信信号のスペクトルが最良となる変数X をシミュ
レーションにより求めた。The second embodiment solves the above-mentioned drawbacks and simplifies the calculation without using the distortion reciprocal ratio. That, 1 / h (i + 1 ) = (1-p x) / h (i) + p x / h (i + 2) p x = {e (i) x -e (i + 1) x} / {E (i + 2) x −e (i
+1) x }, and the variable X that gives the best spectrum of the transmitted signal was obtained by simulation.
【００２８】X＝−１のときにスペクトルは最良となる
ことが確認されるが、この時内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は
次式により算出される。 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) ただし、 ｐ-1＝｛ｅ(i) -1−ｅ(i+1) -1｝／｛ｅ(i+2) -1−ｅ(i+1) -1｝ ＝｛１／（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛１／（１／Ｃ＋１）1/2 −１｝ 第１および第２の実施例においては、演算をディスクリ
ート素子によって実行することとしているが、Ｄ／Ａコ
ンバータ３０３２より上流およびＡ／Ｄコンバータ３０
５２より下流の処理をＤＳＰのようなマイクロコンピュ
ータによって実行することも可能である。It is confirmed that the spectrum becomes the best when X = -1, and the reciprocal of the interpolation distortion 1 / h (i + 1) at this time is calculated by the following equation. 1 / h (i + 1) = (1-p- 1 ) / h (i) + p- 1 / h (i + 2) where p- 1 = {e (i) -1- e (i + 1) ) -1} / {e (i + 2) -1 -e (i + 1) -1} = {1 / (p 2 / C + 1) 1/2 -1} / {1 / (1 / C + 1) 1 / 2 -1} In the first and second embodiments, the calculation is executed by the discrete element, but upstream of the D / A converter 3032 and the A / D converter 30.
It is also possible to execute the processing downstream of 52 by a microcomputer such as a DSP.
【００２９】図５はＤＳＰで実行されるメインルーチン
のフローチャートであって、ステップＳ１で歪測定処理
を、ステップＳ２で送信処理を実行してこのルーチンを
終了する。図６はメインルーチンのステップＳ１で実行
される歪測定処理の詳細フローチャートであって、ステ
ップＳ１１において歪測定を行う回数を示すインデック
スｉを初期値 "０" に設定する。FIG. 5 is a flow chart of the main routine executed by the DSP, in which distortion measurement processing is executed in step S1 and transmission processing is executed in step S2, and this routine is ended. FIG. 6 is a detailed flowchart of the strain measuring process executed in step S1 of the main routine. In step S11, an index i indicating the number of times strain measurement is performed is set to an initial value "0".
【００３０】ステップＳ１２において歪測定信号Ｘ
T (i) を生成し、ステップＳ１３においてＤ／Ａコンバ
ータ３３２から歪測定信号ＸT (i) をアナログ信号に変
換して出力する。ステップＳ１４において復調信号ＹT
(i) をＡ／Ｄコンバータ３５３によってディジタル信号
に変換して読み込む。In step S12, the distortion measurement signal X
T (i) is generated, and in step S13, the distortion measurement signal X T (i) is converted from the D / A converter 332 into an analog signal and output. In step S14, the demodulated signal Y T
(i) is converted into a digital signal by the A / D converter 353 and read.
【００３１】ステップＳ１５においてゲイン調整された
復調信号ＹT (i) の振幅の２乗値ｅ(i) を算出する。ス
テップＳ１６において「歪の逆数」１／ｈ(i) をＸ
T (i) ／ＹT (i) として算出する。ステップＳ１７にお
いて内挿処理を実行し、ステップＳ１８においてインデ
ックスｉが所定値Ｎ以上であるかを判定し、否定判定さ
れたときはステップＳ１９においてインデックスｉを
"２" だけインクリメントしてステップＳ１２に戻る。In step S15, a squared value e (i) of the amplitude of the gain-adjusted demodulated signal Y T (i) is calculated. In step S16, "reciprocal of distortion" 1 / h (i) is set to X.
Calculate as T (i) / Y T (i). Interpolation processing is executed in step S17, it is determined in step S18 whether the index i is equal to or more than a predetermined value N, and if a negative determination is made, the index i is set in step S19.
Increment by "2" and return to step S12.
【００３２】ステップＳ１８において肯定判定されたと
きは、この処理を終了する。図７は歪測定処理のステッ
プＳ１７において実行される内挿処理のフローチャート
であって、Ｓ１７１において次式に基づきＣの値が算出
される。 Ｃ＝ｅ(i)2／｛ｅ(i+2)2＋ｅ(i)2｝ そしてステップＳ１７２において内挿点振幅２乗値ｅ(i
+1)2が次式に基づき算出される。If an affirmative decision is made in step S18, this processing ends. FIG. 7 is a flowchart of the interpolation processing executed in step S17 of the distortion measurement processing, and in S171, the value of C is calculated based on the following equation. C = e (i) 2 / {e (i + 2) 2 + e (i) 2 } Then, in step S172, the interpolated point amplitude squared value e (i
+1) 2 is calculated based on the following equation.
【００３３】 ｅ(i+1)2＝（１−ｐ2 ）×ｅ(i)2＋ｐ2 ×ｅ(i+2)2 ここでｐ2 は予め定められた定数である。ステップＳ１
７３において、次式により歪逆数比ｈr を算出する。 ｈr ＝〔｛ｈ(i+2) ／ｈ(i) ｝2 〕1/2 ＝ｈ(i+2) ／ｈ
(i) さらにステップＳ１７４によりｐ1 を次式により算出す
る。 ｐ1 ＝｛（ｐ2 ／Ｃ＋１）1/2 −１｝／｛（１／Ｃ＋
１）1/2 −１｝ ステップＳ１７５においてｐ-1を次式により算出する。E (i + 1) 2 = (1-p 2 ) × e (i) 2 + p 2 × e (i + 2) 2 where p 2 is a predetermined constant. Step S1
At 73, the inverse strain ratio h r is calculated by the following equation. h r = [{h (i + 2) / h (i)} 2 ] 1/2 = h (i + 2) / h
(i) In step S174, p 1 is calculated by the following equation. p 1 = {(p 2 / C + 1) 1/2 −1} / {(1 / C +
1) 1/2 -1} In step S175, p -1 is calculated by the following equation.
【００３４】 ｐ-1＝ｐ1 ×ｈr ／｛１＋ｐ1 ×（ｈr −１）｝ さらにステップＳ１７６において内挿歪逆数１／ｈ(i+
1) を次式により算出する。 １／ｈ(i+1) ＝（１−ｐ-1）／ｈ(i) ＋ｐ-1／ｈ(i+2) そしてステップＳ１７７において、内挿点振幅２乗値ｅ
(i+1)2は振幅２乗値ｅ(i)2およびｅ(i+2)2 とともに、
またこの内挿歪逆数１／ｈ(i+1) は歪逆数１／ｈ(i) お
よび１／ｈ(i+2) とともに記憶される。P −1 = p 1 × h r / {1 + p 1 × (h r −1)} Furthermore, in step S176, the reciprocal of the interpolation distortion 1 / h (i +
1) is calculated by the following formula. 1 / h (i + 1) = (1-p- 1 ) / h (i) + p- 1 / h (i + 2) Then, in step S177, the interpolated point amplitude squared value e
(i + 1) 2 is the amplitude square value e (i) 2 and e (i + 2) 2,
The reciprocal of the interpolated distortion 1 / h (i + 1) is stored together with the reciprocal of the distortion 1 / h (i) and 1 / h (i + 2).
【００３５】図８はメインルーチンのステップＳ２で実
行される送信処理のフローチャートであって、ステップ
Ｓ２１で時間を示すインデックスｊを初期値 "０" に設
定する。ステップＳ２２において送信信号ＸB (j) を生
成し、ステップＳ２３において送信信号ＸB (j) の振幅
の２乗値Ｅ(j)2を算出する。FIG. 8 is a flow chart of the transmission process executed in step S2 of the main routine. In step S21, the index j indicating time is set to the initial value "0". The transmission signal X B (j) is generated in step S22, and the square value E (j) 2 of the amplitude of the transmission signal X B (j) is calculated in step S23.
【００３６】ステップＳ２４において振幅の２乗値Ｅ
(j)2を引数として前置歪Ｄ(j) を算出し、ステップＳ２
５において送信信号ＸB (j) と前置歪Ｄ(j) とを乗算し
て送信出力信号ＹB （ｊ）を算出する。ステップＳ２６
において送信出力信号ＹB （ｊ）をＤ／Ａコンバータ３
３２から出力する。In step S24, the square value E of the amplitude
(j) 2 is used as an argument to calculate the predistortion D (j), and step S2
In 5, the transmission signal X B (j) is multiplied by the predistortion D (j) to calculate the transmission output signal Y B (j). Step S26
The transmission output signal Y B (j) at the D / A converter 3
Output from 32.
【００３７】そしてステップＳ２７においてインデック
スｊが所定値Ｍ以上であるかを判定し、否定判定された
ときはステップＳ２８においてインデックスｊをインク
リメントしてステップＳ２２に戻る。ステップＳ２７に
おいて否定判定されたときはこの処理を終了する。Then, in step S27, it is determined whether or not the index j is equal to or larger than the predetermined value M, and if a negative determination is made, the index j is incremented in step S28 and the process returns to step S22. When a negative determination is made in step S27, this process ends.
【００３８】[0038]
【発明の効果】本発明にかかる送信装置によれば、トレ
ーニング期間における歪測定信号数が少ない場合にも内
挿処理によって歪測定点を増加し、増幅器の歪を高精度
に補償することが可能となる。According to the transmitting apparatus of the present invention, even if the number of distortion measurement signals during the training period is small, it is possible to increase the distortion measurement points by interpolation processing and compensate the distortion of the amplifier with high accuracy. Becomes
【図１】本発明にかかる送信装置の基本構成図である。FIG. 1 is a basic configuration diagram of a transmission device according to the present invention.
【図２】従来の送信装置の構成図である。FIG. 2 is a block diagram of a conventional transmitter.
【図３】第１の実施例の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a first embodiment.
【図４】送信フォーマット図である。FIG. 4 is a transmission format diagram.
【図５】メインルーチンのフローチャートである。FIG. 5 is a flowchart of a main routine.
【図６】歪測定処理のフローチャートである。FIG. 6 is a flowchart of distortion measurement processing.
【図７】内挿処理のフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart of interpolation processing.
【図８】送信処理のフローチャートである。FIG. 8 is a flowchart of a transmission process.
３０１…送信信号生成部 ３０２…前置歪付与部 ３０３１…クロック発振器 ３０３２…Ｄ／Ａコンバータ ３０３４…直交搬送波生成器 ３０３５…直交変調器 ３０４１…増幅器 ３０４２…方向性結合器 ３０５１…直交復調器 ３０５３…クロックシフタ ３０５４…Ａ／Ｄコンバータ ３０６１…除算器 ３０７１…振幅２乗器 ３０８…振幅２乗値補間器 ３０９…歪逆数補間器 ３１０１…振幅２乗器 ３１１１…振幅２乗メモリ ３１１２…歪逆数メモリ ３１１３…隣接振幅２乗アドレス検索部 ３１１４…アドレスシフタ 301 ... Transmission signal generating section 302 ... Predistortion applying section 3031 ... Clock oscillator 3032 ... D / A converter 3034 ... Quadrature carrier wave generator 3035 ... Quadrature modulator 3041 ... Amplifier 3042 ... Directional coupler 3051 ... Quadrature demodulator 3053 ... Clock shifter 3054 ... A / D converter 3061 ... Divider 3071 ... Amplitude squarer 308 ... Amplitude squared value interpolator 309 ... Distortion reciprocal interpolator 3101 ... Amplitude squarer 3111 ... Amplitude squared memory 3112 ... Distortion reciprocal memory 3113 ... Adjacent amplitude squared address search unit 3114 ... Address shifter
Claims (1)
と、 前記送信信号生成手段で生成された送信信号に所定の前
置歪を付与する前置歪付与手段と、 前記前置歪付与手段によって前置歪付与された送信信号
を所定の搬送波で変調する変調手段と、 前記変調手段で変調された送信信号を電力増幅する増幅
手段と、 前記増幅手段の出力を復調する復調手段と、 前記復調手段の出力と前記前置歪付与手段の出力に基づ
いて前記増幅手段の出力に含まれる歪の逆数を算出する
歪逆数算出手段と、 前記復調手段の出力の振幅の２乗値を算出する第１振幅
２乗値算出手段と、 前記第１振幅２乗値算出手段で算出された隣合う２つの
復調手段の出力の振幅の２乗値を予め定められた比率で
補間して補間振幅２乗値を算出する振幅２乗値補間手段
と、 前記歪逆数算出手段で算出された歪逆数に基づいて前記
振幅２乗値補間手段で算出された補間振幅２乗値に対応
する歪逆数を算出する歪逆数補間手段と、 前記送信信号生成手段で生成された送信信号の振幅の２
乗値を算出する第２振幅２乗値算出手段と、 前記振幅２乗値補間手段で算出された補間振幅２乗値
と、前記第２振幅算出手段で算出された送信信号の振幅
の２乗値と、前記歪逆数補間手段で算出された補間歪逆
数とに基づいて、前記前置歪付与手段において送信信号
に付与する所定の前置歪を算出する前置歪算出手段と、
を具備する送信装置。1. A transmission signal generating means for generating a transmission signal, a predistortion imparting means for imparting a predetermined predistortion to the transmission signal generated by the transmission signal generating means, and the predistortion imparting means. Modulation means for modulating the transmission signal to which predistortion is applied with a predetermined carrier wave, amplification means for power-amplifying the transmission signal modulated by the modulation means, demodulation means for demodulating the output of the amplification means, and the demodulation A distortion reciprocal calculating means for calculating the reciprocal of the distortion contained in the output of the amplifying means based on the output of the means and the output of the predistortion applying means; and a square value of the amplitude of the output of the demodulating means. Interpolated amplitude squared by interpolating the squared values of the amplitudes of the outputs of the two adjacent demodulation means calculated by the first amplitude squared value calculation means and the first amplitude squared value calculation means at a predetermined ratio. Amplitude square value interpolating means for calculating a value; Distortion reciprocal interpolation means for calculating a distortion reciprocal number corresponding to the interpolated amplitude squared value calculated by the amplitude squared value interpolating means on the basis of the distortion reciprocal number calculated by the reciprocal number calculation means, and the transmission signal generation means. 2 of the amplitude of the transmitted signal
Second amplitude square value calculating means for calculating a square value, interpolation amplitude square value calculated by the amplitude square value interpolating means, and square of the amplitude of the transmission signal calculated by the second amplitude calculating means. Based on the value and the interpolating distortion reciprocal calculated by the distortion reciprocal interpolation means, a predistortion calculating means for calculating a predetermined predistortion to be added to the transmission signal in the predistortion applying means,
A transmission device comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23534595A JP3526669B2 (en) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | Transmission device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23534595A JP3526669B2 (en) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | Transmission device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983481A true JPH0983481A (en) | 1997-03-28 |
| JP3526669B2 JP3526669B2 (en) | 2004-05-17 |
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ID=16984722
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23534595A Expired - Fee Related JP3526669B2 (en) | 1995-09-13 | 1995-09-13 | Transmission device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3526669B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007166445A (en) * | 2005-12-16 | 2007-06-28 | Mitsubishi Electric Corp | Delay compensation circuit |
| JP2007274062A (en) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Japan Radio Co Ltd | Digital prestage distortion compensator circuit of amplifier |
| JP2020017884A (en) * | 2018-07-26 | 2020-01-30 | 日本無線株式会社 | Distortion compensation device and distortion compensation method |
-
1995
- 1995-09-13 JP JP23534595A patent/JP3526669B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007166445A (en) * | 2005-12-16 | 2007-06-28 | Mitsubishi Electric Corp | Delay compensation circuit |
| JP4694362B2 (en) * | 2005-12-16 | 2011-06-08 | 三菱電機株式会社 | Delay compensation circuit |
| JP2007274062A (en) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Japan Radio Co Ltd | Digital prestage distortion compensator circuit of amplifier |
| JP2020017884A (en) * | 2018-07-26 | 2020-01-30 | 日本無線株式会社 | Distortion compensation device and distortion compensation method |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3526669B2 (en) | 2004-05-17 |
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