JPH09308259A - 電源装置、放電ランプ点灯装置及び照明装置 - Google Patents
電源装置、放電ランプ点灯装置及び照明装置Info
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- JPH09308259A JPH09308259A JP8123268A JP12326896A JPH09308259A JP H09308259 A JPH09308259 A JP H09308259A JP 8123268 A JP8123268 A JP 8123268A JP 12326896 A JP12326896 A JP 12326896A JP H09308259 A JPH09308259 A JP H09308259A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング素子の制御端子回路のインピー
ダンスが低い場合にも、確実にインバータのスイッチン
グ素子を起動すること。 【解決手段】 電源投入時、コンデンサC8の充電電圧
は低いため、トランジスタQ3、Q4がオフとなり、抵
抗R12はトランジスタQ1のゲート回路から外れて、
この回路のインピーダンスを高くしている。このため、
コンデンサC1の充電電圧は上昇してトランジスタQ2
がオンしてオフした後、可飽和トランスの2次側CT2
1に発生する電圧のパワーが弱くてもこの電圧はトラン
ジスタQ1のゲート電圧を十分に越えるためトランジス
タQ1、Q2のスイッチングが確実に起動される。その
後コンデンサC8の充電電圧が上昇してツェナーダイオ
ードZDがオンしQ3、Q4がオンすると、抵抗R12
がQ1のゲート回路に接続されて、この回路のインピー
ダンスを低くし、トランジスタQ1、Q2から出力され
る高周波電力を定格に上昇させる。
ダンスが低い場合にも、確実にインバータのスイッチン
グ素子を起動すること。 【解決手段】 電源投入時、コンデンサC8の充電電圧
は低いため、トランジスタQ3、Q4がオフとなり、抵
抗R12はトランジスタQ1のゲート回路から外れて、
この回路のインピーダンスを高くしている。このため、
コンデンサC1の充電電圧は上昇してトランジスタQ2
がオンしてオフした後、可飽和トランスの2次側CT2
1に発生する電圧のパワーが弱くてもこの電圧はトラン
ジスタQ1のゲート電圧を十分に越えるためトランジス
タQ1、Q2のスイッチングが確実に起動される。その
後コンデンサC8の充電電圧が上昇してツェナーダイオ
ードZDがオンしQ3、Q4がオンすると、抵抗R12
がQ1のゲート回路に接続されて、この回路のインピー
ダンスを低くし、トランジスタQ1、Q2から出力され
る高周波電力を定格に上昇させる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電圧を負荷
に出力する電源装置と、この電源装置を用いて放電ラン
プに高周波電圧を供給して点灯する放電ランプ点灯装置
及びこの放電ランプ点灯装置を用いた照明装置に関す
る。
に出力する電源装置と、この電源装置を用いて放電ラン
プに高周波電圧を供給して点灯する放電ランプ点灯装置
及びこの放電ランプ点灯装置を用いた照明装置に関す
る。
【0002】
【従来の技術】図1は従来の放電ランプ点灯装置の構成
例を示した回路図である。本例はコンデンサC3に交流
電源1側から充電電流を流すことにより、入力力率を高
くし、入力電流の高調波成分を低減して、交流電源1側
の高調波成分のレベルを低減させる回路構成を採ってい
る。
例を示した回路図である。本例はコンデンサC3に交流
電源1側から充電電流を流すことにより、入力力率を高
くし、入力電流の高調波成分を低減して、交流電源1側
の高調波成分のレベルを低減させる回路構成を採ってい
る。
【0003】電源が投入されると、商用電源1から供給
される交流は整流回路2により整流されて、抵抗R1を
通してコンデンサC1を充電する。これにより、コンデ
ンサC1の充電電圧が上昇し、トリガダイオードTDの
トリガ電圧を越えると、トリガダイオードTDがオンし
て、コンデンサC1からの放電電圧が抵抗R8、抵抗R
5を通して電界効果トランジスタ(以降単にトランジス
タと称する)Q2のゲートに印加され、トランジスタQ
2をオンにする。これにより、整流回路2の整流電流が
コンデンサC3、リンケージトランス3の1次側、可飽
和トランスの1次側CT1、トランジスタQ2を通して
流れる。又、トランジスタQ2がオンになると、ダイオ
ードD1がオンとなってコンデンサC1の電荷はダイオ
ードD1を通してトランジスタQ2側に放電され、その
端子電圧はローレベルになって、トランジスタQ2をオ
フにする。
される交流は整流回路2により整流されて、抵抗R1を
通してコンデンサC1を充電する。これにより、コンデ
ンサC1の充電電圧が上昇し、トリガダイオードTDの
トリガ電圧を越えると、トリガダイオードTDがオンし
て、コンデンサC1からの放電電圧が抵抗R8、抵抗R
5を通して電界効果トランジスタ(以降単にトランジス
タと称する)Q2のゲートに印加され、トランジスタQ
2をオンにする。これにより、整流回路2の整流電流が
コンデンサC3、リンケージトランス3の1次側、可飽
和トランスの1次側CT1、トランジスタQ2を通して
流れる。又、トランジスタQ2がオンになると、ダイオ
ードD1がオンとなってコンデンサC1の電荷はダイオ
ードD1を通してトランジスタQ2側に放電され、その
端子電圧はローレベルになって、トランジスタQ2をオ
フにする。
【0004】トランジスタQ2がオフになると、可飽和
トランスの1次側CT1に上記と逆方向の電流が流れ、
これにより可飽和トランスの2次側CT21に発生する
電圧が電界効果トランジスタ(以降単にトランジスタと
称する)Q1のゲートに印加され、トランジスタQ1を
オンにする。これにより、コンデンサC3の放電電流及
び整流回路2の整流電流がトランジスタQ1、可飽和ト
ランスの1次側CT1、リンケージトランス3の1次
側、コンデンサC4を通して流れる。このため、可飽和
トランスの2次側CT21に発生する電圧が引き続きト
ランジスタQ1のゲートに印加され、このトランジスタ
Q1はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和する
と、2次側CT21に発生する電圧がなくなって、トラ
ンジスタQ1がオフする。
トランスの1次側CT1に上記と逆方向の電流が流れ、
これにより可飽和トランスの2次側CT21に発生する
電圧が電界効果トランジスタ(以降単にトランジスタと
称する)Q1のゲートに印加され、トランジスタQ1を
オンにする。これにより、コンデンサC3の放電電流及
び整流回路2の整流電流がトランジスタQ1、可飽和ト
ランスの1次側CT1、リンケージトランス3の1次
側、コンデンサC4を通して流れる。このため、可飽和
トランスの2次側CT21に発生する電圧が引き続きト
ランジスタQ1のゲートに印加され、このトランジスタ
Q1はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和する
と、2次側CT21に発生する電圧がなくなって、トラ
ンジスタQ1がオフする。
【0005】トランジスタQ1がオフすると、コンデン
サC4、リンケージトランス3の1次側から可飽和トラ
ンスの1次側CT1に電流が流れて、この可飽和トラン
スをリセットした後、可飽和トランスの2次側CT22
に発生する電圧がトランジスタQ2のゲートに印加さ
れ、トランジスタQ2をオンにする。以降、トランジス
タQ1、Q2は高周波でスイッチングを開始し、高周波
電流がリンケージトランス3の1次側を流れるので、そ
の2次側に昇圧された高周波電圧が発生し、この高電圧
の高周波電圧が放電ランプ4に印加されて放電ランプ4
を点灯する。
サC4、リンケージトランス3の1次側から可飽和トラ
ンスの1次側CT1に電流が流れて、この可飽和トラン
スをリセットした後、可飽和トランスの2次側CT22
に発生する電圧がトランジスタQ2のゲートに印加さ
れ、トランジスタQ2をオンにする。以降、トランジス
タQ1、Q2は高周波でスイッチングを開始し、高周波
電流がリンケージトランス3の1次側を流れるので、そ
の2次側に昇圧された高周波電圧が発生し、この高電圧
の高周波電圧が放電ランプ4に印加されて放電ランプ4
を点灯する。
【0006】ところで、本例にはトランジスタQ2のゲ
ート回路のインピーダンスを変化させる回路が付加され
ている。即ち、電源オン時、コンデンサC8には抵抗R
7を通して充電電流が流れ、コンデンサC8の端子電圧
が上昇し、この端子電圧がツェナー電圧を越えるとトラ
ンジスタQ3はオンして、ダイオードD3のカソードに
は、整流回路2の出力電圧が、抵抗R7、抵抗R9、可
変抵抗VR、抵抗R10の分圧抵抗で分圧された電圧が
印加される。このため、この分圧電圧よりも、ダイオー
ドD3のアノード側の電圧が高くなると、トランジスタ
Q2のゲート回路に可変抵抗VRと抵抗R10の直列回
路が接続され、トランジスタQ2のゲート回路のインピ
ーダンスを低くし、トランジスタQ2のドライブ電圧の
幅を広げてそのオンデューティを長くすることにより、
高周波出力を大きくしている。又、可変抵抗VRを調整
することにより、ダイオードD3を介して接続される可
変抵抗VRと抵抗R10の直列回路の抵抗値を変化させ
て、高周波出力の大きさを調整することができる。
ート回路のインピーダンスを変化させる回路が付加され
ている。即ち、電源オン時、コンデンサC8には抵抗R
7を通して充電電流が流れ、コンデンサC8の端子電圧
が上昇し、この端子電圧がツェナー電圧を越えるとトラ
ンジスタQ3はオンして、ダイオードD3のカソードに
は、整流回路2の出力電圧が、抵抗R7、抵抗R9、可
変抵抗VR、抵抗R10の分圧抵抗で分圧された電圧が
印加される。このため、この分圧電圧よりも、ダイオー
ドD3のアノード側の電圧が高くなると、トランジスタ
Q2のゲート回路に可変抵抗VRと抵抗R10の直列回
路が接続され、トランジスタQ2のゲート回路のインピ
ーダンスを低くし、トランジスタQ2のドライブ電圧の
幅を広げてそのオンデューティを長くすることにより、
高周波出力を大きくしている。又、可変抵抗VRを調整
することにより、ダイオードD3を介して接続される可
変抵抗VRと抵抗R10の直列回路の抵抗値を変化させ
て、高周波出力の大きさを調整することができる。
【0007】ここで、放電ランプのワット数の都合など
により、トランジスタQ1、Q2から出力される高周波
電力を大きくするには、トランジスタQ1、Q2のオン
デューティを長くしなければならない。これには、トラ
ンジスタQ1、Q2のゲート回路を構成するインピーダ
ンスを低くして、トランジスタQ1、Q2のゲートに印
加される可飽和トランスの2次側CT21、CT22か
ら発生する電圧のピーク幅を広げることが行われてい
る。
により、トランジスタQ1、Q2から出力される高周波
電力を大きくするには、トランジスタQ1、Q2のオン
デューティを長くしなければならない。これには、トラ
ンジスタQ1、Q2のゲート回路を構成するインピーダ
ンスを低くして、トランジスタQ1、Q2のゲートに印
加される可飽和トランスの2次側CT21、CT22か
ら発生する電圧のピーク幅を広げることが行われてい
る。
【0008】しかし、上記のような理由で、トランジス
タQ1、Q2のゲート回路を構成するインピーダンスを
低くした場合、トランジスタQ1、Q2のスイッチング
起動時、以下に述べるような不具合が生じる。起動時、
トリガダイオードTDがオンして、起動用のコンデンサ
C1からトリガダイオードTDを通して、トランジスタ
Q2のゲートにドライブ電圧が印加されるが、このドラ
イブ電圧のパワーは強いため、図2(A)のイで示すよ
うにトランジスタQ2をオンにするゲート電圧VTHを
越え、トランジスタQ2をオンにして、このトランジス
タに図2(C)に示すようなドレイン電流が流れる。
タQ1、Q2のゲート回路を構成するインピーダンスを
低くした場合、トランジスタQ1、Q2のスイッチング
起動時、以下に述べるような不具合が生じる。起動時、
トリガダイオードTDがオンして、起動用のコンデンサ
C1からトリガダイオードTDを通して、トランジスタ
Q2のゲートにドライブ電圧が印加されるが、このドラ
イブ電圧のパワーは強いため、図2(A)のイで示すよ
うにトランジスタQ2をオンにするゲート電圧VTHを
越え、トランジスタQ2をオンにして、このトランジス
タに図2(C)に示すようなドレイン電流が流れる。
【0009】このトランジスタQ2が起動用のコンデン
サC1の電荷の放電のため、そのゲート電圧が下がり、
オフになった時に、可飽和トランスの2次側CT21に
発生する電圧のパワーはコンデンサC3の充電電圧が安
定していないため低く、図2(B)のロで示すようにト
ランジスタQ1のゲート電圧はこのトランジスタQ1を
オンにするゲート電圧VTHに届かず、トランジスタQ
1をオンにすることができない。このため、、図2
(D)に示すように、このトランジスタQ1にはドレイ
ン電流が流れず、結局、インバータを構成するトランジ
スタQ1、Q2の起動が失敗に終わるという不具合が生
じる。
サC1の電荷の放電のため、そのゲート電圧が下がり、
オフになった時に、可飽和トランスの2次側CT21に
発生する電圧のパワーはコンデンサC3の充電電圧が安
定していないため低く、図2(B)のロで示すようにト
ランジスタQ1のゲート電圧はこのトランジスタQ1を
オンにするゲート電圧VTHに届かず、トランジスタQ
1をオンにすることができない。このため、、図2
(D)に示すように、このトランジスタQ1にはドレイ
ン電流が流れず、結局、インバータを構成するトランジ
スタQ1、Q2の起動が失敗に終わるという不具合が生
じる。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】トランジスタQ1、Q
2のオンデューティを所望の高周波出力を得るように調
整した場合、トランジスタQ1、Q2のゲート回路のイ
ンピーダンスが低くなり過ぎるため、起動回路によりト
ランジスタQ2をオンしてこれをオフした後、トランジ
スタQ1をオンとするための高いゲート電圧が得られな
いことにより、トランジスタQ1をオンとすることがで
きずに、結局、トランジスタQ1、Q2のスイッチング
の起動に失敗するという不具合があった。
2のオンデューティを所望の高周波出力を得るように調
整した場合、トランジスタQ1、Q2のゲート回路のイ
ンピーダンスが低くなり過ぎるため、起動回路によりト
ランジスタQ2をオンしてこれをオフした後、トランジ
スタQ1をオンとするための高いゲート電圧が得られな
いことにより、トランジスタQ1をオンとすることがで
きずに、結局、トランジスタQ1、Q2のスイッチング
の起動に失敗するという不具合があった。
【0011】そこで本発明は上記のような課題を解決す
るためになされたもので、スイッチング素子の制御端子
回路のインピーダンスが低い場合にも、確実にスイッチ
ング素子を起動することができる電源回路、この電源回
路を用いた始動性の良好な放電ランプ点灯装置及びこの
放電ランプ点灯装置を用いた照明装置を提供することを
目的としている。
るためになされたもので、スイッチング素子の制御端子
回路のインピーダンスが低い場合にも、確実にスイッチ
ング素子を起動することができる電源回路、この電源回
路を用いた始動性の良好な放電ランプ点灯装置及びこの
放電ランプ点灯装置を用いた照明装置を提供することを
目的としている。
【0012】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明は、直流
電源と;複数個のスイッチング素子を有し、直流電源の
電圧を印加されるスイッチング回路と;スイッチング素
子のオン・オフに基づく高周波電圧を出力して負荷に供
給する出力回路と;出力回路に1次側が挿入され、スイ
ッチング素子の制御端子回路に2次側が挿入されてスイ
ッチング素子を正帰還信号によりオン・オフさせる帰還
手段と;起動時に前記直流電源から供給される直流電流
を充電する起動用コンデンサと;起動用コンデンサの充
電電圧を用いてスイッチング回路を構成する1個のスイ
ッチング素子を起動する起動回路と;電源投入時、起動
回路により起動されるスイッチング素子の次にオンする
スイッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高
くし、その後、この制御端子回路のインピーダンス低く
する制御を行うインピーダンス制御回路と;を具備して
いる。
電源と;複数個のスイッチング素子を有し、直流電源の
電圧を印加されるスイッチング回路と;スイッチング素
子のオン・オフに基づく高周波電圧を出力して負荷に供
給する出力回路と;出力回路に1次側が挿入され、スイ
ッチング素子の制御端子回路に2次側が挿入されてスイ
ッチング素子を正帰還信号によりオン・オフさせる帰還
手段と;起動時に前記直流電源から供給される直流電流
を充電する起動用コンデンサと;起動用コンデンサの充
電電圧を用いてスイッチング回路を構成する1個のスイ
ッチング素子を起動する起動回路と;電源投入時、起動
回路により起動されるスイッチング素子の次にオンする
スイッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高
くし、その後、この制御端子回路のインピーダンス低く
する制御を行うインピーダンス制御回路と;を具備して
いる。
【0013】このような構成により、電源投入時に、前
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、起動回路が動作してスイ
ッチング回路の前記スイッチング素子がオンした後オフ
するが、この時、インピーダンス制御回路は起動回路に
より起動される前記スイッチング素子の次にオンするス
イッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
している。このため、起動回路によりオンした前記スイ
ッチング素子がオフした後、帰還手段により前記次にオ
ンするスイッチング素子の制御端子回路に帰還信号が供
給された際に、この制御端子回路にスイッチング素子を
オンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し
て、このスイッチング素子を確実にオンさせる。これに
より、スイッチング回路が確実に起動するが、その後、
インピーダンス制御回路は起動回路により起動されるス
イッチング素子の次にオンするスイッチング素子の制御
端子回路のインピーダンスを低くして、このスイッチン
グ素子のオンデューティを長くするため、スイッチング
回路から出力回路に出力される高周波電力が定格どおり
のパワーになり、負荷に定格どおり高周波電力が供給さ
れる。
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、起動回路が動作してスイ
ッチング回路の前記スイッチング素子がオンした後オフ
するが、この時、インピーダンス制御回路は起動回路に
より起動される前記スイッチング素子の次にオンするス
イッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
している。このため、起動回路によりオンした前記スイ
ッチング素子がオフした後、帰還手段により前記次にオ
ンするスイッチング素子の制御端子回路に帰還信号が供
給された際に、この制御端子回路にスイッチング素子を
オンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し
て、このスイッチング素子を確実にオンさせる。これに
より、スイッチング回路が確実に起動するが、その後、
インピーダンス制御回路は起動回路により起動されるス
イッチング素子の次にオンするスイッチング素子の制御
端子回路のインピーダンスを低くして、このスイッチン
グ素子のオンデューティを長くするため、スイッチング
回路から出力回路に出力される高周波電力が定格どおり
のパワーになり、負荷に定格どおり高周波電力が供給さ
れる。
【0014】但し、スイッチング回路が一旦スイッチン
グすると、帰還手段により前記次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路に大きなパワーの帰還信号が供給
されるため、この制御端子回路にスイッチング素子をオ
ンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し、
このスイッチング素子がオンしないことがなく、スイッ
チング回路のスイッチングは持続する。又、ここでいう
直流電源とは商用電源を整流回路で整流して得られる脈
流を含むもので、以降の請求項でも同様である。
グすると、帰還手段により前記次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路に大きなパワーの帰還信号が供給
されるため、この制御端子回路にスイッチング素子をオ
ンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し、
このスイッチング素子がオンしないことがなく、スイッ
チング回路のスイッチングは持続する。又、ここでいう
直流電源とは商用電源を整流回路で整流して得られる脈
流を含むもので、以降の請求項でも同様である。
【0015】請求項2の発明は、直流電源と;複数個の
スイッチング素子を有し、直流電源の電圧を印加される
スイッチング回路と;スイッチング素子のオン・オフに
基づく高周波電圧を出力して放電ランプを供給する出力
回路と;出力回路に1次側が挿入され、スイッチング素
子の制御端子回路に2次側が挿入されてスイッチング素
子を正帰還信号によりオン・オフさせる帰還手段と;起
動時に前記直流電源から供給される直流電流を充電する
起動用コンデンサと;起動用コンデンサの充電電圧を用
いてスイッチング回路を構成する1個のスイッチング素
子を起動する起動回路と;電源投入時、起動回路により
起動されるスイッチング素子の次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路のインピーダンスを高くし、その
後、この制御端子回路のインピーダンス低くする制御を
行うインピーダンス制御回路と;を具備している。
スイッチング素子を有し、直流電源の電圧を印加される
スイッチング回路と;スイッチング素子のオン・オフに
基づく高周波電圧を出力して放電ランプを供給する出力
回路と;出力回路に1次側が挿入され、スイッチング素
子の制御端子回路に2次側が挿入されてスイッチング素
子を正帰還信号によりオン・オフさせる帰還手段と;起
動時に前記直流電源から供給される直流電流を充電する
起動用コンデンサと;起動用コンデンサの充電電圧を用
いてスイッチング回路を構成する1個のスイッチング素
子を起動する起動回路と;電源投入時、起動回路により
起動されるスイッチング素子の次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路のインピーダンスを高くし、その
後、この制御端子回路のインピーダンス低くする制御を
行うインピーダンス制御回路と;を具備している。
【0016】このような構成により、電源投入時に、前
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、起動回路が動作してスイ
ッチング回路の前記スイッチング素子がオンした後オフ
するが、この時、インピーダンス制御回路は起動回路に
より起動される前記スイッチング素子の次にオンするス
イッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
している。このため、起動回路によりオンした前記スイ
ッチング素子がオフした後、帰還手段により前記次にオ
ンするスイッチング素子の制御端子回路に帰還信号が供
給された際に、この制御端子回路にスイッチング素子を
オンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し
て、このスイッチング素子を確実にオンさせる。これに
より、スイッチング回路が確実に起動するが、その後、
インピーダンス制御回路は起動回路により起動されるス
イッチング素子の次にオンするスイッチング素子の制御
端子回路のインピーダンスを低くして、このスイッチン
グ素子のオンデューティを長くするため、スイッチング
回路から出力回路に出力される高周波電力が定格どおり
のパワーになり、放電ランプに定格どおり高周波電力が
供給される。但し、スイッチング回路が一旦スイッチン
グすると、帰還手段により前記次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路に大きなパワーの帰還信号が供給
されるため、この制御端子回路にスイッチング素子をオ
ンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し、
このスイッチング素子がオンしないことがなく、スイッ
チング回路のスイッチングは持続する。
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、起動回路が動作してスイ
ッチング回路の前記スイッチング素子がオンした後オフ
するが、この時、インピーダンス制御回路は起動回路に
より起動される前記スイッチング素子の次にオンするス
イッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
している。このため、起動回路によりオンした前記スイ
ッチング素子がオフした後、帰還手段により前記次にオ
ンするスイッチング素子の制御端子回路に帰還信号が供
給された際に、この制御端子回路にスイッチング素子を
オンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し
て、このスイッチング素子を確実にオンさせる。これに
より、スイッチング回路が確実に起動するが、その後、
インピーダンス制御回路は起動回路により起動されるス
イッチング素子の次にオンするスイッチング素子の制御
端子回路のインピーダンスを低くして、このスイッチン
グ素子のオンデューティを長くするため、スイッチング
回路から出力回路に出力される高周波電力が定格どおり
のパワーになり、放電ランプに定格どおり高周波電力が
供給される。但し、スイッチング回路が一旦スイッチン
グすると、帰還手段により前記次にオンするスイッチン
グ素子の制御端子回路に大きなパワーの帰還信号が供給
されるため、この制御端子回路にスイッチング素子をオ
ンさせる閾値電圧を十分越えるドライブ電圧が発生し、
このスイッチング素子がオンしないことがなく、スイッ
チング回路のスイッチングは持続する。
【0017】請求項3の発明は、起動回路により起動さ
れるスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を変化させてそのオンデューティを変えるパワー制御回
路を具備している。
れるスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を変化させてそのオンデューティを変えるパワー制御回
路を具備している。
【0018】このような構成により、パワー制御回路に
より前記スイッチング素子の制御端子回路のインピーダ
ンスを変化させてそのオンデューティを変えると、スイ
ッチング回路から出力される高周波電力が変わり、これ
により、定格値を満足する高周波電力が出力回路から放
電ランプに供給される。
より前記スイッチング素子の制御端子回路のインピーダ
ンスを変化させてそのオンデューティを変えると、スイ
ッチング回路から出力される高周波電力が変わり、これ
により、定格値を満足する高周波電力が出力回路から放
電ランプに供給される。
【0019】請求項4の発明は、インピーダンス制御回
路は、付加インピーダンスと;この付加インピーダンス
を電源投入後、若干の時間を経て、起動回路により起動
されるスイッチング素子の次にオンするスイッチング素
子の制御端子回路に接続するスイッチ回路と;を有す
る。
路は、付加インピーダンスと;この付加インピーダンス
を電源投入後、若干の時間を経て、起動回路により起動
されるスイッチング素子の次にオンするスイッチング素
子の制御端子回路に接続するスイッチ回路と;を有す
る。
【0020】このような構成により、電源投入直後、イ
ンピーダンス制御回路のスイッチ回路はオフなため、ス
イッチング回路のスイッチング素子の制御端子回路から
付加インピーダンスが外れており、このスイッチング素
子の制御端子回路のインピーダンスは高くなっていて、
このスイッチング素子がオンし易い状態となっているた
め、スイッチ回路のスイッチングは確実に起動する。ス
イッチング回路がスイッチングして、帰還手段による正
帰還信号のパワーが強くなると、前記スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に付加インピーダンスを接続するため、このスイ
ッチング素子の制御端子回路のインピーダンスが低くな
り、このスイッチング素子のオンデューティが長くなっ
て、前記スイッチング回路から出力される高周波電力を
定格通りの大きさにする。
ンピーダンス制御回路のスイッチ回路はオフなため、ス
イッチング回路のスイッチング素子の制御端子回路から
付加インピーダンスが外れており、このスイッチング素
子の制御端子回路のインピーダンスは高くなっていて、
このスイッチング素子がオンし易い状態となっているた
め、スイッチ回路のスイッチングは確実に起動する。ス
イッチング回路がスイッチングして、帰還手段による正
帰還信号のパワーが強くなると、前記スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に付加インピーダンスを接続するため、このスイ
ッチング素子の制御端子回路のインピーダンスが低くな
り、このスイッチング素子のオンデューティが長くなっ
て、前記スイッチング回路から出力される高周波電力を
定格通りの大きさにする。
【0021】請求項5の発明は、付加インピーダンスは
抵抗である。
抵抗である。
【0022】このような構成により、スイッチング回路
のスイッチング素子の制御端子回路にスイッチ回路がオ
ンして、抵抗を接続すると、前記制御端子回路のインピ
ーダンスは低くなる。
のスイッチング素子の制御端子回路にスイッチ回路がオ
ンして、抵抗を接続すると、前記制御端子回路のインピ
ーダンスは低くなる。
【0023】請求項6の発明は、付加インピーダンスは
抵抗とコンデンサの並列接続回路である。
抵抗とコンデンサの並列接続回路である。
【0024】このような構成により、スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に抵抗とコンデンサの並列接続回路を接続する
と、前記制御端子回路のインピーダンスは低くなると共
に、前記コンデンサにより制御端子回路に載ってくる直
流電源の脈流が平滑され、前記スイッチング素子の制御
端子回路に供給される帰還手段からの正帰還信号のピー
クが平坦なレベルとなって、ドライブ電圧が閾値以下に
なる可能性をなくして、このスイッチング素子をオンし
損なうことがなくなり、制御端子回路のインピーダンス
は低くしても、前記スイッチング回路のスイッチングが
必ず持続する。
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に抵抗とコンデンサの並列接続回路を接続する
と、前記制御端子回路のインピーダンスは低くなると共
に、前記コンデンサにより制御端子回路に載ってくる直
流電源の脈流が平滑され、前記スイッチング素子の制御
端子回路に供給される帰還手段からの正帰還信号のピー
クが平坦なレベルとなって、ドライブ電圧が閾値以下に
なる可能性をなくして、このスイッチング素子をオンし
損なうことがなくなり、制御端子回路のインピーダンス
は低くしても、前記スイッチング回路のスイッチングが
必ず持続する。
【0025】請求項7の発明は、付加インピーダンスは
第1の抵抗に第2の抵抗とコンデンサの直列接続回路を
並列に接続した回路である。
第1の抵抗に第2の抵抗とコンデンサの直列接続回路を
並列に接続した回路である。
【0026】このような構成により、スイッチ回路がオ
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に、第1の抵抗に第2の抵抗とコンデンサの直列
接続回路を並列に接続した回路を接続して、スイッチン
グ素子の制御端子回路のインピーダンスを高くした時、
前記コンデンサには第2の抵抗を通して徐々に電荷が充
電されるため、このコンデンサが充電される間、前記ス
イッチング素子の制御端子回路に供給される帰還手段か
らの正帰還信号のピークが低くなり過ぎて、このスイッ
チング素子をオンし損なうことがなくなり、制御端子回
路のインピーダンスを低くしても、前記スイッチング回
路のスイッチングが必ず持続する。
ンして、スイッチング回路のスイッチング素子の制御端
子回路に、第1の抵抗に第2の抵抗とコンデンサの直列
接続回路を並列に接続した回路を接続して、スイッチン
グ素子の制御端子回路のインピーダンスを高くした時、
前記コンデンサには第2の抵抗を通して徐々に電荷が充
電されるため、このコンデンサが充電される間、前記ス
イッチング素子の制御端子回路に供給される帰還手段か
らの正帰還信号のピークが低くなり過ぎて、このスイッ
チング素子をオンし損なうことがなくなり、制御端子回
路のインピーダンスを低くしても、前記スイッチング回
路のスイッチングが必ず持続する。
【0027】請求項8の発明は、請求項2乃至7いずれ
か1記載の放電ランプ点灯装置と;この放電ランプ点灯
装置を組み込んだ照明装置本体と;を具備している。
か1記載の放電ランプ点灯装置と;この放電ランプ点灯
装置を組み込んだ照明装置本体と;を具備している。
【0028】このような構成により、照明装置本体に組
み込まれた請求項2乃至7いずれか1記載の放電ランプ
点灯装置が点灯する。
み込まれた請求項2乃至7いずれか1記載の放電ランプ
点灯装置が点灯する。
【0029】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図3は本発明の放電ランプ点灯装
置の第1の実施の形態の構成を示した回路図である。1
は交流を供給する商用電源、2は交流を整流するダイオ
ードブリッジなどからなる整流回路、3は高周波電圧を
昇圧するリンケージトランス、4は蛍光灯などの放電ラ
ンプ、C1はインバータ起動用の電荷を充電する充電用
コンデンサ、C2、C4は共振回路を構成するコンデン
サ、C3は整流電流平滑用の充電用コンデンサ、C7は
整流回路2の出力電圧を平滑するコンデンサ、C8はト
ランジスタQ3をオンさせるための電圧を充電するコン
デンサ、C9はトランジスタQ4のゲート電圧を平滑す
るコンデンサ、CT1は可飽和トランスの1次側で、こ
の1次側に高周波電流が流れるとことにより2次側CT
21、CT22に高周波電圧を発生し、1次側が飽和す
ると2次側電圧の発生が停止される。D1はコンデンサ
C1の放電経路を形成するダイオード、D2はトランジ
スタQ1のゲート回路に抵抗R12を接続する経路を形
成するダイオード、抵抗R10の直列回路を接続するダ
イオード、D4はトランジスタQ4のゲートにオン電圧
を供給するダイオード、Q1、Q2は高周波電圧を出力
するインバータを構成するスイッチングトランジスタ
(電界効果トランジスタ)、Q3は整流回路2の出力電
圧を抵抗R14、抵抗R9側に入切するトランジスタ、
Q4はトランジスタQ1のゲート回路のインピーダンス
を切り替える電界効果トランジスタ、R1はコンデンサ
C1の充電時定数を決める充電用抵抗、R3、R4はト
ランジスタQ1のゲートバイアス用抵抗、R5、R6は
トランジスタQ2のゲートバイアス用抵抗、R7はコン
デンサC8の充電時定数を決める抵抗、R8はトリガダ
イオードTDを流れる電流を制限する電流制限用抵抗、
R11はコンデンサC8の放電時定数を決定する抵抗、
R12はトランジスタ1のゲート回路のインピーダンス
を変化させるために接続される抵抗、R13はトランジ
スタQ4のゲート回路をバイアス電圧を決める抵抗、R
14はダイオードD4を流れる電流を制限する電流制限
用抵抗、TDはトランジスタQ2を起動するトリガダイ
オード、ZDはトランジスタQ3をオンさせるためのツ
ェナーダイオードである。
を参照して説明する。図3は本発明の放電ランプ点灯装
置の第1の実施の形態の構成を示した回路図である。1
は交流を供給する商用電源、2は交流を整流するダイオ
ードブリッジなどからなる整流回路、3は高周波電圧を
昇圧するリンケージトランス、4は蛍光灯などの放電ラ
ンプ、C1はインバータ起動用の電荷を充電する充電用
コンデンサ、C2、C4は共振回路を構成するコンデン
サ、C3は整流電流平滑用の充電用コンデンサ、C7は
整流回路2の出力電圧を平滑するコンデンサ、C8はト
ランジスタQ3をオンさせるための電圧を充電するコン
デンサ、C9はトランジスタQ4のゲート電圧を平滑す
るコンデンサ、CT1は可飽和トランスの1次側で、こ
の1次側に高周波電流が流れるとことにより2次側CT
21、CT22に高周波電圧を発生し、1次側が飽和す
ると2次側電圧の発生が停止される。D1はコンデンサ
C1の放電経路を形成するダイオード、D2はトランジ
スタQ1のゲート回路に抵抗R12を接続する経路を形
成するダイオード、抵抗R10の直列回路を接続するダ
イオード、D4はトランジスタQ4のゲートにオン電圧
を供給するダイオード、Q1、Q2は高周波電圧を出力
するインバータを構成するスイッチングトランジスタ
(電界効果トランジスタ)、Q3は整流回路2の出力電
圧を抵抗R14、抵抗R9側に入切するトランジスタ、
Q4はトランジスタQ1のゲート回路のインピーダンス
を切り替える電界効果トランジスタ、R1はコンデンサ
C1の充電時定数を決める充電用抵抗、R3、R4はト
ランジスタQ1のゲートバイアス用抵抗、R5、R6は
トランジスタQ2のゲートバイアス用抵抗、R7はコン
デンサC8の充電時定数を決める抵抗、R8はトリガダ
イオードTDを流れる電流を制限する電流制限用抵抗、
R11はコンデンサC8の放電時定数を決定する抵抗、
R12はトランジスタ1のゲート回路のインピーダンス
を変化させるために接続される抵抗、R13はトランジ
スタQ4のゲート回路をバイアス電圧を決める抵抗、R
14はダイオードD4を流れる電流を制限する電流制限
用抵抗、TDはトランジスタQ2を起動するトリガダイ
オード、ZDはトランジスタQ3をオンさせるためのツ
ェナーダイオードである。
【0030】ここで、トランジスタQ1、Q2はスイッ
チング回路を構成し、リンケージトランス3は出力回路
を構成し、可飽和トランスの1次側CT1と2次側CT
21、22は帰還手段を構成するが、この帰還手段とし
ては、バラストチョーク等を用いることもできる。更
に、起動用コンデンサ、トリガダイオードTD、抵抗R
8、ダイオードD1は起動回路を構成し、コンデンサC
7、C8、C9、トランジスタQ3、Q4、ツェナーダ
イオードZD、ダイオードD4、抵抗R11、R12、
R13、R14はインピーダンス制御回路を構成してい
る。尚、放電ランプ4を外せば、電源装置を構成するこ
とになる。
チング回路を構成し、リンケージトランス3は出力回路
を構成し、可飽和トランスの1次側CT1と2次側CT
21、22は帰還手段を構成するが、この帰還手段とし
ては、バラストチョーク等を用いることもできる。更
に、起動用コンデンサ、トリガダイオードTD、抵抗R
8、ダイオードD1は起動回路を構成し、コンデンサC
7、C8、C9、トランジスタQ3、Q4、ツェナーダ
イオードZD、ダイオードD4、抵抗R11、R12、
R13、R14はインピーダンス制御回路を構成してい
る。尚、放電ランプ4を外せば、電源装置を構成するこ
とになる。
【0031】次に本実施の形態の動作について説明す
る。電源が投入されると、商用電源1から供給される交
流は整流回路2により整流されて、抵抗R1を通してコ
ンデンサC1を充電する。これにより、コンデンサC1
の充電電圧が上昇し、トリガダイオードTDのトリガ電
圧を越えると、トリガダイオードTDがオンして、コン
デンサC1からの放電電圧が抵抗R8、抵抗R5を介し
て、図4(A)のイに示すようにトランジスタQ2のゲ
ートに印加されて、ゲート電圧VTHを越えるため、ト
ランジスタQ2をオンにする。
る。電源が投入されると、商用電源1から供給される交
流は整流回路2により整流されて、抵抗R1を通してコ
ンデンサC1を充電する。これにより、コンデンサC1
の充電電圧が上昇し、トリガダイオードTDのトリガ電
圧を越えると、トリガダイオードTDがオンして、コン
デンサC1からの放電電圧が抵抗R8、抵抗R5を介し
て、図4(A)のイに示すようにトランジスタQ2のゲ
ートに印加されて、ゲート電圧VTHを越えるため、ト
ランジスタQ2をオンにする。
【0032】これにより、整流回路2の整流電流がコン
デンサC3、リンケージトランス3の1次側、可飽和ト
ランスの1次側CT1を通してトランジスタQ2側に流
れ、このトランジスタQ2に図4(C)のイに示すよう
な最初のドレイン電流IDQ2が流れる。又、トランジ
スタQ2がオンになると、ダイオードD1がオンとなっ
て、コンデンサC1の電荷はダイオードD1を通してト
ランジスタQ2側に放電され、その端子電圧はローレベ
ルになってトランジスタQ2のゲート電圧が下がるた
め、トランジスタQ2はオフになる。
デンサC3、リンケージトランス3の1次側、可飽和ト
ランスの1次側CT1を通してトランジスタQ2側に流
れ、このトランジスタQ2に図4(C)のイに示すよう
な最初のドレイン電流IDQ2が流れる。又、トランジ
スタQ2がオンになると、ダイオードD1がオンとなっ
て、コンデンサC1の電荷はダイオードD1を通してト
ランジスタQ2側に放電され、その端子電圧はローレベ
ルになってトランジスタQ2のゲート電圧が下がるた
め、トランジスタQ2はオフになる。
【0033】一方、上記の電源投入時、整流回路2の整
流電流は抵抗R7を通ってコンデンサC8を充電し、コ
ンデンサC8の端子電圧を上昇させるが、この端子電圧
がツェナーダイオードZDのツェナー電圧を越えるまで
は、トランジスタQ3がオフのため、ダイオードD4は
オフで、電界効果トランジスタ(以降単にトランジスタ
と称する)Q4のゲート電圧はローレベルとなり、トラ
ンジスタQ4はオフである。従って、電源投入時点から
このトランジスタQ4がオフである期間、電界効果トラ
ンジスタ(以降単にトランジスタと称する)Q1のゲー
ト回路に抵抗12は電気的に接続されておらず、トラン
ジスタQ1のゲート回路のインピーダンスは高くなって
いる。
流電流は抵抗R7を通ってコンデンサC8を充電し、コ
ンデンサC8の端子電圧を上昇させるが、この端子電圧
がツェナーダイオードZDのツェナー電圧を越えるまで
は、トランジスタQ3がオフのため、ダイオードD4は
オフで、電界効果トランジスタ(以降単にトランジスタ
と称する)Q4のゲート電圧はローレベルとなり、トラ
ンジスタQ4はオフである。従って、電源投入時点から
このトランジスタQ4がオフである期間、電界効果トラ
ンジスタ(以降単にトランジスタと称する)Q1のゲー
ト回路に抵抗12は電気的に接続されておらず、トラン
ジスタQ1のゲート回路のインピーダンスは高くなって
いる。
【0034】このような状態で、トランジスタQ2がオ
フになると、可飽和トランスの1次側CT1に上記と逆
方向の電流が流れ、これにより可飽和トランスの2次側
CT21に発生する電圧が電界効果トランジスタ(以降
単にトランジスタと称する)Q1のゲートに印加され
る。この時、トランジスタQ1のゲート電圧はゲート回
路のインピーダンスが高いため、前記可飽和トランスの
2次側CT21に発生する電圧のパワーが弱くとも図4
(B)のロで示されるように、ゲート電圧VTHを容易
に越え、トランジスタQ1をオンにする。これにより、
コンデンサC3の放電電流及び整流回路2の整流電流が
トランジスタQ1、可飽和トランスの1次側CT1、リ
ンケージトランス3の1次側、コンデンサC4を通して
流れ、このトランジスタQ1に図4(D)のロに示すよ
うな最初のドレイン電流が流れる。このため、可飽和ト
ランスの2次側CT21に発生する電圧が引き続きトラ
ンジスタQ1のゲートに印加され、このトランジスタQ
1はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和すると、
2次側CT21に発生する電圧がなくなって、トランジ
スタQ1がオフする。
フになると、可飽和トランスの1次側CT1に上記と逆
方向の電流が流れ、これにより可飽和トランスの2次側
CT21に発生する電圧が電界効果トランジスタ(以降
単にトランジスタと称する)Q1のゲートに印加され
る。この時、トランジスタQ1のゲート電圧はゲート回
路のインピーダンスが高いため、前記可飽和トランスの
2次側CT21に発生する電圧のパワーが弱くとも図4
(B)のロで示されるように、ゲート電圧VTHを容易
に越え、トランジスタQ1をオンにする。これにより、
コンデンサC3の放電電流及び整流回路2の整流電流が
トランジスタQ1、可飽和トランスの1次側CT1、リ
ンケージトランス3の1次側、コンデンサC4を通して
流れ、このトランジスタQ1に図4(D)のロに示すよ
うな最初のドレイン電流が流れる。このため、可飽和ト
ランスの2次側CT21に発生する電圧が引き続きトラ
ンジスタQ1のゲートに印加され、このトランジスタQ
1はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和すると、
2次側CT21に発生する電圧がなくなって、トランジ
スタQ1がオフする。
【0035】トランジスタQ1がオフすると、コンデン
サC4、リンケージトランス3の1次側から可飽和トラ
ンスの1次側CT1に電流が流れて、この可飽和トラン
スをリセットした後、可飽和トランスの2次側CT22
に発生する図4(A)のハに示すようなドライブ電圧が
トランジスタQ2のゲートに印加され、トランジスタQ
2をオンにする。トランジスタQ2がオンになると、整
流回路2の整流電流がコンデンサC3、リンケージトラ
ンス3の1次側、可飽和トランスの1次側CT1を通し
てトランジスタQ2側に流れ、このトランジスタQ2に
図4(C)のハに示すようなドレイン電流IDQ2が流
れる。これにより、可飽和トランスの2次側CT22に
発生する電圧がトランジスタQ2のゲートに印加され、
このトランジスタQ2はオン状態を保つが、可飽和トラ
ンスが飽和すると、2次側CT22に発生する電圧がな
くなって、トランジスタQ2がオフする。
サC4、リンケージトランス3の1次側から可飽和トラ
ンスの1次側CT1に電流が流れて、この可飽和トラン
スをリセットした後、可飽和トランスの2次側CT22
に発生する図4(A)のハに示すようなドライブ電圧が
トランジスタQ2のゲートに印加され、トランジスタQ
2をオンにする。トランジスタQ2がオンになると、整
流回路2の整流電流がコンデンサC3、リンケージトラ
ンス3の1次側、可飽和トランスの1次側CT1を通し
てトランジスタQ2側に流れ、このトランジスタQ2に
図4(C)のハに示すようなドレイン電流IDQ2が流
れる。これにより、可飽和トランスの2次側CT22に
発生する電圧がトランジスタQ2のゲートに印加され、
このトランジスタQ2はオン状態を保つが、可飽和トラ
ンスが飽和すると、2次側CT22に発生する電圧がな
くなって、トランジスタQ2がオフする。
【0036】ここで、上記したトランジスタQ2がオフ
するまでの間に、コンデンサC8の端子電圧が上昇し、
ツェナーダイオードTDのツェナー電圧を越えて、ツェ
ナーダイオードZDをオンにする。これにより、トラン
ジスタQ3がオンして、ダイオードD4のアノード側が
ハイレベルとなって、このダイオードD4がオンするた
め、トランジスタQ4のゲートにZDにより決まる電圧
が印加され、トランジスタQ4をオンにして、トランジ
スタQ1のゲート回路に抵抗R12を接続して、ゲート
回路のインピーダンスを低下させて通常値にする。
するまでの間に、コンデンサC8の端子電圧が上昇し、
ツェナーダイオードTDのツェナー電圧を越えて、ツェ
ナーダイオードZDをオンにする。これにより、トラン
ジスタQ3がオンして、ダイオードD4のアノード側が
ハイレベルとなって、このダイオードD4がオンするた
め、トランジスタQ4のゲートにZDにより決まる電圧
が印加され、トランジスタQ4をオンにして、トランジ
スタQ1のゲート回路に抵抗R12を接続して、ゲート
回路のインピーダンスを低下させて通常値にする。
【0037】上記したようにトランジスタQ2がオフす
ると、可飽和トランスの1次側CT1に上記と逆方向の
電流が流れ、これにより可飽和トランスの2次側CT2
1に発生する電圧が電界効果トランジスタQ1のゲート
に印加される。この時、トランジスタQ1のゲート回路
のインピーダンスは低くなっているが、可飽和トランス
の2次側CT21に発生する電圧のパワーが強くなって
いるため、図4(B)のニで示されるように、ゲート電
圧VTHを容易に越え、トランジスタQ2をオンにす
る。これにより、コンデンサC3の放電電流及び整流回
路2の整流電流がトランジスタQ1、可飽和トランスの
1次側CT1、リンケージトランス3の1次側、コンデ
ンサC4を通して流れ、このトランジスタQ1に図4
(D)のニに示すようなドレイン電流が流れる。
ると、可飽和トランスの1次側CT1に上記と逆方向の
電流が流れ、これにより可飽和トランスの2次側CT2
1に発生する電圧が電界効果トランジスタQ1のゲート
に印加される。この時、トランジスタQ1のゲート回路
のインピーダンスは低くなっているが、可飽和トランス
の2次側CT21に発生する電圧のパワーが強くなって
いるため、図4(B)のニで示されるように、ゲート電
圧VTHを容易に越え、トランジスタQ2をオンにす
る。これにより、コンデンサC3の放電電流及び整流回
路2の整流電流がトランジスタQ1、可飽和トランスの
1次側CT1、リンケージトランス3の1次側、コンデ
ンサC4を通して流れ、このトランジスタQ1に図4
(D)のニに示すようなドレイン電流が流れる。
【0038】以降、トランジスタQ1、Q2は高周波で
スイッチングを開始し、高周波電流がリンケージトラン
ス3の1次側を流れるので、その2次側に昇圧された高
周波電圧が発生し、この高電圧の高周波電圧が放電ラン
プ4に印加されて放電ランプ4を点灯する。
スイッチングを開始し、高周波電流がリンケージトラン
ス3の1次側を流れるので、その2次側に昇圧された高
周波電圧が発生し、この高電圧の高周波電圧が放電ラン
プ4に印加されて放電ランプ4を点灯する。
【0039】尚、上記説明では、トランジスタQ4がオ
ンしてトランジスタQ1のゲート回路のインピーダンス
が低くなるタイミングを、説明の便宜上、トランジスタ
Q1が最初にオンして、オフする直前としているが、実
際は、トランジスタQ1、Q2がスイッチングして数十
サイクル後で、コンデンサ3の充電電圧が安定して可飽
和トランスの2次側CT21より発生する電圧のパワー
が十分高くなってからである。
ンしてトランジスタQ1のゲート回路のインピーダンス
が低くなるタイミングを、説明の便宜上、トランジスタ
Q1が最初にオンして、オフする直前としているが、実
際は、トランジスタQ1、Q2がスイッチングして数十
サイクル後で、コンデンサ3の充電電圧が安定して可飽
和トランスの2次側CT21より発生する電圧のパワー
が十分高くなってからである。
【0040】本実施の形態によれば、電源投入時、トラ
ンジスタQ4はオフで、トランジスタQ1のゲート回路
から抵抗R12が外れており、このゲート回路が高イン
ピーダンスとなっているため、トリガダイオードTDに
よりトランジスタQ2がオンした後、このトランジスタ
がオフして、可飽和トランスCT21に発生した電圧の
パワーが弱くとも、この電圧はトランジスタQ1のゲー
ト電圧VTHを十分越える電圧となり、トランジスタQ
1を確実にオンさせて、トランジスタQ1、Q2を確実
にスイッチングさせることができる。しかも、トランジ
スタQ1、Q2がスイッチングした後、コンデンサC3
の充電電圧が安定すると、トランジスタQ4がオンし
て、トランジスタQ1のゲート回路に抵抗R12が接続
され、このゲート回路が低インピーダンスになっても、
この時は、可飽和トランスCT21に発生した電圧のパ
ワーが強くなっているため、トランジスタQ1を十分ド
ライブできて、スイッチング持続できるため、トランジ
スタQ1のオンデューティが長くなり、定格どおりの高
周波電力を放電ランプ4に供給することができる。
ンジスタQ4はオフで、トランジスタQ1のゲート回路
から抵抗R12が外れており、このゲート回路が高イン
ピーダンスとなっているため、トリガダイオードTDに
よりトランジスタQ2がオンした後、このトランジスタ
がオフして、可飽和トランスCT21に発生した電圧の
パワーが弱くとも、この電圧はトランジスタQ1のゲー
ト電圧VTHを十分越える電圧となり、トランジスタQ
1を確実にオンさせて、トランジスタQ1、Q2を確実
にスイッチングさせることができる。しかも、トランジ
スタQ1、Q2がスイッチングした後、コンデンサC3
の充電電圧が安定すると、トランジスタQ4がオンし
て、トランジスタQ1のゲート回路に抵抗R12が接続
され、このゲート回路が低インピーダンスになっても、
この時は、可飽和トランスCT21に発生した電圧のパ
ワーが強くなっているため、トランジスタQ1を十分ド
ライブできて、スイッチング持続できるため、トランジ
スタQ1のオンデューティが長くなり、定格どおりの高
周波電力を放電ランプ4に供給することができる。
【0041】尚、本発明は上記実施の形態で示したイン
バータの出力側の回路以外の、例えば図5に示したよう
な第2の実施の形態の回路構成を有する放電灯点灯装置
等、各種の放電灯点灯装置に適用して同様の効果を得る
ことができる。
バータの出力側の回路以外の、例えば図5に示したよう
な第2の実施の形態の回路構成を有する放電灯点灯装置
等、各種の放電灯点灯装置に適用して同様の効果を得る
ことができる。
【0042】図6は本発明の放電ランプ点灯装置の第3
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図
3に示した第1の実施の形態の構成に、ダイオードD
3、コンデンサC6、抵抗R9、R10及び可変抵抗V
Rで構成されるトランジスタQ1、Q2から出力される
高周波電力の大きさを調整するパワー調整回路が付加さ
れている。ここで、C6は可変抵抗VRから得られる分
圧電圧を平滑するためのコンデンサ、D3はトランジス
タQ2のゲート回路に可変抵抗VR、抵抗R9の分圧抵
抗を接続するダイオード、R9、R10は整流回路2の
出力電圧を分圧する分圧抵抗、VRは整流回路2の出力
電圧を分圧する可変抵抗、残りの構成は第1の実施の形
態の構成と同様である。
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、図
3に示した第1の実施の形態の構成に、ダイオードD
3、コンデンサC6、抵抗R9、R10及び可変抵抗V
Rで構成されるトランジスタQ1、Q2から出力される
高周波電力の大きさを調整するパワー調整回路が付加さ
れている。ここで、C6は可変抵抗VRから得られる分
圧電圧を平滑するためのコンデンサ、D3はトランジス
タQ2のゲート回路に可変抵抗VR、抵抗R9の分圧抵
抗を接続するダイオード、R9、R10は整流回路2の
出力電圧を分圧する分圧抵抗、VRは整流回路2の出力
電圧を分圧する可変抵抗、残りの構成は第1の実施の形
態の構成と同様である。
【0043】電源投入時、コンデンサC8には抵抗R7
を通して充電電流が流れ、コンデンサC8の端子電圧が
上昇し、この端子電圧がツェナー電圧を越えるとトラン
ジスタQ3はオンして、ダイオードD3のカソードに
は、整流回路2の出力電圧を抵抗R7、抵抗R9、可変
抵抗VR、抵抗R10で分圧した電圧が印加される。こ
のため、この分圧電圧よりも、ダイオードD3のアノー
ド側の電圧が高くなると、トランジスタQ2のゲート回
路に可変抵抗VRと抵抗R10の直列回路が接続され、
トランジスタQ2のゲート回路のインピーダンスが低く
なり、トランジスタQ2のドライブ電圧の幅を広げてそ
のオンデューティが長くなるため、高周波出力が大きく
なって、トランジスタQ1、Q2から出力される高周波
出力が定格となる。又、可変抵抗VRを調整することに
より、ダイオードD3を介して接続される可変抵抗VR
と抵抗R10の直列回路の抵抗値を変化させて、高周波
出力の大きさを調整することができる。
を通して充電電流が流れ、コンデンサC8の端子電圧が
上昇し、この端子電圧がツェナー電圧を越えるとトラン
ジスタQ3はオンして、ダイオードD3のカソードに
は、整流回路2の出力電圧を抵抗R7、抵抗R9、可変
抵抗VR、抵抗R10で分圧した電圧が印加される。こ
のため、この分圧電圧よりも、ダイオードD3のアノー
ド側の電圧が高くなると、トランジスタQ2のゲート回
路に可変抵抗VRと抵抗R10の直列回路が接続され、
トランジスタQ2のゲート回路のインピーダンスが低く
なり、トランジスタQ2のドライブ電圧の幅を広げてそ
のオンデューティが長くなるため、高周波出力が大きく
なって、トランジスタQ1、Q2から出力される高周波
出力が定格となる。又、可変抵抗VRを調整することに
より、ダイオードD3を介して接続される可変抵抗VR
と抵抗R10の直列回路の抵抗値を変化させて、高周波
出力の大きさを調整することができる。
【0044】尚、コンデンサC8の端子電圧が上昇し、
この端子電圧がツェナー電圧を越えてトランジスタQ3
がオンすると、トランジスタQ4がオンしてトランジス
タQ1のゲート回路のインピーダンスが低下する動作は
第1の実施の形態の動作と同様で、同様の効果がある。
尚、付加されたパワー制御回路は整流回路2の出力電圧
に応じてトランジスタQ2のゲート回路のオンデューテ
ィを変えるフィードバック方式のものであってもよい。
この端子電圧がツェナー電圧を越えてトランジスタQ3
がオンすると、トランジスタQ4がオンしてトランジス
タQ1のゲート回路のインピーダンスが低下する動作は
第1の実施の形態の動作と同様で、同様の効果がある。
尚、付加されたパワー制御回路は整流回路2の出力電圧
に応じてトランジスタQ2のゲート回路のオンデューテ
ィを変えるフィードバック方式のものであってもよい。
【0045】ところで、図3、図5、図6で示した装置
で、トランジスタQ1、Q2がスイッチングした後、図
8(A)のイのタイミングでトランジスタQ4がオンし
て、トランジスタQ1のゲート回路に抵抗R12が接続
されると、ゲート回路に整流回路2の出力である脈流が
載るため、トランジスタQ1のドライブ電圧がこの脈流
に同期して上下することにより、タイミングによっては
図8(B)のロで示すように、トランジスタQ2がオフ
した後に、可飽和トランスの2次側CT21に発生する
ドライブ電圧がゲート電圧VTHを下回って、トランジ
スタQ1がオンせず、これによりスイッチングが停止し
てしまうという恐れがあった。尚、図7はトランジスタ
Q1のゲート回路に載ってくる脈流を示し、図7(B)
のロの部分の拡大図が図8(B)のロの部分である。
で、トランジスタQ1、Q2がスイッチングした後、図
8(A)のイのタイミングでトランジスタQ4がオンし
て、トランジスタQ1のゲート回路に抵抗R12が接続
されると、ゲート回路に整流回路2の出力である脈流が
載るため、トランジスタQ1のドライブ電圧がこの脈流
に同期して上下することにより、タイミングによっては
図8(B)のロで示すように、トランジスタQ2がオフ
した後に、可飽和トランスの2次側CT21に発生する
ドライブ電圧がゲート電圧VTHを下回って、トランジ
スタQ1がオンせず、これによりスイッチングが停止し
てしまうという恐れがあった。尚、図7はトランジスタ
Q1のゲート回路に載ってくる脈流を示し、図7(B)
のロの部分の拡大図が図8(B)のロの部分である。
【0046】図9は本発明の放電ランプ点灯装置の第4
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は上記
した第3の実施の形態の不具合を解決するために、トラ
ンジスタQ1のゲート回路に接離する抵抗R12に並列
にコンデンサ10を接続している。他の構成は図6に示
した第3の実施の形態と同様である。トランジスタQ
1、Q2がスイッチングした後、図11(A)に示した
タイミングのイでトランジスタQ3がオンして、トラン
ジスタQ4がオンすると、トランジスタQ1のゲート回
路に抵抗R12とコンデンサC10の並列回路が接続さ
れて、このゲート回路のインピーダンスが低下する。
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は上記
した第3の実施の形態の不具合を解決するために、トラ
ンジスタQ1のゲート回路に接離する抵抗R12に並列
にコンデンサ10を接続している。他の構成は図6に示
した第3の実施の形態と同様である。トランジスタQ
1、Q2がスイッチングした後、図11(A)に示した
タイミングのイでトランジスタQ3がオンして、トラン
ジスタQ4がオンすると、トランジスタQ1のゲート回
路に抵抗R12とコンデンサC10の並列回路が接続さ
れて、このゲート回路のインピーダンスが低下する。
【0047】その後、可飽和トランスの2次側CT21
にトランジスタQ1をドライブする電圧が発生した場
合、抵抗R7、トランジスタQ3、抵抗R14、トラン
ジスタQ4を通して、トランジスタQ1のゲート回路に
載ってくる整流回路2の脈流は、コンデンサ12で平滑
され、トランジスタQ1のゲートには図11(B)のロ
で示すようにそのピーク部分が常に平坦なドライブ電圧
が印加され、ゲート電圧VTHを常に越えるため、トラ
ンジスタQ1のゲート回路のインピーダンスを低下した
後、トランジスタQ1がオフして、トランジスタQ1、
Q2のスイッチングが停止してしまうような不具合を回
避することができ、上記したインピーダンスの低下後も
安定なスイッチングを持続することができる。他の効果
は図6に示した第3の実施の形態と同様である。
にトランジスタQ1をドライブする電圧が発生した場
合、抵抗R7、トランジスタQ3、抵抗R14、トラン
ジスタQ4を通して、トランジスタQ1のゲート回路に
載ってくる整流回路2の脈流は、コンデンサ12で平滑
され、トランジスタQ1のゲートには図11(B)のロ
で示すようにそのピーク部分が常に平坦なドライブ電圧
が印加され、ゲート電圧VTHを常に越えるため、トラ
ンジスタQ1のゲート回路のインピーダンスを低下した
後、トランジスタQ1がオフして、トランジスタQ1、
Q2のスイッチングが停止してしまうような不具合を回
避することができ、上記したインピーダンスの低下後も
安定なスイッチングを持続することができる。他の効果
は図6に示した第3の実施の形態と同様である。
【0048】ところで、上記した第4の実施の形態で
は、トランジスタQ1のゲート回路のインピーダンスを
低下させた直後、可飽和トランスの2次側CT21に発
生するドライブ電圧により、コンデンサC10がこの電
圧により充電されるため、図11(B)のロで示すよう
にそのピーク部分が低下し過ぎてゲート電圧VTHをぎ
りぎりで越えるという事態となることもあり、この間、
ドライブ電圧がゲート電圧VTHを越えずに、トランジ
スタQ1がオンせずにスイッチングが停止してしまうと
いう恐れがあった。但し、本例も、コンデンサC10が
充電されてしまうと、図11(B)のハで示すようにド
ライブ電圧のピーク部分が上昇して、トランジスタQ1
がオフする恐れはない。尚、図10(A)はトランジス
タQ1のゲート回路のドライブ電圧を示しており、コン
デンサC10があるために脈流分が平滑されていること
が分る。図10(B)のロの部分の拡大図が図11
(B)のロの部分である。
は、トランジスタQ1のゲート回路のインピーダンスを
低下させた直後、可飽和トランスの2次側CT21に発
生するドライブ電圧により、コンデンサC10がこの電
圧により充電されるため、図11(B)のロで示すよう
にそのピーク部分が低下し過ぎてゲート電圧VTHをぎ
りぎりで越えるという事態となることもあり、この間、
ドライブ電圧がゲート電圧VTHを越えずに、トランジ
スタQ1がオンせずにスイッチングが停止してしまうと
いう恐れがあった。但し、本例も、コンデンサC10が
充電されてしまうと、図11(B)のハで示すようにド
ライブ電圧のピーク部分が上昇して、トランジスタQ1
がオフする恐れはない。尚、図10(A)はトランジス
タQ1のゲート回路のドライブ電圧を示しており、コン
デンサC10があるために脈流分が平滑されていること
が分る。図10(B)のロの部分の拡大図が図11
(B)のロの部分である。
【0049】図12は本発明の放電ランプ点灯装置の第
5の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は上
記した第4の実施の形態の不具合を解決するために、ト
ランジスタQ1のゲート回路に接離する抵抗R12に、
コンデンサ10と抵抗R15の直列回路を並列に接続し
ている。他の構成は図6に示した第4の実施の形態と同
様である。トランジスタQ1、Q2がスイッチングして
からトランジスタQ4がオンとなって、トランジスタQ
1のゲート回路に抵抗R12、コンデンサ10及び抵抗
R15が接続されて、トランジスタQ1のゲート回路の
インピーダンスを低下させた直後、可飽和トランスの2
次側CT21に発生するドライブ電圧は抵抗R12を通
してコンデンサC10を徐々に充電する。
5の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は上
記した第4の実施の形態の不具合を解決するために、ト
ランジスタQ1のゲート回路に接離する抵抗R12に、
コンデンサ10と抵抗R15の直列回路を並列に接続し
ている。他の構成は図6に示した第4の実施の形態と同
様である。トランジスタQ1、Q2がスイッチングして
からトランジスタQ4がオンとなって、トランジスタQ
1のゲート回路に抵抗R12、コンデンサ10及び抵抗
R15が接続されて、トランジスタQ1のゲート回路の
インピーダンスを低下させた直後、可飽和トランスの2
次側CT21に発生するドライブ電圧は抵抗R12を通
してコンデンサC10を徐々に充電する。
【0050】このため、本例では、コンデンサC10の
充電期間中、トランジスタQ1のゲートに印加されるド
ライブ電圧のピークがそれ程低下しないため、この間、
ドライブ電圧のピークがゲート電圧VTHを下回るとい
うことがなくなり、コンデンサC10の充電期間中に、
トランジスタQ1がオンせず、トランジスタQ1、Q2
のスイッチングが停止してしまうという恐れを回避で
き、トランジスタQ1のゲート回路のインピーダンスを
低下させた後も、最も安定にトランジスタQ1、Q2を
スイッチングを持続させることができる。他の効果は図
9に示した第4の実施の形態と同様である。
充電期間中、トランジスタQ1のゲートに印加されるド
ライブ電圧のピークがそれ程低下しないため、この間、
ドライブ電圧のピークがゲート電圧VTHを下回るとい
うことがなくなり、コンデンサC10の充電期間中に、
トランジスタQ1がオンせず、トランジスタQ1、Q2
のスイッチングが停止してしまうという恐れを回避で
き、トランジスタQ1のゲート回路のインピーダンスを
低下させた後も、最も安定にトランジスタQ1、Q2を
スイッチングを持続させることができる。他の効果は図
9に示した第4の実施の形態と同様である。
【0051】図13は本発明の照明装置の一実施の形態
の構成を示した斜視図である。111は照明装置本体
で、この照明装置本体111に放電ランプの一種である
蛍光灯112が装着されている。この蛍光灯112は図
3、図5、図6、図9、図12に示した放電ランプ点灯
装置により点灯され、この放電ランプ点灯装置は照明装
置本体111に内蔵されている。本例は、内蔵の放電ラ
ンプ点灯装置のインバータの起動性能が向上されている
ため、蛍光灯112を安定且つ確実に点灯させることが
できる。
の構成を示した斜視図である。111は照明装置本体
で、この照明装置本体111に放電ランプの一種である
蛍光灯112が装着されている。この蛍光灯112は図
3、図5、図6、図9、図12に示した放電ランプ点灯
装置により点灯され、この放電ランプ点灯装置は照明装
置本体111に内蔵されている。本例は、内蔵の放電ラ
ンプ点灯装置のインバータの起動性能が向上されている
ため、蛍光灯112を安定且つ確実に点灯させることが
できる。
【0052】
【発明の効果】以上記述した如く請求項1、2、4、5
の発明によれば、電源投入直後、スイッチング回路の起
動時に、起動対象スイッチング素子の次にオンするスイ
ッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
し、その後この制御端子回路のインピーダンスを通常の
低い状態とすることにより、スイッチング素子の制御端
子回路のインピーダンスが通常低い場合でも、確実にス
イッチング素子を起動することができる。
の発明によれば、電源投入直後、スイッチング回路の起
動時に、起動対象スイッチング素子の次にオンするスイ
ッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを高く
し、その後この制御端子回路のインピーダンスを通常の
低い状態とすることにより、スイッチング素子の制御端
子回路のインピーダンスが通常低い場合でも、確実にス
イッチング素子を起動することができる。
【0053】請求項3の発明によれば、スイッチング回
路のスイッチング素子のオンデューティを変化させて、
このスイッチング回路から出力される高周波電力の大き
さを変化させて調整することができる。
路のスイッチング素子のオンデューティを変化させて、
このスイッチング回路から出力される高周波電力の大き
さを変化させて調整することができる。
【0054】請求項6の発明によれば、スイッチング回
路のスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を低くした時、この制御端子回路に載ってくる脈流をコ
ンデンサで平滑して、ドライブ電圧が閾値以下になる可
能性を無くすことができるため、前記インピーダンスを
低くした後にも、スイッチング回路のスイッチングを確
実に持続することができる。
路のスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を低くした時、この制御端子回路に載ってくる脈流をコ
ンデンサで平滑して、ドライブ電圧が閾値以下になる可
能性を無くすことができるため、前記インピーダンスを
低くした後にも、スイッチング回路のスイッチングを確
実に持続することができる。
【0055】請求項7の発明によれば、スイッチング回
路のスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を低くした時、前記制御端子回路から第2の抵抗を通し
て前記コンデンサに充電電流を徐々に流すため、この制
御端子回路のドライブ電圧が、前記コンデンサが充電さ
れるまでの間に低くなり過ぎて閾値を下回ることを防止
できるため、前記インピーダンスを低くした後にも、ス
イッチング回路のスイッチングを確実に持続することが
できる。
路のスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンス
を低くした時、前記制御端子回路から第2の抵抗を通し
て前記コンデンサに充電電流を徐々に流すため、この制
御端子回路のドライブ電圧が、前記コンデンサが充電さ
れるまでの間に低くなり過ぎて閾値を下回ることを防止
できるため、前記インピーダンスを低くした後にも、ス
イッチング回路のスイッチングを確実に持続することが
できる。
【0056】請求項8の発明によれば、照明装置に搭載
されている放電ランプ点灯装置の起動性が高まるため、
確実に放電ランプを点灯させることができる。
されている放電ランプ点灯装置の起動性が高まるため、
確実に放電ランプを点灯させることができる。
【図1】従来の放電ランプ点灯装置の構成例を示した回
路図。
路図。
【図2】図1に示した回路の動作を説明する波形図。
【図3】本発明の放電ランプ点灯装置の第1の実施の形
態の構成を示した回路図。
態の構成を示した回路図。
【図4】図3に示したスイッチングトランジスタの起動
時の動作を説明する波形図。
時の動作を説明する波形図。
【図5】本発明の放電ランプ点灯装置の第2の実施の形
態の構成を示した回路図。
態の構成を示した回路図。
【図6】本発明の放電ランプ点灯装置の第3の実施の形
態の構成を示した回路図。
態の構成を示した回路図。
【図7】図6に示したスイッチングトランジスタのゲー
ト回路に載った脈流を示した波形図。
ト回路に載った脈流を示した波形図。
【図8】図6に示したスイッチングトランジスタの動作
を説明する波形図。
を説明する波形図。
【図9】本発明の放電ランプ点灯装置の第4の実施の形
態の構成を示した回路図。
態の構成を示した回路図。
【図10】図9に示したスイッチングトランジスタのゲ
ート回路のドライブ電圧を示した波形図。
ート回路のドライブ電圧を示した波形図。
【図11】図9に示したスイッチングトランジスタの動
作を説明する波形図。
作を説明する波形図。
【図12】本発明の放電ランプ点灯装置の第5の実施の
形態の構成を示した回路図。
形態の構成を示した回路図。
【図13】本発明の照明装置の一実施の形態の構成を示
した斜視図。
した斜視図。
1…商用電源 2…整流回路 3…リンケージトランス 4…放電ランプ C1〜C10…コンデンサ CT1…可飽和トランスの1次側 CT21、CT22…可飽和トランスの2次側 D1〜D4…ダイオード Q1、Q2、Q4…スイッチングトランジスタ Q3…放電用トランジスタ R1〜R15…抵抗 TD…トリガダイオード VR…可変抵抗 ZD…ツェナーダイオード
Claims (8)
- 【請求項1】 直流電源と;複数個のスイッチング素子
を有し、直流電源の電圧を印加されるスイッチング回路
と;スイッチング素子のオン・オフに基づく高周波電圧
を出力して負荷に供給する出力回路と;出力回路に1次
側が挿入され、スイッチング素子の制御端子回路に2次
側が挿入されてスイッチング素子をオン・オフさせる帰
還手段と;起動時に前記直流電源から供給される直流電
流を充電する起動用コンデンサと;起動用コンデンサの
充電電圧を用いてスイッチング回路を構成する1個のス
イッチング素子を起動する起動回路と;電源投入時、起
動回路により起動されるスイッチング素子の次にオンす
るスイッチング素子の制御端子回路のインピーダンスを
高くし、その後、この制御端子回路のインピーダンス低
くする制御を行うインピーダンス制御回路と;を具備し
たことを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 直流電源と;複数個のスイッチング素子
を有し、直流電源の電圧を印加されるスイッチング回路
と;スイッチング素子のオン・オフに基づく高周波電圧
を出力して放電ランプを供給する出力回路と;出力回路
に1次側が挿入され、スイッチング素子の制御端子回路
に2次側が挿入されてスイッチング素子をオン・オフさ
せる帰還手段と;起動時に前記直流電源から供給される
直流電流を充電する起動用コンデンサと;起動用コンデ
ンサの充電電圧を用いてスイッチング回路を構成する1
個のスイッチング素子を起動する起動回路と;電源投入
時、起動回路により起動されるスイッチング素子の次に
オンするスイッチング素子の制御端子回路のインピーダ
ンスを高くし、その後、この制御端子回路のインピーダ
ンス低くする制御を行うインピーダンス制御回路と;を
具備したことを特徴とする放電ランプ点灯装置。 - 【請求項3】 起動回路により起動されるスイッチング
素子の制御端子回路のインピーダンスを変化させてその
オンデューティを変えるパワー制御回路を具備したこと
を特徴とする請求項2記載の放電ランプ点灯装置。 - 【請求項4】 インピーダンス制御回路は、付加インピ
ーダンスと;この付加インピーダンスを電源投入後、若
干の時間を経て、起動回路により起動されるスイッチン
グ素子の次にオンするスイッチング素子の制御端子回路
に接続するスイッチ回路と;を有することを特徴とする
請求項2又は3記載の放電ランプ点灯装置。 - 【請求項5】 付加インピーダンスは抵抗であることを
特徴とする請求項4記載の放電ランプ点灯装置。 - 【請求項6】 付加インピーダンスは抵抗とコンデンサ
の並列接続回路であることを特徴とする請求項4記載の
放電ランプ点灯装置。 - 【請求項7】 付加インピーダンスは第1の抵抗に第2
の抵抗とコンデンサの直列接続回路を並列に接続した回
路であることを特徴とする請求項4記載の放電ランプ点
灯装置。 - 【請求項8】 請求項2乃至7いずれか1記載の放電ラ
ンプ点灯装置と;この放電ランプ点灯装置を組み込んだ
照明装置本体と;を具備したことを特徴とする照明装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8123268A JPH09308259A (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | 電源装置、放電ランプ点灯装置及び照明装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8123268A JPH09308259A (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | 電源装置、放電ランプ点灯装置及び照明装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09308259A true JPH09308259A (ja) | 1997-11-28 |
Family
ID=14856365
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8123268A Withdrawn JPH09308259A (ja) | 1996-05-17 | 1996-05-17 | 電源装置、放電ランプ点灯装置及び照明装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09308259A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100704348B1 (ko) * | 1999-03-23 | 2007-04-05 | 훼링 비.브이. | 성장 촉진용 조성물 |
WO2022107338A1 (ja) * | 2020-11-20 | 2022-05-27 | 三菱電機株式会社 | 手乾燥装置 |
-
1996
- 1996-05-17 JP JP8123268A patent/JPH09308259A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100704348B1 (ko) * | 1999-03-23 | 2007-04-05 | 훼링 비.브이. | 성장 촉진용 조성물 |
WO2022107338A1 (ja) * | 2020-11-20 | 2022-05-27 | 三菱電機株式会社 | 手乾燥装置 |
JPWO2022107338A1 (ja) * | 2020-11-20 | 2022-05-27 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030805 |