JPH0969729A - Ｐｌｌ回路を付加したｆｍ変調器 - Google Patents
Ｐｌｌ回路を付加したｆｍ変調器Info
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- JPH0969729A JPH0969729A JP7223835A JP22383595A JPH0969729A JP H0969729 A JPH0969729 A JP H0969729A JP 7223835 A JP7223835 A JP 7223835A JP 22383595 A JP22383595 A JP 22383595A JP H0969729 A JPH0969729 A JP H0969729A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】低域通過フィルタやスイッチなどの回路を追加
すること無く、小型で周波数安定度に優れ、かつ電源投
入時の位相ロックが高速なＦＭ変調器を実現する。 【解決手段】ＦＭ変調器はＰＬＬ回路を構成するアクテ
ィブ型ループフィルタ２と電圧制御発振器（ＶＣＯ）４
の間に結合回路３を有する。結合回路３はコンデンサＣ
1 と抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 からなる。Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧さ
れた制御信号と直流バイアス電源出力とＣ1 を通過した
映像信号とを混合してＶＣＯ４に加える。この結合回路
をＰＬＬ回路の制御信号については比較角周波数ωref
を遮断する低域通過フィルタとして、映像信号について
は直流レベル変動を無くするＤＣカッタとして動作さ
せ、またＶＣＯへ加える電圧の初期値が位相ロックした
ときの電圧の近傍値となるように、抵抗で直流バイアス
電源電圧を分圧してＶＣＯに印加するとともに、高イン
ピーダンスで制御信号と映像信号を混合しＶＣＯに加え
る。
すること無く、小型で周波数安定度に優れ、かつ電源投
入時の位相ロックが高速なＦＭ変調器を実現する。 【解決手段】ＦＭ変調器はＰＬＬ回路を構成するアクテ
ィブ型ループフィルタ２と電圧制御発振器（ＶＣＯ）４
の間に結合回路３を有する。結合回路３はコンデンサＣ
1 と抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 からなる。Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧さ
れた制御信号と直流バイアス電源出力とＣ1 を通過した
映像信号とを混合してＶＣＯ４に加える。この結合回路
をＰＬＬ回路の制御信号については比較角周波数ωref
を遮断する低域通過フィルタとして、映像信号について
は直流レベル変動を無くするＤＣカッタとして動作さ
せ、またＶＣＯへ加える電圧の初期値が位相ロックした
ときの電圧の近傍値となるように、抵抗で直流バイアス
電源電圧を分圧してＶＣＯに印加するとともに、高イン
ピーダンスで制御信号と映像信号を混合しＶＣＯに加え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は 周波数安定化のた
めのＰＬＬ（位相同期ループ）回路を付加したＦＭ変調
器に関し、特にワイヤレスカメラなどのように小型・軽
量化が強く求められるマイクロ波・ミリ波帯の映像伝送
装置に好適なＦＭ変調器に関する。
めのＰＬＬ（位相同期ループ）回路を付加したＦＭ変調
器に関し、特にワイヤレスカメラなどのように小型・軽
量化が強く求められるマイクロ波・ミリ波帯の映像伝送
装置に好適なＦＭ変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、周波数安定化のためのＰＬＬ回路
を有するＦＭ変調器としては、中間周波数（ＩＦ）帯
（７０ＭＨｚ，１３０ＭＨｚなどが多く用いられる）で
映像信号によりＦＭ変調するものが屋外伝送装置などに
用いられている。
を有するＦＭ変調器としては、中間周波数（ＩＦ）帯
（７０ＭＨｚ，１３０ＭＨｚなどが多く用いられる）で
映像信号によりＦＭ変調するものが屋外伝送装置などに
用いられている。
【０００３】従来のこのようなＦＭ変調器を示す図３を
参照すると、そのＦＭ変調器は位相比較器１１と、アク
ティブ型ループフィルタ１２と、スイッチ回路１３と、
低域通過フィルタ１４と、結合回路１５と、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）１６と、分周器１７とを包含している。
アクティブ型ループフィルタ１２の自然角周波数ω
nは、映像信号のレベル変動や電源変動などによる位相
ロックはずれを避けるために十分に小さく設定する。一
方、このような設定は位相ロックに要する立ち上がり時
間を長くしてしまうことになるので、スイッチ回路１３
で電源投入時と通常時とのループフィルタ１２の自然角
周波数ωn を切り替えることで、位相ロックに要する立
ち上がり時間を短縮している。また、ＰＬＬ回路の基準
信号の比較角周波数ωref 成分の信号の漏れによって、
ＦＭ変調信号をモニタ画面で見たときに劣化が生じるこ
とを避けるために、必要に応じて低域通過フィルタ１４
を付加している。
参照すると、そのＦＭ変調器は位相比較器１１と、アク
ティブ型ループフィルタ１２と、スイッチ回路１３と、
低域通過フィルタ１４と、結合回路１５と、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）１６と、分周器１７とを包含している。
アクティブ型ループフィルタ１２の自然角周波数ω
nは、映像信号のレベル変動や電源変動などによる位相
ロックはずれを避けるために十分に小さく設定する。一
方、このような設定は位相ロックに要する立ち上がり時
間を長くしてしまうことになるので、スイッチ回路１３
で電源投入時と通常時とのループフィルタ１２の自然角
周波数ωn を切り替えることで、位相ロックに要する立
ち上がり時間を短縮している。また、ＰＬＬ回路の基準
信号の比較角周波数ωref 成分の信号の漏れによって、
ＦＭ変調信号をモニタ画面で見たときに劣化が生じるこ
とを避けるために、必要に応じて低域通過フィルタ１４
を付加している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このように、上述のよ
うな従来の技術では、位相ロックはずれなどによる映像
の劣化を避け、かつ電源投入時の位相ロック時間を短縮
するためには、低域通過フィルタやスイッチなどの回路
を追加する必要があるので、小型化には適していないと
いう解決すべき課題があった。
うな従来の技術では、位相ロックはずれなどによる映像
の劣化を避け、かつ電源投入時の位相ロック時間を短縮
するためには、低域通過フィルタやスイッチなどの回路
を追加する必要があるので、小型化には適していないと
いう解決すべき課題があった。
【０００５】本発明は、上述のような課題を解決するた
めになされたもので、その目的は、低域通過フィルタや
スイッチなどの回路を追加することなく、小型で周波数
安定度が優れ、かつ電源投入時の位相ロックが高速なＰ
ＬＬ回路を付加したＦＭ変調器を提供することにある。
めになされたもので、その目的は、低域通過フィルタや
スイッチなどの回路を追加することなく、小型で周波数
安定度が優れ、かつ電源投入時の位相ロックが高速なＰ
ＬＬ回路を付加したＦＭ変調器を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、映像信号により周波数変調するＦＭ変調
器において、位相比較器と、アクティブ型ループフィル
タと、電圧制御発振器と、分周器とからなる周波数安定
化のためのＰＬＬ回路、前記アクティブ型ループフィル
タと前記電圧制御発振器の間に前記ＰＬＬ回路の制御信
号と映像信号を混合して前記電圧制御発振器に加えるた
めの結合回路および、前記電圧制御発振器へ加える電圧
の初期値が位相ロックしたときの電圧の近傍値となるよ
うに直流バイアス電圧を前記電圧制御発振器に印加する
ための直流バイアス電源を有し、前記結合回路は前記制
御信号については比較角周波数を遮断する低域通過フィ
ルタとして、前記映像信号については直流レベル変動を
無くする直流阻止回路として、また前記直流バイアス電
圧については直流バイアス電源の出力分圧回路として動
作して、前記制御信号と前記映像信号と前記直流バイア
ス電源出力とを混合することを特徴とする。
め、本発明は、映像信号により周波数変調するＦＭ変調
器において、位相比較器と、アクティブ型ループフィル
タと、電圧制御発振器と、分周器とからなる周波数安定
化のためのＰＬＬ回路、前記アクティブ型ループフィル
タと前記電圧制御発振器の間に前記ＰＬＬ回路の制御信
号と映像信号を混合して前記電圧制御発振器に加えるた
めの結合回路および、前記電圧制御発振器へ加える電圧
の初期値が位相ロックしたときの電圧の近傍値となるよ
うに直流バイアス電圧を前記電圧制御発振器に印加する
ための直流バイアス電源を有し、前記結合回路は前記制
御信号については比較角周波数を遮断する低域通過フィ
ルタとして、前記映像信号については直流レベル変動を
無くする直流阻止回路として、また前記直流バイアス電
圧については直流バイアス電源の出力分圧回路として動
作して、前記制御信号と前記映像信号と前記直流バイア
ス電源出力とを混合することを特徴とする。
【０００７】本発明のＦＭ変調器は、その一形態とし
て、前記結合回路は、互いに星形接続されたコンデンサ
Ｃ1 と第１と第２の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とを有し、該第１の
抵抗Ｒ1 の入力端は前記アクティブ型ループフィルタに
接続し、前記コンデンサＣ1 と前記第２の抵抗Ｒ2 の各
入力端はそれぞれ前記映像信号の信号源と前記直流バイ
アス電源に接続し、前記コンデンサＣ1 と前記抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 の星形接続の中性点は前記電圧制御発振器の入
力端に接続し、これにより前記抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分
圧された前記制御信号と前記直流バイアス電源の出力と
前記コンデンサＣ1を通過した前記映像信号とが混合し
て前記電圧制御発振器に加えられることを特徴とするこ
とができる。
て、前記結合回路は、互いに星形接続されたコンデンサ
Ｃ1 と第１と第２の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とを有し、該第１の
抵抗Ｒ1 の入力端は前記アクティブ型ループフィルタに
接続し、前記コンデンサＣ1 と前記第２の抵抗Ｒ2 の各
入力端はそれぞれ前記映像信号の信号源と前記直流バイ
アス電源に接続し、前記コンデンサＣ1 と前記抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 の星形接続の中性点は前記電圧制御発振器の入
力端に接続し、これにより前記抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分
圧された前記制御信号と前記直流バイアス電源の出力と
前記コンデンサＣ1を通過した前記映像信号とが混合し
て前記電圧制御発振器に加えられることを特徴とするこ
とができる。
【０００８】本発明のＦＭ変調器は、他の形態として、
前記アクティブ型ループフィルタの自然角周波数は前記
映像信号のフィールド角周波数よりも十分に小さな値に
設定され、また前記結合回路のカットオフ角周波数は前
記映像信号のフィールド角周波数よりも十分に小さいが
前記自然角周波数よりも十分に大きな値として設定され
ることを特徴とすることができる。
前記アクティブ型ループフィルタの自然角周波数は前記
映像信号のフィールド角周波数よりも十分に小さな値に
設定され、また前記結合回路のカットオフ角周波数は前
記映像信号のフィールド角周波数よりも十分に小さいが
前記自然角周波数よりも十分に大きな値として設定され
ることを特徴とすることができる。
【０００９】本発明のＦＭ変調器は、更に他の形態とし
て、前記電圧制御発振器はマイクロ波・ミリ波帯の電圧
制御発振器であることを特徴とすることができる。
て、前記電圧制御発振器はマイクロ波・ミリ波帯の電圧
制御発振器であることを特徴とすることができる。
【００１０】本発明では、上記のように例えばコンデン
サと一対の抵抗からなる結合回路を用いてＰＬＬ回路を
付加したＦＭ変調器を構成する。この結合回路は、ＰＬ
Ｌ回路の制御信号については比較角周波数ωref を遮断
する低域通過フィルタとして、映像信号については直流
レベルの変動を無くするＤＣカッタ（直流阻止回路）と
して動作する。また、制御信号の初期値が所望の発振周
波数を生ずる際にＶＣＯに加えるべき電圧と近い値にな
るように、直流バイアス電源電圧を抵抗で分圧してＶＣ
Ｏに印加することにより位相ロックに要する時間を短縮
している。この結合回路を用いて高インピーダンスで制
御信号と映像信号を混合してＶＣＯに加える構成として
いるので、アクティブ型ループフィルタに低域通過フィ
ルタやスイッチなどの回路を追加することなく、小型で
周波数安定度が優れ、かつ電源投入時の位相ロックが高
速なＦＭ変調器を実現できる。
サと一対の抵抗からなる結合回路を用いてＰＬＬ回路を
付加したＦＭ変調器を構成する。この結合回路は、ＰＬ
Ｌ回路の制御信号については比較角周波数ωref を遮断
する低域通過フィルタとして、映像信号については直流
レベルの変動を無くするＤＣカッタ（直流阻止回路）と
して動作する。また、制御信号の初期値が所望の発振周
波数を生ずる際にＶＣＯに加えるべき電圧と近い値にな
るように、直流バイアス電源電圧を抵抗で分圧してＶＣ
Ｏに印加することにより位相ロックに要する時間を短縮
している。この結合回路を用いて高インピーダンスで制
御信号と映像信号を混合してＶＣＯに加える構成として
いるので、アクティブ型ループフィルタに低域通過フィ
ルタやスイッチなどの回路を追加することなく、小型で
周波数安定度が優れ、かつ電源投入時の位相ロックが高
速なＦＭ変調器を実現できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。
施の形態を詳細に説明する。
【００１２】図１は、本発明を適用したＦＭ変調器の実
施形態の構成例を示す。このＦＭ変調器は、位相比較器
１と、アクティブ型ループフィルタ２と、結合回路３
と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４と、分周器５と直流バ
イアス電源６とを包含している。信号の流れに従って説
明すると、ＶＣＯ４の出力である角周波数ωFMのＦＭ変
調信号の一部は、分周器５でＮ分周され（Ｎは整数）、
角周波数がωFM／ＮのＦＭ変調信号に変換される。位相
比較器１は、この角周波数ωFM／ＮのＦＭ変調信号を水
晶発振器などの基準発振器（不図示）から供給される角
周波数ωref （以下、比較角周波数と呼ぶ）の基準信号
と比較し、その周波数および位相の誤差に応じた信号を
アクティブ型ループフィルタ２へ出力する。アクティブ
型ループフィルタ２は、入力信号から例えば画面のシー
ン転換のような映像レベルの急激な変化などの高周波成
分や回路の雑音などを除去し、除去後の信号を出力電圧
Ｖlo opとして結合回路３に加える。
施形態の構成例を示す。このＦＭ変調器は、位相比較器
１と、アクティブ型ループフィルタ２と、結合回路３
と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４と、分周器５と直流バ
イアス電源６とを包含している。信号の流れに従って説
明すると、ＶＣＯ４の出力である角周波数ωFMのＦＭ変
調信号の一部は、分周器５でＮ分周され（Ｎは整数）、
角周波数がωFM／ＮのＦＭ変調信号に変換される。位相
比較器１は、この角周波数ωFM／ＮのＦＭ変調信号を水
晶発振器などの基準発振器（不図示）から供給される角
周波数ωref （以下、比較角周波数と呼ぶ）の基準信号
と比較し、その周波数および位相の誤差に応じた信号を
アクティブ型ループフィルタ２へ出力する。アクティブ
型ループフィルタ２は、入力信号から例えば画面のシー
ン転換のような映像レベルの急激な変化などの高周波成
分や回路の雑音などを除去し、除去後の信号を出力電圧
Ｖlo opとして結合回路３に加える。
【００１３】結合回路３は、互いに星形接続されたコン
デンサＣ1 と第１と第２の抵抗Ｒ1，Ｒ2 とからなる。
第１の抵抗Ｒ1 の入力端はアクティブ型ループフィルタ
２に接続し、コンデンサＣ1 と第２の抵抗Ｒ2 の各入力
端はそれぞれ映像信号の信号源と直流バイアス電源６に
接続している。そして、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 ，抵
抗Ｒ2 の星形接続の中性点は電圧制御発振器４の入力端
に接続している。これにより、結合回路３の２個の抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧された制御信号と、直流バイアス
電源６の出力と、コンデンサＣ1 を通過した映像信号と
は混合されて、電圧Ｖv としてＶＣＯ４に加えられる。
デンサＣ1 と第１と第２の抵抗Ｒ1，Ｒ2 とからなる。
第１の抵抗Ｒ1 の入力端はアクティブ型ループフィルタ
２に接続し、コンデンサＣ1 と第２の抵抗Ｒ2 の各入力
端はそれぞれ映像信号の信号源と直流バイアス電源６に
接続している。そして、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 ，抵
抗Ｒ2 の星形接続の中性点は電圧制御発振器４の入力端
に接続している。これにより、結合回路３の２個の抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 により分圧された制御信号と、直流バイアス
電源６の出力と、コンデンサＣ1 を通過した映像信号と
は混合されて、電圧Ｖv としてＶＣＯ４に加えられる。
【００１４】上記のアクティブ型ループフィルタ２は、
演算増幅器（オペアンプ）と抵抗とコンデンサとからな
る通常の構成のものであり、電源投入時にはその出力電
圧Ｖloopはゼロ電圧となる。アクティブ型ループフィル
タ２の自然角周波数ωn （これはＰＬＬ回路をループフ
ィルタとループゲインによって振動を持続させたと仮定
したときの振動角周波数であり、ループフィルタの設計
の際に最も重要なパラメータのひとつである。）は、映
像信号の急激なレベル変動などにＰＬＬ回路の制御が追
従して、ＦＭ変調信号をモニタ画面で見たときに映像上
の劣化を生じることがないように、映像信号のフィール
ド角周波数ωF （＝６０Ｈｚ×２×π）よりも十分に小
さな値に設定する。
演算増幅器（オペアンプ）と抵抗とコンデンサとからな
る通常の構成のものであり、電源投入時にはその出力電
圧Ｖloopはゼロ電圧となる。アクティブ型ループフィル
タ２の自然角周波数ωn （これはＰＬＬ回路をループフ
ィルタとループゲインによって振動を持続させたと仮定
したときの振動角周波数であり、ループフィルタの設計
の際に最も重要なパラメータのひとつである。）は、映
像信号の急激なレベル変動などにＰＬＬ回路の制御が追
従して、ＦＭ変調信号をモニタ画面で見たときに映像上
の劣化を生じることがないように、映像信号のフィール
ド角周波数ωF （＝６０Ｈｚ×２×π）よりも十分に小
さな値に設定する。
【００１５】上記の結合回路３は、コンデンサＣ1 によ
り映像信号に対しては直流成分を遮断する高域通過フィ
ルタとして直流レベルの変動の影響を取り除き、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 およびコンデンサＣ1 によりアクティブ型ルー
プフィルタ２から入力する制御信号に対しては比較角周
波数ωref 成分を十分に遮断する低域通過フィルタとし
て働く。
り映像信号に対しては直流成分を遮断する高域通過フィ
ルタとして直流レベルの変動の影響を取り除き、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 およびコンデンサＣ1 によりアクティブ型ルー
プフィルタ２から入力する制御信号に対しては比較角周
波数ωref 成分を十分に遮断する低域通過フィルタとし
て働く。
【００１６】結合回路３のカットオフ角周波数ωc （＝
Ｃ1 ×Ｒ1 ×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ））は、映像信号のフ
ィールド角周波数ωF よりも十分に小さいが、自然角周
波数ωn よりは十分に大きな値として（ωn ＜＜ωc ＜
＜ωF ）設定し、これにより、ループフィルタに影響を
与えない回路としている。また、自然角周波数ωn を非
常に小さな値としているので、通常では電源投入時の立
ち上がりの際の位相ロックに時間を相当要することにな
るが、結合回路３の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により直流バイアス
電源電圧Ｖ1 を分圧し、ＶＣＯ４へ加える電圧Ｖv の初
期値Ｖvo（これは、電源投入後のＰＬＬ回路が立ち上が
っていないときの電圧であり、電源投入時のアクティブ
型ループフィルタ２の出力電圧Ｖloopはゼロ電圧である
ので、Ｖvo＝Ｒ1 ×Ｖ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）で与えられ
る。）を位相ロックしたときの電圧の近傍値となるよう
に選ぶことで、立ち上がりの際の位相ロックの時間を短
縮している。
Ｃ1 ×Ｒ1 ×Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ））は、映像信号のフ
ィールド角周波数ωF よりも十分に小さいが、自然角周
波数ωn よりは十分に大きな値として（ωn ＜＜ωc ＜
＜ωF ）設定し、これにより、ループフィルタに影響を
与えない回路としている。また、自然角周波数ωn を非
常に小さな値としているので、通常では電源投入時の立
ち上がりの際の位相ロックに時間を相当要することにな
るが、結合回路３の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により直流バイアス
電源電圧Ｖ1 を分圧し、ＶＣＯ４へ加える電圧Ｖv の初
期値Ｖvo（これは、電源投入後のＰＬＬ回路が立ち上が
っていないときの電圧であり、電源投入時のアクティブ
型ループフィルタ２の出力電圧Ｖloopはゼロ電圧である
ので、Ｖvo＝Ｒ1 ×Ｖ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）で与えられ
る。）を位相ロックしたときの電圧の近傍値となるよう
に選ぶことで、立ち上がりの際の位相ロックの時間を短
縮している。
【００１７】次に、本発明による図１のＦＭ変調器の動
作を図２に示す等価回路を用いて更に詳細に説明する。
作を図２に示す等価回路を用いて更に詳細に説明する。
【００１８】直流信号については、図２の（ａ）に示す
ように、ＰＬＬ回路の制御信号と直流バイアス電源電圧
Ｖ1 とを抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧してＶＣＯ４に加える回
路となる。制御信号の電圧がほぼゼロ電圧で位相ロック
するように、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2の抵抗値と直流バイアス電
源電圧Ｖ1 の電圧値を選ぶことで、電源投入時の位相ロ
ック時間を短縮している。
ように、ＰＬＬ回路の制御信号と直流バイアス電源電圧
Ｖ1 とを抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧してＶＣＯ４に加える回
路となる。制御信号の電圧がほぼゼロ電圧で位相ロック
するように、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2の抵抗値と直流バイアス電
源電圧Ｖ1 の電圧値を選ぶことで、電源投入時の位相ロ
ック時間を短縮している。
【００１９】交流信号については、図２の（ｂ）に示す
ように、映像信号を内部インピーダンスＺg を経てＶＣ
Ｏ４に加える回路となる。
ように、映像信号を内部インピーダンスＺg を経てＶＣ
Ｏ４に加える回路となる。
【００２０】従って、以上のように構成することによ
り、低域通過フィルタやスイッチなどの回路を追加する
ことなく、小型で周波数安定度が優れ、かつ電源投入時
の位相ロックが高速なＦＭ変調器を実現できる。
り、低域通過フィルタやスイッチなどの回路を追加する
ことなく、小型で周波数安定度が優れ、かつ電源投入時
の位相ロックが高速なＦＭ変調器を実現できる。
【００２１】
【実施例】マイクロ波・ミリ波帯で直接変調するＦＭ変
調方式は、ＩＦ帯で変調した信号を所望のマイクロ波・
ミリ波帯の周波数に変換するＦＭ変調方式に比べて、周
波数変換のためのミクサ，発振器あるいは逓倍器，フィ
ルタなどが不要なことに加えて、周波数が高くなること
により部品が小さくなるために、非常に小型に構成でき
るという特徴を持っている。従って、マイクロ波・ミリ
波帯ＶＣＯと本発明による上述の結合回路とを組合せ
て、マイクロ波・ミリ波帯で直接変調するＦＭ変調器を
構成すると、小型で一層の高性能なものが実現できる。
例えば、１４ＧＨｚ帯のＶＣＯを用いたＦＭ変調器で実
験した場合は、抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 は５０ｋΩ程度、コ
ンデンサＣ1 は３．３μＦ程度、直流バイアス電源電圧
Ｖ1 は−８Ｖ程度で良好な結果が得られた。
調方式は、ＩＦ帯で変調した信号を所望のマイクロ波・
ミリ波帯の周波数に変換するＦＭ変調方式に比べて、周
波数変換のためのミクサ，発振器あるいは逓倍器，フィ
ルタなどが不要なことに加えて、周波数が高くなること
により部品が小さくなるために、非常に小型に構成でき
るという特徴を持っている。従って、マイクロ波・ミリ
波帯ＶＣＯと本発明による上述の結合回路とを組合せ
て、マイクロ波・ミリ波帯で直接変調するＦＭ変調器を
構成すると、小型で一層の高性能なものが実現できる。
例えば、１４ＧＨｚ帯のＶＣＯを用いたＦＭ変調器で実
験した場合は、抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 は５０ｋΩ程度、コ
ンデンサＣ1 は３．３μＦ程度、直流バイアス電源電圧
Ｖ1 は−８Ｖ程度で良好な結果が得られた。
【００２２】（変形例）上述した本発明による結合回路
は、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とを用いたアナロ
グ形で構成したが、本発明は必ずしもこれに限定され
ず、前述したと同様な機能を達成する他の回路構成も含
まれる。例えば、ディジタル形ＰＬＬ回路に本発明を適
用して目的のＦＭ変調器を構成することも可能である。
は、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とを用いたアナロ
グ形で構成したが、本発明は必ずしもこれに限定され
ず、前述したと同様な機能を達成する他の回路構成も含
まれる。例えば、ディジタル形ＰＬＬ回路に本発明を適
用して目的のＦＭ変調器を構成することも可能である。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
例えばコンデンサ１個と抵抗２個からなる結合回路を用
い、この結合回路をＰＬＬ回路の制御信号については比
較角周波数ωref を遮断する低域通過フィルタとして、
映像信号については直流レベルの変動を無くするＤＣカ
ッタとして動作させ、高インピーダンスで制御信号と映
像信号を混合してＶＣＯに加えるようにし、またＶＣＯ
へ加える電圧の初期値が位相ロックしたときの電圧の近
傍値になるように直流バイアス電源電圧を上記２個の抵
抗で分圧してＶＣＯに印加することにより、立ち上がり
の際の位相ロックの時間を短縮しているので、アクティ
ブ型ループフィルタに低域通過フィルタやスイッチなど
の回路を追加することなく、小型で周波数安定度が優
れ、かつ電源投入時の位相ロックが高速なＦＭ変調器を
実現できるという効果が得られる。
例えばコンデンサ１個と抵抗２個からなる結合回路を用
い、この結合回路をＰＬＬ回路の制御信号については比
較角周波数ωref を遮断する低域通過フィルタとして、
映像信号については直流レベルの変動を無くするＤＣカ
ッタとして動作させ、高インピーダンスで制御信号と映
像信号を混合してＶＣＯに加えるようにし、またＶＣＯ
へ加える電圧の初期値が位相ロックしたときの電圧の近
傍値になるように直流バイアス電源電圧を上記２個の抵
抗で分圧してＶＣＯに印加することにより、立ち上がり
の際の位相ロックの時間を短縮しているので、アクティ
ブ型ループフィルタに低域通過フィルタやスイッチなど
の回路を追加することなく、小型で周波数安定度が優
れ、かつ電源投入時の位相ロックが高速なＦＭ変調器を
実現できるという効果が得られる。
【図１】本発明を適用したＦＭ変調器の実施形態の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図２】（ａ）は本発明のＦＭ変調器の直流信号に対す
る等価回路を示す回路図であり、（ｂ）は本発明のＦＭ
変調器の交流信号に対する等価回路を示す回路図であ
る。
る等価回路を示す回路図であり、（ｂ）は本発明のＦＭ
変調器の交流信号に対する等価回路を示す回路図であ
る。
【図３】従来のＦＭ変調器の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
１ 位相比較器 ２ アクティブ型ループフィルタ ３ 結合回路 ４ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ５ 分周器 ６ 直流バイアス電源 １３ スイッチ回路 １４ 低域通過フィルタ
Claims (4)
- 【請求項１】 映像信号により周波数変調するＦＭ変調
器において、 位相比較器と、アクティブ型ループフィルタと、電圧制
御発振器と、分周器とからなる周波数安定化のためのＰ
ＬＬ回路、 前記アクティブ型ループフィルタと前記電圧制御発振器
の間に前記ＰＬＬ回路の制御信号と映像信号を混合して
前記電圧制御発振器に加えるための結合回路および、 前記電圧制御発振器へ加える電圧の初期値が位相ロック
したときの電圧の近傍値となるように直流バイアス電圧
を前記電圧制御発振器に印加するための直流バイアス電
源を有し、 前記結合回路は前記制御信号については比較角周波数を
遮断する低域通過フィルタとして、前記映像信号につい
ては直流レベル変動を無くする直流阻止回路として、ま
た前記直流バイアス電圧については直流バイアス電源の
出力分圧回路として動作して、前記制御信号と前記映像
信号と前記直流バイアス電源出力とを混合することを特
徴とするＦＭ変調器。 - 【請求項２】 前記結合回路は、互いに星形接続された
コンデンサＣ1 と第１と第２の抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 とを有
し、該第１の抵抗Ｒ1 の入力端は前記アクティブ型ルー
プフィルタに接続し、前記コンデンサＣ1 と前記第２の
抵抗Ｒ2 の各入力端はそれぞれ前記映像信号の信号源と
前記直流バイアス電源に接続し、前記コンデンサＣ1 と
前記抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の星形接続の中性点は前記電圧制御
発振器の入力端に接続し、これにより前記抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 により分圧された前記制御信号と前記直流バイアス電
源の出力と前記コンデンサＣ1 を通過した前記映像信号
とが混合して前記電圧制御発振器に加えられることを特
徴とする請求項１に記載のＦＭ変調器。 - 【請求項３】 前記アクティブ型ループフィルタの自然
角周波数は前記映像信号のフィールド角周波数よりも十
分に小さな値に設定され、また前記結合回路のカットオ
フ角周波数は前記映像信号のフィールド角周波数よりも
十分に小さいが前記自然角周波数よりも十分に大きな値
として設定されることを特徴とする請求項１または２に
記載のＦＭ変調器。 - 【請求項４】 前記電圧制御発振器はマイクロ波・ミリ
波帯の電圧制御発振器であることを特徴とする請求項１
乃至３のいずれかに記載のＦＭ変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7223835A JPH0969729A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | Ｐｌｌ回路を付加したｆｍ変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7223835A JPH0969729A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | Ｐｌｌ回路を付加したｆｍ変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0969729A true JPH0969729A (ja) | 1997-03-11 |
Family
ID=16804472
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7223835A Pending JPH0969729A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | Ｐｌｌ回路を付加したｆｍ変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0969729A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008011383A (ja) * | 2006-06-30 | 2008-01-17 | Kenwood Corp | 変調回路方式及びその電圧制御発振器 |
| US7667553B2 (en) | 2006-02-15 | 2010-02-23 | Rohm Co., Ltd. | Frequency modulator using PLL |
| US7936228B2 (en) | 2005-12-06 | 2011-05-03 | Rohm Co., Ltd. | Frequency modulator and FM transmission circuit using the same |
| US7991093B2 (en) | 2007-02-09 | 2011-08-02 | Rohm Co., Ltd. | Analog/digital circuit |
| JP2021525480A (ja) * | 2018-05-29 | 2021-09-24 | スウィフトリンク テクノロジーズ インコーポレイテッド | 多重帯域ミリメートル波５ｇ通信のための広帯域位相ロックループ |
-
1995
- 1995-08-31 JP JP7223835A patent/JPH0969729A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7936228B2 (en) | 2005-12-06 | 2011-05-03 | Rohm Co., Ltd. | Frequency modulator and FM transmission circuit using the same |
| US7667553B2 (en) | 2006-02-15 | 2010-02-23 | Rohm Co., Ltd. | Frequency modulator using PLL |
| JP2008011383A (ja) * | 2006-06-30 | 2008-01-17 | Kenwood Corp | 変調回路方式及びその電圧制御発振器 |
| US7991093B2 (en) | 2007-02-09 | 2011-08-02 | Rohm Co., Ltd. | Analog/digital circuit |
| JP2021525480A (ja) * | 2018-05-29 | 2021-09-24 | スウィフトリンク テクノロジーズ インコーポレイテッド | 多重帯域ミリメートル波５ｇ通信のための広帯域位相ロックループ |
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