JPH09260077A - Inverter - Google Patents
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- JPH09260077A JPH09260077A JP5978596A JP5978596A JPH09260077A JP H09260077 A JPH09260077 A JP H09260077A JP 5978596 A JP5978596 A JP 5978596A JP 5978596 A JP5978596 A JP 5978596A JP H09260077 A JPH09260077 A JP H09260077A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源を整流
し平滑して得た直流電源を、スイッチング素子をオン・
オフさせることによって交流出力に変換するインバータ
装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC power supply obtained by rectifying and smoothing an AC power supply and turning on a switching element.
The present invention relates to an inverter device that converts an AC output by turning it off.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、この種の装置では、交流電源
からの入力電流の歪みを改善することが要求されてい
る。たとえば、特開平５−３８１６１号公報には、図７
に示すように、交流電源ＡＣをダイオードブリッジのよ
うな整流回路ＲＥで整流した後に、インバータ回路ＩＮ
Ｖのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を高周波でオン・オフ
させることによって交流出力に変換し、この交流出力を
負荷Ｌに与える構成の回路が記載され、インバータ回路
ＩＮＶの動作によって入力電流歪みを改善している。こ
こで、平滑用コンデンサＣｏはインバータ回路ＩＮＶを
挟んで整流回路ＲＥとは反対側に設けられている。イン
バータ回路ＩＮＶは、直流阻止用のコンデンサＣ1 と、
それぞれＭＯＳＦＥＴからなり交互にオン・オフされる
一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 との直列回路を、整
流回路ＲＥの直流出力端間に接続し、かつまた、整流回
路ＲＥの直流出力端間にコンデンサＣ2 ，Ｃ3 とインダ
クタＬ 1 からなる共振回路と負極側のスイッチング素子
Ｑ2 との直列回路を接続し、コンデンサＣ1 にダイオー
ドＤｏを並列接続し、コンデンサＣ2 に負荷Ｌを並列接
続する構成を有している。また、平滑用コンデンサＣｏ
は両スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 の直列回路に並列接続
されている。両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示して
いない制御回路によって高周波で交互にオン・オフされ
る。交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間にはフィルタ回
路ＦＬが挿入され、外部への雑音の漏洩が抑制されてい
る。この図７に示した回路構成では、整流回路ＲＥから
インバータ回路ＩＮＶに対して常時給電されているか
ら、交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じない
のであって、平滑用コンデンサＣｏの後段にインバータ
回路ＩＮＶを設ける構成に比較して入力電流歪みの発生
が少なくなる。2. Description of the Related Art Conventionally, in this type of device, an AC power source has been used.
Is required to improve the distortion of the input current from
You. For example, in Japanese Patent Laid-Open No. 5-38161, FIG.
As shown in, the AC power supply AC is
After being rectified by the rectifier circuit RE, the inverter circuit IN
V switching element Q1, QTwoOn / off at high frequency
By converting to AC output, and this AC output
An inverter circuit is described in which a circuit configured to give a load L is described.
The input current distortion is improved by the operation of INV. This
Here, the smoothing capacitor Co is the inverter circuit INV.
It is provided on the opposite side of the rectifier circuit RE with the pinch in between. Inn
The inverter circuit INV is a DC blocking capacitor C.1When,
Each consists of MOSFET and is turned on and off alternately
A pair of switching elements Q1, QTwoAlign the series circuit with
Connected between the DC output terminals of the flow circuit RE, and
A capacitor C is placed between the DC output terminals of line RE.Two, CThreeAnd indah
Kuta L 1Resonance circuit and negative side switching element
QTwoConnected in series with the capacitor C1To Daio
Do Do are connected in parallel and capacitor CTwoLoad L in parallel connection
It has the following structure. In addition, the smoothing capacitor Co
Is both switching elements Q 1, QTwoConnected in parallel to the series circuit
Have been. Both switching elements Q1, QTwoIs illustrated
Alternately turned on and off at high frequency by control circuit
You. Between the AC power supply AC and the rectifier circuit RE, there is a filter circuit.
Road FL is inserted to suppress noise leakage to the outside.
You. In the circuit configuration shown in FIG. 7, from the rectifier circuit RE
Is power always supplied to the inverter circuit INV?
, The input current from the AC power supply AC does not have a pause period.
Therefore, the inverter is provided after the smoothing capacitor Co.
Generation of input current distortion as compared to the configuration in which the circuit INV is provided
Is less.
【０００３】図８は図７に示した回路の各部の電圧波形
であって、整流回路ＲＥの直流出力電圧をＶａｃ、平滑
用コンデンサＣｏの両端電圧をＶｃｏ、コンデンサＣ1
の両端電圧をＶｃ1 として示してある。整流回路ＲＥの
直流出力電圧Ｖａｃは脈流電圧波形となり、平滑用コン
デンサＣｏの両端電圧Ｖｃｏは略一定な電圧波形にな
る。また、コンデンサＣ1 はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 のオン・オフによって充放電を繰り返しているから、
コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ1 は高周波の振動波形に
なり、その振幅は平滑用コンデンサＣｏの両端電圧Ｖｃ
ｏと整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃとの差になる。
つまり、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ1の振幅は、整
流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃの谷部（０Ｖ前後）で
大きくなり、山部（ピーク値前後）では小さくなる。そ
こで、整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃの谷部と山部
との動作を分けて説明する。FIG. 8 is a voltage waveform of each part of the circuit shown in FIG. 7, in which the DC output voltage of the rectifying circuit RE is Vac, the voltage across the smoothing capacitor Co is Vco, and the capacitor C 1
The voltage across V is shown as Vc 1 . The DC output voltage Vac of the rectifier circuit RE has a pulsating voltage waveform, and the voltage Vco across the smoothing capacitor Co has a substantially constant voltage waveform. Further, the capacitor C 1 is a switching element Q 1 , Q
Since charging and discharging are repeated by turning on and off of 2 ,
The voltage Vc 1 across the capacitor C 1 has a high-frequency oscillating waveform, the amplitude of which is the voltage Vc across the smoothing capacitor Co.
and the DC output voltage Vac of the rectifier circuit RE.
That is, the amplitude of the voltage Vc 1 across the capacitor C 1 increases at the valley (around 0 V) of the DC output voltage Vac of the rectifier circuit RE and decreases at the peak (around the peak value). Therefore, the operation of the valley portion and the peak portion of the DC output voltage Vac of the rectifier circuit RE will be described separately.
【０００４】まず、直流出力電圧Ｖａｃの谷部において
は、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ 1 が大きく、コンデ
ンサＣ1 が有効に機能しているから、図９（ａ）に示す
ような共振回路系が形成されることになる。ただし、電
源Ｅｏは平滑用コンデンサＣｏとコンデンサＣ3 との両
端電圧により得られているものとする。この場合の共振
周波数ｆｄは次式のようになる。 ｆｄ＝１／２π√｛Ｌ1 Ｃ1 Ｃ2 ／（Ｃ1 ＋Ｃ2 ）｝First, in the valley of the DC output voltage Vac
Is the capacitor C1Voltage Vc 1Is large and
Sensor C1Is functioning effectively, it is shown in Fig. 9 (a).
Such a resonant circuit system will be formed. However,
Source Eo is smoothing capacitor Co and capacitor CThreeAnd both
It is assumed that it is obtained by the terminal voltage. Resonance in this case
The frequency fd is given by the following equation. fd = 1 / 2π√ {L1C1CTwo/ (C1+ CTwo)｝
【０００５】また、直流出力電圧Ｖａｃの山部において
は、コンデンサＣ1 の両端電圧はほとんど無視できるか
ら、図９（ｂ）のような共振回路系が形成され、このと
きの共振周波数ｆｃは次式のようになる。 ｆｃ＝１／２π√（Ｌ1 Ｃ2 ） すなわち、図７に示した回路では、整流回路ＲＥの直流
出力電圧Ｖａｃの変動に応じて上記共振周波数ｆｄ、ｆ
ｃの範囲で共振周波数が変化することが分かる。また、
直流出力電圧Ｖａｃの谷部ではコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
直列回路が直列共振回路の一部を構成するから、直流出
力電圧Ｖａｃの山部での直列共振回路を構成するコンデ
ンサＣ2 よりも共振コンデンサの容量が小さく、ｆｄ＞
ｆｃであることが分かる。ここで、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数は共振周波数ｆｃ，ｆｄ
よりも高い一定値に設定してあり、直流出力電圧Ｖａｃ
の谷部ではスイッチング周波数に近付くから、負荷Ｌへ
の供給電流が直流出力電圧Ｖａｃの山部よりも大きくな
る。つまり、負荷Ｌへの供給電流は、図１０のように、
整流回路ＲＥの直流出力電圧Ｖａｃの変動に応じて谷部
で大きく、山部で小さくなるように変動することにな
る。図１０では負荷Ｌへの供給電流を交流電源ＡＣの電
圧Ｖｉｎとの関係で示してある。Further, in the peak portion of the DC output voltage Vac, the voltage across the capacitor C 1 can be almost ignored, so that a resonance circuit system as shown in FIG. 9B is formed, and the resonance frequency fc at this time is as follows. It becomes like a formula. fc = 1 / 2π√ (L 1 C 2 ) That is, in the circuit shown in FIG. 7, the resonance frequencies fd and f are changed according to the variation of the DC output voltage Vac of the rectifier circuit RE.
It can be seen that the resonance frequency changes in the range of c. Also,
At the valley of the DC output voltage Vac, the series circuit of the capacitors C 1 and C 2 constitutes a part of the series resonance circuit, so that resonance occurs more than the capacitor C 2 constituting the series resonance circuit at the peak of the DC output voltage Vac. The capacitance of the capacitor is small, fd>
It can be seen that it is fc. Here, the switching element Q
The switching frequencies of 1 and Q 2 are resonance frequencies fc and fd.
Is set to a constant value higher than the DC output voltage Vac
At the valley portion of the, the switching frequency approaches the switching frequency, so the current supplied to the load L becomes larger than the peak portion of the DC output voltage Vac. That is, the current supplied to the load L is, as shown in FIG.
According to the variation of the DC output voltage Vac of the rectifier circuit RE, the variation varies such that the valley portion is large and the peak portion is small. In FIG. 10, the current supplied to the load L is shown in relation to the voltage Vin of the AC power supply AC.
【０００６】以上の説明から明らかなように、上記回路
構成では入力電流歪みは改善されるものの負荷Ｌへの供
給電流に変動があり、たとえば負荷Ｌとして放電灯を用
いる場合には、光出力が変動してちらつきを生じること
になる。そこで、整流回路ＲＥの直流出力電圧の変動に
応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波
数を変化させることで負荷Ｌへの供給電流を略一定に保
つことも考えられるが、回路構成が複雑になり、高コス
トになるという問題が生じる。As is clear from the above description, although the input current distortion is improved in the above circuit configuration, the supply current to the load L varies, and for example, when a discharge lamp is used as the load L, the light output is It fluctuates and causes flickering. Therefore, it is conceivable to keep the supply current to the load L substantially constant by changing the switching frequency of the switching elements Q 1 and Q 2 according to the fluctuation of the DC output voltage of the rectifier circuit RE, but the circuit configuration is complicated. Therefore, there is a problem that the cost becomes high.
【０００７】同種の回路構成としては、米国特許第５，
２７４，５４０号、米国特許第５，２５１，１１９号、
米国特許第４，５１１，８２３号、米国特許第５，１３
４，３４４号等が知られており、いずれもインバータ回
路が負荷に高周波出力を供給するとともに入力電流歪み
を改善する機能を有しているものであるが、上記公報に
記載のものと同様の問題点を有している。As a circuit configuration of the same type, US Pat.
274,540, US Pat. No. 5,251,119,
US Pat. No. 4,511,823, US Pat. No. 5,13
No. 4,344 and the like are known, and all of them have an inverter circuit that has a function of supplying a high-frequency output to a load and improving the input current distortion. I have a problem.
【０００８】一方、電源回路としては、特開昭５９−２
２００８１号公報に開示されているように、図１１に示
す回路構成も提案されている。この回路は、整流回路Ｒ
Ｅの直流出力端間に平滑用コンデンサを接続する代わり
に、インバータ回路ＩＮＶの高周波電圧の一部を整流回
路ＲＥの直流出力電圧に重畳する谷埋回路１を設けたも
のである。この回路で用いるインバータ回路ＩＮＶはど
のようなものでも良いが、ここでは、バイポーラトラン
ジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直
列回路と、一対のコンデンサＣ01，Ｃ02の直列回路と、
一対のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直列回路とを谷埋回路１
の両端間に接続し、コンデンサＣ01，Ｃ 02同士の接続点
とダイオ−ドＤ1 ，Ｄ2 同士の接続点とを共通に接続
し、この接続点とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 同士の接
続点との間にインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 との直列
回路から成る共振回路を挿入した構成を有し、コンデン
サＣ 2 の両端間に負荷Ｌを接続してある。また、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路とダイオードＤ1 ，Ｄ
2 の直列回路とは逆並列に接続される。すなわち、ハー
フブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成している。
ここに、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は制御回路３に
より高周波で交互にオン・オフされる。On the other hand, a power supply circuit is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 59-2.
As shown in FIG.
A circuit configuration has also been proposed. This circuit is a rectifier circuit R
Instead of connecting a smoothing capacitor between the DC output terminals of E
To rectify a part of the high frequency voltage of the inverter circuit INV.
The valley buried circuit 1 that is superimposed on the DC output voltage of the line RE is also provided.
It is. What is the inverter circuit INV used in this circuit?
, But here is a bipolar transistor
A pair of switching elements Q consisting of transistors1, QTwoDirectly
Column circuit and a pair of capacitors C01, C02Series circuit of
A pair of diodes D1, DTwoThe series circuit and the valley buried circuit 1
Connect between both ends of the capacitor C01, C 02Connection point between each other
And diode D1, DTwoCommon connection with the connection point of each other
However, this connection point and the switching element Q1, QTwoContact with each other
Inductor L between continuation point1And capacitor CTwoIn series with
It has a structure in which a resonant circuit consisting of a circuit is inserted.
Sa C TwoA load L is connected between both ends of. Also, switch
Holding element Q1, QTwoSeries circuit and diode D1, D
TwoIs connected in anti-parallel with the series circuit of. I.e.
A fridge type inverter circuit INV is configured.
Here, both switching elements Q1, QTwoTo control circuit 3
It is turned on and off alternately at higher frequencies.
【０００９】谷埋回路１は、整流回路ＲＥの直流出力端
の正極にカソードを接続したダイオ−ドＤａと、このダ
イオードＤａのアノード側に直列接続されたインダクタ
Ｌａ及び谷埋コンデンサＣａと、インダクタＬａとコン
デンサＣａとの直列回路とダイオードＤａとの接続点に
カソードが接続されスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続
点にアノードが接続されたダイオードＤｂとにより構成
されている。この構成では、整流回路ＲＥの直流出力電
圧のピーク値付近（山部）では、両スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の接続点に生じる高周波をダイオードＤｂで整
流しインダクタＬａを通してコンデンサＣａに充電して
おき、整流回路ＲＥの直流出力電圧の０Ｖ付近（谷部）
では、コンデンサＣａの電荷をダイオードＤａを通して
放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの給電を行
う。The valley buried circuit 1 includes a diode Da having a cathode connected to the positive electrode of the DC output terminal of the rectifying circuit RE, an inductor La and a valley buried capacitor Ca serially connected to the anode side of the diode Da, and an inductor. It is composed of a series circuit of La and a capacitor Ca, and a diode Db having a cathode connected to a connection point of the diode Da and an anode connected to a connection point of the switching elements Q 1 and Q 2 . With this configuration, in the vicinity of the peak value of the DC output voltage of the rectifier circuit RE (mountain portion), both switching elements Q are
The high frequency generated at the connection point of 1 and Q 2 is rectified by the diode Db and charged in the capacitor Ca through the inductor La, and the DC output voltage of the rectifier circuit RE is near 0V (valley).
Then, electric power is supplied to the inverter circuit INV by discharging the electric charge of the capacitor Ca through the diode Da.
【００１０】したがって、交流電源ＡＣの電圧波形が図
１２（ａ）のようであるとき、インバータ回路ＩＮＶへ
の入力電圧は、図１２（ｂ）のような包絡線を持ち、谷
部の電圧は、平滑用コンデンサを用いる場合よりは低
く、平滑用コンデンサを用いない場合よりは高くなる。
インバータ回路ＩＮＶへの入力電圧が上述のように変化
する結果、負荷Ｌへの供給電流の包絡線は図１２（ｃ）
のようにインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧を反映する
ように変化する。つまり、負荷Ｌへの供給電流には交流
電源ＡＣの半サイクルごとの周期を有する変動があり、
また整流回路ＲＥの直流出力電圧の谷部では谷埋回路１
からインバータ回路ＩＮＶに給電されることで交流電源
ＡＣからの入力電流に多少の休止期間が生じる。交流電
源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じないように図１
１に示す回路を改良したものとして、特開平５−５６６
５９号公報に記載のものが提案されているが、負荷Ｌへ
の供給電流については変動がかえって大きくなる。Therefore, when the voltage waveform of the AC power supply AC is as shown in FIG. 12 (a), the input voltage to the inverter circuit INV has an envelope as shown in FIG. 12 (b), and the voltage at the valley is , Lower than when a smoothing capacitor is used, and higher than when a smoothing capacitor is not used.
As a result of the input voltage to the inverter circuit INV changing as described above, the envelope curve of the current supplied to the load L is shown in FIG.
As described above, it changes so as to reflect the input voltage to the inverter circuit INV. That is, there is a fluctuation in the current supplied to the load L, which has a cycle for each half cycle of the AC power supply AC,
In the valley portion of the DC output voltage of the rectifier circuit RE, the valley buried circuit 1
Power is supplied to the inverter circuit INV from the AC power supply AC, the input current from the AC power supply AC has some pause. In order not to cause a pause in the input current from the AC power supply AC, FIG.
As an improved version of the circuit shown in FIG.
Although the one disclosed in Japanese Patent No. 59 has been proposed, the supply current to the load L fluctuates and becomes large.
【００１１】また、負荷Ｌへの供給電流の変動を小さく
したものとして、特願平６−２９１７５１号に開示され
ているように、図１３に示す回路も提案されている。こ
の回路は、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＲＥと、整
流回路ＲＥの出力端に接続され直流電源を高周波出力に
変換して負荷Ｌに供給するインバータ回路ＩＮＶとを備
える電源装置において、インバータ回路ＩＮＶは、互い
に直列接続され交互にオン・オフされる一対のスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と、整流回路ＲＥの直流出力端間と
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路との間に介装
されるインピーダンス要素Ｚと、コンデンサＣ2 ，Ｃ3
及びインダクタＬ1 を備えインピーダンス要素Ｚとの直
列回路が少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ1 の両端
間に接続されるとともに負荷Ｌへの出力を取り出す共振
回路とを備え、整流回路ＲＥの直流出力電圧の高い期間
にはインバータ回路ＩＮＶの出力エネルギの一部を蓄積
し、低い期間には蓄積エネルギにより決まる電圧を両ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2の直列回路の両端に印加する
谷埋回路１をインバータ回路ＩＮＶに接続したことを特
徴としており、交流電源ＡＣの電圧波形が図１４（ａ）
のようであるとき、谷埋回路１の両端電圧は、図１２
（ｂ）に示したように、整流回路ＲＥの直流出力の山部
で高く谷部で低くなるから、谷埋回路１のみをインバー
タ回路ＩＮＶの電源に用いたとすると、インバータ回路
ＩＮＶから負荷Ｌへの供給電流は図１２（ｃ）のよう
に、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山部で大きく谷部で
小さくなるように変化する。しかして、図１３の回路構
成では、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌへの供給電流
は、図１４（ｂ），（ｃ）の電流波形を合成した図１４
（ｄ）のような形になる。つまり、谷埋回路１を用いた
ことによって、負荷Ｌへの供給電流の変動を少なくして
いるが、図１４（ｅ）に示したように、谷埋回路１の平
滑コンデンサＣａの充電電流が、片方のスイッチング素
子Ｑ1 がオンしたときだけ流れるため、スイッチング素
子Ｑ1 のストレスが大きくなる。A circuit shown in FIG. 13 has also been proposed, as disclosed in Japanese Patent Application No. 6-291751, in which the fluctuation of the current supplied to the load L is reduced. This circuit includes a rectifier circuit RE that rectifies an AC power supply AC, and an inverter circuit INV that is connected to an output terminal of the rectifier circuit RE and that converts a DC power supply into a high-frequency output and supplies the load L to the load L. The INV is interposed between a pair of switching elements Q 1 and Q 2 that are connected in series with each other and are alternately turned on and off, between the DC output terminals of the rectifier circuit RE, and the series circuit of both switching elements Q 1 and Q 2. Mounted impedance element Z and capacitors C 2 , C 3
And a resonance circuit that includes an inductor L 1 and is connected in series with an impedance element Z between both ends of at least one switching element Q 1 and that extracts an output to a load L. The valley buried circuit 1 that accumulates a part of the output energy of the inverter circuit INV during the high period and applies a voltage determined by the accumulated energy during the low period to both ends of the series circuit of both switching elements Q 1 and Q 2 is an inverter circuit. It is characterized by being connected to INV, and the voltage waveform of the AC power supply AC is shown in FIG.
12 and the voltage across the valley buried circuit 1 is as shown in FIG.
As shown in (b), the DC output of the rectifier circuit RE is high at the peaks and low at the valleys. Therefore, if only the valley buried circuit 1 is used for the power supply of the inverter circuit INV, the inverter circuit INV transfers to the load L. As shown in FIG. 12C, the supply current of is changed so that it is large at the peak portion and small at the valley portion of the DC output voltage of the rectifier circuit RE. Therefore, in the circuit configuration of FIG. 13, the supply current from the inverter circuit INV to the load L is obtained by combining the current waveforms of FIGS. 14 (b) and 14 (c).
It becomes a form like (d). That is, the fluctuation of the supply current to the load L is reduced by using the valley buried circuit 1, but the charging current of the smoothing capacitor Ca of the valley buried circuit 1 is reduced as shown in FIG. Since the current flows only when one of the switching elements Q 1 is turned on, the stress of the switching element Q 1 increases.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】上述のように、図１３
に示した回路構成では、スイッチング素子Ｑ1 がＯＮし
ているときだけ、平滑コンデンサＣａにエネルギーが蓄
積されるため、スイッチング素子Ｑ1 のストレスが大き
くなるという問題が生じる。また、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 を周波数制御、デューティ制御した場合に、入
力側から見た、平滑充電電流が変化するため、負荷電流
変動、入力電流歪みが悪化、すなわち、制御範囲が狭く
なるという問題もある。As described above, FIG.
In the circuit configuration shown in ( 1) , energy is accumulated in the smoothing capacitor Ca only when the switching element Q 1 is turned on, so that the stress of the switching element Q 1 becomes large. In addition, the switching element Q
When frequency control and duty control of 1 and Q 2 are performed, the smoothing charging current seen from the input side changes, so that there is a problem that load current fluctuation and input current distortion are deteriorated, that is, the control range is narrowed.
【００１３】また、電源投入時（インバータ動作するま
での間）においては、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直
列回路に並列接続されている小容量のコンデンサＣｃの
両端電圧Ｖｄｃが交流電源電圧のピーク値よりも昇圧す
る問題もある。これは、電源ラインには少なからずリア
クタンス成分を持っており、電源が投入されると、コン
デンサＣｃが交流電源電圧のピーク値まで充電され、次
にリアクタンス成分のエネルギーが放出され、コンデン
サＣｃの両端電圧が昇圧する。コンデンサＣｃの容量を
大きくすれば良いが、この回路構成上、コンデンサＣｃ
の容量を大きくすることはできない。When the power is turned on (until the inverter operates), the voltage Vdc across the small-capacity capacitor Cc connected in parallel to the series circuit of the switching elements Q 1 and Q 2 is the peak of the AC power supply voltage. There is also the problem of boosting pressure above the value. This is because the power supply line has a large amount of reactance component, and when the power is turned on, the capacitor Cc is charged to the peak value of the AC power supply voltage, and then the energy of the reactance component is released, and both ends of the capacitor Cc are discharged. The voltage boosts. Although it is sufficient to increase the capacitance of the capacitor Cc, due to this circuit configuration, the capacitor Cc
The capacity of can not be increased.
【００１４】本発明は上記事由に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、スイッチング素子のストレスを低減
し、入力電流歪みをより良くするためにスイッチング素
子の制御範囲を広くし、電源投入時の昇圧を抑えること
ができるインバータ装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to widen the control range of the switching element in order to reduce the stress of the switching element and to improve the input current distortion, and when the power is turned on. An object of the present invention is to provide an inverter device capable of suppressing boosting of the voltage.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すよ
うに、交流電源ＡＣを整流する整流回路ＲＥと、整流回
路ＲＥの出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換
して負荷Ｌに供給するインバータ回路ＩＮＶとを備える
電源装置において、インバータ回路ＩＮＶは、互いに直
列接続され交互にオン・オフされる一対のスイッチング
素子Ｑ1 ，Ｑ2 と、整流回路ＲＥの直流出力端間と両ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路との間に介装され
るインピーダンス要素Ｚと、コンデンサＣ2 ，Ｃ3 及び
インダクタＬ1 を備えインピーダンス要素Ｚとの直列回
路が少なくとも一方のスイッチング素子Ｑ1 の両端間に
接続されるとともに負荷Ｌへの出力を取り出す共振回路
とを備え、第１のスイッチング素子Ｑ1 の両端に第１及
び第２の整流素子Ｄａ，Ｄｂの直列回路を逆並列接続
し、第１及び第２の整流素子Ｄａ，Ｄｂの接続点と第２
のスイッチング素子Ｑ 2 における第１のスイッチング素
子Ｑ1 とは反対側の端子との間に第１のインダクタＬａ
と第１の平滑コンデンサＣａの直列回路を接続し、第２
のスイッチング素子Ｑ2 の両端に第３及び第４の整流素
子Ｄｃ，Ｄｄの直列回路を逆並列接続し、第３及び第４
の整流素子Ｄｃ，Ｄｄの接続点と第１のスイッチング素
子Ｑ1 における第２のスイッチング素子Ｑ2 とは反対側
の端子との間に第２のインダクタＬｂと第２の平滑コン
デンサＣｂの直列回路を接続したことを特徴とするもの
である。Inverter device of the present invention
In order to solve the above problems, according to
A rectifier circuit RE for rectifying the AC power supply AC and a rectifier circuit
Connected to the output end of line RE to convert DC power supply to high frequency output
And an inverter circuit INV that supplies the load L to the load L.
In the power supply device, the inverter circuits INV are connected directly to each other.
A pair of switchings that are connected in series and are turned on and off alternately
Element Q1, QTwoBetween the DC output terminals of the rectifier circuit RE and both switches
Switching element Q1, QTwoIs inserted between the series circuit of
Impedance element Z and capacitor CTwo, CThreeas well as
Inductor L1With impedance element Z in series
Switching element Q with at least one path1Between both ends of
Resonant circuit connected and extracting output to load L
And a first switching element Q1On both ends of
And a series circuit of the second rectifying elements Da and Db are connected in anti-parallel.
The connection point of the first and second rectifying elements Da and Db and the second
Switching element Q TwoFirst switching element in
Child Q1The first inductor La between the terminal on the side opposite to
And a series circuit of the first smoothing capacitor Ca are connected,
Switching element QTwoThird and fourth rectifiers at both ends of
The series circuits of the children Dc and Dd are connected in anti-parallel, and the third and fourth circuits are connected.
Connecting point of the rectifying elements Dc and Dd and the first switching element
Child Q1Second switching element Q inTwoThe other side
Between the second inductor Lb and the second smoothing capacitor
Characterized by connecting a series circuit of Densa Cb
It is.
【００１６】上記構成によれば、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 の両方に平滑コンデンサＣａ，Ｃｂの充電電
流を流すので、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の片方だけ
に充電電流を流す場合と比べて、充電電流のピーク値が
下がるため、スイッチング素子のストレスを低減でき、
また、スイッチング素子を周波数制御、デューティ制御
した場合、入力側からみた、谷埋コンデンサの充電電流
がほぼ一定となり、負荷電流変動、入力電流歪みの悪化
を少なくすることができるから、スイッチング素子の制
御範囲を広くすることができる。また、電源投入時にお
いては、平滑コンデンサ（電解コンデンサ）が２個、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路に並列に接続され
ているため、小容量のコンデンサＣｃによる昇圧作用
は、平滑コンデンサＣａ，Ｃｂが吸収し、Ｖｄｃの昇圧
を抑えられる。According to the above arrangement, the switching elements Q 1, Q 2 both to the smoothing capacitor Ca, so flows the charging current of Cb, as compared with the case where flow only to the charging current one of the switching elements Q 1, Q 2 Since the peak value of the charging current is reduced, the stress of the switching element can be reduced,
Also, when the switching element is frequency-controlled or duty-controlled, the charging current of the valley capacitor seen from the input side is almost constant, which can reduce load current fluctuations and deterioration of input current distortion. The range can be widened. Further, when the power is turned on, since two smoothing capacitors (electrolytic capacitors) are connected in parallel to the series circuit of the switching elements Q 1 and Q 2 , the boosting action by the small capacity capacitor Cc is the smoothing capacitor Ca. , Cb are absorbed, and the boosting of Vdc can be suppressed.
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
に示し説明する。この回路は、交流電源ＡＣをダイオー
ドブリッジのような整流回路ＲＥで全波整流し、整流回
路ＲＥの直流出力電圧をインバータ回路ＩＮＶにより高
周波交流出力に変換して負荷Ｌに供給する構成であっ
て、インバータ回路ＩＮＶの後段側に谷埋回路２を設け
た構成を有している。すなわち、図１３に示した従来回
路における谷埋回路１を並列に２つ接続し、かつ、イン
ピーダンス要素Ｚ（コンデンサ、インダクタ、抵抗のい
ずれでも、またそれらの組み合わせでも良い）を設けた
構成になっている。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
And will be described. This circuit has a configuration in which an AC power source AC is full-wave rectified by a rectifier circuit RE such as a diode bridge, a DC output voltage of the rectifier circuit RE is converted into a high frequency AC output by an inverter circuit INV, and the load L is supplied. The valley buried circuit 2 is provided on the rear side of the inverter circuit INV. That is, it has a configuration in which two valley buried circuits 1 in the conventional circuit shown in FIG. 13 are connected in parallel and an impedance element Z (any one of a capacitor, an inductor, a resistor, or a combination thereof) may be provided. ing.
【００１８】さらに具体的に説明すると、インバータ回
路ＩＮＶは、一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列
回路をインピーダンス要素Ｚを介して整流回路ＲＥの直
流出力端間に接続し、かつまた、整流回路ＲＥの直流出
力端間に、コンデンサＣ2 ，Ｃ3 とイングククＬ1 とか
らなる直列共振回路と負極側のスイッチング素子Ｑ2と
の直列回路を接続し、コンデンサＣ2 に負荷Ｌを並列接
続した構成を有する。また、谷埋回路２は、ダイオード
Ｄａのアノード側にインダクタＬａを介して平滑コンデ
ンサＣａを直列接続し、ダイオードＤａとインダクタＬ
ａとの接続点に別のダイオードＤｂのカソードを接続
し、また、平滑コンデンサＣｂとインダクタＬｂを介し
て、ダイオードＤｃのカソードを直列接続し、ダイオー
ドＤｃとインダクタＬｂとの接続点に別のダイオードＤ
ｄのアノードを接続した構成を有する。ダイオードＤａ
とインダクタＬａとコンデンサＣａとの直列回路、コン
デンサＣｂとインダクタＬｂとダイオードＤｃとの直列
回路、及び別のコンデンサＣｃは、インバータ回路ＩＮ
Ｖの両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路に並列接
続され、ダイオードＤｂのアノード、ダイオードＤｄの
カソードはインバータ回路ＩＮＶにおける、両スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続される。コンデンサ
Ｃａ，Ｃｂは電解コンデンサであって、コンデンサＣｃ
に比較して十分に大きな容量を有している。各スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳＦＥＴを用いることを想
定しているが、ダイオードを逆並列に接続したバイポー
ラトランジスタなどを用いることも可能である。More specifically, the inverter circuit INV connects a series circuit of a pair of switching elements Q 1 and Q 2 via an impedance element Z between the DC output terminals of a rectifying circuit RE, and also rectifies Between the DC output terminals of the circuit RE, a series resonance circuit composed of the capacitors C 2 and C 3 and the inking L 1 and a series circuit of the negative side switching element Q 2 are connected, and the load L is connected in parallel to the capacitor C 2. It has a configuration. Further, in the valley buried circuit 2, the smoothing capacitor Ca is connected in series to the anode side of the diode Da via the inductor La, and the diode Da and the inductor L are connected.
The cathode of another diode Db is connected to the connection point with a, and the cathode of the diode Dc is connected in series via the smoothing capacitor Cb and the inductor Lb, and another diode is connected to the connection point between the diode Dc and the inductor Lb. D
It has a configuration in which the anode of d is connected. Diode Da
The series circuit of the inductor La and the capacitor Ca, the series circuit of the capacitor Cb, the inductor Lb, and the diode Dc, and another capacitor Cc are the inverter circuit IN.
The switching element Q 1 and the switching element Q 2 of V are connected in parallel, and the anode of the diode Db and the cathode of the diode Dd are connected to the connection point of the switching elements Q 1 and Q 2 in the inverter circuit INV. The capacitors Ca and Cb are electrolytic capacitors, and the capacitor Cc
It has a sufficiently large capacity in comparison with. Although it is assumed that MOSFETs are used for the switching elements Q 1 and Q 2, it is also possible to use bipolar transistors in which diodes are connected in antiparallel.
【００１９】両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示して
いない適宜の制御回路によって高周波で交互にオン・オ
フされる。したがって、スイッチング素子Ｑ2 のオン時
には整流回路ＲＥないし谷埋回路２からコンデンサ
Ｃ3 、負荷Ｌ及びコンデンサＣ2、インダクタＬ1 、ス
イッチング素子Ｑ2 の経路で共振電流が流れ、またスイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時にはコンデンサＣ3 の電荷が
放出されてスイッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ1 、負
荷Ｌ及びコンデンサＣ2 、コンデンサＣ3 の経路で共振
電流が流れる。Both switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on and off at a high frequency by an appropriate control circuit (not shown). Therefore, when the switching element Q 2 is turned on, a resonance current flows from the rectifier circuit RE or the valley buried circuit 2 through the path of the capacitor C 3 , the load L and the capacitor C 2 , the inductor L 1 , and the switching element Q 2 , and also the switching element Q 1 When the switch is turned on, the electric charge of the capacitor C 3 is discharged and a resonance current flows through the path of the switching element Q 1 , the inductor L 1 , the load L, the capacitor C 2 and the capacitor C 3 .
【００２０】ここに、谷埋回路２は降圧チョッパ回路が
構成されており、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに
は、ダイオードＤｂ、インダクタＬａを介してコンデン
サＣａが充電され、スイッチング素子Ｑ2 がオンのとき
には、ダイオードＤｄ、インダクタＬｂを介してコンデ
ンサＣｂが充電される。Here, the valley buried circuit 2 constitutes a step-down chopper circuit, and when the switching element Q 1 is on, the capacitor Ca is charged through the diode Db and the inductor La and the switching element Q 2 is on. At times, the capacitor Cb is charged via the diode Dd and the inductor Lb.
【００２１】従来の技術として、図１３の谷埋回路１の
両端電圧は、図１２（ｂ）に示したように、整流回路Ｒ
Ｅの直流出力の山部で高く谷部で低くなるから、谷埋回
路１のみをインバータ回路ＩＮＶの電源に用いたとする
と、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌヘの供給電流は図
１２（ｃ）のように、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山
部で大きく谷部で小さくなるように変化する。しかし
て、図１３の回路構成では、インバータ回路ＩＮＶから
負荷Ｌへの供給電流は、図１４（ｂ），（ｃ）の電流波
形を合成した図１４（ｄ）のような形になる。つまり、
谷埋回路１を用いたことによって、図１４（ｂ）におけ
る電流波形のピーク値を引き下げることができ、結果的
に、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌヘの供給電流の電
流波形は、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山部と谷部と
にピークを持つような形になって、負荷電流の変動が少
なくなっているが、図１４（ｅ）のように、スイッチン
グ素子の片方がオンしているときだけ、平滑コンデンサ
に充電が行われるため、平滑コンデンサを充電する方の
スイッチング素子のストレスが大きくなる。一方、図１
の谷埋回路２では、図２のように、スイッチング素子の
両方に平滑コンデンサの充電電流を流すため、例えば、
スイッチング素子のオン・デューティが５０％の場合、
従来よりも充電電流のピーク値を１／２に減らすことが
でき、スイッチング素子のストレスを低減できる。ま
た、スイッチング素子を周波数制御、デューティ制御し
た場合、入力側から見た、谷埋コンデンサへの充電電流
がほぼ一定となるため、従来回路よりも負荷電流の変動
を少なくでき、且つ、入力電流歪みの悪化も少なくでき
る。言い換えれば、制御範囲を広くすることができる。
加えて電源投入時（インバータ回路が動作するまでの
間）、交流電源のインダクタンス成分と、小容量のコン
デンサＣｃによる、スイッチング素子両端の電圧Ｖｄｃ
の昇圧についても、平滑コンデンサＣａ，Ｃｂが、ダイ
オードＤｄ，Ｄｂを介して直列接続されているため、Ｖ
ｄｃが昇圧しない。As a conventional technique, the voltage across the valley buried circuit 1 of FIG. 13 is rectified by a rectifier circuit R as shown in FIG. 12 (b).
Since the DC output of E is high at the peak portion and low at the valley portion, if only the valley buried circuit 1 is used as the power source of the inverter circuit INV, the supply current from the inverter circuit INV to the load L is as shown in FIG. In addition, the DC output voltage of the rectifier circuit RE changes so that it is large at the peaks and small at the valleys. Therefore, in the circuit configuration of FIG. 13, the current supplied from the inverter circuit INV to the load L has a shape as shown in FIG. 14D, which is a combination of the current waveforms of FIGS. 14B and 14C. That is,
By using the valley buried circuit 1, the peak value of the current waveform in FIG. 14B can be lowered, and as a result, the current waveform of the supply current from the inverter circuit INV to the load L is the same as that of the rectifier circuit RE. The peak and the valley of the DC output voltage have peaks, and the fluctuation of the load current is small, but one of the switching elements is on as shown in FIG. 14 (e). Only at that time, the smoothing capacitor is charged, so that the stress on the switching element that charges the smoothing capacitor becomes large. On the other hand, FIG.
In the valley buried circuit 2 of FIG. 2, since the charging current of the smoothing capacitor is supplied to both of the switching elements as shown in FIG.
When the ON duty of the switching element is 50%,
The peak value of the charging current can be reduced to half that of the conventional case, and the stress of the switching element can be reduced. Also, when the switching element is frequency-controlled or duty-controlled, the charging current to the valley buried capacitor seen from the input side is almost constant, so the load current fluctuation can be reduced compared to the conventional circuit, and the input current distortion can be reduced. The deterioration of can be reduced. In other words, the control range can be widened.
In addition, when the power is turned on (until the inverter circuit operates), the voltage Vdc across the switching element due to the inductance component of the AC power supply and the small-capacity capacitor Cc.
As for the boosting of V, since the smoothing capacitors Ca and Cb are connected in series via the diodes Dd and Db,
dc does not boost.
【００２２】具体回路として、負荷Ｌに２灯の放電灯Ｄ
Ｌを用いた例を図３に示す。図３の回路では、コンデン
サＣ2 の両端に出力トランスＴ1 の１次巻線を接続し、
出力トランスＴ1 の２次巻線に２灯の放電灯ＤＬの直列
回路を直流カット用のコンデンサＣ10を介して接続して
ある。また、各放電灯ＤＬのフィラメントには出力トラ
ンスＴ1 に設けた予熱巻線をフィラメント短絡防止用の
コンデンサＣ11〜Ｃ13を介装して接続してある。スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳＦＥＴを用い、制御回
路３により両スイッチング素子はＱ1 ，Ｑ2 を交互にオ
ン・オフする。インピーダンス要素ＺにはコンデンサＣ
5 を用いダイオードＤ5 を並列接続してある。さらに、
整流回路ＲＥの直流出力端間にはコンデンサＣ6 を接続
し、かつ整流回路ＲＥの直流出力端の負極側には一端を
接地したコンデンサＣ14，Ｃ15の直列回路が雑音防止用
フィルタＮＦとして接続される。交流電源ＡＣと整流回
路ＲＥとの間にはヒューズＦを介してフィルタ回路ＦＬ
が挿入され、雑音防止用フィルタＮＦとフィルタ回路Ｆ
Ｌとにより交流電源ＡＣヘの高周波雑音の回り込みが防
止される。さらに、整流回路ＲＥの直流出力端の正極側
とコンデンサＣ5 との間には逆流阻止用にダイオードＤ
6 が挿入されている。他の構成及び動作は図１の回路と
同様である。As a concrete circuit, two discharge lamps D are provided in the load L.
An example using L is shown in FIG. In the circuit of FIG. 3, the primary winding of the output transformer T 1 is connected across the capacitor C 2 ,
A series circuit of two discharge lamps DL is connected to the secondary winding of the output transformer T 1 via a DC cut capacitor C 10 . Further, a preheating winding provided in the output transformer T 1 is connected to the filament of each discharge lamp DL via capacitors C 11 to C 13 for preventing filament short circuit. MOSFETs are used for the switching elements Q 1 and Q 2 , and the control circuit 3 alternately turns on and off the switching elements Q 1 and Q 2 . Capacitor C for impedance element Z
5 is used to connect the diode D 5 in parallel. further,
Between the DC output ends of the rectifier circuit RE and a capacitor C 6, and a capacitor C 14, C 15 filter NF for series circuit noise prevention of the negative electrode side which is grounded at one end of the DC output ends of the rectifier circuit RE Connected. A filter circuit FL is provided between the AC power source AC and the rectifier circuit RE via a fuse F.
Is inserted, the noise prevention filter NF and the filter circuit F
With L, high-frequency noise is prevented from sneaking into the AC power supply AC. Further, a diode D is provided between the positive electrode side of the DC output end of the rectifier circuit RE and the capacitor C 5 to prevent backflow.
6 is inserted. Other configurations and operations are similar to those of the circuit of FIG.
【００２３】[0023]
【実施例】図４の実施例は、図１の基本回路におけるイ
ンピーダンス要素ＺをダイオードＤｏに置き換えた構成
を有する。また、整流回路ＲＥの直流出力端間には谷埋
回路２の放電経路を形成するためのコンデンサＣ８を接
続してある。本実施例と同様の構成のインバータ回路Ｉ
ＮＶの動作は特開平４−１９３０６４号公報に記載され
ている。EXAMPLE The example of FIG. 4 has a configuration in which the impedance element Z in the basic circuit of FIG. 1 is replaced with a diode Do. Further, a capacitor C8 for forming a discharge path of the valley buried circuit 2 is connected between the DC output terminals of the rectifier circuit RE. An inverter circuit I having the same configuration as that of this embodiment
The operation of NV is described in Japanese Patent Laid-Open No. 4-193064.
【００２４】この回路構成では、整流回路ＲＥの直流出
力電圧の山部ではスイッチング素子Ｑ2 のオン時にコン
デンサＣ3 を通る経路で電流が流れるが、谷部ではこの
電流が流れず、結局、整流回路ＲＥの直流出力電圧の変
化に応じてインバータ回路ＩＮＶでの共振条件が変化す
る。電圧変化による負荷Ｌヘの供給電流の変化は図１の
回路と同様であり、電圧の高い期間に電流が少なくな
り、電圧の低い期間に電流が多くなるように変化する。
しかして、図１の回路と同様に、整流回路ＲＥの直流出
力電圧の変化に対する負荷Ｌへの供給電流の変化パター
ンが逆になる谷埋回路２を設けていることによって、負
荷Ｌへの供給電流の変動を少なくすることができ、ま
た、スイッチング素子のストレスも低減できる。In this circuit configuration, a current flows in the peak portion of the DC output voltage of the rectifier circuit RE through the path passing through the capacitor C 3 when the switching element Q 2 is turned on, but this current does not flow in the valley portion, and the rectification is eventually achieved. The resonance condition in the inverter circuit INV changes according to the change in the DC output voltage of the circuit RE. The change in the supply current to the load L due to the voltage change is the same as in the circuit of FIG. 1, and the current decreases in the high voltage period and increases in the low voltage period.
Therefore, as in the circuit of FIG. 1, by providing the valley buried circuit 2 in which the change pattern of the supply current to the load L with respect to the change of the DC output voltage of the rectifier circuit RE is provided, the supply to the load L is It is possible to reduce the fluctuation of the current and also reduce the stress of the switching element.
【００２５】図５の実施例は、バイポーラトランジスタ
よりなる一対のスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 の直列回路
（スイッチング素子はＦＥＴでも良い）と、一対のコン
デンサＣ01，Ｃ02と、一対のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直
列回路とを谷埋回路２の両端間に接続し、コンデンサＣ
01，Ｃ02同士の接続点とダイオ−ドＤ1 ，Ｄ2 同士の接
続点とを共通に接続し、この接続点とスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 同士の接続点との間にインダクタＬ1 とコン
デンサＣ2 との直列回路からなる共振回路を挿入した構
成を有し、コンデンサＣ2 の両端間に負荷Ｌを接続して
ある。また、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と
ダイオ−ドＤ1 ，Ｄ2 の直列回路とは逆並列に接続され
る。すなわち、ハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮ
Ｖを構成している。ここに、両スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 は制御回路３により高周波で交互にオン・オフされ
る。谷埋回路２は図１の回路と同様に、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のストレスを低減し、電源投入時のＶｄｃ
の昇圧を抑えることができる。The embodiment of FIG. 5 is a bipolar transistor.
A pair of switching elements Q 1, QTwoSeries circuit
(The switching element may be a FET) and a pair of capacitors
Densa C01, C02And a pair of diodes D1, DTwoDirectly
A column circuit is connected across the valley buried circuit 2 and a capacitor C
01, C02Connection point and diode D1, DTwoContact with each other
Connect the connection point in common and this connection point and the switching element.
Q1, QTwoInductor L between the connection point1And con
Densa CTwoA resonant circuit consisting of a series circuit with
And capacitor CTwoConnect load L between both ends of
is there. Also, the switching element Q1, QTwoSeries circuit and
Diode D1, DTwoConnected in anti-parallel with the series circuit of
You. That is, the half-bridge type inverter circuit IN
Constitutes V. Here, both switching elements Q1,
QTwoAre alternately turned on and off at high frequency by the control circuit 3.
You. The valley buried circuit 2 is similar to the circuit of FIG.
Child Q1, QTwoReduces the stress of Vdc at power-on
It is possible to suppress the boosting.
【００２６】上記各実施例において用いた谷埋回路２
は、図６に示すような構成に置き換えても良い。図６に
示す谷埋回路２は、上下両端がインバータ回路ＩＮＶの
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路の両端に接続
され、インダクタＬａの一端がインバータ回路ＩＮＶに
おける両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続さ
れる。インダクタＬａが平滑コンデンサＣａ，Ｃｂの充
電経路に挿入されており、インダクタが１つで済むた
め、小型化が可能である。Valley buried circuit 2 used in each of the above embodiments.
May be replaced with a configuration as shown in FIG. In the valley buried circuit 2 shown in FIG. 6, both upper and lower ends are connected to both ends of a series circuit of both switching elements Q 1 and Q 2 of the inverter circuit INV, and one end of an inductor La is both switching elements Q 1 and Q of the inverter circuit INV. Connected to 2 connection points. Since the inductor La is inserted in the charging path of the smoothing capacitors Ca and Cb and only one inductor is required, the size can be reduced.
【００２７】[0027]
【発明の効果】本発明によれば、谷埋回路はスイッチン
グ素子両方に平滑コンデンサの充電電流を流すため、ス
イッチング素子の片方だけに充電電流を流す場合と比べ
て、充電電流のピーク値を約１／２に低減することがで
き、スイッチング素子のストレスを低減できる。また、
スイッチング素子を周波数制御、デューティ制御した場
合、入力側から見た、平滑コンデンサの充電電流がほぼ
一定となり、負荷電流変動、入力電流歪みの悪化を少な
くすることができ、スイッチング素子の制御範囲を広く
することができる。しかも、スイッチング素子の直列回
路に、平滑コンデンサが直列に２個並列接続されている
ため、電源投入時の昇圧も起こらない。また、平滑コン
デンサ充電用のインダクタを１つで共用すれば、小型化
が可能となる。According to the present invention, since the valley buried circuit allows the charging current of the smoothing capacitor to flow through both switching elements, the peak value of the charging current can be reduced as compared with the case where the charging current flows through only one of the switching elements. It can be reduced to 1/2 and the stress of the switching element can be reduced. Also,
When the switching element is frequency-controlled or duty-controlled, the charging current of the smoothing capacitor seen from the input side becomes almost constant, which can reduce the load current fluctuation and the deterioration of the input current distortion, thus increasing the control range of the switching element. can do. Moreover, since the two smoothing capacitors are connected in parallel to the series circuit of the switching elements, boosting does not occur when the power is turned on. If one inductor for charging the smoothing capacitor is shared, the size can be reduced.
【図１】本発明の好ましい実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a preferred embodiment of the present invention.
【図２】図１の回路の各部の動作を示す動作説明図であ
る。FIG. 2 is an operation explanatory view showing the operation of each part of the circuit of FIG.
【図３】図１の回路を放電灯点灯装置として用いた具体
回路例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific circuit example using the circuit of FIG. 1 as a discharge lamp lighting device.
【図４】請求項２の発明の実施例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 2;
【図５】請求項３の発明の実施例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 3;
【図６】請求項４の発明の実施例の要部構成を示す回路
図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a main configuration of an embodiment of the invention of claim 4;
【図７】従来例を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional example.
【図８】従来例における整流回路とインバータ回路の動
作説明図である。FIG. 8 is an operation explanatory diagram of a rectifier circuit and an inverter circuit in a conventional example.
【図９】従来例の動作説明のための等価回路図である。FIG. 9 is an equivalent circuit diagram for explaining an operation of a conventional example.
【図１０】従来例の負荷電流の変動を示す動作説明図で
ある。FIG. 10 is an operation explanatory diagram showing a change in load current in a conventional example.
【図１１】他の従来例を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing another conventional example.
【図１２】図１１の従来例の動作説明図である。FIG. 12 is a diagram illustrating the operation of the conventional example of FIG.
【図１３】別の従来例を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing another conventional example.
【図１４】図１３の従来例の動作説明図である。FIG. 14 is an operation explanatory diagram of the conventional example of FIG. 13;
１ 谷埋回路 ２ 谷埋回路 ３ 制御回路 ＡＣ 交流電源 ＲＥ 整流回路 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 Ｚ インピーダンス要素 Ｌ 負荷 Ｃａ コンデンサ Ｃｂ コンデンサ Ｌａ インダクタ Ｌｂ インダクタ Ｄａ ダイオード Ｄｂ ダイオード Ｄｃ ダイオード Ｄｄ ダイオード1 Valley buried circuit 2 Valley buried circuit 3 Control circuit AC AC power supply RE rectifier circuit Q 1 switching element Q 2 switching element Z impedance element L load Ca capacitor Cb capacitor La inductor Lb inductor Da diode Db diode Dc diode Dd diode
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上岡 淳 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内 (72)発明者 濱本 勝信 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内 (72)発明者 一村 省互 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued Front Page (72) Inventor Jun Ueoka 1048, Kadoma, Osaka Prefecture Inventor Mutsumi Ichimura 1048, Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Works Co., Ltd.
Claims (4)
回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換し
て負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置に
おいて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互に
オン・オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路
の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間
に介装されるインピーダンス要素と、コンデンサ及びイ
ンダクタを備えインピーダンス要素との直列回路が少な
くとも一方のスイッチング素子の両端間に接続されると
ともに負荷への出力を取り出す共振回路とを備え、第１
のスイッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の
直列回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接
続点と第２のスイッチング素子における第１のスイッチ
ング素子とは反対側の端子との間に第１のインダクタと
第１の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイ
ッチング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回
路を逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と
第１のスイッチング素子における第２のスイッチング素
子とは反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の
平滑コンデンサの直列回路を接続したことを特徴とする
インバータ装置。1. A power supply device comprising: a rectifier circuit for rectifying an AC power supply; and an inverter circuit connected to an output terminal of the rectifier circuit for converting a DC power supply into a high-frequency output and supplying the load to a load. A pair of switching elements that are connected and alternately turned on and off; an impedance element that is interposed between the DC output terminals of the rectifier circuit and the series circuit of both switching elements; and an impedance element that includes a capacitor and an inductor. A series circuit connected between both ends of at least one of the switching elements, and a resonance circuit for extracting an output to a load;
A series circuit of the first and second rectifying elements is connected in antiparallel to both ends of the switching element, and the connection point of the first and second rectifying elements and the opposite side of the second switching element from the first switching element A series circuit of a first inductor and a first smoothing capacitor is connected between the terminals of the second switching element and a series circuit of third and fourth rectifying elements connected in anti-parallel to both ends of the second switching element. And a series circuit of a second inductor and a second smoothing capacitor is connected between a connection point of the fourth rectifying element and a terminal of the first switching element opposite to the second switching element. And inverter device.
回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換し
て負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置に
おいて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互に
オン・オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路
の直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間
に順方向に介装されるダイオードと、コンデンサ及びイ
ンダクタを備え前記ダイオードとの直列回路が少なくと
も一方のスイッチング素子の両端間に接続されるととも
に負荷への出力を取り出す共振回路とを備え、第１のス
イッチング素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列
回路を逆並列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点
と第２のスイッチング素子における第１のスイッチング
素子とは反対側の端子との間に第１のインダクタと第１
の平滑コンデンサの直列回路を接続し、第２のスイッチ
ング素子の両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を
逆並列接続し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１
のスイッチング素子における第２のスイッチング素子と
は反対側の端子との間に第２のインダクタと第２の平滑
コンデンサの直列回路を接続したことを特徴とするイン
バータ装置。2. A power supply device comprising: a rectifier circuit for rectifying an AC power supply; and an inverter circuit connected to an output terminal of the rectifier circuit for converting a DC power supply into a high-frequency output and supplying the load to a load. A pair of switching elements that are connected and alternately turned on and off, a diode that is interposed in the forward direction between the DC output terminals of the rectifier circuit and a series circuit of both switching elements, and a diode that includes a capacitor and an inductor. A series circuit connected between both ends of at least one of the switching elements and a resonance circuit for extracting an output to the load, and a series circuit of the first and second rectifying elements is provided at both ends of the first switching element. Antiparallel connection, the connection point of the first and second rectifying elements and the terminal of the second switching element on the opposite side of the first switching element Between the first inductor and the first
Connecting a series circuit of smoothing capacitors, connecting a series circuit of third and fourth rectifying elements to both ends of the second switching element in anti-parallel, and connecting the connection point of the third and fourth rectifying elements to the first node.
An inverter device characterized in that a series circuit of a second inductor and a second smoothing capacitor is connected between a terminal on the opposite side of the second switching element in the switching element.
回路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換し
て負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置に
おいて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互に
オン・オフされる一対のスイッチング素子と、コンデン
サ及びインダクタを備えインピーダンス要素との直列回
路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続
されるとともに負荷への出力を取り出す共振回路とを備
えるハーフブリッジ回路であって、第１のスイッチング
素子の両端に第１及び第２の整流素子の直列回路を逆並
列接続し、第１及び第２の整流素子の接続点と第２のス
イッチング素子における第１のスイッチング素子とは反
対側の端子との間に第１のインダクタと第１の平滑コン
デンサの直列回路を接続し、第２のスイッチング素子の
両端に第３及び第４の整流素子の直列回路を逆並列接続
し、第３及び第４の整流素子の接続点と第１のスイッチ
ング素子における第２のスイッチング素子とは反対側の
端子との間に第２のインダクタと第２の平滑コンデンサ
の直列回路を接続したことを特徴とするインバータ装
置。3. A power supply device comprising: a rectifier circuit for rectifying an AC power supply; and an inverter circuit connected to an output end of the rectifier circuit for converting a DC power supply into a high frequency output and supplying the load to a load. A pair of switching elements that are connected and alternately turned on and off, and a resonance circuit that includes a capacitor and an inductor and a series circuit of an impedance element connected between both ends of at least one of the switching elements and that takes out an output to a load. A half-bridge circuit having a first switching element, wherein a series circuit of first and second rectifying elements is connected in antiparallel to both ends of the first switching element, and a connection point of the first and second rectifying elements and a second switching element. Connect the series circuit of the first inductor and the first smoothing capacitor between the terminal on the side opposite to the first switching element in Then, the series circuit of the third and fourth rectifying elements is connected in antiparallel to both ends of the second switching element, and the connection point of the third and fourth rectifying elements and the second switching in the first switching element are connected. An inverter device in which a series circuit of a second inductor and a second smoothing capacitor is connected between a terminal on the side opposite to the element.
続点と、第１及び第２の整流素子の直列回路と第３及び
第４の整流素子の直列回路の接続点との間に、第３のイ
ンダクタを介挿し、第１及び第２のインダクタの全部又
は一部を第３のインダクタにより置き換えたことを特徴
とする請求項１又は２又は３に記載のインバータ装置。4. A connection point between the first and second switching elements and a connection point between the series circuit of the first and second rectifying elements and the series circuit of the third and fourth rectifying elements, The inverter device according to claim 1, 2 or 3, wherein the third inductor is inserted and all or a part of the first and second inductors are replaced with the third inductor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5978596A JPH09260077A (en) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | Inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5978596A JPH09260077A (en) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | Inverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09260077A true JPH09260077A (en) | 1997-10-03 |
Family
ID=13123298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5978596A Pending JPH09260077A (en) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | Inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09260077A (en) |
-
1996
- 1996-03-15 JP JP5978596A patent/JPH09260077A/en active Pending
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