JPH09260720A - High-speed apc circuit - Google Patents
High-speed apc circuitInfo
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- JPH09260720A JPH09260720A JP6237496A JP6237496A JPH09260720A JP H09260720 A JPH09260720 A JP H09260720A JP 6237496 A JP6237496 A JP 6237496A JP 6237496 A JP6237496 A JP 6237496A JP H09260720 A JPH09260720 A JP H09260720A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、入力するパルス信
号に従った駆動電流により発光素子を駆動する際、この
発光素子から出力される光強度を駆動電流を制御するこ
とによって所定値に高速に収束し保持する高速ＡＰＣ
（Automatic Power Control ）回路に関し、特に、光送
信装置を立ち上げる際、瞬時に所望の光強度で送信が開
始でき、かつ無発光の期間に環境温度が急激に変化した
場合も次の発光の際の光強度を補償できる半導体集積回
路化に適した高速ＡＰＣ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention, when a light emitting element is driven by a drive current according to an input pulse signal, controls the drive current to control the intensity of light output from the light emitting element to a predetermined value at high speed. High-speed APC that converges and holds
(Automatic Power Control) circuit, especially when the optical transmitter is started up, transmission can be instantly started with desired light intensity, and even when the environmental temperature changes rapidly during the no-light emission period, the next light emission is performed. The present invention relates to a high-speed APC circuit suitable for forming a semiconductor integrated circuit capable of compensating for the optical intensity of light.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、この種の高速ＡＰＣ回路では、図
７に示されるような、バースト信号に対応する高速動作
が可能な回路が知られている（例えば、「パッシブダブ
ルスター用ＬＤドライバーＩＣの開発」、1993年、電子
情報通信学会春季大会予稿集、B-984,P4-122）。2. Description of the Related Art Conventionally, as a high-speed APC circuit of this type, a circuit capable of high-speed operation corresponding to a burst signal as shown in FIG. 7 is known (for example, "LD driver IC for passive double star"). Development, ”1993, Proceedings of IEICE Spring Conference, B-984, P4-122).
【０００３】図示される高速ＡＰＣ回路は、Ｄ形フリッ
プフロップ回路（以後、Ｄ−ＦＦ）１、駆動部２、発光
素子のレーザーダイオード（以後、ＬＤ）３、受光素子
のフォトダイオード（以後、ＰＤ）４、電流電圧変換部
５、基準電圧発生部９１、ピーク検出部９２、および比
較部９３を備えている。The illustrated high-speed APC circuit includes a D-type flip-flop circuit (hereinafter, D-FF) 1, a driving unit 2, a laser diode (hereinafter, LD) 3 as a light emitting element, and a photodiode (hereinafter, PD) as a light receiving element. ) 4, a current-voltage converter 5, a reference voltage generator 91, a peak detector 92, and a comparator 93.
【０００４】Ｄ−ＦＦ１は、パルス状の送信データＤＡ
ＴＡおよびクロック信号ＣＬＫを入力し、入力データＤ
ＡＴＡのパルスデューティを補正して駆動部２へ出力す
る。駆動部２は、Ｄ−ＦＦ１のパルス出力を入力し、入
力パルスが“１”レベルの期間、ＬＤ３に駆動電流を供
給してＬＤ３を発光させると共に、比較部９３から入力
する制御電圧により、ＬＤ３の発光が弱い場合には大き
くする一方、ＬＤ３の発光が強い場合には小さくするよ
うに、駆動電流を制御する。The D-FF1 is a pulsed transmission data DA.
Input TA and clock signal CLK and input data D
The pulse duty of ATA is corrected and output to the drive unit 2. The drive unit 2 inputs the pulse output of the D-FF 1, supplies a drive current to the LD 3 to cause the LD 3 to emit light while the input pulse is at the “1” level, and controls the LD 3 by the control voltage input from the comparison unit 93. The drive current is controlled so as to increase when the light emission of LD is weak and decrease when the light emission of LD3 is strong.
【０００５】ＰＤ４はＬＤ３から出力された光を強度に
応じた電流に変換し出力する。電流電圧変換部５はＰＤ
４から出力される電流を電圧に変換しピーク検出部９２
へ出力する。The PD 4 converts the light output from the LD 3 into a current according to the intensity and outputs it. The current-voltage converter 5 is a PD
The current output from 4 is converted into a voltage, and the peak detection unit 92
Output to
【０００６】基準電圧発生部９１は入力データＤＡＴＡ
から基準電圧を生成し比較部９３へ出力する。ピーク検
出部９２は、電流電圧変換部５から電圧を入力し、図示
されるように、演算増幅器およびＭＯＳ（Metal Oxide
Semiconductor ）トランジスタを介して、入力した電圧
のピーク値を検出し比較部９３へ出力する。比較部９３
は基準電圧発生部９１から出力された基準電圧とピーク
検出部９２で検出されたピーク電圧値との差分を演算増
幅器を使用して算出し、この差分を、ＬＤ３の駆動電流
を制御する制御電圧として駆動部２へ供給している。The reference voltage generator 91 receives the input data DATA.
The reference voltage is generated from and is output to the comparison unit 93. The peak detector 92 receives the voltage from the current-voltage converter 5, and as shown in the figure, an operational amplifier and a MOS (Metal Oxide).
Semiconductor) detects the peak value of the input voltage via the transistor and outputs it to the comparison unit 93. Comparison unit 93
Is a difference between the reference voltage output from the reference voltage generator 91 and the peak voltage value detected by the peak detector 92, calculated using an operational amplifier, and this difference is a control voltage for controlling the drive current of the LD3. Is supplied to the drive unit 2.
【０００７】この構成により、ＬＤ３から出力される光
が弱い場合、比較部９３から出力される差分が大きくな
って駆動部２によりＬＤ３の駆動電流を大きくする一
方、ＬＤ３から出力される光が強い場合、比較部９３か
ら出力される差分が小さくなって駆動部２によりＬＤ３
の駆動電流を小さくするように負帰還がかけられるの
で、ＬＤ３から出力される光の強度を一定に保つという
目的が達成できる。With this configuration, when the light output from the LD3 is weak, the difference output from the comparison unit 93 increases and the drive current of the LD3 is increased by the drive unit 2, while the light output from the LD3 is strong. In this case, the difference output from the comparison unit 93 becomes small, and the drive unit 2 drives the LD 3
Since negative feedback is applied so as to reduce the drive current of, the purpose of keeping the intensity of the light output from the LD 3 constant can be achieved.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の高速Ａ
ＰＣ回路では、図示し説明したように、ピーク検出部お
よび比較部において基本構成要素として演算増幅器が用
いられるが、光の強度を所定の誤差の範囲内で一定に高
速に収束させるため、用いられる演算増幅器のスルーレ
ート、駆動能力等の性能を向上させる必要がある。この
性能の向上のためには、消費電流が大きくなることは避
けられないという問題点がある。The above-mentioned conventional high speed A
In the PC circuit, as shown and described above, an operational amplifier is used as a basic constituent element in the peak detection section and the comparison section, but it is used in order to converge the light intensity at a constant high speed within a predetermined error range. It is necessary to improve performance such as slew rate and driving capacity of the operational amplifier. In order to improve this performance, there is a problem that the consumption current is inevitably increased.
【０００９】また、上述した従来の高速ＡＰＣ回路で
は、光の出力パワーを高速で一定値に収束させた後、そ
の値をバースト信号の間、保持する必要があるため、ピ
ーク検出部に用いられる保持用容量は容量リークを考慮
した大きさが必要である。このため、バースト信号の間
隔が大きく、無発光の期間が長い程、大きな保持用容量
を必要とし、高速性を損なうという実用上の面で問題点
がある。Further, in the above-mentioned conventional high-speed APC circuit, it is necessary to converge the output power of light to a constant value at a high speed, and then hold the value during the burst signal, so that it is used in the peak detecting section. The holding capacitor needs to have a size that takes capacity leak into consideration. Therefore, the larger the interval between the burst signals and the longer the non-emission period, the larger the storage capacitor required, which impairs the high speed performance, which is a problem in practical use.
【００１０】更に、バースト信号の間隙に急激な周囲温
度の変化が生じた場合には、次のバースト信号で発生す
る光出力パワーを補償することが困難であるという問題
点がある。Furthermore, when a sudden change in ambient temperature occurs in the gap between burst signals, it is difficult to compensate the optical output power generated in the next burst signal.
【００１１】本発明の課題は、光送信装置を立ち上げる
際、瞬時に所望の光強度で送信が開始でき、かつ無発光
の期間に環境温度が急激に変化した場合も次の発光の際
の光強度を補償できると共に半導体集積回路化に適し、
かつ低消費電力化を図ることができる高速ＡＰＣ回路を
提供することである。It is an object of the present invention to start transmission at a desired light intensity instantly when the optical transmitter is started up, and even when the ambient temperature changes abruptly during the period of no light emission, the next light emission is required. It can compensate light intensity and is suitable for semiconductor integrated circuits.
Moreover, it is an object of the present invention to provide a high-speed APC circuit capable of achieving low power consumption.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】本発明による高速ＡＰＣ
回路は、入力するパルス信号に従った駆動電流により発
光素子を駆動する際、該発光素子から出力される光強度
を前記駆動電流を制御することによって所定値に高速に
収束し保持する高速ＡＰＣ（Automatic PowerControl
）回路において、入力するパルス信号に従った駆動電
流で前記発光素子を駆動すると共に制御電圧を入力して
前記駆動電流を制御する駆動部と、前記発光素子から出
力される光信号をモニターし該光信号の強度に応じたレ
ベルの電流信号を出力する受光素子と、該受光素子によ
り出力された電流信号のレベルを検出し変換電圧として
出力する電流電圧変換部と、該変換電圧を所定の温度に
対して設定された所定基準電圧に収束させ帰還電圧とし
て出力する比較手段と、前記発光素子の周囲温度に応じ
た補償電圧を出力する温度補償電圧発生手段と、前記帰
還電圧および該補償電圧を入力して演算増幅し制御電圧
として前記駆動部に供給する制御電圧供給部とを備えて
いる。High speed APC according to the present invention
When the circuit drives the light emitting element by the drive current according to the input pulse signal, the circuit rapidly controls the drive current of the light intensity output from the light emitting element so as to quickly converge to a predetermined value and maintain the high speed APC ( Automatic PowerControl
) Circuit, a drive unit for driving the light emitting element with a drive current according to an input pulse signal and inputting a control voltage to control the drive current, and monitoring an optical signal output from the light emitting element, A light receiving element that outputs a current signal of a level corresponding to the intensity of the optical signal, a current-voltage converter that detects the level of the current signal output by the light receiving element and outputs the converted voltage, and the converted voltage at a predetermined temperature. Comparing means for converging to a predetermined reference voltage set as to and outputting as a feedback voltage, temperature compensating voltage generating means for outputting a compensating voltage according to the ambient temperature of the light emitting element, the feedback voltage and the compensating voltage A control voltage supply unit is provided for inputting, arithmetically amplifying, and supplying as a control voltage to the drive unit.
【００１３】また、前記温度補償電圧発生手段の一つの
具体的な回路は、前記発光素子の周囲温度に応じた補償
電流を出力する温度補償電流発生部と、該補償電流を入
力して補償電圧を出力する温度補償電圧発生部とを備え
ている。Further, one specific circuit of the temperature compensating voltage generating means includes a temperature compensating current generating section for outputting a compensating current according to the ambient temperature of the light emitting element, and a compensating voltage for receiving the compensating current. And a temperature compensation voltage generator that outputs
【００１４】本構成によれば、比較手段から出力される
帰還電圧が制御電圧供給部、駆動部、発光素子、受光素
子、および電流電圧変換部を介して比較手段に帰還され
るＡＰＣ帰還制御回路が構成されており、更に、ＡＰＣ
帰還制御の際、温度補償電圧発生手段が発光素子の周囲
温度に応じた温度補償をすることにより、周囲温度に応
じた初期値から制御が開始される。このように、発光素
子を駆動する駆動電流の制御は、発光素子の周囲温度の
変化に瞬時に対応し、従って、光強度を所定の誤差の範
囲で所望値に高速に収束させている。According to this configuration, the feedback voltage output from the comparison means is fed back to the comparison means via the control voltage supply section, the drive section, the light emitting element, the light receiving element, and the current-voltage conversion section. Is configured, and further, APC
In the feedback control, the temperature compensation voltage generating means performs temperature compensation according to the ambient temperature of the light emitting element, so that the control is started from an initial value according to the ambient temperature. As described above, the control of the drive current for driving the light emitting element instantaneously responds to the change in the ambient temperature of the light emitting element, and thus the light intensity is converged to a desired value at a high speed within a predetermined error range.
【００１５】[0015]
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１６】図１は本発明の実施の一形態を示す機能ブ
ロック図である。図１に示された高速ＡＰＣ回路では、
従来同様のＤ−ＦＦ１、駆動部２、ＬＤ３、ＰＤ４、お
よび電流電圧変換部５に加えて、Ｓ／Ｈ（Sample & Hol
d ）回路部６、比較部７、温度補償電流発生部８、温度
補償電圧発生部９、および制御電圧供給部１０が設けら
れている。FIG. 1 is a functional block diagram showing an embodiment of the present invention. In the high speed APC circuit shown in FIG.
In addition to the D-FF1, the driving unit 2, the LD3, the PD4, and the current-voltage converting unit 5 which are the same as the conventional one, S / H (Sample & Hol
d) A circuit section 6, a comparison section 7, a temperature compensation current generation section 8, a temperature compensation voltage generation section 9, and a control voltage supply section 10 are provided.
【００１７】従来と大きく相違する点は、発光素子であ
るＬＤ３の周囲温度をモニターし温度変化に応じて変化
する補償電流Ｊを出力する温度補償電流発生部８を備
え、この補償電流Ｊにより送信開始の際にＬＤ３が出力
する光強度の初期値を設定していることである。A major difference from the prior art is that a temperature compensation current generator 8 for monitoring the ambient temperature of the LD3, which is a light emitting element, and outputting a compensation current J that changes according to the temperature change is transmitted by this compensation current J. That is, the initial value of the light intensity output from the LD 3 at the start is set.
【００１８】Ｄ−ＦＦ１は、パルス状のデータＤＡＴＡ
およびクロック信号ＣＬＫを入力し、入力されたデータ
ＤＡＴＡのパルスデューティを補正してデータ出力Ａを
駆動部２へ送出するＤ形フリップフロップ回路であるも
のとする。D-FF1 is a pulsed data DATA.
It is assumed that the D-type flip-flop circuit inputs the clock signal CLK, corrects the pulse duty of the input data DATA, and outputs the data output A to the drive unit 2.
【００１９】駆動部２は、図２に示されるように、ＭＯ
Ｓトランジスタにより主に構成される発光素子駆動回路
であり、一方で、Ｄ−ＦＦ１から入力したデータ出力Ａ
をバッファ３３を介し、更にインバータ３４およびＭＯ
Ｓトランジスタ３５のゲート・ドレインによる直列回路
とＭＯＳトランジスタ３６のゲート・ドレインとの並列
回路を介してＭＯＳトランジスタ３７のゲートに接続し
ている。ＭＯＳトランジスタ３７は二つのカレントミラ
ー回路３１・３２の出力素子を構成しており、他方で、
制御電圧供給部１０から入力された制御電圧Ｇが、ＭＯ
Ｓトランジスタ３８のゲート・ドレインを介してカレン
トミラー回路３１・３２に接続されている。As shown in FIG. 2, the drive unit 2 is a MO unit.
This is a light emitting element drive circuit mainly composed of S transistors, while the data output A input from the D-FF1
Via the buffer 33, and further through the inverter 34 and the MO
It is connected to the gate of the MOS transistor 37 via a parallel circuit of a gate-drain series circuit of the S transistor 35 and a gate-drain of the MOS transistor 36. The MOS transistor 37 constitutes an output element of the two current mirror circuits 31 and 32, and on the other hand,
The control voltage G input from the control voltage supply unit 10 is
It is connected to the current mirror circuits 31 and 32 via the gate and drain of the S transistor 38.
【００２０】すなわち、駆動部２は、Ｄ−ＦＦ１からデ
ータ出力Ａを入力し、入力パルスが“１”レベルの期
間、トランジスタ３５が“ＯＦＦ”、かつトランジスタ
３６が“ＯＮ”となることにより、制御電圧供給部１０
から入力された制御電圧Ｇをトランジスタ３８で電流変
換したのち、二つのカレントミラー回路３１・３２を介
してカレントミラー回路３２の出力素子を構成するトラ
ンジスタ３７によりＬＤ３に駆動電流Ｂを供給して発光
させている。That is, the drive unit 2 receives the data output A from the D-FF 1, and the transistor 35 is “OFF” and the transistor 36 is “ON” while the input pulse is at the “1” level. Control voltage supply unit 10
After the control voltage G input from is converted into a current by the transistor 38, the drive current B is supplied to the LD 3 by the transistor 37 that constitutes the output element of the current mirror circuit 32 via the two current mirror circuits 31 and 32 to emit light. I am letting you.
【００２１】ＰＤ４はＬＤ３から出力された光を受け、
この光の強度に応じた電流値に変換した電流信号を電流
電圧変換部５に供給する。電流電圧変換部５はＩ／Ｖ
（電流電圧変換）回路とＬＰＦ（Low Pass Filter ）と
を有し、Ｉ／Ｖ回路がＰＤ４から出力される電流信号を
電圧信号に変換した後、ＬＰＦがこの電圧信号のノイズ
を取り除いて変換電圧Ｃを有する変換信号としてＳ／Ｈ
回路部６へ出力するものとする。PD4 receives the light output from LD3,
The current signal converted into a current value according to the intensity of this light is supplied to the current-voltage converter 5. The current-voltage conversion unit 5 is I / V
It has a (current-voltage conversion) circuit and an LPF (Low Pass Filter), and after the I / V circuit converts the current signal output from the PD 4 into a voltage signal, the LPF removes noise from this voltage signal and converts the voltage signal. S / H as converted signal having C
It shall be output to the circuit unit 6.
【００２２】Ｓ／Ｈ回路部６の主要部は基準電圧Ｖr1、
スイッチＳ１・Ｓ２、および容量Ｃ１を有している。基
準電圧Ｖr1は本回路を搭載した装置を出荷する際に、所
定の温度でＬＤ３の光強度が所望の値になるように初期
調整されている。スイッチＳ１・Ｓ２はＤ−ＦＦ１のデ
ータ出力Ａにより制御され、スイッチＳ１は基準電圧Ｖ
r1、またスイッチＳ２は変換電圧Ｃ、それぞれを容量Ｃ
１に接続している。The main part of the S / H circuit section 6 is a reference voltage Vr1,
It has switches S1 and S2 and a capacitor C1. The reference voltage Vr1 is initially adjusted so that the light intensity of the LD3 has a desired value at a predetermined temperature when the device equipped with this circuit is shipped. The switches S1 and S2 are controlled by the data output A of the D-FF1, and the switch S1 has a reference voltage V
r1 and the switch S2 are the conversion voltage C, and the capacitance C
Connected to 1.
【００２３】装置に電源投入の際、Ｄ−ＦＦ１のデータ
出力Ａにより最初のデータが入力されるまではスイッチ
Ｓ１が基準電圧Ｖr1を容量Ｃ１に接続している。次い
で、最初のデータが入力されるた際、スイッチＳ１は容
量Ｃ１から基準電圧Ｖr1を開放し、この後、スイッチＳ
２が、電流電圧変換部５の出力の変換電圧Ｃを、データ
“１”が入力された際に容量Ｃ１に接続してサンプルす
る一方、データ“０”が入力された際には接続を開放し
て容量Ｃ１にサンプルした電圧をＳ／Ｈ電圧Ｄとしてホ
ールドするという動作を繰り返す。When the device is powered on, the switch S1 connects the reference voltage Vr1 to the capacitor C1 until the first data is input by the data output A of the D-FF1. Then, when the first data is input, the switch S1 releases the reference voltage Vr1 from the capacitor C1, and thereafter, the switch S1.
Reference numeral 2 samples the converted voltage C output from the current-voltage conversion unit 5 by connecting it to the capacitor C1 when the data “1” is input, and disconnects it when the data “0” is input. Then, the operation of holding the voltage sampled in the capacitor C1 as the S / H voltage D is repeated.
【００２４】比較部７は演算増幅器２１、ＮＭＯＳトラ
ンジスタ２２および抵抗Ｒ１を有し、演算増幅器２１が
Ｓ／Ｈ回路部６にホールドされたＳ／Ｈ電圧Ｄと基準電
圧Ｖr1とを入力して比較しその差電圧を増幅してＮＭＯ
Ｓトランジスタ２２のゲートに接続している。ＮＭＯＳ
トランジスタ２２および抵抗Ｒ１は直列回路を形成し、
ＮＭＯＳトランジスタ２２が演算増幅器２１から出力さ
れた電圧を電流変換し、この電流により抵抗Ｒ１が帰還
電圧Ｅを発生して制御電圧供給部１０へ出力している。The comparison section 7 has an operational amplifier 21, an NMOS transistor 22 and a resistor R1. The operational amplifier 21 inputs the S / H voltage D held in the S / H circuit section 6 and the reference voltage Vr1 for comparison. Then, the difference voltage is amplified to NMO.
It is connected to the gate of the S transistor 22. NMOS
The transistor 22 and the resistor R1 form a series circuit,
The NMOS transistor 22 converts the voltage output from the operational amplifier 21 into a current, and the resistor R1 generates a feedback voltage E by this current and outputs the feedback voltage E to the control voltage supply unit 10.
【００２５】一方、温度補償電流発生部８は、図３に示
されるように、エミッタ接地されたバイポーラトランジ
スタ４１、定電流源４２、演算増幅器４３、および電圧
電流変換回路４４により構成されている。エミッタ接地
されたバイポーラトランジスタ４１がベース・コレクタ
を定電流源４２と共に演算増幅器４３の入力に接続し、
演算増幅器４３が出力する電圧を電圧電流変換回路４４
が電流に変換する。このようにして、エミッタ接地され
たバイポーラトランジスタ４１により、そのバンドギャ
ップ電圧の温度特性から温度によりリニアに変化する補
償電流Ｊが温度補償電圧発生部９に出力されている。On the other hand, as shown in FIG. 3, the temperature-compensated current generator 8 is composed of a bipolar transistor 41 having a grounded emitter, a constant current source 42, an operational amplifier 43, and a voltage-current conversion circuit 44. A bipolar transistor 41 having a grounded emitter connects the base and collector together with the constant current source 42 to the input of the operational amplifier 43,
The voltage output from the operational amplifier 43 is converted into a voltage-current conversion circuit 44.
Converts to electric current. In this way, the bipolar transistor 41 whose emitter is grounded outputs the compensation current J which changes linearly with temperature from the temperature characteristic of the bandgap voltage to the temperature compensation voltage generator 9.
【００２６】温度補償電圧発生部９は、演算増幅器２３
および抵抗Ｒ２により構成されている。演算増幅器２３
は、温度補償電流発生部８からの入力と出力とを抵抗Ｒ
２により接続されており、更に入力側に基準電圧Ｖr2を
接続して、温度補償電流発生部８から出力される補償電
流Ｊを補償電圧Ｆに変換して制御電圧供給部１０へ出力
している。電流電圧変換係数である抵抗Ｒ２は、図４に
示されるような、発光素子ＬＤ３の温度特性を考慮した
抵抗値を有するものとする。具体的には、この抵抗Ｒ２
の抵抗値は図４に示される直線αおよび直線βの傾きを
決めている。The temperature compensation voltage generator 9 includes an operational amplifier 23.
And a resistor R2. Operational amplifier 23
Is a resistor R that connects the input and the output from the temperature compensation current generator 8.
2, the reference voltage Vr2 is further connected to the input side to convert the compensation current J output from the temperature compensation current generation unit 8 into a compensation voltage F and output it to the control voltage supply unit 10. . The resistance R2, which is a current-voltage conversion coefficient, has a resistance value considering the temperature characteristic of the light emitting element LD3 as shown in FIG. Specifically, this resistor R2
Resistance value determines the slopes of the straight line α and the straight line β shown in FIG.
【００２７】また、制御電圧供給部１０は演算増幅器２
４により構成されており、演算増幅器２４が、比較部７
により出力される帰還電圧Ｅと温度補償電圧発生部９か
ら出力される補償電圧Ｆとを入力して差分を演算増幅
し、制御電圧Ｇとして駆動部２へ供給している。Further, the control voltage supply unit 10 includes the operational amplifier 2
4 and the operational amplifier 24 includes a comparator 7
The feedback voltage E output from the temperature compensation voltage generator 9 and the compensation voltage F output from the temperature compensation voltage generator 9 are input, the difference is arithmetically amplified, and the control voltage G is supplied to the driver 2.
【００２８】この構成により、駆動部２では、制御電圧
供給部１０から入力する制御電圧Ｇが駆動電流Ｂを、Ｌ
Ｄ３の発光が弱い場合には大きくする一方、ＬＤ３の発
光が強い場合には小さくするように、制御している。With this configuration, in the drive unit 2, the control voltage G input from the control voltage supply unit 10 causes the drive current B to change to L
The control is performed such that when the light emission of D3 is weak, it is increased, while when the light emission of LD3 is strong, it is decreased.
【００２９】次に、図４に図１から図３までを併せ参照
して図面に示されたＬＤの温度特性と温度補償電流との
関係について詳細に説明する。Next, the relationship between the temperature characteristics of the LD and the temperature compensation current shown in the drawing will be described in detail with reference to FIG. 4 together with FIGS.
【００３０】図示されるように、ＬＤ３の所望の光強度
を保持する駆動電流Ｂに対する温度特性は、周囲温度Ｔ
0 において電流値ＩOP(T0)、また周囲温度Ｔ1 において
電流値ＩOP(T1)となる。一般に、レーザーダイオード等
の発光素子の温度特性は周囲温度Ｔの上昇に伴って周囲
温度Ｔの低い状態では徐々に上昇し、高くなると急激に
上昇する曲線を描く。As shown in the figure, the temperature characteristic with respect to the drive current B that holds the desired light intensity of the LD 3 is the ambient temperature T
It becomes the current value IOP (T0) at 0 and the current value IOP (T1) at the ambient temperature T1. Generally, the temperature characteristic of a light emitting element such as a laser diode draws a curve that gradually increases as the ambient temperature T rises when the ambient temperature T is low, and rises sharply when the ambient temperature T rises.
【００３１】無発光の期間に、ＬＤ３の周囲温度Ｔ0 が
周囲温度Ｔ1 に変化した場合、温度の補償電流が変化す
ることにより、駆動電流Ｂの設定値は直線α上を電流値
ＩOP(T0)から電流値ＩOP′(T1)に変化する。この後、Ｌ
Ｄ３の発光の間にＡＰＣ機能により駆動電流Ｂが電流値
ＩOP′(T1)から電流値ＩOP(T1)に補正されたものとす
る。When the ambient temperature T0 of the LD3 changes to the ambient temperature T1 during the no-light-emission period, the set value of the drive current B changes on the straight line α due to the change of the temperature compensation current, and the current value IOP (T0). To the current value IOP '(T1). After this, L
It is assumed that the drive current B is corrected from the current value IOP '(T1) to the current value IOP (T1) by the APC function during the light emission of D3.
【００３２】次の無発光の期間に再び変化があり、ＬＤ
３の周囲温度Ｔ1 が周囲温度Ｔ0 に戻った場合、温度の
補償電流が変化することにより、駆動電流Ｂの設定値は
補正された電流値ＩOP(T1)から電流値ＩOP′(T0)へ直線
β上を変化する。There is a change again in the next non-emission period, and the LD
When the ambient temperature T1 of 3 returns to the ambient temperature T0, the temperature compensation current changes, so that the set value of the drive current B changes from the corrected current value IOP (T1) to the current value IOP '(T0). Change on β.
【００３３】次に、図１から図３までに図４および図５
を合わせ参照してＤ−ＦＦ１にデータＤＡＴＡが入力し
た際の動作原理について説明する。Next, referring to FIG. 4 and FIG.
The operation principle when the data DATA is input to the D-FF 1 will be described with reference to FIG.
【００３４】図示された本回路では、時刻ｔ0 （図５参
照）に回路に電源が投入された後、初めてのデータ入力
があるまでＳ／Ｈ回路部６では、スイッチＳ１が基準電
圧Ｖr1を容量Ｃ１に接続しており、スイッチＳ２は容量
Ｃ１との接続回路を開放している。この回路状態ではＳ
／Ｈ回路部６の出力のＳ／Ｈ電圧Ｄは基準電圧Ｖr1とな
っている。In the illustrated circuit, in the S / H circuit section 6, the switch S1 stores the reference voltage Vr1 until the first data input after the circuit is powered on at time t0 (see FIG. 5). It is connected to C1 and the switch S2 opens the connection circuit with the capacitor C1. In this circuit state, S
The S / H voltage D of the output of the / H circuit unit 6 is the reference voltage Vr1.
【００３５】基準電圧Ｖr1は、この回路状態で、出荷の
際に周囲温度Ｔ0 において駆動電流Ｂを電流値ＩOP(T0)
に収束させるように調整し設定されているものとする。In this circuit state, the reference voltage Vr1 is the current value IOP (T0) of the drive current B at the time of shipment at the ambient temperature T0.
It shall be adjusted and set so as to converge to.
【００３６】ここで、図５に示されるように、データＤ
ＡＴＡ“１”が入力され、Ｄ−ＦＦ１のデータ出力Ａ
“１”が開始される場合、開始時刻ｔ1 の直前に周囲温
度がＴ1 であったものとすれば、上述のように、温度補
償電流発生部８から発生する補償電流Ｊにより駆動電流
Ｂの設定値は電流値ＩOP′(T1)になっている。（従来で
は温度補償がないため、初期の駆動電流Ｂは電流値ＩOP
(T0)のまま変化しない。）一方、Ｓ／Ｈ回路部６では、
データ出力Ａ“１”の入力によりスイッチＳ１が基準電
圧ＶR1と容量Ｃ１との接続回路を開放し、容量Ｃ１には
基準電圧Ｖr1が保持されている。Here, as shown in FIG. 5, the data D
ATA "1" is input and D-FF1 data output A
When "1" is started, assuming that the ambient temperature was T1 immediately before the start time t1, the driving current B is set by the compensation current J generated from the temperature compensation current generator 8 as described above. The value is the current value IOP '(T1). (Since there is no temperature compensation in the past, the initial drive current B is the current value IOP
(T0) remains unchanged. ) On the other hand, in the S / H circuit section 6,
The switch S1 opens the connection circuit between the reference voltage VR1 and the capacitor C1 by the input of the data output A "1", and the capacitor C1 holds the reference voltage Vr1.
【００３７】この結果、次の時刻ｔ2 に、ＬＤ３は駆動
電流Ｂの電流値ＩOP′(T1)により光強度Ｋinitで発光を
開始する。As a result, at the next time t2, the LD 3 starts to emit light with the light intensity Kinit at the current value IOP '(T1) of the drive current B.
【００３８】次の時刻ｔ3 では、ＰＤ４がＬＤ３の発光
をモニターして光強度Ｋinitに対応した電流信号に変換
し、この電流信号が電流電圧変換部５により変換電圧Ｃ
としてＳ／Ｈ回路部６に出力される。一方、Ｓ／Ｈ回路
部６では、精度を高めるためデータ出力Ａ“１”の入力
より時間的なディレイをもってスイッチＳ２が電流電圧
変換部５の出力を容量Ｃ１に接続している。At the next time t3, the PD 4 monitors the light emission of the LD 3 and converts it into a current signal corresponding to the light intensity Kinit, and this current signal is converted by the current-voltage converter 5 into the converted voltage C.
Is output to the S / H circuit unit 6. On the other hand, in the S / H circuit section 6, the switch S2 connects the output of the current-voltage conversion section 5 to the capacitor C1 with a time delay from the input of the data output A "1" in order to improve accuracy.
【００３９】従って次の時刻ｔ4 では、ＬＤ３が発光し
ている間、すなわちデータ出力Ａ“１”の間、Ｓ／Ｈ回
路部６が変換電圧Ｃを容量Ｃ１にサンプルしてＳ／Ｈ電
圧Ｄを発生する。Therefore, at the next time t4, while the LD3 is emitting light, that is, while the data output A is "1", the S / H circuit section 6 samples the converted voltage C in the capacitor C1 and the S / H voltage D To occur.
【００４０】次の時刻ｔ5 では、比較部７がＳ／Ｈ電圧
Ｄを基準電圧Ｖr1と比較してその差分を演算増幅し帰還
電圧Ｅとして制御電圧供給部１０へ出力する。At the next time t5, the comparison section 7 compares the S / H voltage D with the reference voltage Vr1 and arithmetically amplifies the difference and outputs it as the feedback voltage E to the control voltage supply section 10.
【００４１】ここで、説明を簡単にするため、周囲温度
Ｔ１は、時刻ｔ1 から時刻ｔ13までの間、変化しないも
のとする。つまり、温度補償電流発生部８では、バンド
ギャップ電圧で決まる補償電流Ｊの電流値は変化せず、
従って図５に示されるように温度補償電圧発生部９は周
囲温度Ｔ1 に対応する補償電圧Ｆを継続して出力してい
る。Here, to simplify the explanation, it is assumed that the ambient temperature T1 does not change from the time t1 to the time t13. That is, in the temperature compensation current generator 8, the current value of the compensation current J determined by the bandgap voltage does not change,
Therefore, as shown in FIG. 5, the temperature compensation voltage generator 9 continuously outputs the compensation voltage F corresponding to the ambient temperature T1.
【００４２】次の時刻ｔ6 では、補償電圧Ｆの電圧値が
変化せず一定なので、制御電圧供給部１０から駆動部２
へ出力される制御電圧Ｇは、比較部７から入力する帰還
電圧Ｅの変化にしたがって変化する。At the next time t6, the voltage value of the compensation voltage F does not change and is constant, so that the control voltage supply unit 10 to the drive unit 2 are operated.
The control voltage G that is output to changes according to the change in the feedback voltage E that is input from the comparison unit 7.
【００４３】次の時刻ｔ7 では、駆動部２が、制御電圧
供給部１０から入力する制御電圧Ｇの変化により、それ
まで出力していた駆動電流Ｂの電流値ＩOP′(T1)を図４
を参照して説明したように電流値ＩOP(T1)に収束するよ
うに補正して出力しＬＤ３へ供給する。この結果、ＬＤ
３は駆動電流Ｂの電流値ＩOP(T1)により所望の光強度Ｋ
を発光する。この所望の光強度Ｋの発光により以降の時
刻ｔ8 、ｔ9 、ｔ10で、変換電圧Ｃ、Ｓ／Ｈ電圧Ｄ、帰
還電圧Ｅそれぞれが収束する。At the next time t7, the drive unit 2 changes the control voltage G input from the control voltage supply unit 10 to show the current value IOP '(T1) of the drive current B that has been output until then, as shown in FIG.
As described with reference to, the current value IOP (T1) is corrected so that the current value IOP (T1) is converged, and the current value is output to the LD3. As a result, LD
3 is a desired light intensity K according to the current value IOP (T1) of the drive current B
Emits light. By the emission of the desired light intensity K, the converted voltage C, the S / H voltage D, and the feedback voltage E converge at the subsequent times t8, t9, and t10.
【００４４】一方、時刻ｔ11で、データＤＡＴＡ“１”
が消えて入力Ｄ−ＦＦ１のデータ出力Ａが“０”となっ
た際には、Ｓ／Ｈ回路部６のスイッチＳ２は変換電圧Ｃ
と容量Ｃ１との接続回路を開放する。従って、Ｓ／Ｈ回
路部６はデータ出力Ａ“１”が入力するまでこの時刻の
Ｓ／Ｈ電圧Ｄをホールドする。On the other hand, at time t11, data DATA "1"
Disappears and the data output A of the input D-FF1 becomes "0", the switch S2 of the S / H circuit unit 6 is converted into the converted voltage C.
The connection circuit between the capacitor and the capacitor C1 is opened. Therefore, the S / H circuit unit 6 holds the S / H voltage D at this time until the data output A "1" is input.
【００４５】この結果、次の時刻ｔ12では、ＬＤ３の駆
動電流Ｂが“０”となり、発光は停止する。従って、次
の時刻ｔ13で、ＰＤ４がＬＤ３の発光をモニターして電
流信号を“０”とするので、電流電圧変換部５による変
換電圧Ｃも“０”となる。しかし、前述のようにＳ／Ｈ
電圧Ｄはホールドされている。As a result, at the next time t12, the drive current B of the LD3 becomes "0" and the light emission is stopped. Therefore, at the next time t13, the PD 4 monitors the light emission of the LD 3 and sets the current signal to "0", and the converted voltage C by the current-voltage converter 5 also becomes "0". However, as mentioned above, S / H
The voltage D is held.
【００４６】この一連の動作手順を繰り返すことによ
り、収束精度を向上させることができる。The convergence accuracy can be improved by repeating this series of operation procedures.
【００４７】次に、時刻ｔ21で、バースト信号の間に周
囲温度Ｔ1 が周囲温度Ｔ0 に変化した場合、バースト信
号の間ではＬＤ３が無発光のため、ＰＤ４で光強度をモ
ニターできない。しかし、温度補償電流発生部８により
温度補償電圧発生部９の補償電圧Ｆは補正される。Next, at time t21, when the ambient temperature T1 changes to the ambient temperature T0 during the burst signal, the light intensity cannot be monitored by the PD4 because the LD3 does not emit light during the burst signal. However, the temperature compensation current generator 8 corrects the compensation voltage F of the temperature compensation voltage generator 9.
【００４８】従って、次の時刻ｔ22では、制御電圧供給
部１０の制御電圧Ｇは補正されている。この結果、デー
タＤＡＴＡの入力で駆動部２から出力されるＬＤ３の駆
動電流Ｂは図４に示されるように電流値ＩOP(T1)から電
流値ＩOP′(T0)に補正されている（従来の構成の場合、
駆動電流Ｂは、補正されず、電流値ＩOP(T1)のままであ
る。）。Therefore, at the next time t22, the control voltage G of the control voltage supply unit 10 is corrected. As a result, the drive current B of the LD3 output from the drive unit 2 when the data DATA is input is corrected from the current value IOP (T1) to the current value IOP '(T0) as shown in FIG. For configuration,
The drive current B is not corrected and remains the current value IOP (T1). ).
【００４９】従って、無発光の期間に周囲温度Ｔが急激
に変化しても発光開始の際の光強度の補正幅は少なくて
よい。Therefore, the correction range of the light intensity at the start of light emission may be small even if the ambient temperature T changes abruptly during the non-light emission period.
【００５０】次に、本発明の別の実施の形態について図
面を参照して説明する。Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００５１】図６は本発明の実施の第２の形態を示す機
能ブロック図である。図６に示された高速ＡＰＣ回路で
は、従来同様のＤ−ＦＦ１、駆動部２、ＬＤ３、ＰＤ
４、および電流電圧変換部５に加えて、Ｓ／Ｈ（Sample
& Hold ）回路部６、比較部７、温度補償電流発生部
８、および制御電圧供給部１０、ならびに抵抗Ｒ３およ
び温度補償電圧発生部１１が設けられている。FIG. 6 is a functional block diagram showing a second embodiment of the present invention. In the high-speed APC circuit shown in FIG. 6, the same D-FF1, drive unit 2, LD3, PD as the conventional one are used.
4 and the current-voltage converter 5, S / H (Sample
& Hold) circuit section 6, comparison section 7, temperature compensation current generation section 8, control voltage supply section 10, resistor R3 and temperature compensation voltage generation section 11 are provided.
【００５２】図１に示される実施の第１の形態と大きく
相違する点は、温度補償電流発生部８が出力する補償電
流Ｊを抵抗Ｒ３に供給し、抵抗Ｒ３で発生する電圧を温
度補償電圧発生部１１に入力することである。この結
果、温度補償電圧発生部１１は入力する電圧と基準電圧
Ｖr2とを比較して差分を演算増幅し、補償電圧Ｆとして
出力する演算増幅器２５を有している。The major difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is that the compensation current J output from the temperature compensation current generator 8 is supplied to the resistor R3, and the voltage generated by the resistor R3 is the temperature compensation voltage. It is input to the generation unit 11. As a result, the temperature compensation voltage generator 11 has an operational amplifier 25 that compares the input voltage with the reference voltage Vr2, performs operational amplification of the difference, and outputs as the compensation voltage F.
【００５３】図６に示される回路の動作は、上述の図１
の代わりに図６を参照し、温度補償電圧発生部９を温度
補償電圧発生部１１に読み替えればよいので、説明を省
略する。The operation of the circuit shown in FIG. 6 is similar to that of FIG.
6, the temperature compensating voltage generating section 9 may be read as the temperature compensating voltage generating section 11, and the description thereof will be omitted.
【００５４】上記説明では、発光素子をＬＤ（レーザー
ダイオード）とし、受光素子をＰＤ（フォトダイオー
ド）として説明したが、他の素子でもよい。また、回路
を構成するトランジスタも、同様な機能、性能を有する
ものであれば他の素子であってもよい。In the above description, the light emitting element is the LD (laser diode) and the light receiving element is the PD (photodiode), but other elements may be used. Further, the transistors forming the circuit may be other elements as long as they have similar functions and performances.
【００５５】上記説明では、２つの実施の形態を図示し
て説明したが、機能ブロックの構成において、機能の分
離併合等の分配は上記機能を満たす限り自由であり、上
記説明が本発明を限定するものではない。In the above description, two embodiments are shown and described, but in the functional block configuration, distribution such as separation / merging of functions is free as long as the above functions are satisfied, and the above description limits the present invention. Not something to do.
【００５６】[0056]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｌ
Ｄのような発光素子が出力する光の強度を駆動電流の制
御により所定値に自動的に収束し保持する際、ＰＤのよ
うな受光素子が発光素子の光強度をモニターして電気信
号として出力し、この電気信号を演算処理して生成した
制御電圧により駆動電流を制御する帰還制御機能に、発
光素子の周囲温度に応じた駆動電流値を発光開始前の初
期値として設定する機能を加えた高速ＡＰＣ回路が得ら
れる。As described above, according to the present invention, L
When the intensity of light output from a light emitting element such as D is automatically converged and maintained at a predetermined value by controlling the drive current, a light receiving element such as PD monitors the light intensity of the light emitting element and outputs it as an electric signal. The feedback control function that controls the drive current by the control voltage generated by processing this electric signal was added to the function that sets the drive current value according to the ambient temperature of the light emitting element as the initial value before the start of light emission. A high speed APC circuit is obtained.
【００５７】この構成によって、本発明による高速ＡＰ
Ｃ回路は、発光素子が発光を開始する際に、いかなる周
囲温度であっても温度補償によって駆動電流の収束値に
近い初期値を得ることができるので、所望の光強度に所
定の誤差の範囲内で高速に収束できる。すなわち、光送
信装置を立ち上げる際に、瞬時に所望の光強度で送信が
開始でき、かつ、無発光の期間に急激に周囲温度が変化
した場合も次の発光の際には光強度の変動幅を小さくで
きる。With this configuration, the high-speed AP according to the present invention
When the light emitting element starts to emit light, the C circuit can obtain an initial value close to the converged value of the drive current by temperature compensation at any ambient temperature, so that the desired light intensity falls within a predetermined error range. It can converge at high speed. That is, when the optical transmitter is started up, transmission can be instantly started with the desired light intensity, and even if the ambient temperature changes rapidly during the no-light emission period, the light intensity changes during the next light emission. The width can be reduced.
【００５８】また、上記構成で発光素子の周囲温度に応
じて、所望値に近い初期値を設定することにより所定の
誤差の範囲内で所望値に高速に収束することができの
で、ＡＰＣ回路を構成する演算増幅器等の機能およびパ
ワーが低減でき、低消費電力化を図ることができる。Further, in the above configuration, by setting an initial value close to a desired value in accordance with the ambient temperature of the light emitting element, it is possible to quickly converge to the desired value within a predetermined error range. It is possible to reduce the functions and powers of the operational amplifiers and the like that are configured, and to reduce power consumption.
【００５９】更に、本発明による高速ＡＰＣ回路は、半
導体デバイスにより構成することが容易なので、半導体
集積回路化に適している。Further, the high-speed APC circuit according to the present invention is suitable for a semiconductor integrated circuit because it can be easily constructed by a semiconductor device.
【図１】本発明の実施の一形態を示す機能ブロック図で
ある。FIG. 1 is a functional block diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の駆動部の実施の一形態を示す回路図で
ある。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of a driving unit of the present invention.
【図３】本発明の温度補償電流発生部の実施の一形態を
示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of a temperature compensation current generator of the present invention.
【図４】発光素子の駆動電流・周囲温度特性の一形態を
示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing one form of drive current / ambient temperature characteristics of a light emitting element.
【図５】図１による動作原理を説明するタイミングチャ
ートである。5 is a timing chart for explaining the operation principle according to FIG.
【図６】本発明の実施の第２の形態を示す機能ブロック
図である。FIG. 6 is a functional block diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図７】従来の一例を示す機能ブロック図である。FIG. 7 is a functional block diagram showing an example of the related art.
１ Ｄ−ＦＦ（Ｄ形フリップフロップ回路） ２ 駆動部 ３ ＬＤ（レーザーダイオード、発光素子） ４ ＰＤ（フォトダイオード、受光素子） ５ 電流電圧変換部 ６ Ｓ／Ｈ回路部（サンプル・ホールド回路部） ７ 比較部 ８ 温度補償電流発生部 ９、１１ 温度補償電圧発生部 １０ 制御電圧供給部 1 D-FF (D-type flip-flop circuit) 2 Driver 3 LD (laser diode, light emitting element) 4 PD (photodiode, light receiving element) 5 Current / voltage converter 6 S / H circuit (sample and hold circuit) 7 Comparison Section 8 Temperature Compensation Current Generation Section 9, 11 Temperature Compensation Voltage Generation Section 10 Control Voltage Supply Section
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成８年４月１２日[Submission date] April 12, 1996
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図１[Correction target item name] Fig. 1
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図１】 FIG.
【手続補正２】[Procedure amendment 2]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図６[Correction target item name] Fig. 6
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図６】 FIG. 6
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】図面[Document name to be amended] Drawing
【補正対象項目名】図７[Name of item to be corrected] Figure 7
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【図７】 FIG. 7
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 1/04 Ｈ０４Ｂ 1/04 Ｅ 10/28 9/00 Ｙ 10/26 10/14 10/04 10/06 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI Technical display location H04B 1/04 H04B 1/04 E 10/28 9/00 Y 10/26 10/14 10/04 10/06
Claims (3)
より発光素子を駆動する際、該発光素子から出力される
光強度を前記駆動電流を制御することによって所定値に
高速に収束し保持する高速ＡＰＣ（Automatic Power Co
ntrol ）回路において、入力するパルス信号に従った駆
動電流により前記発光素子を駆動すると共に制御電圧を
入力して前記駆動電流を制御する駆動部と、前記発光素
子から出力される光信号をモニターし該光信号の強度に
応じたレベルの電流信号を出力する受光素子と、該受光
素子により出力された電流信号のレベルを検出し変換電
圧として出力する電流電圧変換部と、該変換電圧を所定
の温度に対して設定された所定基準電圧に収束させ帰還
電圧として出力する比較手段と、前記発光素子の周囲温
度に応じた補償電圧を出力する温度補償電圧発生手段
と、前記帰還電圧および該補償電圧を入力して演算増幅
し制御電圧として前記駆動部に供給する制御電圧供給部
とを備えることを特徴とする高速ＡＰＣ回路。1. When driving a light emitting element with a drive current according to an input pulse signal, a high speed for converging the light intensity output from the light emitting element to a predetermined value at a high speed by controlling the drive current. APC (Automatic Power Co
In the circuit, a drive unit for driving the light emitting element by a drive current according to an input pulse signal and inputting a control voltage to control the drive current, and an optical signal output from the light emitting element are monitored. A light-receiving element that outputs a current signal having a level corresponding to the intensity of the optical signal, a current-voltage converter that detects the level of the current signal output by the light-receiving element and outputs the converted voltage, and the conversion voltage that has a predetermined value. Comparison means for converging to a predetermined reference voltage set for temperature and outputting as a feedback voltage, temperature compensation voltage generating means for outputting a compensation voltage according to the ambient temperature of the light emitting element, the feedback voltage and the compensation voltage A high-speed APC circuit comprising: a control voltage supply unit that receives the input signal, performs operational amplification, and supplies the control voltage as a control voltage to the drive unit.
生手段は、前記発光素子の周囲温度に応じた補償電流を
出力する温度補償電流発生部と、該補償電流を入力して
補償電圧を出力する並列に接続された演算増幅器および
抵抗を有する温度補償電圧発生部とを備えることを特徴
とする高速ＡＰＣ回路。2. The temperature compensating voltage generating means according to claim 1, wherein the temperature compensating current generating part outputs a compensating current according to the ambient temperature of the light emitting element, and the compensating current is inputted to output the compensating voltage. A high-speed APC circuit comprising: an operational amplifier connected in parallel and a temperature compensation voltage generator having a resistance.
生手段は、前記発光素子の周囲温度に応じた補償電流を
出力する温度補償電流発生部と、該温度補償電流発生部
の出力を接続して電流供給する抵抗と、該抵抗により決
定される電圧を入力して補償電圧を出力する演算増幅器
を有する温度補償電圧発生部とを備えることを特徴とす
る高速ＡＰＣ回路。3. The temperature compensating voltage generating means according to claim 1, wherein the temperature compensating current generating section for outputting a compensating current according to the ambient temperature of the light emitting element is connected to the output of the temperature compensating current generating section. And a temperature compensation voltage generator having an operational amplifier that inputs a voltage determined by the resistor and outputs a compensation voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6237496A JP2914431B2 (en) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | High-speed APC circuit |
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| JP6237496A JP2914431B2 (en) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | High-speed APC circuit |
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| JPH09260720A true JPH09260720A (en) | 1997-10-03 |
| JP2914431B2 JP2914431B2 (en) | 1999-06-28 |
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ID=13198289
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| JP6237496A Expired - Lifetime JP2914431B2 (en) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | High-speed APC circuit |
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