JPH09260979A - Power amplifier - Google Patents
Power amplifierInfo
- Publication number
- JPH09260979A JPH09260979A JP8072340A JP7234096A JPH09260979A JP H09260979 A JPH09260979 A JP H09260979A JP 8072340 A JP8072340 A JP 8072340A JP 7234096 A JP7234096 A JP 7234096A JP H09260979 A JPH09260979 A JP H09260979A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- voltage
- input
- power
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、たとえば電力系統
の保護継電器に、変成器からの出力を増幅して入力する
ために好適に用いられる、高精度で高効率な電力増幅器
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a highly accurate and highly efficient power amplifier which is preferably used for amplifying and inputting an output from a transformer into a protective relay of a power system, for example.
【0002】[0002]
【従来の技術】図3は、前記変成器出力の増幅に用いら
れる典型的な従来技術の電力増幅器1の電気的構成を示
すブロック図である。この電力増幅器1は、いわゆるプ
ッシュプル形増幅器であり、オペアンプ2と、トランジ
スタ3,4と、分圧抵抗5,6と、トランス7とを備え
て構成されている。2. Description of the Related Art FIG. 3 is a block diagram showing an electrical configuration of a typical prior art power amplifier 1 used for amplifying the output of the transformer. The power amplifier 1 is a so-called push-pull type amplifier, and includes an operational amplifier 2, transistors 3 and 4, voltage dividing resistors 5 and 6, and a transformer 7.
【0003】入力端子p1,p2間に印加される入力電
圧Viは、オペアンプ2の非反転入力端子に入力され
る。オペアンプ2の出力電圧は、トランジスタ3,4の
ベースに共通に入力されている。NPN形のトランジス
タ3のコレクタへは、電源入力端子p3,p4に入力さ
れた所内電圧、たとえば110Vが、DC/DCコンバ
ータ8において、一定の予め定める電源電圧、たとえば
+36Vに降圧されて入力されている。これに対して、
PNP形のトランジスタ4のコレクタには、前記DC/
DCコンバータ8から、たとえば−36Vの電源電圧が
印加されている。The input voltage Vi applied between the input terminals p1 and p2 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 2. The output voltage of the operational amplifier 2 is commonly input to the bases of the transistors 3 and 4. A local voltage, for example, 110V input to the power supply input terminals p3, p4 is stepped down to a constant predetermined power supply voltage, for example, + 36V, and input to the collector of the NPN transistor 3 in the DC / DC converter 8. There is. On the contrary,
The collector of the PNP transistor 4 has the DC /
A power supply voltage of, for example, -36 V is applied from the DC converter 8.
【0004】したがって、オペアンプ2からの出力電圧
が正極側であるときには、トランジスタ3によって該オ
ペアンプ2の出力電流が電流増幅されて、トランス7の
1次巻線7aに供給される。これに対して、オペアンプ
2からの出力電圧が負極側であるときには、該オペアン
プ2からの出力電流がトランジスタ4によって電流増幅
されて、前記1次巻線7aに入力される。前記オペアン
プ2の反転入力端子には、このトランス7の1次巻線7
aへの入力電圧が、分圧抵抗5,6によって分圧されて
負帰還されている。Therefore, when the output voltage from the operational amplifier 2 is on the positive side, the output current of the operational amplifier 2 is current-amplified by the transistor 3 and supplied to the primary winding 7a of the transformer 7. On the other hand, when the output voltage from the operational amplifier 2 is on the negative side, the output current from the operational amplifier 2 is current-amplified by the transistor 4 and input to the primary winding 7a. The inverting input terminal of the operational amplifier 2 has a primary winding 7 of the transformer 7.
The input voltage to a is divided by the voltage dividing resistors 5 and 6 and negatively fed back.
【0005】前記トランス7によって所定巻数比の電圧
に変換された出力電圧Voは、2次巻線7bから出力端
子p5,p6へ出力され、前記保護継電器などに入力さ
れる。このようにして、たとえば実効値が4.5V程度
の図4(a)で示す入力電圧Viに対して、最大値が1
10V程度の図4(b)で示す出力電圧Voに、高精度
に増幅を行うことができる。The output voltage Vo converted into a voltage having a predetermined turn ratio by the transformer 7 is output from the secondary winding 7b to the output terminals p5 and p6 and input to the protection relay or the like. In this way, the maximum value is 1 with respect to the input voltage Vi shown in FIG.
Amplification can be performed with high accuracy on the output voltage Vo of about 10 V shown in FIG.
【0006】図5は、前記変成器出力を増幅する他の従
来技術の電力増幅器11の電気的構成を示すブロック図
である。この電力増幅器11は、いわゆるスイッチング
形増幅器であり、比較器12と、三角波発生回路13
と、インバータ14と、トランジスタ15,16と、ト
ランス17と、インダクタンス素子18,19と、コン
デンサ20とを備えて構成されている。FIG. 5 is a block diagram showing an electrical configuration of another conventional power amplifier 11 for amplifying the output of the transformer. The power amplifier 11 is a so-called switching amplifier, and includes a comparator 12 and a triangular wave generating circuit 13.
, An inverter 14, transistors 15 and 16, a transformer 17, inductance elements 18 and 19, and a capacitor 20.
【0007】入力端子p1,p2へは、図6(a)にお
いて参照符α1で示すような入力電圧Viが与えられて
おり、この入力電圧Viは、比較器12の一方の入力に
入力される。この比較器12の他方の入力には、三角波
発生回路13によって発生され、図6(a)において参
照符α2で示すように、所定電圧範囲を所定周期で掃引
する三角波が入力されている。An input voltage Vi as indicated by reference numeral α1 in FIG. 6A is applied to the input terminals p1 and p2, and this input voltage Vi is input to one input of the comparator 12. . A triangular wave generated by the triangular wave generating circuit 13 and sweeping a predetermined voltage range at a predetermined cycle is input to the other input of the comparator 12, as indicated by reference numeral α2 in FIG.
【0008】比較器12は、入力電圧Viが前記三角波
の電位以上であるか否かに対応してハイレベルまたはロ
ーレベルの出力を導出する。この比較器12からの出力
は、トランジスタ15のベースに与えられるとともに、
インバータ14を介してトランジスタ16のベースに与
えられる。トランジスタ15,16は、相互に同一極性
(図5の例ではNPN形)であり、コレクタはトランス
17の1次巻線17aの一方の入力端と他方の入力端と
にそれぞれ接続され、エミッタは共通に接地されてい
る。前記トランス17の1次巻線17aの中間タップに
は、DC/DCコンバータ8から、前記電源電圧、たと
えば+36Vが印加されている。The comparator 12 derives a high level or low level output depending on whether or not the input voltage Vi is equal to or higher than the potential of the triangular wave. The output from the comparator 12 is given to the base of the transistor 15 and
It is supplied to the base of the transistor 16 via the inverter 14. The transistors 15 and 16 have the same polarity (NPN type in the example of FIG. 5), their collectors are connected to one input terminal and the other input terminal of the primary winding 17a of the transformer 17, respectively, and their emitters are Commonly grounded. The power supply voltage, for example, + 36V is applied from the DC / DC converter 8 to the center tap of the primary winding 17a of the transformer 17.
【0009】これによって、トランス17の1次巻線1
7aには、図6(b)において参照符α3で示すよう
な、前記入力電圧Viの振幅レベルに対応したデューテ
ィのパルスが入力されることになる。As a result, the primary winding 1 of the transformer 17 is
A pulse having a duty corresponding to the amplitude level of the input voltage Vi, as indicated by reference numeral α3 in FIG. 6B, is input to 7a.
【0010】前記トランス17の2次巻線17bの2つ
の出力端は、それぞれインダクタンス素子18,19の
一方の入力端に接続されており、インダクタンス素子1
8,19の他方の入力端は、共通に出力端子p5に接続
されるとともに、コンデンサ20の一方の入力端と接続
されている。前記2次巻線17bの中間タップは、出力
端子p6と接続されるとともに、前記コンデンサ20の
他方の入力端と接続されている。The two output terminals of the secondary winding 17b of the transformer 17 are connected to one input terminals of the inductance elements 18 and 19, respectively.
The other input ends of 8 and 19 are commonly connected to the output terminal p5 and also connected to one input end of the capacitor 20. The center tap of the secondary winding 17b is connected to the output terminal p6 and is also connected to the other input end of the capacitor 20.
【0011】したがって、インダクタンス素子18,1
9およびコンデンサ20は、フィルタ回路を構成し、前
記トランス17の1次巻線17aに入力されたパルスの
デューティに対応して、図6(b)において参照符α4
で示すように振幅が変化する出力電圧Voを発生する。Therefore, the inductance elements 18, 1
9 and the capacitor 20 constitute a filter circuit, which corresponds to the duty of the pulse input to the primary winding 17a of the transformer 17, and is designated by reference numeral α4 in FIG. 6 (b).
An output voltage Vo whose amplitude changes as shown by is generated.
【0012】[0012]
【発明が解決しようとする課題】上述のような従来技術
の電力増幅器1,11において、プッシュプル形の電力
増幅器1では、トランジスタ3,4が不飽和領域で使用
されるので、高精度な増幅動作を行うことができるけれ
ども、該トランジスタ3,4での電力消費が大きく、自
然冷却が不可能な程度に発熱が問題になるとともに、D
C/DCコンバータ8の容量も大きくなってしまい、効
率が悪いという問題がある。In the power amplifiers 1 and 11 of the prior art as described above, in the push-pull type power amplifier 1, since the transistors 3 and 4 are used in the unsaturated region, highly accurate amplification is achieved. Although the operation can be performed, the power consumption of the transistors 3 and 4 is large, and heat generation becomes a problem to the extent that natural cooling is impossible.
There is a problem that the capacity of the C / DC converter 8 also becomes large and the efficiency is low.
【0013】また、スイッチング形の電力増幅器11で
は、トランジスタ15,16は、飽和領域で使用される
ので、該トランジスタ15,16での電力消費が少な
く、高効率であるけれども、DC/DCコンバータ8に
よる電源電圧の精度等に起因して、高い精度を確保する
ことが困難であるという問題がある。Further, in the switching type power amplifier 11, since the transistors 15 and 16 are used in a saturation region, the power consumption of the transistors 15 and 16 is small and the efficiency is high, but the DC / DC converter 8 is used. There is a problem in that it is difficult to ensure high accuracy due to the accuracy of the power supply voltage and the like.
【0014】したがって、従来技術では、精度と効率と
のいずれを優先するかに対応して電力増幅器1と電力増
幅器11とのいずれかが使用されている。Therefore, in the prior art, either the power amplifier 1 or the power amplifier 11 is used depending on which of accuracy and efficiency is prioritized.
【0015】本発明の目的は、高精度で、かつ高効率な
電力増幅器を提供することである。An object of the present invention is to provide a power amplifier with high accuracy and high efficiency.
【0016】[0016]
【課題を解決するための手段】本発明に係る電力増幅器
は、増幅すべき入力信号が入力され、電力容量の主要部
分を負担することができるスイッチング形増幅器と、前
記電力容量の残余の部分を負担することができ、前記ス
イッチング形増幅器と出力に対して直列に接続されるプ
ッシュプル形増幅器と、前記スイッチング形増幅器およ
びプッシュプル形増幅器の合成出力電圧に対応したフィ
ードバック信号を発生するフィードバック信号発生回路
と、前記入力信号から前記フィードバック信号を減算し
た差分信号を前記プッシュプル形増幅器に入力信号とし
て与える減算手段とを含むことを特徴とする。A power amplifier according to the present invention comprises a switching type amplifier which receives an input signal to be amplified and can bear a major part of the power capacity, and a remaining part of the power capacity. A push-pull amplifier that can be borne and is connected in series to the output of the switching amplifier, and a feedback signal generator that generates a feedback signal corresponding to a combined output voltage of the switching amplifier and the push-pull amplifier It is characterized by including a circuit and subtraction means for applying a difference signal obtained by subtracting the feedback signal from the input signal to the push-pull amplifier as an input signal.
【0017】上記の構成によれば、電力容量の主要部
分、たとえば90%程度をスイッチング形増幅器に負担
させ、前記電力容量の残余の部分、すなわち10%程度
をプッシュプル形増幅器に負担させる。また、プッシュ
プル形増幅器へは、減算手段において、フィードバック
信号発生回路から出力されたフィードバック信号を入力
信号から減算して作成された差分信号が入力されてお
り、これによってスイッチング形増幅器の誤差分が補償
されることになる。According to the above construction, the switching power amplifier bears the main part of the power capacity, for example, about 90%, and the remaining part of the power capacity, that is, about 10% is charged to the push-pull amplifier. In addition, a difference signal created by subtracting the feedback signal output from the feedback signal generation circuit from the input signal by the subtraction means is input to the push-pull amplifier, which causes an error component of the switching amplifier. Will be compensated.
【0018】したがって、前記電力容量の主要部分をス
イッチング形増幅器に負担させることによって、高効率
化を図ることができるとともに、前記電力容量の残余の
部分をプッシュプル形増幅器に負担させることによっ
て、入力信号に対応した出力信号を高精度に得ることが
できる。Therefore, by making the switching type amplifier bear the major part of the power capacity, it is possible to achieve high efficiency, and by making the push-pull type amplifier bear the remaining part of the power capacity. An output signal corresponding to the signal can be obtained with high accuracy.
【0019】[0019]
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図1および図2に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Regarding one embodiment of the present invention,
The following is a description based on FIG. 1 and FIG.
【0020】図1は、本発明の実施の一形態の電力増幅
器21の電気的構成を示すブロック図である。本発明に
従う電力増幅器21は、大略的に、入力電圧Viの増幅
にあたって、電力容量の大部分をスイッチング形増幅器
22で負担し、残余の部分をプッシュプル形増幅器23
で負担することによって、出力電圧Voを作成する。こ
のため、前記出力電圧Voを検知するためのフィードバ
ック回路24が設けられているとともに、該フィードバ
ック回路24によって発生されたフィードバック電圧V
fをプッシュプル形増幅器23に負帰還するための減算
器25が設けられている。FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of a power amplifier 21 according to an embodiment of the present invention. In the power amplifier 21 according to the present invention, when amplifying the input voltage Vi, the switching type amplifier 22 bears most of the power capacity, and the remaining part is the push-pull type amplifier 23.
The output voltage Vo is created by burdening the output voltage Vo. Therefore, the feedback circuit 24 for detecting the output voltage Vo is provided, and the feedback voltage V generated by the feedback circuit 24 is provided.
A subtracter 25 for negatively feeding back f to the push-pull amplifier 23 is provided.
【0021】前記スイッチング形増幅器22は、比較器
32と、三角波発生回路33と、インバータ34と、ト
ランジスタ35,36と、トランス37と、インダクタ
ンス素子38,39と、コンデンサ40とを備えて構成
されている。The switching type amplifier 22 comprises a comparator 32, a triangular wave generating circuit 33, an inverter 34, transistors 35 and 36, a transformer 37, inductance elements 38 and 39, and a capacitor 40. ing.
【0022】入力端子P1,P2へは、前記図6(a)
において参照符α1で示すような入力電圧Viが与えら
れており、この入力電圧Viは、比較器32の一方の入
力に入力される。この比較器32の他方の入力には、三
角波発生回路33によって発生され、図6(a)におい
て参照符α2で示すように、所定電圧範囲を所定周期で
掃引する三角波が入力されている。The input terminals P1 and P2 are connected to the circuit shown in FIG.
In FIG. 3, an input voltage Vi as indicated by reference numeral α1 is applied, and this input voltage Vi is input to one input of the comparator 32. A triangular wave generated by the triangular wave generating circuit 33 and sweeping a predetermined voltage range at a predetermined cycle is input to the other input of the comparator 32, as indicated by reference numeral α2 in FIG.
【0023】比較器32は、入力電圧Viが前記三角波
以上の電位であるか否かに対応してハイレベルまたはロ
ーレベルの出力を導出する。この比較器32からの出力
は、トランジスタ35のベースに与えられるとともに、
インバータ34を介してトランジスタ36のベースに与
えられる。トランジスタ35,36は、相互に同一極性
(図1の例ではNPN形)であり、コレクタはトランス
37の1次巻線37aの一方の入力端と他方の入力端と
にそれぞれ接続され、エミッタは共通に接地されてい
る。前記トランス37の1次巻線37aの中間タップに
は、電源入力端子P3,P4に入力された所内電圧、た
とえば110Vが、DC/DCコンバータ28におい
て、一定の予め定める電源電圧、たとえば+36Vに降
圧されて入力されている。The comparator 32 derives a high level or low level output depending on whether or not the input voltage Vi has a potential equal to or higher than the triangular wave. The output from the comparator 32 is given to the base of the transistor 35, and
It is supplied to the base of the transistor 36 via the inverter 34. The transistors 35 and 36 have the same polarity (NPN type in the example of FIG. 1), their collectors are connected to one input terminal and the other input terminal of the primary winding 37a of the transformer 37, and their emitters are Commonly grounded. At the center tap of the primary winding 37a of the transformer 37, a local voltage input to the power input terminals P3 and P4, for example 110V, is stepped down to a constant predetermined power supply voltage, for example + 36V, in the DC / DC converter 28. Has been entered.
【0024】これによって、トランス37の1次巻線3
7aには、前記図6(b)において参照符α3で示すよ
うな、前記入力電圧Viの振幅レベルに対応したデュー
ティのパルスが入力されることになる。As a result, the primary winding 3 of the transformer 37 is
A pulse having a duty corresponding to the amplitude level of the input voltage Vi, as indicated by reference numeral α3 in FIG. 6B, is input to 7a.
【0025】前記トランス37の2次巻線37bの2つ
の出力端は、それぞれインダクタンス素子38,39の
一方の入力端に接続されており、インダクタンス素子3
8,39の他方の入力端は、共通に出力端子P5に接続
されるとともに、コンデンサ40の一方の入力端と接続
されている。前記2次巻線37bの中間タップは、出力
端子P6と接続されるとともに、前記コンデンサ40の
他方の入力端と接続されている。The two output terminals of the secondary winding 37b of the transformer 37 are connected to one input terminals of the inductance elements 38 and 39, respectively.
The other input ends of 8, 39 are commonly connected to the output terminal P5 and also connected to one input end of the capacitor 40. The center tap of the secondary winding 37b is connected to the output terminal P6 and is also connected to the other input end of the capacitor 40.
【0026】したがって、インダクタンス素子38,3
9およびコンデンサ40は、フィルタ回路を構成し、前
記トランス37の1次巻線37aに入力されたパルスの
デューティに対応して、図6(b)において参照符α4
で示すように振幅が変化する出力電圧Vo1を発生す
る。Therefore, the inductance elements 38, 3
9 and the capacitor 40 form a filter circuit, which corresponds to the duty of the pulse input to the primary winding 37a of the transformer 37, and is indicated by reference numeral α4 in FIG. 6 (b).
An output voltage Vo1 whose amplitude changes is generated as indicated by.
【0027】また、前記プッシュプル形増幅器23は、
オペアンプ42と、トランジスタ43,44と、分圧抵
抗45,46と、トランス47とを備えて構成されてい
る。Further, the push-pull type amplifier 23 is
It is configured to include an operational amplifier 42, transistors 43 and 44, voltage dividing resistors 45 and 46, and a transformer 47.
【0028】前記オペアンプ42の非反転入力端子に
は、減算器25において、入力端子P1,P2間に印加
される入力電圧Viから後述するフィードバック回路2
4によって発生されたフィードバック電圧Vfが減算さ
れて作成された差分電圧Vdが入力される。オペアンプ
42の出力電圧は、トランジスタ43,44のベースに
共通に入力されている。NPN形のトランジスタ43の
コレクタへは、前記DC/DCコンバータ28によって
発生された前記電源電圧、たとえば+36Vが入力され
ている。これに対して、PNP形のトランジスタ44の
コレクタには、前記DC/DCコンバータ28から、た
とえば−36Vの電源電圧が印加されている。At the non-inverting input terminal of the operational amplifier 42, in the subtractor 25, the input voltage Vi applied between the input terminals P1 and P2 is changed to the feedback circuit 2 described later.
The differential voltage Vd created by subtracting the feedback voltage Vf generated by the circuit 4 is input. The output voltage of the operational amplifier 42 is commonly input to the bases of the transistors 43 and 44. The power supply voltage generated by the DC / DC converter 28, for example + 36V, is input to the collector of the NPN transistor 43. On the other hand, a power supply voltage of, for example, -36V is applied to the collector of the PNP type transistor 44 from the DC / DC converter 28.
【0029】したがって、オペアンプ42からの出力電
圧が正極側であるときには、トランジスタ43によって
該オペアンプ42の出力電流が電流増幅されて、トラン
ス47の1次巻線47aに供給される。これに対して、
オペアンプ42からの出力電圧が負極側であるときに
は、該オペアンプ42からの出力電流がトランジスタ4
4によって電流増幅されて、前記1次巻線47aに入力
される。前記オペアンプ42の反転入力端子には、この
トランス47の1次巻線47aへの入力電圧が、分圧抵
抗45,46によって分圧されて負帰還されている。前
記トランス47によって、所定巻数比の電圧に変換され
た出力電圧Vo2は、2次巻線47bから出力される。
このようにして、前記図4(a)で示す差分電圧Vdに
対して、図4(b)で示すように高精度に増幅された出
力電圧Vo2を得ることができる。Therefore, when the output voltage from the operational amplifier 42 is on the positive side, the output current of the operational amplifier 42 is current-amplified by the transistor 43 and supplied to the primary winding 47a of the transformer 47. On the contrary,
When the output voltage from the operational amplifier 42 is on the negative side, the output current from the operational amplifier 42 is the transistor 4
The current is amplified by 4 and input to the primary winding 47a. At the inverting input terminal of the operational amplifier 42, the input voltage to the primary winding 47a of the transformer 47 is divided by the voltage dividing resistors 45 and 46 and negatively fed back. The output voltage Vo2 converted into a voltage having a predetermined winding ratio by the transformer 47 is output from the secondary winding 47b.
In this way, it is possible to obtain the output voltage Vo2 highly accurately amplified as shown in FIG. 4B with respect to the differential voltage Vd shown in FIG.
【0030】スイッチング形増幅器22およびプッシュ
プル形増幅器23の出力側は、直列に接続されており、
したがって出力端子P5,P6間へは、前記出力電圧V
o1,Vo2が相互に加算された出力電圧Voが出力さ
れ、前記保護継電器などに入力される。前記出力電圧V
oはまた、フィードバック信号発生回路であるフィード
バック回路24の分圧抵抗26,27によって分圧され
て、前記フィードバック電圧Vfとして、オペアンプ4
2に負帰還される。The output sides of the switching type amplifier 22 and the push-pull type amplifier 23 are connected in series,
Therefore, the output voltage V is output between the output terminals P5 and P6.
An output voltage Vo obtained by adding o1 and Vo2 to each other is output and input to the protection relay or the like. The output voltage V
The voltage o is also divided by the voltage dividing resistors 26 and 27 of the feedback circuit 24 which is a feedback signal generating circuit, and is used as the feedback voltage Vf as the operational amplifier 4
Negative feedback to 2.
【0031】上述のように構成された電力増幅器21に
おいて、スイッチング形増幅器22およびプッシュプル
形増幅器23の増幅率をAとするとき、フィードバック
回路24のゲインは、1/Aとされる。すなわち、分圧
抵抗26,27の抵抗値をそれぞれR26,R27とす
るとき、R27/(R26+R27)=1/Aとされ
る。したがって、スイッチング形増幅器22の入出力特
性は、 Vo1=AVi+ΔV …(1) となる。ただし、ΔVは、誤差分である。したがってこ
の出力電圧Vo1によるフィードバック電圧Vfは、 Vf=(AVi+ΔV)/A …(2) となる。In the power amplifier 21 configured as described above, when the amplification factors of the switching type amplifier 22 and the push-pull type amplifier 23 are A, the gain of the feedback circuit 24 is 1 / A. That is, when the resistance values of the voltage dividing resistors 26 and 27 are R26 and R27, respectively, R27 / (R26 + R27) = 1 / A. Therefore, the input / output characteristic of the switching amplifier 22 is Vo1 = AVi + ΔV (1) However, ΔV is an error. Therefore, the feedback voltage Vf based on the output voltage Vo1 is Vf = (AVi + ΔV) / A (2)
【0032】これに対して、プッシュプル形増幅器23
への入力電圧である前記差分電圧Vdは、前記式2か
ら、 Vd=Vi−(AVi+ΔV)/A=−ΔV/A …(3) となり、 Vo2=AVf=−ΔV …(4) となる。On the other hand, the push-pull type amplifier 23
The differential voltage Vd, which is the input voltage to, is given by the equation 2 as follows: Vd = Vi− (AVi + ΔV) / A = −ΔV / A (3) and Vo2 = AVf = −ΔV (4).
【0033】したがって、合成出力電圧Voは、 Vo=Vo1+Vo2=AVi+ΔV−ΔV=AVi …(5) となり、前記誤差分ΔVが補償されることが理解され
る。Therefore, the combined output voltage Vo becomes Vo = Vo1 + Vo2 = AVi + ΔV−ΔV = AVi (5), and it is understood that the error ΔV is compensated.
【0034】このように、本発明に従う電力増幅器21
では、電力容量の主要部分、たとえば90%程度をスイ
ッチング形増幅器22によって負担させ、残余の部分、
すなわち10%程度をプッシュプル形増幅器23によっ
て負担させる。したがって、スイッチング形増幅器22
によって高効率化を図り、電力消費を抑えて、発熱量を
減少することができるとともに、DC/DCコンバータ
28の容量を小さく抑えることができる。また、プッシ
ュプル形増幅器23によって、前記スイッチング形増幅
器22の誤差分を補償し、入力電圧Viに対して、高精
度な出力電圧Voを得ることができる。こうして、高効
率化および高精度化を両立することができる。Thus, the power amplifier 21 according to the present invention
Then, the main part of the power capacity, for example, about 90% is borne by the switching type amplifier 22, and the remaining part,
That is, about 10% is borne by the push-pull type amplifier 23. Therefore, the switching amplifier 22
Thus, the efficiency can be improved, the power consumption can be suppressed, the heat generation amount can be reduced, and the capacity of the DC / DC converter 28 can be suppressed to be small. Further, the push-pull type amplifier 23 can compensate the error amount of the switching type amplifier 22 and obtain an output voltage Vo with high accuracy with respect to the input voltage Vi. In this way, it is possible to achieve both high efficiency and high accuracy.
【0035】図2は、上述のように構成される電力増幅
器21の一使用例である保護継電系統を説明するための
図である。この使用例では、前記電力増幅器21は、変
成器出力の増幅に用いられている前記変成器は、センサ
部51と、光電変換回路52とを備えて構成されてい
る。FIG. 2 is a diagram for explaining a protection relay system which is an example of use of the power amplifier 21 configured as described above. In this usage example, the power amplifier 21 is configured to include a sensor unit 51 and a photoelectric conversion circuit 52, which is used to amplify the output of the transformer.
【0036】前記センサ部51は、GIS(Gas Insula
ted Switchgears )と称されるガス絶縁開閉装置に関し
て用いられる。前記ガス絶縁開閉装置は、導体53およ
び図示しない開閉装置等を不活性ガスSF6 などを充填
したタンク54内に設けることによって、通常の空気絶
縁に比べて、省スペース化を図ることができるようにし
た装置である。したがって、前記導体53と、前記タン
ク54内に設けた電極55とによって、参照符Ccで示
されるように、浮遊のコンデンサが形成されることにな
る。したがって、このコンデンサCcと接地電位との間
に分圧コンデンサCdを介在し、その分圧比と分圧コン
デンサCdの端子電圧とから導体53の電位を測定する
ことができる。The sensor section 51 is a GIS (Gas Insula).
Used for gas insulated switchgear called ted Switchgears). The gas insulated switchgear can provide a space saving as compared with normal air insulation by providing the conductor 53 and a switchgear (not shown) in the tank 54 filled with the inert gas SF 6 or the like. Device. Therefore, the conductor 53 and the electrode 55 provided in the tank 54 form a floating capacitor as indicated by reference numeral Cc. Therefore, the voltage dividing capacitor Cd is interposed between the capacitor Cc and the ground potential, and the potential of the conductor 53 can be measured from the voltage dividing ratio and the terminal voltage of the voltage dividing capacitor Cd.
【0037】前記コンデンサCdの端子電圧は、コンデ
ンサCf1および抵抗R1から成るハイパスフィルタを
介して、光電圧センサS1に印加されるとともに、同様
にコンデンサCf2と抵抗R2とから成るハイパスフィ
ルタを介して、光電圧センサS2に印加される。光電圧
センサS1,S2は、ポッケルス素子を備えて構成され
ており、出力光は、印加される電界にリニアに対応し
て、その透過光量が変化する。The terminal voltage of the capacitor Cd is applied to the optical voltage sensor S1 via a high-pass filter composed of the capacitor Cf1 and the resistor R1, and also through a high-pass filter composed of the capacitor Cf2 and the resistor R2. It is applied to the optical voltage sensor S2. The optical voltage sensors S1 and S2 are configured to include a Pockels element, and the amount of transmitted light of the output light changes linearly in response to the applied electric field.
【0038】これらの光電圧センサS1,S2には、そ
れぞれ光電変換回路52から光ケーブル56を介して、
予め定める一定光量の光が入射されており、前記ポッケ
ルス効果による光量変化が、前記光ケーブル56を介し
て光電変換回路52によって検知される。光電変換回路
52からの微少な出力電圧、たとえば実効値で4.5V
程度の出力電圧が前記電力増幅器21に入力され、たと
えば最大値で110V程度の出力電圧に増幅される。こ
の電力増幅器21からの出力電圧は、たとえば遮断器の
トリップ指令を出力する不足電圧リレーへの入力信号な
どとして使用される。These photoelectric voltage sensors S1 and S2 are connected to the photoelectric conversion circuit 52 via an optical cable 56, respectively.
A predetermined fixed amount of light is incident, and a change in the amount of light due to the Pockels effect is detected by the photoelectric conversion circuit 52 via the optical cable 56. A minute output voltage from the photoelectric conversion circuit 52, for example, 4.5 V in effective value
An output voltage of about the same is input to the power amplifier 21, and is amplified to an output voltage of about 110 V at maximum, for example. The output voltage from power amplifier 21 is used, for example, as an input signal to an undervoltage relay that outputs a trip command for a circuit breaker.
【0039】このような変成器出力の増幅には、たとえ
ば0.1%程度の精度が要求されるのに対して、本発明
に従う電力増幅器21では、そのような高い精度を確保
することができるとともに、高効率化を図ることがで
き、制御盤内における放熱の構成などを削減することが
できる。For such amplification of the transformer output, an accuracy of, for example, about 0.1% is required, whereas the power amplifier 21 according to the present invention can ensure such a high accuracy. At the same time, high efficiency can be achieved, and the configuration of heat dissipation in the control panel can be reduced.
【0040】本発明は、上述のような変成器出力に限ら
ず、高調波を検知し、その高調波に対応した逆電圧を電
力系統に流込む、いわゆるアクティブフィルタ等の、高
精度で、かつ高効率な増幅動作が要求される他の用途に
も好適に実施することができる。また、安定した出力電
圧が要求される電源回路としても好適に使用することが
できる。The present invention is not limited to the transformer output as described above, and is highly accurate, such as a so-called active filter, which detects a harmonic and flows a reverse voltage corresponding to the harmonic into the power system, and It can be suitably implemented for other applications that require highly efficient amplification operation. Further, it can be suitably used as a power supply circuit that requires a stable output voltage.
【0041】[0041]
【発明の効果】本発明に係る電力増幅器は、以上のよう
に、電力容量の主要部分、たとえば90%程度をスイッ
チング形増幅器に負担させ、前記電力容量の残余の部
分、すなわち10%程度をプッシュプル形増幅器に負担
させ、かつ前記スイッチング形増幅器およびプッシュプ
ル形増幅器の合成出力電圧に対応したフィードバック信
号を入力信号から減算した差分信号を前記プッシュプル
形増幅器に入力信号として与え、スイッチング形増幅器
の誤差分を補償する。As described above, in the power amplifier according to the present invention, the switching amplifier is charged with a main part of the power capacity, for example, about 90%, and the remaining part of the power capacity, that is, about 10% is pushed. A differential signal that is applied to the pull-type amplifier and subtracts a feedback signal corresponding to the combined output voltage of the switching-type amplifier and push-pull-type amplifier from the input signal is given to the push-pull-type amplifier as an input signal, Compensate for the error.
【0042】それゆえ、前記電力容量の主要部分をスイ
ッチング形増幅器に負担させることによって、高効率化
を図ることができるとともに、前記電力容量の残余の部
分をプッシュプル形増幅器に負担させることによって、
入力信号に対応した出力信号を高精度に得ることができ
る。Therefore, by making the switching type amplifier bear a major part of the power capacity, it is possible to achieve high efficiency, and by making the push-pull type amplifier bear the remaining part of the power capacity.
An output signal corresponding to an input signal can be obtained with high accuracy.
【図1】本発明の実施の一形態の電力増幅器の電気的構
成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating an electrical configuration of a power amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図2】図1で示す電力増幅器の一使用例である保護継
電系統を説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a protection relay system which is an example of use of the power amplifier shown in FIG.
【図3】典型的な従来技術の電力増幅器の電気的構成を
示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating the electrical configuration of a typical prior art power amplifier.
【図4】プッシュプル形増幅器の動作を説明するための
波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the push-pull type amplifier.
【図5】他の従来技術の電力増幅器の電気的構成を示す
ブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing an electrical configuration of another conventional power amplifier.
【図6】スイッチング形増幅器の動作を説明するための
波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of the switching amplifier.
21 電力増幅器 22 スイッチング形増幅器 23 プッシュプル形増幅器 24 フィードバック回路(フィードバック信号発生
回路) 25 減算器(減算手段) 26 分圧抵抗 27 分圧抵抗 28 DC/DCコンバータ 32 比較器 33 三角波発生回路 35 トランジスタ 36 トランジスタ 37 トランス 38 インダクタンス素子 39 インダクタンス素子 40 コンデンサ 42 オペアンプ 43 トランジスタ 44 トランジスタ 45 分圧抵抗 46 分圧抵抗 47 トランス 51 センサ部 52 光電変換回路21 power amplifier 22 switching type amplifier 23 push-pull type amplifier 24 feedback circuit (feedback signal generating circuit) 25 subtractor (subtracting means) 26 voltage dividing resistor 27 voltage dividing resistor 28 DC / DC converter 32 comparator 33 triangular wave generating circuit 35 transistor 36 Transistor 37 Transformer 38 Inductance Element 39 Inductance Element 40 Capacitor 42 Operational Amplifier 43 Transistor 44 Transistor 45 Voltage Dividing Resistor 46 Voltage Dividing Resistor 47 Transformer 51 Sensor Section 52 Photoelectric Conversion Circuit
Claims (1)
の主要部分を負担することができるスイッチング形増幅
器と、 前記電力容量の残余の部分を負担することができ、前記
スイッチング形増幅器と出力に対して直列に接続される
プッシュプル形増幅器と、 前記スイッチング形増幅器およびプッシュプル形増幅器
の合成出力電圧に対応したフィードバック信号を発生す
るフィードバック信号発生回路と、 前記入力信号から前記フィードバック信号を減算した差
分信号を前記プッシュプル形増幅器に入力信号として与
える減算手段とを含むことを特徴とする電力増幅器。1. A switching type amplifier which receives an input signal to be amplified and can bear a major part of power capacity, and a remaining part of the power capacity which can be loaded with the switching type amplifier and an output. A push-pull amplifier connected in series with respect to, a feedback signal generating circuit for generating a feedback signal corresponding to a combined output voltage of the switching amplifier and the push-pull amplifier, and subtracting the feedback signal from the input signal And a subtracting means for applying the difference signal thus obtained to the push-pull amplifier as an input signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8072340A JPH09260979A (en) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | Power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8072340A JPH09260979A (en) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | Power amplifier |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09260979A true JPH09260979A (en) | 1997-10-03 |
Family
ID=13486479
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8072340A Pending JPH09260979A (en) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | Power amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09260979A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2003005571A1 (en) * | 2001-07-06 | 2003-01-16 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Audio amplifier |
-
1996
- 1996-03-27 JP JP8072340A patent/JPH09260979A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2003005571A1 (en) * | 2001-07-06 | 2003-01-16 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Audio amplifier |
US6844777B2 (en) | 2001-07-06 | 2005-01-18 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Audio amplifier |
US6937092B2 (en) | 2001-07-06 | 2005-08-30 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Audio amplifier |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100197464B1 (en) | Boost converter | |
CN111585525B (en) | Class D transconductance amplifier | |
CN101247082A (en) | Detection circuit | |
JPH0431157B2 (en) | ||
JPH09260979A (en) | Power amplifier | |
KR101246398B1 (en) | Control circuit, power conditioner provided with the control circuit, and solar generation system | |
JP2827188B2 (en) | Power supply | |
JP2787059B2 (en) | Power supply | |
JP5286017B2 (en) | Isolated converter | |
JPH10112615A (en) | Power amplifier | |
JPS5951772B2 (en) | High voltage amplifier circuit | |
KR100428241B1 (en) | digital amplifier | |
RU192383U1 (en) | AC bipolar to positive bias voltage converter | |
CN100433516C (en) | Piezoelectric transformer driving apparatus | |
JPH0650018Y2 (en) | High voltage power supply | |
JP2893763B2 (en) | Power transducer | |
JP3214337B2 (en) | Power system voltage detector | |
SU864149A1 (en) | Current-to-voltage converter | |
KR0124614Y1 (en) | Dc-ac converter | |
JPH0229446Y2 (en) | ||
SU721755A1 (en) | Current-to-voltage converter | |
JP2586551B2 (en) | Saw wave amplitude control circuit | |
JP2001345687A (en) | Semiconductor switching device driving circuit | |
SU1188717A1 (en) | Electric power supply system | |
KR810000917B1 (en) | Power direct current signal transducer |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040707 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040713 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041116 |