JPH09308259A - 電源装置、放電ランプ点灯装置及び照明装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング素子の制御端子回路のインピー
ダンスが低い場合にも、確実にインバータのスイッチン
グ素子を起動すること。 【解決手段】 電源投入時、コンデンサＣ８の充電電圧
は低いため、トランジスタＱ３、Ｑ４がオフとなり、抵
抗Ｒ１２はトランジスタＱ１のゲート回路から外れて、
この回路のインピーダンスを高くしている。このため、
コンデンサＣ１の充電電圧は上昇してトランジスタＱ２
がオンしてオフした後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２
１に発生する電圧のパワーが弱くてもこの電圧はトラン
ジスタＱ１のゲート電圧を十分に越えるためトランジス
タＱ１、Ｑ２のスイッチングが確実に起動される。その
後コンデンサＣ８の充電電圧が上昇してツェナーダイオ
ードＺＤがオンしＱ３、Ｑ４がオンすると、抵抗Ｒ１２
がＱ１のゲート回路に接続されて、この回路のインピー
ダンスを低くし、トランジスタＱ１、Ｑ２から出力され
る高周波電力を定格に上昇させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電圧を負荷
に出力する電源装置と、この電源装置を用いて放電ラン
プに高周波電圧を供給して点灯する放電ランプ点灯装置
及びこの放電ランプ点灯装置を用いた照明装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１は従来の放電ランプ点灯装置の構成
例を示した回路図である。本例はコンデンサＣ３に交流
電源１側から充電電流を流すことにより、入力力率を高
くし、入力電流の高調波成分を低減して、交流電源１側
の高調波成分のレベルを低減させる回路構成を採ってい
る。

【０００３】電源が投入されると、商用電源１から供給
される交流は整流回路２により整流されて、抵抗Ｒ１を
通してコンデンサＣ１を充電する。これにより、コンデ
ンサＣ１の充電電圧が上昇し、トリガダイオードＴＤの
トリガ電圧を越えると、トリガダイオードＴＤがオンし
て、コンデンサＣ１からの放電電圧が抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ
５を通して電界効果トランジスタ（以降単にトランジス
タと称する）Ｑ２のゲートに印加され、トランジスタＱ
２をオンにする。これにより、整流回路２の整流電流が
コンデンサＣ３、リンケージトランス３の１次側、可飽
和トランスの１次側ＣＴ１、トランジスタＱ２を通して
流れる。又、トランジスタＱ２がオンになると、ダイオ
ードＤ１がオンとなってコンデンサＣ１の電荷はダイオ
ードＤ１を通してトランジスタＱ２側に放電され、その
端子電圧はローレベルになって、トランジスタＱ２をオ
フにする。

【０００４】トランジスタＱ２がオフになると、可飽和
トランスの１次側ＣＴ１に上記と逆方向の電流が流れ、
これにより可飽和トランスの２次側ＣＴ２１に発生する
電圧が電界効果トランジスタ（以降単にトランジスタと
称する）Ｑ１のゲートに印加され、トランジスタＱ１を
オンにする。これにより、コンデンサＣ３の放電電流及
び整流回路２の整流電流がトランジスタＱ１、可飽和ト
ランスの１次側ＣＴ１、リンケージトランス３の１次
側、コンデンサＣ４を通して流れる。このため、可飽和
トランスの２次側ＣＴ２１に発生する電圧が引き続きト
ランジスタＱ１のゲートに印加され、このトランジスタ
Ｑ１はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和する
と、２次側ＣＴ２１に発生する電圧がなくなって、トラ
ンジスタＱ１がオフする。

【０００５】トランジスタＱ１がオフすると、コンデン
サＣ４、リンケージトランス３の１次側から可飽和トラ
ンスの１次側ＣＴ１に電流が流れて、この可飽和トラン
スをリセットした後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２２
に発生する電圧がトランジスタＱ２のゲートに印加さ
れ、トランジスタＱ２をオンにする。以降、トランジス
タＱ１、Ｑ２は高周波でスイッチングを開始し、高周波
電流がリンケージトランス３の１次側を流れるので、そ
の２次側に昇圧された高周波電圧が発生し、この高電圧
の高周波電圧が放電ランプ４に印加されて放電ランプ４
を点灯する。

【０００６】ところで、本例にはトランジスタＱ２のゲ
ート回路のインピーダンスを変化させる回路が付加され
ている。即ち、電源オン時、コンデンサＣ８には抵抗Ｒ
７を通して充電電流が流れ、コンデンサＣ８の端子電圧
が上昇し、この端子電圧がツェナー電圧を越えるとトラ
ンジスタＱ３はオンして、ダイオードＤ３のカソードに
は、整流回路２の出力電圧が、抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ９、可
変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ１０の分圧抵抗で分圧された電圧が
印加される。このため、この分圧電圧よりも、ダイオー
ドＤ３のアノード側の電圧が高くなると、トランジスタ
Ｑ２のゲート回路に可変抵抗ＶＲと抵抗Ｒ１０の直列回
路が接続され、トランジスタＱ２のゲート回路のインピ
ーダンスを低くし、トランジスタＱ２のドライブ電圧の
幅を広げてそのオンデューティを長くすることにより、
高周波出力を大きくしている。又、可変抵抗ＶＲを調整
することにより、ダイオードＤ３を介して接続される可
変抵抗ＶＲと抵抗Ｒ１０の直列回路の抵抗値を変化させ
て、高周波出力の大きさを調整することができる。

【０００７】ここで、放電ランプのワット数の都合など
により、トランジスタＱ１、Ｑ２から出力される高周波
電力を大きくするには、トランジスタＱ１、Ｑ２のオン
デューティを長くしなければならない。これには、トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２のゲート回路を構成するインピーダ
ンスを低くして、トランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに印
加される可飽和トランスの２次側ＣＴ２１、ＣＴ２２か
ら発生する電圧のピーク幅を広げることが行われてい
る。

【０００８】しかし、上記のような理由で、トランジス
タＱ１、Ｑ２のゲート回路を構成するインピーダンスを
低くした場合、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング
起動時、以下に述べるような不具合が生じる。起動時、
トリガダイオードＴＤがオンして、起動用のコンデンサ
Ｃ１からトリガダイオードＴＤを通して、トランジスタ
Ｑ２のゲートにドライブ電圧が印加されるが、このドラ
イブ電圧のパワーは強いため、図２（Ａ）のイで示すよ
うにトランジスタＱ２をオンにするゲート電圧ＶＴＨを
越え、トランジスタＱ２をオンにして、このトランジス
タに図２（Ｃ）に示すようなドレイン電流が流れる。

【０００９】このトランジスタＱ２が起動用のコンデン
サＣ１の電荷の放電のため、そのゲート電圧が下がり、
オフになった時に、可飽和トランスの２次側ＣＴ２１に
発生する電圧のパワーはコンデンサＣ３の充電電圧が安
定していないため低く、図２（Ｂ）のロで示すようにト
ランジスタＱ１のゲート電圧はこのトランジスタＱ１を
オンにするゲート電圧ＶＴＨに届かず、トランジスタＱ
１をオンにすることができない。このため、、図２
（Ｄ）に示すように、このトランジスタＱ１にはドレイ
ン電流が流れず、結局、インバータを構成するトランジ
スタＱ１、Ｑ２の起動が失敗に終わるという不具合が生
じる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】トランジスタＱ１、Ｑ
２のオンデューティを所望の高周波出力を得るように調
整した場合、トランジスタＱ１、Ｑ２のゲート回路のイ
ンピーダンスが低くなり過ぎるため、起動回路によりト
ランジスタＱ２をオンしてこれをオフした後、トランジ
スタＱ１をオンとするための高いゲート電圧が得られな
いことにより、トランジスタＱ１をオンとすることがで
きずに、結局、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング
の起動に失敗するという不具合があった。

【００１１】そこで本発明は上記のような課題を解決す
るためになされたもので、スイッチング素子の制御端子
回路のインピーダンスが低い場合にも、確実にスイッチ
ング素子を起動することができる電源回路、この電源回
路を用いた始動性の良好な放電ランプ点灯装置及びこの
放電ランプ点灯装置を用いた照明装置を提供することを
目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、直流
電源と；複数個のスイッチング素子を有し、直流電源の
電圧を印加されるスイッチング回路と；スイッチング素
子のオン・オフに基づく高周波電圧を出力して負荷に供
給する出力回路と；出力回路に１次側が挿入され、スイ
ッチング素子の制御端子回路に２次側が挿入されてスイ
ッチング素子を正帰還信号によりオン・オフさせる帰還
手段と；起動時に前記直流電源から供給される直流電流
を充電する起動用コンデンサと；起動用コンデンサの充
電電圧を用いてスイッチング回路を構成する１個のスイ
ッチング素子を起動する起動回路と；電源投入時、起動
回路により起動されるスイッチング素子の次にオンする
スイッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高
くし、その後、この制御端子回路のインピーダンス低く
する制御を行うインピーダンス制御回路と；を具備して
いる。

【００１３】このような構成により、電源投入時に、前
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、起動回路が動作してスイ
ッチング回路の前記スイッチング素子がオンした後オフ
するが、この時、インピーダンス制御回路は起動回路に
より起動される前記スイッチング素子の次にオンするス
イッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
している。このため、起動回路によりオンした前記スイ
ッチング素子がオフした後、帰還手段により前記次にオ
ンするスイッチング素子の制御端子回路に帰還信号が供
給された際に、この制御端子回路にスイッチング素子を
オンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し
て、このスイッチング素子を確実にオンさせる。これに
より、スイッチング回路が確実に起動するが、その後、
インピーダンス制御回路は起動回路により起動されるス
イッチング素子の次にオンするスイッチング素子の制御
端子回路のインピーダンスを低くして、このスイッチン
グ素子のオンデューティを長くするため、スイッチング
回路から出力回路に出力される高周波電力が定格どおり
のパワーになり、負荷に定格どおり高周波電力が供給さ
れる。

【００１４】但し、スイッチング回路が一旦スイッチン
グすると、帰還手段により前記次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路に大きなパワーの帰還信号が供給
されるため、この制御端子回路にスイッチング素子をオ
ンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し、
このスイッチング素子がオンしないことがなく、スイッ
チング回路のスイッチングは持続する。又、ここでいう
直流電源とは商用電源を整流回路で整流して得られる脈
流を含むもので、以降の請求項でも同様である。

【００１５】請求項２の発明は、直流電源と；複数個の
スイッチング素子を有し、直流電源の電圧を印加される
スイッチング回路と；スイッチング素子のオン・オフに
基づく高周波電圧を出力して放電ランプを供給する出力
回路と；出力回路に１次側が挿入され、スイッチング素
子の制御端子回路に２次側が挿入されてスイッチング素
子を正帰還信号によりオン・オフさせる帰還手段と；起
動時に前記直流電源から供給される直流電流を充電する
起動用コンデンサと；起動用コンデンサの充電電圧を用
いてスイッチング回路を構成する１個のスイッチング素
子を起動する起動回路と；電源投入時、起動回路により
起動されるスイッチング素子の次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路のインピーダンスを高くし、その
後、この制御端子回路のインピーダンス低くする制御を
行うインピーダンス制御回路と；を具備している。

【００１６】このような構成により、電源投入時に、前
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、起動回路が動作してスイ
ッチング回路の前記スイッチング素子がオンした後オフ
するが、この時、インピーダンス制御回路は起動回路に
より起動される前記スイッチング素子の次にオンするス
イッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
している。このため、起動回路によりオンした前記スイ
ッチング素子がオフした後、帰還手段により前記次にオ
ンするスイッチング素子の制御端子回路に帰還信号が供
給された際に、この制御端子回路にスイッチング素子を
オンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し
て、このスイッチング素子を確実にオンさせる。これに
より、スイッチング回路が確実に起動するが、その後、
インピーダンス制御回路は起動回路により起動されるス
イッチング素子の次にオンするスイッチング素子の制御
端子回路のインピーダンスを低くして、このスイッチン
グ素子のオンデューティを長くするため、スイッチング
回路から出力回路に出力される高周波電力が定格どおり
のパワーになり、放電ランプに定格どおり高周波電力が
供給される。但し、スイッチング回路が一旦スイッチン
グすると、帰還手段により前記次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路に大きなパワーの帰還信号が供給
されるため、この制御端子回路にスイッチング素子をオ
ンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し、
このスイッチング素子がオンしないことがなく、スイッ
チング回路のスイッチングは持続する。

【００１７】請求項３の発明は、起動回路により起動さ
れるスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を変化させてそのオンデューティを変えるパワー制御回
路を具備している。

【００１８】このような構成により、パワー制御回路に
より前記スイッチング素子の制御端子回路のインピーダ
ンスを変化させてそのオンデューティを変えると、スイ
ッチング回路から出力される高周波電力が変わり、これ
により、定格値を満足する高周波電力が出力回路から放
電ランプに供給される。

【００１９】請求項４の発明は、インピーダンス制御回
路は、付加インピーダンスと；この付加インピーダンス
を電源投入後、若干の時間を経て、起動回路により起動
されるスイッチング素子の次にオンするスイッチング素
子の制御端子回路に接続するスイッチ回路と；を有す
る。

【００２０】このような構成により、電源投入直後、イ
ンピーダンス制御回路のスイッチ回路はオフなため、ス
イッチング回路のスイッチング素子の制御端子回路から
付加インピーダンスが外れており、このスイッチング素
子の制御端子回路のインピーダンスは高くなっていて、
このスイッチング素子がオンし易い状態となっているた
め、スイッチ回路のスイッチングは確実に起動する。ス
イッチング回路がスイッチングして、帰還手段による正
帰還信号のパワーが強くなると、前記スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に付加インピーダンスを接続するため、このスイ
ッチング素子の制御端子回路のインピーダンスが低くな
り、このスイッチング素子のオンデューティが長くなっ
て、前記スイッチング回路から出力される高周波電力を
定格通りの大きさにする。

【００２１】請求項５の発明は、付加インピーダンスは
抵抗である。

【００２２】このような構成により、スイッチング回路
のスイッチング素子の制御端子回路にスイッチ回路がオ
ンして、抵抗を接続すると、前記制御端子回路のインピ
ーダンスは低くなる。

【００２３】請求項６の発明は、付加インピーダンスは
抵抗とコンデンサの並列接続回路である。

【００２４】このような構成により、スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に抵抗とコンデンサの並列接続回路を接続する
と、前記制御端子回路のインピーダンスは低くなると共
に、前記コンデンサにより制御端子回路に載ってくる直
流電源の脈流が平滑され、前記スイッチング素子の制御
端子回路に供給される帰還手段からの正帰還信号のピー
クが平坦なレベルとなって、ドライブ電圧が閾値以下に
なる可能性をなくして、このスイッチング素子をオンし
損なうことがなくなり、制御端子回路のインピーダンス
は低くしても、前記スイッチング回路のスイッチングが
必ず持続する。

【００２５】請求項７の発明は、付加インピーダンスは
第１の抵抗に第２の抵抗とコンデンサの直列接続回路を
並列に接続した回路である。

【００２６】このような構成により、スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に、第１の抵抗に第２の抵抗とコンデンサの直列
接続回路を並列に接続した回路を接続して、スイッチン
グ素子の制御端子回路のインピーダンスを高くした時、
前記コンデンサには第２の抵抗を通して徐々に電荷が充
電されるため、このコンデンサが充電される間、前記ス
イッチング素子の制御端子回路に供給される帰還手段か
らの正帰還信号のピークが低くなり過ぎて、このスイッ
チング素子をオンし損なうことがなくなり、制御端子回
路のインピーダンスを低くしても、前記スイッチング回
路のスイッチングが必ず持続する。

【００２７】請求項８の発明は、請求項２乃至７いずれ
か１記載の放電ランプ点灯装置と；この放電ランプ点灯
装置を組み込んだ照明装置本体と；を具備している。

【００２８】このような構成により、照明装置本体に組
み込まれた請求項２乃至７いずれか１記載の放電ランプ
点灯装置が点灯する。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図３は本発明の放電ランプ点灯装
置の第１の実施の形態の構成を示した回路図である。１
は交流を供給する商用電源、２は交流を整流するダイオ
ードブリッジなどからなる整流回路、３は高周波電圧を
昇圧するリンケージトランス、４は蛍光灯などの放電ラ
ンプ、Ｃ１はインバータ起動用の電荷を充電する充電用
コンデンサ、Ｃ２、Ｃ４は共振回路を構成するコンデン
サ、Ｃ３は整流電流平滑用の充電用コンデンサ、Ｃ７は
整流回路２の出力電圧を平滑するコンデンサ、Ｃ８はト
ランジスタＱ３をオンさせるための電圧を充電するコン
デンサ、Ｃ９はトランジスタＱ４のゲート電圧を平滑す
るコンデンサ、ＣＴ１は可飽和トランスの１次側で、こ
の１次側に高周波電流が流れるとことにより２次側ＣＴ
２１、ＣＴ２２に高周波電圧を発生し、１次側が飽和す
ると２次側電圧の発生が停止される。Ｄ１はコンデンサ
Ｃ１の放電経路を形成するダイオード、Ｄ２はトランジ
スタＱ１のゲート回路に抵抗Ｒ１２を接続する経路を形
成するダイオード、抵抗Ｒ１０の直列回路を接続するダ
イオード、Ｄ４はトランジスタＱ４のゲートにオン電圧
を供給するダイオード、Ｑ１、Ｑ２は高周波電圧を出力
するインバータを構成するスイッチングトランジスタ
（電界効果トランジスタ）、Ｑ３は整流回路２の出力電
圧を抵抗Ｒ１４、抵抗Ｒ９側に入切するトランジスタ、
Ｑ４はトランジスタＱ１のゲート回路のインピーダンス
を切り替える電界効果トランジスタ、Ｒ１はコンデンサ
Ｃ１の充電時定数を決める充電用抵抗、Ｒ３、Ｒ４はト
ランジスタＱ１のゲートバイアス用抵抗、Ｒ５、Ｒ６は
トランジスタＱ２のゲートバイアス用抵抗、Ｒ７はコン
デンサＣ８の充電時定数を決める抵抗、Ｒ８はトリガダ
イオードＴＤを流れる電流を制限する電流制限用抵抗、
Ｒ１１はコンデンサＣ８の放電時定数を決定する抵抗、
Ｒ１２はトランジスタ１のゲート回路のインピーダンス
を変化させるために接続される抵抗、Ｒ１３はトランジ
スタＱ４のゲート回路をバイアス電圧を決める抵抗、Ｒ
１４はダイオードＤ４を流れる電流を制限する電流制限
用抵抗、ＴＤはトランジスタＱ２を起動するトリガダイ
オード、ＺＤはトランジスタＱ３をオンさせるためのツ
ェナーダイオードである。

【００３０】ここで、トランジスタＱ１、Ｑ２はスイッ
チング回路を構成し、リンケージトランス３は出力回路
を構成し、可飽和トランスの１次側ＣＴ１と２次側ＣＴ
２１、２２は帰還手段を構成するが、この帰還手段とし
ては、バラストチョーク等を用いることもできる。更
に、起動用コンデンサ、トリガダイオードＴＤ、抵抗Ｒ
８、ダイオードＤ１は起動回路を構成し、コンデンサＣ
７、Ｃ８、Ｃ９、トランジスタＱ３、Ｑ４、ツェナーダ
イオードＺＤ、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、
Ｒ１３、Ｒ１４はインピーダンス制御回路を構成してい
る。尚、放電ランプ４を外せば、電源装置を構成するこ
とになる。

【００３１】次に本実施の形態の動作について説明す
る。電源が投入されると、商用電源１から供給される交
流は整流回路２により整流されて、抵抗Ｒ１を通してコ
ンデンサＣ１を充電する。これにより、コンデンサＣ１
の充電電圧が上昇し、トリガダイオードＴＤのトリガ電
圧を越えると、トリガダイオードＴＤがオンして、コン
デンサＣ１からの放電電圧が抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ５を介し
て、図４（Ａ）のイに示すようにトランジスタＱ２のゲ
ートに印加されて、ゲート電圧ＶＴＨを越えるため、ト
ランジスタＱ２をオンにする。

【００３２】これにより、整流回路２の整流電流がコン
デンサＣ３、リンケージトランス３の１次側、可飽和ト
ランスの１次側ＣＴ１を通してトランジスタＱ２側に流
れ、このトランジスタＱ２に図４（Ｃ）のイに示すよう
な最初のドレイン電流ＩＤＱ２が流れる。又、トランジ
スタＱ２がオンになると、ダイオードＤ１がオンとなっ
て、コンデンサＣ１の電荷はダイオードＤ１を通してト
ランジスタＱ２側に放電され、その端子電圧はローレベ
ルになってトランジスタＱ２のゲート電圧が下がるた
め、トランジスタＱ２はオフになる。

【００３３】一方、上記の電源投入時、整流回路２の整
流電流は抵抗Ｒ７を通ってコンデンサＣ８を充電し、コ
ンデンサＣ８の端子電圧を上昇させるが、この端子電圧
がツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を越えるまで
は、トランジスタＱ３がオフのため、ダイオードＤ４は
オフで、電界効果トランジスタ（以降単にトランジスタ
と称する）Ｑ４のゲート電圧はローレベルとなり、トラ
ンジスタＱ４はオフである。従って、電源投入時点から
このトランジスタＱ４がオフである期間、電界効果トラ
ンジスタ（以降単にトランジスタと称する）Ｑ１のゲー
ト回路に抵抗１２は電気的に接続されておらず、トラン
ジスタＱ１のゲート回路のインピーダンスは高くなって
いる。

【００３４】このような状態で、トランジスタＱ２がオ
フになると、可飽和トランスの１次側ＣＴ１に上記と逆
方向の電流が流れ、これにより可飽和トランスの２次側
ＣＴ２１に発生する電圧が電界効果トランジスタ（以降
単にトランジスタと称する）Ｑ１のゲートに印加され
る。この時、トランジスタＱ１のゲート電圧はゲート回
路のインピーダンスが高いため、前記可飽和トランスの
２次側ＣＴ２１に発生する電圧のパワーが弱くとも図４
（Ｂ）のロで示されるように、ゲート電圧ＶＴＨを容易
に越え、トランジスタＱ１をオンにする。これにより、
コンデンサＣ３の放電電流及び整流回路２の整流電流が
トランジスタＱ１、可飽和トランスの１次側ＣＴ１、リ
ンケージトランス３の１次側、コンデンサＣ４を通して
流れ、このトランジスタＱ１に図４（Ｄ）のロに示すよ
うな最初のドレイン電流が流れる。このため、可飽和ト
ランスの２次側ＣＴ２１に発生する電圧が引き続きトラ
ンジスタＱ１のゲートに印加され、このトランジスタＱ
１はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和すると、
２次側ＣＴ２１に発生する電圧がなくなって、トランジ
スタＱ１がオフする。

【００３５】トランジスタＱ１がオフすると、コンデン
サＣ４、リンケージトランス３の１次側から可飽和トラ
ンスの１次側ＣＴ１に電流が流れて、この可飽和トラン
スをリセットした後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２２
に発生する図４（Ａ）のハに示すようなドライブ電圧が
トランジスタＱ２のゲートに印加され、トランジスタＱ
２をオンにする。トランジスタＱ２がオンになると、整
流回路２の整流電流がコンデンサＣ３、リンケージトラ
ンス３の１次側、可飽和トランスの１次側ＣＴ１を通し
てトランジスタＱ２側に流れ、このトランジスタＱ２に
図４（Ｃ）のハに示すようなドレイン電流ＩＤＱ２が流
れる。これにより、可飽和トランスの２次側ＣＴ２２に
発生する電圧がトランジスタＱ２のゲートに印加され、
このトランジスタＱ２はオン状態を保つが、可飽和トラ
ンスが飽和すると、２次側ＣＴ２２に発生する電圧がな
くなって、トランジスタＱ２がオフする。

【００３６】ここで、上記したトランジスタＱ２がオフ
するまでの間に、コンデンサＣ８の端子電圧が上昇し、
ツェナーダイオードＴＤのツェナー電圧を越えて、ツェ
ナーダイオードＺＤをオンにする。これにより、トラン
ジスタＱ３がオンして、ダイオードＤ４のアノード側が
ハイレベルとなって、このダイオードＤ４がオンするた
め、トランジスタＱ４のゲートにＺＤにより決まる電圧
が印加され、トランジスタＱ４をオンにして、トランジ
スタＱ１のゲート回路に抵抗Ｒ１２を接続して、ゲート
回路のインピーダンスを低下させて通常値にする。

【００３７】上記したようにトランジスタＱ２がオフす
ると、可飽和トランスの１次側ＣＴ１に上記と逆方向の
電流が流れ、これにより可飽和トランスの２次側ＣＴ２
１に発生する電圧が電界効果トランジスタＱ１のゲート
に印加される。この時、トランジスタＱ１のゲート回路
のインピーダンスは低くなっているが、可飽和トランス
の２次側ＣＴ２１に発生する電圧のパワーが強くなって
いるため、図４（Ｂ）のニで示されるように、ゲート電
圧ＶＴＨを容易に越え、トランジスタＱ２をオンにす
る。これにより、コンデンサＣ３の放電電流及び整流回
路２の整流電流がトランジスタＱ１、可飽和トランスの
１次側ＣＴ１、リンケージトランス３の１次側、コンデ
ンサＣ４を通して流れ、このトランジスタＱ１に図４
（Ｄ）のニに示すようなドレイン電流が流れる。

【００３８】以降、トランジスタＱ１、Ｑ２は高周波で
スイッチングを開始し、高周波電流がリンケージトラン
ス３の１次側を流れるので、その２次側に昇圧された高
周波電圧が発生し、この高電圧の高周波電圧が放電ラン
プ４に印加されて放電ランプ４を点灯する。

【００３９】尚、上記説明では、トランジスタＱ４がオ
ンしてトランジスタＱ１のゲート回路のインピーダンス
が低くなるタイミングを、説明の便宜上、トランジスタ
Ｑ１が最初にオンして、オフする直前としているが、実
際は、トランジスタＱ１、Ｑ２がスイッチングして数十
サイクル後で、コンデンサ３の充電電圧が安定して可飽
和トランスの２次側ＣＴ２１より発生する電圧のパワー
が十分高くなってからである。

【００４０】本実施の形態によれば、電源投入時、トラ
ンジスタＱ４はオフで、トランジスタＱ１のゲート回路
から抵抗Ｒ１２が外れており、このゲート回路が高イン
ピーダンスとなっているため、トリガダイオードＴＤに
よりトランジスタＱ２がオンした後、このトランジスタ
がオフして、可飽和トランスＣＴ２１に発生した電圧の
パワーが弱くとも、この電圧はトランジスタＱ１のゲー
ト電圧ＶＴＨを十分越える電圧となり、トランジスタＱ
１を確実にオンさせて、トランジスタＱ１、Ｑ２を確実
にスイッチングさせることができる。しかも、トランジ
スタＱ１、Ｑ２がスイッチングした後、コンデンサＣ３
の充電電圧が安定すると、トランジスタＱ４がオンし
て、トランジスタＱ１のゲート回路に抵抗Ｒ１２が接続
され、このゲート回路が低インピーダンスになっても、
この時は、可飽和トランスＣＴ２１に発生した電圧のパ
ワーが強くなっているため、トランジスタＱ１を十分ド
ライブできて、スイッチング持続できるため、トランジ
スタＱ１のオンデューティが長くなり、定格どおりの高
周波電力を放電ランプ４に供給することができる。

【００４１】尚、本発明は上記実施の形態で示したイン
バータの出力側の回路以外の、例えば図５に示したよう
な第２の実施の形態の回路構成を有する放電灯点灯装置
等、各種の放電灯点灯装置に適用して同様の効果を得る
ことができる。

【００４２】図６は本発明の放電ランプ点灯装置の第３
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図
３に示した第１の実施の形態の構成に、ダイオードＤ
３、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ９、Ｒ１０及び可変抵抗Ｖ
Ｒで構成されるトランジスタＱ１、Ｑ２から出力される
高周波電力の大きさを調整するパワー調整回路が付加さ
れている。ここで、Ｃ６は可変抵抗ＶＲから得られる分
圧電圧を平滑するためのコンデンサ、Ｄ３はトランジス
タＱ２のゲート回路に可変抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ９の分圧抵
抗を接続するダイオード、Ｒ９、Ｒ１０は整流回路２の
出力電圧を分圧する分圧抵抗、ＶＲは整流回路２の出力
電圧を分圧する可変抵抗、残りの構成は第１の実施の形
態の構成と同様である。

【００４３】電源投入時、コンデンサＣ８には抵抗Ｒ７
を通して充電電流が流れ、コンデンサＣ８の端子電圧が
上昇し、この端子電圧がツェナー電圧を越えるとトラン
ジスタＱ３はオンして、ダイオードＤ３のカソードに
は、整流回路２の出力電圧を抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ９、可変
抵抗ＶＲ、抵抗Ｒ１０で分圧した電圧が印加される。こ
のため、この分圧電圧よりも、ダイオードＤ３のアノー
ド側の電圧が高くなると、トランジスタＱ２のゲート回
路に可変抵抗ＶＲと抵抗Ｒ１０の直列回路が接続され、
トランジスタＱ２のゲート回路のインピーダンスが低く
なり、トランジスタＱ２のドライブ電圧の幅を広げてそ
のオンデューティが長くなるため、高周波出力が大きく
なって、トランジスタＱ１、Ｑ２から出力される高周波
出力が定格となる。又、可変抵抗ＶＲを調整することに
より、ダイオードＤ３を介して接続される可変抵抗ＶＲ
と抵抗Ｒ１０の直列回路の抵抗値を変化させて、高周波
出力の大きさを調整することができる。

【００４４】尚、コンデンサＣ８の端子電圧が上昇し、
この端子電圧がツェナー電圧を越えてトランジスタＱ３
がオンすると、トランジスタＱ４がオンしてトランジス
タＱ１のゲート回路のインピーダンスが低下する動作は
第１の実施の形態の動作と同様で、同様の効果がある。
尚、付加されたパワー制御回路は整流回路２の出力電圧
に応じてトランジスタＱ２のゲート回路のオンデューテ
ィを変えるフィードバック方式のものであってもよい。

【００４５】ところで、図３、図５、図６で示した装置
で、トランジスタＱ１、Ｑ２がスイッチングした後、図
８（Ａ）のイのタイミングでトランジスタＱ４がオンし
て、トランジスタＱ１のゲート回路に抵抗Ｒ１２が接続
されると、ゲート回路に整流回路２の出力である脈流が
載るため、トランジスタＱ１のドライブ電圧がこの脈流
に同期して上下することにより、タイミングによっては
図８（Ｂ）のロで示すように、トランジスタＱ２がオフ
した後に、可飽和トランスの２次側ＣＴ２１に発生する
ドライブ電圧がゲート電圧ＶＴＨを下回って、トランジ
スタＱ１がオンせず、これによりスイッチングが停止し
てしまうという恐れがあった。尚、図７はトランジスタ
Ｑ１のゲート回路に載ってくる脈流を示し、図７（Ｂ）
のロの部分の拡大図が図８（Ｂ）のロの部分である。

【００４６】図９は本発明の放電ランプ点灯装置の第４
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は上記
した第３の実施の形態の不具合を解決するために、トラ
ンジスタＱ１のゲート回路に接離する抵抗Ｒ１２に並列
にコンデンサ１０を接続している。他の構成は図６に示
した第３の実施の形態と同様である。トランジスタＱ
１、Ｑ２がスイッチングした後、図１１（Ａ）に示した
タイミングのイでトランジスタＱ３がオンして、トラン
ジスタＱ４がオンすると、トランジスタＱ１のゲート回
路に抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１０の並列回路が接続さ
れて、このゲート回路のインピーダンスが低下する。

【００４７】その後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２１
にトランジスタＱ１をドライブする電圧が発生した場
合、抵抗Ｒ７、トランジスタＱ３、抵抗Ｒ１４、トラン
ジスタＱ４を通して、トランジスタＱ１のゲート回路に
載ってくる整流回路２の脈流は、コンデンサ１２で平滑
され、トランジスタＱ１のゲートには図１１（Ｂ）のロ
で示すようにそのピーク部分が常に平坦なドライブ電圧
が印加され、ゲート電圧ＶＴＨを常に越えるため、トラ
ンジスタＱ１のゲート回路のインピーダンスを低下した
後、トランジスタＱ１がオフして、トランジスタＱ１、
Ｑ２のスイッチングが停止してしまうような不具合を回
避することができ、上記したインピーダンスの低下後も
安定なスイッチングを持続することができる。他の効果
は図６に示した第３の実施の形態と同様である。

【００４８】ところで、上記した第４の実施の形態で
は、トランジスタＱ１のゲート回路のインピーダンスを
低下させた直後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２１に発
生するドライブ電圧により、コンデンサＣ１０がこの電
圧により充電されるため、図１１（Ｂ）のロで示すよう
にそのピーク部分が低下し過ぎてゲート電圧ＶＴＨをぎ
りぎりで越えるという事態となることもあり、この間、
ドライブ電圧がゲート電圧ＶＴＨを越えずに、トランジ
スタＱ１がオンせずにスイッチングが停止してしまうと
いう恐れがあった。但し、本例も、コンデンサＣ１０が
充電されてしまうと、図１１（Ｂ）のハで示すようにド
ライブ電圧のピーク部分が上昇して、トランジスタＱ１
がオフする恐れはない。尚、図１０（Ａ）はトランジス
タＱ１のゲート回路のドライブ電圧を示しており、コン
デンサＣ１０があるために脈流分が平滑されていること
が分る。図１０（Ｂ）のロの部分の拡大図が図１１
（Ｂ）のロの部分である。

【００４９】図１２は本発明の放電ランプ点灯装置の第
５の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は上
記した第４の実施の形態の不具合を解決するために、ト
ランジスタＱ１のゲート回路に接離する抵抗Ｒ１２に、
コンデンサ１０と抵抗Ｒ１５の直列回路を並列に接続し
ている。他の構成は図６に示した第４の実施の形態と同
様である。トランジスタＱ１、Ｑ２がスイッチングして
からトランジスタＱ４がオンとなって、トランジスタＱ
１のゲート回路に抵抗Ｒ１２、コンデンサ１０及び抵抗
Ｒ１５が接続されて、トランジスタＱ１のゲート回路の
インピーダンスを低下させた直後、可飽和トランスの２
次側ＣＴ２１に発生するドライブ電圧は抵抗Ｒ１２を通
してコンデンサＣ１０を徐々に充電する。

【００５０】このため、本例では、コンデンサＣ１０の
充電期間中、トランジスタＱ１のゲートに印加されるド
ライブ電圧のピークがそれ程低下しないため、この間、
ドライブ電圧のピークがゲート電圧ＶＴＨを下回るとい
うことがなくなり、コンデンサＣ１０の充電期間中に、
トランジスタＱ１がオンせず、トランジスタＱ１、Ｑ２
のスイッチングが停止してしまうという恐れを回避で
き、トランジスタＱ１のゲート回路のインピーダンスを
低下させた後も、最も安定にトランジスタＱ１、Ｑ２を
スイッチングを持続させることができる。他の効果は図
９に示した第４の実施の形態と同様である。

【００５１】図１３は本発明の照明装置の一実施の形態
の構成を示した斜視図である。１１１は照明装置本体
で、この照明装置本体１１１に放電ランプの一種である
蛍光灯１１２が装着されている。この蛍光灯１１２は図
３、図５、図６、図９、図１２に示した放電ランプ点灯
装置により点灯され、この放電ランプ点灯装置は照明装
置本体１１１に内蔵されている。本例は、内蔵の放電ラ
ンプ点灯装置のインバータの起動性能が向上されている
ため、蛍光灯１１２を安定且つ確実に点灯させることが
できる。

【００５２】

【発明の効果】以上記述した如く請求項１、２、４、５
の発明によれば、電源投入直後、スイッチング回路の起
動時に、起動対象スイッチング素子の次にオンするスイ
ッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
し、その後この制御端子回路のインピーダンスを通常の
低い状態とすることにより、スイッチング素子の制御端
子回路のインピーダンスが通常低い場合でも、確実にス
イッチング素子を起動することができる。

【００５３】請求項３の発明によれば、スイッチング回
路のスイッチング素子のオンデューティを変化させて、
このスイッチング回路から出力される高周波電力の大き
さを変化させて調整することができる。

【００５４】請求項６の発明によれば、スイッチング回
路のスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を低くした時、この制御端子回路に載ってくる脈流をコ
ンデンサで平滑して、ドライブ電圧が閾値以下になる可
能性を無くすことができるため、前記インピーダンスを
低くした後にも、スイッチング回路のスイッチングを確
実に持続することができる。

【００５５】請求項７の発明によれば、スイッチング回
路のスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を低くした時、前記制御端子回路から第２の抵抗を通し
て前記コンデンサに充電電流を徐々に流すため、この制
御端子回路のドライブ電圧が、前記コンデンサが充電さ
れるまでの間に低くなり過ぎて閾値を下回ることを防止
できるため、前記インピーダンスを低くした後にも、ス
イッチング回路のスイッチングを確実に持続することが
できる。

【００５６】請求項８の発明によれば、照明装置に搭載
されている放電ランプ点灯装置の起動性が高まるため、
確実に放電ランプを点灯させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の放電ランプ点灯装置の構成例を示した回
路図。

【図２】図１に示した回路の動作を説明する波形図。

【図３】本発明の放電ランプ点灯装置の第１の実施の形
態の構成を示した回路図。

【図４】図３に示したスイッチングトランジスタの起動
時の動作を説明する波形図。

【図５】本発明の放電ランプ点灯装置の第２の実施の形
態の構成を示した回路図。

【図６】本発明の放電ランプ点灯装置の第３の実施の形
態の構成を示した回路図。

【図７】図６に示したスイッチングトランジスタのゲー
ト回路に載った脈流を示した波形図。

【図８】図６に示したスイッチングトランジスタの動作
を説明する波形図。

【図９】本発明の放電ランプ点灯装置の第４の実施の形
態の構成を示した回路図。

【図１０】図９に示したスイッチングトランジスタのゲ
ート回路のドライブ電圧を示した波形図。

【図１１】図９に示したスイッチングトランジスタの動
作を説明する波形図。

【図１２】本発明の放電ランプ点灯装置の第５の実施の
形態の構成を示した回路図。

【図１３】本発明の照明装置の一実施の形態の構成を示
した斜視図。

【符号の説明】

１…商用電源 ２…整流回路 ３…リンケージトランス ４…放電ランプ Ｃ１〜Ｃ１０…コンデンサ ＣＴ１…可飽和トランスの１次側 ＣＴ２１、ＣＴ２２…可飽和トランスの２次側 Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４…スイッチングトランジスタ Ｑ３…放電用トランジスタ Ｒ１〜Ｒ１５…抵抗 ＴＤ…トリガダイオード ＶＲ…可変抵抗 ＺＤ…ツェナーダイオード

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と；複数個のスイッチング素子
   を有し、直流電源の電圧を印加されるスイッチング回路
   と；スイッチング素子のオン・オフに基づく高周波電圧
   を出力して負荷に供給する出力回路と；出力回路に１次
   側が挿入され、スイッチング素子の制御端子回路に２次
   側が挿入されてスイッチング素子をオン・オフさせる帰
   還手段と；起動時に前記直流電源から供給される直流電
   流を充電する起動用コンデンサと；起動用コンデンサの
   充電電圧を用いてスイッチング回路を構成する１個のス
   イッチング素子を起動する起動回路と；電源投入時、起
   動回路により起動されるスイッチング素子の次にオンす
   るスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを
   高くし、その後、この制御端子回路のインピーダンス低
   くする制御を行うインピーダンス制御回路と；を具備し
   たことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 直流電源と；複数個のスイッチング素子
   を有し、直流電源の電圧を印加されるスイッチング回路
   と；スイッチング素子のオン・オフに基づく高周波電圧
   を出力して放電ランプを供給する出力回路と；出力回路
   に１次側が挿入され、スイッチング素子の制御端子回路
   に２次側が挿入されてスイッチング素子をオン・オフさ
   せる帰還手段と；起動時に前記直流電源から供給される
   直流電流を充電する起動用コンデンサと；起動用コンデ
   ンサの充電電圧を用いてスイッチング回路を構成する１
   個のスイッチング素子を起動する起動回路と；電源投入
   時、起動回路により起動されるスイッチング素子の次に
   オンするスイッチング素子の制御端子回路のインピーダ
   ンスを高くし、その後、この制御端子回路のインピーダ
   ンス低くする制御を行うインピーダンス制御回路と；を
   具備したことを特徴とする放電ランプ点灯装置。
3. 【請求項３】 起動回路により起動されるスイッチング
   素子の制御端子回路のインピーダンスを変化させてその
   オンデューティを変えるパワー制御回路を具備したこと
   を特徴とする請求項２記載の放電ランプ点灯装置。
4. 【請求項４】 インピーダンス制御回路は、付加インピ
   ーダンスと；この付加インピーダンスを電源投入後、若
   干の時間を経て、起動回路により起動されるスイッチン
   グ素子の次にオンするスイッチング素子の制御端子回路
   に接続するスイッチ回路と；を有することを特徴とする
   請求項２又は３記載の放電ランプ点灯装置。
5. 【請求項５】 付加インピーダンスは抵抗であることを
   特徴とする請求項４記載の放電ランプ点灯装置。
6. 【請求項６】 付加インピーダンスは抵抗とコンデンサ
   の並列接続回路であることを特徴とする請求項４記載の
   放電ランプ点灯装置。
7. 【請求項７】 付加インピーダンスは第１の抵抗に第２
   の抵抗とコンデンサの直列接続回路を並列に接続した回
   路であることを特徴とする請求項４記載の放電ランプ点
   灯装置。
8. 【請求項８】 請求項２乃至７いずれか１記載の放電ラ
   ンプ点灯装置と；この放電ランプ点灯装置を組み込んだ
   照明装置本体と；を具備したことを特徴とする照明装
   置。