JPH09326648A - Wide band amplifier - Google Patents
Wide band amplifierInfo
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- JPH09326648A JPH09326648A JP16243996A JP16243996A JPH09326648A JP H09326648 A JPH09326648 A JP H09326648A JP 16243996 A JP16243996 A JP 16243996A JP 16243996 A JP16243996 A JP 16243996A JP H09326648 A JPH09326648 A JP H09326648A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、増幅用トランジス
タと、該トランジスタの入力側に、出力側に、又はその
両方に個々に、接続される整合回路とを備えた広帯域増
幅器に係り、特に整合回路を単一段構成として、小型
化、軽量化、低価格化を図った広帯域増幅器に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a wide band amplifier provided with an amplifying transistor and a matching circuit individually connected to an input side, an output side, or both of the transistor, and particularly to a matching circuit. The present invention relates to a wide-band amplifier that has a single-stage circuit and is downsized, lightweight, and low-priced.
【0002】[0002]
【従来の技術】広帯域増幅器を実現する場合、その回路
構成としては、図4に示すように、リアクタンス素子を
梯子型に多段接続した低域通過型フィルタ回路を入力側
および出力側の整合回路として使用することが、従来か
ら採用されている。同図において、1は増幅用能動素子
としてのトランジスタ、6は直列インダクタ61、並列
キャパシタ62を有する入力整合回路、7は直列インダ
クタ71、並列キャパシタ72を有する出力整合回路、
63は入力端子、73は出力端子である。2. Description of the Related Art In the case of realizing a wide band amplifier, as a circuit configuration, as shown in FIG. 4, a low-pass type filter circuit in which reactance elements are connected in a ladder form in multiple stages is used as a matching circuit on an input side and an output side. It has been used conventionally. In the figure, 1 is a transistor as an active element for amplification, 6 is an input matching circuit having a series inductor 61 and a parallel capacitor 62, 7 is an output matching circuit having a series inductor 71 and a parallel capacitor 72,
63 is an input terminal and 73 is an output terminal.
【0003】この広帯域増幅器においては、トランジス
タ1の入力インピーダンスと信号源インピーダンス、あ
るいはトランジスタ1の出力インピーダンスと負荷イン
ピーダンスとの間のインピーダンス整合のためのインピ
ーダンス変換比が与えられた場合、所望の増幅器利得帯
域をフィルタの通過域として実現するために必要なリア
クタンス素子の値およびそれらの段数を、公知のインピ
ーダンス変換表から求めることにより、その整合回路の
設計を行なっている。In this wide band amplifier, when an impedance conversion ratio for impedance matching between the input impedance of the transistor 1 and the signal source impedance or the output impedance of the transistor 1 and the load impedance is given, a desired amplifier gain is obtained. The matching circuit is designed by obtaining the values of the reactance elements and the number of stages thereof required to realize the band as the pass band of the filter from a known impedance conversion table.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記したよ
うな構成の整合回路では、利得帯域の広帯域化を図る場
合、不可避的に整合回路中のフィルタ段数を増す必要が
ある。しかしこの場合、回路を集積化した際にそのチッ
プ面積が大きくなってしまい、広帯域増幅器の小型化、
軽量化、低価格化が困難になるという問題が生じる。However, in the matching circuit configured as described above, it is necessary to increase the number of filter stages in the matching circuit inevitably in order to widen the gain band. However, in this case, when the circuit is integrated, the chip area becomes large, and the wide band amplifier is downsized,
There arises a problem that it becomes difficult to reduce the weight and the price.
【0005】本発明の目的は、上記問題を解決し、小型
化、軽量化、低価格化を実現できるようにした広帯域増
幅を提供することにある。An object of the present invention is to solve the above problems and to provide a wide band amplification which can realize miniaturization, weight reduction and cost reduction.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】課題を解決するための第
1の発明は、増幅用トランジスタと、該トランジスタの
入力側に、出力側に、又はその両方に個々に、接続され
る整合回路とを備えた広帯域増幅器において、前記整合
回路を、直列分布定数線路と、増幅器の利得帯域の上限
周波数での波長の1/4より短い線路長で且つ前記直列
分布定数線路の一端に接続された先端開放並列分布定数
線路と、増幅器の利得帯域の上限周波数での波長の1/
4の線路長で且つ前記直列分布定数線路の前記一端に接
続された先端短絡並列分布定数線路とを有するよう構成
し、前記直列分布定数線路の他端を前記トランジスタの
前記入力側又は前記出力側に接続したことを特徴とする
広帯域増幅器として構成した。A first invention for solving the problem is to provide an amplifying transistor and a matching circuit which is individually connected to an input side of the transistor, an output side, or both of them. In a wide band amplifier comprising: a matching circuit, a tip connected to a series distributed constant line and having a line length shorter than ¼ of a wavelength at an upper limit frequency of the gain band of the amplifier and connected to one end of the series distributed constant line. Open parallel distributed constant line and 1 / wavelength at the upper limit frequency of the gain band of the amplifier
And a tip short-circuited parallel distributed constant line connected to the one end of the series distributed constant line, and the other end of the series distributed constant line is the input side or the output side of the transistor. It is configured as a wide-band amplifier characterized by being connected to.
【0007】第の2発明は、増幅用トランジスタと、該
トランジスタの入力側に、出力側に、又はその両方に個
々に、接続される整合回路とを備えた広帯域増幅器にお
いて、前記整合回路を、直列インダクタと、該直列イン
ダクタの一端に接続された並列キャパシタと、増幅器の
利得帯域の上限周波数が共振周波数となり且つ前記直列
インダクタの前記一端に接続された並列共振回路とを有
するよう構成し、前記直列インダクタの他端を前記トラ
ンジスタの前記入力側又は前記出力側に接続したことを
特徴とする広帯域増幅器として構成した。A second aspect of the present invention is a wide band amplifier comprising an amplifying transistor and a matching circuit that is individually connected to the input side, the output side, or both of the transistor, and the matching circuit is provided in the matching circuit. A series inductor, a parallel capacitor connected to one end of the series inductor, and a parallel resonance circuit connected to the one end of the series inductor where the upper limit frequency of the gain band of the amplifier is a resonance frequency, and The other end of the series inductor is connected to the input side or the output side of the transistor, thereby forming a wide band amplifier.
【0008】[0008]
【発明の実施の形態】本発明では、整合回路により2つ
の周波数で同時にトランジスタの入力あるいは出力イン
ピーダンスの整合を行なう。よって、これらの2つの周
波数をそれぞ増幅器利得帯域の上限および下限周波数と
する広帯域利得特性を得ることが可能となる。また、そ
の整合回路を単一段構成として、回路全体の小型化、軽
量化、低価格化を図る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION In the present invention, the matching circuit simultaneously matches the input or output impedances of transistors at two frequencies. Therefore, it becomes possible to obtain wideband gain characteristics in which these two frequencies are respectively the upper limit frequency and the lower limit frequency of the amplifier gain band. In addition, the matching circuit is configured as a single stage to reduce the size, weight and cost of the entire circuit.
【0009】[第1の実施の形態]図1は本発明の第1
の実施の形態の広帯域増幅器の構成を示す回路図であ
る。1は増幅用能動素子としてのトランジスタ、2は入
力整合回路、3は出力整合回路である。この入力整合回
路2は、トランジスタ1の入力側と入力端子24との間
に直列接続された直列分布定数線路21、その直列分布
定数線路21の入力端子24の側に接続された先端開放
並列分布定数線路(以下、オープンスタブと略す。)2
2および先端短絡並列分布定数線路(以下、ショートス
タブと略す。)23を具備する。オープンスタブ22
は、増幅器の利得帯域の上限周波数fH の波長の1/4
より短い線路長であり、ショートスタブ23はその上限
周波数fHの波長の1/4の線路長である。[First Embodiment] FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram showing a configuration of a wide band power amplifier according to the embodiment of FIG. Reference numeral 1 is a transistor as an active element for amplification, 2 is an input matching circuit, and 3 is an output matching circuit. The input matching circuit 2 includes a series distributed constant line 21 connected in series between the input side of the transistor 1 and an input terminal 24, and an open-ended parallel distribution connected to the input terminal 24 side of the series distributed constant line 21. Constant line (hereinafter abbreviated as open stub) 2
2 and a short-circuited parallel distributed constant line (hereinafter abbreviated as short stub) 23. Open stub 22
Is 1/4 of the wavelength of the upper limit frequency f H of the gain band of the amplifier.
The line length is shorter, and the short stub 23 has a line length ¼ of the wavelength of the upper limit frequency f H.
【0010】出力整合回路3も入力整合回路2と同じ構
成であり、トランジスタ1の出力側に接続された分布定
数線路31、先端開放並列分布定数線路32、先端短絡
並列分布定数線路33を具備する。34は出力端子であ
る。この出力整合回路3は入力整合回路2と同じ作用効
果を持つので、以下では、入力整合回路2を代表して説
明を行う。The output matching circuit 3 also has the same configuration as the input matching circuit 2, and includes a distributed constant line 31, a tip open parallel distributed constant line 32, and a tip shorted parallel distributed constant line 33 connected to the output side of the transistor 1. . 34 is an output terminal. Since the output matching circuit 3 has the same effect as the input matching circuit 2, the input matching circuit 2 will be described below as a representative.
【0011】さて、入力整合回路2のオープンスタブ2
2、ショートスタブ23の特性インピーダンスをそれぞ
れZo、Zsとし、またそれらの線路長をそれぞれl
o、lsとし、線路内の信号波長をλとすると、オープ
ンスタブ22とショートスタブ23の合成並列アドミッ
タンスYaは次の式(1)で表される。 Ya=j{ tan(2πlo /λ)/Zo− cot(2πls /λ)/Zs} ・・・(1)Now, the open stub 2 of the input matching circuit 2
2. The characteristic impedances of the short stubs 23 are Zo and Zs, respectively, and their line lengths are l.
Letting o, ls be the signal wavelength in the line be λ, the combined parallel admittance Ya of the open stub 22 and the short stub 23 is expressed by the following equation (1). Ya = j {tan (2πlo / λ) / Zo-cot (2πls / λ) / Zs} (1)
【0012】ここで、jは虚数単位である。周波数fH
においてはls=λ/4であるから、このYaは、周波
数fH では Ya=j tan(2πlo /λ)/Zo ・・・(2) となり、容量性のアドミッタンスを示す。Here, j is an imaginary unit. Frequency f H
Since ls = λ / 4 in Y, this Ya becomes Ya = jtan (2πlo / λ) / Zo (2) at the frequency f H , indicating a capacitive admittance.
【0013】また、このYaは、周波数がfH から減少
するにつれ、例えばZo=Zsの場合、fH /2より低
くないある周波数を境に、容量性から誘導性のアドミッ
タンスに変化する。また、Zo>Zsの場合、Yaが容
量性から誘導性に変る境界の周波数は、Zo=Zsの場
合より高いものとなる。ここで、Yaが誘導性となって
いる周波数領域の適当な周波数をfL とする。As the frequency decreases from f H , for example, when Zo = Zs, this Ya changes from capacitive to inductive admittance at a certain frequency not lower than f H / 2. When Zo> Zs, the frequency of the boundary at which Ya changes from capacitive to inductive is higher than when Zo = Zs. Here, f L is an appropriate frequency in the frequency region where Ya is inductive.
【0014】以下、本実施の形態の動作原理を順を追っ
て説明する。まず、ショートスタブ23は主線路側、す
なわち直列分布定数線路21側からみて、周波数fH に
おいて、そのアドミッタンスが零となるため、この周波
数におけるトランジスタ1の入力反射係数S11は、直
列分布定数線路21とオープンスタブ22のみで変換を
受ける。The operating principle of the present embodiment will be described below step by step. First, since the admittance of the short stub 23 is zero at the frequency f H when viewed from the main line side, that is, the series distributed constant line 21 side, the input reflection coefficient S11 of the transistor 1 at this frequency is equal to the series distributed constant line 21. And only the open stub 22 receives the conversion.
【0015】この変換の様子を図2のスミス図に示し
た。図2において、破線で示した軌跡はトランジスタ1
の入力反射係数S11の周波数変化を典型的に示すもの
であり、出力反射係数S22についても同様である。The state of this conversion is shown in the Smith diagram of FIG. In FIG. 2, the locus shown by the broken line is the transistor 1
The change in frequency of the input reflection coefficient S11 is typically shown, and the same applies to the output reflection coefficient S22.
【0016】まず、「S11@f=fH 」の点は周波数
fH でのトランジスタの入力反射係数S11である。経
路aは、この入力反射係数S11を直列分布定数線路2
1により、周波数fH における直列分布定数線路21の
電気長θH の2倍の角度をもってスミス図の中心に対し
て回転させる経路であり、その結果生じる誘導性サセプ
タンス成分を、同図中経路bをもって、周波数fH にお
いて容量性のアドミッタンスを持つオープンスタブ22
が相殺し、反射係数を零に変換する。したがって、周波
数fH において、入力インピーダンス整合が成立する。First, the point of "S11 @ f = f H " is the input reflection coefficient S11 of the transistor at the frequency f H. In the path a, the input reflection coefficient S11 is set to the series distributed constant line 2
1 is a route for rotating the series distributed constant line 21 at an angle twice the electrical length θ H at the frequency f H with respect to the center of the Smith diagram, and the resulting inductive susceptance component is represented by the route b in the diagram. And an open stub 22 having a capacitive admittance at the frequency f H
Cancel each other out and convert the reflection coefficient to zero. Therefore, the input impedance matching is established at the frequency f H.
【0017】つぎに、「S11@f=fL 」の点は周波
数fL でのトランジスタの入力反射係数S11である。
この入力反射係数S11は、直列分布定数線路21によ
って、図2中の経路cをもって、周波数fL における直
列分布定数線路21の電気長θL (但し、θL <θH )
の2倍の角度をもってスミス図の中心に対する回転を受
け、その結果生じる容量性サセプタンス成分を、周波数
fL において誘導性となっているオープンスタブ22と
ショートスタブ23の合成並列アドミッタンスYaによ
り、経路dをもって相殺し、反射係数を零に変換する。
したがって、周波数fL においても、入力インピーダン
ス整合が成立することになる。Next, the point of "S11 @ f = f L " is the input reflection coefficient S11 of the transistor at the frequency f L.
This input reflection coefficient S11 is obtained by the series distributed constant line 21 and the path c in FIG. 2 and the electrical length θ L (where θ L <θ H ) of the series distributed constant line 21 at the frequency f L.
Of the open stub 22 and the short stub 23, which are inductive at the frequency f L , are subjected to the path d. , And the reflection coefficient is converted to zero.
Therefore, the input impedance matching is established even at the frequency f L.
【0018】[第2の実施の形態]図3は本発明の第2
の実施の形態の広帯域増幅器の構成を示す回路図であ
る。図1におけるものと同一のものには同一の符号を付
した。4は入力整合回路、5は出力整合回路である。こ
の入力整合回路4は、トランジスタ1の入力側と入力端
子45との間に直列接続された直列インダクタ41、そ
の直列インダクタ41の入力端子45の側に接続された
並列キャパシタ42、および上限周波数fH が共振周波
数となる並列共振回路を構成する並列キャパシタ43と
並列インダクタ44を有する。[Second Embodiment] FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram showing a configuration of a wide band power amplifier according to the embodiment of FIG. The same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. Reference numeral 4 is an input matching circuit, and 5 is an output matching circuit. The input matching circuit 4 includes a series inductor 41 connected in series between the input side of the transistor 1 and an input terminal 45, a parallel capacitor 42 connected to the input terminal 45 side of the series inductor 41, and an upper limit frequency f. It has a parallel capacitor 43 and a parallel inductor 44 that form a parallel resonance circuit in which H is the resonance frequency.
【0019】出力整合回路5も入力整合回路4と同じ構
成であり、トランジスタ1の出力側と出力端子55に接
続されたインダクタ51、並列キャパシタ52、上限周
波数fH が共振周波数となる並列共振回路を構成するキ
ャパシタ53とインダクタ54を有する。この出力整合
回路5は入力整合回路4と同じ作用効果を持つので、以
下では、入力整合回路4を代表して説明を行う。The output matching circuit 5 has the same structure as the input matching circuit 4, and the inductor 51, the parallel capacitor 52, and the parallel resonant circuit in which the upper limit frequency f H is the resonant frequency connected to the output side of the transistor 1 and the output terminal 55. Has a capacitor 53 and an inductor 54. Since the output matching circuit 5 has the same effect as the input matching circuit 4, the input matching circuit 4 will be described below as a representative.
【0020】さて、入力整合回路4のキャパシタ42、
43の容量をそれぞれC1、C2とし、インダクタ44
の誘導係数をLとすると、並列キャパシタ42、43と
並列インダクタ44の合成並列アドミッタンスYbは、
次の式(3)で表される。 Yb=jω(C1+C2)−j/(ωL) ・・・(3) ここで、ωは角周波数である。Now, the capacitor 42 of the input matching circuit 4,
The capacitance of 43 is C1 and C2, respectively, and the inductor 44
When the induction coefficient of is L, the combined parallel admittance Yb of the parallel capacitors 42, 43 and the parallel inductor 44 is
It is expressed by the following equation (3). Yb = jω (C1 + C2) -j / (ωL) (3) Here, ω is the angular frequency.
【0021】周波数fH においては、 jωC2−j/(ωL)=0 ・・・(4) であるから、このYbは、 Yb=jωC1 ・・・(5) となり、容量性のアドミッタンスを示す。At the frequency f H , jωC2-j / (ωL) = 0 (4), so that this Yb becomes Yb = jωC1 (5), indicating a capacitive admittance.
【0022】また、Ybは周波数がfH から減少するに
つれて、 f=1/[2π{(C1+C2)L}1/ 2 ] ・・・(6) なる周波数を境に、容量性から誘導性のアドミッタンス
に変化する。ここでも、Ybが誘導性となっている周波
数領域の適当な周波数をfL とする。Further, as Yb frequency decreases from f H, the boundary of f = 1 / [2π {( C1 + C2) L} 1/2] composed of (6) frequency, inductive from capacitive Change to admittance. Here again, f L is an appropriate frequency in the frequency range in which Yb is inductive.
【0023】以下、この第2の実施の形態の動作原理を
説明する。まず、キャパシタ43とインダクタ44から
構成される並列共振回路は、主線路側すなわち直列イン
ダクタ41側からみて、周波数fH においてそのアドミ
ッタンスが零となるため、この周波数fH におけるトラ
ンジスタ1の入力反射係数S11は、直列インダクタ4
1と並列キャパシタ42のみで変換を受ける。The operating principle of the second embodiment will be described below. First, since the admittance of the parallel resonant circuit including the capacitor 43 and the inductor 44 is zero at the frequency f H as viewed from the main line side, that is, the series inductor 41 side, the input reflection coefficient of the transistor 1 at this frequency f H. S11 is a series inductor 4
Only 1 and the parallel capacitor 42 undergo conversion.
【0024】ここで、直列インダクタ41はその電気的
性質が直列の分布定数線路と近似的に等しく、その直列
インダクタ41によるスミス図上でのS11の変換経路
は、それが定抵抗円上にあることを除けば、図2中の経
路aと本質的に同じてある。ここで、直列インダクタ4
1によるS11の変換量は、直列インダクタ41がもつ
リアクタンスjωH L(但し、ωH =2πfH )に対応
している。Here, the series inductor 41 is approximately equal in electrical property to the serial distributed constant line, and the conversion path of S11 on the Smith diagram by the series inductor 41 is on the constant resistance circle. Other than that, it is essentially the same as the path a in FIG. Where the series inductor 4
Conversion of S11 by 1 corresponds to the reactance with the series inductor 41 jω H L (where, ω H = 2πf H).
【0025】さらに続いて、この変換の結果生じる誘導
性サセプタンス成分を、並列キャパシタ42により、図
2中の経路bと同様な経路をもって相殺し、反射係数を
零に変換する。したがって、周波数fH において入力イ
ンピーダンス整合が成立することになる。Further, subsequently, the inductive susceptance component resulting from this conversion is canceled by the parallel capacitor 42 along a path similar to the path b in FIG. 2, and the reflection coefficient is converted to zero. Therefore, the input impedance matching is established at the frequency f H.
【0026】次に、周波数fL におけるトランジスタ1
の入力反射係数S11は、まず直列インダクタ41によ
る変換を受けるが、この直列インダクタ41はその電気
的性質が直列の分布定数線路と近似的に等しく、直列イ
ンダクタ41によるスミス図上でのS11の変換経路
は、それが定抵抗円上にあることを除けば、図2中の経
路cと本質的に同一である。Next, the transistor 1 at the frequency f L
The input reflection coefficient S11 of is first subjected to conversion by the series inductor 41, and the series inductor 41 has substantially the same electrical property as that of the series distributed constant line, and the series inductor 41 converts S11 on the Smith diagram. The path is essentially the same as path c in FIG. 2 except that it is on the constant resistance circle.
【0027】ここで、インダクタ41によるS11の変
換量は、インダクタ41が持つリアクタンスjωL L
(但し、ωL =2πfL )に対応している。さらに続い
て、この変換の結果生じる容量性サセプタンス成分を、
周波数fL において誘導性となっているキャパシタ4
2、43、およびインダクタ44の合成並列アドミッタ
ンスYbにより、図2中の経路dと同様な経路をもって
相殺し、反射係数を零に変換する。したがって、周波数
fL においても、入力インピーダンス整合が成立するこ
とになる。Here, the conversion amount of S11 by the inductor 41 is the reactance jω L L of the inductor 41.
(However, ω L = 2πf L ). Further subsequently, the capacitive susceptance component resulting from this transformation is
Capacitor 4 that is inductive at frequency f L
The combined parallel admittance Yb of the inductors 2, 43 and the inductor 44 cancels each other through a path similar to the path d in FIG. 2 and converts the reflection coefficient to zero. Therefore, the input impedance matching is established even at the frequency f L.
【0028】[0028]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
単一段構成の整合回路により、トランジスタの入力イン
ピーダンスおよび/又は出力インピーダンスを、2つの
周波数fH 、fL で同時に、整合させることが可能とな
る。この結果、これらの2つの周波数をそれぞれ利得帯
域の上限および下限の周波数とする広帯域増幅器が容易
に実現できる。また、整合回路が単一段構成であるの
で、回路を集積化した際のチップ面積を大幅に低減で
き、広帯域増幅器の小型化、軽量化、低価格化を実現で
きるという利点がある。As described above, according to the present invention,
The single-stage matching circuit allows the input impedance and / or the output impedance of the transistor to be matched at the two frequencies f H and f L simultaneously. As a result, it is possible to easily realize a wide band amplifier in which these two frequencies are the upper limit frequency and the lower limit frequency of the gain band, respectively. Further, since the matching circuit has a single-stage configuration, there is an advantage that the chip area when the circuits are integrated can be significantly reduced, and the wide band amplifier can be downsized, lightened, and reduced in cost.
【図1】 本発明の第1の実施の形態の広帯域増幅器の
構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a wide band power amplifier according to a first embodiment of the present invention.
【図2】 第1の実施の形態の広帯域増幅器のインピー
ダンス整合を説明するためのスミス図である。FIG. 2 is a Smith diagram for explaining impedance matching of the wide band power amplifier according to the first embodiment.
【図3】 本発明の第2の実施の形態の広帯域増幅器の
構成を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a wide band power amplifier according to a second embodiment of the present invention.
【図4】 従来の広帯域増幅器の構成を示す回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional wide band amplifier.
1:増幅用トランジスタ、2:入力整合回路、21:直
列分布定数線路、22:先端開放並列分布定数線路(オ
ープンスタブ)、23:先端短絡並列分布定数線路(シ
ョートスタブ)、24:入力端子、3:出力整合回路、
31:直列分布定数線路、32:先端開放並列分布定数
線路(オープンスタブ)、33:先端短絡並列分布定数
線路(ショートスタブ)、34:出力端子、4:入力整
合回路、41:直列インダクタ、42、43:並列キャ
パシタ、44:並列インダクタ、45:入力端子、5:
出力整合回路、41:直列インダクタ、42、43:並
列キャパシタ、44:並列インダクタ、45:出力端
子、6:入力整合回路、61:直列インダクタ、62:
並列キャパシタ、63:入力端子、7:出力整合回路、
71:直列インダクタ、72:並列キャパシタ、73:
出力端子。1: amplification transistor, 2: input matching circuit, 21: series distributed constant line, 22: open-ended parallel distributed constant line (open stub), 23: short-circuited parallel distributed constant line (short stub), 24: input terminal, 3: Output matching circuit,
31: series distributed constant line, 32: open-ended parallel distributed constant line (open stub), 33: short-circuited parallel distributed constant line (short stub), 34: output terminal, 4: input matching circuit, 41: series inductor, 42 , 43: parallel capacitor, 44: parallel inductor, 45: input terminal, 5:
Output matching circuit, 41: series inductor, 42, 43: parallel capacitor, 44: parallel inductor, 45: output terminal, 6: input matching circuit, 61: series inductor, 62:
Parallel capacitor, 63: input terminal, 7: output matching circuit,
71: series inductor, 72: parallel capacitor, 73:
Output terminal.
Claims (2)
入力側に、出力側に、又はその両方に個々に、接続され
る整合回路とを備えた広帯域増幅器において、 前記整合回路を、直列分布定数線路と、増幅器の利得帯
域の上限周波数での波長の1/4より短い線路長で且つ
前記直列分布定数線路の一端に接続された先端開放並列
分布定数線路と、増幅器の利得帯域の上限周波数での波
長の1/4の線路長で且つ前記直列分布定数線路の前記
一端に接続された先端短絡並列分布定数線路とを有する
よう構成し、 前記直列分布定数線路の他端を前記トランジスタの前記
入力側又は前記出力側に接続したことを特徴とする広帯
域増幅器。1. A wide band amplifier comprising an amplifying transistor and a matching circuit connected individually to the input side, the output side, or both of the transistor, wherein the matching circuit comprises a series distributed constant line. And an open-ended parallel distributed constant line having a line length shorter than ¼ of the wavelength at the upper limit frequency of the gain band of the amplifier and connected to one end of the series distributed constant line, and an upper limit frequency of the gain band of the amplifier. And a tip short-circuited parallel distributed constant line connected to the one end of the series distributed constant line and having a line length of ¼ wavelength, and the other end of the series distributed constant line is the input side of the transistor. Alternatively, a broadband amplifier connected to the output side.
入力側に、出力側に、又はその両方に個々に、接続され
る整合回路とを備えた広帯域増幅器において、 前記整合回路を、直列インダクタと、該直列インダクタ
の一端に接続された並列キャパシタと、増幅器の利得帯
域の上限周波数が共振周波数となり且つ前記直列インダ
クタの前記一端に接続された並列共振回路とを有するよ
う構成し、 前記直列インダクタの他端を前記トランジスタの前記入
力側又は前記出力側に接続したことを特徴とする広帯域
増幅器。2. A wide band amplifier comprising an amplifying transistor and a matching circuit which is individually connected to an input side, an output side, or both of the transistor, wherein the matching circuit comprises a series inductor, It is configured to have a parallel capacitor connected to one end of the series inductor, and a parallel resonance circuit connected to the one end of the series inductor where the upper limit frequency of the gain band of the amplifier is a resonance frequency. A wideband amplifier characterized in that an end is connected to the input side or the output side of the transistor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16243996A JP3420433B2 (en) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | Broadband amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16243996A JP3420433B2 (en) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | Broadband amplifier |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09326648A true JPH09326648A (en) | 1997-12-16 |
JP3420433B2 JP3420433B2 (en) | 2003-06-23 |
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ID=15754643
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---|---|---|---|
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Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3420433B2 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6329886B1 (en) | 1998-05-12 | 2001-12-11 | Nec Corporation | Impedance-matching method and circuit at different frequences |
US9270235B2 (en) | 2013-02-01 | 2016-02-23 | Fujitsu Limited | Amplifier and amplifying method |
JP2017005710A (en) * | 2015-06-09 | 2017-01-05 | 国立大学法人電気通信大学 | Multiband amplifier and dual band amplifier |
-
1996
- 1996-06-04 JP JP16243996A patent/JP3420433B2/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6329886B1 (en) | 1998-05-12 | 2001-12-11 | Nec Corporation | Impedance-matching method and circuit at different frequences |
US9270235B2 (en) | 2013-02-01 | 2016-02-23 | Fujitsu Limited | Amplifier and amplifying method |
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---|---|
JP3420433B2 (en) | 2003-06-23 |
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