JPH0983409A - Fading estimate system - Google Patents
Fading estimate systemInfo
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- JPH0983409A JPH0983409A JP23709695A JP23709695A JPH0983409A JP H0983409 A JPH0983409 A JP H0983409A JP 23709695 A JP23709695 A JP 23709695A JP 23709695 A JP23709695 A JP 23709695A JP H0983409 A JPH0983409 A JP H0983409A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は移動通信において問
題となるフェージングによる振幅・位相の変動を推定す
るフェージング推定方式に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a fading estimation method for estimating fluctuations in amplitude and phase due to fading which is a problem in mobile communication.
【０００２】移動通信においては、移動体の速度および
搬送波の周波数によって決まる最大周波数を持ったラン
ダムな振幅・位相の変化であるフェージングが起こり、
これによって固定の無線通信に比較して、安定した受信
が非常に難しい。In mobile communication, fading, which is a random amplitude / phase change having a maximum frequency determined by the speed of a mobile body and the frequency of a carrier wave, occurs,
As a result, stable reception is extremely difficult as compared with fixed wireless communication.
【０００３】現在サービス中の移動電話などでは、フェ
ージングに強いとして遅延検波方式が広く使われている
が、これからのデータ信号の伝送を含むより高速・高品
質の移動通信を行なう際には遅延検波でもまだ不十分で
あり、フェージングによる振幅・位相の変化を積極的に
取り除く方式が要望されている。In mobile telephones and the like currently in service, the differential detection method is widely used because it is resistant to fading. However, when performing higher-speed and high-quality mobile communication including the transmission of data signals in the future, differential detection is used. However, it is still insufficient, and there is a demand for a method that positively removes changes in amplitude and phase due to fading.
【０００４】[0004]
【従来の技術】従来、フェージング推定方式の一例とし
て、図８に示すようにディジタルデータＤ１中の何シン
ボルか毎（一定周期毎）にパイロット信号Ｐと呼ばれる
既知の信号を埋め込み、これを用いてフェージングによ
る振幅・位相の変化を推定する方式が知られている。2. Description of the Related Art Conventionally, as an example of a fading estimation method, as shown in FIG. 8, a known signal called a pilot signal P is embedded every number of symbols (every constant period) in the digital data D1, and this is used. A method of estimating a change in amplitude / phase due to fading is known.
【０００５】推定の方式としてはパイロット信号Ｐ間の
各シンボルに対応するフェージング推定値を内挿によっ
て求める方式や、受信したパイロット信号Ｐを低域通過
フィルタに通すことでフェージング推定値を求める方式
などがある。As an estimation method, a method of obtaining a fading estimation value corresponding to each symbol between pilot signals P by interpolation, a method of obtaining a fading estimation value by passing the received pilot signal P through a low-pass filter, and the like. There is.
【０００６】後者の推定方式に用いる低域通過フィルタ
にあって、従来の帯域を固定した低域通過フィルタをデ
ィジタルフィルタを用いて実現した場合のブロック構成
図を図９に示し、その説明を行う。In the low-pass filter used in the latter estimation method, a block diagram of a conventional low-pass filter whose band is fixed is realized by using a digital filter is shown in FIG. 9 and explained. .
【０００７】図９において、符号１1 〜１n はデータフ
リップフロップ（以下、ＦＦという）であり、ｎ段のシ
フトレジスタ構成とされており、パイロット受信信号Ｐ
１を図８に示すパイロット信号周期Ｔ１をクロック周期
とするクロック信号ＣＬＫ１で動作しながら順次シフト
するものである。In FIG. 9, reference numerals 1 1 to 1 n are data flip-flops (hereinafter referred to as FFs), which have an n-stage shift register configuration, and which are pilot reception signals P.
1 is sequentially shifted while operating with a clock signal CLK1 having a pilot signal period T1 shown in FIG. 8 as a clock period.
【０００８】２1 〜２n+1 は、増幅率が任意に可変され
るアンプであり、ｎ段のＦＦ１1 〜１n よりも１個多い
数が用意されており、パイロット受信信号Ｐ１及び各Ｆ
Ｆ１ 1 〜１n の出力信号を増幅して出力するものであ
る。21~ 2n + 1The amplification factor is variable
It is an amplifier and has n stages of FF11~ 1nOne more than
Number is prepared, pilot reception signal P1 and each F
F1 1~ 1nAmplifies and outputs the output signal of
You.
【０００９】３は加算器であり、アンプ２1 〜２n+1 か
ら入力される増幅信号の各々を加算し、この加算結果を
フェージング推定値として出力するものである。４は低
域通過フィルタ係数発生部であり、メモリを参照するな
どの方法で、各アンプ２1 〜２n+1 に増幅率を可変する
係数（低域通過フィルタの係数）を出力するものであ
る。但し、受信シンボル周期をクロック周期とするＣＬ
Ｋ２をクロック信号として係数を発生する。An adder 3 adds the amplified signals input from the amplifiers 2 1 to 2 n + 1 and outputs the addition result as a fading estimation value. 4 is a low-pass filter coefficient generating unit, in which a method such as referring to the memory, and outputs a coefficient for varying the amplification factor to each amplifier 2 1 ~2 n + 1 (coefficient of the low-pass filter) is there. However, CL with the received symbol cycle as the clock cycle
A coefficient is generated using K2 as a clock signal.
【００１０】このような構成において、まず、パイロッ
ト受信信号Ｐ１がシフトレジスタ１ 1 〜１n を順次シフ
トされ、また、低域通過フィルタ係数発生部４から低域
通過フィルタの係数が発生される。In such a structure, first, the pilot
Received signal P1 is shift register 1 1~ 1nShift sequentially
From the low-pass filter coefficient generator 4
The pass filter coefficients are generated.
【００１１】そのフィルタ係数に応じた増幅率で各アン
プ２1 〜２n+1 がパイロット受信信号Ｐ１及び各ＦＦ１
1 〜１n の出力信号を増幅し、この増幅信号を加算器３
で加算することによってフェージング推定値を出力す
る。Each of the amplifiers 2 1 to 2 n + 1 outputs the pilot reception signal P1 and each FF 1 at an amplification factor corresponding to the filter coefficient.
The output signal of 1 to 1 n is amplified and this amplified signal is added by the adder 3
The fading estimation value is output by adding with.
【００１２】即ち、シフトされたパイロット受信信号Ｐ
１とフィルタ係数の積和演算によってフィルタリングが
行なわれ、フェージング推定値が出力される。That is, the shifted pilot reception signal P
Filtering is performed by the product-sum operation of 1 and the filter coefficient, and the fading estimation value is output.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のフェージング推定方式に用いられる低域通過フィル
タにおいては、各アンプ２1 〜２n+1 に付与されるフィ
ルタ係数を設定する場合、適正に設定する方法が明解で
なかったので、大まかな設定しかできず、このため適正
なフェージングの推定が行えず、フェージングによる振
幅・位相の変化を適正に取り除くことができない問題が
あった。By the way, in the low-pass filter used in the above-described conventional fading estimation method, when the filter coefficient given to each of the amplifiers 2 1 to 2 n + 1 is set properly, Since the setting method was not clear, only a rough setting could be made, so that proper fading could not be estimated, and there was a problem that changes in amplitude and phase due to fading could not be properly removed.
【００１４】上述した低域通過フィルタとしては、符号
間干渉を起こさない、インパルス応答が素早く収束する
などの利点から図９に示したナイキストフィルタが使用
されている。As the above-mentioned low-pass filter, the Nyquist filter shown in FIG. 9 is used because it has advantages such as no intersymbol interference and rapid convergence of impulse response.
【００１５】このナイキストフィルタの帯域は帯域幅お
よびロールオフ率αによって決定される。この帯域とフ
ェージングの最大ドップラー周波数およびパイロット信
号の周期との関係は、フェージング推定性能やインパル
ス応答の収束などに影響を与えるが、その設定法は明確
ではなかった。The band of this Nyquist filter is determined by the bandwidth and the roll-off rate α. The relationship between this band, the maximum Doppler frequency of fading, and the period of the pilot signal affects the fading estimation performance and the convergence of the impulse response, but its setting method was not clear.
【００１６】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、適正なフェージングの推定を行うことによ
ってフェージングによる振幅・位相の変化を適正に取り
除くことができるフェージング推定方式を提供すること
を目的としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a fading estimation method capable of appropriately removing changes in amplitude and phase due to fading by performing appropriate fading estimation. It is an object.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】図１に本発明のフェージ
ング推定方式の原理図を示す。このフェージング推定方
式は、バースト信号中に等間隔で埋め込まれたパイロッ
ト信号Ｐ１を受信後、低域通過フィルタＦＬに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するものであり、
本発明の特徴は、その低域通過フィルタＦＬとしてナイ
キストフィルタを用い、ナイキストフィルタＦＬの帯域
幅ｆ0 およびロールオフ率αを、任意に設定されるフェ
ージングの最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折
り返し成分の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係
数Ｆｃを発生する係数制御手段６を具備し、ナイキスト
フィルタＦＬがフィルタ係数Ｆｃに応じてインパルス応
答の収束を速め演算量を削減できるようにして構成した
ことにある。FIG. 1 shows the principle of the fading estimation method of the present invention. This fading estimation method estimates the amplitude and phase of fading by receiving a pilot signal P1 embedded in a burst signal at equal intervals and then passing it through a low-pass filter FL.
A feature of the present invention is that a Nyquist filter is used as the low-pass filter FL, the bandwidth f 0 and the roll-off rate α of the Nyquist filter FL are set based on the arbitrarily set fading maximum Doppler frequency F d. The Nyquist filter FL is provided with a coefficient control means 6 for generating a maximum filter coefficient Fc within the range in which the influence of the aliasing component of F. It has been configured.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図２は本発明の第１実施形
態のフェージング推定方式による低域通過フィルタのブ
ロック構成図である。この図に示す低域通過フィルタに
おいて図９に示した従来例の各部に対応する部分には同
一符号を付し、その説明を省略する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram of a low pass filter according to the fading estimation method of the first embodiment of the present invention. In the low-pass filter shown in this figure, parts corresponding to the respective parts of the conventional example shown in FIG.
【００１９】図２に示す第１実施形態の低域通過フィル
タ（ナイキストフィルタ）が、図９に示した低域通過フ
ィルタと異なる点は、低域通過フィルタ係数発生部４に
代え、設定される最大ドップラー周波数（最大ドップラ
ー周波数設定値）Ｆd に従って、後述で説明する式及
び、又は式及びで決定される帯域幅ｆ0 及びロー
ルオフ率αを持ったフィルタ係数を発生する係数制御部
６を具備したことにある。The low pass filter (Nyquist filter) of the first embodiment shown in FIG. 2 is different from the low pass filter shown in FIG. 9 in that it is set in place of the low pass filter coefficient generator 4. According to the maximum Doppler frequency (maximum Doppler frequency setting value) F d , a coefficient control unit 6 for generating a filter coefficient having a bandwidth f 0 and a roll-off rate α determined by the equation described below and / or the equation I have it.
【００２０】以降、係数制御部６における最大ドップラ
ー周波数設定値Ｆd の設定原理について説明する。最初
に、一般的なナイキストフィルタの周波数特性を示す。The principle of setting the maximum Doppler frequency set value F d in the coefficient control unit 6 will be described below. First, the frequency characteristics of a general Nyquist filter will be shown.
【００２１】[0021]
【数１】 この式で示す特性のうち正の周波数部分のみを図にす
ると図３に示すようになり、（１−α）ｆ0 ／２を境に
して、平坦部８とロールオフ部９に分かれている。ロー
ルオフ率αを大きくするとロールオフ部９が長くなり、
インパルス応答は早く収束する。[Equation 1] FIG. 3 shows only the positive frequency portion of the characteristic represented by this equation, and is divided into the flat portion 8 and the roll-off portion 9 with (1-α) f 0/2 as the boundary. . When the roll-off rate α is increased, the roll-off section 9 becomes longer,
The impulse response converges quickly.
【００２２】ここで、パイロット信号の周期を
Ｔpilot 、フェージングの最大ドップラー周波数をＦd
とすると、標本化定理よりパイロット受信信号Ｐ１のス
ペクトルは図４に示すように、１／Ｔpilot ごとの繰り
返しとなる。Here, the pilot signal period is T pilot , and the fading maximum Doppler frequency is F d.
Then, according to the sampling theorem, the spectrum of the pilot reception signal P1 is repeated every 1 / T pilot , as shown in FIG.
【００２３】従って、インパルス応答の収束をできるだ
け早くし、帯域内の信号には影響を与えず、また繰り返
しによる信号スペクトルの影響を完全に除去するために
は、図５に破線１１で示す曲線のように、最初の繰り返
しスペクトル１３の直前までロールオフ部１４が伸びて
おり、帯域０〜Ｆd までは平坦部１５であるという条件
を満たしたナイキストフィルタを使用することが最適で
ある。Therefore, in order to make the impulse response converge as quickly as possible, not to affect the signal within the band, and to completely eliminate the influence of the signal spectrum due to repetition, the curve indicated by the broken line 11 in FIG. as extends rolloff portion 14 until just before the first iteration spectrum 13, to band 0 to F d is best to use a Nyquist filter satisfying the condition that a flat portion 15.
【００２４】これを満たすには、図３において、 （１−α）ｆ0 ／２＝Ｆd … （１＋α）ｆ0 ／２＝１／Ｔpilot −Ｆd … とすればよい。[0024] To satisfy this, in FIG. 3, may be (1-α) f 0/ 2 = F d ... (1 + α) f 0/2 = 1 / T pilot -F d ... a.
【００２５】式及びを解くと、 ｆ0 ＝１／２Ｔpilot … α ＝１−２Ｔpilot Ｆd … となる。Solving equations and, f 0 = 1 / 2T pilot ... α = 1-2T pilot F d .
【００２６】そこで、仮定された最大ドップラー周波数
Ｆd にしたがって式及びのように、帯域幅ｆ0 及び
ロールオフ率αを設定することで、折り返しの信号スペ
クトルの影響を受けない範囲で、インパルス応答の収束
が早くフィルタ演算の演算量の少ないナイキストフィル
タを実現することができる。Therefore, by setting the bandwidth f 0 and the roll-off rate α according to the equations and according to the assumed maximum Doppler frequency F d , the impulse response can be obtained within the range not affected by the aliasing signal spectrum. It is possible to realize a Nyquist filter that quickly converges and has a small amount of filter calculation.
【００２７】即ち、図２に示す係数制御部６は、最大ド
ップラー周波数設定値Ｆd を設定することによって、ナ
イキストフィルタの帯域幅ｆ0 及びロールオフ率αを、
最大ドップラー周波数Ｆd をもとに信号の折り返し成分
の影響が出ない範囲で最大とするフィルタ係数を発生す
る。これによって、インパルス応答の収束を速め演算量
を削減することができる。That is, the coefficient control unit 6 shown in FIG. 2 sets the maximum Doppler frequency set value F d to set the bandwidth f 0 and roll-off rate α of the Nyquist filter to
Generating a filter coefficient to be maximized at the maximum Doppler frequency F d and does not affect the folding component of the original in the signal range. Thereby, the convergence of the impulse response can be accelerated and the amount of calculation can be reduced.
【００２８】以上の方式ではロールオフ率を最大にとれ
るため、演算量という面では有利であるものの、標本化
定理で決定される以上の帯域の雑音、すなわち折り返し
雑音がフィルタの帯域中に入ってくるためこの雑音によ
る特性劣化が考えられる。Since the roll-off rate can be maximized in the above method, it is advantageous in terms of the amount of calculation, but noise in the band larger than that determined by the sampling theorem, that is, folding noise, enters the band of the filter. Therefore, characteristic deterioration due to this noise can be considered.
【００２９】この折り返し雑音の影響を完全に取り除く
ためには、図５に破線１２で示す曲線のように、標本化
定理で定まった周波数の直前までロールオフ部１６が伸
びており、帯域０〜Ｆd までは平坦部１５であるという
条件を満たしたナイキストフィルタを使用することが最
適である。In order to completely remove the influence of the aliasing noise, the roll-off section 16 extends to just before the frequency determined by the sampling theorem as shown by the curve indicated by the broken line 12 in FIG. It is optimal to use a Nyquist filter that satisfies the condition that the flat portion 15 is up to F d .
【００３０】上記と同様に図３から式にすると、 （１−α）ｆ0 ／２＝Ｆd … （１＋α）ｆ0 ／２＝１／２Ｔpilot … となり、これを解くと、 ｆ0 ＝１／（１＋α）Ｔpilot … α ＝（１−２Ｔpilot Ｆd ）／（１＋２Ｔpilot Ｆd ） … となる。式及びのように、帯域幅ｆ0 及びαを係数
制御部６に最大ドップラー周波数設定値ＦdMとして設定
することで、インパルス応答の収束は幾分遅くなるもの
の、折り返し雑音の影響を受けないようなナイキストフ
ィルタを実現することができる。[0030] With the expression from the and similarly FIG. 3, (1-α) f 0/2 = F d ... (1 + α) f 0/2 = 1 / 2T pilot ... next, solving this, f 0 = 1 / (1 + α) T pilot ... α = (1-2T pilot F d ) / (1 + 2T pilot F d ). By setting the bandwidths f 0 and α in the coefficient control unit 6 as the maximum Doppler frequency set value F dM as in the equations and, the convergence of the impulse response will be somewhat delayed, but it will not be affected by the aliasing noise. Nyquist filter can be realized.
【００３１】即ち、係数制御部６は、最大ドップラー周
波数設定値Ｆd を設定することによって、ナイキストフ
ィルタの帯域幅ｆ0 及びロールオフ率αを、最大ドップ
ラー周波数Ｆd をもとに折り返し雑音の影響が出ない範
囲で最大とするフィルタ係数を発生する。これによっ
て、インパルス応答の収束を速め演算量を削減すること
ができる。That is, the coefficient control unit 6 sets the maximum Doppler frequency set value F d so that the band width f 0 and the roll-off rate α of the Nyquist filter can be reduced based on the maximum Doppler frequency F d . Generates the maximum filter coefficient in the range that is not affected. Thereby, the convergence of the impulse response can be accelerated and the amount of calculation can be reduced.
【００３２】次に、第２実施形態のフェージング推定方
式による低域通過フィルタのブロック構成を図６に示
し、その説明を行う。但し、図６に示す低域通過フィル
タにおいて図２の各部に対応する部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。Next, a block configuration of a low pass filter according to the fading estimation method of the second embodiment is shown in FIG. 6 and will be described. However, in the low-pass filter shown in FIG. 6, parts corresponding to the respective parts in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００３３】図６に示す第２実施形態の低域通過フィル
タ（ナイキストフィルタ）が、図２に示したナイキスト
フィルタと異なる点は、最大ドップラー周波数設定値Ｆ
d を推定して係数制御部６に付与する最大ドップラー周
波数推定装置１８を具備したことにある。The low pass filter (Nyquist filter) of the second embodiment shown in FIG. 6 differs from the Nyquist filter shown in FIG. 2 in that the maximum Doppler frequency set value F is set.
It is provided with the maximum Doppler frequency estimation device 18 which estimates d and gives it to the coefficient control unit 6.
【００３４】即ち、最大ドップラー周波数推定装置１８
は、受信信号、車など移動体の速度計、選択ダイバーシ
チ受信をしている場合に、その切替頻度などの情報から
受信側で推定した最大ドップラー周波数Ｆd を検出し、
この検出した最大ドップラー周波数Ｆd を係数制御部６
へ出力する。That is, the maximum Doppler frequency estimating device 18
The received signal, the car such as mobile speed meter, if you have a selective diversity reception, detects the maximum Doppler frequency F d estimated on the receiving side from information such as the switching frequency,
The detected maximum Doppler frequency F d is set to the coefficient control unit 6
Output to
【００３５】従って、第２実施形態によれば、フェージ
ング周波数が変動した場合にも、常に最適なロールオフ
率を持つナイキストフィルタを実現できる。以上説明し
たように、ナイキストフィルタの帯域幅ｆ0 及びロール
オフ率αをフェージングの最大ドップラー周波数Ｆd を
元に設定することで、フィルタのインパルス応答の収束
を早め、ディジタルフィルタの打ち切り段数を小さくし
た場合でも、特性の劣化を防ぐことができる。Therefore, according to the second embodiment, it is possible to realize a Nyquist filter having an optimum roll-off rate even when the fading frequency fluctuates. As described above, by setting the bandwidth f 0 and the roll-off rate α of the Nyquist filter on the basis of the maximum fading Doppler frequency F d , the convergence of the impulse response of the filter is accelerated and the number of truncation steps of the digital filter is reduced. Even in the case, deterioration of characteristics can be prevented.
【００３６】また、第１実施形態の式及びを元にし
た方式によって、フェージングを推定した場合のビット
誤り特性図を図７に示し、その説明を行う。図７は、打
ち切り段数を前後３段、即ち図２及び図６に示した第１
及び第２実施形態構成において、ナイキストフィルタの
段数を７段にした場合に相当する段数とした場合に得ら
れたフェージング推定値を用いて検波した場合のビット
誤り率特性を、ロールオフ率αを変化させて計算機シミ
ュレーションによって取得した結果を示すものである。Further, FIG. 7 shows a bit error characteristic diagram when fading is estimated by the method based on the equations and of the first embodiment, and the explanation will be given. FIG. 7 shows that the number of cutoff stages is three before and after, that is, the first number shown in FIGS. 2 and 6.
Also, in the configuration of the second embodiment, the bit error rate characteristics when detection is performed using the fading estimation value obtained when the number of stages of the Nyquist filter is set to 7 stages, the roll-off rate α is It shows the results obtained by changing and acquiring by computer simulation.
【００３７】条件として、最大ドップラー周波数は８０
Ｈｚ、パイロット信号間隔（パイロット周期）を１．０
ｍｓ，２．５ｍｓとしている。これによって、最適α＝
１−２Ｔpilot Ｆd Ｔpilot ＝１．０ｍｓの場合に、 ＝１−２・１．０×１０-3・８０ ＝０．８４ Ｔpilot ＝２．５ｍｓの場合に、 ＝１−２・２．５×１０-3・８０ ＝０．６ となり、図７の破線○で囲む最適値においてビット誤り
率が最小となっていることが分かる。As a condition, the maximum Doppler frequency is 80
Hz, pilot signal interval (pilot period) is 1.0
ms and 2.5 ms. This gives the optimum α =
In the case of 1-2T pilot F d T pilot = 1.0ms , in the case of = 1-2 · 1.0 × 10 -3 · 80 = 0.84 T pilot = 2.5ms, = 1-2 · 2 .5 × 10 −3 · 80 = 0.6, and it can be seen that the bit error rate is the minimum at the optimum value surrounded by the broken line ◯ in FIG.
【００３８】[0038]
【発明の効果】以上説明したように、本発明のフェージ
ング推定方式によれば、適正なフェージングの推定を行
うことによってフェージングによる振幅・位相の変化を
適正に取り除くことができる効果がある。As described above, according to the fading estimation method of the present invention, the effect of fading can be appropriately eliminated by properly estimating fading.
【図１】本発明の原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of the present invention.
【図２】本発明の第１実施形態のフェージング推定方式
による低域通過フィルタのブロック構成図である。FIG. 2 is a block configuration diagram of a low-pass filter according to the fading estimation method of the first embodiment of the present invention.
【図３】ナイキストフィルタの周波数特性図である。FIG. 3 is a frequency characteristic diagram of a Nyquist filter.
【図４】パイロット受信信号のスペクトル図である。FIG. 4 is a spectrum diagram of a pilot reception signal.
【図５】ナイキストフィルタの設定説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of Nyquist filter settings.
【図６】本発明の第２実施形態のフェージング推定方式
による低域通過フィルタのブロック構成図である。FIG. 6 is a block configuration diagram of a low pass filter according to a fading estimation method of a second embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第１実施形態で得られたフェージング
推定値を用い検波した場合のビット誤り率特性図であ
る。FIG. 7 is a bit error rate characteristic diagram when detection is performed using the fading estimation value obtained in the first embodiment of the present invention.
【図８】パイロット信号の挿入例を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing an example of inserting a pilot signal.
【図９】従来例のフェージング推定方式による低域通過
フィルタのブロック構成図である。FIG. 9 is a block diagram of a low-pass filter according to a conventional fading estimation method.
６ 係数制御手段 ＦＬ 低域通過フィルタ（ナイキストフィルタ） Ｐ１ パイロット信号 Ｆd 最大ドップラー周波数 Ｆｃ フィルタ係数6 coefficient control means FL low-pass filter (Nyquist filter) P1 pilot signal F d maximum Doppler frequency Fc filter coefficient
Claims (5)
パイロット信号を受信後、低域通過フィルタに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するフェージング
推定方式において、 前記低域通過フィルタとしてナイキストフィルタを用
い、該ナイキストフィルタの帯域幅およびロールオフ率
を、任意に設定されるフェージングの最大ドップラー周
波数をもとに信号の折り返し成分の影響が出ない範囲で
最大とするフィルタ係数を発生する係数制御手段を具備
し、前記ナイキストフィルタが前記フィルタ係数に応じ
てインパルス応答の収束を速め演算量を削減できるよう
にしたことを特徴とするフェージング推定方式。1. A fading estimation method for estimating the amplitude and phase of fading by receiving a pilot signal embedded at equal intervals in a burst signal and then passing the pilot signal through the low pass filter, wherein a Nyquist filter is used as the low pass filter. A coefficient control for generating a filter coefficient that maximizes the bandwidth and roll-off ratio of the Nyquist filter based on the arbitrarily set maximum Doppler frequency of fading within a range in which the signal aliasing component is not affected. A fading estimation method comprising: means for enabling the Nyquist filter to accelerate the convergence of an impulse response according to the filter coefficient and reduce the amount of calculation.
前記パイロット信号の周波数スペクトルにおけるロール
オフ部が次のパイロット信号成分の直前まで伸びてお
り、かつ平坦部が中心周波数から前記最大ドップラー周
波数までの幅である条件を満たすことを特徴とする請求
項１記載のフェージング推定方式。2. The Nyquist filter has a roll-off portion in the frequency spectrum of the received pilot signal extending to immediately before the next pilot signal component, and a flat portion having a width from the center frequency to the maximum Doppler frequency. The fading estimation method according to claim 1, wherein the following condition is satisfied.
パイロット信号を受信後、低域通過フィルタに通すこと
でフェージングの振幅及び位相を推定するフェージング
推定方式において、 前記低域通過フィルタとしてナイキストフィルタを用
い、該ナイキストフィルタの帯域幅およびロールオフ率
を、任意に設定されるフェージングの最大ドップラー周
波数をもとに信号の折り返し雑音の影響が出ない範囲で
最大とするフィルタ係数を発生する係数制御手段を具備
し、前記ナイキストフィルタが前記フィルタ係数に応じ
てインパルス応答の収束を速め演算量を削減できるよう
にしたことを特徴とするフェージング推定方式。3. A fading estimation method for estimating the amplitude and phase of fading by receiving a pilot signal embedded in a burst signal at equal intervals and then passing the pilot signal through the low pass filter, wherein a Nyquist filter is used as the low pass filter. A coefficient control for generating a filter coefficient that maximizes the bandwidth and roll-off rate of the Nyquist filter based on the arbitrarily set maximum Doppler frequency of fading within a range in which the effect of signal folding noise does not occur. A fading estimation method comprising: means for enabling the Nyquist filter to accelerate the convergence of an impulse response according to the filter coefficient and reduce the amount of calculation.
前記パイロット信号の周波数スペクトルにおけるロール
オフ部が標本化定理で定まった周波数の直前まで伸びて
おり、かつ平坦部が中心周波数から前記最大ドップラー
周波数までの幅である条件を満たすことを特徴とする請
求項３記載のフェージング推定方式。4. The Nyquist filter has a roll-off portion in the frequency spectrum of the received pilot signal extending to just before the frequency determined by the sampling theorem, and a flat portion from the center frequency to the maximum Doppler frequency. The fading estimation method according to claim 3, wherein a condition that is a width of the condition is satisfied.
出して前記係数制御手段へ供給する手段を具備したこと
を特徴とする請求項１〜４の何れかに記載のフェージン
グ推定方式。5. The fading estimation method according to claim 1, further comprising means for detecting the maximum Doppler frequency on a reception side and supplying the maximum Doppler frequency to the coefficient control means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23709695A JPH0983409A (en) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | Fading estimate system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23709695A JPH0983409A (en) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | Fading estimate system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983409A true JPH0983409A (en) | 1997-03-28 |
Family
ID=17010358
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23709695A Withdrawn JPH0983409A (en) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | Fading estimate system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0983409A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100374735B1 (en) * | 1998-04-16 | 2003-03-04 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | Pilot signal transmission technique and digital communication system using same |
| JP2004501586A (en) * | 2000-06-19 | 2004-01-15 | バルティオン テクニッリネン トゥトキムスケスクス | Travel assessment |
-
1995
- 1995-09-14 JP JP23709695A patent/JPH0983409A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100374735B1 (en) * | 1998-04-16 | 2003-03-04 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | Pilot signal transmission technique and digital communication system using same |
| JP2004501586A (en) * | 2000-06-19 | 2004-01-15 | バルティオン テクニッリネン トゥトキムスケスクス | Travel assessment |
| USRE43543E1 (en) | 2000-06-19 | 2012-07-24 | Intellectual Ventures Holding 9 Llc | Estimation of movement |
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