JPH09275684A - Switching power supply - Google Patents
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- JPH09275684A JPH09275684A JP18284896A JP18284896A JPH09275684A JP H09275684 A JPH09275684 A JP H09275684A JP 18284896 A JP18284896 A JP 18284896A JP 18284896 A JP18284896 A JP 18284896A JP H09275684 A JPH09275684 A JP H09275684A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、力率改善機能を有する
スイッチング電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device having a power factor improving function.
【０００２】[0002]
【従来の技術】典型的なスイッチング電源装置は、整流
回路と平滑用コンデンサとＤＣ−ＤＣ変換回路とから成
る。平滑用コンデンサはコンデンサインプット型の平滑
回路を構成しているので、正弦波交流電圧が整流回路で
整流されて平滑用コンデンサに印加されると、正弦波交
流電圧のピーク及びこの近傍のみで平滑用コンデンサに
電流が流れ、入力電流波形がパルス状となり、力率が悪
いばかりでなく高調波が発生する。2. Description of the Related Art A typical switching power supply device comprises a rectifying circuit, a smoothing capacitor and a DC-DC converting circuit. Since the smoothing capacitor constitutes a capacitor input type smoothing circuit, when the sine wave AC voltage is rectified by the rectifier circuit and applied to the smoothing capacitor, smoothing is performed only at the peak of the sine wave AC voltage and its vicinity. A current flows through the capacitor, the input current waveform becomes a pulse, and not only the power factor is bad, but also harmonics are generated.
【０００３】上述の問題を解決するための電源装置とし
て図１に示すものが知られている。この図１の電源装置
は、交流電源１に接続されたダイオードブリッジ回路か
ら成る整流回路２と、波形改善平滑回路３と、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路４とから成る。波形改善平滑回路３は昇圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータに形成され、リアクトルＬと第１
のスイッチＱ11とダイオード５と平滑コンデンサ６とか
ら成る。第１のスイッチＱ11は交流電源１の交流電圧の
周波数よりも十分に高い繰返し周波数でオン・オフ制御
される。リアクトルＬと第１のスイッチＱ11の回路に流
れる電流の振幅は交流電圧の振幅に応じて変化するの
で、整流回路２の入力電流の波形は正弦波に近似し、力
率が改善される。コンデンサ６はスイッチＱ11のオフ期
間に整流回路２の出力電圧とリアクトルＬの電圧との和
で昇圧充電される。ＤＣ−ＤＣ変換回路４はトランスＴ
の１次巻線Ｎ11と第２のスイッチＱ12との直列回路をコ
ンデンサ６に並列に接続し、トランスＴの２次巻線Ｎ12
にダイオード７を介してコンデンサ８を接続することに
よって構成されている。第２のスイッチＱ12は出力平滑
用コンデンサ８の電圧が一定になるようにＰＷＭ制御さ
れる。A power supply device shown in FIG. 1 is known as a power supply device for solving the above problems. The power supply device of FIG. 1 includes a rectifier circuit 2 including a diode bridge circuit connected to an AC power supply 1, a waveform improving / smoothing circuit 3, and a DC-D.
And a C conversion circuit 4. The waveform improving / smoothing circuit 3 is formed in a step-up DC-DC converter, and includes a reactor L and a first DC-DC converter.
Switch Q11, diode 5 and smoothing capacitor 6. The first switch Q11 is on / off controlled at a repetition frequency sufficiently higher than the frequency of the AC voltage of the AC power supply 1. Since the amplitude of the current flowing through the reactor L and the circuit of the first switch Q11 changes according to the amplitude of the AC voltage, the waveform of the input current of the rectifier circuit 2 approximates a sine wave, and the power factor is improved. The capacitor 6 is boost-charged by the sum of the output voltage of the rectifier circuit 2 and the voltage of the reactor L during the off period of the switch Q11. The DC-DC conversion circuit 4 is a transformer T
The secondary winding N12 of the transformer T is formed by connecting a series circuit of the primary winding N11 and the second switch Q12 in parallel to the capacitor 6.
Is connected to a capacitor 8 via a diode 7. The second switch Q12 is PWM-controlled so that the voltage of the output smoothing capacitor 8 becomes constant.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１の従来
の電源装置では、波形及び力率改善用の第１のスイッチ
Ｑ11とコンバータ用の第２のスイッチＱ12を独立に設け
るために構成が複雑になり、且つスイッチング損失も大
きくなった。また、第１のスイッチＱ11がソフトスイッ
チングされないために高効率を得ることができなかっ
た。By the way, in the conventional power supply device of FIG. 1, the structure is complicated because the first switch Q11 for waveform and power factor improvement and the second switch Q12 for converter are provided independently. And the switching loss also increased. Further, since the first switch Q11 is not soft-switched, high efficiency cannot be obtained.
【０００５】そこで、本発明の目的は、効率が高く且つ
力率改善機能及び波形改善機能を有するスイッチング電
源装置を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a switching power supply device having high efficiency and having a power factor improving function and a waveform improving function.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、少なくとも１相の交流電圧を供給するため
の第１及び第２の電源端子を有する交流電源と、前記第
１及び第２の電源端子に接続された第１及び第２の入力
端子を有する全波整流回路と、前記整流回路の第１及び
第２の出力端子間に接続された入力平滑用コンデンサ
と、前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続され
た第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１のス
イッチ及び／又は前記第２のスイッチに並列に接続され
た電圧共振用コンデンサ又は寄生容量と、前記２のスイ
ッチに対して並列に接続された共振用インダクタンスを
有するトランスの１次巻線と共振用コンデンサとの直列
回路又は共振用リアクトルとトランスの１次巻線と共振
用コンデンサとの直列回路と、前記１次巻線に電磁結合
されたトランスの２次巻線と、前記２次巻線に接続され
た出力整流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチを
前記交流電圧の周波数よりも高いオン・オフ周波数で交
互にオン・オフするためのスイッチ制御回路と、前記整
流回路の前記第１の入力端子と前記共振用コンデンサの
１次巻線側端子との間に接続された力率改善回路形成用
コンデンサとを備えていることを特徴とするスイッチン
グ電源装置に係わるものである。なお、請求項３及び７
に示すように、整流回路と平滑用コンデンサとの間に逆
流阻止手段を設け、力率改善回路形成用コンデンサを整
流回路の出力側に接続することができる。また、請求項
５及び７に示すように、負荷回路に無関係に力率改善及
び波形改善回路を設けることができる。即ち、第１及び
第２のスイッチを力率改善とコンバータとで兼用しない
構成とすることができる。また、請求項２、４、６、８
に示すように、別の力率改善回路形成用コンデンサを設
けることが望ましい。また、請求項９に示すように、整
流回路の整流ダイオ−ドに並列にノイズ除去用コンデン
サを接続することをが望ましい、また、請求項１０に示
すように、別の共振用コンデンサを設けることができ
る。また、請求項１１に示すように、高周波成分（主と
して第１及び第２のスイッチのオン・オフによって生じ
る高周波成分）除去用フィルタを設けることが望まし
い。また、請求項１２に示すように、高周波成分除去の
ためにインダクタンス素子（リアクトル）を接続するこ
とができる。また、逆流阻止手段を請求項１３に示すよ
うにダイオードとすること又は請求項１５に示すように
インダクタンス素子とすることができる。また、請求項
１５〜２３のように、主共振用コンデンサに直列に補助
トランスを接続し、力率改善用コンデンサを補助トラン
スの第２の巻線を介して整流回路の第２又は他方の出力
端子に接続することができる。また、補助トランスを設
ける場合においても、請求項２、３、４、９〜１２に対
応させて請求項１６、１７、１８、１９〜２２に示す構
成とすることができる。The present invention for achieving the above object includes an AC power supply having first and second power supply terminals for supplying at least one-phase AC voltage, and the first and second AC power supplies. A full-wave rectification circuit having first and second input terminals connected to two power supply terminals, an input smoothing capacitor connected between first and second output terminals of the rectification circuit, and the input smoothing circuit. A series circuit of first and second switches connected in parallel with the capacitor for voltage, and a voltage resonance capacitor or parasitic capacitance connected in parallel with the first switch and / or the second switch, A series circuit of a primary winding of a transformer having a resonance inductance and a resonance capacitor connected in parallel to the second switch, or a direct connection of the resonance reactor, the primary winding of the transformer, and the resonance capacitor. A circuit, a secondary winding of a transformer electromagnetically coupled to the primary winding, an output rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding, the first and second switches, and the frequency of the AC voltage. A switch control circuit for alternately turning on and off at a higher on / off frequency, and a first control terminal of the rectifying circuit and a primary winding side terminal of the resonance capacitor. The present invention relates to a switching power supply device including a power factor correction circuit forming capacitor. Incidentally, claims 3 and 7
As shown in FIG. 6, a backflow prevention unit can be provided between the rectifier circuit and the smoothing capacitor, and the power factor correction circuit forming capacitor can be connected to the output side of the rectifier circuit. Further, as described in claims 5 and 7, a power factor improving circuit and a waveform improving circuit can be provided regardless of the load circuit. That is, it is possible to adopt a configuration in which the first and second switches are not used for both the power factor improvement and the converter. In addition, claims 2, 4, 6, 8
It is desirable to provide another capacitor for forming the power factor correction circuit as shown in FIG. Further, it is desirable to connect a noise removing capacitor in parallel to the rectifying diode of the rectifier circuit as described in claim 9, and to provide another resonance capacitor as described in claim 10. You can Further, as described in claim 11, it is desirable to provide a filter for removing high frequency components (mainly high frequency components generated by turning on / off the first and second switches). Further, as described in claim 12, an inductance element (reactor) can be connected for removing high frequency components. Further, the backflow prevention means can be a diode as shown in claim 13 or an inductance element as shown in claim 15. Further, as in claims 15 to 23, an auxiliary transformer is connected in series to the main resonance capacitor, and the power factor improving capacitor is connected to the second or the other output of the rectifier circuit via the second winding of the auxiliary transformer. Can be connected to terminals. Further, even in the case where the auxiliary transformer is provided, the configurations shown in claims 16, 17, 18, and 19 to 22 can be achieved in correspondence with claims 2, 3, 4, 9 to 12.
【０００７】[0007]
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、第１
及び第２のスイッチのターンオフ時に電圧共振用コンデ
ンサ又は寄生容量の働きによってゼロボルトスイッチン
グが達成される。また、第１及び第２のスイッチのター
ンオン時においてもゼロボルトスイッチングになる。ま
た、電圧共振用コンデンサ又は寄生容量の電荷は共振動
作によってターンオン前に放出されるので、電力損失と
ならない。従って、効率の高い力率及び波形改善回路を
提供することができる。また、請求項１及び３の発明に
よれば、第１及び第２のスイッチを力率及び波形改善と
コンバータとで兼用するために回路構成が極めて簡単に
なり、力率及び波形改善作用を有するスイッチング電源
装置のコストの低減及び効率の向上が可能になる。ま
た、請求項１５〜２３のように共振用コンデンサに直列
に補助トランスを接続し、力率改善回路形成用コンデン
サを第２の巻線を介して接続すると、第１及び第２の巻
線の巻数比の調整によって共振用コンデンサを通って流
れる電流、及び力率改善回路形成用コンデンサを通って
流れる電流を容易に調整することができる。この場合、
第１の巻線の巻数又は第１及び第２の巻数の和を第２の
巻線の巻数よりも多くすることによって、主共振用コン
デンサを流れる電流即ち第１及び第２のスイッチを通っ
て流れる電流を減少させることが可能になる。According to the invention of each claim, the first
And zero volt switching is achieved by the action of the voltage resonant capacitor or parasitic capacitance when the second switch is turned off. In addition, even when the first and second switches are turned on, zero volt switching is performed. Further, the electric charge of the capacitor for voltage resonance or the parasitic capacitance is discharged before the turn-on by the resonance operation, so that no power loss occurs. Therefore, a highly efficient power factor and waveform improving circuit can be provided. Further, according to the inventions of claims 1 and 3, since the first and second switches are used for both the power factor and waveform improvement and the converter, the circuit configuration is extremely simple and has the power factor and waveform improving action. The cost and efficiency of the switching power supply device can be reduced. When an auxiliary transformer is connected in series to the resonance capacitor and the power factor correction circuit forming capacitor is connected via the second winding as in claims 15 to 23, the first and second windings are connected. By adjusting the turns ratio, the current flowing through the resonance capacitor and the current flowing through the power factor correction circuit forming capacitor can be easily adjusted. in this case,
By making the number of turns of the first winding or the sum of the first and second turns greater than the number of turns of the second winding, the current flowing through the main resonance capacitor, that is, through the first and second switches. It becomes possible to reduce the flowing current.
【０００８】[0008]
【第１の実施例】次に、図２〜図８を参照して本発明の
第１の実施例に係わるスイッチング電源装置を説明す
る。図２のスイッチング電源装置においては、例えば５
０Hzの商用交流電源１１が接続された第１及び第２の交
流電源端子１２、１３に第１、第２、第３及び第４の整
流ダイオードＤb1、Ｄb2、Ｄb3、Ｄb4から成るブリッジ
整流回路１４が接続されている。即ち、全波整流回路を
形成するために第１の整流ダイオードＤb1のアノードと
第３の整流ダイオードＤb3のカソードとの接続点（第１
の入力端子）１５が一方の交流電源端子１２に接続さ
れ、第２の整流ダイオードＤb2のアノードと第４の整流
ダイオードＤb4のカソードの接続点（第２の入力端子）
１６が他方の交流電源端子１３に接続されている。第１
及び第２の整流ダイオードＤb1、Ｄb2のカソード（第１
の出力端子）は一方の直流電源ライン１７に接続され、
第３及び第４の整流ダイオードＤb3、Ｄb4のアノード
（第２の出力端子）は他方の直流電源ライン１８に接続
されている。[First Embodiment] Next, a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the switching power supply device of FIG.
A bridge rectifier circuit 14 including first, second, third and fourth rectifier diodes Db1, Db2, Db3, Db4 at first and second AC power supply terminals 12, 13 to which a commercial AC power supply 11 of 0 Hz is connected. Are connected. That is, in order to form a full-wave rectifier circuit, a connection point between the anode of the first rectifier diode Db1 and the cathode of the third rectifier diode Db3 (first
Input terminal) 15 is connected to one of the AC power supply terminals 12, and the connection point (second input terminal) of the anode of the second rectifier diode Db2 and the cathode of the fourth rectifier diode Db4
16 is connected to the other AC power supply terminal 13. First
And the cathodes of the second rectifying diodes Db1 and Db2 (first
Output terminal) is connected to one DC power supply line 17,
The anodes (second output terminals) of the third and fourth rectifying diodes Db3 and Db4 are connected to the other DC power supply line 18.
【０００９】第１、第２、第３及び第４の整流ダイオー
ドＤb1、Ｄb2、Ｄb3、Ｄb4に対してそれぞれ並列にダイ
オードＤb1、Ｄb2、Ｄb3、Ｄb4で発生するノイズを除去
するためのコンデンサＣd1、Ｃd2、Ｃd3、Ｃd4が接続さ
れている。A capacitor Cd1 for removing noise generated in the diodes Db1, Db2, Db3, Db4 in parallel with the first, second, third and fourth rectifying diodes Db1, Db2, Db3, Db4, respectively. Cd2, Cd3 and Cd4 are connected.
【００１０】一対の直流電源ライン１７、１８間即ちブ
リッジ整流回路の第１及び第２の直流出力端子間には入
力平滑用コンデンサＣi が接続されている。この入力平
滑用コンデンサＣi は整流ダイオードＤb1〜Ｄb4に並列
接続されたノイズ除去用コンデンサＣd1〜Ｃd4、後述す
る電流共振用コンデンサＣr1、Ｃr2、力率改善回路形成
用コンデンサＣe1、Ｃe2よりも大きな容量を有する。入
力平滑用コンデンサＣi の直流電圧をオン・オフするた
めの第１及び第２のスイッチとして第１及び第２のＦＥ
Ｔ（電界効果トランジスタ）Ｑ1 、Ｑ2 の直列回路が入
力平滑用コンデンサＣi に対して並列に接続されてい
る。第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 はソースがサブス
トレートに接続された絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであって、ドレイン・エミッタ間のスイッチ部Ｓ1 、
Ｓ2 を有する他に、破線で示すようにスイッチ部Ｓ1 、
Ｓ2 に並列に接続された内蔵ダイオードＤ1 、Ｄ2 を有
する。内蔵ダイオードＤ1 、Ｄ2 はドレイン電流と反対
の方向の電流を流す方向性を有する。第１及び第２のＦ
ＥＴＱ1 、Ｑ2 のターンオフ時の電圧の立上りを緩慢に
するために第２のＦＥＴＱ2 に並列に電圧共振用コンデ
ンサＣq2が接続されている。この電圧共振用コンデンサ
Ｃq2の容量は入力平滑用コンデンサＣi の容量よりも勿
論小さい。An input smoothing capacitor Ci is connected between the pair of DC power supply lines 17 and 18, that is, between the first and second DC output terminals of the bridge rectifier circuit. This input smoothing capacitor Ci has a larger capacity than the noise removing capacitors Cd1 to Cd4 connected in parallel to the rectifying diodes Db1 to Db4, the current resonance capacitors Cr1 and Cr2, and the power factor correction circuit forming capacitors Ce1 and Ce2 described later. Have. First and second FEs as first and second switches for turning on / off the DC voltage of the input smoothing capacitor Ci
A series circuit of T (field effect transistors) Q1 and Q2 is connected in parallel with the input smoothing capacitor Ci. The first and second FETs Q1 and Q2 are insulated gate field effect transistors whose sources are connected to the substrate, and which have a switch section S1 between the drain and emitter,
In addition to having S2, as shown by the broken line, the switch unit S1,
It has built-in diodes D1 and D2 connected in parallel with S2. The built-in diodes D1 and D2 have a directivity in which a current in the direction opposite to the drain current flows. First and second F
A voltage resonance capacitor Cq2 is connected in parallel with the second FET Q2 in order to slow the rise of the voltage when the ETQ1 and Q2 are turned off. The capacitance of the voltage resonance capacitor Cq2 is of course smaller than the capacitance of the input smoothing capacitor Ci.
【００１１】第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 の接続点
１９とグランド側の直流電源ライン１８との間にトラン
ス２０のインダクタンスを有する１次巻線Ｎ1 と電流共
振用コンデンサＣr1との直列回路が接続されている。ト
ランス２０は１次巻線Ｎ1 の他にこの１次巻線Ｎ1 に対
して磁性体コア２１で電磁結合された第１及び第２の２
次巻線Ｎ2a、Ｎ2bを有する。第１の２次巻線Ｎ2aの一端
は第１の出力整流ダイオードＤo1を介して出力平滑用コ
ンデンサＣo の一端に接続され、第１の２次巻線Ｎ2aの
他端は出力平滑用コンデンサＣo の他端に接続されてい
る。第２の２次巻線Ｎ2bの一端は第２の出力整流ダイオ
ードＤo2を介して出力平滑用コンデンサＣo の一端に接
続され、この第２の２次巻線Ｎ2bの他端は出力平滑用コ
ンデンサＣo の他端に接続されている。１次巻線Ｎ1 と
第１及び第２の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bの極性は黒丸で示す
ように設定されている。従って、１次巻線Ｎ1 に第１の
方向（下方向）の電圧が印加された時に第１の２次巻線
Ｎ2aに第１の出力整流ダイオードＤo1を順バイアスする
向きの電圧が誘起し、第２の２次巻線Ｎ2bに第２の出力
整流ダイオードＤo2を逆バイアスする向きの電圧が誘起
する。出力平滑用コンデンサＣo に接続された一対の出
力端子２２、２３間には負荷２４が接続されている。Between the connection point 19 of the first and second FETs Q1 and Q2 and the DC power supply line 18 on the ground side, a series circuit of the primary winding N1 having the inductance of the transformer 20 and the current resonance capacitor Cr1 is formed. It is connected. Transformer 20 includes first and second secondary windings electromagnetically coupled to primary winding N1 by magnetic core 21 in addition to primary winding N1.
It has secondary windings N2a and N2b. One end of the first secondary winding N2a is connected to one end of an output smoothing capacitor Co via a first output rectifying diode Do1, and the other end of the first secondary winding N2a is connected to the output smoothing capacitor Co. Connected to the other end. One end of the second secondary winding N2b is connected to one end of an output smoothing capacitor Co via a second output rectifier diode Do2, and the other end of the second secondary winding N2b is connected to an output smoothing capacitor Co. Is connected to the other end. The polarities of the primary winding N1 and the first and second secondary windings N2a and N2b are set as indicated by black circles. Accordingly, when a voltage in the first direction (downward) is applied to the primary winding N1, a voltage is induced in the first secondary winding N2a in a direction for forward-biasing the first output rectifier diode Do1, A voltage is induced in the second secondary winding N2b to reverse bias the second output rectifier diode Do2. A load 24 is connected between a pair of output terminals 22 and 23 connected to the output smoothing capacitor Co.
【００１２】制御回路２５は第１及び第２のＦＥＴＱ1
、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御するものであって、一
対の出力電圧検出ライン２６、２７によって出力端子２
２、２３に接続されていると共にライン２８、２９によ
って第１及び第２のＦＥＴＱ1、Ｑ2 のゲートに接続さ
れている。制御回路２５は図３に詳しく示すように、誤
差増幅器３０と、基準電圧源３１と、ＶＣＯ（電圧制御
発振器）３２と、制御信号形成回路３３とを有する。誤
差増幅器３０の一方の入力端子はライン２６によって出
力端子２２に接続され、他方の入力端子は基準電圧源３
１に接続され、この出力端子はＶＣＯ３２に接続されて
いる。この誤差増幅器３０は出力電圧検出ライン２６、
２７で検出した電圧と基準電圧源３１の基準電圧との差
に対応する電圧を出力する。ＶＣＯ３２は誤差増幅器３
０の出力電圧に応答して周波数信号を出力する。このＶ
ＣＯ３２の出力周波数は、ライン２６、２７の検出電圧
が基準電圧よりも高くなった時に高くなり、逆に検出電
圧が基準電圧よりも低くなった時に低くなる。ＶＣＯ３
２に接続された制御信号形成回路３３は、ＶＣＯ３２の
出力波形をコンパレータで整形して第１及び第２のＦＥ
ＴＱ1 、Ｑ2 を制御するための方形波の第１及び第２の
制御信号Ｖg1、Ｖg2を図６に示すように形成するもので
ある。なお、第１及び第２の制御信号Ｖg1、Ｖg2は互い
に逆位相であり、且つ僅かなデッドタイム（休止期間）
を有して交互にオン期間になる。第１及び第２の制御信
号Ｖg1、Ｖg2の中心周波数は交流電源１の電源電圧の周
波数（例えば５０Hz）よりも十分に高い値（例えば２０
kHz ）を有する。また、第１及び第２の制御信号Ｖg1、
Ｖg2のオン期間のパルス幅は１次巻線Ｎ1 のインダクタ
ンスＬr とコンデンサＣr1との共振波形の半波よりも長
く設定されている。The control circuit 25 includes first and second FETs Q1
, Q2 are alternately turned on and off, and a pair of output voltage detection lines 26 and 27 are used to control the output terminal 2
2 and 23 and to the gates of the first and second FETs Q1 and Q2 by lines 28 and 29. As shown in detail in FIG. 3, the control circuit 25 has an error amplifier 30, a reference voltage source 31, a VCO (voltage controlled oscillator) 32, and a control signal forming circuit 33. One input terminal of the error amplifier 30 is connected to the output terminal 22 by a line 26 and the other input terminal is connected to the reference voltage source 3.
1 and this output terminal is connected to the VCO 32. This error amplifier 30 is connected to the output voltage detection line 26,
A voltage corresponding to the difference between the voltage detected at 27 and the reference voltage of the reference voltage source 31 is output. VCO 32 is an error amplifier 3
A frequency signal is output in response to an output voltage of 0. This V
The output frequency of the CO 32 becomes high when the detection voltage of the lines 26 and 27 becomes higher than the reference voltage, and conversely becomes low when the detection voltage becomes lower than the reference voltage. VCO3
The control signal forming circuit 33 connected to the second FE 2 shapes the output waveform of the VCO 32 with a comparator and outputs the first and second FEs.
The first and second square-wave control signals Vg1 and Vg2 for controlling TQ1 and Q2 are formed as shown in FIG. The first and second control signals Vg1 and Vg2 have opposite phases to each other, and a small dead time (pause period).
And the ON period is alternately provided. The center frequencies of the first and second control signals Vg1 and Vg2 are sufficiently higher than the frequency of the power source voltage of the AC power source 1 (for example, 50 Hz) (for example, 20 Hz).
kHz). In addition, the first and second control signals Vg1,
The pulse width of the ON period of Vg2 is set longer than the half wave of the resonance waveform of the inductance Lr of the primary winding N1 and the capacitor Cr1.
【００１３】図２のスイッチング電源装置は一般的な共
振型スイッチング電源装置に対して第１及び第２の波形
改善即ち力率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2を付
加したものである。第１の力率改善回路形成用コンデン
サＣe1は第１及び第３の整流ダイオードＤb1、Ｄb3の相
互接続点１５即ち整流回路の第１の入力端子と１次巻線
Ｎ1 と共振用コンデンサＣr1との相互接続点３４との間
に接続されている。第２の力率改善回路形成用コンデン
サＣe2は、第２及び第４の整流ダイオードＤb2、Ｄb4の
相互接続点１６即ち整流回路の第２の入力端子と１次巻
線Ｎ1 と共振用コンデンサＣr の相互接続点３４との間
に接続されている。The switching power supply device of FIG. 2 is obtained by adding first and second waveform improving or power factor improving circuit forming capacitors Ce1 and Ce2 to a general resonance type switching power supply device. The first power factor correction circuit forming capacitor Ce1 is connected to the interconnection point 15 of the first and third rectifying diodes Db1 and Db3, that is, the first input terminal of the rectifying circuit, the primary winding N1 and the resonance capacitor Cr1. It is connected to the interconnection point 34. The second power factor correction circuit forming capacitor Ce2 is composed of the interconnection point 16 of the second and fourth rectifying diodes Db2 and Db4, that is, the second input terminal of the rectifying circuit, the primary winding N1, and the resonance capacitor Cr. It is connected to the interconnection point 34.
【００１４】[0014]
【動作の概要】図２のスイッチング電源装置において、
第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 をオン・オフすると、
入力側平滑用コンデンサＣi の直流電圧Ｖciが断続され
る。トランス２０の１次巻線Ｎ1 は図５に等価的に示す
ように１次巻線Ｎ1 に対して直列に挿入された漏洩イン
ダクタンスＬr と並列に挿入された励磁インダクタンス
Ｌp とを有する。漏洩インダクタンスＬr と共振用コン
デンサＣr1との直列共振回路に対して第１及び第２のＦ
ＥＴＱ1 、Ｑ2 によって断続された電圧が印加される
と、共振電流が流れる。共振型スイッチング電源装置に
おいては、第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のターンオ
ン時にゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流ス
イッチング（ＺＣＳ）が達成され、ターンオフ時にゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）が達成され、スイッチング
損失が低減する。ところで、図２の本発明に従うスイッ
チング電源装置は共振によってスイッチング損失を低減
させるのみでなく、交流入力電流Ｉinの波形を交流電圧
Ｖinの正弦波に近似させるように構成されている。即
ち、力率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2が設けら
れ、ここを流れる電流に基づいて入力電流Ｉinの振幅が
図４に原理的に示すように交流電源電圧Ｖinに応じて変
化する。[Outline of operation] In the switching power supply device of FIG.
When the first and second FETs Q1 and Q2 are turned on and off,
The DC voltage Vci of the input side smoothing capacitor Ci is interrupted. The primary winding N1 of the transformer 20 has a leakage inductance Lr inserted in series with the primary winding N1 and an exciting inductance Lp inserted in parallel, as shown equivalently in FIG. The first and second Fs are connected to the series resonance circuit including the leakage inductance Lr and the resonance capacitor Cr1.
When a voltage interrupted by ETQ1 and Q2 is applied, a resonance current flows. In the resonance type switching power supply device, zero voltage switching (ZVS) and zero current switching (ZCS) are achieved when the first and second FETs Q1 and Q2 are turned on, and zero voltage switching (ZVS) is achieved when they are turned off. Loss is reduced. By the way, the switching power supply device according to the present invention in FIG. 2 is configured not only to reduce switching loss by resonance but also to approximate the waveform of the AC input current Iin to a sine wave of the AC voltage Vin. That is, capacitors Ce1 and Ce2 for forming a power factor correction circuit are provided, and the amplitude of the input current Iin changes according to the AC power supply voltage Vin as shown in principle in FIG. 4 based on the current flowing therethrough.
【００１５】[0015]
【共振動作】次に、図６を参照して交流電源１１の電圧
Ｖinの正の半サイクルの期間における第１及び第２のＦ
ＥＴＱ1 、Ｑ2 のオン・オフの１周期の動作を説明す
る。図６において、Ｖg1、Ｖg2は第１及び第２のＦＥＴ
Ｑ1 、Ｑ2 の制御信号即ちゲート・ソース間電圧、
ＶQ1、ＶQ2は第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のドレイ
ン・ソース間電圧、ＩQ1は第１のＦＥＴＱ1 のスイッチ
部Ｓ1 とダイオードＤ1 とに流れる電流、Ｉn1は１次巻
線Ｎ1 の電流、Ｉdb1 、Ｉdb4 は第１及び第４の整流ダ
イオードＤb1、Ｄb4の電流、Ｉdo1 、Ｉdo2 は出力整流
ダイオードＤo1、Ｄo2の電流、Ｖcrは共振用コンデンサ
Ｃr1の電圧を示す。図６において、ｔ0 〜ｔ10が第１及
び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のオン・オフの１周期であ
り、Ｖg1が高レベルとなるｔ1 〜ｔ5 が第１のＦＥＴＱ
1 のオン期間、Ｖg2が高レベルになるｔ6〜ｔ10が第２
のＦＥＴＱ2 のオン期間、Ｖg1、Ｖg2の両方が低レベル
となるｔ0〜ｔ1 及びｔ5 〜ｔ6 がデッドタイムであ
る。ｔ1 〜ｔ10の１周期の動作を、大別してｔ0 〜ｔ1
の第１の期間と、ｔ1 〜ｔ2 の第２の期間と、ｔ2 〜ｔ
3 の第３の期間と、ｔ3 〜ｔ4 の第４の期間と、ｔ4 〜
ｔ5 の第５の期間と、ｔ5 〜ｔ6 の第６の期間と、ｔ6
〜ｔ7 の第７の期間と、ｔ7 〜ｔ8 の第８の期間と、ｔ
8 〜ｔ9 の第９の期間と、ｔ9 〜ｔ10の第１０の期間と
に分けて説明する。なお、以下において、電流の経路の
説明を簡単にするために、回路素子の符号のみによって
電流経路を示す。[Resonant Operation] Next, referring to FIG. 6, the first and second F in the positive half cycle period of the voltage Vin of the AC power supply 11.
The operation of one cycle of ON / OFF of ETQ1 and Q2 will be described. In FIG. 6, Vg1 and Vg2 are the first and second FETs.
Control signals of Q1 and Q2, that is, the gate-source voltage,
V Q1, V Q2 of the first and second FET Q1, Q2 drain-source voltage of, the I Q1 current flowing through the switch unit S1 and the diode D1 of the first FET Q1, In1 is the primary winding N1 current , Idb1, Idb4 are currents of the first and fourth rectifying diodes Db1, Db4, Ido1, Ido2 are currents of the output rectifying diodes Do1, Do2, and Vcr is a voltage of the resonance capacitor Cr1. In FIG. 6, t0 to t10 are one cycle of turning on / off the first and second FETs Q1 and Q2, and t1 to t5 at which Vg1 is high level are the first FETQ.
The second period is t6 to t10 when Vg2 becomes high during the ON period of 1
The dead time is t0 to t1 and t5 to t6 when both Vg1 and Vg2 are low during the ON period of the FET Q2. The operation of one cycle from t1 to t10 is roughly divided into t0 to t1.
, A second period of t1 to t2, and t2 to t
3 third period, t3 to t4 fourth period, and t4 to
a fifth period of t5, a sixth period of t5 to t6, and t6
~ T7 seventh period, t7 to t8 eighth period, t
The ninth period from 8 to t9 and the tenth period from t9 to t10 will be described separately. In the following, in order to simplify the description of the current path, the current path is indicated only by the reference numerals of the circuit elements.
【００１６】[0016]
【ｔ0 〜ｔ1 期間】ｔ0 時点の直前は第１の制御信号Ｖ
g1が低レベル、第２の制御信号Ｖg2が高レベルである。
ｔ0 時点で第２の制御信号Ｖg2が高レベルから低レベル
に転換すると、第２のＦＥＴＱ2 がオンからオフに転換
する。このため、今迄第２のＦＥＴＱ2 に流れていた電
流は第２のＦＥＴＱ2 に並列に接続されたコンデンサＣ
q2に転流し、１次巻線Ｎ1 の蓄積エネルギーの放出の継
続によってＮ1 −Ｃq2−Ｃr1の回路で電流Ｉn1が流れ
る。コンデンサＣq2の電圧は徐々に高くなるので第２の
ＦＥＴＱ2 の電圧ＶQ2も徐々に高くなり、実質的にゼロ
ボルトスイッチング（ＺＶＳ）が達成される。従って、
少数キャリアのストレージ作用によって第２のＦＥＴＱ
2 の電流がｔ0 の後まで流れたとしても第２のＦＥＴＱ
2 での電力損失（スイッチング損失）は小さい。第１の
ＦＥＴＱ1 の電圧ＶQ1は平滑用コンデンサＣi の電圧Ｖ
ciから電圧共振用コンデンサＣg2の電圧即ち第２のＦＥ
ＴＱ2 の電圧ＶQ2を差し引いた値になるので、ｔ0 〜ｔ
1 期間では徐々に低下し、電圧共振用コンデンサＣq2が
入力平滑用コンデンサＣi の電圧Ｖciに等しくなるｔ1
時点でゼロになる。なお、第１のＦＥＴＱ1 のドレイン
・ソース間に寄生容量（ストレーキャパシタンス）があ
り、これがｔ0 時点の直前に平滑用コンデンサＣi の電
圧Ｖciに充電されている時にはこの電荷がｔ0 〜ｔ1 で
放出され、第１のＦＥＴＱ1 のスイッチング損失とはな
らない。ｔ0 〜ｔ1 期間には共振用コンデンサＣr1の放
電即ち逆方向充電が生じると共に、電源１１の電圧Ｖin
の振幅が共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcrの少なくとも
1/2 よりも高い時には、１１−Ｃe1−Ｃr1−Ｄb4から成
る閉回路で共振用コンデンサＣr1に充電電流が流れる。
また、コンデンサＣe2の電圧が共振用コンデンサＣr1の
電圧Ｖcrよりも高い時にもＣe2−Ｃr1−Ｄb4の閉回路に
電流が流れる。第４の整流ダイオードＤb4の電流Ｉdb4
の内で電源１１を通る１１−Ｃe1−Ｃr1−Ｄdb4 の閉回
路の電流成分は入力電流Ｉinである。そして、この閉回
路の電流は、電源１１の電圧Ｖinの振幅に比例した値を
有する。即ち、図４に示すように交流入力電流Ｔinのピ
ークが交流電圧Ｖinの振幅に応じて変化することに寄与
する。[Period from t0 to t1] Immediately before t0, the first control signal V
g1 is at a low level, and the second control signal Vg2 is at a high level.
When the second control signal Vg2 changes from a high level to a low level at time t0, the second FET Q2 changes from on to off. For this reason, the current that has been flowing through the second FET Q2 until now is changed by the capacitor C connected in parallel with the second FET Q2.
The current In1 flows in the circuit of N1-Cq2-Cr1 due to the continuation of the discharge of the stored energy of the primary winding N1. Since the voltage of the capacitor Cq2 gradually increases, the voltage VQ2 of the second FET Q2 also gradually increases, and substantially zero volt switching (ZVS) is achieved. Therefore,
The storage of minority carriers causes the second FET Q
Even if the current of 2 flows until after t0, the second FET Q
The power loss (switching loss) at 2 is small. The voltage V Q1 of the first FET Q1 is the voltage V Q of the smoothing capacitor Ci.
From ci to the voltage of the voltage resonance capacitor Cg2, that is, the second FE
Since it becomes a value obtained by subtracting the voltage V Q2 of TQ2, t0 to t
In the period 1, the voltage gradually decreases and the voltage resonance capacitor Cq2 becomes equal to the voltage Vci of the input smoothing capacitor Ci.
It becomes zero at that point. Note that there is a parasitic capacitance (stray capacitance) between the drain and source of the first FET Q1, and when this is charged to the voltage Vci of the smoothing capacitor Ci immediately before the time point t0, this charge is released from t0 to t1, This does not result in switching loss of the first FET Q1. During the period from t0 to t1, the resonance capacitor Cr1 is discharged, that is, the reverse charge is generated, and the voltage Vin of the power supply 11 is increased.
Has at least the amplitude of the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1.
When it is higher than 1/2, the charging current flows through the resonance capacitor Cr1 in the closed circuit composed of 11-Ce1-Cr1-Db4.
Also, when the voltage of the capacitor Ce2 is higher than the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1, a current flows through the closed circuit of Ce2-Cr1-Db4. Current Idb4 of the fourth rectifier diode Db4
The current component of the 11-Ce1-Cr1-Ddb4 closed circuit passing through the power source 11 is the input current Iin. The closed circuit current has a value proportional to the amplitude of the voltage Vin of the power supply 11. That is, as shown in FIG. 4, the peak of the AC input current Tin contributes to change according to the amplitude of the AC voltage Vin.
【００１７】[0017]
【ｔ1 〜ｔ2 期間】ｔ1 時点で電圧共振用コンデンサＣ
q2の電圧が入力平滑用コンデンサＣi の電圧Ｖciに達
し、１次巻線Ｎ1 の蓄積エネルギーの放出が更に継続し
ていると、第１のＦＥＴＱ1 のダイオードＤ1 がオンに
なり、Ｎ1 −Ｄ1 −Ｃi −Ｃr1の閉回路に電流が流れ
る。なお、第１のＦＥＴＱ1 にはｔ1 〜ｔ5 期間に高レ
ベルの制御信号が供給されており且つ第１のＦＥＴＱ1
は方向性を有さないので、第１のＦＥＴＱ1 の電流ＩQ1
の負方向成分はダイオードＤ1 とスイッチ部Ｓ1 との両
方を通って流れる。ｔ1 時点から第１のＦＥＴＱ1 のス
イッチ部Ｓ1 に電流が流れたとしても、ｔ1 時点で第１
のＦＥＴＱ1 の電圧ＶQ1は実質的にゼロになっているの
で、ＺＶＳが達成され、この時の電力損失は小さい。こ
のｔ1 〜ｔ2 期間においては、ｔ0 〜ｔ1 期間と同様に
１１−Ｃe1−Ｃr1−Ｄb4の閉回路及びＣe2−Ｃr1−Ｄb4
の閉回路も形成される。この内、電源１１を通る電流は
交流入力電流Ｉinであり、この振幅は交流電源電圧Ｖin
の振幅に依存して変化し、力率改善及び波形改善に寄与
する。[Period from t1 to t2] Capacitor C for voltage resonance at time t1
When the voltage of q2 reaches the voltage Vci of the input smoothing capacitor Ci and the release of the stored energy of the primary winding N1 is further continued, the diode D1 of the first FET Q1 is turned on and N1-D1-Ci -Current flows in the closed circuit of Cr1. The high-level control signal is supplied to the first FET Q1 during the period of t1 to t5, and the first FET Q1 is
Has no directivity, the current I Q1 of the first FET Q1
The negative direction component of V flows through both the diode D1 and the switch S1. Even if a current flows through the switch section S1 of the first FET Q1 from the time t1, the first FET Q1 has the first voltage at the time t1.
Since the voltage V Q1 of the FET Q1 of the above is substantially zero, ZVS is achieved and the power loss at this time is small. In the period from t1 to t2, as in the period from t0 to t1, a closed circuit of 11-Ce1-Cr1-Db4 and Ce2-Cr1-Db4 are provided.
A closed circuit of is also formed. Among these, the current passing through the power supply 11 is the AC input current Iin, and the amplitude thereof is the AC power supply voltage Vin.
Changes depending on the amplitude of, and contributes to power factor improvement and waveform improvement.
【００１８】[0018]
【ｔ2 〜ｔ3 期間】ｔ2 時点で１次巻線Ｎ1 の蓄積エネ
ルギーの放出が終了すると、第１のＦＥＴＱ1 の電流Ｉ
Q1の負方向の電流が流れなくなり、且つ共振用コンデン
サＣr1の電圧はゼロになる。この時コンデンサＣe1の電
圧は電源１１の電圧Ｖinであり、コンデンサＣe2の電圧
はゼロである。また、ｔ2 〜ｔ3 期間ではＣi −Ｑ1 −
Ｎ1−Ｃr1の共振回路にＬr Ｃr1共振に基づく電流Ｉn1
が流れる。これにより、共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖ
crは徐々に高くなり、また第１の２次巻線Ｎ2aに第１の
出力整流ダイオードＤo1をオンする向きの電圧が発生
し、出力平滑用コンデンサＣo 及び負荷２４に電力が供
給される。[T2 to t3 period] When the discharge of the stored energy of the primary winding N1 ends at time t2, the current I of the first FET Q1
The current in the negative direction of Q1 stops flowing, and the voltage of the resonance capacitor Cr1 becomes zero. At this time, the voltage of the capacitor Ce1 is the voltage Vin of the power supply 11, and the voltage of the capacitor Ce2 is zero. In the period from t2 to t3, Ci-Q1-
The current In1 based on Lr Cr1 resonance is applied to the N1-Cr1 resonance circuit.
Flows. As a result, the voltage V of the resonance capacitor Cr1 is
cr gradually increases, and a voltage in the direction of turning on the first output rectifying diode Do1 is generated in the first secondary winding N2a, and power is supplied to the output smoothing capacitor Co and the load 24.
【００１９】[0019]
【ｔ3 〜ｔ4 期間】ｔ3 時点でＬr Ｃr1共振による電流
の半波の期間が終了すると、出力整流ダイオードＤo1を
通る電流Ｉdo1 がゼロになり、出力整流ダイオードＤo
1、Ｄo2の両方がオフになる。しかし、トランス２０の
１次巻線Ｎ1 は励磁インダクタンスＬp を有するので、
Ｌp Ｃr1からなる低周波の共振動作が生じ、これに基づ
く電流がＣi −Ｑ1 −Ｎ1 （Ｌp ）−Ｃr1の閉回路で流
れる。これにより、ｔ3 以後においても共振用コンデン
サＣr1の電圧Ｖcrの上昇は続く。[T3 to t4 period] When the half-wave period of the current due to the Lr Cr1 resonance ends at time t3, the current Ido1 passing through the output rectifying diode Do1 becomes zero, and the output rectifying diode Do becomes
Both 1, Do2 are turned off. However, since the primary winding N1 of the transformer 20 has the exciting inductance Lp,
A low-frequency resonant operation consisting of Lp Cr1 occurs, and a current based on this occurs in a closed circuit of Ci-Q1-N1 (Lp) -Cr1. As a result, the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 continues to increase even after t3.
【００２０】[0020]
【ｔ4 〜ｔ5 期間】共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcrが
コンデンサＣe1の電圧よりも高くなると、整流ダイオー
ドＤb1が順バイアス状態となり、Ｃr1−Ｃe1−Ｄb1−Ｃ
i の閉回路及びＣr1−Ｃe2−１１−Ｄb1−Ｃi の閉回路
が形成され、これ等の閉回路に電流が流れる。この整流
ダイオードＤb1を通って流れる電流Ｉdb4 は図６のｔ4
〜ｔ7 期間に示されている。整流ダイオードＤb1を通る
電流Ｉdb1 の内で電源１１を通る成分は入力電流Ｉinで
あり、電源電圧Ｖinの振幅に応じて変化する。このｔ4
〜ｔ5 期間においてもｔ3 〜ｔ4 期間と同様にＣi −Ｑ
1 −Ｎ1 （Ｌp ）−Ｃr1の閉回路が形成されており、共
振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcrの上昇は続く。[T4 to t5 period] When the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 becomes higher than the voltage of the capacitor Ce1, the rectifying diode Db1 is in the forward bias state and Cr1-Ce1-Db1-C.
A closed circuit of i and a closed circuit of Cr1−Ce2−11−Db1−Ci are formed, and a current flows through these closed circuits. The current Idb4 flowing through this rectifying diode Db1 is t4 in FIG.
~ T7 period. Of the current Idb1 passing through the rectifier diode Db1, the component passing through the power supply 11 is the input current Iin, which changes according to the amplitude of the power supply voltage Vin. This t4
In the period from ~ t5 to Ci-Q as in the period from t3 to t4
A closed circuit of 1-N1 (Lp) -Cr1 is formed, and the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 continues to rise.
【００２１】[0021]
【ｔ5 〜ｔ6 期間】ｔ5 時点で第１のＦＥＴＱ1 の制御
信号Ｖg1が低レベルに転換し、第１のＦＥＴＱ1 がオフ
になると、ここを通る電流Ｉq1がゼロになる。第１のＦ
ＥＴＱ1 には入力平滑用コンデンサＣi の電圧Ｖciと電
圧共振用コンデンサＣq2の電圧ＶQ2との差の電圧が印加
される。従って、ｔ5 時点で直ちに第１のＦＥＴＱ1 の
電圧ＶQ1がＶciまで上昇することはなく、傾斜を有して
上昇する。このため、ｔ5 時点で第１のＦＥＴＱ1 のＺ
ＶＳが達成される。ｔ5 時点で第１のＦＥＴＱ1 がオフ
になると、１次巻線Ｎ1 の励磁インダクタンスＬp を流
れていた電流は電圧共振用コンデンサＣq2に転流し、Ｎ
1 （Ｌp ）−Ｃr1−Ｃq2の閉回路に電流が流れ、コンデ
ンサＣq2の電圧即ち第２のＦＥＴＱ2 の電圧ＶQ2が徐々
に低下し、ｔ6時点で実質的にゼロになる。このｔ5 〜
ｔ6 期間においては、Ｃr1−Ｃe1−Ｄb1−Ｃi から成る
閉回路と、Ｃr1−Ｃe2−１１−Ｄb1−Ｃi から成る閉回
路とが形成され、整流ダイオードＤb1を通る電流Ｉdb1
が流れ続ける。[T5 to t6 period] At time t5, when the control signal Vg1 of the first FET Q1 is changed to the low level and the first FET Q1 is turned off, the current Iq1 passing therethrough becomes zero. The first F
The voltage of the difference between the voltage Vci of the input smoothing capacitor Ci and the voltage VQ2 of the voltage resonance capacitor Cq2 is applied to ETQ1. Therefore, at time t5, the voltage V Q1 of the first FET Q1 does not immediately rise to Vci but rises with a slope. Therefore, at time t5, Z of the first FET Q1 is
VS is achieved. When the first FET Q1 is turned off at time t5, the current flowing through the exciting inductance Lp of the primary winding N1 is commutated to the voltage resonance capacitor Cq2, and N
A current flows in the closed circuit of 1 (Lp) -Cr1-Cq2, the voltage of the capacitor Cq2, that is, the voltage VQ2 of the second FET Q2 gradually decreases, and becomes substantially zero at time t6. This t5 ~
In the period t6, a closed circuit composed of Cr1-Ce1-Db1-Ci and a closed circuit composed of Cr1-Ce2--11-Db1-Ci are formed, and the current Idb1 passing through the rectifying diode Db1 is formed.
Keeps flowing.
【００２２】[0022]
【ｔ6 〜ｔ7 期間】ｔ6 時点で電圧共振用コンデンサＣ
q2の電圧がゼロになり、ダイオードＤ2 の逆バイアスが
解除されると、励磁インダクタンスＬp に基づいて流れ
ている電流がダイオードＤ2 を通って流れる。即ち、Ｎ
1 （Ｌp ）−Ｃr1−Ｄ2 の閉回路によって電流Ｉn1が流
れ、共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcrはｔ7 時点でピー
クになる。なお、このｔ6 〜ｔ5 期間においても、ｔ4
〜ｔ5 、ｔ5 〜ｔ6 期間と同様に第１の整流ダイオード
Ｄb1を通る電流Ｉdb1 が流れる。また、ｔ6 時点で第２
のＦＥＴＱ2 の制御信号Ｖg2が高レベルになるので、第
２のＦＥＴＱ2 がオンになる。従って、第２のＦＥＴＱ
2 を通る負方向成分（Ｉn1の正方向電流成分）はダイオ
ードＤ2 とスイッチ部Ｓ2 との両方を通って流れる。ｔ
6 時点では第２のＦＥＴＱ2 の電圧ＶQ2が実質的にゼロ
であるので、ターンオン時のＺＶＳが達成される。[Period t6 to t7] Capacitor C for voltage resonance at time t6
When the voltage of q2 becomes zero and the reverse bias of the diode D2 is released, the current flowing based on the exciting inductance Lp flows through the diode D2. That is, N
The current In1 flows due to the closed circuit of 1 (Lp) -Cr1-D2, and the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 peaks at time t7. It should be noted that, even during this t6 to t5 period, t4
The current Idb1 that flows through the first rectifier diode Db1 flows in the same manner as in the period from t5 to t5 to t6. Also, the second at t6
Since the control signal Vg2 of the FET Q2 of the second FET becomes high level, the second FET Q2 is turned on. Therefore, the second FET Q
The negative direction component (the positive direction current component of In1) passing through 2 flows through both the diode D2 and the switch section S2. t
At time 6, the voltage V Q2 across the second FET Q2 is substantially zero, so that ZVS at turn-on is achieved.
【００２３】[0023]
【ｔ7 〜ｔ8 期間】１次巻線Ｎ1 を通る電流Ｉn1がｔ7
時点でゼロになり且つ電流共振用コンデンサＣr1の電圧
がピークになると、共振用コンデンサＣr1の放電が開始
する。即ちＣr1−Ｎ1 （Ｌr)−Ｑ2 の閉回路が形成さ
れ、Ｌr Ｃr1共振に基づいて電流Ｉn1の負方向電流が流
れ、これに基づき第２の２次巻線Ｎ2bに第２の出力整流
ダイオードＤo2をオンにする向きの電圧が発生し、第２
の出力整流ダイオードＤo2の電流Ｉdo2 が図６に示すよ
うに流れる。このｔ7 〜ｔ8 期間では共振用コンデンサ
Ｃr1の電圧Ｖcrが徐々に低下する。なお、ｔ7 〜ｔ8 期
間には第１の整流ダイオードＤb1の電流Ｉdb1 がゼロに
なる。[T7 to t8 period] The current In1 passing through the primary winding N1 is t7
When the current becomes zero and the voltage of the current resonance capacitor Cr1 reaches a peak, the discharge of the resonance capacitor Cr1 starts. That is, a closed circuit of Cr1-N1 (Lr) -Q2 is formed, and a negative current of the current In1 flows based on the Lr Cr1 resonance, and based on this, a second output rectifying diode Do2 flows in the second secondary winding N2b. A voltage is generated that turns on the
The current Ido2 of the output rectifying diode Do2 of the above flows as shown in FIG. During the period from t7 to t8, the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 gradually decreases. The current Idb1 of the first rectifying diode Db1 becomes zero during the period of t7 to t8.
【００２４】[0024]
【ｔ8 〜ｔ9 期間】ｔ8 時点でＬr Ｃr1共振電流の負の
半波の期間が終了すると、トランス２０を介してのエネ
ルギーの伝達がなくなり、第２の出力整流ダイオードＤ
o2がオフになり、この電流Ｉdo2 がゼロになる。しか
し、励磁インダクタンスＬp に基づくＬp Ｃr1の低周波
数の共振回路による電流がＣr1−Ｎ1 （Ｌp ）−Ｑ2 の
閉回路で流れ、共振用コンデンサＣr1の放電が継続す
る。[T8 to t9 period] When the negative half-wave period of the Lr Cr1 resonance current ends at time t8, energy transfer through the transformer 20 is stopped, and the second output rectifying diode D
O2 is turned off, and this current Ido2 becomes zero. However, the current of the low frequency resonance circuit of Lp Cr1 based on the excitation inductance Lp flows in the closed circuit of Cr1-N1 (Lp) -Q2, and the discharge of the resonance capacitor Cr1 continues.
【００２５】[0025]
【ｔ9 〜ｔ10期間】ｔ9 時点で共振用コンデンサＣr1の
電圧Ｖcrが電源１１の電圧ＶinとコンデンサＣe1の電圧
との和よりも低くなると、第４の整流ダイオードＤb4が
順バイアスされてオンになり、１１−Ｃe1−Ｃr1−Ｄb4
の閉回路及びＣe2−Ｃr1−Ｄ4 の閉回路が形成され、第
４の整流ダイオードＤb4を通る電流Ｉdb4 が流れる。従
って、共振用コンデンサＣr1は放電しつつ充電されてい
る状態となる。なお、ｔ9 〜ｔ10期間においてもｔ8 〜
ｔ9 期間で説明した励磁インダクタンスＬp による共振
電流が流れ続ける。ｔ10時点になって第２のＦＥＴＱ2
がオフになると、ｔ0〜ｔ1 期間と同一の動作に戻り、
ｔ0 〜ｔ10期間と同様な動作が繰返す。[T9-t10 period] At time t9, when the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 becomes lower than the sum of the voltage Vin of the power supply 11 and the voltage of the capacitor Ce1, the fourth rectifying diode Db4 is forward biased and turned on, 11-Ce1-Cr1-Db4
And a closed circuit of Ce2-Cr1-D4 are formed, and a current Idb4 flows through the fourth rectifying diode Db4. Therefore, the resonance capacitor Cr1 is in a state of being charged while being discharged. In addition, in the period from t9 to t10, t8 to
The resonance current due to the exciting inductance Lp explained in the period t9 continues to flow. At t10, the second FET Q2
When is turned off, it returns to the same operation as the period from t0 to t1,
The same operation as the period from t0 to t10 is repeated.
【００２６】[0026]
【交流電源電圧の負の半波期間】交流電源電圧Ｖinの負
の半波期間では、図６の第１の整流ダイオードＤb1の電
流Ｉdb1 が流れる期間ｔ4 〜ｔ7 に第３の整流ダイオー
ドＤb3の電流が流れ、第４の整流ダイオードＤb4の電流
Ｉdb4 が流れる期間ｔ0 〜ｔ2 、ｔ9 〜ｔ10に第２の整
流ダイオードＤb2の電流が流れる他は図６と同様な動作
になる。[Negative half-wave period of AC power supply voltage] In the negative half-wave period of the AC power supply voltage Vin, the current of the third rectifying diode Db3 in the period t4 to t7 in which the current Idb1 of the first rectifying diode Db1 of FIG. 6 flows. Flows, and the current of the second rectifying diode Db4 flows during the period t0 to t2 and t9 to t10 of the current Idb4 flowing through the fourth rectifying diode Db4.
【００２７】[0027]
【入力電流Ｉinの流れる条件】交流電源電圧Ｖinは正弦
波であるので、低い値になる期間がある。従って、入力
電流Ｉin即ち図６の第１及び第４の整流ダイオードＤb
1、Ｄb4の電流Ｉdb1 、Ｉdb4 が流れない期間が正弦波
の１周期中にある。入力電流Ｉinが流れ始める入力電圧
をＶmin 、共振用コンデンサＣr1の最低電圧をＶcrmin
、電源電圧Ｖinの実効値をＶinrms とした場合にこれ
等の関係がほぼ次のようになることが実験で確認され
た。 [Conditions for Flowing Input Current Iin] Since the AC power supply voltage Vin is a sine wave, there is a period when it has a low value. Therefore, the input current Iin, that is, the first and fourth rectifying diodes Db in FIG.
1. There is a period in which the currents Idb1 and Idb4 of Db4 do not flow in one cycle of the sine wave. The input voltage at which the input current Iin starts to flow is Vmin, and the minimum voltage of the resonance capacitor Cr1 is Vcrmin.
It has been confirmed by experiments that these relationships become approximately as follows when the effective value of the power supply voltage Vin is Vinrms.
【００２８】[0028]
【定電圧制御動作】出力トランス２０の１次巻線Ｎ1 の
電圧の振幅は第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数ｆに依存して変化する。図７はオン・オフ周
波数ｆを変化させた時の漏洩インダクタンスＬr と共振
用コンデンサＣr1との共振回路によるトランス２０の２
次側への供給電力Ｐの変化を示す。Ｌr とＣr1とで決定
される固有の直列共振周波数ｆ0 よりも高い周波数でＦ
ＥＴＱ1 、Ｑ2 がオン・オフすると、供給電力Ｐが低下
する。図８はこれを説明するためのものであり、図８の
前半分に示すｆが低い場合には１次巻線Ｎ1 の電圧Ｖn1
の振幅が大きいが、後半分に示すｆが高い場合には電圧
Ｖn1の振幅が低下する。この結果、図３の制御回路２５
によってオン・オフ周波数ｆを図７のｆa 〜ｆb の範囲
で制御することによって電圧制御及び電力制御が達成さ
れ、出力電圧を一定にすることができる。[Constant voltage control operation] The amplitude of the voltage of the primary winding N1 of the output transformer 20 is determined by the ON / OFF of the first and second FETs Q1 and Q2.
It changes depending on the off frequency f. FIG. 7 shows a transformer 20 having a resonance circuit including a leakage inductance Lr and a resonance capacitor Cr1 when the on / off frequency f is changed.
The change of the electric power P supplied to the next side is shown. At a frequency higher than the inherent series resonance frequency f0 determined by Lr and Cr1, F
When the ETs Q1 and Q2 are turned on and off, the supply power P decreases. FIG. 8 is for explaining this, and when f shown in the first half of FIG. 8 is low, the voltage Vn1 of the primary winding N1
Is large, but when f shown in the second half is high, the amplitude of the voltage Vn1 decreases. As a result, the control circuit 25 of FIG.
By controlling the on / off frequency f in the range of fa to fb in FIG. 7, voltage control and power control are achieved, and the output voltage can be made constant.
【００２９】[0029]
【効果】上述から明らかなように図２の共振型スイッチ
ング電源装置は次の利点を有する。 （１） 共振型スイッチング電源装置にコンデンサＣe
1、Ｃe2を付加するという非常に簡単な回路で力率改
善、及び３次、５次等の低次の高周波成分を除去した波
形改善を達成することができる。 （２） 入力電流Ｉinを正弦波に近似させるための独立
したスイッチング素子を設けることが不要であるので、
回路構成が簡単になるのみでなく、電力損失も少なくな
り、高効率のスイッチング電源装置を提供することがで
きる。As is apparent from the above, the resonance type switching power supply device of FIG. 2 has the following advantages. (1) Resonance type switching power supply device with capacitor Ce
It is possible to achieve power factor improvement and waveform improvement by removing low-order high-frequency components such as third-order and fifth-order with a very simple circuit of adding 1 and Ce2. (2) Since it is not necessary to provide an independent switching element for approximating the input current Iin to a sine wave,
It is possible to provide a highly efficient switching power supply device in which not only the circuit configuration is simplified but also the power loss is reduced.
【００３０】[0030]
【第２の実施例】次に、図９を参照して本発明の第２の
実施例のスイッチング電源装置を説明する。但し、図９
及び後述する別の実施例及び変形例を示す図面におい
て、図２と実質的に同一の部分及び各実施例で相互に同
一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図９のスイッチング電源装置は、図２のスイッチング電
源装置に高周波成分除去用フィルタ４０を付加した他は
図２と同一に構成したものである。このフィルタ４０は
相互に電磁結合された第１及び第２のインダクタンス素
子としてのコイル（リアクトル）Ｌf1、Ｌf2と第１及び
第２の高周波コンデンサＣf1、Ｃf2とから成る。第１及
び第２のインダクタンスコイルＬf1、Ｌf2は一対の交流
電源ラインに直列に接続されている。第１及び第２の高
周波コンデンサＣf1、Ｃf2は電源端子１２、１３とグラ
ンドライン１８との間に接続されている。フィルタ４０
を設けると図４に原理的に示した入力電流Ｉinの高周波
成分が除去され、電源端子１２における電流が近似正弦
波になる。なお、図９のスイッチング電源装置は第１の
実施例と同一の作用効果も勿論有する。[Second Embodiment] Next, a switching power supply unit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. However, FIG.
Further, in the drawings showing other embodiments and modifications described later, the same reference numerals are given to the substantially same parts as in FIG. 2 and the same parts in each embodiment, and the description thereof will be omitted.
The switching power supply device of FIG. 9 has the same configuration as that of FIG. 2 except that a high frequency component removing filter 40 is added to the switching power supply device of FIG. The filter 40 includes coils (reactors) Lf1 and Lf2 as first and second inductance elements electromagnetically coupled to each other and first and second high frequency capacitors Cf1 and Cf2. The first and second inductance coils Lf1 and Lf2 are connected in series to a pair of AC power supply lines. The first and second high frequency capacitors Cf1 and Cf2 are connected between the power supply terminals 12 and 13 and the ground line 18. Filter 40
Is provided, the high frequency component of the input current Iin shown in principle in FIG. 4 is removed, and the current at the power supply terminal 12 becomes an approximate sine wave. The switching power supply device of FIG. 9 has the same effects as the first embodiment.
【００３１】[0031]
【第３の実施例】図１０に示す第３の実施例のスイッチ
ング電源装置は、図２の回路に図９と同様に高周波成分
除去用フィルタ４０を接続し、更に第２の共振用コンデ
ンサＣr2と電圧共振用コンデンサＣq1を付加したもので
ある。第２の電流共振用コンデンサＣr2は第１のＦＥＴ
Ｑ1 と１次巻線Ｎ1 の直列回路に対して並列に接続され
ている。換言すれば、第１及び第２の共振用コンデンサ
Ｃr1、Ｃr2は互いに直列に接続され、この直列回路が一
対の直流ライン１７、１８間に接続され、第１及び第２
のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 の相互接続点１９と第１及び第２の
共振用コンデンサＣr1、Ｃr2の相互接続点３４との間に
１次巻線Ｎ1 が接続されている。電圧共振用コンデンサ
Ｃq1は第１のＦＥＴＱ1 のドレイン・ソース間に接続さ
れている。[Third Embodiment] A switching power supply apparatus according to a third embodiment shown in FIG. 10 has a high frequency component removing filter 40 connected to the circuit of FIG. 2 as in the case of FIG. 9, and further has a second resonance capacitor Cr2. And a voltage resonance capacitor Cq1 are added. The second current resonance capacitor Cr2 is the first FET
It is connected in parallel to the series circuit of Q1 and the primary winding N1. In other words, the first and second resonance capacitors Cr1 and Cr2 are connected in series with each other, and the series circuit is connected between the pair of DC lines 17 and 18, and the first and second resonance lines Cr and Cr2 are connected to each other.
The primary winding N1 is connected between the interconnection point 19 of the FETs Q1 and Q2 and the interconnection point 34 of the first and second resonance capacitors Cr1 and Cr2. The voltage resonance capacitor Cq1 is connected between the drain and source of the first FET Q1.
【００３２】図１０のスイッチング電源装置では、１次
巻線Ｎ1 に対して第２のＦＥＴＱ2を介して第１の共振
用コンデンサＣr1が並列に接続されていると共に第１の
ＦＥＴＱ1 を介して第２の共振用コンデンサＣr2が並列
に接続されている。従って、２つの電流共振用コンデン
サＣr1、Ｃr2の合成のキャパシタンスと１次巻線Ｎ1の
漏洩インダクタンスＬr 又は励磁インダクタンスＬp と
が共振することになる。この結果、第１及び第２の共振
用コンデンサＣr1、Ｃr2に共振電流が1/2 づつ流れ、各
コンデンサＣr1、Ｃr2の電流容量を図２の1/2 にするこ
とができる。電圧共振用コンデンサＣq1は第１のＦＥＴ
Ｑ1 のターンオフ時に徐々に充電される。この結果、第
１のＦＥＴＱ1 のターンオフ時のＺＶＳが達成される。
この電圧共振用コンデンサＣq1の電荷は第１のＦＥＴＱ
1 のターンオン時の直前に放出される。従って、第１の
ＦＥＴＱ1 のターンオン時にコンデンサＣq1の電荷に基
づく電流が第１のＦＥＴＱ1 を流れない。この作用効果
は第２のＦＥＴＱ2 に対するコンデンサＣq2の作用効果
と同一である。図１０のスイッチング電源装置は、コン
デンサＣr2、Ｃq1の作用効果の他に図２及び図９の第１
及び第２の実施例と同様な作用効果も有する。なお、図
１０では電圧共振用コンデンサＣq1、Ｃq2が第１及び第
２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 に並列に接続されているが、これ
等を第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2のドレイン・ソー
ス間の寄生容量（ストレーキャパシタンス）とすること
ができる。また、図１０の回路から第２の共振用コンデ
ンサＣr2を取り除いた回路にすること、又は一方の電圧
共振用コンデンサＣq1を取り除いた回路にすること、又
はフィルタ４０を取り除いた回路にすることができる。In the switching power supply device of FIG. 10, the first resonance capacitor Cr1 is connected in parallel to the primary winding N1 via the second FET Q2, and the second resonance capacitor Cr1 is connected via the first FET Q1. The resonance capacitor Cr2 is connected in parallel. Therefore, the combined capacitance of the two current resonance capacitors Cr1 and Cr2 resonates with the leakage inductance Lr or the excitation inductance Lp of the primary winding N1. As a result, the resonance current flows through the first and second resonance capacitors Cr1 and Cr2 by 1/2, and the current capacity of each of the capacitors Cr1 and Cr2 can be reduced to 1/2 of that in FIG. The voltage resonance capacitor Cq1 is the first FET
It is gradually charged when Q1 turns off. As a result, ZVS is achieved when the first FET Q1 is turned off.
The charge of the voltage resonance capacitor Cq1 is the first FET Q.
Emitted just before the turn-on of 1. Therefore, when the first FET Q1 is turned on, the current based on the charge of the capacitor Cq1 does not flow through the first FET Q1. This effect is the same as the effect of the capacitor Cq2 on the second FET Q2. The switching power supply device shown in FIG. 10 has the same effects as those of the capacitors Cr2 and Cq1 but also the first operation shown in FIGS.
Also, it has the same effects as those of the second embodiment. Although the voltage resonance capacitors Cq1 and Cq2 are connected in parallel to the first and second FETs Q1 and Q2 in FIG. 10, these are parasitics between the drain and source of the first and second FETs Q1 and Q2. It can be a capacitance (stray capacitance). Further, the circuit shown in FIG. 10 may be a circuit in which the second resonance capacitor Cr2 is removed, or a circuit in which one voltage resonance capacitor Cq1 is removed, or a circuit in which the filter 40 is removed. .
【００３３】[0033]
【第４の実施例】図１１は図１０のスイッチング電源装
置の電源１１、整流回路１４及びフィルタ４０を３相交
流電源１１ａ、３相整流回路１４ａ、及び３相のフィル
タ４０ａに変形し、更に力率改善回路形成用コンデンサ
Ｃe3を追加した他は図１０と同一に構成したものであ
る。３相交流電源１１ａの３相電源端子の内の２つは図
９と同様に第１及び第２のインダクタンスコイルＬf1、
Ｌf2を介して接続点１５、１６に接続されている。３相
電源端子の内の残りの１つは第３のインダクタンスコイ
ルＬf3を介して第５及び第６の整流ダイオードＤb5、Ｄ
b6の相互接続点４１に接続されている。第５の整流ダイ
オードＤb5のアノードは接続点４１に接続され、このカ
ソードは直流ライン１７に接続されている。第６の整流
ダイオードＤb6のアノードは直流ライン１８に接続さ
れ、このカソードは接続点４１に接続されている。各ダ
イオードＤb5、Ｄb6に並列にノイズ除去用コンデンサＣ
d5、Ｃd6が接続されている。フィルタ４０ａは３つのイ
ンダクタンスコイルＬf1、Ｌf2、Ｌf3の他に３つの高周
波コンデンサＣf1、Ｃf2、Ｃf3を有し、３つのコンデン
サＣf1、Ｃf2、Ｃf3は交流電源１１ａの３つの端子と直
流ライン（グランド）１８との間に接続されている。第
１、第２及び第３の力率改善回路形成用コンデンサＣe
1、Ｃe2、Ｃe3は３つの接続点１５、１６、４１と１つ
の接続点３４との間にそれぞれ接続されている。[Fourth Embodiment] FIG. 11 is a modification of the power supply 11, rectifier circuit 14 and filter 40 of the switching power supply device of FIG. 10 into a three-phase AC power supply 11a, a three-phase rectifier circuit 14a and a three-phase filter 40a. The configuration is the same as that of FIG. 10 except that a power factor correction circuit forming capacitor Ce3 is added. Two of the three-phase power supply terminals of the three-phase AC power supply 11a are the first and second inductance coils Lf1, as in FIG.
It is connected to the connection points 15 and 16 via Lf2. The remaining one of the three-phase power supply terminals is connected to the fifth and sixth rectifying diodes Db5, D through the third inductance coil Lf3.
It is connected to the interconnection point 41 of b6. The anode of the fifth rectifying diode Db5 is connected to the connection point 41, and the cathode thereof is connected to the DC line 17. The anode of the sixth rectifying diode Db6 is connected to the DC line 18, and the cathode thereof is connected to the connection point 41. Noise removal capacitor C in parallel with each diode Db5, Db6
d5 and Cd6 are connected. The filter 40a has three high frequency capacitors Cf1, Cf2, Cf3 in addition to the three inductance coils Lf1, Lf2, Lf3, and the three capacitors Cf1, Cf2, Cf3 are three terminals of the AC power supply 11a and a DC line (ground). It is connected between 18 and. First, second and third power factor correction circuit forming capacitors Ce
1, Ce2, Ce3 are connected between the three connection points 15, 16, 41 and one connection point 34, respectively.
【００３４】図１１に示すように電源１１ａ、整流回路
１４ａが３相であっても第１〜第３の実施例と同様な作
用効果を得ることができる。As shown in FIG. 11, even if the power source 11a and the rectifying circuit 14a are three-phase, the same operational effects as those of the first to third embodiments can be obtained.
【００３５】[0035]
【第５の実施例】図１２のスイッチング電源装置は、図
９のスイッチング電源装置のフィルタ４０におけるイン
ダクタンスコイルＬf1、Ｌf2を整流回路１４の出力ライ
ンに移動し、力率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2
の電源側端子の接続位置をインダクタンスコイルＬf1、
Ｌf2の出力段に移動し、インダクタンスコイルＬf1、Ｌ
f2と平滑用コンデンサＣi との間に逆流阻止手段として
ダイオードＤ3 、Ｄ4 とコンデンサＣ3 、Ｃ4 の並列回
路をそれぞれ接続したものに相当する。更に詳細には、
第１及び第２の整流ダイオードＤb1、Ｄb2のカソードと
平滑用コンデンサＣi の一端との間に第１のインダクタ
ンスコイルＬf1とダイオードＤ3 とが直列に接続され、
第３及び第４の整流ダイオードＤb3、Ｄb4のアノードと
平滑用コンデンサＣi の他端との間には第２のインダク
タンスコイルＬf2とダイオードＤ4 の直列回路が接続さ
れている。コンデンサＣ3 、Ｃ4 はノイズ除去のために
ダイオードＤ3 、Ｄ4 に並列に接続されている。第１及
び第２の力率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2は第
１及び第２のインダクタンスコイルＬf1、Ｌf2と接続点
３４との間にそれぞれ接続されている。また、高周波成
分除去用コンデンサＣf1、Ｃf2の下端は入力平滑用コン
デンサＣi の下端に接続されている。なお、図１２では
図１０と同様に第１のＦＥＴＱ1 に並列に電圧共振用コ
ンデンサＣq1が接続されている。[Fifth Embodiment] In the switching power supply device shown in FIG. 12, the inductance coils Lf1 and Lf2 in the filter 40 of the switching power supply device shown in FIG. 9 are moved to the output line of the rectifier circuit 14, and the power factor correction circuit forming capacitor Ce1 is formed. Ce2
The connection position of the power supply side terminal of the inductance coil Lf1,
Move to the output stage of Lf2 and move to the inductance coils Lf1 and Lf
This is equivalent to a parallel circuit of diodes D3 and D4 and capacitors C3 and C4 connected between f2 and the smoothing capacitor Ci as backflow prevention means. More specifically,
A first inductance coil Lf1 and a diode D3 are connected in series between the cathodes of the first and second rectifying diodes Db1 and Db2 and one end of the smoothing capacitor Ci.
A series circuit of a second inductance coil Lf2 and a diode D4 is connected between the anodes of the third and fourth rectifying diodes Db3 and Db4 and the other end of the smoothing capacitor Ci. The capacitors C3 and C4 are connected in parallel with the diodes D3 and D4 for noise elimination. The first and second power factor correction circuit forming capacitors Ce1 and Ce2 are connected between the first and second inductance coils Lf1 and Lf2 and the connection point 34, respectively. The lower ends of the high frequency component removing capacitors Cf1 and Cf2 are connected to the lower end of the input smoothing capacitor Ci. In FIG. 12, the voltage resonance capacitor Cq1 is connected in parallel to the first FET Q1 as in FIG.
【００３６】図１３は図１２の各部の波形を図６と同様
に示すものである。図１３においてＩd3、Ｉd4の波形以
外は図６と同様に示されている。図１３のＩd3、Ｉd4は
ダイオードＤ3 、Ｄ4 の電流であり、図６の第１及び第
４の整流ダイオードＤb1、Ｄb4の電流Ｉdb1 、Ｉdb4 と
同様に流れる。なお、図１３は図６と同様に電源電圧Ｖ
inの正の半波の期間を示す。次に、図１３の各期間の動
作を説明する。FIG. 13 shows the waveform of each part of FIG. 12 as in FIG. In FIG. 13, the waveforms are the same as those in FIG. 6 except the waveforms of Id3 and Id4. Id3 and Id4 in FIG. 13 are the currents of the diodes D3 and D4, and flow like the currents Idb1 and Idb4 of the first and fourth rectifying diodes Db1 and Db4 in FIG. Note that FIG. 13 shows the power supply voltage V as in FIG.
Indicates the positive half-wave period of in. Next, the operation in each period of FIG. 13 will be described.
【００３７】[0037]
【ｔ0 〜ｔ1 期間】図１３のｔ0 〜ｔ1 期間において
は、図６のｔ0 〜ｔ1 期間と同様に電圧共振のためのＮ
1 −Ｃq2−Ｃr1の回路に電流Ｉn1が流れると共に、電源
１１の電圧Ｖinが電流共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcr
の少なくとも1/2 よりも高い時には、１１−Ｄb1−Ｌf1
−Ｃe1−Ｃr1−Ｄ4 −Ｌf2−Ｄb4の閉回路と、Ｃe2−Ｃ
r1−Ｄ4 の閉回路に電流が流れる。この内、電源１１を
通って流れる電流成分は交流入力電流Ｉinとなり、波形
改善及び力率改善に寄与する。[T0 to t1 period] In the t0 to t1 period of FIG. 13, the N for voltage resonance is the same as the t0 to t1 period of FIG.
The current In1 flows through the circuit of 1-Cq2-Cr1 and the voltage Vin of the power supply 11 is the voltage Vcr of the current resonance capacitor Cr1.
Is higher than at least 1/2 of 11-Db1-Lf1
-Ce1-Cr1-D4-Lf2-Db4 closed circuit and Ce2-C
Current flows in the closed circuit of r1-D4. Among them, the current component flowing through the power source 11 becomes the AC input current Iin, which contributes to the waveform improvement and the power factor improvement.
【００３８】[0038]
【ｔ1 〜ｔ2 期間】ｔ1 〜ｔ2 期間では図２の回路と同
様にＮ1 −Ｄ1 −Ｃi −Ｃr の閉回路に電流が流れると
共に、１１−Ｄb1−Ｌf1−Ｃe1−Ｃr1−Ｄ4 −Ｌf2−Ｄ
b4の閉回路、及びＣe2−Ｃr1−Ｄ4 の閉回路にも電流が
流れる。この内、電源１１を通る電流成分は入力電流Ｉ
inとなる。[T1 to t2 period] During the t1 to t2 period, current flows in the closed circuit of N1 -D1 -Ci -Cr as in the circuit of FIG. 2 and 11-Db1 -Lf1 -Ce1 -Cr1 -D4 -Lf2-D
Current also flows through the closed circuit of b4 and the closed circuit of Ce2-Cr1-D4. Of these, the current component passing through the power supply 11 is the input current I
becomes in.
【００３９】[0039]
【ｔ2 〜ｔ3 期間】ｔ2 〜ｔ3 期間では、図２の回路と
同様にＣi −Ｑ1 −Ｎ1 −Ｃr1の共振回路に電流Ｉn1が
流れ、出力整流ダイオードＤ01を通る電流Ｉdo1 も流れ
る。なお、このｔ2 〜ｔ3 期間ではダイオードＤ3 、Ｄ
4 を通る電流Ｉd3、Ｉd4は流れない。[T2 to t3 period] During the t2 to t3 period, the current In1 flows in the resonance circuit of Ci-Q1-N1-Cr1 as in the circuit of FIG. 2, and the current Ido1 passing through the output rectifying diode D01 also flows. In the period from t2 to t3, the diodes D3, D
The currents Id3 and Id4 passing through 4 do not flow.
【００４０】[0040]
【ｔ3 〜ｔ4 期間】ｔ3 〜ｔ4 期間では図２の回路と同
様にＣi −Ｑ1 −Ｎ1 （Ｌp ）−Ｃr1の回路に電流Ｉn1
が流れる。なお、このｔ3 〜ｔ4 期間にはダイオードＤ
3 、Ｄ4 に電流が流れない。[T3 to t4 period] During the t3 to t4 period, the current In1 is applied to the Ci-Q1-N1 (Lp) -Cr1 circuit as in the circuit of FIG.
Flows. In addition, during this period t3 to t4, the diode D
No current flows to D3 and D4.
【００４１】[0041]
【ｔ4 〜ｔ5 期間】ｔ4 〜ｔ5 期間では前の期間に続い
てＣi −Ｑ1 −Ｎ1 （Ｌp ）−Ｃr1の回路に電流Ｉn1が
流れると共に、共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcrの上昇
に基づいて、Ｃr1−Ｃe1−Ｄ3 −Ｃi の閉回路に電流が
流れ、更にＣr1−Ｃe2−Ｌf2−Ｄb4−１１−Ｄb1−Ｌf1
−Ｄ3 −Ｃi の閉回路にも電流が流れる。ダイオードＤ
3 の電流Ｉd3の内で電源１１を通る成分は入力電流Ｉin
となる。[T4 to t5 period] In the t4 to t5 period, following the previous period, the current In1 flows in the circuit of Ci-Q1-N1 (Lp) -Cr1 and, at the same time, the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1 rises and Cr1 A current flows through the closed circuit of -Ce1-D3-Ci, and further, Cr1-Ce2-Lf2-Db4-11-Db1-Lf1.
Current also flows through the closed circuit of -D3 -Ci. Diode D
The component of the current Id3 of 3 which passes through the power supply 11 is the input current Iin.
Becomes
【００４２】[0042]
【ｔ5 〜ｔ6 期間】ｔ5 〜ｔ6 期間では図２の回路と同
様にＮ1 （Ｌp ）−Ｃr1−Ｃq2の回路に電流が流れて電
圧共振用コンデンサＣq2が逆充電され、この電圧が徐々
に低下すると共に、Ｎ1 （Ｌp ）−Ｃr1−Ｃi −Ｃq1の
回路にも電流が流れて電圧共振用コンデンサＣq1が充電
されこの電圧が徐々に高くなる。また、このｔ5 〜ｔ6
期間では前の期間に続いてＣr1−Ｃe1−Ｄ3 −Ｃi の閉
回路、及びＣr1−Ｃe2−Ｌf2−Ｄb4−１１−Ｄb1−Ｌf1
−Ｄ3 −Ｃi の閉回路にも電流が流れる。[T5 to t6 period] During the t5 to t6 period, a current flows through the N1 (Lp) -Cr1-Cq2 circuit to reverse charge the voltage resonance capacitor Cq2 as in the circuit of FIG. 2, and this voltage gradually decreases. At the same time, a current also flows in the circuit of N1 (Lp) -Cr1-Ci-Cq1 and the voltage resonance capacitor Cq1 is charged, and this voltage gradually increases. In addition, t5 to t6
In the period, a closed circuit of Cr1-Ce1-D3-Ci and Cr1-Ce2-Lf2-Db4-11-Db1-Lf1 follow the previous period.
Current also flows through the closed circuit of -D3 -Ci.
【００４３】[0043]
【ｔ6 〜ｔ7 期間】ｔ6 〜ｔ7 期間では図２の回路と同
様にＮ1 （Ｌp ）−Ｃr1−Ｄ2 の閉回路によって電流Ｉ
n1が流れると共に、前の期間に続いてＣr1−Ｃe1−Ｄ3
−Ｃi の閉回路及びＣr1−Ｃe2−Ｌf2−Ｄb4−１１−Ｄ
b1−Ｌf1−Ｄ3 −Ｃi の閉回路にも電流が流れる。[T6 to t7 period] During the t6 to t7 period, the current I is caused by the closed circuit of N1 (Lp) -Cr1-D2 as in the circuit of FIG.
As n1 flows, Cr1-Ce1-D3 continues following the previous period.
-Ci closed circuit and Cr1-Ce2-Lf2-Db4-11-D
Current also flows through the closed circuit of b1-Lf1-D3-Ci.
【００４４】[0044]
【ｔ7 〜ｔ8 期間】ｔ7 〜ｔ8 期間には図２の回路と同
様にＣr1−Ｎ1 （Ｌr ）−Ｑ2 の閉回路に共振電流が流
れ、出力整流ダイオードＤo2の電流Ｉdo2 が流れる。な
お、このｔ7 〜ｔ8 期間にはダイオード電流Ｉd3、Ｉd4
はゼロになる。[T7-t8 period] During the t7-t8 period, a resonance current flows in the closed circuit of Cr1-N1 (Lr) -Q2 and the current Ido2 of the output rectifying diode Do2 flows as in the circuit of FIG. In the period from t7 to t8, the diode currents Id3 and Id4
Becomes zero.
【００４５】[0045]
【ｔ8 〜ｔ9 期間】ｔ8 〜ｔ9 期間には図２の回路と同
様にＣr1Ｌr 共振の半サイクルの終りによって出力整流
ダイオードＤo2がオフになる。しかし、励磁インダクタ
ンスＬp に基づく共振によってＣr1−Ｎ1 （Ｌp ）−Ｑ
2 の閉回路に電流が流れる。なお、このｔ8 〜ｔ9 期間
においてダイオード電流Ｉd3、Ｉd4はゼロである。[T8-t9 Period] During the t8-t9 period, the output rectifying diode Do2 is turned off by the end of the half cycle of the Cr1Lr resonance, as in the circuit of FIG. However, due to resonance based on the exciting inductance Lp, Cr1−N1 (Lp) −Q
Current flows in the closed circuit of 2. The diode currents Id3 and Id4 are zero during the period from t8 to t9.
【００４６】[0046]
【ｔ9 〜ｔ10期間】ｔ9 〜ｔ10期間では前の期間に続い
てＣr1−Ｎ1 （Ｌp ）−Ｑ2 の閉回路に電流が流れると
同時に、共振用コンデンサＣr1の電圧Ｖcrの低下に基づ
いて、１１−Ｄb1−Ｌf1−Ｃe1−Ｃr1−Ｄ4 −Ｌf2−Ｄ
b4の閉回路、及びＣe2−Ｃr1−Ｄ4の閉回路が形成さ
れ、ダイオードＤ4 を通る電流Ｉd4が流れる。この電流
Ｉd4の内で電源１１を通る成分は入力電流Ｉinとなる。
ｔ10の後にはｔ0 〜ｔ10区間の動作が繰返して生じる。[T9-t10 period] During the t9-t10 period, current flows into the closed circuit of Cr1-N1 (Lp) -Q2 following the previous period, and at the same time, 11-based on the decrease of the voltage Vcr of the resonance capacitor Cr1. Db1-Lf1-Ce1-Cr1-D4-Lf2-D
A closed circuit of b4 and a closed circuit of Ce2-Cr1-D4 are formed, and a current Id4 flowing through the diode D4 flows. The component of this current Id4 that passes through the power supply 11 becomes the input current Iin.
After t10, the operation in the interval t0 to t10 repeatedly occurs.
【００４７】交流電源電圧Ｖinの負の半波の期間におい
ては電源１１を通る電流は整流ダイオードＤb2、Ｄb3を
通って流れる。その他は正の半波の期間と実質的に同一
である。During the negative half-wave of the AC power supply voltage Vin, the current passing through the power supply 11 flows through the rectifying diodes Db2 and Db3. Others are substantially the same as the positive half-wave period.
【００４８】図１２の回路の本質的動作は図２と同一で
あるので、図１２の回路は図２の回路と実質的に同一の
作用効果を有する。Since the essential operation of the circuit of FIG. 12 is the same as that of FIG. 2, the circuit of FIG. 12 has substantially the same effects as the circuit of FIG.
【００４９】[0049]
【第６の実施例】図１４の第６の実施例の回路は、入力
平滑用コンデンサＣi よりも電源側を３相回路にした他
は図１２の回路と同一に構成したものである。従って、
図１４では３相交流電源１１ａが設けられ、図１２の回
路に対して第５及び第６の整流ダイオードＤb5、Ｄb6、
高周波成分除去用インダクタンスコイルＬf1、Ｌf6、コ
ンデンサＣf3、力率改善回路形成用コンデンサＣe3、Ｃ
e4、Ｃe5、Ｃe6、ダイオードＤ5 、Ｄ6 、Ｄ7 、Ｄ8 、
コンデンサＣ5 、Ｃ6 、Ｃ7 、Ｃ8 が追加されている。
即ち、３相交流電源１１ａの第１、第２及び第３相端子
と入力平滑用コンデンサＣi の上端との間にＤb1−Ｌf1
−Ｄ3 の回路と、Ｄb2−Ｌf3−Ｄ5 の回路と、Ｄb5−Ｌ
f5−Ｄ7 の回路とがそれぞれ接続され、また入力平滑用
コンデンサＣi の下端と３相交流電源１１ａの第１、第
２及び第３相端子との間に、Ｄ4 −Ｌf4−Ｄb3の回路
と、Ｄ6 −Ｌf4−Ｄb4の回路と、Ｄ8 −Ｌf6−Ｄb6の回
路がそれぞれ接続されている。また、力率改善回路形成
用コンデンサＣe1、Ｃe2、Ｃe3、Ｃe4、Ｃe5、Ｃe6は、
インダクタンスコイルＬf1、Ｌf2、Ｌf3、Ｌf4、Ｌf5、
Ｌf6と共振用コンデンサＣr1の１次巻線側端子との間に
接続されている。[Sixth Embodiment] The circuit of the sixth embodiment of FIG. 14 has the same configuration as the circuit of FIG. 12 except that the power supply side of the input smoothing capacitor Ci is a three-phase circuit. Therefore,
In FIG. 14, a three-phase AC power supply 11a is provided, and the fifth and sixth rectifying diodes Db5, Db6,
Inductance coils Lf1 and Lf6 for removing high frequency components, capacitor Cf3, power factor correction circuit forming capacitors Ce3 and C
e4, Ce5, Ce6, diodes D5, D6, D7, D8,
Capacitors C5, C6, C7 and C8 are added.
That is, Db1-Lf1 is provided between the first, second and third phase terminals of the three-phase AC power supply 11a and the upper end of the input smoothing capacitor Ci.
-D3 circuit, Db2-Lf3-D5 circuit, Db5-L
The circuit of f5-D7 is respectively connected, and the circuit of D4-Lf4-Db3 is connected between the lower end of the input smoothing capacitor Ci and the first, second and third phase terminals of the three-phase AC power supply 11a. The D6-Lf4-Db4 circuit and the D8-Lf6-Db6 circuit are respectively connected. Also, the power factor correction circuit forming capacitors Ce1, Ce2, Ce3, Ce4, Ce5, Ce6 are
Inductance coils Lf1, Lf2, Lf3, Lf4, Lf5,
It is connected between Lf6 and the primary winding side terminal of the resonance capacitor Cr1.
【００５０】図１４の回路は３相回路の他は図２と同一
であるので、図１２の回路と同一の作用効果を有する。Since the circuit of FIG. 14 is the same as that of FIG. 2 except for the three-phase circuit, it has the same effects as the circuit of FIG.
【００５１】[0051]
【第７の実施例】図１５の第７の実施例の回路は、図１
４の回路の３相整流回路１４ａの出力側の６個のインダ
クタンスコイルＬf1〜Ｌf6の代りに、３個のインダクタ
ンスコイルＬf1、Ｌf2、Ｌf3を３相交流電源１１ａと３
相整流回路１４ａとの間の３相交流ラインに直列に接続
した他は図１４と同一に構成したものである。インダク
タンスコイルＬf1、Ｌf2、Ｌf3は交流側と直流側とのい
ずれにおいても同一の作用を発揮する。従って、図１５
の回路は図１４の回路と同一の作用効果を有する。[Seventh Embodiment] The circuit of the seventh embodiment of FIG.
In place of the six inductance coils Lf1 to Lf6 on the output side of the three-phase rectifier circuit 14a of the circuit No. 4, three inductance coils Lf1, Lf2, and Lf3 are provided as three-phase AC power supplies 11a and 3
It has the same configuration as that of FIG. 14 except that it is connected in series to a three-phase AC line with the phase rectifier circuit 14a. The inductance coils Lf1, Lf2, Lf3 exhibit the same action on both the AC side and the DC side. Therefore, FIG.
14 has the same effects as the circuit of FIG.
【００５２】[0052]
【第８の実施例】図１６の第８の実施例の回路は、図１
４の回路のダイオードＤ3 、Ｄ4 、Ｄ5、Ｄ6 、Ｄ7 、
Ｄ8 を省き、この代りにインダクタンスコイルＬf1、Ｌ
f2、Ｌf3、Ｌf4、Ｌf5、Ｌf6を接続したものである。図
１６ではインダクタンスコイルＬf1〜Ｌf6が高周波成分
除去作用を有すると共に、電流制限作用即ち逆流阻止作
用を有する。図１６においてその他の点は図１４と同一
であるので、図１４と同一の作用効果を有する。[Eighth Embodiment] The circuit of the eighth embodiment of FIG.
4. The diodes D3, D4, D5, D6, D7 of the circuit of 4,
D8 is omitted, and instead of this, inductance coils Lf1 and Lf
f2, Lf3, Lf4, Lf5, and Lf6 are connected. In FIG. 16, the inductance coils Lf1 to Lf6 have a high frequency component removing function and a current limiting function, that is, a reverse current blocking function. Since other points in FIG. 16 are the same as those in FIG. 14, the same operational effects as those in FIG. 14 are obtained.
【００５３】[0053]
【第９の実施例】図１７の回路は図２の回路を変形した
ものであり、ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 を力率改善専用とし、他
に第１及び第２のコンバータ用ＦＥＴＱ1a、Ｑ2aを設け
たものである。図１７の回路の内でコンバータ回路は入
力平滑用コンデンサＣi を電源として第１及び第２のコ
ンバータ用ＦＥＴＱ1a、Ｑ2aを図２の場合と同様にオン
・オフするように構成されている。従って、図１７にお
いても図２と同一の共振動作でトランス２０の２次側に
電力を供給することができる。なお、ＦＥＴＱ1a、Ｑ2a
は主スイッチＳ1a、Ｓ2aとダイオードＤ1a、Ｄ2aとから
成る。[Ninth Embodiment] The circuit shown in FIG. 17 is a modification of the circuit shown in FIG. 2, in which the FETs Q1 and Q2 are dedicated to power factor correction and the first and second converter FETs Q1a and Q2a are additionally provided. Is. In the circuit of FIG. 17, the converter circuit is configured to turn on / off the first and second converter FETs Q1a and Q2a by using the input smoothing capacitor Ci as a power source, as in the case of FIG. Therefore, also in FIG. 17, electric power can be supplied to the secondary side of the transformer 20 by the same resonance operation as in FIG. In addition, FET Q1a, Q2a
Is composed of main switches S1a, S2a and diodes D1a, D2a.
【００５４】力率改善用ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 は制御回路６
０によってオン・オフ制御される。力率改善用ＦＥＴＱ
1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数は電源電圧Ｖinの周波数よ
りも十分に高い一定の周波数又はコンバータ用ＦＥＴＱ
1a、Ｑ2bのオン・オフ周波数と同一にする。力率改善用
ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 には出力回路が接続されていないの
で、力率改善のための共振用コンデンサＣr1a 、Ｃr2a
及び共振用インダクタンスコイルＬraが設けられてい
る。共振用インダクタンスコイルＬraは図２の１次巻線
Ｎ1 のインダクタンスと同一の働きをするものであっ
て、第２の力率改善用ＦＥＴＱ2 に対して共振用コンデ
ンサＣr1a を介して並列に接続されている。第２の共振
用コンデンサＣr2a は図１０と同様に接続されている。
力率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2の共振用コン
デンサＣr1a に対する接続関係は図２と同一である。力
率改善用ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 をオン・オフした時の力率改
善及び波形改善の動作は図２と実質的に同一である。こ
の図１７の実施例はコンバータ側回路即ち入力平滑用コ
ンデンサＣi の負荷回路に無関係に力率改善及び波形改
善を行うことができるという特長を有する。なお、力率
改善用ＦＥＴＱ1 、Ｑ2 はＣq1a 、Ｃq2a による電圧共
振動作とＣr1a 、Ｃr2a による電流共振動作を伴なって
オン・オフするので、スイッチング損失が小さく、高効
率となる。The power factor improving FETs Q1 and Q2 are the control circuit 6
ON / OFF is controlled by 0. FETQ for power factor improvement
The ON / OFF frequency of 1, Q2 is a constant frequency which is sufficiently higher than the frequency of the power supply voltage Vin, or the converter FET Q
It is the same as the on / off frequency of 1a and Q2b. Since the output circuit is not connected to the power factor improving FETs Q1 and Q2, the resonance capacitors Cr1a and Cr2a for improving the power factor are used.
And a resonance inductance coil Lra. The resonance inductance coil Lra has the same function as the inductance of the primary winding N1 in FIG. 2, and is connected in parallel to the second power factor improving FET Q2 via the resonance capacitor Cr1a. There is. The second resonance capacitor Cr2a is connected in the same manner as in FIG.
The connection relationship between the power factor correction circuit forming capacitors Ce1 and Ce2 and the resonance capacitor Cr1a is the same as in FIG. The operations of power factor improvement and waveform improvement when the power factor improving FETs Q1 and Q2 are turned on / off are substantially the same as those in FIG. The embodiment of FIG. 17 has a feature that power factor and waveform can be improved regardless of the converter side circuit, that is, the load circuit of the input smoothing capacitor Ci. Since the power factor improving FETs Q1 and Q2 are turned on / off together with the voltage resonance operation by Cq1a and Cq2a and the current resonance operation by Cr1a and Cr2a, the switching loss is small and the efficiency is high.
【００５５】[0055]
【第１０の実施例】図１８に示す第１０の実施例の回路
は図１２の回路の第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 を図
１７と同様に力率改善専用とし、コンバータ回路７０を
別に設けたものである。コンバータ回路７０は例えば図
１７のコンバータ用ＦＥＴＱ1a、Ｑ2a及びこれよりも後
段の回路のように形成する。図１８において共振用リア
クトルＬra及びコンデンサＣr1a 、Ｃr2a は図１７と同
様に接続されている。図１８の回路においても図１７の
回路と同様の作用効果を得ることができる。[Tenth Embodiment] In the circuit of the tenth embodiment shown in FIG. 18, the first and second FETs Q1 and Q2 of the circuit of FIG. 12 are dedicated to power factor correction as in FIG. 17, and the converter circuit 70 is separately provided. It is provided. The converter circuit 70 is formed, for example, like the converter FETs Q1a and Q2a shown in FIG. 18, the resonance reactor Lra and the capacitors Cr1a and Cr2a are connected in the same manner as in FIG. The circuit of FIG. 18 can also obtain the same operational effect as the circuit of FIG.
【００５６】[0056]
【第１１の実施例】図１９に示す第１１の実施例の回路
は、図２の回路に補助トランス８０と２つの共振用コン
デンサＣr1a 及びＣr3が追加されている他は図２と同一
に構成されている。補助トランス８０は相互に電磁結合
された第１及び第２の巻線８１、８２を有する。この実
施例では第１の巻線８１の巻数をｎ1 、第２の巻線８２
の巻数をｎ2 とした場合にｎ1 ／ｎ2 ＝２に設定されて
いる。第１の巻線８１は１次巻線Ｎ1 と共振用コンデン
サＣr1の一端との間に接続されている。第２の巻線８２
は第１及び第２の力率改善回路形成用コンデンサＣe1、
Ｃe2と共振用コンデンサＣr1の他端との間に接続されて
いる。即ち、第２の巻線８２の一端は第１及び第２の力
率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2を介して整流回
路１４の第１及び第２の入力端子１５、１６にそれぞれ
接続され、その他端はグランドライン１８に接続されて
いる。第１の補助共振用コンデンサＣr1a は第２の巻線
８２に並列に接続されている。第２の補助共振用コンデ
ンサＣr3は第１の巻線８１に並列に接続されている。[Eleventh Embodiment] The circuit of the eleventh embodiment shown in FIG. 19 is the same as that of FIG. 2 except that an auxiliary transformer 80 and two resonance capacitors Cr1a and Cr3 are added to the circuit of FIG. Has been done. The auxiliary transformer 80 has first and second windings 81 and 82 that are electromagnetically coupled to each other. In this embodiment, the number of turns of the first winding 81 is n1, and the number of turns of the second winding 82 is 82.
N1 / n2 = 2, where n2 is the number of turns. The first winding 81 is connected between the primary winding N1 and one end of the resonance capacitor Cr1. Second winding 82
Is a first and second power factor correction circuit forming capacitor Ce1,
It is connected between Ce2 and the other end of the resonance capacitor Cr1. That is, one end of the second winding 82 is connected to the first and second input terminals 15 and 16 of the rectifier circuit 14 via the first and second power factor correction circuit forming capacitors Ce1 and Ce2, respectively. The other end is connected to the ground line 18. The first auxiliary resonance capacitor Cr1a is connected in parallel to the second winding 82. The second auxiliary resonance capacitor Cr3 is connected in parallel to the first winding 81.
【００５７】図１９の回路の基本動作は図２の回路の基
本動作と同一である。従って、図１９の回路の各部の波
形は振幅の変化を除いて図６と同一である。図１９では
補助トランス８０が設けられているので、この巻数比を
変えることによって力率改善回路形成用コンデンサＣe
1、Ｃe2を通る電流即ち交流入力電流の波形を変えるこ
とができ、入力電流波形を最適波形に近づけることが可
能になる。更に詳しく説明すると、図６に示す整流ダイ
オードＤb4の電流Ｉdb4 は１１−Ｃe1−８２及びＣr1a
−Ｄb4から成る閉回路で流れる。また、整流ダイオード
Ｄb1の電流Ｉdb1は、Ｃr1a 及び８２−Ｃe1−Ｄb1−Ｃi
の閉回路で流れる。第２の巻線８２を通る電流のため
に、図１９の回路の第４の整流ダイオードＤb4を通る電
流Ｉdb4 の最大振幅は図２の回路のそれよりも大きくな
る。補助共振用コンデンサＣr1a が設けられ、またこれ
に並列にコンデンサＣe2、Ｃd4が接続され、これ等が補
助トランス８０を介して主共振用コンデンサＣr1の回路
に結合されている。補助トランス８０の第１の巻線８１
側のアンペア・ターンと第２の巻線８２側のアンペア・
ターンとは同一であるので、これ等を流れる電流は巻数
比によって決定され、第１の巻線８１の巻数を第２の巻
線８２の巻数よりも多くすることによって第１の巻線８
１の電流を小さくすることができる。このため、図６に
示す第１のスイッチＱ1 の電流ＩQ1の正方向の波形の最
大振幅は、図２の回路に比べて図１９の回路で小さくな
る。第２の補助共振用コンデンサＣr3は、主共振用コン
デンサＣr1と同様に直列共振回路を形成するが、これを
省いても共振動作は生じる。また、第１の補助共振用コ
ンデンサＣr1a を省くこともできる。The basic operation of the circuit of FIG. 19 is the same as the basic operation of the circuit of FIG. Therefore, the waveform of each part of the circuit of FIG. 19 is the same as that of FIG. 6 except for the change in amplitude. Since the auxiliary transformer 80 is provided in FIG. 19, the power factor correction circuit forming capacitor Ce is changed by changing the winding ratio.
1, the waveform of the current passing through Ce2, that is, the AC input current can be changed, and the input current waveform can be approximated to the optimum waveform. More specifically, the current Idb4 of the rectifying diode Db4 shown in FIG. 6 is 11-Ce1-82 and Cr1a.
It flows in a closed circuit consisting of -Db4. The current Idb1 of the rectifying diode Db1 is Cr1a and 82-Ce1-Db1-Ci.
It flows in a closed circuit. Due to the current through the second winding 82, the maximum amplitude of the current Idb4 through the fourth rectifying diode Db4 of the circuit of FIG. 19 will be larger than that of the circuit of FIG. An auxiliary resonance capacitor Cr1a is provided, and capacitors Ce2 and Cd4 are connected in parallel to the auxiliary resonance capacitor Cr1a, which are coupled to the circuit of the main resonance capacitor Cr1 via an auxiliary transformer 80. First winding 81 of auxiliary transformer 80
Ampere turn on the side and amperage on the side of the second winding 82
Since the turns are the same, the currents flowing through them are determined by the turns ratio, and by making the turns of the first winding 81 greater than the turns of the second winding 82
The current of 1 can be reduced. Therefore, the maximum amplitude in the positive direction of the waveform of the current I Q1 of the first switch Q1 shown in FIG. 6 is smaller in the circuit of Figure 19 as compared with the circuit of FIG. The second auxiliary resonance capacitor Cr3 forms a series resonance circuit similarly to the main resonance capacitor Cr1, but the resonance operation occurs even if this is omitted. Further, the first auxiliary resonance capacitor Cr1a can be omitted.
【００５８】図１９の回路は図２の回路を変形したもの
であるので、図２の回路と同一の作用効果を有する。Since the circuit of FIG. 19 is a modification of the circuit of FIG. 2, it has the same effects as the circuit of FIG.
【００５９】[0059]
【第１２の実施例】図２０の回路は、図９の回路に対し
て図１９の回路と同様に補助トランス８０と、補助共振
用コンデンサＣr1a を付加した他は図９と同一に構成し
たものである。図２０における補助トランス８０の第１
及び第２の巻線８１、８２の接続箇所、補助共振用コン
デンサＣr1a の接続箇所は図１９と同一である。従っ
て、図２０の回路によっても図９の回路及び図１９の回
路と同一の作用効果を得ることができる。[Twelfth Embodiment] The circuit of FIG. 20 is the same as that of FIG. 9 except that an auxiliary transformer 80 and an auxiliary resonance capacitor Cr1a are added to the circuit of FIG. Is. First of the auxiliary transformer 80 in FIG.
The connection points of the second windings 81 and 82 and the connection point of the auxiliary resonance capacitor Cr1a are the same as those in FIG. Therefore, the circuit of FIG. 20 can also obtain the same effects as those of the circuit of FIG. 9 and the circuit of FIG.
【００６０】[0060]
【第１３の実施例】図２１の回路は図１０の回路に図１
９と同様に補助トランス８０と補助共振用コンデンサＣ
r1a を付加した他は図１０と同一に構成したものであ
る。図２１の回路における補助トランス８０の第１及び
第２の巻線８１、８２の接続箇所及び補助共振用コンデ
ンサＣr1a の接続箇所は図１９と同一である。従って、
図２１の回路によって図１０の回路及び図１９の回路と
同一の作用効果を得ることができる。[Thirteenth Embodiment] The circuit of FIG. 21 corresponds to the circuit of FIG.
As in 9, the auxiliary transformer 80 and the auxiliary resonance capacitor C
The configuration is the same as that of FIG. 10 except that r1a is added. The connection locations of the first and second windings 81 and 82 of the auxiliary transformer 80 and the connection location of the auxiliary resonance capacitor Cr1a in the circuit of FIG. 21 are the same as in FIG. Therefore,
The circuit of FIG. 21 can obtain the same effects as those of the circuit of FIG. 10 and the circuit of FIG.
【００６１】[0061]
【第１４の実施例】図２２の回路は図１１の回路に図１
９と同様に補助トランス８０と補助共振用コンデンサＣ
r1a を付加した他は図１０と同一に構成したものであ
る。図２２の回路における補助トランス８０の第１及び
第２の巻線８１、８２の接続箇所及び補助共振用コンデ
ンサＣr1a の接続箇所は図１９と同一である。従って、
図２２の回路によっても図１１の回路及び図１９の回路
と同一の作用効果を得ることができる。[Fourteenth Embodiment] The circuit shown in FIG. 22 corresponds to the circuit shown in FIG.
As in 9, the auxiliary transformer 80 and the auxiliary resonance capacitor C
The configuration is the same as that of FIG. 10 except that r1a is added. The connection points of the first and second windings 81 and 82 of the auxiliary transformer 80 and the connection point of the auxiliary resonance capacitor Cr1a in the circuit of FIG. 22 are the same as those of FIG. Therefore,
The circuit of FIG. 22 can also obtain the same effects as the circuit of FIG. 11 and the circuit of FIG.
【００６２】[0062]
【第１５の実施例】図２３の回路は図１１の回路に図１
９の回路と同様な原理で補助トランス９０、９３、９５
を付加し、且つ補助共振用コンデンサＣa 、Ｃb 、Ｃc
、Ｃx を付加した他は図１１と同一に構成したもので
ある。図２３の回路における第１、第２及び第３の補助
トランス９０、９３、９５の第１の巻線９１、９４、９
６は互いに直列に接続され且つ図１９と同様に１次巻線
Ｎ1 と主共振用コンデンサＣr1の一端との間に接続され
ている。第１の巻線９１、９４、９６に電磁結合された
第２の巻線９２、９５、９７は第１、第２及び第３の力
率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃe2、Ｃe3と主共振
用コンデンサＣr1の他端との間にそれぞれ接続されてい
る。第１、第２、第３の補助共振用コンデンサＣa 、Ｃ
b 、Ｃc は第１、第２、第３の補助トランス９０、９
３、９６の第２の巻線９２、９５、９７にそれぞれ並列
に接続されている。第４の補助共振用コンデンサＣx は
３つの第１の巻線９１、９４、９６の直列回路に対して
並列に接続されている。なお、図２３において省略され
ているトランス２０の２次側は図１１と同一に形成され
ている。第１、第２及び第３の補助トランス９０、９
３、９５、及び補助共振用コンデンサＣa 、Ｃb 、Ｃc
、Ｃx の働きは図１９の補助トランス８０、補助共振
用コンデンサＣr1a 、Ｃr3と実質的に同一である。従っ
て、図２３の回路によって図１１の回路及び図１９の回
路と同一の作用効果を得ることができる。[Fifteenth Embodiment] The circuit of FIG. 23 corresponds to the circuit of FIG.
Auxiliary transformers 90, 93, 95 on the same principle as the circuit of 9.
And auxiliary resonance capacitors Ca, Cb, Cc
, Cx are added and the configuration is the same as that of FIG. The first windings 91, 94, 9 of the first, second and third auxiliary transformers 90, 93, 95 in the circuit of FIG.
Reference numeral 6 is connected in series with each other and is connected between the primary winding N1 and one end of the main resonance capacitor Cr1 as in FIG. The second windings 92, 95, 97 electromagnetically coupled to the first windings 91, 94, 96 and the main resonance with the first, second and third power factor correction circuit forming capacitors Ce1, Ce2, Ce3. It is connected between the other end of the capacitor for use Cr1 and the other end. First, second and third auxiliary resonance capacitors Ca and C
b and Cc are the first, second and third auxiliary transformers 90 and 9
3, 96 second windings 92, 95, 97 respectively connected in parallel. The fourth auxiliary resonance capacitor Cx is connected in parallel to the series circuit of the three first windings 91, 94 and 96. The secondary side of the transformer 20, which is omitted in FIG. 23, is formed in the same manner as in FIG. First, second and third auxiliary transformers 90, 9
3, 95, and auxiliary resonance capacitors Ca, Cb, Cc
, Cx have substantially the same functions as the auxiliary transformer 80 and the auxiliary resonance capacitors Cr1a, Cr3 shown in FIG. Therefore, the circuit of FIG. 23 can obtain the same effects as the circuit of FIG. 11 and the circuit of FIG.
【００６３】[0063]
【第１６の実施例】図２４の回路は図１２の回路に図１
９と同様に補助トランス８０と補助共振用コンデンサＣ
r3を付加した他は図１２と同一に構成したものである。
図２４の回路における補助トランス８０の第１及び第２
の巻線８１、８２の接続箇所及び補助共振用コンデンサ
Ｃr3の接続箇所は図１９と同一である。なお、図２４で
は第２の巻線８２側に補助共振用コンデンサＣr1a が設
けられていないが、第２の巻線８２に対して並列に接続
されている。コンデンサＣe2、Ｃ4 が図１９のコンデン
サＣr1a と同様に作用する。従って、図２４の回路によ
って図１２の回路及び図１９の回路と同一の作用効果を
得ることができる。[Sixteenth Embodiment] The circuit of FIG. 24 corresponds to the circuit of FIG.
As in 9, the auxiliary transformer 80 and the auxiliary resonance capacitor C
The configuration is the same as that of FIG. 12 except that r3 is added.
The first and second auxiliary transformers 80 in the circuit of FIG.
The connection points of the windings 81 and 82 and the connection point of the auxiliary resonance capacitor Cr3 are the same as in FIG. Although the auxiliary resonance capacitor Cr1a is not provided on the second winding 82 side in FIG. 24, it is connected in parallel to the second winding 82. The capacitors Ce2 and C4 act in the same manner as the capacitor Cr1a in FIG. Therefore, the circuit of FIG. 24 can obtain the same effects as those of the circuit of FIG. 12 and the circuit of FIG.
【００６４】[0064]
【第１７の実施例】図２５の回路は図１４の回路に図１
９と同様に補助トランス８０と補助共振用コンデンサＣ
r1a を付加した他は図１４と同一に構成したものであ
る。図２５の回路における補助トランス８０の第１及び
第２の巻線８１、８２の接続箇所及び補助共振用コンデ
ンサＣr1a の接続箇所は図１９と同一である。従って、
図２５の回路によって図１４の回路及び図１９の回路と
同一の作用効果を得ることができる。17th Embodiment The circuit of FIG. 25 is similar to the circuit of FIG.
As in 9, the auxiliary transformer 80 and the auxiliary resonance capacitor C
The structure is the same as that of FIG. 14 except that r1a is added. The connection location of the first and second windings 81 and 82 of the auxiliary transformer 80 and the connection location of the auxiliary resonance capacitor Cr1a in the circuit of FIG. 25 are the same as in FIG. Therefore,
The circuit of FIG. 25 can achieve the same effects as those of the circuit of FIG. 14 and the circuit of FIG.
【００６５】[0065]
【第１８の実施例】図２６の回路は図１５の回路に図１
９と同様に補助トランス８０と補助共振用コンデンサＣ
r1a を付加した他は図１５と同一に構成したものであ
る。図２６の回路において補助トランス８０はタップを
有する単巻型トランスであるので、第１及び第２の巻線
８１、８２は互いに直列に接続され、主共振用コンデン
サＣr1と第２のスイッチＱ2 のソースとの間に接続され
ている。第１及び第２の巻線８１、８２の間から導出さ
れたタップは６個の力率改善回路形成用コンデンサＣe1
〜Ｃe6の共通接続点に接続されている。また、補助共振
用コンデンサＣr1a は第２の巻線８２に並列に接続され
ている。図２６の補助トランス８０の働きは図１９と実
質的に同一である。従って、図２６の回路によって図１
５の回路及び図１９の回路と同一の作用効果を得ること
ができる。[Eighteenth Embodiment] The circuit of FIG. 26 corresponds to the circuit of FIG.
As in 9, the auxiliary transformer 80 and the auxiliary resonance capacitor C
The configuration is the same as that of FIG. 15 except that r1a is added. In the circuit of FIG. 26, since the auxiliary transformer 80 is a single-winding transformer having a tap, the first and second windings 81 and 82 are connected in series with each other, and the main resonance capacitor Cr1 and the second switch Q2 are connected. It is connected with the source. The taps led out between the first and second windings 81 and 82 are six power factor improving circuit forming capacitors Ce1.
To Ce6 are connected to a common connection point. The auxiliary resonance capacitor Cr1a is connected to the second winding 82 in parallel. The operation of the auxiliary transformer 80 of FIG. 26 is substantially the same as that of FIG. Therefore, the circuit of FIG.
The same effects as those of the circuit of FIG. 5 and the circuit of FIG. 19 can be obtained.
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２、図１２、図１４、図１５、図１６、図１
９、図２０、図２３、図２４の回路において、図１０及
び図２１の第２の共振用コンデンサＣr2に相当するもの
を図１０と同様の位置に接続することができる。 （２） 各実施例において電圧共振用コンデンサＣq1、
Ｃq2の一方又は両方を寄生容量（ストレーキャパシタン
ス）とすることができる。 （３） 図１０、図１１、図１２、図１４、図１５、図
１６、図１７、図１８、図２１〜図２６において電圧共
振器用コンデンサＣq1を省くことができる。 （４） 各実施例において、第１及び第２のＦＥＴＱ1
、Ｑ2 をバイポーラトランジスタとこれに逆並列接続
したダイオードとから成る第１及び第２のスイッチ又は
これに類似の別の半導体スイッチにそれぞれ変えること
ができる。 （５） 図２、図９〜図１２、図１４〜図１７、図１９
〜図２６において１次巻線Ｎ1 に直列に共振用リアクト
ルを接続することができる。 （６） 図１１、図１４、図１５、図１６の３相電源１
１ａを使用する場合においても図１７又は図１８に示す
ようにコンバータ専用の第１及び第２のＦＥＴＱ1a、Ｑ
2aを設けてもよい。即ち、図１７又は図１８の入力平滑
用コンデンサＣi よりも電源側を図１１、図１４〜図１
６のように３相回路にすることができる。 （７） 図２、図９、図１０及び図１１の実施例におい
て、整流ダイオードＤb4又はＤb6にノイズ除去用コンデ
ンサＣd4又はＣd3を接続する場合には、コンデンサＣe2
とＣd4又はＣe3とＣd6を共振用とし、共振用コンデンサ
Ｃr1を省くことができる。この場合には、１つの共振用
コンデンサＣr1が２つのコンデンサの直列回路に置き換
えられたことになる。また、図１９〜図２２、図２４〜
図２６において第１の補助共振用コンデンサＣr1a を省
くことができる。また、図２３においてコンデンサＣa
、Ｃb 、Ｃc を省くことができる。 （８） ２つの力率改善回路形成用コンデンサＣe1、Ｃ
e2の内の１つを省くことができる。３相回路の場合もＣ
e1、Ｃe2、Ｃe3の内の１つ又は２つを省くことができ
る。 （９） トランス２０の２次巻線Ｎ2a、Ｎ2bに個別の整
流平滑回路を接続し、これ等に個別の負荷を接続するこ
とができる。 （１０） 図２、図９、図１２、図１４、図１５、図１
６、図１９〜図２６において、第１のＦＥＴＱ1 に並列
に１次巻線Ｎ1 と電流共振用コンデンサＣr1との直列回
路を接続することができる。要するに各請求項における
第１のスイッチを第２のＦＥＴＱ2 に対応させ、第２の
スイッチを第１のＦＥＴＱ1 に対応させることができ
る。 （１１） 図１９〜図２５においても補助トランス８０
を図２６と同様に単巻型トランスとし、図２６と同様な
位置に接続することができる。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible. (1) FIG. 2, FIG. 12, FIG. 14, FIG. 15, FIG.
In the circuits of FIG. 9, FIG. 20, FIG. 23, and FIG. 24, the one equivalent to the second resonance capacitor Cr2 of FIG. 10 and FIG. 21 can be connected to the same position as that of FIG. (2) In each embodiment, the voltage resonance capacitor Cq1,
One or both of Cq2 may be a parasitic capacitance (stray capacitance). (3) The voltage resonator capacitor Cq1 can be omitted in FIGS. 10, 11, 12, 14, 15, 16, 16, 17, 18, and 21 to 26. (4) In each embodiment, the first and second FET Q1
, Q2 can each be replaced by a first and a second switch consisting of a bipolar transistor and a diode connected anti-parallel thereto, or another semiconductor switch similar thereto. (5) FIGS. 2, 9 to 12, 14 to 17, and 19
26, a resonance reactor can be connected in series with the primary winding N1. (6) Three-phase power supply 1 of FIGS. 11, 14, 15, and 16
Even when 1a is used, as shown in FIG. 17 or FIG. 18, first and second FETs Q1a, Q dedicated to the converter are used.
2a may be provided. That is, the power supply side of the input smoothing capacitor Ci of FIG. 17 or 18 is shown in FIGS.
It is possible to form a three-phase circuit as shown in 6. (7) In the embodiment shown in FIGS. 2, 9, 10 and 11, when the noise removing capacitor Cd4 or Cd3 is connected to the rectifying diode Db4 or Db6, the capacitor Ce2 is used.
And Cd4 or Ce3 and Cd6 are used for resonance, and the resonance capacitor Cr1 can be omitted. In this case, one resonance capacitor Cr1 is replaced with a series circuit of two capacitors. Further, FIGS. 19 to 22 and 24 to
In FIG. 26, the first auxiliary resonance capacitor Cr1a can be omitted. Also, in FIG. 23, the capacitor Ca
, Cb, Cc can be omitted. (8) Two power factor correction circuit forming capacitors Ce1 and C
You can omit one of the e2. C in case of 3-phase circuit
One or two of e1, Ce2 and Ce3 can be omitted. (9) Individual rectifying and smoothing circuits can be connected to the secondary windings N2a and N2b of the transformer 20, and individual loads can be connected to these. (10) FIG. 2, FIG. 9, FIG. 12, FIG. 14, FIG.
6. In FIGS. 19 to 26, a series circuit of the primary winding N1 and the current resonance capacitor Cr1 can be connected in parallel with the first FET Q1. In short, the first switch in each claim can be made to correspond to the second FET Q2, and the second switch can be made to correspond to the first FET Q1. (11) Also in FIGS. 19 to 25, the auxiliary transformer 80
26 is a single-winding transformer as in FIG. 26, and can be connected in the same position as in FIG.
【図１】従来の力率改善回路を有する電源装置を示す回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a power supply device having a conventional power factor correction circuit.
【図２】本発明の第１の実施例のスイッチング電源装置
を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.
【図３】図２の制御回路を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a control circuit of FIG.
【図４】図２の電源電圧と入力電流を原理的に示す波形
図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing the power supply voltage and the input current of FIG. 2 in principle.
【図５】図２のトランスの１次巻線の等価回路を示す図
である。5 is a diagram showing an equivalent circuit of a primary winding of the transformer of FIG.
【図６】図２の各部の状態を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing a state of each part of FIG.
【図７】図２の第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のオン
・オフ周波数とトランスの２次側への電力供給との関係
を示す図である。7 is a diagram showing the relationship between the on / off frequencies of the first and second FETs Q1 and Q2 of FIG. 2 and the power supply to the secondary side of the transformer.
【図８】図２の第１及び第２のＦＥＴＱ1 、Ｑ2 のオン
・オフ周波数が低い時と高い時との１次巻線の電圧振幅
を示す波形図である。8 is a waveform diagram showing the voltage amplitude of the primary winding when the on / off frequencies of the first and second FETs Q1 and Q2 in FIG. 2 are low and high.
【図９】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a second embodiment.
【図１０】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a third embodiment.
【図１１】第４の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a fourth embodiment.
【図１２】第５の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a fifth embodiment.
【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。13 is a waveform diagram showing a state of each part of FIG.
【図１４】第６の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a sixth embodiment.
【図１５】第７の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a seventh embodiment.
【図１６】第８の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram showing a switching power supply device of an eighth embodiment.
【図１７】第９の実施例のスイッチング電源装置を示す
回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a ninth embodiment.
【図１８】第１０の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 18 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a tenth embodiment.
【図１９】第１１の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 19 is a circuit diagram showing a switching power supply device of an eleventh embodiment.
【図２０】第１２の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 20 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a twelfth embodiment.
【図２１】第１３の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 21 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a thirteenth embodiment.
【図２２】第１４の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 22 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a fourteenth embodiment.
【図２３】第１５の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 23 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a fifteenth embodiment.
【図２４】第１６の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 24 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a 16th embodiment.
【図２５】第１７の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 25 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a 17th embodiment.
【図２６】第１８の実施例のスイッチング電源装置を示
す回路図である。FIG. 26 is a circuit diagram showing a switching power supply device of the eighteenth embodiment.
Ｑ1 、Ｑ2 ＦＥＴ Ｃr1 共振用コンデンサ Ｃe1、Ｃe2 力率改善回路形成用コンデンサ Ｃi 入力平滑用コンデンサ Q1, Q2 FET Cr1 Resonance capacitor Ce1, Ce2 Power factor improvement circuit forming capacitor Ci Input smoothing capacitor
Claims (23)
めの第１及び第２の電源端子を有する交流電源と、 前記第１及び第２の電源端子に接続された第１及び第２
の入力端子を有する全波整流回路と、 前記整流回路の第１及び第２の出力端子間に接続された
入力平滑用コンデンサと、 前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続された第
１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチに並
列に接続されたコンデンサ又は寄生容量と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続された共振用イ
ンダクタンスを有するトランスの１次巻線と共振用コン
デンサとの直列回路又は共振用リアクトルとトランスの
１次巻線と共振用コンデンサとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合されたトランスの２次巻線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記第１及び第２のスイッチを前記交流電圧の周波数よ
りも高いオン・オフ周波数で交互にオン・オフするため
のスイッチ制御回路と、 前記整流回路の前記第１の入力端子と前記共振用コンデ
ンサの１次巻線側端子との間に接続された力率改善回路
形成用コンデンサとを備えていることを特徴とするスイ
ッチング電源装置。1. An AC power supply having first and second power supply terminals for supplying at least one phase AC voltage, and first and second power supplies connected to the first and second power supply terminals.
A full-wave rectifying circuit having an input terminal, an input smoothing capacitor connected between first and second output terminals of the rectifying circuit, and a first and a parallel connected to the input smoothing capacitor. A series circuit of a second switch, a capacitor or a parasitic capacitance connected in parallel to the first switch and / or the second switch, and a resonance inductance connected in parallel to the second switch And a series circuit of a primary winding of a transformer and a resonance capacitor or a series circuit of a resonance reactor, a primary winding of a transformer and a resonance capacitor, and a transformer electromagnetically coupled to the primary winding. A secondary winding, an output rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding, and the first and second switches are alternately turned on / off at an on / off frequency higher than the frequency of the alternating voltage. A switch control circuit for controlling the power factor correction circuit, and a capacitor for forming a power factor correction circuit connected between the first input terminal of the rectifier circuit and the primary winding side terminal of the resonance capacitor. Switching power supply device characterized by.
子と前記共振用コンデンサの１次巻線側端子との間に接
続された別の力率改善回路形成用コンデンサを有するこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。2. A power factor correction circuit forming capacitor connected between the second input terminal of the rectifier circuit and a primary winding side terminal of the resonance capacitor. The switching power supply device according to claim 1.
めの交流電源と、 前記交流電源に接続された全波整流回路と、 前記整流回路の一対の出力端子間に逆流阻止手段を介し
て接続された入力平滑用コンデンサと、 前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続された第
１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチに並
列に接続されたコンデンサ又は寄生容量と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続された共振用イ
ンダクタンスを有するトランスの１次巻線と共振用コン
デンサとの直列回路又は共振用リアクトルとトランスの
１次巻線と共振用コンデンサとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合されたトランスの２次巻線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記第１及び第２のスイッチを前記交流電圧の周波数よ
りも高いオン・オフ周波数で交互にオン・オフするため
のスイッチ制御回路と、 前記整流回路の一方の出力端子と前記共振用コンデンサ
の１次巻線側端子との間に接続された力率改善回路形成
用コンデンサとを備えていることを特徴とするスイッチ
ング電源装置。3. An AC power supply for supplying at least one-phase AC voltage, a full-wave rectification circuit connected to the AC power supply, and a pair of output terminals of the rectification circuit connected via backflow prevention means. Input smoothing capacitor, a series circuit of first and second switches connected in parallel to the input smoothing capacitor, and connected in parallel to the first switch and / or the second switch Capacitor or parasitic capacitance, and a series circuit of a primary winding of a transformer and a resonance capacitor connected in parallel to the second switch and a resonance capacitor or a primary winding of the resonance reactor and the transformer. A series circuit of a line and a resonance capacitor, a secondary winding of a transformer electromagnetically coupled to the primary winding, an output rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding, and the first and second windings. A switch control circuit for alternately turning on / off the second switch at an on / off frequency higher than the frequency of the alternating voltage, one output terminal of the rectifier circuit, and a primary winding side of the resonance capacitor. A switching power supply device comprising a power factor correction circuit forming capacitor connected between the terminal and the terminal.
前記共振用コンデンサの１次巻線側端子との間に接続さ
れた別の力率改善回路形成用コンデンサを有しているこ
とを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。4. A power factor correction circuit forming capacitor connected between the other output terminal of the rectifying circuit and the primary winding side terminal of the resonance capacitor. The switching power supply device according to claim 3, which is characterized in that.
めの第１及び第２の電源端子を有する交流電源と、 前記第１及び第２の電源端子に接続された第１及び第２
の入力端子を有する全波整流回路と、 前記整流回路の第１及び第２の出力端子間に接続された
入力平滑用コンデンサと、 前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続された第
１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチに並
列に接続されたコンデンサ又は寄生容量と、 前記第１及び第２のスイッチを前記電源電圧の周波数よ
りも高いオン・オフ周波数で交互にオン・オフする制御
回路と、 その一端が前記第２のスイッチの一端に接続された共振
用リアクトルと、 その一端が前記共振用リアクトルの他端に接続され、そ
の他端が前記第２のスイッチの他端に接続された共振用
コンデンサと、 前記整流回路の前記第１の入力端子と前記共振用コンデ
ンサの一端との間に接続された力率改善回路形成用コン
デンサとを備えていることを特徴とするスイッチング電
源装置。5. An AC power supply having first and second power supply terminals for supplying at least one-phase AC voltage, and first and second AC power supplies connected to the first and second power supply terminals.
A full-wave rectifying circuit having an input terminal, an input smoothing capacitor connected between first and second output terminals of the rectifying circuit, and a first and a parallel connected to the input smoothing capacitor. A series circuit of a second switch, a capacitor or a parasitic capacitance connected in parallel to the first switch and / or the second switch, and the first and the second switch with respect to the frequency of the power supply voltage A control circuit that alternately turns on and off at a high on / off frequency, a resonance reactor having one end connected to one end of the second switch, and one end connected to the other end of the resonance reactor, and the like. A resonance capacitor whose end is connected to the other end of the second switch, and a power factor correction circuit type connected between the first input terminal of the rectifier circuit and one end of the resonance capacitor. A switching power supply device comprising a generating capacitor.
子と前記共振用コンデンサの一端との間に接続された別
の力率改善回路形成用コンデンサを有することを特徴と
する請求項５記載のスイッチング電源装置。6. The power factor correction circuit forming capacitor further connected between the second input terminal of the rectifier circuit and one end of the resonance capacitor. The switching power supply described.
めの交流電源と、 前記交流電源に接続された全波整流回路と、 前記整流回路の一対の出力端子間に逆流阻止手段を介し
て接続された入力平滑用コンデンサと、 前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続された第
１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチに並
列に接続されたコンデンサ又は寄生容量と、 前記第１及び第２のスイッチを前記電源電圧の周波数よ
りも高いオン・オフ周波数で交互にオン・オフする制御
回路と、 その一端が前記第２のスイッチの一端に接続された共振
用リアクトルと、 その一端が前記共振用リアクトルの他端に接続され、そ
の他端が前記第２のスイッチの他端に接続された共振用
コンデンサと、 前記整流回路の一方の出力端子と前記共振用コンデンサ
の一端との間に接続された力率改善回路形成用コンデン
サとを備えていることを特徴とするスイッチング電源装
置。7. An AC power supply for supplying at least one-phase AC voltage, a full-wave rectifier circuit connected to the AC power supply, and a backflow blocking means between a pair of output terminals of the rectifier circuit. Input smoothing capacitor, a series circuit of first and second switches connected in parallel to the input smoothing capacitor, and connected in parallel to the first switch and / or the second switch And a control circuit for alternately turning on and off the first and second switches at an on / off frequency higher than the frequency of the power supply voltage, and one end of the second switch. A resonance reactor connected to the other end, a resonance capacitor having one end connected to the other end of the resonance reactor and the other end connected to the other end of the second switch; Switching power supply apparatus characterized by and a connected power factor correction circuit for forming a capacitor between one output terminal of the road and one end of the resonant capacitor.
前記共振用コンデンサの一端との間に接続された別の力
率改善回路形成用コンデンサを有することを特徴とする
請求項７記載のスイッチング電源装置。8. The capacitor according to claim 7, further comprising another power factor correction circuit forming capacitor connected between the other output terminal of the rectifier circuit and one end of the resonance capacitor. Switching power supply.
オードに並列に接続されたノイズ除去用コンデンサを有
することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１つに
記載のスイッチング電源装置。9. The switching power supply device according to claim 1, further comprising a noise removing capacitor connected in parallel with a rectifying diode forming the rectifying circuit.
ダクタンスを有する１次巻線との直列回路又は前記第１
のスイッチと前記共振用リアクトルと前記１次巻線との
直列回路に対して並列に接続された別の共振用コンデン
サを有していることを特徴とする請求項１乃至９のいず
れか１つに記載のスイッチング電源装置。10. A series circuit of the first switch and a primary winding having the inductance, or the first circuit.
10. Another resonance capacitor connected in parallel to the series circuit of the switch, the resonance reactor, and the primary winding is included. The switching power supply device according to.
の間に接続された高周波成分除去用フィルタを有してい
ることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１つに
記載されたスイッチング電源装置。11. The high-frequency component removing filter connected between the AC power supply and the rectifier circuit is further provided, according to any one of claims 1 to 10. Switching power supply.
出力ラインに直列に接続された高周波成分除去用インダ
クタンス素子を有していることを特徴とする請求項１乃
至１０のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置。12. The high frequency component removing inductance element connected in series to an input line or an output line of the rectifier circuit, as set forth in any one of claims 1 to 10. Switching power supply.
ことを特徴とする請求項３又は４又は７又は８記載のス
イッチング電源装置。13. The switching power supply device according to claim 3, wherein the backflow prevention means is a diode.
子であることを特徴とする請求項３又は４又は７又は８
記載のスイッチング電源装置。14. The backflow blocking means is an inductance element.
A switching power supply as described.
ための第１及び第２の電源端子を有する交流電源と、 前記第１及び第２の電源端子に接続された第１及び第２
の入力端子を有する全波整流回路と、 前記整流回路の第１及び第２の出力端子間に接続された
入力平滑用コンデンサと、 前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続された第
１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチに並
列に接続されたコンデンサ又は寄生容量と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続された共振用イ
ンダクタンスを有するトランスの１次巻線と主共振用コ
ンデンサとの直列回路又は共振用リアクトルとトランス
の１次巻線と主共振用コンデンサとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合されたトランスの２次巻線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記主共振用コンデンサに直列に接続された補助トラン
スの第１の巻線と、 前記補助トランスの前記第１の巻線に電磁結合された第
２の巻線と、 前記第２の巻線に並列に接続された補助共振用コンデン
サと、 前記整流回路の前記第１の入力端子と前記第２の出力端
子との間に前記補助トランスの前記第２の巻線を介して
接続された力率改善回路形成用コンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチを前記交流電圧の周波数よ
りも高いオン・オフ周波数で交互にオン・オフするため
のスイッチ制御回路とを備えていることを特徴とするス
イッチング電源装置。15. An AC power supply having first and second power supply terminals for supplying at least one-phase AC voltage, and first and second power supply terminals connected to the first and second power supply terminals.
A full-wave rectifying circuit having an input terminal, an input smoothing capacitor connected between first and second output terminals of the rectifying circuit, and a first and a parallel connected to the input smoothing capacitor. A series circuit of a second switch, a capacitor or a parasitic capacitance connected in parallel to the first switch and / or the second switch, and a resonance inductance connected in parallel to the second switch And a series circuit of a primary winding of a transformer and a capacitor for main resonance, or a series circuit of a reactor for resonance and a primary winding of a transformer and a capacitor for main resonance, and a transformer electromagnetically coupled to the primary winding. Secondary winding, an output rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding, a first winding of an auxiliary transformer connected in series to the main resonance capacitor, and a front of the auxiliary transformer. A second winding electromagnetically coupled to the first winding, an auxiliary resonance capacitor connected in parallel to the second winding, the first input terminal of the rectifying circuit, and the second winding. A power factor correction circuit forming capacitor connected to the output terminal through the second winding of the auxiliary transformer; and the first and second switches that are turned on higher than the frequency of the alternating voltage. A switching power supply device comprising: a switch control circuit for alternately turning on and off at an off frequency.
端子と前記補助トランスの前記第２の巻線との間に接続
された別の力率改善回路形成用コンデンサを有すること
を特徴とする請求項１５記載のスイッチング電源装置。16. The power factor correction circuit forming capacitor further connected between the second input terminal of the rectifier circuit and the second winding of the auxiliary transformer. The switching power supply device according to claim 15.
ための交流電源と、 前記交流電源に接続された全波整流回路と、 前記整流回路の一対の出力端子間に逆流阻止手段を介し
て接続された入力平滑用コンデンサと、 前記入力平滑用コンデンサに対して並列に接続された第
１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第１のスイッチ及び／又は前記第２のスイッチに並
列に接続されたコンデンサ又は寄生容量と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続された共振用イ
ンダクタンスを有するトランスの１次巻線と主共振用コ
ンデンサとの直列回路又は共振用リアクトルとトランス
の１次巻線と主共振用コンデンサとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合されたトランスの２次巻線と、 前記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、 前記主共振用コンデンサに直列に接続された補助トラン
スの第１の巻線と、 前記補助トランスの前記第１の巻線に電磁結合された第
２の巻線と、 前記第２の巻線に並列に接続された補助共振用コンデン
サと、 前記整流回路の前記一対の出力端子間に前記補助トラン
スの前記第２の巻線を介して接続された力率改善回路形
成用コンデンサと、 前記第１及び第２のスイッチを前記交流電圧の周波数よ
りも高いオン・オフ周波数で交互にオン・オフするため
のスイッチ制御回路とを備えていることを特徴とするス
イッチング電源装置。17. An AC power supply for supplying at least one-phase AC voltage, a full-wave rectifier circuit connected to the AC power supply, and a pair of output terminals of the rectifier circuit connected via backflow prevention means. Input smoothing capacitor, a series circuit of first and second switches connected in parallel to the input smoothing capacitor, and connected in parallel to the first switch and / or the second switch Capacitor or parasitic capacitance, and a series circuit of a primary winding of a transformer having a resonance inductance connected in parallel to the second switch and a main resonance capacitor, or a resonance reactor and a transformer primary. A series circuit of a winding and a capacitor for main resonance, a secondary winding of a transformer electromagnetically coupled to the primary winding, an output rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding, A first winding of an auxiliary transformer connected in series with a resonance capacitor; a second winding electromagnetically coupled to the first winding of the auxiliary transformer; and a second winding connected in parallel with the second winding. A connected auxiliary resonance capacitor, a power factor correction circuit forming capacitor connected between the pair of output terminals of the rectifier circuit via the second winding of the auxiliary transformer, And a switch control circuit for alternately turning on and off the second switch at an on / off frequency higher than the frequency of the alternating voltage.
と前記補助トランスの前記第２の巻線との間に接続され
た別の力率改善回路形成用コンデンサを有していること
を特徴とする請求項１７記載のスイッチング電源装置。18. The power factor correction circuit forming capacitor is further connected between the other output terminal of the rectifier circuit and the second winding of the auxiliary transformer. The switching power supply device according to claim 17.
イオードに並列に接続されたノイズ除去用コンデンサを
有することを特徴とする請求項１５乃至１８のいずれか
１つに記載のスイッチング電源装置。19. The switching power supply device according to claim 15, further comprising a noise removing capacitor connected in parallel with a rectifying diode forming the rectifying circuit.
記補助トランスの前記第２の巻線との間に接続された別
の共振用コンデンサを有していることを特徴とする請求
項１５乃至１９のいずれか１つに記載のスイッチング電
源装置。20. An additional resonance capacitor connected between one end of the first switch and the second winding of the auxiliary transformer. 20. The switching power supply device according to claim 1.
の間に接続された高周波成分除去用フィルタを有してい
ることを特徴とする請求項１５乃至２０のいずれか１つ
に記載されたスイッチング電源装置。21. The filter according to claim 15, further comprising a high-frequency component removing filter connected between the AC power supply and the rectifier circuit. Switching power supply.
出力ラインに直列に接続された高周波成分除去用インダ
クタンス素子を有していることを特徴とする請求項１５
乃至２１のいずれか１つに記載のスイッチング電源装
置。22. The high frequency component removing inductance element is further connected in series to an input line or an output line of the rectifier circuit.
22. The switching power supply device according to claim 1.
線が直列に接続された単巻型トランスとし、第１及び第
２の巻線の直列回路を前記主共振用コンデンサに直列に
接続し、前記第２の巻線を前記整流回路のグランド出力
側に配置し、前記力率改善回路形成用コンデンサを前記
第１及び第２の巻線の間に接続したことを特徴とする請
求項１５乃至２２のいずれか１つに記載のスイッチング
電源装置。23. The auxiliary transformer is a single-winding type transformer in which first and second windings are connected in series, and a series circuit of the first and second windings is connected in series to the main resonance capacitor. Then, the second winding is arranged on the ground output side of the rectifying circuit, and the power factor correction circuit forming capacitor is connected between the first and second windings. 23. The switching power supply device according to any one of 15 to 22.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18284896A JPH09275684A (en) | 1996-02-05 | 1996-06-24 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4213396 | 1996-02-05 | ||
| JP8-42133 | 1996-02-05 | ||
| JP18284896A JPH09275684A (en) | 1996-02-05 | 1996-06-24 | Switching power supply |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09275684A true JPH09275684A (en) | 1997-10-21 |
Family
ID=26381780
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18284896A Pending JPH09275684A (en) | 1996-02-05 | 1996-06-24 | Switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09275684A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011024346A (en) * | 2009-07-15 | 2011-02-03 | Kyushu Electric Power Co Inc | Dc stabilizing power circuit |
| JP2020072037A (en) * | 2018-11-01 | 2020-05-07 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Lighting device, illumination device and emergency illumination system |
-
1996
- 1996-06-24 JP JP18284896A patent/JPH09275684A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011024346A (en) * | 2009-07-15 | 2011-02-03 | Kyushu Electric Power Co Inc | Dc stabilizing power circuit |
| JP2020072037A (en) * | 2018-11-01 | 2020-05-07 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Lighting device, illumination device and emergency illumination system |
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