JPH09266452A

JPH09266452A - 受信装置

Info

Publication number: JPH09266452A
Application number: JP8095891A
Authority: JP
Inventors: Genichiro Ota; 現一郎太田; Kazunori Igai; 和則猪飼; Hiroaki Sudo; 浩章須藤; Fujio Sasaki; 冨士雄佐々木
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-03-27
Filing date: 1996-03-27
Publication date: 1997-10-07
Anticipated expiration: 2016-03-27
Also published as: JP3660050B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波回路部分を少なくし高周波回路に内在
する高電力消費要素と動作不安定要素を少なくする移動
通信機器用の受信装置を提供する。【解決手段】アンテナから得た受信信号１は高周波増
幅され、その出力は第１の帯域通過フィルタ３により該
当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信
号から抽出する。この出力は局部発信周波数f_LOで周波
数変換され、第２の帯域通過フィルタ６により希望波の
みを通過させる。この出力はサンプル・ホールド回路８
に供給されてサンプル・ホールドが行なわれる。サンプ
ル・ホールド回路におけるサンプリングは帯域制限サン
プリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離
散化信号はI軸成分分離回路10とQ軸成分分離回路11にそ
れぞれ供給される。標本出力はＩ軸Ｑ軸各々、１つ置き
に標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変
換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。この
２信号は複素係数フィルタ12に供給される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は移動通信機器におけ
る受信装置に関し、特に高周波回路部分を少なくして高
周波回路に内在する高電力消費要因及び動作不安定要因
を低減することができる受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動通信機器における受信装置のポイン
トのひとつは、高周波回路部分をいかに少なくし高周波
回路に内在する高電力消費要素と動作不安定要素と製造
コストと占有する空間とを少なくすることにある。ここ
で、受信装置の高周波部が複雑になっている原因の一つ
は、希望チャネル帯域を隣接チャネルから切り離して取
り出すための切れの良いチャネルフィルタの実現が非常
に難しく、数段に分けて徐々に特性を確立しなければな
らないからである。

【０００３】まず、現在の移動通信機器に用いられてい
る受信方式の構成例を図３８に示す。また、同じく従来
例として、特開平6-164243号公報に記載されているよう
に、高周波回路部分を低減するために、搬送周波数を局
部発振周波数とする直接復調方式すなわちベースバンド
帯域への直接変換方式であるダイレクトコンバージョン
受信方式を図３９に示す。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図３８において、周波
数fcなる無線信号がアンテナANTより入り、低雑音増幅
器LNAで増幅された後、帯域通過型フィルタBPF1を通過
して通信システムの対象となっている周波数チャネル全
体を他の通信信号群から抽出する。その出力は周波数変
換器MIX1により第1中間周波数に変換され、第１中間周
波数フィルタIF1-FLTにより希望する周波数チャネル以
外の信号成分をできるだけ除去する。その出力は第１中
間周波増幅器IF1-AMPで補強されて周波数変換器MIX2に
供給される。

【０００５】第２中間周波数となった受信信号は第２中
間周波数フィルタIF2-FLTによりさらに希望する周波数
チャネル以外の信号成分を除去される。その出力は第２
中間周波増幅器IF2-AMPで補強されて直交検波器Q-DETに
入る。

【０００６】ここで第２中間周波数fLOにより周波数変
換作用も受け、ベースバンド帯へ還元される。周波数変
換におけるイメージ信号除去を含めた周波数チャネル以
外の信号成分の除去のために低域通過型フィルタLPFを
通過させる。このようにして希望するチャネルの信号を
取りだし、ベースバンド増幅器BF-AMPにより所定の信号
強度に増幅して受信出力が提供される。

【０００７】そこでまず、従来例である図３８に示した
マイクロ波帯付近で使われる通信機器の受信装置につい
ての課題を示す。

【０００８】第１の課題としては図３８の従来例に見ら
れるように、直交検波を含めて３段の周波数変換がなさ
れ、４段のフィルタリングと４段の増幅がされる。局部
発振器としてはLO1、LO2、fLOの３種類を用意しなけれ
ばならない。したがって受信装置には多くの部品が必要
となることである。

【０００９】第２の課題は、これらの多くの部品が大き
な消費電力を生じることである。

【００１０】つぎに、受信装置の簡略化を図ったダイレ
クトコンバージョン受信装置について図３９の例を考え
る。図３９においては、一対の各混合器18、19に受信し
たＡＭ高周波信号を入力し、それぞれ相互に90度位相が
異なる搬送周波数に等しい高周波信号を混合する。

【００１１】混合器18、19の出力をそれぞれローパスフ
ィルタ23、24、Ａ／Ｄ変換器25、26を介して各移相器2
7、28に入力する。移相器27、28で相互に位相が90度だ
け異なるように位相を遅延された各信号はマトリクス回
路29に入力され、各信号の和および差の信号が導出され
る。

【００１２】マトリクス回路29からの信号は、Ｄ／Ａ変
換器30、31でアナログ信号に変換され、ＡＭ高周波信号
の各側波帯の変調信号が分離され、雑音の少ない方の信
号がスピーカ35に選択出力され、雑音や混信の少ないダ
イレクトコンバージョン受信装置が実現されるとされて
いる。

【００１３】ここで、この従来例について回路の消費電
力や部品に要求される性能を考える。図３９の従来例で
は、受信信号を隣接する妨害信号から分離し抽出するた
めのチャネルフィルタは、ローパスフィルタ23、24およ
びＡ／Ｄ変換後のディジタル回路内に設けるディジタル
フィルタで確保することになる。

【００１４】復調回路42において信号処理をディジタル
回路で行なう場合に、無線系のフィルタ23、24を簡易化
することはできるが、十分な振幅分解能および周波数分
解能を得るためにはディジタル系42の演算クロック速度
がアナログ系の最高周波数成分よりも十分に高くなくて
はならないために動作部分が高速になってしまうととも
に、ディジタル系42では動作振幅が一定かつ数ボルトと
大きいために、アナログ系で処理する場合の数倍の消費
電力の増大を招くという課題をもつ。

【００１５】さらに、論理回路系ではパラレルに動作す
る処理系が多い。すなわち、演算クロック速度がベース
バンド周波数に近いとしても回路の総消費電力は、（電
圧振幅の２乗）×（処理速度）×（回路系負荷静電容
量）×（パラレル数）となるために大きなものになって
いる。すなわち、信号をディジタル回路で処理すること
は消費電力を増大するマイナス要素をもつ。

【００１６】第３の課題としては、信号処理のディジタ
ル化を図った場合に、無線系で処理する場合の数倍の消
費電力の増大を招くことである。

【００１７】第４の課題としては、従来のディジタルフ
ィルタは演算が複雑で、簡略な構成でも加減乗除を要
し、消費電力を無視できない点があった。

【００１８】また、信号のディジタル化をすべきＡ／Ｄ
変換器25、26について考えると、一般に入力信号に要求
される電圧振幅は１ボルトないし２ボルトという大きな
ものである。したがってその振幅を供給する能力は図３
９に示された従来例においては、その前段の混合器18、
19に要求されることとなる。これは図３９の従来例が対
象とするＡＭ無線帯すなわち中波放送帯の周波数におい
ては可能と言えなくはないが、より高い周波数であるＴ
Ｖ放送や携帯電話などの周波数帯域においてはそのよう
な大きい出力が得られる混合器は存在しない。そのた
め、一般にはＡ／Ｄ変換器の前段に増幅器を挿入して電
圧振幅を増幅する必要がある。したがって、第５の課題
としては、Ａ／Ｄ変換器を用いる方法を採ると無線系あ
るいはアナログ系の電力が大きく増大するというマイナ
ス要素がある。

【００１９】また、図３９に見られる従来方式では、局
部発振器の発生する周波数は受信信号の搬送波周波数と
等しい。このために、第６の課題としては、多くの通信
方式において障害を生じるということである。すなわ
ち、図４０(ａ)に示すように、従来方式の局部発振信号
は、発振周波数が受信回路系の同調周波数と同一なため
に受信回路系に漏れて、空中線から隣接局に妨害を与え
たり、混合器18、19の受信信号入力部側から入る。混合
器では局部発振信号同士の混合すなわち乗算が生じ、図
４０(ｂ)に示すように直流成分が発生し、直流オフセッ
ト成分となって復調信号に誤りを与える。したがって局
部発振周波数に搬送周波数を選ぶ方式のダイレクトコン
バージョン受信方式はもっぱら単一周波数干渉に比較的
強い周波数変調方式の通信に採用されている。

【００２０】ここで上述した課題を整理しておくと、第
１の課題は、良好な受信チャネル選択度の確保に受信装
置が多くの部品を必要とする。

【００２１】第２の課題は、前記第１の課題である多く
の部品が、大きな消費電力を招くことである。

【００２２】第３の課題は、信号処理のディジタル化は
アナログ処理の数倍の消費電力となる。

【００２３】第４の課題は、従来のディジタルフィルタ
は演算が複雑で、消費電力が大きいということである。

【００２４】第５の課題は、信号ディジタル化のＡ／Ｄ
変換器は大入力信号振幅を必要とするということであ
る。

【００２５】第６の課題は、局部発振信号が受信信号の
搬送波周波数と等しいダイレクトコンバージョン受信方
式は、局部発振信号が空中線から隣接局に妨害を与えた
り、直流オフセットが発生し復調信号に誤りを与える。

【００２６】本発明は、従来の受信装置に見られる前記
６つの課題を解決するために、高周波回路部分を少なく
し、高周波回路に内在する高電力消費要素と動作不安定
要素と製造コストと占有する空間とを少なくした受信装
置を提供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に請求項１の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔
でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、
直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線シ
ステムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネ
ル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の
上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の
周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネル
までの周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換す
る手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線シ
ステムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍
の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング
出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正
相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャ
ネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とす
る。

【００２８】また請求項２記載の発明は、搬送波周波数
が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近
似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方
式を利用する無線システムを対象にする受信装置であっ
て、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希
望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接
チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下
およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に直流領
域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅
または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２
の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、
そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出す
る手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分と
から受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えた
ことを特徴とする。

【００２９】また請求項３記載の発明は、請求項１記載
の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号
を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または
該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数と
する周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換
出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネル
までの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この
中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１
６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８
倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路
と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽
出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成
するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分
と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣
接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能
を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける
２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のロ
ーパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出
することを特徴とする。

【００３０】また請求項４記載の発明は、請求項２記載
の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号
を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または
該当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわち
ゼロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器か
ら周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心
に正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域
とする低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望
チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチ
ャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサ
ンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位
相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位
相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受
信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて
希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チ
ャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、そ
の出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の
出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望
チャネルの信号を抽出することを特徴とする。

【００３１】また、請求項５記載の発明は、請求項１な
いし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基
のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネルの
直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引き回
路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去
するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えるこ
とを特徴とする。

【００３２】本発明の請求項６に記載の発明は、請求項
１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記
２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交
信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路
と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去す
るためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えること
を特徴とする。

【００３３】本発明の請求項７に記載の発明は、搬送波
周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそ
れに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する
変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置
であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け
受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当す
る隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心
に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的
に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、
受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチ
ャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数で
サンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位
相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成
分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む
４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して
抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チ
ャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線シ
ステムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍
の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネ
ル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみ
を抽出する手段とを備えたことを特徴とする。

【００３４】また、請求項８記載の発明は、請求項７に
記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔
でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、
直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線シ
ステムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネ
ル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の
上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の
周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネ
ルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領
域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅
または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２
の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル
・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上で
の直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信
号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号
正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チ
ャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣
接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数
フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相
等化器と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパ
ス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の
間引き回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相
軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下
各２チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベース
バンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数
フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相
等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のローパ
ス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第１の
間引き回路と、オフセット周波数を除去するためのイメ
ージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とす
る。

【００３５】また、請求項９の発明は、請求項７に記載
の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチ
ャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交
変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システ
ムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信
号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端
または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波
数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルま
での周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ
周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅また
は該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周
波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホ
ールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直
交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成
分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相
軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネ
ル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チ
ャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィ
ルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化
器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する
２基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成
分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に
隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを
除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能
を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に
受ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サ
ンプルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路
と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型
周波数変換回路と、を備えることを特徴とする。

【００３６】また請求項１０の発明は、請求項３、請求
項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明に
おいて、前記ヒルベルト変換器を、スイッチトキャパシ
タ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイッチで構
成したことを特徴とする。

【００３７】また、請求項１１の発明は、請求項３、請
求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明
において、前記複素係数フィルタにおける係数の絶対値
を２種類だけで構成したことを特徴とする。

【００３８】また、請求項１２の発明は、請求項３、請
求項４または請求項８いずれかに記載のの発明におい
て、前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペアンプを
後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそれぞれ
共用したことを特徴とする。

【００３９】また、請求項１３の発明は、請求項１２記
載の発明において、前記ローパス・フィルタをＣＣＤを
用いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴と
する。

【００４０】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置さ
れまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこ
れに類する変調方式を利用する無線システムを対象にす
る受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信
信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端ま
たは該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周
波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲
を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段と、受信希
望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル
間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプ
リングする手段と、そのサンプリング出力から位相上で
の直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直
交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出
する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたも
ので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回
の演算で除去するという作用を有する。

【００４１】本発明の請求項２に記載の発明は、搬送波
周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそ
れに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する
変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置
であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け
受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当す
る隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心
に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に
直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの
帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の
１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手
段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を
抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号
成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを
備えたことを特徴とする受信装置としたもので、上下各
３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去
するという作用を有する。

【００４２】本発明の請求項３に記載の発明は、請求項
１記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受
信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端
または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周
波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波
数変換出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チ
ャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段
と、この中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯
域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周
波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホー
ルド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交
成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分
とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸
信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル
信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去
する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々
に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける
２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信
号を抽出することを特徴とする受信装置としたもので、
複素係数フィルタにより直交フィルタ機能を実現すると
いう作用を有する。

【００４３】また、本発明の請求項４に記載の発明は、
請求項２記載の発明において、受信希望チャネル信号を
含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端また
は下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を
直流すなわちゼロ周波数とする周波数変換器と、この周
波数変換器から周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ
周波数を中心に正負およそ各３チャネルまでの周波数範
囲を通過帯域とする低周波段と、この低周波段の出力を
受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線
システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプ
リングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリン
グ出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号
成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換
器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成
分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャ
ネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フ
ィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器
と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタ
とから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴と
する受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チ
ャネルに対して各１回の演算で除去するとともに複素係
数フィルタにより直交フィルタ機能を実現するという作
用を有する。

【００４４】本発明の請求項５に記載の発明は、請求項
１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記
２基のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネ
ルの直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引
き回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を
除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備え
ることを特徴とする受信装置としたもので、間引き処理
とオフセット周波数を除去を行なうことによって正確に
受信希望チャネルを抽出しうるようになるという作用を
有する。

【００４５】本発明の請求項６に記載の発明は、請求項
１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記
２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交
信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路
と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去す
るためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えること
を特徴とする受信装置としたもので、平均化処理とオフ
セット周波数を除去を行なうことによって正確に受信希
望チャネルを抽出しうるようになるという作用を有す
る。

【００４６】本発明の請求項７に記載の発明は、搬送波
周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそ
れに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する
変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置
であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け
受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当す
る隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心
に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的
に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、
受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチ
ャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数で
サンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位
相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成
分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む
４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して
抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チ
ャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線シ
ステムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍
の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネ
ル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみ
を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置と
したもので、受信希望チャネルを含む隣接チャネルの帯
域を広くしても希望のチャネルを抽出しうるという作用
を有する。

【００４７】本発明の請求項８に記載の発明は、搬送波
周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそ
れに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する
変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置
であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け
受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当す
る隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心
に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的
に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、
受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチ
ャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数で
サンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサン
プリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相
軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベル
ト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸
信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各
２チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する
第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２
基の第２の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基
の第２のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４
に間引く第２の間引き回路と、その受信信号正相軸信号
成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号
に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネルを除去する
とともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する
第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２
基の第１の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基
の第１のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４
に間引く第１の間引き回路と、オフセット周波数を除去
するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備える
ことを特徴とする受信装置としたもので、基本的な信号
処理ブロックを縦続することによって希望チャネル信号
に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル
を除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換せしめ
るという作用を有する。

【００４８】また、本発明の請求項９に記載の発明は、
請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の
周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波
数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用
する無線システムを対象にする受信装置であって、受信
希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネ
ルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネル
との境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各
１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数ま
たは直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネ
ルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波
数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングす
るサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力か
ら位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直
交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、そ
の受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受
けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チ
ャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２
の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の
第２の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわた
って平均化する２基の第２の平均化回路と、その受信信
号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望
チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの
隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域
へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、そ
の出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その
出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第１
の平均化回路と、オフセット周波数を除去するためのイ
メージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴と
する受信装置としたもので、基本的な信号処理ブロック
を縦続することによって希望チャネル信号に隣接する上
側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去すると
ともにベースバンド信号帯域へ変換せしめるという作用
を有する。

【００４９】本発明の請求項１０に記載の発明は、請求
項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記
載の発明において、前記ヒルベルト変換器を、スイッチ
トキャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とス
イッチで構成したことを特徴とする受信装置としたもの
で、簡潔な同期制御と低い消費電力を実現するという作
用を有する。

【００５０】本発明の請求項１１に記載の発明は、請求
項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記
載の発明において、前記複素係数フィルタにおける係数
の絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする受信
装置としたもので、限定した固定値の回路エレメントで
回路を構成し設計の容易性と回路デバイスの生産品質を
向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有す
る。

【００５１】本発明の請求項１２に記載の発明は、請求
項３、請求項４または請求項８いずれかに記載のの発明
において、前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペア
ンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそ
れぞれ共用したことを特徴とする受信装置としたもの
で、限定した回路エレメントで回路を構成し消費電力の
低減と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を
安定にさせるという作用を有する。

【００５２】本発明の請求項１３に記載の発明は、請求
項１１記載の発明において、前記ローパス・フィルタを
ＣＣＤを用いて構成しオペアンプの個数を削減したこと
を特徴とする受信装置としたもので、低消費電力化を促
進するとともに設計の容易性と回路デバイスの生産品質
を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有す
る。

【００５３】（第１の実施の形態）図１は，本発明の第
１の実施の形態の構成例を示すものである。アンテナか
ら得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅さ
れる。その出力は第１の帯域通過フィルタ３により該当
する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号
から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され
局部発振器５からの局部発信周波数f_LOで周波数変換さ
れる。

【００５４】周波数変換器４の出力は第２の帯域通過フ
ィルタ６により周波数変換器４において発生するイメー
ジ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネ
ルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給
されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサン
プル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロ
ック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれ
る。サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、第２
の帯域フィルタ６などにより規定される通過帯域幅に等
しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル
・ホールド回路におけるサンプリングは帯域制限サンプ
リング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散
化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそ
れぞれ供給される。

【００５５】この標本出力はＩ軸成分分離回路10では１
クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分
分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸
Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することに
より、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成
分の形にする。この２信号は複素係数フィルタ12に供給
される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信
号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化
器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等
化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィル
タ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残
留成分を除去する。

【００５６】さらに必要であれば、レベル変換を行な
い、ディジタル信号レベルの出力21、22をディジタル系
に供給する。サンプル・ホールド以降の動作制御はすべ
てクロック信号発生および制御回路23から供給される各
種クロック信号で行なわれる。

【００５７】図２を用いて、図１の第１の実施の形態に
おける周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係
について説明する。

【００５８】図２(ａ)は、対象とする通信システムの使
用する周波数帯域と、その通信用帯域内での通信用チャ
ネルの配置と、その一つを希望波チャネルとして例示し
たもので、この通信用帯域の上下の周波数域は、他の通
信信号群に占有されている状況を示したものである。

【００５９】図２(ｂ)は図１の第１の帯域通過フィルタ
３により対象とする通信用帯域が他の通信信号群から抽
出された状況を示すものである。

【００６０】図２(ｃ)は、図１の周波数変換器４により
対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数
帯に移動し、さらに第２の帯域通過フィルタ６により対
象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中
心とする中間周波数帯域幅f_FB内に帯域制限された状態
を示す。

【００６１】図２(ｄ)は、前記の中間周波数帯域幅f_FB
内に帯域制限された状態の信号にサンプル・ホールド回
路８によりサンプリングと同時に周波数変換作用を与
え、ベースバンド周波数近傍に移動した状態を示す。こ
こでfsはサンプリング・クロック９の周波数を示し、本
発明においては中間周波帯域幅f_FBをチャネル間隔幅の
６倍以内とする。このときサンプリング周波数はベース
バンド帯域幅周波数fbもしくはチャネル間隔周波数fwの
1／2の16倍または16倍の偶数倍の周波数に設定する。

【００６２】従来のサンプリングにおいては、通常は１
次サンプリング定理により中間周波中心周波数f_IFの２
倍以上に設定される。本発明においては、帯域制限を施
した信号に対する標本化定理を用いて、最低のサンプリ
ング周波数fsを中間周波数帯の帯域幅f_FBの２倍にでき
る。

【００６３】図２(ｄ)においてはサンプリングによるダ
ウンコンバージョンの結果、希望波チャネルがベースバ
ンド領域の直流点付近に希望波チャネルの下端を置く位
置に移動するとともに、直流軸を境に周波数軸正負に同
数のチャネルが対称に並ぶスペクトルが得られる。

【００６４】図３を用いて、図１の第１の実施の形態に
おける周波数変換回路からサンプリング以降までの周波
数軸から見た処理関係について説明する。

【００６５】図３(ａ)は、図２(ｃ)に示したものと同一
のもので、図１の周波数変換器４により対象とする通信
用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さ
らに第２の帯域通過フィルタ６により対象とする通信用
帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周
波数帯域幅f_FB内に帯域制限された状態を示す。

【００６６】図３(ｂ)は、サンプル・ホールド回路のサ
ンプリング周波数fsと中間周波中心周波数(fc-f_LO)の関
係を示すもので、サンプリング周波数fsは中間周波中心
周波数(fc-f_LO)の２以上の整数分周波の関係が必要であ
る。

【００６７】図３(ｃ)は、図３(ｂ)の周波数ゼロを含め
たサンプリング周波数の倍数波上に中間周波数帯域幅f
_FBのチャネル群が重畳するスペクトルが得られることを
示す。図３(ｃ)から明らかなように、サンプリングにお
いてエイリアシングが発生しないようにするために、中
間周波中心周波数(fc-f_LO)を中間周波数帯域幅f_FBの値
よりも高い周波数にする。

【００６８】図３(ｄ)は、本発明における複素係数フィ
ルタと位相等化器と遅延型ローパス・フィルタから成る
隣接チャネル除去フィルタ特性をチャネル配置上に示し
たものである。フィルタの零点が隣接チャネルの各中心
周波数上に位置されることを示している。

【００６９】図３(ｅ)は、図３(ｄ)のチャネル特性によ
る隣接チャネル除去効果を模式的に図示したものであ
る。

【００７０】（第２の実施の形態）図４は、本発明の第
２の実施の形態の構成例を示すものである。アンテナか
ら得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅さ
れる。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通
信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽
出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発
振器５からの局部発振周波数f_LOを希望波と低い隣接チ
ャネルの境界の周波数で周波数変換される。

【００７１】周波数変換器４の出力は初段のローパス・
フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイ
メージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチ
ャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に
供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力は
サンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・
クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行な
われる。

【００７２】サンプル・ホールドのサンプリング周波数
は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定され
る通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定
する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプ
リングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得ら
れた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸
成分分離回路11にそれぞれ供給される。

【００７３】この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１
クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分
分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸
Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することに
より、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成
分の形にする。

【００７４】この２信号は複素係数フィルタ12に供給さ
れる。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号
群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器
15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化
し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ
19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留
成分を除去する。

【００７５】さらに必要であれば、レベル変換を行な
い、ディジタル信号レベルの出力21、22をディジタル系
に供給する。サンプル・ホールド以降の動作制御はすべ
てクロック信号発生および制御回路23'から供給される
各種クロック信号で行なわれる。

【００７６】図５を用いて、図４の第２の実施の形態に
おける周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係
について説明する。

【００７７】図５(ａ)は、対象とする通信システムの使
用する周波数帯域と、その通信用帯域内での通信用チャ
ネルの配置と、その一つを希望波チャネルとして例示し
たもので、この通信用帯域の上下の周波数域は、他の通
信信号群に占有されている状況を示したものである。

【００７８】図５(ｂ)は、図４の帯域通過フィルタ３に
より対象とする通信用帯域が他の通信信号群から抽出さ
れた状況を示すものである。

【００７９】図５(ｃ)は、図４の周波数変換器４により
対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数
帯に移動し、さらに初段のローパス・フィルタ６'によ
り対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端
を中心とする中間周波数帯域幅f_FB内に帯域制限された
状態を示す。

【００８０】図５(ｄ)は、前記の中間周波数帯域幅f_FB
内に帯域制限された状態の信号にサンプル・ホールド回
路８によりサンプリングと同時に周波数変換作用を与
え、ベースバンド周波数近傍に移動した状態を示す。こ
こでfsはサンプリング・クロック９の周波数を示し、本
発明においては中間周波帯域幅f_FBをチャネル間隔幅の6
倍以内とする。このときサンプリング周波数はベースバ
ンド帯域幅周波数fbもしくはチャネル間隔周波数fwの1
／2の16倍または16倍の偶数倍の周波数に設定する。従
来のサンプリングにおいては、通常は１次サンプリング
定理により中間周波中心周波数f_IFの２倍以上に設定さ
れる。

【００８１】本発明においては、帯域制限を施した信号
に対する標本化定理を用いて、最低のサンプリング周波
数fsを中間周波数帯の帯域幅f_FBの２倍にできる。

【００８２】図５(ｄ)においては、サンプリングによる
ダウンコンバージョンの結果、希望波チャネルがベース
バンド領域の直流点付近に希望波チャネルの下端を置く
位置に移動するとともに、直流軸を境に周波数軸正負に
同数のチャネルが対称に並ぶスペクトルが得られる。

【００８３】図６を用いて、図４の第２の実施の形態に
おける周波数変換回路からサンプリング以降までの周波
数軸から見た処理関係について説明する。

【００８４】図６(ａ)は、図５(ｂ)に示したものと同一
のもので、図６(ｃ)は、図５(ｃ)に示したものと同一の
ものであり、図４の周波数変換器４により対象とする通
信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、
さらに初段のローパス・フィルタ６'により対象とする
通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を直流付近と
するベースバンド周波数領域f_BB内に帯域制限された状
態を示す。

【００８５】図６(ｂ)は、局部発振周波数f_LOすなわち
(希望チャネル周波数fc−チャネル幅／２）の値とサン
プル・ホールド回路のサンプリング周波数fsとの関係を
示すもので、サンプリング周波数fsはサンプリングにお
いてエイリアシングが発生しないようにするために、ベ
ースバンド周波数領域f_BBの２倍以上であることが必要
である。

【００８６】図６(ｃ)は、図６(ｂ)の周波数ゼロを含め
たサンプリング周波数の倍数波上にベースバンド周波数
領域f_BBのチャネル群が重畳するスペクトルが得られる
ことを示す。なお、局部発振周波数f_LOとサンプリング
周波数fsの間には、一般的には制約はない。

【００８７】図６(ｄ)は、本発明における複素係数フィ
ルタと位相等化器と遅延型ローパス・フィルタから成る
隣接チャネル除去フィルタ特性をチャネル配置上に示し
たものである。フィルタの零点が隣接チャネルの各中心
周波数上に位置されることを示している。

【００８８】図６(ｅ)は、図６(ｄ)のチャネル特性によ
る隣接チャネル除去効果を模式的に図示したものであ
る。

【００８９】（第３の実施の形態）図７は、本発明の第
３の実施の形態の構成例を示すものである。図７は、本
発明の第２の実施の形態の第１の構成例を示した図４に
おいて、主にＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25とイ
メージ抑制型周波数変換回路26がＩ軸ローパス・フィル
タ19とディジタル系21'またはＱ軸ローパス・フィルタ2
0とディジタル系22'の間に挿入されたものである。関連
してクロック信号発生および制御回路23'は制御系が増
加する。

【００９０】アンテナから得た受信信号１は、高周波増
幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フ
ィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号
のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数
変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数
f_LOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波
数変換される。

【００９１】周波数変換器４の出力は初段のローパス・
フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイ
メージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチ
ャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に
供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力は
サンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・
クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行な
われる。

【００９２】サンプル・ホールドのサンプリング周波数
は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定され
る通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定
する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプ
リングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得ら
れた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸
成分分離回路11にそれぞれ供給される。

【００９３】この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１
クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分
分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸
Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することに
より、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成
分の形にする。

【００９４】この２信号は複素係数フィルタ12に供給さ
れる。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号
群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器
15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化
し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ
19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留
成分を除去する。

【００９５】Ｉ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス
・フィルタ20の出力は、それぞれＩ軸間引き回路24とＱ
軸間引き回路25に入力される。そして、Ｉ軸間引き回路
24とＱ軸間引き回路25の出力は、イメージ抑制型周波数
変換回路26に入力され、その出力はディジタルの出力2
1'および22'となってディジタル系に提供される。

【００９６】図７の第３の実施の形態における周波数変
換回路までの周波数軸から見た処理関係および周波数変
換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処
理関係は、図４の第２の実施の形態における周波数変換
回路までの周波数軸から見た処理関係を説明した図５お
よび周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数
軸から見た処理関係を説明した図６と同じなので省略す
る。

【００９７】そこで図８を用いて、間引き回路の作用を
説明する。図８(ａ)は、図６(ｄ)のフィルタリングの位
置を示す図と同一であり、図７に示されたＩ軸間引き回
路24とＱ軸間引き回路25の働きを示す。

【００９８】図８(ｂ)は、複素係数フィルタ12とＩ軸等
化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ
軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フ
ィルタ特性により希望波が概ね抽出できた様子を示して
いる。ただし、サンプリング周波数fsの高調波毎に、直
流域に移った希望波および隣接チャネル信号群の残余の
スペクトルと同一のスペクトルが繰り返される。

【００９９】ここで、図８(ｃ)はデータを1／2に間引い
たものであるが、もとのサンプリング周波数fsの1／2と
なったサンプリング周波数fs'は高調波の間隔が1／2と
なり、スペクトルの繰り返しが倍になる。すなわち、16
倍オーバーサンプリングにおいてはサンプリング周波数
の高調波間に８チャネルが存在していたが、1／2の間引
きにより４チャネルになり、各チャネル位置において
は、異なるチャネルの信号残余が重なり合うことにな
る。

【０１００】図８(ｄ)においては、さらにデータを1／2
に間引き、図８(ｅ)においてはさらにデータを1／2に間
引き、図８(ｂ)からは1／8の間引きを行なったものにな
っている。この結果、希望波スペクトルは、チャネル間
隔で繰り返し現れることになる。この時のサンプリング
周波数fs'''は、希望波に対して２倍オーバーサンプリ
ングとなり、サンプリング定理の最低基準を満たす状態
にまで引き下げられたことになる。

【０１０１】図８(ｅ)においては、隣接チャネル群の信
号が折り重なって希望波スペクトル内にたたみこまれて
いるが、基本的には複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15
とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ロー
パス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ
特性により隣接チャネル信号は大きく減衰している。

【０１０２】したがって、図８(ｅ)においては、希望波
が希望波の２倍の周波数でサンプリングされ抽出された
とみてよい。ただし、直流からの周波数オフセットはま
だ存在しており、このオフセット周波数を除去するため
に出力をイメージ抑制型周波数変換回路26に入力する。
なお、間引き回路は、８クロックに１回だけサンプリン
グをするサンプル・ホールド回路もしくは転送回路であ
り、具体的回路は十分に公知であるので、ここでの提示
は省略することとする。

【０１０３】このように第３の実施の形態の説明から明
らかなように、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ
軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス
・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性
により希望波を抽出できる。

【０１０４】（第４の実施の形態）図９は、本発明の第
４の実施の形態の構成例を示すものである。図９は、本
発明の第２の実施の形態の第１の構成例を示した図４に
おいて、主にＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とイ
メージ抑制型周波数変換回路26がＩ軸等化器15とディジ
タル系21'またはＱ軸等化器16とディジタル系22'の間に
挿入されたものである。関連してクロック信号発生およ
び制御回路23'は制御系が増加する。

【０１０５】アンテナから得た受信信号１は高周波増幅
器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィ
ルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号の
みを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変
換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数f
_LOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数
変換される。

【０１０６】周波数変換器４の出力は初段のローパス・
フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイ
メージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチ
ャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に
供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力は
サンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・
クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行な
われる。

【０１０７】サンプル・ホールドのサンプリング周波数
は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定され
る通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定
する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプ
リングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得ら
れた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸
成分分離回路11にそれぞれ供給される。

【０１０８】この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１
クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分
分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸
Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することに
より、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成
分の形にする。

【０１０９】この２信号は、複素係数フィルタ12に供給
される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信
号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化
器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等
化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸間平均化回路27と
Ｑ軸平均化回路28に入力する。そして、Ｉ軸間平均化回
路27とＱ軸平均化回路28の出力は、イメージ抑制型周波
数変換回路26に入力され、その出力はディジタルの出力
21'および22'となってディジタル系に提供される。

【０１１０】図９の第４の実施の形態における周波数変
換回路までの周波数軸から見た処理関係および周波数変
換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処
理関係は、図４の第２の実施の形態における周波数変換
回路までの周波数軸から見た処理関係を説明した図５お
よび周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数
軸から見た処理関係を説明した図６と同じなので省略す
る。

【０１１１】そこで図１０を用いて、平均化回路の作用
を説明する。図１０(ａ)は、図６(ｄ)のフィルタリング
の位置を示す図と同一であり、図９に示されたＩ軸平均
化回路27とＱ軸平均化回路28の働きを示す。

【０１１２】図１０(ｂ)は、複素係数フィルタ12とＩ軸
等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸平均化回路27とＱ軸平均
化回路28とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性によ
り希望波が概ね抽出できた様子を示している。ただし、
サンプリング周波数fsの高調波毎に、直流域に移った希
望波および隣接チャネル信号群の残余のスペクトルと同
一のスペクトルが繰り返される。

【０１１３】ここで、図１０(ｃ)はデータを２サンプリ
ング期間にわたり平均化したものであるが、もとのサン
プリング周波数fsの1／2となったサンプリング周波数f
s'は高調波の間隔が1／2となり、スペクトルの繰り返し
が倍になる。すなわち、16倍オーバーサンプリングにお
いてはサンプリング周波数の高調波間に８チャネルが存
在していたが、２区間の平均化により４チャネルにな
り、各チャネル位置においては、異なるチャネルの信号
残余が重なり合うことになる。

【０１１４】図１０(ｄ)において、はさらにデータを平
均化し、図１０(ｂ)からは４期間の平均化を行なったも
のである。図１０(ｅ)においてはさらにデータを平均化
し、図１０(ｂ)からは８期間の平均化を行なったものに
なっている。この結果、希望波スペクトルは、チャネル
間隔で繰り返し現れることになる。この時のサンプリン
グ周波数fs'''は、希望波に対して２倍オーバーサンプ
リングとなり、サンプリング定理の最低基準を満たす状
態にまで引き下げられたことになる。

【０１１５】図１０(ｅ)においては、隣接チャネル群の
信号が折り重なって希望波スペクトル内にたたみこまれ
ることが想像されるが、平均化によるローパス・フィル
タ効果により折重ねの隣接チャネル成分は減衰されてい
る。

【０１１６】したがって、図１０(ｅ)においては、希望
波が希望波の２倍の周波数でサンプリングされ抽出され
たとみてよい。ただし、直流からの周波数オフセットは
まだ存在しており、このオフセット周波数を除去するた
めにこの出力をイメージ抑制型周波数変換回路26に入力
する。

【０１１７】図１１は、８サンプルを平均化する回路の
構成例である。遅延手段をＩ軸Ｑ軸ともに７段用いて、
カスケードに接続するとともにその入出力をすべて合成
することにより平均化している。厳密には1／8に除算す
べきであるが、システム全体の必要な増幅度の中の構成
要素に配分することで、実際に除算する必要はないと考
える。

【０１１８】このように第４の実施の形態の説明から明
らかなように、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ
軸等化器16とＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とか
ら成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波を抽
出できる。

【０１１９】（第５の実施の形態）図１２および図１３
は本発明の第５の実施の形態の構成例を示すものであ
る。図１２は、本発明の第２の実施の形態および第４の
実施の形態に示す構成例のうち、主にＩ軸成分分離回路
10と第１の複素係数フィルタ12との間、およびＱ軸成分
分離回路11と第１の複素係数フィルタ12との間に、第２
の複素係数フィルタである４倍域複素係数フィルタ112
と第２のＩ軸４等化器であるＩ軸４倍域等化器115と第
２のＱ軸等化器であるＱ軸４倍域等化器116および第２
のＩ軸平均化回路であるＩ軸４倍域平均化回路127と第
２のＱ軸平均化回路であるＱ軸４倍域平均化回路128を
挿入したものであり、また図１３は、本発明の第１の実
施の形態および第３の実施の形態に示す構成例のうち、
主にＩ軸成分分離回路10と第１の複素係数フィルタ12と
の間、およびＱ軸成分分離回路11と第１の複素係数フィ
ルタ12との間に、第２の複素係数フィルタである４倍域
複素係数フィルタ112と第２のＩ軸等化器であるＩ軸４
倍域等化器115と第２のＱ軸等化器であるＱ軸４倍域等
化器116および第２のＩ軸ローパス・フィルタであるＩ
軸４倍域ローパス・フィルタ119と第２のＱ軸ローパス
・フィルタであるＱ軸４倍域ローパス・フィルタ120お
よび第２のＩ軸間引き回路出あるＩ軸４倍域間引き回路
124と第２のＱ軸間引き回路であるＱ軸４倍域間引き回
路125を挿入したものである。

【０１２０】そして、これらの複素係数フィルタ、等化
器、平均化回路または間引き回路からなる回路手段を挿
入して、ベースバンド周波数から見た場合の16倍のオー
バーサンプリングによる隣接波除去作用を二重に用い、
16×４すなわち64倍のオーバーサンプリングによる両側
各9波ないし16波の隣接チャネル波の除去を行なうもの
である。

【０１２１】図１２において、アンテナからサンプル・
ホールド回路８における構成および接続についての説明
は上述したものと変わりないので省略する。サンプル・
ホールド回路８はクロック信号発生および制御回路23'
から64倍オーバーサンプリングに必要なサンプリング・
クロック９を受け、受信信号をサンプル・ホールドす
る。サンプリングは帯域制限サンプリング定理を用い
る。

【０１２２】こうして得られた受信信号の離散化信号
は、Ｉ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞ
れ供給される。その各出力は４倍域複素係数フィルタ11
2に供給されて上下各８つの隣接チャネル信号が除去さ
れる。その各出力113、114は各々Ｉ軸４倍域等化器115
とＱ軸４倍域等化器116に供給される。さらに、それぞ
れＩ軸４倍域平均化回路127とＱ軸４倍域平均化回路128
に供給され、ここで希望波を含む４倍帯域のベースバン
ド出力に復元される。

【０１２３】こうして得られた４倍帯域ベースバンド出
力の２出力は、前記した第３の実施の形態ないし第４の
実施の形態で説明した本来のベースバンド信号を抽出す
る回路手段に供給される。すなわち、第４の実施の形態
に従えば、16倍オーバーサンプリングに対応する第１の
複素係数フィルタ12と、第１の等化器15、16と、第１の
平均化回路27、28と、イメージ抑制型周波数変換回路26
に供給されて本来のベースバンド信号が抽出される。ま
た、第３の実施の形態に従えば、16倍オーバーサンプリ
ングに対応する第１の複素係数フィルタ12と、第１の等
化器15、16と、第１のローパス・フィルタ19、20と、第
１の間引き回路24、25と、イメージ抑制型周波数変換回
路26に供給されて本来のベースバンド信号が抽出され
る。

【０１２４】間引き回路の具体的構成例を図１４に示
す。図１４の間引き回路は、入力を受けるスイッチSW1
と入力電圧を充電するキャパシタC1と反転増幅器U6と帰
還容量C3と前記反転増幅器U6の入力と出力を選択的に接
続させるスイッチSW2とこのスイッチSW2により接地間に
接続されるキャパシタC2と、サンプリング・クロック信
号ａをクロック入力ＣＬＫに受ける第１のＤ型フリップ
フロップU1とそのＱ出力をクロック入力に受ける第２の
Ｄ型フリップフロップU2とそのＱ出力をクロック入力に
受ける第３のＤ型フリップフロップU3そのすべてのＱ出
力と前記サンプリング・クロック信号ａとを入力する論
理積回路U4とから成る。

【０１２５】この図１４を用いて動作を説明する。サン
プリング・クロック信号ａをクロック入力に受けると８
クロックに１回だけサンプリングをするサンプリル・ホ
ールド回路もしくは転送回路であり、第１のＤ型フリッ
プフロップU1と第２のＤ型フリップフロップU2と第３の
Ｄ型フリップフロップU3により８分周され、論理積回路
U4の出力はそれらすべての出力とサンプリング・クロッ
ク信号ａが高電位"H"となる８クロックに１回だけ高電
位"H"となる。

【０１２６】この出力により前記スイッチSW1は制御さ
れて入力をキャパシタC2に接続し、同時にスイッチSW2
は反転増幅器U6の入力にキャパシタC2を接続する。この
瞬間は反転増幅器U6の出力はそれまでの出力状態を記憶
したキャパシタC2によりさらにその出力状態を継続す
る。論理積回路U4の出力はサンプリング・クロック信号
１パルス幅分の時間が経過すると低電位"L"に戻るの
で、スイッチSW1およびスイッチSW2は、以前の状態に接
続するが、この時キャパシタC1には入力の瞬時電圧が充
電されており、反転増幅器U6の電圧にはこの入力信号の
瞬時電圧が以後のサンプリング・パルス15本分の期間だ
け継続する。以上により、前記回路によれば入力信号が１
／８に間引かれることが明らかである。

【０１２７】第５の実施の形態における周波数変換回路
からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係
を図１５に示す。図１５(ａ)は、64倍オーバーサンプリ
ングを受け、サンプル・ホールドされた受信信号群が、
４チャネルを１組とする仮想のチャネルとして扱われる
様子を示している。図１５(ｂ)は、図３(ｄ)または図６
(ｄ)に示したものと同じで、以降の処理につながる様子
を示したものである。

【０１２８】このように第５の実施の形態の説明から明
らかなように、ベースバンド周波数から見た場合の16倍
のオーバーサンプリングによる隣接波除去作用を二重に
用いることにより希望波を抽出することができる。

【０１２９】（サンプル・ホールド回路の具体例）図１
に示したように、本発明は高周波回路の負担を軽減すべ
く、ダウンコンバージョンを１段行なった状態でそのま
ま広帯域サンプリングを行ない、以後の信号処理をディ
ジタル化手段で行なうようにしたものである。構成要素
の具体例として、サンプル・ホールド回路は入力バッフ
ァ段とサンプリング・ゲートと出力バッファで構成する
ようにしている。サンプル・ホールドした受信信号は離
散化され、データ化したアナログ信号といえる。

【０１３０】サンプリング周波数は、隣接チャネル除去
フィルタ機能の一部を負担する目的で中間周波段の帯域
幅を広めにして中間周波段のフィルタの要求される性能
も軽減できるようにしている。中間周波段の帯域幅は隣
接チャネルを上下合計５チャネルを対象とすると、希望
チャネルを含めて６チャネル分に相当するものになる。
したがって、ベースバンド信号の帯域幅から見ると16倍
のオーバーサンプリングとなる。

【０１３１】したがって、図１６のサンプル・ホールド
回路は中間周波数段の信号を２倍以上のオーバ−サンプ
リングできるものとするために、GaAsなど化合物半導体
等によるサンプリング・ゲートで構成することが望まし
い例である。

【０１３２】さらに、GaAsなど化合物半導体等の低雑音
のデバイスで構成すれば、サンプリングの入出力が従来
のＡ／Ｄコンバータが要求するような大振幅信号でなく
て済むので、電力消費を根本的に低くできる。

【０１３３】なお、図１６のサンプリング・クロック信
号CLKは、サンプリング・ゲートのスイッチング用アイ
ドリング電流を低減するためにデューティ比を50％前後
としてトラック・ホールド動作させることとする。この
方式はセットリング時間に対してわずかに要求を厳しく
するものであるが、総合的には無理の少ない方法であ
る。

【０１３４】（直交成分分離回路の具体例）図１または
図４におけるＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11
の具体例を図１７およびその動作説明を図１８に示す。

【０１３５】図１７において、サンプル・ホールド回路
８から提供されるサンプル・ホールド出力はスイッチSW
21とスイッチSW31に供給される。反転増幅器U1はキャパ
シタC3による負帰還によりシャントフィードバック型増
幅器となっている。SW21およびSW22が図１７の図示の状
態であるとき、出力はキャパシタC1に蓄積された電荷に
よる端子電圧で規定されている。

【０１３６】時刻toにSW21およびSW22が反転すると、そ
れまで反転増幅器U1の出力端に接続され出力電圧により
充電されていたキャパシタC2をSW22が反転増幅器U1の入
力に接続する。したがって、C2とC3の容量が等しい場合
には、反転増幅器U1の出力電位はなおも同一電位に保た
れる。この間、SW21はサンプル・ホールド回路の出力を
キャパシタC1に接続し、キャパシタC1は新たなサンプル
値で充電される。

【０１３７】時刻t1に再びSW21およびSW22が図１７の図
示の状態に戻ると、キャパシタC1に充電されたサンプル
・ホールド回路８の出力電圧が反転増幅器U1に接続され
C1とC3が同一容量の場合は反転増幅器U1の出力に新たな
サンプル値に等しい電圧が生成される。すなわち、U1は
サンプル・ホールド回路出力に対して同一極性の緩衝増
幅器として作用する。

【０１３８】反転増幅器U2は、キャパシタC6による負帰
還によりシャントフィードバック型増幅器となってい
る。SW32およびSW33が図１７の状態であるとき、出力は
キャパシタC5に蓄積された電荷による端子電圧で規定さ
れている。このとき、キャパシタC4はサンプル・ホール
ド回路出力を受け、充電されている。

【０１３９】時刻toにSW31、SW32およびSW33が反転する
と、それまで反転増幅器U2の入力端に接続され出力電圧
を支配していたキャパシタC5がSW33により反転増幅器U2
の出力に接続する。同時にキャパシタC4はSW31が接地側
になりSW32が反転増幅器U2の入力に接続されるので、キ
ャパシタC4とC6の容量が等しい場合には反転増幅器U2の
出力にはサンプル・ホールド回路８のサンプル値電圧が
生成される。さらに同時にキャパシタC5はSW33により反
転増幅器U2の出力に接続されており、出力電圧で充電さ
れる。

【０１４０】したがって、時刻t1に再びSW32およびSW33
が図１７に図示した状態に戻ると、キャパシタC5に充電
された電圧が反転増幅器U2にの入力端子に接続され、出
力電位をさらに保持し続ける。すなわち、U2はサンプル
・ホールド回路出力を極性反転させる増幅器として作用
する。

【０１４１】つぎに、Ｄ型フリップフロップU3はサンプ
リング・クロック信号を入力とし、出力ＱバーをＤ入力
に帰還して分周器を構成している。同様にフリップフロ
ップU5も分周器を構成しており、この２段のフリップフ
ロップが縦続することで４分周が行なわれる。

【０１４２】図１８の動作タイミングに示した信号動作
例を用いてこの回路の作用を説明する。サンプリング・
クロック信号は時刻t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、.....に
等時間間隔で到来する。その波形は前述のようにおよそ
50％のデューディ比の方形波である。この信号を受け
て、フリップフロップU3は時刻t1、t3、t5、t7、.....の奇
数番目で出力Ｑが"1"となる。これを受けてフリップ・
フロップU4は時刻t1、t5、t9、...でその出力Ｑを"1"にす
る。

【０１４３】他方、直交変調された信号を位相空間で２
つに分けるためには、同一周波数にて位相弁別すればよ
い。このための直交検波はπ／2だけずれたサンプリン
グに等しい。これを連続して単一にサンプリングしたサ
ンプル値列から生成するためには、Ｉ軸成分側のcosine
関数とＱ軸成分側のsine関数で乗算して弁別すればよ
い。

【０１４４】これをサンプリングの限界で扱うとサンプ
ル値は図１８(ａ)に示すサンプリング・クロック信号が
π／2間隔で対応すると考えられる。すなわち図１８
(ａ)に示すサンプリング・クロック信号４パルス分で最
高周波数成分をサンプリングすることになる。

【０１４５】このとき、直交成分を抽出するためのＩ軸
成分抽出用のcosine関数とＱ軸成分抽出用のsine関数
も、最高周波数に対応する周波数にして、同時にサンプ
リングすればよい。すなわち、サンプリング・クロック
信号でこのサンプリング・クロックの繰り返し周波数の
1／4の正弦波をサンプリングすると、cosine関数は図１
８(ｄ)に示す位置に+1、+1がサンプリングされ、sine関
数は図１８(ｅ)に示すように１サンプルに相当するπ／
2の位相だけ前記cosine関数から遅れた位置に+1、-1が
サンプリングされる。したがって、Ｉ軸側は図１８(ｄ)
に示す位置でサンプル出力の極性を反転させることなく
得られ、Ｑ軸側は図１８(ｅ)に示す位置でサンプル出力
の極性を交互に反転させることにより得られることにな
る。

【０１４６】以上のようにすれば、１系列のサンプリン
グで得られたサンプル値から、直交信号としてサンプリ
ングを行なった場合に等しいサンプリング出力を得るこ
とができる。回路としてこれを処理するために、図１８
(ｄ)のＩ軸乗算係数と図１８(ｅ)のＱ軸乗算係数とを同
一極性区間でグループ分けをすると図１８(ｈ)に示すよ
うに３サンプルと１サンプルのペアになることが分か
る。

【０１４７】フリップフロップU3のＱ出力とフリップフ
ロップU4のＱ出力を受ける論理和ゲートU5は、図１８に
おいて時刻t1,t2,t3およびt5,t6,t7に"H"の状態にな
る。したがって、この出力とサンプリング・クロック信
号ａとを入力とする論理積ゲートU6の出力は図１８(ｈ)
の波形を作り出す。他方、前記論理和ゲートU5の負論理
出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする論
理積ゲートU7の出力は図１８(ｉ)の波形を作り出す。

【０１４８】他方、Ｉ軸とＱ軸は交互に出力されるの
で、この状態を図示すると図１８(ｊ)のようになる。以
上から図１７の回路により、サンプル・ホールド回路８
の出力は直交信号出力に形を変えることができる。この
ような状態変化を回路上で管理するためには、前述のフ
リップフロップの出力を用いた図１７の３種のゲート回
路U5,U6,U7を設ける。

【０１４９】（複素係数フィルタの具体例）図１９に
は、図１の複素係数フィルタ12の具体例を示す。複素係
数フィルタ12は、３つの同じ構造のフィルタ即ち複素係
数フィルタI、複素係数フィルタII、複素係数フィルタI
IIを縦続して構成する。この３つは、図２(ｄ)において
ベースバンド領域に移され負周波数領域に置かれた３種
の隣接チャネル信号の中心周波数にフィルタ零点をそれ
ぞれ合わせる。

【０１５０】この様子を図１９（複素係数フィルタの特
性の設定を示す図）により解説する。図２０(Ａ)は図２
(ｂ)に示した通信帯域の各チャネル群に同じである。図
２０(Ｂ)はベースバンド付近へ移された各信号で図２
(ｄ)に等しい。

【０１５１】ここで、複素係数フィルタI、II、IIIの零
点をそれぞれ隣接チャネル信号の中心周波数-fb、-3f
b、-5fbに合わせる。図２０(B-1)は中心周波数-fbの隣
接チャネルを除去する複素係数フィルタIのみの場合を
模式したものである。同様に、図２０(B-2)は中心周波
数-fb、-3fb、-5fbの3種の隣接チャネルを除去する複素
係数フィルタI、II、IIIの特性を重ねて模式したもので
ある。図２０(Ｃ)は特性を合成した場合を示したもの
で、実際には正領域の隣接チャネル信号も減衰すること
を示している。

【０１５２】図２１に、複素係数フィルタの動作解説図
を示す。図２１(ａ)は複素係数フィルタの基本ブロック
の構成を示すものであり、図２１(ｂ)は位相平面内での
作用を示すものであり、図２１(ｃ)は位相・周波数平面
内での作用を示したものである。

【０１５３】図２１(ｂ)は、中心周波数-fbに対する複
素係数フィルタＩの場合を示したもので、希望波チャネ
ルとは正反対の位相回転をする隣接チャネル波が対象で
ある。希望波チャネルからはサンプリングは16倍のオー
バーサンプリングになっており、１サンプルの区間では
π／8の位相差がある。

【０１５４】中心周波数-fbの隣接波については、１サ
ンプルの区間で−π／8の位相差となる。そこで、本発
明は１サンプル後の信号に１サンプル前の信号ベクトル
を7π／8の位相だけ回転したものを加算して、中心周波
数-fbの隣接波を相殺する方法を考案した。

【０１５５】図２１(ｂ)で明らかなように、２つのサン
プルはπの位相差となり、正反対のベクトルとなって消
滅する。このとき、希望波は6π／8の位相差であり、2s
in(π／8)のベクトルとして生き残る。

【０１５６】図２１(ｂ)に示した隣接チャネル除去のた
めの位相回転角と同様の方法で、次隣接チャネルおよび
次次隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を、
図２２(ａ)および図２２(ｂ)に示す。その結果、次隣接
チャネル除去に対しては5π／8となり、次次隣接チャネ
ル除去に対しては3π／8となることが分かる。

【０１５７】時刻toにおけるサンプル値を、Ｉ軸、Ｑ軸
でIo、Qoとすると、時刻t1における回転ベクトルは、Ｉ軸回転ベクトル＝Io×cos(回転角)−Qo×sin(回転角) ＝Io×cos7π／8−Qo×sin7π／8 ＝−Io×cosπ／8−Qo×sinπ／8 Ｑ軸回転ベクトル＝Io×sin(回転角)＋Qo×cos(回転角) ＝Io×sin7π／8＋Qo×cos7π／8 ＝Io×sinπ／8−Qo×cosπ／8 となる。ここで、Ｉ軸は位相から見てcosine成分であ
り、Ｑ軸はsine成分であるが、回転ベクトルは双方の成
分に回転角を乗じて作られる。このため、このような複
素係数フィルタと呼ばれるフィルタが誕生する。

【０１５８】図１９の複素係数フィルタI、II、IIIでそ
れぞれＩ軸、Ｑ軸から相手側に交差する成分が示されて
いる。以上から時刻t1における合成値は１サンプル時刻
前のサンプルを遅延した情報を回転したベクトルとの合
成となり、複素係数フィルタＩのＩ軸、Ｑ軸の出力をI
1、Q1で表すと、 I1＝Io(t=to+ts)−Io(t=to)×cosπ／8−Qo(t=to)×sinπ／8 -----（式1） Q1＝Qo(t=to+ts)＋Io(t=to)×sinπ／8−Qo(t=to)×cosπ／8 -----（式2）となる。ただし、t、toは時刻を表し、tsは１サンプル
の間隔時間を示す。

【０１５９】同様に、次隣接チャネルの除去のための複
素係数フィルタIIでは、回転ベクトルの回転量を、5π
／8とし、次次隣接チャネルの除去のための複素係数フ
ィルタIIIでは、回転ベクトルの回転量を、3π／8とす
る。複素係数フィルタIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI2、Q2で
表すと、 I2＝I1(t=to+ts)＋I1(t=to)×cos5π／8−Q1(t=to)×sin5π／8 ---（式3） Q2＝Q1(t=to+ts)＋I1(t=to)×sin5π／8＋Q1(t=to)×cos5π／8 ---（式4）複素係数フィルタIIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI3、Q3で表
すと、 I3＝I2(t=to+ts)＋I2(t=to)×cos3π／8−Q2(t=to)×sin3π／8 ---（式5） Q3＝Q2(t=to+ts)＋I2(t=to)×sin3π／8＋Q2(t=to)×cos3π／8 ---（式6）時刻toとto+tsのサンプルの間には遅延関係が存在す
る。図１９においてはto側に遅延手段を設けている。な
お、前記複素係数フィルタの縦続の順序はどれをはじめ
にしても理論上は差はない。ただし、実際には回路を実
現する手段の周波数特性から望ましい順序が存在する。

【０１６０】図２１(ｃ)において希望波中心角周波数を
+ωoとし、下側隣接チャネル３波の中心角周波数を、そ
れぞれ-ωo、-3ωo、-5ωo、とすると、この隣接チャネ
ル波をそれぞれ除去しようとする複素係数フィルタI、I
I、IIIの位相特性Ｐはそれぞれ複素係数フィルタＩ：-
ωo除去 P＝-πω／16ωo＋3π／16複素係数フィルタII：-3ωo
除去 P＝-πω／16ωo＋5π／16複素係数フィルタIII：-5ωo
除去 P＝-πω／16ωo＋7π／16に示す関数の図中の右下がり
の平行３線のようになる。この３つのフィルタ位相特性
を合成すると、P＝-3πω／16ωo＋15π／16で表される
図２１(ｃ)のＡ線になり、ω＝0における切片はＢ点で
表され15π／16となる。

【０１６１】この効果を、図２３に理論計算結果で示
す。図２３(ａ)は複素係数フィルタI、II、IIIの３種類
のフィルタの個別の特性を示したものであり、図２３
(ｂ)は総合特性である。図２３(ａ)からは、複素係数フ
ィルタ１段では周波数零点がチャネル間隔の４倍で現れ
るが、合成するとチャネル間隔毎に発生する様が理解さ
れる。また図２３(ｂ)からは、この結果、灰色部で示し
た希望波が保護されながら、上下の隣接波群が大きく減
衰している様子が明らかである。

【０１６２】以上の効果は、図２(ａ)および(ｂ)に示し
たように、周波数変換後の希望波中心周波数とサンプリ
ング周波数との間にチャネル間隔周波数の1／2だけ周波
数オフセットを施したことにより得られるものである。

【０１６３】また、周波数オフセットの他の効果は復調
後の直流オフセットやドリフトからの影響を回避する効
果がある。

【０１６４】ところで、図２１(ｃ)に示したように、複
素係数フィルタは周波数に依存しない一定の位相進み遅
れが与えられることを示しているが、複数段の複素係数
フィルタをカスケードに接続して使用すると図２１(ｃ)
のＢに示したように、周波数に依存した位相歪みが発生
する。

【０１６５】そこで、この位相歪みを除去するために、
図２４に示した等化器に接続する。この場合は信号の除
去は行なわないので、遅延手段は不要で単純に位相を戻
すことが可能となる。図２５に示すように、等化器の位
相等化は、等化器のＩ軸、Ｑ軸の出力をI4、Q4で表わ
し、回転位相を-15π／16にとると、 I4＝I3×cos(-15π／16)−Q3×sin(-15π／16) --------（式7） Q4＝I3×sin(-15π／16)＋Q3×cos(-15π／16) --------（式8）図２４の構成により、Ｉ軸、Ｑ軸からの信号情報を直交
軸を位相回転することにより、位相の修正が行なえる。

【０１６６】ここで、前述の式1から式6までを見直す
と、回転ベクトルを生成するために必要な演算係数が２
種類のみで構成できていることが分かる。すなわち、π
／8に着目してその正弦、余弦をおのおのα、βとする
と、 sinπ／8＝cos3π／8＝-cos5π／8＝sin7π／8＝0.3826
8＝α cosπ／8＝sin3π／8＝sin5π／8＝cos7π／8＝0.92388
＝β となる。したがって、式1から式6までの係数の絶対値は
前記２値のみで構成できる。すなわち、フィルタの係数
をすべて前記２値で構成できることは、各チャネルの角
速度の差がπ／8の倍数上に置かれたことによるもの
で、これもまた、周波数変換後の希望波中心周波数とサ
ンプリング周波数との間にチャネル間隔周波数の1／2だ
け周波数オフセットを施したことにより得られるもので
ある。

【０１６７】以上の結果、希望波を中心にして上下各２
波の隣接チャネルは減衰できる。しかし、希望波から離
れた周波数上で、イメージ抑制型化フィルタ特有の周波
数折り返し領域に図２６に示すように通過域ができる。

【０１６８】（ローパスフィルタの具体例）そこで本発
明では最後に遅延手段を用いてローパス・フィルタを形
成し、簡単な構成でこれらの高域不要信号を除去する。
図２６に周波数上の除去すべき位置を示し、図２７にロ
ーパス・フィルタの構成を示す。

【０１６９】図２７の構成によれば、各遅延素子は遅延
時間で定まる積分作用を持つことから、遅延時間を基本
周期とする基本周波数とその２倍波と４倍波に対して阻
止作用を持つ。この理論特性を図２８に示す。

【０１７０】（イメージ抑制型周波数変換回路の具体
例）図２９は、図７、図９および図１２で用いられるイ
メージ抑制型周波数変換回路の具体例であり、また図３
１は、その動作タイミングを示したものである。

【０１７１】周波数変換は、複素数を用いて以下のよう
に表せる。今、角中心周波数ωcを持つφcosωoなる角
度変調と加算する角周波数ωoを合成する場合を考える
と、 cos((ωc+ωo)t+φcosωot)+jsin(((ωc+ωo)t+φcosωot) ＝cos(ωct+φcosωot)×cosωot-sin(ωct+φcosωot)×sinωot ＋j{sin(ωct+φcosωot)×cosωot+cos(ωct+φcosωot)×sinωot}--(式9 ) となる。ここで希望波においては直流域へ中心周波数の
引き下げを図る必要があるので、ωc→(-ωo)とする
と、前記式９は、 cos((ωot+φcosωot)-ωot)+jsin((ωot+φcosωot)-
ωot)＝cos(ωot+φcosωot)×cosωot+sin(ωot+φcos
ωot)×sinωot＋j{sin(ωot+φcosωot)×cosωot-cos
(ωot+φcosωot)×sinωot} ここで、φcosωot≪π／2とすると、 cos((ωot+φcosωot)-ωot)+jsin((ωot+φcosωot)-
ωot)＝cos(ωot+φ)×cosωot+sin(ωot+φ)×sinωot
＋j{sin(ωot+φ)×cosωot-cos(ωot+φ)×sinωot} となり、それぞれのcosine、sineはサンプリング周波数
が２ωoであれば標本化定理を満たす。したがって、サ
ンプリング時刻は、角周波数ωoの位相値がπ／2の整数
倍である１周期４サンプリング時刻とすればよい。

【０１７２】図３１(ｄ)および(ｅ)はこれに従いcosωo
tとsinωotとを１周期４サンプリングでサンプリングし
た状態である。時刻ｎπではsinωotが、そのπ／2だけ
位相が遅れる時刻にはcosωotが、０になる。したがっ
て、サンプリングされたゼロでない値は図３１(ｄ)およ
び(ｅ)のように１周期に２箇所だけとなる。

【０１７３】上述のように、周波数変換は乗算で求めら
れるので、ゼロとなる位相が無視できる。この結果、co
sωotまたはsinωotとの乗算が単純に+1、-1との積とな
るから、すなわち、極性だけの管理をすれば乗算がなさ
れる。図３１(ｊ),(ｌ),(ｍ)は、それぞれcosωotが+
1、-1になる時刻を示すと同時に、サンプル信号であるI
i(nT)とQi(nT)の信号に+1、-1を乗算した信号すなわち
正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)と
を選択するゲート信号である。

【０１７４】なお、図３１に示したこれらの制御信号群
はすべてクロック信号により支配されており、これらの
制御信号を生成することが可能であることは図１７に示
した制御回路と酷似の回路となる上、標準の論理回路に
より生成することが可能であるのは、ほとんど自明であ
るので、具体例を以って提示することを省略する。

【０１７５】図２９(ｂ)の回路図において、増幅器U10
はスイッチSW11とキャパシタC10との構成により、図１
７の反転増幅器U1と同一の機能である入力信号と同一極
性の緩衝増幅器をなす。全く同様に増幅器U20は同様に
入力信号と同一極性の緩衝増幅器をなす。増幅器U11は
図１７の反転増幅器U2と同様の機能である入力信号と極
性の反転する出力を生成する反転増幅器をなすものであ
る。増幅器U21も同様である。

【０１７６】増幅器U12およびU22は、複数のキャパシタ
C17、C28またはC18、C27から信号供給を受ける極性反転
乗算加算回路をなす。乗算利得は、帰還キャパシタC31
またはC32を分母として入力側キャパシタC17、C2、C1
8、C27を分子とする比の値で決定される。スイッチSW11
〜SW15、スイッチSW21〜SW25は前記増幅器U11、U12、U2
1、U22がそれぞれ入力信号Ii(nT)またはQi(nT)を受けて
正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)と
を生成すべくクロック信号ａに同期して生成された前述
の図３１(ａ),(ｂ),(ｃ)またはその反転信号により制御
されて動作する。スイッチSW16〜SW19は、正極性のIi(n
T)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とから選択して
増幅器U12による加算回路に伝えその出力Io(nT)を支配
する。スイッチSW16〜SW19を制御する信号は図３１
(ｊ),(ｋ),(ｌ),(ｍ)またはその反転信号である。

【０１７７】いま、時刻t1では、図３１(ｊ)に示したタ
イミング制御ｊに示すようにcosineだけが+1となり、ス
イッチSW17が-Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に
供給するのでその出力Io(nT)にはIi(nT)が発生する。

【０１７８】時刻t2では図３１(ｌ)に示したタイミング
制御ｌに示すようにsineだけが+1となり、スイッチSW18
が-Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するの
でその出力Io(nT)にはQi(nT)が発生する。

【０１７９】時刻t3では図３１(ｋ)に示したタイミング
制御ｋに示すようにcosineだけが-1となり、スイッチSW
16が+Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給する
のでその出力Io(nT)には-Ii(nT)が発生する。

【０１８０】時刻t4では図３１(ｍ)に示したタイミング
制御ｍに示すようにsineだけが-1となり、スイッチSW19
が+Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するの
でその出力Io(nT)には-Qi(nT)が発生する。

【０１８１】同様に、Qo(nT)端子側では、時刻t1では図
３１(ｊ)に示したタイミング制御ｊに示すようにcosine
だけが+1となり、スイッチSW27が-Qi(nT)を通し極性反
転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)にはQ
i(nT)が発生する。

【０１８２】時刻t2では図３１(ｌ)に示したタイミング
制御ｌに示すようにsineだけが+1となり、スイッチSW28
が-Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するの
でその出力Qo(nT)にはIi(nT)が発生する。

【０１８３】時刻t3では図３１(ｋ)に示したタイミング
制御ｋに示すようにcosineだけが-1となり、スイッチSW
26が+Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給する
のでその出力Qo(nT)には-Qi(nT)が発生する。

【０１８４】時刻t4では図３１(ｍ)に示したタイミング
制御ｍに示すようにsineだけが-1となり、スイッチSW29
が+Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するの
でその出力Qo(nT)には-Ii(nT)が発生する。

【０１８５】以降、４クロック毎に時刻t1からt4までの
回路切替え制御が行なわれ、前記式７の演算が図２９に
示した原理通りに実行される。

【０１８６】このようにして、スイッチドキャパシタ回
路を用いることによりイメージ抑制型周波数変換回路を
具現化することができる。

【０１８７】図３０は、図２９に示したイメージ抑制型
周波数変換回路を制御する回路例である。サンプリング
・クロック信号ａをクロック入力端子ＣＬＫに受ける第
１のＤ型フリップフロップU1とそのＱ出力をクロック入
力端子ＣＬＫに受ける第２のＤ型フリップフロップと第
１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力とサンプリング・
クロック信号ａとを入力とする第１の論理積回路U3と第
１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力と第２のＤ型
フリップフロップのＱバー出力とを入力とする論理和回
路U4と第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力と第２の
Ｄ型フリップフロップU2のＱバー出力とを入力に受ける
第２の論理和回路U6と第１のＤ型フリップフロップU1の
Ｑバー出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱ出力と
を入力に受ける第３の論理和回路U8と第１のＤ型フリッ
プフロップU1のＱ出力と第２のＤ型フリップフロップU2
のＱ出力とを入力に受ける第４の論理和回路U10と上記
第１の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロ
ック信号ａとを入力とする第２の論理積回路U5と第２の
論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信
号ａとを入力とする第３の論理積回路U7と第３の論理和
回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａと
を入力とする第４の論理積回路U9と第４の論理積回路U4
の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力
とする第５の論理積回路U11とから成る。

【０１８８】図３０により動作を説明する。サンプリン
グ・クロック信号ａは第１のＤ型フリップフロップU1の
クロック入力ＣＬＫに供給されて分周出力Ｑおよび負論
理出力Ｑバーが得られる。そのＱ出力は第２のＤ型フリ
ップフロップU2のクロック入力ＣＬＫに供給されて分周
出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーが得られる。この結果、
第２のＤ型フリップフロップU2の出力Ｑおよび負論理出
力Ｑバーにはサンプリング・クロック信号ａの４分周さ
れた信号が得られる。これより、第１の論理積回路U3は
サンプリング・クロック信号ａと第１のＤ型フリップフ
ロップU2のＱ出力が供給されてＱ出力が高電位“Ｈ”の
期間の２クロック間のみ２クロックに合わせて出力が高
電位“Ｈ”になる。第２の論理積回路U5は第１のＤ型フ
リップフロップU1のＱバー出力からのサンプリング・ク
ロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフ
ロップのＱバー出力からのサンプリング・クロック信号
ａの１／４分周とを入力とする第１の論理和回路U4の負
論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給され
て４サンプリング・クロック期間の最初のクロック期間
が高電位“Ｈ”になる。同様にして第３の論理積回路U7
は第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力からのサンプ
リング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型
フリップフロップのＱバー出力からのサンプリング・ク
ロック信号ａの１／４分周とを入力とする第２の論理和
回路U6の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａと
が供給されて４サンプリング・クロック期間の第２のク
ロック期間が高電位“Ｈ”になる。第４の論理積回路U9
は第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力からのサ
ンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２の
Ｄ型フリップフロップのＱ出力からのサンプリング・ク
ロック信号ａの１／４分周とを入力とする第３の論理和
回路U8の負論理出力とサンプリングクロック信号ａとが
供給されて４サンプリング・クロック期間の第３のクロ
ック期間が高電位“Ｈ”になる。第５の論理積回路U11
は第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力からのサンプ
リング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型
フリップフロップのＱ出力からのサンプリング・クロッ
ク信号ａの１／４分周とを入力とする第４の論理和回路
U10の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが
供給されて４サンプリング・クロック期間の第４のクロ
ック期間が高電位“Ｈ”になる。

【０１８９】以上から、上記制御回路により、図３１に
示したイメージ抑制型周波数変換回路の具体例の動作タ
イミングにおける各タイミング波形は、+1／-1弁別信号
（ｈ）は上記制御回路の第１の論理積回路U3の出力信号
が対応し、同様に図３１に示したＩ／Ｑ弁別信号（ｉ）
は上記制御回路の第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出
力信号が対応し、cosθの+1のタイミング波形（ｊ）は
上記制御回路の第２の論理積回路U5の出力信号が対応
し、cosθの-1のタイミング波形（ｋ）は上記制御回路
の第３の論理積回路U7の出力信号が対応し、sinθの+1
のタイミング波形(l)は上記制御回路の第4の論理積回路
U9の出力信号が対応し、cosθの-1のタイミング波形
（ｍ）は上記制御回路の第５の論理積回路U11の出力信
号が対応することが明らかとなる。したがって、図２９
に示したイメージ抑制型周波数変換器の構成例とおよび
図３０に示した制御回路によりイメージ抑制型周波数変
換が達成できることが明らかとなる。

【０１９０】（スイッチドキャパシタ回路による幾つか
の機能要素の具体化例）図３２は、複素係数フィルタの
具体例について示す。図３２は複素係数フィルタを構成
する基本要素である遅延器とインバータと乗算加算器と
をスイッチドキャパシタ回路で具現化したものである。

【０１９１】スイッチドキャパシタ回路の動作原理につ
いては図１７の直交成分分離回路において行なった動作
説明を流用できるので、ここでは省略する。複素係数フ
ィルタを構成するためのスイッチドキャパシタ回路の回
路要素を図３２(ｂ)、(ｃ)、(ｄ)に示す。図３２(ａ)に
示すように複素係数フィルタを実現するためには、遅延
器と正数乗算器と負数乗算器と加算器が必要になる。

【０１９２】図３２(ｂ)はスイッチドキャパシタ回路に
よる遅延器である。キャパシタンスで乗算作用を持たせ
ることができる。乗算式を図中に示す。

【０１９３】負数の乗算器を図３２(ｃ)に示す。加算器
を図３２(ｄ)に示す。正数の乗算を行なう場合は、負数
乗算器を２段縦続にする。

【０１９４】以上の基本要素を用いて構成したスイッチ
ドキャパシタ回路による複素係数フィルタ１段分の具体
化例を図３３に示す。同様に、図３４にスイッチドキャ
パシタ回路による位相等化器の具現化例を示す。

【０１９５】図３５にスイッチドキャパシタ回路による
ローパス・フィルタの具現化例を示す。図３５はＩ軸と
Ｑ軸に同一のものが用いられる。動作はすべてクロック
で制御される。

【０１９６】すなわち、スイッチドキャパシタ回路にお
ける消費電力は、転送クロック速度に比例し、抱える静
電容量に比例し、扱う信号振幅の２乗に比例する。スイ
ッチドキャパシタ回路をGaAsなどの化合物半導体のよう
な低雑音デバイスで構成すると、信号振幅が小さくても
十分なＳ／Ｎが得られるので、大きな振幅を確保する必
要がなくなり、中間周波帯の信号が高い周波数になって
も、従来のディジタル回路による処理に比較してはるか
に低い消費電力となる。

【０１９７】図３６は、スイッチドキャパシタ回路を用
いた等化器とローパス・フィルタの一体化を図った具体
化例である。スイッチドキャパシタは、原則として各段
にオペアンプを保有しているが、オペアンプはスイッチ
ドキャパシタ回路で消費電力を増大する大きな原因でも
ある。図３６は等化器側のオペアンプとローパス・フィ
ルタ側のオペアンプとを共用してオペアンプの個数を低
減した例である。図中の等化器１はローパス・フィルタ
２と本来は直交成分をそれぞれ独立に接続すればよい
が、灰色太線枠内に本来置くべき等化器１の出力近傍の
オペアンプを省略し共用するために、ローパス・フィル
タ２の入力端近傍のオペアンプ４およびオペアンプ５に
直交成分の双方を供給する形で接続している。なお、図
３６はＱ軸側のみを示したものであるが、Ｉ軸側も全く
同様にして共用化することが可能である。

【０１９８】受信装置の消費電力をより低減するために
は、図３３、図３４、図３５及び図３６に示したスイッチ
ドキャパシタ回路によるフィルタでは不十分な場合があ
る。これは図３３、図３４、図３５及び図３６を見て明ら
かなように、電力を多く消費する能動素子とりわけ増幅
器が多すぎることが原因である。

【０１９９】（ＣＣＤ回路による機能要素の具体化例）
図３７はＣＣＤ回路により構成したフィルタにサンプリ
ング出力する本発明の具現化例を示したものである。図
３７(ａ)はＣＣＤの構造を示したものである。ＣＣＤは
ｎ型基板とSiO₂層との間に電荷のポテンシャル井戸を形
成できるようにしたもので、SiO₂層の外側に設けたゲー
ト電極の電位によりポテンシャル井戸に格納した電荷を
転送できるものである。

【０２００】図３７(ａ)から明らかなように、電荷の転
送される方向に原理的には能動素子が存在しない。ま
た、電荷の移送により処理がなされるので、同一の情報
に対して新たな電荷を供給する必要がない。したがっ
て、根本的に消費電力が低い。また、動作はすべてゲー
ト電極に加えられるクロックで制御される。しかしスイ
ッチング素子を通さずにすむので、スイッチングによる
雑音などが少ない。

【０２０１】したがって、低雑音デバイスで構成する
と、信号振幅が小さくても十分なＳ／Ｎが得られるの
で、大きな振幅を確保する必要がなくなり、スイッチド
キャパシタ回路に比較してはるかに低い消費電力とな
る。ＣＣＤは一般に画像の転送に用いられる。このため
図３７(ａ)に見られるように入力された電荷のみで最終
出力まで送られる。

【０２０２】本発明の目的達成のためには、遅延回路部
への信号の分配機能と遅延差の発生、および非遅延信号
と遅延信号の合成が必要となり、雑音耐性を考慮する
と、入力された電荷のみで最後まで処理することは好ま
しくない。

【０２０３】図３７(ｂ)においてはこのために前記機能
のための回路を考案した。ローパス・フィルタ１段につ
いてその内容を説明する。図３７(ｂ)において、灰色太
線枠は入力バッファ段１、遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側
ＣＣＤ列３、加算用ＣＣＤ４、出力バッファ兼用入力バ
ッファ段５から成る遅延型ローパス・フィルタ１段の基
本構成で、図２７に示した遅延素子型ローパス・フィル
タの初段に対する具体化例を示している。これを図３７
(ｂ)で図示番号６として対応させている。同様に図示番
号７は２段分の遅延差を付加したローパス・フィルタ
段、図示番号８は４段分の遅延差を付加したローパス・
フィルタ段を示す。

【０２０４】初段において、入力バッファ段１は、入力
される電荷と等しい電荷を後続の遅延側ＣＣＤ列２、非
遅延側ＣＣＤ列３、に等量に供給するために設けたバッ
ファで、入力電荷量のおよそ２倍の電荷を電源からＣＣ
Ｄ列に供給する。遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列
３、は伝送損失が無視できる場合には単位セルは全く同
一もので構成できる。

【０２０５】初段においてはＣＣＤ列の長さは遅延側Ｃ
ＣＤ列２が１セル多くしてある。加算用ＣＣＤ４は２系
統からの電荷を受けるので、セルが飽和しないようにポ
テンシャル井戸を広くする。このことは出力バッファ兼
用入力バッファ段５においても同様である。バッファ段
５のＦＥＴバッファは基本的には入力バッファ段１と同
様の機能である。以上から、ローパス・フィルタはＣＣ
Ｄデバイス技術を発展させて実現できる。

【０２０６】

【発明の効果】以上のような構成により、本発明は、中
間周波数段を１段にとどめると同時にその出力をサンプ
ル・ホールドし以降の信号処理を集積回路化が容易なデ
ィジタル化を図ることにより、第１の課題である良好な
受信チャネル選択度の確保に受信装置が多くの部品を必
要とすることへの解決としている。

【０２０７】また、本発明は、ディジタル化信号処理を
ディジタル論理回路を用いずにスイッチドキャパシタ回
路を採り入れることで信号振幅を低減するとともに少な
い回路素子による集積回路化を容易にして、第２の課題
である前記第１の課題の多くの部品が、大きな消費電力
を招くことの解決を図っている。

【０２０８】また、本発明は、ディジタル化に際してお
こなわれるサンプリングを、通常の一次サンプリングか
ら帯域制限サンプリング方式を採用してサンプリング・
クロック周波数を大幅に低下させることにより、第３の
課題であるアナログ処理の数倍の消費電力を招く信号処
理のディジタル化に対処している。

【０２０９】また、本発明は、(１)前記スイッチドキャ
パシタ回路を採る複素フィルタを用いることで加減乗除
をほぼ同等の低電力で処理するようにし、(２)中間周波
へのダウンコンバートにおいてチャネル間隔周波数に相
当する周波数オフセットを施すこと及び前記複素係数フ
ィルタを用いることで演算の回数の低減を図るようにし
て、第４の課題である演算が複雑で消費電力が大きい従
来型のディジタルフィルタへの解決としている。

【０２１０】さらに、本発明は、受信信号の離散化はサ
ンプル・ホールド回路で行なうものの、論理レベルへの
変換はせず、ディジタル信号処理を行なうことをスイッ
チドキャパシタ回路を用いることにより行ない、入力信
号の振幅を大きくする必要性を排除して、第５の課題で
ある大入力信号振幅を必要とするＡ／Ｄ変換器への解決
としている。

【０２１１】また、本発明は、局部発振信号を受信信号
の搬送波周波数と等しくせず、上述のとおり、チャネル
間隔周波数に相当する周波数オフセットを施すことで対
処して、第６の課題であるダイレクトコンバージョン受
信方式が局部発振信号を空中線から放射し隣接局に妨害
を与えたり、直流オフセットが発生し復調信号に誤りを
与えることへの解決としている。

【０２１２】以上から、本発明は従来の課題をすべて解
決した受信装置を提供することができるものである。

【０２１３】なお、請求項２〜６、８〜９の発明におい
て、構成要素の複素係数フィルタにおける３段の接続順
序、あるいは複素係数複素と等化器の接続順序は、それ
ぞれが数理的には乗算作用であることから、互いに逆の
順序で接続した構成にしても、ほぼ同様の効果をえるこ
とができることは、一般の線形回路が有する基本的性質
であり、本発明の範囲に含まれる。

【０２１４】同様に、なお、請求項８〜９の発明におい
て、構成要素の間引き回路とオフセット周波数除去のた
めの周波数変換器あるいは平均化回路とオフセット周波
数除去のための周波数変換器の接続順序においても、そ
れぞれが数理的には乗算作用であることから、互いに逆
の順序で接続した構成にしても、本発明の範囲に含まれ
る。

【０２１５】さらに、請求項１〜９の発明において、基
本的なサンプリング周波数を希望波の基底帯域幅の１６
倍としている点を、３２倍とし、隣接波数をおよそその
２倍の取ることは、基本的に本発明の考え方を拡張する
だけのことであり、本発明の範囲に含まれる。ことは言
うまでもない。

【０２１６】また、請求項７〜９の発明に示した複素係
数フィルタを用いた隣接波除去回路手段系を二重に用い
る方法において、総合したサンプリング周波数を希望波
の基底帯域幅の６４倍としていることは、二重にまたは
多重に用いることが可能であることを示すものであっ
て、６４倍オーバサンプリングは２の整数乗倍する場合
を包含すると考える。

【０２１７】また、本発明はハードウェアにより信号処
理を行なうことを目的の様々な工夫を凝らしたものであ
るが、例えばサンプリング周波数すなわち標本化周波数
を希望波基底帯域の１６倍にとりディジタル信号処理に
より複素係数フィルタを構成し次隣接波および次隣接波
を位相角差π／４ごとの位置に捉えて除去することも、
本発明の範疇に入ることであると考える。

【０２１８】また、請求項１〜４における発明において
は、請求項５〜６の発明において示した周波数オフセッ
ト残量の除去をディジタル系における信号処理に委ねる
考えであって、基本的にはこの除去が不可欠であること
は言うまでもない。

【０２１９】また、請求項８の発明と請求項９の発明と
の折衷による間引き処理と平均化処理の併用は、請求項
７の発明に基本的に含まれると考える。

【０２２０】同様に、請求項８の発明と請求項９の発明
における局部発振による周波数変換において周波数変換
後の周波数域を中間周波数とする方法と直流域とする方
法との選択と間引き処理と平均化処理の選択上で複数の
ものの組み合わせが可能であるが、これらはすべて請求
項７の発明に基本的に含まれると考える。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の構成例を示す図、

【図２】本発明の第１の実施の形態の第１の説明図、

【図３】本発明の第１の実施の形態の第２の説明図、

【図４】本発明の第２の実施の形態の構成例を示す図、

【図５】本発明の第２の実施の形態の第１の説明図、

【図６】本発明の第２の実施の形態の第２の説明図、

【図７】本発明の第３の実施の形態の構成例を示す図、

【図８】本発明の第３の実施の形態の説明図、

【図９】本発明の第４の実施の形態の構成例を示す図、

【図１０】本発明の第４の実施の形態の説明図、

【図１１】本発明の第４の実施の形態で使用する平均化
回路の構成例を示す図、

【図１２】本発明の第５の実施の形態の構成例を示す
図、

【図１３】本発明の第５の実施の形態の構成例を示す
図、

【図１４】本発明の間引き回路の構成例を示す図、

【図１５】本発明の第５の実施の形態の説明図、

【図１６】高速サンプル・ホールド回路例を示す図、

【図１７】直交成分分離回路の具体例を示す図、

【図１８】直交成分分離回路の具体例の動作タイミング
を示す図、

【図１９】複素係数フィルタ例を示す図、

【図２０】複素係数フィルタの特性の設定を示す図、

【図２１】複素係数フィルタの動作解説を示す図、

【図２２】次隣接チャネルおよび次次隣接チャネルに対
する除去のための位相回転角を示す図、

【図２３】複素係数フィルタの理論特性を示す図、

【図２４】等化器の構成例を示す図、

【図２５】等化器の動作説明を示す図、

【図２６】複素係数フィルタ群の出力に見られる高域周
波数でフィルタ機能が低下する様子とローパス・フィル
タで除去する領域を示す図、

【図２７】遅延素子型ローパス・フィルタの構成例を示
す図、

【図２８】遅延素子型ローパス・フィルタの特性と各チ
ャネル波の位置関係を示す図、

【図２９】イメージ抑制型周波数変換回路の構成例を示
す図、

【図３０】イメージ抑制型周波数変換回路を制御する回
路例を示す図、

【図３１】イメージ抑制型周波数変換回路の動作タイミ
ングを示す図、

【図３２】スイッチドキャパシタ回路によるフィルタの
具現化の説明図、

【図３３】スイッチドキャパシタ回路による複素係数フ
ィルタ１段の具現化例を示す図、

【図３４】スイッチドキャパシタ回路による位相等化器
の具現化例を示す図、

【図３５】スイッチドキャパシタ回路によるローパス・
フィルタの具現化例を示す図、

【図３６】オペアンプの共用化で消費電力低減を図った
等化器とローパス・フィルタの回路例を示す図、

【図３７】ＣＣＤによる等化器およびローパス・フィル
タを示す図、

【図３８】従来例の受信装置の構成を示す図、

【図３９】ダイレクトコンバージョン受信装置の従来例
を示す図、

【図４０】ダイレクトコンバージョン受信の課題を示す
図である。

【符号の説明】

１受信信号入力２高周波増幅器３第１の帯域通過フィルタ４周波数変換器５局部発振器６第２の帯域通過フィルタ６’ 初段のローパス・フィルタ７ＡＧＣ増幅器８サンプル・ホールド回路９サンプリング・クロック 10 Ｉ軸成分分離回路 11 Ｑ軸成分分離回路 12 複素係数フィルタ 13 複素係数フィルタＩ軸出力 14 複素係数フィルタＱ軸出力 15 Ｉ軸等化器 16 Ｑ軸等化器 17 Ｉ軸ベースバンド信号出力 18 Ｑ軸ベースバンド信号出力 19 Ｉ軸ローパス・フィルタ 20 Ｑ軸ローパス・フィルタ 21、21’ イメージ抑制型信号処理系へのＩ軸出力 22、22’ イメージ抑制型信号処理系へのＱ軸出力 23、23’ クロック信号発生および制御回路 24 Ｉ軸間引き回路 25 Ｑ軸間引き回路 26 イメージ抑制型周波数変換回路 27 Ｉ軸平均化回路 28 Ｑ軸平均化回路 112 ４倍域複素係数フィルタ 115 Ｉ軸４倍域等化器 116 Ｑ軸４倍域等化器 119 Ｉ軸４倍域ローパス・フィルタ 120 Ｑ軸４倍域ローパス・フィルタ 124 Ｉ軸４倍域間引き回路 125 Ｑ軸４倍域間引き回路 127 Ｉ軸４倍域平均化回路 128 Ｑ軸４倍域平均化回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者佐々木冨士雄神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャ
ネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変
調またはこれに類する変調方式を利用する無線システム
を対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号
を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端ま
たは下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数
を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの
周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段
と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システム
のチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波
数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力か
ら位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信
号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの
信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装
置。
【請求項２】搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャ
ネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変
調またはこれに類する変調方式を利用する無線システム
を対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号
を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端ま
たは下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数
を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの
周波数範囲を選択的に直流領域へ周波数変換する手段
と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システム
のチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波
数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力か
ら位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信
号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの
信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装
置。
【請求項３】受信希望チャネル信号を含む受信信号を
受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該
当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数とす
る周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出
力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネルま
での周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この中
間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６
倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍
の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路
と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽
出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成
するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分
と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣
接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能
を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける
２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のロ
ーパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出
することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
【請求項４】受信希望チャネル信号を含む受信信号を
受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該
当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわちゼ
ロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から
周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心に
正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域と
する低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望チ
ャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャ
ネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサン
プル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相
上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相
軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信
信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希
望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャ
ネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その
出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出
力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チ
ャネルの信号を抽出することを特徴とする請求項２記載
の受信装置。
【請求項５】前記２基のローパス・フィルタから抽出
した受信希望チャネルの直交信号に対してそれぞれ間引
き処理を行なう間引き回路と、その２つの出力を受けて
オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波
数変換回路とを備えることを特徴とする請求項１ないし
請求項４いずれかに記載の受信装置。
【請求項６】前記２基の等化器から抽出した受信希望
チャネルを含む直交信号に対してそれぞれ平均化処理を
行なう平均化回路と、その２つの出力を受けてオフセッ
ト周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回
路とを備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４
いずれかに記載の受信装置。
【請求項７】搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャ
ネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変
調またはこれに類する変調方式を利用する無線システム
を対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号
を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端ま
たは下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数
を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまで
の周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周
波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または
該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波
数の６４倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサ
ンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段
と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受
信希望チャネルを含む４チャネルの信号をそれ以外の隣
接チャネルを除去して抽出する手段と、抽出した受信希
望チャネルを含む４チャネルを、受信希望チャネルの帯
域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１
／２の周波数の１６倍の周波数をサンプリング周波数と
して、受信希望チャネル以外の隣接チャネルを除去して
受信希望チャネルのみを抽出する手段とを備えたことを
特徴とする受信装置。
【請求項８】搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャ
ネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変
調またはこれに類する変調方式を利用する無線システム
を対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号
を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端ま
たは下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数
を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまで
の周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周
波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または
該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波
数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホー
ルド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交
成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分
とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸
信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル
信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャ
ネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィル
タと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器
と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパス・フ
ィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の間引き
回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号
成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または
下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベ
ースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素
係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の
位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のロ
ーパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第
１の間引き回路と、オフセット周波数を除去するための
イメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴
とする請求項７記載の受信装置。
【請求項９】搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャ
ネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変
調またはこれに類する変調方式を利用する無線システム
を対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号
を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端ま
たは下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数
を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまで
の周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周
波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または
該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波
数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホー
ルド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交
成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分
とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸
信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル
信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャ
ネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィル
タと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器
と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２
基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成分
と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣
接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除
去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を
有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受
ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サン
プルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路と、
オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波
数変換回路と、を備えることを特徴とする請求項７記載
の受信装置。
【請求項１０】前記ヒルベルト変換器を、スイッチト
キャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイ
ッチで構成したことを特徴とする請求項３、請求項４、
請求項８または請求項９いずれかに記載の受信装置。
【請求項１１】前記複素係数フィルタにおける係数の
絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする請求項
３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載
の受信装置。
【請求項１２】前記２基の等化器に必要なそれぞれの
オペアンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアン
プとそれぞれ共用したことを特徴とする請求項３、請求
項４または請求項８いずれかに記載の受信装置。
【請求項１３】前記ローパス・フィルタをＣＣＤを用
いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴とす
る請求項１２記載の受信装置。