JPH09322097A - Audio intermediate frequency circuit - Google Patents
Audio intermediate frequency circuitInfo
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- JPH09322097A JPH09322097A JP8293381A JP29338196A JPH09322097A JP H09322097 A JPH09322097 A JP H09322097A JP 8293381 A JP8293381 A JP 8293381A JP 29338196 A JP29338196 A JP 29338196A JP H09322097 A JPH09322097 A JP H09322097A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョン放送
の音声信号を復調するための音声中間周波回路に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an audio intermediate frequency circuit for demodulating an audio signal of television broadcasting.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、テレビジョン放送電波を受信して
得られる信号から音声中間周波数信号を復調するための
音声中間周波回路としては、いわゆる擬似スプリット方
式の音声中間周波回路がある。2. Description of the Related Art Conventionally, there is a so-called pseudo split type audio intermediate frequency circuit as an audio intermediate frequency circuit for demodulating an audio intermediate frequency signal from a signal obtained by receiving a television broadcast radio wave.
【０００３】図１１は、従来の擬似スプリット方式の音
声中間周波回路の一例である。図１１において、入力端
子１２１に映像中間周波数成分と音声中間周波数成分と
が含まれるテレビジョン中間周波数信号が入力され、こ
のテレビジョン中間周波数信号からは、映像中間周波数
用ソーフィルタ（ｆｐ ｓａｗｆ）１０１により映像中
間周波数成分が抜き出され、音声中間周波数用ソーフィ
ルタ（ｆｓ ｓａｗｆ）１０７により音声中間周波数成
分が抜き出される。FIG. 11 shows an example of a conventional pseudo split type audio intermediate frequency circuit. In FIG. 11, a television intermediate frequency signal including a video intermediate frequency component and an audio intermediate frequency component is input to an input terminal 121, and from this television intermediate frequency signal, a video intermediate frequency saw filter (fp sawf) 101. The video intermediate frequency component is extracted by, and the audio intermediate frequency component is extracted by the audio intermediate frequency saw filter (fs sawf) 107.
【０００４】映像中間周波数信号は、アンプ（ｖｉｆ
ａｇｃ ａｍｐ）１０２を経て、ＰＬＬ（位相ロックル
ープ）回路１０５に送られるとともに、ＡＭ検波器（Ａ
Ｍｄｅｔ）１０３及びアンプ１０４を経て、映像検波出
力端子１１９より出力される。The video intermediate frequency signal is transmitted to the amplifier (vif
via the agc amp) 102 to the PLL (phase locked loop) circuit 105 and the AM detector (A
It is output from the video detection output terminal 119 via the Mdet) 103 and the amplifier 104.
【０００５】ＰＬＬ回路１０５においては、電圧制御発
振器（ｖｃｏ）１０６が、映像搬送波にロックしてい
る。この電圧制御発振器１０６の出力信号は、ＡＭ検波
器１０３に送られる。ＡＭ検波器１０３における映像中
間周波数信号の検波は、電圧制御発振器１０６の出力信
号を用いて行われる。In the PLL circuit 105, the voltage controlled oscillator (vco) 106 is locked to the video carrier. The output signal of the voltage controlled oscillator 106 is sent to the AM detector 103. The detection of the video intermediate frequency signal in the AM detector 103 is performed using the output signal of the voltage controlled oscillator 106.
【０００６】音声中間周波数信号は、アンプ（ｆｓ ａ
ｒｇ ａｍｐ）１０８を経て、コンバートミキサ１０９
に送られる。このコンバートミキサ１０９には、電圧制
御発振器１０６の出力信号が送られている。音声中間周
波数信号は、コンバートミキサ１０９により、インタキ
ャリア周波数に周波数変換される。The audio intermediate frequency signal is transmitted to the amplifier (fsa
rg amp) 108, and then a conversion mixer 109.
Sent to The output signal of the voltage controlled oscillator 106 is sent to the conversion mixer 109. The audio intermediate frequency signal is frequency-converted into an intercarrier frequency by the conversion mixer 109.
【０００７】インタキャリア周波数に変換された信号
は、アンプ１１０及び帯域通過フィルタ（４．５ＭＨｚ
ＢＰＦ）１１１を経て、出力端子１２０より出力され
る。そして、この信号は、ＦＭ復調回路に送られ、この
ＦＭ復調回路（または、ＭＰＸデコーダ）により、音声
信号になる。The signal converted to the inter-carrier frequency is supplied to the amplifier 110 and the band pass filter (4.5 MHz).
It is output from the output terminal 120 via the BPF) 111. Then, this signal is sent to the FM demodulation circuit, and becomes an audio signal by this FM demodulation circuit (or MPX decoder).
【０００８】また、このような擬似スプリット方式の他
に、従来、映像中間周波数成分と音声中間周波数成分と
を１つのソーフィルタにより一括処理するようにした、
いわゆるインタキャリア方式の音声中間周波回路があ
る。In addition to such a pseudo split system, conventionally, the image intermediate frequency component and the audio intermediate frequency component are collectively processed by one saw filter.
There is a so-called inter-carrier type audio intermediate frequency circuit.
【０００９】図１２は、従来のインタキャリア方式の音
声中間周波回路の一例である。なお、この例では、複数
地域向けシステムに対応した構成とされている。すなわ
ち、テレビジョン方式には、Ｍ、Ｂ／Ｇ、Ｉ、Ｄ／Ｋ
等、種々のものがあり、各方式毎に、走査線数やフィー
ルド周波数、音声伝送方式等が異なっている。Ｍ方式は
米国や日本等で採用され、Ｂ／Ｇ方式は欧州各国で採用
され、Ｉ方式は英国で採用され、Ｄ／Ｋ方式は東欧各国
で採用されている。複数地域向けシステムは、テレビジ
ョン放送の方式が異なる場合にも、音声を復調できるよ
うにしている。FIG. 12 shows an example of a conventional inter-carrier type audio intermediate frequency circuit. In this example, the configuration is compatible with a system for multiple regions. That is, the television system includes M, B / G, I, D / K.
, Etc., and the number of scanning lines, field frequency, audio transmission system, etc. are different for each system. The M method is adopted in the United States and Japan, the B / G method is adopted in European countries, the I method is adopted in the United Kingdom, and the D / K method is adopted in Eastern European countries. The multi-region system enables demodulation of audio even when the television broadcasting system is different.
【００１０】図１２において、入力端子１２１に入力信
号が入力され、ソーフィルタ（ｆｐ−ｆｓ ｄｕａｌ
ｓａｗｆ）１０１により、映像中間周波数成分及び音声
中間周波数成分が抜き出される。In FIG. 12, an input signal is input to an input terminal 121, and a saw filter (fp-fs dual) is input.
The image intermediate frequency component and the audio intermediate frequency component are extracted by the sawf) 101.
【００１１】ソーフィルタ１０１を経た信号は、アンプ
（ｖｉｆ ａｒｇ ａｍｐ）１０２を経て、ＰＬＬ（位
相ロックループ）回路１０５及びＡＭ検波器（ＡＭ ｄ
ｅｔ）１０３に送られる。The signal passed through the saw filter 101 is passed through an amplifier (vif arg amp) 102, a PLL (phase locked loop) circuit 105 and an AM detector (AM d).
et) 103.
【００１２】ＰＬＬ回路１０５においては、電圧制御発
振器（ｖｃｏ）１０６が、映像搬送波にロックする。こ
の電圧制御発振器１０６の出力信号は、ＡＭ検波器１０
３に送られる。ＡＭ検知器１０３における映像中間周波
数信号及び音声中間周波数信号の検波は、電圧制御発振
器１０６の出力信号を用いて行われる。In the PLL circuit 105, the voltage controlled oscillator (vco) 106 locks to the image carrier. The output signal of the voltage controlled oscillator 106 is the AM detector 10
Sent to 3. The detection of the video intermediate frequency signal and the audio intermediate frequency signal in the AM detector 103 is performed using the output signal of the voltage controlled oscillator 106.
【００１３】映像中間周波数信号より得られた映像信号
はアンプ１０４及び映像用フィルタ１２２を経て、映像
検波出力端子１１９より出力される。The video signal obtained from the video intermediate frequency signal is output from the video detection output terminal 119 through the amplifier 104 and the video filter 122.
【００１４】そして、音声中間周波数信号より得られた
インターキャリア周波数信号は、アンプ１０４を経て、
並列に接続された複数の切換えスイッチ１１１、１１
３、１１５、１１７に送られる。これら各切換えスイッ
チ１１１、１１３、１１５、１１７には、帯域通過フィ
ルタ（ＢＰＦ）１１２、１１４、１１６、１１８が対応
して接続されている。The intercarrier frequency signal obtained from the audio intermediate frequency signal is passed through the amplifier 104,
A plurality of change-over switches 111, 11 connected in parallel
3, 115, 117. Band-pass filters (BPFs) 112, 114, 116 and 118 are connected to the changeover switches 111, 113, 115 and 117, respectively.
【００１５】各帯域通過フィルタは、Ｍシステム用の
４．５ＭＨｚＢＰＦ、Ｂ／Ｇシステム用の５．５ＭＨｚ
ＢＰＦ、Ｉシステム用の６．０ＭＨｚＢＰＦ、及び、Ｄ
／Ｋシステム用の６．５ＭＨｚＢＰＦである。Each band pass filter has a 4.5 MHz BPF for the M system and a 5.5 MHz for the B / G system.
BPF, 6.0 MHz BPF for I system, and D
6.5 MHz BPF for the / K system.
【００１６】この音声中間周波回路においては、放送シ
ステムに応じて切換えスイッチ１１１、１１３、１１
５、１１７を切換えることにより帯域通過フィルタを選
択すると、選択された帯域通過フィルタを通過した信号
がＦＭ復調回路（または、ＭＰＸデコーダ）に送られ、
このＦＭ復調回路により、音声信号になる。In this audio intermediate frequency circuit, the changeover switches 111, 113, 11 are selected according to the broadcasting system.
When the band pass filter is selected by switching 5, 117, the signal passed through the selected band pass filter is sent to the FM demodulation circuit (or MPX decoder),
This FM demodulation circuit produces an audio signal.
【００１７】[0017]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
な従来の音声中間周波回路においては、音声中間周波数
信号の搬送波周波数を変換させるための電圧制御発振器
の出力信号は、ナイキスト特性を有する映像搬送波との
ＰＬＬ回路によるロックにより生成されるため、映像信
号の位相変動が音声信号に影響を与えるという問題があ
る。In the conventional audio intermediate frequency circuit as described above, the output signal of the voltage controlled oscillator for converting the carrier frequency of the audio intermediate frequency signal is the video carrier wave having the Nyquist characteristic. Since it is generated by the lock of the PLL circuit of 1 and 2, there is a problem that the phase fluctuation of the video signal affects the audio signal.
【００１８】すなわち、図１１に示した従来の音声声中
間周波回路においては、アンプ１０２からの映像中間周
波数信号がＰＬＬ回路１０５に供給され、このＰＬＬ回
路１０２の電圧制御発振器１０６の出力がコンバートミ
キサ１０９に供給されている。また、図１２に示した従
来の音声中間周波回路では、アンプ１０２からの映像中
間周波成分及び音声中間周波数成分がＰＬＬ回路１０５
に供給され、このＰＬＬ回路１０５の電圧制御発振器１
０６の出力がＡＭ検波回路１０３に供給される。That is, in the conventional voice voice intermediate frequency circuit shown in FIG. 11, the video intermediate frequency signal from the amplifier 102 is supplied to the PLL circuit 105, and the output of the voltage controlled oscillator 106 of this PLL circuit 102 is converted into a mixer. It is supplied to 109. Further, in the conventional audio intermediate frequency circuit shown in FIG. 12, the video intermediate frequency component and the audio intermediate frequency component from the amplifier 102 are the PLL circuit 105.
Is supplied to the voltage controlled oscillator 1 of the PLL circuit 105.
The output of 06 is supplied to the AM detection circuit 103.
【００１９】このように、従来の音声中間周波回路で
は、音声中間周波数信号の搬送波周波数を変換するの
に、映像中間周波信号からＰＬＬ回路１０５の電圧制御
発振器１０６で得られた信号が用いられている。電圧制
御発振器１０６の出力信号は、映像中間周波信号からＰ
ＬＬ回路１０５により形成しているので、映像中間周波
成分による位相変動の影響を受ける。このため、映像中
間周波成分の位相変動が音声信号に影響を与えることに
なる。As described above, in the conventional audio intermediate frequency circuit, the signal obtained from the voltage controlled oscillator 106 of the PLL circuit 105 from the video intermediate frequency signal is used to convert the carrier frequency of the audio intermediate frequency signal. There is. The output signal of the voltage controlled oscillator 106 is P from the video intermediate frequency signal.
Since it is formed by the LL circuit 105, it is affected by the phase fluctuation due to the video intermediate frequency component. Therefore, the phase fluctuation of the video intermediate frequency component affects the audio signal.
【００２０】このような、映像中間周波数成分による位
相変動の影響は、音声信号復調段にまでそのまま引き継
がれ、いわゆるバズノイズとして、音声ベースバンド上
に残る。The influence of the phase variation due to the video intermediate frequency component is directly passed to the audio signal demodulation stage and remains as so-called buzz noise on the audio baseband.
【００２１】また、図１２により示した音声中間周波回
路においては、複数の放送システムに応じた切換えスイ
ッチ及び帯域通過フィルタが必要であり、これらは外付
けディスクリート部品として取付けられることとなるの
で、回路構成が大型化してしまう。Further, in the audio intermediate frequency circuit shown in FIG. 12, a changeover switch and a band pass filter corresponding to a plurality of broadcasting systems are required, and these are attached as external discrete parts, so the circuit The configuration becomes large.
【００２２】そこで、本発明は、上述の実情に鑑みて提
案されるものであって、映像搬送波によるナイキストバ
ズ等の影響を全く受けずに、正確に、音声中間周波数を
フィルタの中心周波数（カットオフ周波数）に周波数変
換することができる音声中間周波回路の提供という課題
を解決しようとするものである。Therefore, the present invention has been proposed in view of the above-mentioned circumstances, and the audio intermediate frequency can be accurately set to the center frequency (cut) of the filter without being affected by Nyquist buzz or the like due to the image carrier. It is intended to solve the problem of providing an audio intermediate frequency circuit capable of frequency conversion to an off frequency).
【００２３】また、本発明は、回路構成の大型化、複雑
化、部品点数の増大、消費電力の増大を招来することな
く、複数の放送システムに対応できるようになされた音
声中間周波回路の提供という課題を解決しようとするも
のである。Further, the present invention provides an audio intermediate frequency circuit adapted for a plurality of broadcasting systems without increasing the size and complexity of the circuit configuration, increasing the number of parts, and increasing the power consumption. The problem is to solve the problem.
【００２４】[0024]
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、本発明に係る音声中間周波回路は、制御電圧により
発振周波数が制御可能とされた局部電圧制御発振器と、
局部電圧制御発振器の出力信号により音声中間周波信号
の搬送波周波数を所定の搬送波周波数に変換する周波数
変換手段と、周波数変換手段の出力信号の周波数と所定
の中心周波数との周波数差誤差に応じて位相差を発生さ
せる位相差発生手段と、周波数変換手段の出力信号の位
相と、位相差発生手段を介された周波数変換手段の出力
信号の位相とを比較する位相比較器とを備え、位相比較
器の出力を局部電圧制御発振器に帰還することにより、
周波数変換手段の出力信号の搬送波周波数を位相差発生
手段の中心周波数となるように制御するように構成され
たものである。In order to solve the above problems, an audio intermediate frequency circuit according to the present invention comprises a local voltage controlled oscillator whose oscillation frequency can be controlled by a control voltage,
Frequency conversion means for converting the carrier frequency of the audio intermediate frequency signal to a predetermined carrier frequency by the output signal of the local voltage controlled oscillator, and the position depending on the frequency difference error between the frequency of the output signal of the frequency conversion means and the predetermined center frequency. The phase comparator includes a phase difference generating means for generating a phase difference, a phase comparator for comparing the phase of the output signal of the frequency converting means, and the phase of the output signal of the frequency converting means via the phase difference generating means. By feeding back the output of the
The carrier frequency of the output signal of the frequency converting means is controlled to be the center frequency of the phase difference generating means.
【００２５】[0025]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しながら説明する。本発明に係る音声中間周波回
路は、図１に示すように、映像中間周波数成分と音声中
間周波数成分とが含まれる中間周波数信号が入力端子１
０を介して入力される音声中間周波数抽出用のソーフィ
ルタ（ｆｓ ｓａｗｆ）１を有している。このソーフィ
ルタ１は、中間周波数信号より、音声中間周波数信号を
抜き出す。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the audio intermediate frequency circuit according to the present invention, as shown in FIG. 1, an intermediate frequency signal including a video intermediate frequency component and an audio intermediate frequency component is input terminal 1
It has a saw filter (fs sawf) 1 for extracting an audio intermediate frequency input via 0. The saw filter 1 extracts an audio intermediate frequency signal from the intermediate frequency signal.
【００２６】ソーフィルタ１を経た音声中間周波数信号
は、周波数変換手段となるコンバートミキサ２に送られ
る。このコンバートミキサ２は、音声中間周波数信号
と、局部電圧制御発振器（ｖｃｏ）３の出力信号とを掛
け算して、周波数変換を行う。局部電圧制御発振器（ｖ
ｃｏ）３は、位相比較器４からの制御電圧により、その
発振周波数が制御可能とされる。The audio intermediate frequency signal that has passed through the saw filter 1 is sent to the conversion mixer 2 that serves as frequency conversion means. The convert mixer 2 multiplies the audio intermediate frequency signal and the output signal of the local voltage controlled oscillator (vco) 3 to perform frequency conversion. Local voltage controlled oscillator (v
The oscillation frequency of the co) 3 can be controlled by the control voltage from the phase comparator 4.
【００２７】コンバートミキサ２の出力信号は、音声中
間周波数と局部電圧制御発振器３の出力信号の周波数の
差分の周波数の搬送波となる。このコンバートミキサ２
の出力信号は、Ｓ字発生回路６及びπ／２移相器５に送
られる。Ｓ字発生回路６の出力及びπ／２移相器５の出
力は、位相比較器４に送られる。位相比較器４により、
Ｓ字発生回路６の出力とπ／２移相器５の出力との位相
差が検出される。この位相差検出出力は、局部電圧制御
発振器３に対する制御電圧として局部電圧制御発振器３
に帰還される。The output signal of the convert mixer 2 becomes a carrier having a frequency which is the difference between the audio intermediate frequency and the frequency of the output signal of the local voltage controlled oscillator 3. This convert mixer 2
Output signal is sent to the S-shaped generator 6 and the π / 2 phase shifter 5. The output of the S-shaped generator 6 and the output of the π / 2 phase shifter 5 are sent to the phase comparator 4. By the phase comparator 4,
The phase difference between the output of the S-shaped generator 6 and the output of the π / 2 phase shifter 5 is detected. This phase difference detection output is used as a control voltage for the local voltage controlled oscillator 3
Be returned to.
【００２８】Ｓ字発生回路６は、その位相特性が中心周
波数ｆ0 を中心としてＳ字状に変化する特性とされてお
り、Ｓ字発生回路６により、入力信号の周波数と中心周
波数ｆ0 との周波数差に応じた位相差が出力される。す
なわち、入力信号の周波数が中心周波数ｆ0 のときには
出力信号の位相は変化せず、入力信号の周波数が中心周
波数ｆ0 より低くなる又は高くなるに従って、その出力
信号の位相が進み又は遅れる。π／２移相器５は、コン
バートミキサ２の出力信号の位相をπ／２シフトさせる
ものである。位相比較器４としては、例えば、２重平衡
型の乗算器の構成のものが用いられる。位相比較器４と
して例えば２重平衡型の乗算器の構成のもの用いた場合
には、Ｓ字発生回路６の出力信号の位相とπ／２移相器
５の出力信号の位相との間にπ／２の位相差が生じると
きに、その位相差検出出力がセンタ値となる。The S-shaped generating circuit 6 has a characteristic that its phase characteristic changes in an S-shape around the center frequency f 0. The S-shaped generating circuit 6 causes the frequency of the input signal and the center frequency f 0 to change. The phase difference corresponding to the frequency difference is output. That is, when the frequency of the input signal is the center frequency f 0 , the phase of the output signal does not change, and as the frequency of the input signal becomes lower or higher than the center frequency f 0 , the phase of the output signal advances or lags. The π / 2 phase shifter 5 shifts the phase of the output signal of the conversion mixer 2 by π / 2. As the phase comparator 4, for example, a double balanced type multiplier is used. When the phase comparator 4 has, for example, a double-balanced multiplier configuration, it is placed between the phase of the output signal of the S-shaped generator circuit 6 and the phase of the output signal of the π / 2 phase shifter 5. When a phase difference of π / 2 occurs, the phase difference detection output becomes the center value.
【００２９】位相比較器４には、Ｓ字発生回路６を介さ
れたコンバートミキサ２の出力と、π／２移相器５を介
された位相比較器４出力とが与えられる。Ｓ字発生回路
６は、中心周波数ｆ0 を中心として位相がＳ字状に変化
する。そして、位相比較器４は、互いの位相差がπ／２
になるときに、その位相差検出出力がセンタ値になる。
したがって、この帰還ループにより、コンバートミキサ
２の出力の搬送波周波数が中心周波数ｆ0 になるよう
に、局部発振器（ｖｃｏ）３の発振周波数が制御され
る。The phase comparator 4 is supplied with the output of the conversion mixer 2 via the S-shaped generator circuit 6 and the output of the phase comparator 4 via the π / 2 phase shifter 5. The S-shaped generator circuit 6 changes its phase in an S-shape around the center frequency f 0 . The phase difference between the phase comparators 4 is π / 2.
, The phase difference detection output becomes the center value.
Therefore, the oscillation frequency of the local oscillator (vco) 3 is controlled by this feedback loop so that the carrier frequency of the output of the conversion mixer 2 becomes the center frequency f 0 .
【００３０】コンバートミキサ２の出力信号は、また、
アンプ７及び帯域通過フィルタ８を経て、出力端子９に
送られる。The output signal of the convert mixer 2 is also
It is sent to the output terminal 9 via the amplifier 7 and the bandpass filter 8.
【００３１】この出力端子９に送られた信号は、ＦＭ復
調回路（ＦＭ ｄｅｔ）（または、ＭＰＸデコーダ）に
送られ、このＦＭ復調回路（または、ＭＰＸデコーダ）
により、音声信号になる。The signal sent to the output terminal 9 is sent to the FM demodulation circuit (FM det) (or MPX decoder), and this FM demodulation circuit (or MPX decoder) is sent.
Produces an audio signal.
【００３２】なお、上述の例では、コンバートミキサ２
の出力を用いて音声信号を復調するようにしている。性
能の許す限りにおいては、このような構成の代わりに、
図２に示すように、Ｓ字発生回路６の出力信号を用いて
音声信号を復調するようにしても良い。この場合、Ｓ字
発生回路６は単に位相のＳ字特性発生のためだけではな
く、帯域外除去（フィルタリング）の役目も担う事にな
る。In the above example, the conversion mixer 2
Is used to demodulate the audio signal. As far as performance permits, instead of such a configuration,
As shown in FIG. 2, an audio signal may be demodulated using the output signal of the S-shaped generator circuit 6. In this case, the S-shaped generating circuit 6 plays a role not only for generating the S-shaped characteristic of the phase but also for out-of-band removal (filtering).
【００３３】上述のように、この音声中間周波回路にお
いては、局部電圧制御発振器３の発振周波数は、最終的
にコンバートミキサ２の出力信号の搬送波周波数がＳ字
発生回路６の中心周波数ｆ0 に等しくなるように収束す
る。数値の例として、Ｓ字発生回路６の中心周波数ｆ0
を５００ＫＨｚと定め、音声中間周波数ｆｓを日本国内
仕様の５４．２５ＭＨｚとすれば、コンバートミキサ
２、局部電圧制御発振器３、位相比較器４、π／２移相
器５及びＳ字発生回路６により構成される帰還ループに
より、局部電圧制御発振器３の発振周波数は、５４．７
５ＭＨｚに収束する。As described above, in this audio intermediate frequency circuit, the oscillation frequency of the local voltage controlled oscillator 3 is finally such that the carrier frequency of the output signal of the conversion mixer 2 becomes the center frequency f 0 of the S-shaped generator circuit 6. Converge to be equal. As an example of the numerical value, the center frequency f 0 of the S-shaped generating circuit 6
Is set to 500 KHz, and the audio intermediate frequency fs is set to 54.25 MHz of Japanese domestic specifications, the conversion mixer 2, the local voltage controlled oscillator 3, the phase comparator 4, the π / 2 phase shifter 5, and the S-shaped generator circuit 6 are used. Due to the configured feedback loop, the oscillation frequency of the local voltage controlled oscillator 3 is 54.7.
It converges to 5 MHz.
【００３４】このように、この発明が適用された音声中
間周波回路においては、局部電圧制御発振器３の発振周
波数が映像搬送波に対して全く独立しているので、音声
信号に対する映像搬送波によるナイキストバズ等の影響
がない。As described above, in the audio intermediate frequency circuit to which the present invention is applied, since the oscillation frequency of the local voltage controlled oscillator 3 is completely independent of the video carrier, Nyquist buzz or the like due to the video carrier for the audio signal. There is no influence of.
【００３５】また、Ｓ字発生回路６の中心周波数ｆ0 を
任意に決定することにより、例えば、５８．７５ＭＨｚ
−５４．２５ＭＨｚ＝４．５ＭＨｚ（日本国内の場合）
のように限られた値ではなく、任意の音声搬送波周波数
に周波数変換することができる。Further, by arbitrarily determining the center frequency f 0 of the S-shaped generating circuit 6, for example, 58.75 MHz
-54.25MHz = 4.5MHz (in Japan)
It is possible to perform frequency conversion to an arbitrary voice carrier frequency instead of a limited value as in.
【００３６】この音声中間周波回路においては、周波数
変換後の音声搬送波周波数を低く設定すれば、帯域通過
フィルタ８の設計を容易なものとすることができ、集積
回路化も容易になる。In this audio intermediate frequency circuit, if the audio carrier frequency after frequency conversion is set low, the design of the bandpass filter 8 can be facilitated and the integration into an integrated circuit is facilitated.
【００３７】また、この音声中間周波回路においては、
音声中間周波数が何ＭＨｚであろうとも、周波数変換後
の音声搬送波周波数は、Ｓ字発生回路６の中心周波数ｆ
0 となるので、複数仕様（複数の放送システム）向けに
用いる場合でも、切換えスイッチは不要であり、後段の
帯域通過フィルタも放送システムの数に対応させて用意
する必要はなく、中心周波数ｆ0 のもの１つでよい。Further, in this audio intermediate frequency circuit,
The frequency of the voice carrier after the frequency conversion is the center frequency f of the S-shaped generator 6 no matter how many MHz the voice intermediate frequency is.
Since it becomes 0 , the changeover switch is not required even when used for a plurality of specifications (a plurality of broadcasting systems), and it is not necessary to prepare the band pass filter in the subsequent stage corresponding to the number of broadcasting systems, and the center frequency f 0 One thing is enough.
【００３８】Ｓ字発生回路を含めたｆ0 への周波数変換
回路のループ構成の代表的な例としては、図３に示すよ
うに、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１を用いたものが
ある。このループでは、入力信号を＋π／２移相し、帯
域通過フィルタ１１に通した後、位相比較器４により入
力信号との位相差を検出し、局部電圧制御発振器３に帰
還する。As a typical example of the loop configuration of the frequency converting circuit to f 0 including the S-shaped generating circuit, there is one using a band pass filter (BPF) 11 as shown in FIG. In this loop, the input signal is phase-shifted by + π / 2, passed through the band pass filter 11, and then the phase difference between the input signal and the input signal is detected by the phase comparator 4 and fed back to the local voltage controlled oscillator 3.
【００３９】図６は、このときの位相特性を示すもので
ある。図６において、横軸は周波数を示し、縦軸は位相
を示している。図６においてＡ１で示すように、帯域通
過フィルタ１１の位相特性は、周波数ｆ0 を中心とし
て、Ｓ字状に変化している。入力信号は、π／２移相器
５を介して＋π／２移相されて帯域通過フィルタ１１を
通過するので、π／２移相器５と帯域通過フィルタ１１
とを合わせた位相特性は、図６においてＡ２で示すよう
に、帯域通過フィルタ１１の位相特性Ａ１をπ／２シフ
トさせたものとなる。位相検出器４では、入力信号の位
相Ｂ１と、π／２移相５と帯域通過フィルタ１１を介さ
れた信号の位相Ａ２とが比較される。入力信号の位相Ｂ
１とπ／２移相器５と帯域通過フィルタ１１とを合わせ
た位相Ａ２との位相差は、周波数ｆ0 でπ／２となる。
したがって、コンバータミキサ２の出力の周波数がｆ0
となるように収束する。FIG. 6 shows the phase characteristic at this time. In FIG. 6, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents phase. As indicated by A1 in FIG. 6, the phase characteristic of the bandpass filter 11 changes in an S shape around the frequency f 0 . Since the input signal is + π / 2 phase-shifted through the π / 2 phase shifter 5 and passes through the bandpass filter 11, the π / 2 phase shifter 5 and the bandpass filter 11
The phase characteristic obtained by combining and is obtained by shifting the phase characteristic A1 of the bandpass filter 11 by π / 2, as indicated by A2 in FIG. In the phase detector 4, the phase B1 of the input signal is compared with the phase A2 of the signal passed through the π / 2 phase shift 5 and the bandpass filter 11. Input signal phase B
The phase difference between the phase A2 of the 1 / π / 2 phase shifter 5 and the band pass filter 11 is π / 2 at the frequency f 0 .
Therefore, the frequency of the output of the converter mixer 2 is f 0.
Converge to
【００４０】また、周波数変換回路のループ構成として
は、図４に示すように、低域（または高域）通過フィル
タ（ＬＰＦ、または、ＨＰＦ）１２を用いたものがあ
る。このループでは、低域（または高域）通過フィルタ
１２の出力と入力の位相差が、位相比較器４により検出
される。この位相差の検出結果は、局部電圧制御発振器
３に帰還される。このときの入出力両信号の位相特性
は、図７に示すようになる。低域通過フィルタでは、Ａ
１１で示すように、周波数ｆ0 で入力信号の位相Ｂ１１
との位相差が−π／２となる。高域通過フィルタでは、
Ａ１２で示すように、周波数ｆ0 で入力信号の位相Ｂ１
１との位相差が＋π／２となる。したがって、コンバー
タミキサ２の出力の周波数がｆ0 となるように収束す
る。Further, as a loop configuration of the frequency conversion circuit, there is one using a low pass (or high pass) pass filter (LPF or HPF) 12 as shown in FIG. In this loop, the phase difference between the output and the input of the low pass (or high pass) filter 12 is detected by the phase comparator 4. The detection result of this phase difference is fed back to the local voltage controlled oscillator 3. The phase characteristics of the input and output signals at this time are as shown in FIG. In the low pass filter, A
11, the phase B11 of the input signal at frequency f 0
And the phase difference between and becomes -π / 2. With a high pass filter,
As indicated by A12, the phase B1 of the input signal at the frequency f 0
The phase difference from 1 is + π / 2. Therefore, the output frequency of the converter mixer 2 converges so as to be f 0 .
【００４１】さらに、周波数変換回路のループ構成の例
としては、図５に示すように、イコライザ回路１３を用
いたものがある。前述までの帯域通過フィルタやローパ
スフィルタ、ハイパスフィルタを用いた例では、位相が
−π／２から＋π／２の範囲で変化するのに介して、イ
コライザ回路１３を用いた場合には、位相が−πから＋
πまでの範囲で変化する。すなわち、図８は、イコライ
ザ回路１３の位相特性を示すものである。図８でＡ２１
で示すように、イコライザ回路１３の位相特性は、中心
周波数ｆ0 では０°、中心周波数ｆ0 より低い周波数域
では＋π、中心周波数ｆ0 より高い周波数域では−πと
なるＳ字特性となる。このようなイコライザ回路１３を
用いた場合には、帯域通過フィルタやローパスフィル
タ、ハイパスフィルタを用いた場合に比べて、位相検波
効率がおよそ２倍良くなる。Further, as an example of the loop configuration of the frequency conversion circuit, there is one using an equalizer circuit 13, as shown in FIG. In the example using the band-pass filter, the low-pass filter, and the high-pass filter described above, when the equalizer circuit 13 is used, the phase changes when the phase changes in the range of −π / 2 to + π / 2. −π to +
It changes in the range up to π. That is, FIG. 8 shows the phase characteristics of the equalizer circuit 13. A21 in FIG.
As shown, the phase characteristic of the equalizer circuit 13, the center frequency f in 0 0 °, the frequency range lower than the center frequency f 0 + [pi, the S-characteristic of the -π at higher frequency range than the center frequency f 0 . When such an equalizer circuit 13 is used, the phase detection efficiency is about twice as good as when the band pass filter, the low pass filter or the high pass filter is used.
【００４２】すなわち、図９に示すように、位相比較器
４では、入力信号の位相Ｂ２１がπ／２位相器５を介さ
れてπ／２シフトされた位相Ｂ２２と、イコライザ１３
からの信号の位相Ａ２１とが比較される。周波数ｆ
0 で、π／２位相器５の出力の位相Ｂ２２と、イコライ
ザ１３からの位相Ａ２１との位相差がπ／２となる。し
たがって、コンバータミキサ２の出力の周波数がｆ0 と
なるように収束する。That is, as shown in FIG. 9, in the phase comparator 4, the phase B21 of the input signal is shifted by π / 2 through the π / 2 phase shifter 5 and the equalizer 13 is provided.
The phase A21 of the signal from is compared. Frequency f
At 0 , the phase difference between the phase B22 of the output of the π / 2 phase shifter 5 and the phase A21 from the equalizer 13 is π / 2. Therefore, the output frequency of the converter mixer 2 converges so as to be f 0 .
【００４３】なお、この音声中間周波回路において、局
部電圧制御発振器３の発振周波数が、音声中間周波数よ
りも、常に高くなっているようにすると、ステレオ音声
の受信を行ったとき、メイン、サブの各々の音声信号の
復調時の極性を一致させることができる。In this audio intermediate frequency circuit, if the oscillation frequency of the local voltage controlled oscillator 3 is always higher than the audio intermediate frequency, when stereo audio is received, the main and sub audio signals are received. It is possible to match the polarities at the time of demodulation of the respective audio signals.
【００４４】また、この音声中間周波回路においては、
図１０に示すように、図１を用いて上述した回路構成に
おいて、Ｓ字発生回路６の出力とπ／２移相器５の出力
とを積算器１４に送れば、この積算器１４の出力信号は
そのまま音声信号となりうる。Further, in this audio intermediate frequency circuit,
As shown in FIG. 10, in the circuit configuration described above with reference to FIG. 1, if the output of the S-shaped generator 6 and the output of the π / 2 phase shifter 5 are sent to the integrator 14, the output of the integrator 14 The signal can be an audio signal as it is.
【００４５】[0045]
【発明の効果】上述のように、本発明に係る音声中間周
波回路においては、局部電圧制御発振器の発振周波数が
映像搬送波に対して全く独立しているので、音声信号に
対する映像搬送波によるナイキストバズ等の影響がな
い。As described above, in the audio intermediate frequency circuit according to the present invention, since the oscillation frequency of the local voltage controlled oscillator is completely independent of the video carrier, Nyquist buzz or the like due to the video carrier for the audio signal is generated. There is no influence of.
【００４６】また、この音声中間周波回路の周波数変換
手段においては、任意の音声搬送波周波数に周波数変換
することができる。そして、音声中間周波数が何ＭＨｚ
であろうとも、周波数変換後の音声搬送波周波数は帯域
通過フィルタの中心周波数となるので、複数仕様（複数
の放送システム）向けに用いる場合にも、切換えスイッ
チや帯域通過フィルタを放送システムの数に対応させて
用意する必要がなく、回路構成を縮小することができ
る。Further, the frequency converting means of the audio intermediate frequency circuit can perform frequency conversion into an arbitrary audio carrier frequency. What is the intermediate frequency of the sound
However, since the audio carrier frequency after frequency conversion becomes the center frequency of the band pass filter, even when using it for multiple specifications (multiple broadcast systems), the changeover switch and band pass filter can be adjusted to the number of broadcast systems. The circuit configuration can be reduced without the need for corresponding preparation.
【００４７】さらに、この音声中間周波回路において
は、周波数変換後の音声搬送波周波数を低く設定すれ
ば、後段の帯域通過フィルタの設計を容易なものとする
ことができ、集積回路化も容易となる。Further, in this audio intermediate frequency circuit, if the audio carrier frequency after frequency conversion is set low, the design of the band pass filter in the subsequent stage can be facilitated and the integration into an integrated circuit is facilitated. .
【００４８】すなわち、本発明は、映像搬送波による影
響（ナイキストバズ等）を全く受けずに、正確に、音声
中間周波数をフィルタの中心周波数（カットオフ周波
数）に周波数変換し、かつ、選択することができる音声
中間周波回路を提供することができるものである。That is, according to the present invention, the audio intermediate frequency is accurately frequency-converted to the center frequency (cutoff frequency) of the filter without being affected by the image carrier (Nyquist buzz or the like), and the frequency is selected. It is possible to provide an audio intermediate frequency circuit capable of
【００４９】また、本発明は、回路構成の大型化、複雑
化、部品点数の増大、消費電力の増大を招来することな
く、複数の放送システムに対応できるようになされた音
声中間周波回路を提供することができるものである。Further, the present invention provides an audio intermediate frequency circuit adapted for a plurality of broadcasting systems without increasing the size and complexity of the circuit configuration, increasing the number of parts, and increasing the power consumption. Is what you can do.
【図１】本発明に係る音声中間周波回路の構成を示すブ
ロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an audio intermediate frequency circuit according to the present invention.
【図２】音声中間周波回路の構成の他の例を示すブロッ
ク図である。FIG. 2 is a block diagram showing another example of a configuration of an audio intermediate frequency circuit.
【図３】音声中間周波回路において、π／２移相器とバ
ンドパスフィルタとにより構成された位相差発生手段を
示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a phase difference generating means composed of a π / 2 phase shifter and a bandpass filter in the audio intermediate frequency circuit.
【図４】音声中間周波回路において、ローパスフィルタ
またはハイパスフィルタにより構成された位相差発生手
段を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a phase difference generating means composed of a low-pass filter or a high-pass filter in the audio intermediate frequency circuit.
【図５】音声中間周波回路において、イコライザ回路と
π／２移相器とにより構成された位相差発生手段を示す
ブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a phase difference generating means composed of an equalizer circuit and a π / 2 phase shifter in the audio intermediate frequency circuit.
【図６】図３に示した位相差発生手段を有する音声中間
周波回路における入出力信号の位相特性を示すグラフで
ある。6 is a graph showing a phase characteristic of an input / output signal in the audio intermediate frequency circuit having the phase difference generating means shown in FIG.
【図７】図４に示した位相差発生手段を有する音声中間
周波回路における入出力信号の位相特性を示すグラフで
ある。7 is a graph showing the phase characteristics of input / output signals in the audio intermediate frequency circuit having the phase difference generating means shown in FIG.
【図８】図５に示した位相差発生手段を有する音声中間
周波回路におけるイコライザの位相特性を示すグラフで
ある。8 is a graph showing the phase characteristics of the equalizer in the audio intermediate frequency circuit having the phase difference generating means shown in FIG.
【図９】図５に示した位相差発生手段を有する音声中間
周波回路における入出力信号の位相特性を示すグラフで
ある。9 is a graph showing phase characteristics of input / output signals in the audio intermediate frequency circuit having the phase difference generating means shown in FIG.
【図１０】音声中間周波回路の構成の他の例を示すブロ
ック図である。FIG. 10 is a block diagram showing another example of a configuration of an audio intermediate frequency circuit.
【図１１】従来の音声中間周波回路の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional audio intermediate frequency circuit.
【図１２】従来の音声中間周波回路の構成の他の例を示
すブロック図である。FIG. 12 is a block diagram showing another example of the configuration of a conventional audio intermediate frequency circuit.
２ コンバートミキサ、３ 局部電圧制御発振器、４
位相差検出器、５ π／２移相器、６ Ｓ字発生回路、
１１ バンドパスフィルタ、１２ ローパスフィルタ、
１２ バイパスフィルタ、１３ イコライザ回路2 convert mixer, 3 local voltage controlled oscillator, 4
Phase difference detector, 5 π / 2 phase shifter, 6 S-shaped generator,
11 band pass filter, 12 low pass filter,
12 Bypass filter, 13 Equalizer circuit
Claims (6)
された局部電圧制御発振器と、 上記局部電圧制御発振器の出力信号により音声中間周波
信号の搬送波周波数を所定の搬送波周波数に変換する周
波数変換手段と、 上記周波数変換手段の出力信号の周波数と所定の中心周
波数との周波数差に応じて位相差を発生させる位相差発
生手段と、 上記周波数変換手段の出力信号の位相と、上記位相差発
生手段を介された上記周波数変換手段の出力信号の位相
とを比較する位相比較器とを備え、 上記位相比較器の出力を上記局部電圧制御発振器に帰還
することにより、上記周波数変換手段の出力信号の搬送
波周波数を上記位相差発生手段の中心周波数となるよう
に制御するようにした音声中間周波回路。1. A local voltage controlled oscillator whose oscillation frequency is controllable by a control voltage, and frequency conversion means for converting a carrier frequency of an audio intermediate frequency signal into a predetermined carrier frequency by an output signal of the local voltage controlled oscillator. A phase difference generating means for generating a phase difference according to a frequency difference between a frequency of the output signal of the frequency converting means and a predetermined center frequency; a phase of an output signal of the frequency converting means; and a phase difference generating means. And a phase comparator for comparing the phase of the output signal of the frequency converting means, and by feeding back the output of the phase comparator to the local voltage controlled oscillator, the carrier of the output signal of the frequency converting means. An audio intermediate frequency circuit for controlling the frequency so that it becomes the center frequency of the phase difference generating means.
が、音声中間周波数数よりも高くなされている請求項１
記載の音声中間周波回路。2. The oscillation frequency of the local voltage controlled oscillator is set to be higher than the number of voice intermediate frequencies.
The described audio intermediate frequency circuit.
周波数を中心に点対称にＳ字特性を有する請求項１記載
の音声中間周波回路。3. The audio intermediate frequency circuit according to claim 1, wherein the phase characteristic of the phase difference generating means has an S-shaped characteristic in point symmetry with a center frequency as a center.
ルタにより構成されている請求項１記載の音声中間周波
回路。4. The audio intermediate frequency circuit according to claim 1, wherein the phase difference generating means is composed of a bandpass filter.
により構成されている請求項１記載の音声中間周波回
路。5. The audio intermediate frequency circuit according to claim 1, wherein the phase difference generating means is composed of an equalizer circuit.
差を有する２つの信号が与えらるときに位相誤差検出信
号の中心値が出力されるものであるとともに、 上記周波数変換手段の出力信号の位相と上記位相差発生
手段を介された上記周波数変換手段の出力信号の位相と
の間に互いにπ／２の位相差を生じさせるための移相回
路を設けるようにした請求項１記載の音声中間周波回
路。6. The phase comparator outputs a center value of a phase error detection signal when two signals having a phase difference of π / 2 are given to each other, and the phase conversion circuit of the frequency conversion means. 3. A phase shift circuit for producing a phase difference of .pi. / 2 between the phase of the output signal and the phase of the output signal of the frequency conversion means that has passed through the phase difference generation means. The described audio intermediate frequency circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8293381A JPH09322097A (en) | 1995-11-30 | 1996-10-15 | Audio intermediate frequency circuit |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31335795 | 1995-11-30 | ||
| JP7-313357 | 1996-03-26 | ||
| JP8-70425 | 1996-03-26 | ||
| JP7042596 | 1996-03-26 | ||
| JP8293381A JPH09322097A (en) | 1995-11-30 | 1996-10-15 | Audio intermediate frequency circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09322097A true JPH09322097A (en) | 1997-12-12 |
Family
ID=27300322
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8293381A Pending JPH09322097A (en) | 1995-11-30 | 1996-10-15 | Audio intermediate frequency circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09322097A (en) |
-
1996
- 1996-10-15 JP JP8293381A patent/JPH09322097A/en active Pending
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