JPH09308257A - Power supply, discharge lamp lighting apparatus and lighting apparatus - Google Patents
Power supply, discharge lamp lighting apparatus and lighting apparatusInfo
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- JPH09308257A JPH09308257A JP8121500A JP12150096A JPH09308257A JP H09308257 A JPH09308257 A JP H09308257A JP 8121500 A JP8121500 A JP 8121500A JP 12150096 A JP12150096 A JP 12150096A JP H09308257 A JPH09308257 A JP H09308257A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波電圧を負荷
に出力する電源装置と、放電ランプを点灯する放電ラン
プ点灯装置及びこの放電ランプ点灯装置を用いた照明装
置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device for outputting a high frequency voltage to a load, a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp, and a lighting device using the discharge lamp lighting device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１は従来の放電ランプ点灯装置の構成
例を示した回路図である。本例はコンデンサＣ３に交流
電源１側から充電電流を流すことにより、入力力率を高
くし、入力電流の高調波成分を低減して、交流電源１側
の高調波成分のレベルを低減させている。2. Description of the Related Art FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional discharge lamp lighting device. In this example, a charging current is passed from the AC power source 1 side to the capacitor C3 to increase the input power factor, reduce the harmonic component of the input current, and reduce the level of the harmonic component on the AC power source 1 side. There is.
【０００３】電源が投入されると、商用電源１から供給
される交流は整流回路２により整流されて、抵抗Ｒ１を
通してコンデンサＣ１を充電する。これにより、コンデ
ンサＣ１の充電電圧が上昇し、トリガダイオードＴＤの
トリガ電圧を越えると、トリガダイオードＴＤがオンし
て、コンデンサＣ１からの放電電圧が抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ
５を介して、電界効果トランジスタ（以降単にトランジ
スタと称する）Ｑ２のゲートに印加され、トランジスタ
Ｑ２をオンにする。これにより、整流回路２の整流電流
がコンデンサＣ３、リンケージトランス３の１次側、可
飽和トランスの１次側ＣＴ１、トランジスタＱ２を通し
て流れる。又、トランジスタＱ２がオンになると、ダイ
オードＤ１がオンとなってコンデンサＣ１の電荷はダイ
オードＤ１を通してトランジスタＱ２側に放電され、Ｃ
１の電圧はトリガダイオードＴＤをオンできない電圧ま
で低下する。When the power source is turned on, the alternating current supplied from the commercial power source 1 is rectified by the rectifier circuit 2 and charges the capacitor C1 through the resistor R1. As a result, when the charging voltage of the capacitor C1 rises and exceeds the trigger voltage of the trigger diode TD, the trigger diode TD is turned on and the discharge voltage from the capacitor C1 is the resistance R2 and the resistance R.
It is applied to the gate of a field effect transistor (hereinafter simply referred to as transistor) Q2 via 5 to turn on the transistor Q2. As a result, the rectified current of the rectifier circuit 2 flows through the capacitor C3, the primary side of the linkage transformer 3, the primary side CT1 of the saturable transformer, and the transistor Q2. When the transistor Q2 is turned on, the diode D1 is turned on and the charge of the capacitor C1 is discharged to the transistor Q2 side through the diode D1.
The voltage of 1 drops to a voltage at which the trigger diode TD cannot be turned on.
【０００４】トランジスタＱ２がオフになると、可飽和
トランスの１次側ＣＴ１に上記と逆方向の電流が流れ、
これにより可飽和トランスの２次側ＣＴ２１に発生する
電圧が電界効果トランジスタ（以降単にトランジスタと
称する）Ｑ１のゲートに印加され、トランジスタＱ１を
オンにする。これにより、コンデンサＣ３の放電電流及
び整流回路２の整流電流がトランジスタＱ１、可飽和ト
ランスの１次側ＣＴ１、リンケージトランス３の１次
側、コンデンサＣ４を通して流れる。これにより、可飽
和トランスの２次側ＣＴ２１に発生する電圧が引き続き
トランジスタＱ１のゲートに印加され、このトランジス
タＱ１はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和する
と、２次側ＣＴ２１に発生する電圧がなくなって、トラ
ンジスタＱ１がオフする。When the transistor Q2 is turned off, a current flows in the reverse direction to the primary side CT1 of the saturable transformer,
As a result, the voltage generated in the secondary side CT21 of the saturable transformer is applied to the gate of the field effect transistor (hereinafter simply referred to as transistor) Q1 to turn on the transistor Q1. As a result, the discharge current of the capacitor C3 and the rectification current of the rectifier circuit 2 flow through the transistor Q1, the primary side CT1 of the saturable transformer, the primary side of the linkage transformer 3, and the capacitor C4. As a result, the voltage generated in the secondary side CT21 of the saturable transformer is continuously applied to the gate of the transistor Q1 and this transistor Q1 is kept in the ON state. However, when the saturable transformer is saturated, the voltage generated in the secondary side CT21. Disappears and the transistor Q1 turns off.
【０００５】トランジスタＱ１がオフすると、コンデン
サＣ４、リンケージトランス３の１次側から可飽和トラ
ンスの１次側に電流が流れて、この可飽和トランスをリ
セットした後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２２に発生
する電圧がトランジスタＱ２のゲートに印加され、トラ
ンジスタＱ２をオンにする。以降、トランジスタＱ１、
Ｑ２は高周波でスイッチングを開始し、高周波電流がリ
ンケージトランスの１次側を流れるので、その２次側に
昇圧された高周波電圧が発生し、この高電圧の高周波電
圧が放電ランプ４に印加されて、放電ランプ４を点灯す
る。When the transistor Q1 is turned off, a current flows from the primary side of the capacitor C4 and the linkage transformer 3 to the primary side of the saturable transformer, and after resetting the saturable transformer, the secondary side CT22 of the saturable transformer. Is applied to the gate of the transistor Q2, turning on the transistor Q2. After that, the transistor Q1,
Since Q2 starts switching at high frequency and the high frequency current flows through the primary side of the linkage transformer, a boosted high frequency voltage is generated on the secondary side, and this high frequency high frequency voltage is applied to the discharge lamp 4. The discharge lamp 4 is turned on.
【０００６】ここで、トリガダイオードＴＤがオンし
て、コンデンサＣ１の放電電圧によりトランジスタＱ２
がオンした時のオン抵抗をＲｏｎとすると、Ｒｏｎは一
般的に非常に小さく、Ｒｏｎ＜＜Ｒ２であるため、トラ
ンジスタＱ２がオンした時、コンデンサＣ１の電荷はほ
とんどダイオードＤ１を通してトランジスタＱ２側に放
電されることになる。従って、コンデンサＣ１の放電時
定数は抵抗Ｒｏｎの値で決まってしまうため、放電時定
数はトランジスタＱ２のばらつき（抵抗Ｒｏｎのばらつ
き）で決まってしまうことになる。Here, the trigger diode TD is turned on, and the transistor Q2 is turned on by the discharge voltage of the capacitor C1.
Ron is generally very small and Ron << R2, so that when the transistor Q2 is turned on, most of the charge in the capacitor C1 is discharged to the transistor Q2 side through the diode D1. Will be done. Therefore, the discharge time constant of the capacitor C1 is determined by the value of the resistor Ron, and the discharge time constant is determined by the variation of the transistor Q2 (variation of the resistor Ron).
【０００７】この放電時定数がばらつくということは、
トランジスタＱ２がオンした後、コンデンサＣ１の放電
により、トランジスタＱ２がオフするまでの時間、即
ち、トランジスタＱ２のオン幅がばらつき、場合によっ
てはコンデンサＣ１の放電時間が予想以上に短く、図２
（Ａ）に示すようにその端子電圧ＶＣ１が急速にローレ
ベルとなって、図２（Ｂ）に示すようにトランジスタＱ
２のゲート電圧ＶＧＱ２の幅が狭くなり、図２（Ｃ）に
示したトランジスタＱ２のドレイン電流ＩＣＱ２に示さ
れるようにトランジスタＱ２のオン幅を狭くしてしまう
ことがある。このようにトランジスタＱ２のオン幅が狭
いと、このトランジスタＱ２がオンの間にコンデンサＣ
３に充電される電荷の量が少なく、図２（Ｄ）で示され
るようにその端子電圧ＶＣ３が自励発振レベルＶ００に
到達せず、トランジスタＱ２のオフ後に、トランジスタ
Ｑ１がオンした時に、このコンデンサＣ３から十分な量
の電流がトランジスタＱ１に供給されないため、トラン
ジスタＱ１は直ぐにオフとなってしまう。このため、図
２（Ｂ）に示すようにトランジスタＱ２は１回しかオン
せず、結局、インバータを構成するトランジスタＱ１、
Ｑ２の起動が失敗に終わるという不具合が生じる。This variation in the discharge time constant means that
After the transistor Q2 is turned on, the time until the transistor Q2 is turned off by the discharge of the capacitor C1, that is, the ON width of the transistor Q2 varies, and in some cases, the discharge time of the capacitor C1 is shorter than expected.
As shown in FIG. 2 (A), the terminal voltage VC1 rapidly goes to the low level, and as shown in FIG.
The width of the second gate voltage VGQ2 may be narrowed, and the ON width of the transistor Q2 may be narrowed as shown by the drain current ICQ2 of the transistor Q2 shown in FIG. If the on-width of the transistor Q2 is narrow, the capacitor C is turned on while the transistor Q2 is on.
When the transistor Q1 is turned on after the transistor Q2 is turned off because the terminal voltage VC3 does not reach the self-excited oscillation level V00 as shown in FIG. Since a sufficient amount of current is not supplied to the transistor Q1 from the capacitor C3, the transistor Q1 is turned off immediately. Therefore, as shown in FIG. 2B, the transistor Q2 is turned on only once, and as a result, the transistor Q1 forming the inverter,
There is a problem that the startup of Q2 ends in failure.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の放
電ランプ点灯装置のインバータを構成するトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２の起動構成では、トリガダイオードＴＤのオ
ンにより起動されるトランジスタＱ２のオン抵抗のばら
つきにより、起動時のトランジスタＱ２のオン幅がばら
つくが、このオン幅が短い場合、このトランジスタＱ２
のオフ後にオンするトランジスタＱ１のオン状態を持続
する電荷を充電するコンデンサＣ３の充電量が少なく、
トランジスタＱ１は直ぐにオフとなって、結局、インバ
ータを構成するトランジスタＱ１、Ｑ２の起動が失敗に
終わるという不具合が生じ、起動性能がトランジスタＱ
２のばらつきに依存して、不安定であるという不具合が
あった。又、このような不具合は、放電ランプの代わり
に一般の負荷に同様の構成で高周波電圧を出力する電源
装置についてもあった。In the starting configuration of the transistors Q1 and Q2 which form the inverter of the conventional discharge lamp lighting device as described above, the on-resistance of the transistor Q2 activated by turning on the trigger diode TD varies. , The ON width of the transistor Q2 at start-up varies, but if this ON width is short, this transistor Q2
The amount of charge of the capacitor C3 that charges the electric charge for maintaining the ON state of the transistor Q1 that turns on after turning off
The transistor Q1 is immediately turned off, and eventually the transistors Q1 and Q2 that form the inverter fail to start up.
There was a problem of being unstable depending on the variation of 2. In addition, such a problem was also present in a power supply device that outputs a high frequency voltage to a general load instead of the discharge lamp with the same configuration.
【０００９】そこで本発明は上記のような課題を解決す
るためになされたもので、起動性能がスイッチングトラ
ンジスタのばらつきに依存しないようにして、良好な起
動性能を常に得ることができる電源装置及びこの電源装
置を用いた放電ランプ点灯装置、更にこの放電ランプ点
灯装置を用いた照明装置を提供することを目的としてい
る。Therefore, the present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and a power supply device and a power supply device which can always obtain good starting performance by making the starting performance independent of the variation of the switching transistors. It is an object of the present invention to provide a discharge lamp lighting device using a power supply device and an illumination device using the discharge lamp lighting device.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、直流
電源と；少なくとも１個のスイッチング素子を有し、直
流電源の電圧を印加されるスイッチング回路と；スイッ
チング素子のオン・オフに基づく高周波電圧を出力して
負荷を付勢する出力回路と；高周波出力の一部を帰還し
てスイッチング素子をオン・オフさせる帰還手段と；起
動時に前記直流電源から供給される直流電流を充電する
起動用コンデンサと；起動用コンデンサに充電電流を流
す充電抵抗と；起動用コンデンサの充電電圧が上昇する
とオンして、スイッチング回路を構成する１個のスイッ
チング素子の制御端子に起動用コンデンサからの放電電
流を供給して、このスイッチング素子をオンにするトリ
ガダイオードと；トリガダイオードのオンにより前記ス
イッチング素子がオンすると、起動用コンデンサからの
放電電流をトリガダイオードによりオンされたスイッチ
ング素子側に流すダイオードと抵抗の直列接続回路と；
を具備している。The invention according to claim 1 is based on a DC power supply; a switching circuit having at least one switching element, to which the voltage of the DC power supply is applied; and on / off of the switching element. An output circuit for outputting a high-frequency voltage to energize a load; a feedback means for feeding back a part of the high-frequency output to turn on / off a switching element; a start-up for charging a DC current supplied from the DC power supply at the time of start-up Capacitor for charging; charging resistor for supplying charging current to the starting capacitor; turned on when the charging voltage of the starting capacitor rises, and discharge current from the starting capacitor to the control terminal of one switching element that constitutes the switching circuit And a trigger diode for turning on the switching element by turning on the trigger diode; If down, a diode for flowing the discharge current from the starting capacitor to the switching element side which is turned on by the trigger diode connected in series circuit of resistors;
Is provided.
【００１１】請求項１および以下に記載の発明におい
て、スイッチング素子は電界効果トランジスタ、バイポ
ーラトランジスタ等制御極を有するものを用い得る。ま
た、帰還手段は電流帰還、電圧帰還等のいずれでもよ
く、正帰還するために高周波出力の一部を得る位置は任
意である。このような構成により、電源投入時に、前記
直流電源から供給される直流電流により前記コンデンサ
の充電電圧が上昇すると、前記トリガダイオードがオン
して、前記コンデンサの放電電圧が前記スイッチング素
子の制御端子に印加することにより、このスイッチング
素子がオンすると、前記コンデンサの放電電流が直列接
続回路を通して、トリガダイオードによりオンされたス
イッチング素子側に流れて、スイッチング素子をオフに
し、その後、別のスイッチング素子がオンして、スイッ
チング回路のスイッチング動作が起動する。この時、直
列接続回路を構成する抵抗値は、トリガダイオードによ
りオンされたスイッチング素子のオン抵抗より極めて大
きいので、コンデンサの放電時定数は直列接続回路を構
成する抵抗値の値で設定されるため、前記放電時定数は
スイッチング素子のオン抵抗のばらつきによらずスイッ
チング素子の起動時のオン幅が広くなるように決定され
ており、前記別のスイッチング素子がオンするに必要に
エネルギーが出力回路に蓄積される期間、トリガダイオ
ードによりオンされたスイッチング素子がオンされる。
スイッチング回路がスイッチングすると、出力回路から
負荷に高周波電圧が出力されて、この放電ランプが点灯
する。In the first and the following inventions, the switching element having a control pole such as a field effect transistor or a bipolar transistor can be used. Further, the feedback means may be current feedback, voltage feedback or the like, and the position for obtaining a part of the high frequency output for positive feedback is arbitrary. With such a configuration, when the charging voltage of the capacitor is increased by the DC current supplied from the DC power supply when the power is turned on, the trigger diode is turned on and the discharging voltage of the capacitor is applied to the control terminal of the switching element. When this switching element is turned on by applying, the discharge current of the capacitor flows through the series connection circuit to the switching element side turned on by the trigger diode to turn off the switching element, and then another switching element is turned on. Then, the switching operation of the switching circuit is activated. At this time, the resistance value that configures the series connection circuit is much larger than the on resistance of the switching element that is turned on by the trigger diode, so the discharge time constant of the capacitor is set by the value of the resistance value that configures the series connection circuit. The discharge time constant is determined so that the ON width at the time of starting the switching element is wide irrespective of the variation in the ON resistance of the switching element, and the energy necessary for the other switching element to turn on is output to the output circuit. During the accumulation period, the switching element that is turned on by the trigger diode is turned on.
When the switching circuit switches, a high-frequency voltage is output from the output circuit to the load, and the discharge lamp lights up.
【００１２】請求項２の発明は、直流電源と；少なくと
も１個のスイッチング素子を有し、直流電源の電圧を印
加されるスイッチング回路と；スイッチング素子のオン
・オフに基づく高周波電圧を出力して放電ランプを付勢
する出力回路と；高周波出力の一部を帰還してスイッチ
ング素子をオン・オフさせる帰還手段と；起動時に前記
直流電源から供給される直流電流を充電する起動用コン
デンサと；起動用コンデンサに充電電流を流す充電抵抗
と；起動用コンデンサの充電電圧が上昇するとオンし
て、スイッチング回路を構成する１個のスイッチング素
子の制御端子に起動用コンデンサからの放電電流を供給
して、このスイッチング素子をオンにするトリガダイオ
ードと；トリガダイオードのオンにより前記スイッチン
グダイオードがオンすると、起動用コンデンサからの放
電電流をトリガダイオードによりオンされたスイッチン
グ素子側に流すダイオードと抵抗の直列接続回路と；を
具備している。According to a second aspect of the present invention, a DC power source; a switching circuit having at least one switching element, to which the voltage of the DC power source is applied; and a high frequency voltage based on ON / OFF of the switching element is output. An output circuit for energizing the discharge lamp; a feedback means for feeding back a part of the high frequency output to turn on / off the switching element; a starting capacitor for charging a direct current supplied from the direct current power source at the time of starting; A charging resistor for supplying a charging current to the capacitor for starting; turned on when the charging voltage of the starting capacitor rises, and supplying the discharging current from the starting capacitor to the control terminal of one switching element that constitutes the switching circuit, A trigger diode for turning on the switching element; turning on the trigger diode turns on the switching diode That when a series connection circuit of the turned-on diode flowing in the switching element side resistance by the discharge current of the trigger diode of the startup capacitor; are provided with.
【００１３】このような構成により、電源投入時に、前
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、前記トリガダイオードが
オンして、前記コンデンサの放電電圧が前記スイッチン
グ素子の制御端子に印加することにより、このスイッチ
ング素子がオンすると、前記コンデンサの放電電流が直
列接続回路を通して、トリガダイオードによりオンされ
たスイッチング素子側に流れて、スイッチング素子をオ
フにし、その後、別のスイッチング素子がオンして、ス
イッチング回路のスイッチング動作が起動する。この
時、直列接続回路を構成する抵抗値は、トリガダイオー
ドによりオンされたスイッチング素子のオン抵抗より極
めて大きいので、コンデンサの放電時定数は直列接続回
路を構成する抵抗値の値で設定されるため、前記放電時
定数はスイッチング素子のオン抵抗のばらつきによらず
スイッチング素子の起動時のオン幅が広くなるように決
定されており、前記別のスイッチング素子がオンするに
必要にエネルギーが出力回路に蓄積される期間、トリガ
ダイオードによりオンされたスイッチング素子がオンさ
れる。スイッチング回路がスイッチングすると、出力回
路から放電ランプに高周波電圧が出力されて、この放電
ランプが点灯する。With such a configuration, when the charging voltage of the starting capacitor rises due to the DC current supplied from the DC power supply when the power is turned on, the trigger diode is turned on and the discharging voltage of the capacitor changes to the switching element. When this switching element is turned on by applying it to the control terminal of, the discharge current of the capacitor flows through the series connection circuit to the switching element side turned on by the trigger diode to turn off the switching element, and then another The switching element is turned on and the switching operation of the switching circuit is activated. At this time, the resistance value that configures the series connection circuit is much larger than the on resistance of the switching element that is turned on by the trigger diode, so the discharge time constant of the capacitor is set by the value of the resistance value that configures the series connection circuit. The discharge time constant is determined so that the ON width at the time of starting the switching element is wide irrespective of the variation in the ON resistance of the switching element, and the energy necessary for the other switching element to turn on is output to the output circuit. During the accumulation period, the switching element that is turned on by the trigger diode is turned on. When the switching circuit switches, a high-frequency voltage is output from the output circuit to the discharge lamp, and the discharge lamp lights up.
【００１４】請求項３の発明は、直列接続回路を構成す
るダイオードのアノード側が起動用コンデンサの一端に
接続され、同直列接続回路を構成する抵抗の一端がスイ
ッチング素子側に接続される。According to the third aspect of the invention, the anode side of the diode forming the series connection circuit is connected to one end of the starting capacitor, and the one end of the resistor forming the series connection circuit is connected to the switching element side.
【００１５】このような構成により、放電時、起動用コ
ンデンサはダイオードを介して抵抗と直列接続されるた
め、この抵抗の抵抗値と起動用コンデンサの容量値によ
り放電時定数が決定されるが、起動用コンデンサの容量
値を固定とすると、抵抗の抵抗値を調整することによ
り、放電時定数をスイッチング素子の起動時のオン幅が
広くなるように決定する。With such a configuration, at the time of discharging, the starting capacitor is connected in series with the resistor via the diode. Therefore, the discharging time constant is determined by the resistance value of the resistor and the capacitance value of the starting capacitor. If the capacitance value of the starting capacitor is fixed, the discharge time constant is determined by adjusting the resistance value of the resistor so that the ON width of the switching element at the time of starting becomes wide.
【００１６】請求項４の発明は、直列接続回路を構成す
る抵抗は、トリガダイオードによりオンされたスイッチ
ング素子とは別のスイッチング素子の制御端子回路を構
成する抵抗と兼用である。According to a fourth aspect of the invention, the resistor forming the series connection circuit is also used as the resistor forming the control terminal circuit of the switching element different from the switching element turned on by the trigger diode.
【００１７】このような構成により、放電時、起動用コ
ンデンサはダイオードを介して抵抗と直列接続され、こ
の抵抗の抵抗値と起動用コンデンサの容量値により放電
時定数が決定されるが、起動用コンデンサの容量値を固
定とすると、抵抗の抵抗値を調整することにより、放電
時定数をスイッチング素子の起動時のオン幅が広くなる
ように決定されるため、スイッチング回路を円滑に起動
するが、スイッチング素子の起動後は前記ダイオードに
より別のスイッチング素子の制御端子回路と起動用コン
デンサ側が電気的にほぼ切り離された状態になるため、
別のスイッチング素子の制御端子回路は正常動作を行
う。With this configuration, at the time of discharging, the starting capacitor is connected in series with the resistor via the diode, and the discharging time constant is determined by the resistance value of this resistor and the capacitance value of the starting capacitor. When the capacitance value of the capacitor is fixed, by adjusting the resistance value of the resistor, the discharge time constant is determined so that the ON width at the time of starting the switching element is wide, so the switching circuit can be started smoothly. After the switching element is started, the control terminal circuit of another switching element and the starting capacitor side are electrically separated by the diode,
The control terminal circuit of another switching element operates normally.
【００１８】請求項５の発明は、直列接続回路を構成す
るダイオードのカソード側がスイッチング素子側に接続
され、同直列接続回路を構成する抵抗の一端が起動用コ
ンデンサの一端に接続され、且つこの抵抗の一端にトリ
ガダイオードのアノード側が接続されて、この抵抗をト
リガダイオードを流れる電流を制限する抵抗と兼用とす
る。According to a fifth aspect of the invention, the cathode side of the diode forming the series connection circuit is connected to the switching element side, one end of the resistor forming the series connection circuit is connected to one end of the starting capacitor, and this resistance The anode side of the trigger diode is connected to one end of this resistor, and this resistor is also used as a resistor for limiting the current flowing through the trigger diode.
【００１９】このような構成により、電源投入時に、前
記直流電源から供給される直流電流により起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇すると、前記トリガダイオードが
オンして、前記コンデンサの放電電流が直列接続回路を
構成する抵抗を通して前記スイッチング素子の制御端子
に流れることにより、このスイッチング素子がオンする
ため、直列接続回路を構成する抵抗はトリガダイオード
の電流制限用抵抗として動作する。このスイッチング素
子がオンすると、前記コンデンサの放電電流が直列接続
回路を構成する抵抗を通してトリガダイオードによりオ
ンされたスイッチング素子側に流れて、このスイッチン
グ素子をオフするため、直列接続回路を構成する抵抗は
起動用コンデンサの放電時定数を決定する抵抗として動
作する。With this configuration, when the charging voltage of the starting capacitor rises due to the DC current supplied from the DC power supply when the power is turned on, the trigger diode is turned on and the discharging current of the capacitor is connected in series. The switching element is turned on by flowing into the control terminal of the switching element through the resistance forming the switching element. Therefore, the resistance forming the series connection circuit operates as a current limiting resistance of the trigger diode. When the switching element is turned on, the discharge current of the capacitor flows through the resistor forming the series connection circuit to the switching element side turned on by the trigger diode to turn off the switching element. It operates as a resistor that determines the discharge time constant of the starting capacitor.
【００２０】請求項６の発明は、直列接続回路を構成す
る抵抗の抵抗値をＲとし、充電抵抗の抵抗値をＲ０と
し、トリガダイオードによりオンされるスイッチング素
子のオン抵抗をＲｏｎとすると、Ｒ０＞＞Ｒ＞＞Ｒｏｎ
となるように、直列接続回路を構成する抵抗の抵抗値Ｒ
を設定した。In a sixth aspect of the present invention, if the resistance value of the resistors forming the series connection circuit is R, the resistance value of the charging resistance is R0, and the on resistance of the switching element turned on by the trigger diode is Ron, then R0. >> R >> Ron
So that the resistance value R of the resistors forming the series connection circuit becomes
It was set.
【００２１】このような構成により、起動用コンデンサ
の充電時定数は放電時定数に比べて、十分長くなるた
め、スイッチング回路の起動後、起動用コンデンサが充
電されることがなく、スイッチング素子を再起動する動
作が防止され、円滑なスイッチングが行われる。With such a configuration, the charging time constant of the starting capacitor becomes sufficiently longer than the discharging time constant, so that the starting capacitor is not charged after the switching circuit is started, and the switching element is recharged. The activation operation is prevented and smooth switching is performed.
【００２２】請求項７の発明は、請求項２乃至６いずれ
か１記載の放電ランプ点灯装置と；この放電ランプ点灯
装置を組み込んだ照明装置本体と；を具備している。According to a seventh aspect of the present invention, there is provided the discharge lamp lighting device according to any one of the second to sixth aspects; and a lighting device main body incorporating the discharge lamp lighting device.
【００２３】このような構成により、照明装置本体に組
み込まれた請求項２乃至６いずれか１記載の放電ランプ
点灯装置が点灯する。With such a configuration, the discharge lamp lighting device according to any one of claims 2 to 6 incorporated in the lighting device main body is turned on.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図３は本発明の放電ランプ点灯装
置の第１の実施の形態の構成を示した回路図である。１
は交流を供給する商用電源、２は交流を整流するダイオ
ードブリッジなどからなる整流回路、３は高周波電圧を
昇圧するリンケージトランス、４は蛍光灯などの放電ラ
ンプ、Ｃ１はインバータ起動用の電荷を充電するコンデ
ンサ、Ｃ２、Ｃ４は共振回路を構成するコンデンサ、Ｃ
３は整流電流平滑用の充電用コンデンサ、ＣＴ１は可飽
和トランスの１次側で、この１次側に高周波電流が流れ
ると、２次側ＣＴ２１、ＣＴ２２に高周波電圧を発生
し、１次側が飽和すると、２次側電圧の発生が停止され
る。Ｑ１、Ｑ２は高周波電圧を出力するインバータを構
成するスイッチングトランジスタ（電界効果トランジス
タ）、Ｒ１はコンデンサＣ１の充電時定数を決める充電
用抵抗、Ｒ２はコンデンサＣ１からの放電電流を制限す
る抵抗、Ｒ３、Ｒ４はトランジスタＱ１のゲートバイア
ス用抵抗、Ｒ５、Ｒ６はトランジスタＱ２のゲートバイ
アス用抵抗、Ｒ７はコンデンサＣ１の放電時定数を決め
る抵抗で、その抵抗値はトランジスタＱ２のオン抵抗Ｒ
ｏｎよりもかなり大きい値に設定されるものとする。Ｔ
ＤはトランジスタＱ２を起動するトリガダイオードであ
る。ここで、トランジスタＱ１、Ｑ２はスイッチング回
路を構成し、リンケージトランス３は出力回路を構成
し、可飽和トランスの１次側ＣＴ１と２次側ＣＴ２１、
２２は帰還手段を構成するが、この帰還手段としては、
バラストチョーク等を用いることもできる。更に、ダイ
オードＤ１と抵抗Ｒ７は直列接続回路を構成している。
尚、放電ランプ４を外せば、電源装置を構成することに
なる。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the first embodiment of the discharge lamp lighting device of the present invention. 1
Is a commercial power supply for supplying alternating current, 2 is a rectifying circuit including a diode bridge for rectifying alternating current, 3 is a linkage transformer for boosting high frequency voltage, 4 is a discharge lamp such as a fluorescent lamp, and C1 is a charge for starting an inverter. , C2 and C4 are capacitors forming a resonance circuit, and C
3 is a charging capacitor for smoothing the rectified current, and CT1 is a primary side of the saturable transformer. When a high frequency current flows through the primary side, a high frequency voltage is generated in the secondary side CT21 and CT22, and the primary side is saturated. Then, the generation of the secondary voltage is stopped. Q1 and Q2 are switching transistors (field effect transistors) that form an inverter that outputs a high frequency voltage, R1 is a charging resistor that determines the charging time constant of the capacitor C1, R2 is a resistor that limits the discharge current from the capacitor C1, R3, R4 is a gate bias resistor for the transistor Q1, R5 and R6 are gate bias resistors for the transistor Q2, R7 is a resistor for determining the discharge time constant of the capacitor C1, and its resistance value is the on-resistance R of the transistor Q2.
It shall be set to a value considerably larger than on. T
D is a trigger diode that activates the transistor Q2. Here, the transistors Q1 and Q2 form a switching circuit, the linkage transformer 3 forms an output circuit, and the primary side CT1 and the secondary side CT21 of the saturable transformer,
22 constitutes a feedback means, and as this feedback means,
Ballast choke or the like can also be used. Further, the diode D1 and the resistor R7 form a series connection circuit.
Incidentally, if the discharge lamp 4 is removed, the power supply device is constructed.
【００２５】次に本実施の形態の動作について説明す
る。電源が投入されると、商用電源１から供給される交
流は整流回路２により整流されて、抵抗Ｒ１を通してコ
ンデンサＣ１を充電する。これにより、コンデンサＣ１
の充電電圧が上昇し、トリガダイオードＴＤのトリガ電
圧を越えると、トリガダイオードＴＤがオンして、コン
デンサＣ１からの放電電圧が抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３を介し
て、トランジスタＱ２のゲートに印加され、トランジス
タＱ２をオンにする。Next, the operation of this embodiment will be described. When the power is turned on, the alternating current supplied from the commercial power supply 1 is rectified by the rectifier circuit 2 and charges the capacitor C1 through the resistor R1. Thereby, the capacitor C1
When the charging voltage rises and exceeds the trigger voltage of the trigger diode TD, the trigger diode TD is turned on, and the discharge voltage from the capacitor C1 is applied to the gate of the transistor Q2 via the resistors R2 and R3. Turn on Q2.
【００２６】これにより、整流回路２の整流電流がコン
デンサＣ３、リンケージトランス３の１次側、可飽和ト
ランスの１次側ＣＴ１を通してトランジスタＱ２側に流
れ、このトランジスタＱ２に図４（Ｃ）の左側に示すよ
うな最初のドレイン電流ＩＤＱ２が流れる。又、トラン
ジスタＱ２がオンになると、ダイオードＤ１がオンとな
って、コンデンサＣ１の電荷はダイオードＤ１、抵抗Ｒ
７を通してトランジスタＱ２側に放電され、その端子電
圧はローレベルになって、トランジスタＱ２をオフにす
る。As a result, the rectified current of the rectifier circuit 2 flows to the transistor Q2 side through the capacitor C3, the primary side of the linkage transformer 3 and the primary side CT1 of the saturable transformer, and the transistor Q2 has the left side of FIG. 4 (C). The first drain current IDQ2 flows as shown in FIG. Further, when the transistor Q2 is turned on, the diode D1 is turned on, and the charge of the capacitor C1 is changed to the diode D1 and the resistor R.
7 is discharged to the transistor Q2 side, the terminal voltage becomes low level, and the transistor Q2 is turned off.
【００２７】ここで、抵抗Ｒ７＞＞トランジスタＱ２の
オン抵抗Ｒｏｎ に設定してあるため、コンデンサＣ１
の放電時定数は抵抗Ｒ７の値で決まってしまい、トラン
ジスタＱ２のオン抵抗Ｒｏｎのばらつきによらず、コン
デンサＣ１の端子電圧が図４（Ａ）に示したような形で
放電するような値に設定してある。即ち、コンデンサＣ
１の端子電圧が図２（Ａ）に比べて、そのピーク部分が
平らになり、従って、トランジスタＱ２のゲート電圧Ｖ
ＧＱ２が図４（Ｂ）に示すようにトランジスタＱ２をオ
ンにするスレッシュ電圧ＶＴＨを越えている時間を長く
している。このため、起動時に、トランジスタＱ２がオ
ンしている時間が長くなり、コンデンサＣ３を充電して
いる時間が長くなって、コンデンサＣ３の端子電圧ＶＣ
３はトランジスタＱ１をオンして自励発振させるために
十分な電圧Ｖ０を図４（Ｄ）に示すように越える。Since the resistor R7 >> is set to the on-resistance Ron of the transistor Q2, the capacitor C1
The discharge time constant of is determined by the value of the resistor R7, and the terminal voltage of the capacitor C1 is set to such a value as shown in FIG. 4A regardless of the variation in the on-resistance Ron of the transistor Q2. It is set. That is, the capacitor C
The terminal voltage of No. 1 is flattened in its peak portion as compared with FIG.
As shown in FIG. 4B, the time during which GQ2 exceeds the threshold voltage VTH for turning on the transistor Q2 is lengthened. Therefore, at the time of start-up, the time during which the transistor Q2 is turned on becomes long, the time during which the capacitor C3 is charged becomes long, and the terminal voltage VC of the capacitor C3 increases.
3 exceeds the voltage V0 sufficient to turn on the transistor Q1 and cause self-excited oscillation, as shown in FIG. 4 (D).
【００２８】このため、コンデンサＣ１が放電して、ト
ランジスタＱ２がオフすると、リンケージトランス３に
蓄積された電磁エネルギーが開放され、可飽和トランス
の１次側ＣＴ１をリンケージトランス３の１次側方向に
流れる電流が流れるため、可飽和トランスの２次側ＣＴ
２１に電圧が発生し、この電圧が抵抗Ｒ３を介してトラ
ンジスタＱ１のゲートに印加されて、このトランジスタ
Ｑ１をオンとする。これにより、コンデンサＣ３の放電
電流及び整流回路２の整流電流がトランジスタＱ１、可
飽和トランスの１次側ＣＴ１、リンケージトランス３、
コンデンサＣ４を通して流れる。このため、可飽和トラ
ンスの２次側ＣＴ２１に発生する電圧によりトランジス
タＱ１はオン状態を保つが、可飽和トランスが飽和する
と、２次側ＣＴ２１に発生する電圧がなくなって、トラ
ンジスタＱ１がオフする。Therefore, when the capacitor C1 is discharged and the transistor Q2 is turned off, the electromagnetic energy accumulated in the linkage transformer 3 is released, and the primary side CT1 of the saturable transformer is moved toward the primary side of the linkage transformer 3. The secondary side CT of the saturable transformer because the flowing current flows
A voltage is generated at 21, and this voltage is applied to the gate of the transistor Q1 via the resistor R3 to turn on the transistor Q1. As a result, the discharge current of the capacitor C3 and the rectification current of the rectification circuit 2 are the transistor Q1, the primary side CT1 of the saturable transformer, the linkage transformer 3,
It flows through the capacitor C4. Therefore, although the transistor Q1 is kept in the ON state by the voltage generated in the secondary side CT21 of the saturable transformer, when the saturable transformer is saturated, the voltage generated in the secondary side CT21 disappears and the transistor Q1 is turned off.
【００２９】トランジスタＱ１がオフすると、コンデン
サＣ４、リンケージトランス３から可飽和トランスの１
次側ＣＴ１に電流が流れて、この可飽和トランスをリセ
ットした後、可飽和トランスの２次側ＣＴ２２に発生す
る電圧がトランジスタＱ２のゲートに印加され、トラン
ジスタＱ２をオンにして、図４（Ｃ）の右側に示すよう
に、トランジスタＱ２に２番目のドレイン電流ＩＤＱ２
を流すことになる。以降、トランジスタＱ１、Ｑ２は高
周波でスイッチングを開始し、高周波電流がリンケージ
トランス３の１次側を流れるので、その２次側に昇圧さ
れた高周波電圧が発生して、この高電圧の高周波電圧が
放電ランプ４に印加されて、放電ランプ４を点灯する。When the transistor Q1 is turned off, the capacitor C4, the linkage transformer 3 and the saturable transformer 1 are turned on.
After a current flows through the secondary side CT1 to reset the saturable transformer, the voltage generated in the secondary side CT22 of the saturable transformer is applied to the gate of the transistor Q2 to turn on the transistor Q2 and turn on the transistor Q2 shown in FIG. ), The second drain current IDQ2 is applied to the transistor Q2.
Will flow. After that, the transistors Q1 and Q2 start switching at a high frequency, and a high frequency current flows through the primary side of the linkage transformer 3, so that a boosted high frequency voltage is generated and the high frequency voltage of this high voltage is generated. It is applied to the discharge lamp 4 to light the discharge lamp 4.
【００３０】本実施の形態によれば、トランジスタＱ２
のオン後にコンデンサＣ１を放電させる際の放電時定数
を、抵抗Ｒ７の値を調整することによりトランジスタＱ
２をオンさせているゲート電圧が所定時間以上確保でき
るような値に設定することができるため、トランジスタ
Ｑ２がオンした時にコンデンサＣ３の端子電圧を十分高
い電圧として、トランジスタＱ２のオフ後に、トランジ
スタＱ１を確実にオンさせることができ、インバータの
起動を確実なものとすることができる。しかも、コンデ
ンサＣ１を放電させる際の放電時定数は抵抗Ｒ７＞＞ト
ランジスタＱ２のオン抵抗Ｒｏｎ になるため、トラン
ジスタＱ２のオン抵抗Ｒｏｎのばらつきに影響されず、
常に設定どおりの時定数となるため、上記した良好なイ
ンバータの起動性能を安定して得ることができる。According to the present embodiment, the transistor Q2
By adjusting the value of the resistor R7, the discharge time constant when discharging the capacitor C1 after turning on the transistor Q1
2 can be set to a value such that the gate voltage for turning on the transistor 2 can be secured for a predetermined time or more. Can be reliably turned on, and the inverter can be reliably started. Moreover, since the discharge time constant when discharging the capacitor C1 is the resistance R7 >> the on resistance Ron of the transistor Q2, it is not affected by the variation in the on resistance Ron of the transistor Q2.
Since the time constant is always as set, it is possible to stably obtain the above-mentioned good inverter starting performance.
【００３１】但し、コンデンサＣ１の放電時定数は、抵
抗Ｒ１の値で決まる充電時定数よりも短くなければ、ト
ランジスタＱ１、Ｑ２がスイッチングした後にも、トリ
ガダイオードＴＤがオンして、起動が掛かってしまうと
いう不具合が生じるため、Ｒ１＞＞Ｒ７＞＞Ｒｏｎの関
係があるように、Ｒ７の値が決定されるものとする。
又、本発明は上記実施の形態で示したインバータの出力
側の回路以外の、例えば図５に示したような回路構成の
放電灯点灯装置等、各種の放電灯点灯装置に適用して同
様の効果を得ることができる。However, if the discharge time constant of the capacitor C1 is not shorter than the charge time constant determined by the value of the resistor R1, the trigger diode TD is turned on and the start is activated even after the transistors Q1 and Q2 are switched. Therefore, the value of R7 is determined so that there is a relation of R1 >> R7 >> Ron.
Further, the present invention is applicable to various discharge lamp lighting devices such as a discharge lamp lighting device having a circuit configuration as shown in FIG. The effect can be obtained.
【００３２】図６は本発明の放電ランプ点灯装置の第３
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、起
動用の電荷を充電するコンデンサＣ１の電荷を放電する
ためのダイオードＤ１のカソード側をインバータを構成
するトランジスタＱ１のベース抵抗Ｒ４と、Ｒ３、ＣＴ
２１の直列回路の並列接続を介してトランジスタＱ２の
ドレインに接続する構成で、他の構成は図３に示した第
１の実施の形態と同様である。FIG. 6 shows a third embodiment of the discharge lamp lighting device of the present invention.
2 is a circuit diagram showing the configuration of the embodiment of FIG. In this example, the cathode side of the diode D1 for discharging the electric charge of the capacitor C1 for charging the start-up electric charge is connected to the base resistance R4 of the transistor Q1 forming an inverter, R3, CT.
The configuration is such that it is connected to the drain of the transistor Q2 through the parallel connection of 21 series circuits, and the other configuration is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
【００３３】従って、電源投入後、コンデンサＣ１の端
子電圧が上昇して、トリガダイオードＴＤがオンして、
トランジスタＱ２がオンした時、コンデンサＣ１の電荷
は抵抗Ｒ４と、Ｒ３、ＣＴ２１の直列回路に対し並列に
流れ、Ｑ２側に放電する。このため、この時の放電時定
数は抵抗Ｒ４とＲ３の並列回路とトランジスタＱ２のオ
ン抵抗Ｒｏｎによって決まるが、オン抵抗Ｒｏｎは非常
に小さいため、抵抗Ｒ４、Ｒ３並列値＞＞オン抵抗Ｒｏ
ｎとなり、上記時定数は抵抗Ｒ４とＲ３の並列値により
決まってしまう。Therefore, after the power is turned on, the terminal voltage of the capacitor C1 rises and the trigger diode TD turns on,
When the transistor Q2 is turned on, the electric charge of the capacitor C1 flows in parallel with the series circuit of the resistor R4, R3 and CT21 and is discharged to the Q2 side. Therefore, the discharge time constant at this time is determined by the parallel circuit of the resistors R4 and R3 and the on-resistance Ron of the transistor Q2, but since the on-resistance Ron is very small, the parallel value of the resistors R4 and R3 >> on-resistance Ro
n, and the time constant is determined by the parallel value of the resistors R4 and R3.
【００３４】これにより、トランジスタＱ２のオン後に
コンデンサＣ１を放電させる際の時定数を、トランジス
タＱ２をオンさせているゲート電圧が所定時間以上確保
できるような値に、トランジスタＱ２のばらつきによら
ず抵抗Ｒ４とＲ３の並列値の値を調整することにより設
定することができるため、図３に示した第１の実施の形
態と同様の効果がある。更に、本例ではコンデンサＣ１
を放電時定数を決める抵抗Ｒ４とＲ３の並列回路をトラ
ンジスタＱ１のゲートバイアス抵抗と兼用しているた
め、回路の部品点数を少なくすることができ、回路を小
型且つ安価にすることができる。As a result, the time constant for discharging the capacitor C1 after the transistor Q2 is turned on is set to a value such that the gate voltage for turning on the transistor Q2 can be secured for a predetermined time or more, regardless of the variation of the transistor Q2. Since it can be set by adjusting the parallel value of R4 and R3, the same effect as that of the first embodiment shown in FIG. 3 is obtained. Further, in this example, the capacitor C1
Since the parallel circuit of the resistors R4 and R3 that determines the discharge time constant is also used as the gate bias resistor of the transistor Q1, the number of circuit components can be reduced, and the circuit can be made small and inexpensive.
【００３５】図７は本発明の放電ランプ点灯装置の第４
の実施の形態の構成を示した回路図である。本例は、起
動用の電荷を充電するコンデンサＣ１は抵抗Ｒ８を介し
て電荷を放電するためのダイオードＤ１及び起動用のト
リガダイオードＴＤが接続され、抵抗Ｒ８はトリガダイ
オードＴＤのオン時にトランジスタＱ２のゲートに流れ
る電流の電流制限用抵抗になっていると共に、トランジ
スタＱ２がオンした時にダイオードＤ１を通してコンデ
ンサＣ１の電荷が放電する際の放電時定数を決める抵抗
にもなっている。他の構成は図３に示した第１の実施の
形態と同様である。FIG. 7 shows a fourth embodiment of the discharge lamp lighting device of the present invention.
2 is a circuit diagram showing the configuration of the embodiment of FIG. In this example, the capacitor C1 for charging the electric charge for starting is connected to the diode D1 for discharging the electric charge via the resistor R8 and the trigger diode TD for starting, and the resistor R8 connects the transistor Q2 when the trigger diode TD is on. In addition to serving as a current limiting resistor for the current flowing through the gate, it also serves as a resistor that determines the discharge time constant when the charge of the capacitor C1 is discharged through the diode D1 when the transistor Q2 is turned on. Other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
【００３６】電源投入後、コンデンサＣ１の端子電圧が
上昇して、トリガダイオードＴＤがオンすると、コンデ
ンサＣ１の放電電圧が抵抗Ｒ８を通してトランジスタＱ
２のゲートに印加され、トランジスタＱ２をオンする。
トランジスタＱ２がオンした時、ダイオードＤ１がオン
して、コンデンサＣ１の電荷は抵抗Ｒ８を介してトラン
ジスタＱ２側に放電する。このため、この時の放電時定
数は抵抗Ｒ８とトランジスタＱ２のオン抵抗Ｒｏｎによ
って決まるが、オン抵抗Ｒｏｎは非常に小さいため、抵
抗Ｒ８＞＞オン抵抗Ｒｏｎとなり、上記時定数は抵抗Ｒ
８の値により決まってしまう。After the power is turned on, when the terminal voltage of the capacitor C1 rises and the trigger diode TD turns on, the discharge voltage of the capacitor C1 passes through the resistor R8 and the transistor Q.
2 is applied to the gate of transistor 2, turning on transistor Q2.
When the transistor Q2 is turned on, the diode D1 is turned on, and the charge of the capacitor C1 is discharged to the transistor Q2 side via the resistor R8. Therefore, the discharge time constant at this time is determined by the resistor R8 and the on-resistance Ron of the transistor Q2. However, since the on-resistance Ron is very small, the resistance R8 >> on-resistance Ron, and the above time constant is the resistance Ron.
It is decided by the value of 8.
【００３７】これにより、トランジスタＱ２のオン後に
コンデンサＣ１を放電させる際の時定数を、トランジス
タＱ２をオンさせているゲート電圧が所定時間以上確保
できるような値に、トランジスタＱ２のばらつきによら
ず抵抗Ｒ８の値を調整することにより設定することがで
きるため、図３に示した第１の実施の形態と同様の効果
がある。更に、本例ではコンデンサＣ１の放電時定数を
決める抵抗Ｒ８をトリガタイオードを流れる電流を制限
する電流制限用の抵抗と兼用しているため、部品点数を
少なくすることができ、回路を小型且つ安価にすること
ができる。Thus, the time constant for discharging the capacitor C1 after turning on the transistor Q2 is set to a value such that the gate voltage for turning on the transistor Q2 can be secured for a predetermined time or more, regardless of the variation in the transistor Q2. Since it can be set by adjusting the value of R8, there is the same effect as that of the first embodiment shown in FIG. Further, in this example, the resistor R8 that determines the discharge time constant of the capacitor C1 is also used as the current limiting resistor that limits the current flowing through the trigger diode, so that the number of parts can be reduced and the circuit can be made compact and small. Can be cheap.
【００３８】図８は本発明の照明装置の一実施の形態の
構成を示した斜視図である。７１は照明装置本体で、こ
の照明装置本体７１に放電ランプの一種である蛍光灯７
２が装着されている。この蛍光灯７２は図３、図５、図
６に示した放電ランプ点灯装置により点灯され、この放
電ランプ点灯装置は照明装置本体７１に内蔵されてい
る。本例は、電源を投入すれば、内蔵の放電ランプ点灯
装置が確実に起動するため、蛍光灯７２を安定且つ確実
に点灯させて、装置の始動性を向上させることができ
る。FIG. 8 is a perspective view showing the configuration of an embodiment of the illumination device of the present invention. Reference numeral 71 denotes a main body of the lighting device. The main body 71 of the lighting device includes a fluorescent lamp 7 which is a kind of a discharge lamp.
2 is installed. The fluorescent lamp 72 is turned on by the discharge lamp lighting device shown in FIGS. 3, 5 and 6, and the discharge lamp lighting device is built in the lighting device main body 71. In this example, when the power is turned on, the built-in discharge lamp lighting device is surely started, so that the fluorescent lamp 72 can be stably and surely turned on, and the startability of the device can be improved.
【００３９】[0039]
【発明の効果】以上記述した如く請求項１、請求項２、
請求項３の発明によれば、放電用のダイオードに直列接
続された抵抗により、起動用コンデンサの放電時定数を
決定して、起動性能がスイッチングトランジスタのばら
つきに依存しないようにし、良好な起動性能を常に得る
ことができる。請求項４、請求項５の発明によれば、起
動用コンデンサの放電時定数を決定する放電用のダイオ
ードに直列接続された抵抗を他の回路の抵抗と兼用とす
ることにより、装置の部品点数を減少させることができ
る。請求項６の発明によれば、放電ランプの始動性を向
上させることができる。As described above, claim 1, claim 2,
According to the invention of claim 3, the discharge time constant of the starting capacitor is determined by the resistor connected in series to the discharging diode so that the starting performance does not depend on the variation of the switching transistor, and the good starting performance is obtained. Can always get According to the invention of claims 4 and 5, the number of parts of the device can be increased by using the resistor connected in series with the discharging diode that determines the discharging time constant of the starting capacitor also as the resistor of another circuit. Can be reduced. According to the invention of claim 6, it is possible to improve the startability of the discharge lamp.
【図１】従来の放電ランプ点灯装置の構成例を示した回
路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional discharge lamp lighting device.
【図２】図１に示したスイッチングトランジスタの起動
時の動作を説明する波形図。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an operation of the switching transistor illustrated in FIG. 1 at the time of startup.
【図３】本発明の放電ランプ点灯装置の第１の実施の形
態の構成を示した回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of a discharge lamp lighting device of the present invention.
【図４】図３に示したスイッチングトランジスタの起動
時の動作を説明する波形図。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating an operation of the switching transistor illustrated in FIG. 3 at the time of startup.
【図５】本発明の放電ランプ点灯装置の第２の実施の形
態の構成を示した回路図。FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a second embodiment of a discharge lamp lighting device of the present invention.
【図６】本発明の放電ランプ点灯装置の第３の実施の形
態の構成を示した回路図。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a third embodiment of a discharge lamp lighting device of the present invention.
【図７】本発明の放電ランプ点灯装置の第４の実施の形
態の構成を示した回路図。FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a fourth embodiment of a discharge lamp lighting device of the present invention.
【図８】本発明の照明装置の一実施の形態の構成を示し
た斜視図。FIG. 8 is a perspective view showing a configuration of an embodiment of a lighting device of the present invention.
１…商用電源 ２…整流回路 ３…リンケージトランス ４…放電ランプ Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ ＣＴ１…可飽和トランスの１次側 ＣＴ２１、ＣＴ２２…可飽和トランスの２次側 Ｄ１…ダイオード Ｑ１、Ｑ２…スイッチングトランジスタ Ｒ１〜Ｒ８…抵抗 ＴＤ…トリガダイオード 1 ... Commercial power supply 2 ... Rectifier circuit 3 ... Linkage transformer 4 ... Discharge lamp C1-C4 ... Capacitor CT1 ... Primary side of saturable transformer CT21, CT22 ... Secondary side of saturable transformer D1 ... Diode Q1, Q2 ... Switching transistor R1 to R8 ... Resistance TD ... Trigger diode
Claims (7)
ング素子を有し、直流電源の電圧を印加されるスイッチ
ング回路と；スイッチング素子のオン・オフに基づく高
周波電圧を出力して負荷を付勢する出力回路と；高周波
出力の一部を帰還してスイッチング素子をオン・オフさ
せる帰還手段と；起動時に前記直流電源から供給される
直流電流を充電する起動用コンデンサと；起動用コンデ
ンサに充電電流を流す充電抵抗と；起動用コンデンサの
充電電圧が上昇するとオンして、スイッチング回路を構
成する１個のスイッチング素子の制御端子に起動用コン
デンサからの放電電流を供給して、このスイッチング素
子をオンにするトリガダイオードと；トリガダイオード
のオンにより前記スイッチング素子がオンすると、起動
用コンデンサからの放電電流をトリガダイオードにより
オンされたスイッチング素子側に流すダイオードと抵抗
の直列接続回路と；を具備したことを特徴とする電源装
置。1. A direct current power source; a switching circuit having at least one switching element, to which a voltage of the direct current power source is applied; a high-frequency voltage based on ON / OFF of the switching element is output to energize a load. An output circuit; a feedback means for feeding back a part of the high frequency output to turn on / off the switching element; a starting capacitor for charging a DC current supplied from the DC power supply at the time of starting; and a charging current for the starting capacitor. Charging resistance to flow; Turns on when the charging voltage of the starting capacitor rises, and supplies the discharge current from the starting capacitor to the control terminal of one switching element that constitutes the switching circuit, turning on this switching element. A trigger diode that operates; when the switching element is turned on by turning on the trigger diode, A power supply device comprising: a series connection circuit of a diode and a resistor that causes a discharge current to flow to a switching element side that is turned on by a trigger diode.
ング素子を有し、直流電源の電圧を印加されるスイッチ
ング回路と；スイッチング素子のオン・オフに基づく高
周波電圧を出力して放電ランプを付勢する出力回路と；
高周波出力の一部を帰還してスイッチング素子をオン・
オフさせる帰還手段と；起動時に前記直流電源から供給
される直流電流を充電する起動用コンデンサと；起動用
コンデンサに充電電流を流す充電抵抗と；起動用コンデ
ンサの充電電圧が上昇するとオンして、スイッチング回
路を構成する１個のスイッチング素子の制御端子に起動
用コンデンサからの放電電流を供給して、このスイッチ
ング素子をオンにするトリガダイオードと；トリガダイ
オードのオンにより前記スイッチングダイオードがオン
すると、起動用コンデンサからの放電電流をトリガダイ
オードによりオンされたスイッチング素子側に流すダイ
オードと抵抗の直列接続回路と；を具備したことを特徴
とする放電ランプ点灯装置。2. A direct current power source; a switching circuit having at least one switching element, to which a voltage of the direct current power source is applied; a high frequency voltage based on ON / OFF of the switching element is output to activate a discharge lamp. Output circuit to
Turn on the switching element by feeding back part of the high frequency output
Feedback means for turning off; a starting capacitor for charging a DC current supplied from the DC power supply at the time of starting; a charging resistor for supplying a charging current to the starting capacitor; and turning on when the charging voltage of the starting capacitor rises, A trigger diode that supplies a discharge current from a starting capacitor to a control terminal of one switching element that constitutes a switching circuit to turn on the switching element; and a starter when the switching diode is turned on by turning on the trigger diode. A discharge lamp lighting device, comprising: a series connection circuit of a diode and a resistor that causes a discharge current from a capacitor for use to flow to a switching element side turned on by a trigger diode.
ノード側が起動用コンデンサの一端に接続され、同直列
接続回路を構成する抵抗の一端がスイッチング素子側に
接続されることを特徴とする請求項２記載の放電ランプ
点灯装置。3. The anode of the diode forming the series connection circuit is connected to one end of the starting capacitor, and the one end of the resistor forming the series connection circuit is connected to the switching element side. The discharge lamp lighting device described.
ダイオードよりオンされたスイッチング素子とは別のス
イッチング素子の制御端子回路を構成する抵抗と兼用で
あることを特徴とする請求項３記載の放電ランプ点灯装
置。4. The resistor forming a series connection circuit is also used as a resistor forming a control terminal circuit of a switching element other than the switching element turned on by the trigger diode. Discharge lamp lighting device.
ソード側がスイッチング素子側に接続され、同直列接続
回路を構成する抵抗の一端が起動用コンデンサの一端に
接続され、且つこの抵抗の一端にトリガダイオードのア
ノード側が接続されて、この抵抗をトリガダイオードを
流れる電流を制限する抵抗と兼用とすることを特徴とす
る請求項２記載の放電ランプ点灯装置。5. The cathode side of the diode forming the series connection circuit is connected to the switching element side, one end of the resistor forming the series connection circuit is connected to one end of the starting capacitor, and the trigger diode is connected to one end of the resistance. 3. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the anode side of is connected, and this resistance is also used as a resistance for limiting the current flowing through the trigger diode.
Ｒとし、充電抵抗の抵抗値をＲ０とし、トリガダイオー
ドによりオンされるスイッチング素子のオン抵抗をＲｏ
ｎとすると、Ｒ０＞＞Ｒ＞＞Ｒｏｎとなるように、直列
接続回路を構成する抵抗の抵抗値Ｒを設定したことを特
徴とする請求項２乃至５いずれか１記載の放電ランプ点
灯装置。6. A resistance value of a resistor forming a series connection circuit is R, a resistance value of a charging resistance is R0, and an ON resistance of a switching element turned on by a trigger diode is Ro.
6. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the resistance value R of the resistors forming the series connection circuit is set so that R0 >> R >> Ron, where n is n.
ンプ点灯装置と；この放電ランプ点灯装置を組み込んだ
照明装置本体と；を具備したことを特徴とする照明装
置。7. A lighting device comprising: the discharge lamp lighting device according to claim 2; and a lighting device body incorporating the discharge lamp lighting device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8121500A JPH09308257A (en) | 1996-05-16 | 1996-05-16 | Power supply, discharge lamp lighting apparatus and lighting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8121500A JPH09308257A (en) | 1996-05-16 | 1996-05-16 | Power supply, discharge lamp lighting apparatus and lighting apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09308257A true JPH09308257A (en) | 1997-11-28 |
Family
ID=14812728
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8121500A Withdrawn JPH09308257A (en) | 1996-05-16 | 1996-05-16 | Power supply, discharge lamp lighting apparatus and lighting apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09308257A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020030131A (en) * | 2000-10-16 | 2002-04-24 | 청 유 린 | Voltage increase circuit for lcd back light |
-
1996
- 1996-05-16 JP JP8121500A patent/JPH09308257A/en not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20020030131A (en) * | 2000-10-16 | 2002-04-24 | 청 유 린 | Voltage increase circuit for lcd back light |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030805 |