JPH09257902A - Bearing detecting device - Google Patents

Bearing detecting device

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JPH09257902A
JPH09257902A JP6664496A JP6664496A JPH09257902A JP H09257902 A JPH09257902 A JP H09257902A JP 6664496 A JP6664496 A JP 6664496A JP 6664496 A JP6664496 A JP 6664496A JP H09257902 A JPH09257902 A JP H09257902A
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time difference
cross
sets
azimuth
receiving antennas
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Isao Hirohama
功 廣濱
Yasuhisa Nagai
康久 永井
Nobuhiko Narisawa
信彦 成澤
Masaaki Kobayashi
正明 小林
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Mitsubishi Electric Corp
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To measure a difference in arrival time of radio waves with accuracy. SOLUTION: Arrival time of radio waves are received by receiving antennas 1 and 2, amplified by high-frequency amplifiers 3 and 4 and then, converted into digital signals by A/D converters 5 and 6. The digital signals are high-speed Fourier transformed by a cross-spectrum calculation circuit, and a cross spectrum is calculated by multiplying both the results. A coherence and phase so obtained are output to a time difference detection circuit 8, an inclination 'a' of a phase in a frequency band with a high coherence level is acquired, and a difference in arrival time Δt is obtained from Δt=a/2π. The difference in arrival time Δt is output to a bearing calculation circuit 9, and an arrival bearing θ is acquired from in θ=cΔt/d (c is a radio wave speed and 'd' is a distance between the antennas).

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は方位探知装置、特に
電波の到来時間差を用いて方位を探知する装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an azimuth detecting device, and more particularly to a device for detecting an azimuth by using a difference in arrival time of radio waves.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図１７は、例えば特開平４−２１２０８
１号公報に開示された従来の電波の到来時間差により方
位を算出する方位探知装置を示すブロック図である。図
において、１、２は電波を受信する受信アンテナ、３、
４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、１２、１３
は増幅されたＲＦ信号を検波する検波増幅器、１５、１
６はパルスの立ち上がり検出回路、１７はタイムカウン
タ、９は時間差データと１組の受信アンテナ１、２の間
隔から到来方位を検出する方位算出回路である。2. Description of the Related Art FIG. 17 shows, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 4-21208.
It is a block diagram which shows the direction detection apparatus which calculates the direction by the conventional arrival time difference of the electric wave disclosed by the 1st publication. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, and 3,
4 is a high frequency amplifier for amplifying the received RF signal, 12, 13
Is a detection amplifier for detecting the amplified RF signal, 15, 1
Reference numeral 6 is a pulse rise detection circuit, 17 is a time counter, and 9 is an azimuth calculation circuit that detects the arrival azimuth from the time difference data and the interval between the pair of receiving antennas 1 and 2.

【０００３】次に動作について説明する。図１８は、従
来の方位探知装置の動作原理を示す図である。図におい
て、２つの受信アンテナ１、２が間隔ｄで配置されてい
るものとする。受信アンテナ１と受信アンテナ２に到来
する電波は、到来方位θにより光路差があるため、到来
時刻が異なり、到来時間差Δｔを生じる。到来方位θ
と、受信アンテナ１と受信アンテナ２との間において生
じる時間差Δθの間には、電波の伝播速度をｃとする
と、次式が成り立つ。Next, the operation will be described. FIG. 18 is a diagram showing the operation principle of a conventional direction finding device. In the figure, it is assumed that two receiving antennas 1 and 2 are arranged at a distance d. The radio waves arriving at the receiving antenna 1 and the receiving antenna 2 have an optical path difference depending on the azimuth of arrival θ, so that the arrival times are different and the arrival time difference Δt occurs. Arrival direction θ
And the time difference Δθ generated between the receiving antenna 1 and the receiving antenna 2 where the propagation speed of the radio wave is c, the following equation holds.

【０００４】[0004]

【数１】ｓｉｎθ＝ｃΔｔ／ｄ ・・・（１） 従って、受信アンテナ１と受信アンテナ２の間に生じる
時間差Δｔを測定することにより、電波の到来方位が算
出できる。## EQU00001 ## sin .theta. = C.DELTA.t / d (1) Therefore, the arrival direction of the radio wave can be calculated by measuring the time difference .DELTA.t generated between the receiving antenna 1 and the receiving antenna 2.

【０００５】従来の方位探知装置では、受信アンテナ
１、２で受信した受信ＲＦ信号を高周波増幅器３、４で
増幅後、検波増幅器１２、１３で検波し、ビデオ信号に
変換する。各々のビデオ信号は、パルスの立ち上がり検
出回路１５、１６により立ち上がりのタイミングが検出
され、タイムカウンタ１７により立ち上がりの時間差を
測定する。立ち上がりの時間差は到来時間差として方位
算出回路９に出力され、上記（１）式に従って到来方位
θを算出する。In the conventional azimuth detecting apparatus, the received RF signals received by the receiving antennas 1 and 2 are amplified by the high frequency amplifiers 3 and 4 and then detected by the detection amplifiers 12 and 13 to be converted into video signals. The rising timing of each video signal is detected by the pulse rising detection circuits 15 and 16, and the time counter 17 measures the rising time difference. The rising time difference is output to the azimuth calculation circuit 9 as the arrival time difference, and the arrival azimuth θ is calculated according to the above equation (1).

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】従来の方位探知装置は
以上のように構成されているので、タイムカウンタ１７
のカウンタ間隔以上の精度で時間差測定を行うことは不
可能である問題があった。Since the conventional direction finding device is configured as described above, the time counter 17
There is a problem that it is impossible to measure the time difference with an accuracy higher than the counter interval of.

【０００７】また、信号の立ち上がりがなまっていた場
合及び信号の振幅値が異なる場合には、スレッショルド
の設定値により時間差測定誤差が生じやすいという問題
もあった。There is also a problem that a time difference measurement error is likely to occur due to the threshold setting value when the rising edge of the signal is blunted and when the amplitude value of the signal is different.

【０００８】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、タイムカウンタのカウント間隔
と同等のＡ／Ｄ変換速度で時間差を精度良く測定できる
とともに、信号の波形の影響を少なくできる方位探知装
置を得ることを目的とする。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and it is possible to accurately measure a time difference at an A / D conversion speed equivalent to the count interval of a time counter, and to influence the waveform of a signal. It is an object of the present invention to obtain a direction finding device that can be reduced in number.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の方位探知装置は、所定距離離間して配置
され、到来電波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）
の受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した信号を
それぞれ増幅する高周波増幅器と、前記増幅された受信
信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算
するクロススペクトル演算器と、ｎ組のクロススペクト
ルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯における
位相の傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来
電波の時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及
び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方
位演算器を有することを特徴とする。In order to achieve the above object, an azimuth detecting apparatus according to the present invention is arranged at a predetermined distance from each other and has n sets (n + 1) (n is a natural number) for receiving incoming radio waves.
Receiving antenna, a high-frequency amplifier that amplifies signals received by the receiving antenna, an A / D converter that converts the amplified received signals into digital signals, and n sets of cross spectra of the digital signals. A cross spectrum calculator for calculating, a time difference detector for detecting a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a slope of a phase in a frequency band having a high coherence level indicated by the n sets of cross spectra, and the time difference. And an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth of the radio wave based on the predetermined distance.

【００１０】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
しかつ周波数変換する受信機と、前記周波数変換された
受信信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演
算するクロススペクトル演算器と、クロススペクトルが
示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相
の傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波
の時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前
記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演
算器を有することを特徴とする。Also, n sets of n + 1 receiving antennas (n is a natural number) for receiving incoming radio waves, which are arranged a predetermined distance apart, and a receiver for amplifying and frequency converting the signals received by the receiving antennas, respectively. An A / D converter for converting each of the frequency-converted reception signals into a digital signal, a cross-spectrum calculator for calculating n sets of cross-spectra of the digital signal, and a frequency having a high coherence level indicated by the cross-spectrum. A time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas based on a phase gradient in a band; and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of the radio wave based on the time difference and the predetermined distance. Characterize.

【００１１】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ増幅する
検波増幅器と、前記検波された受信信号をそれぞれデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号
のｎ組のクロススペクトルを演算するクロススペクトル
演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベ
ルが高い周波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受
信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出する時間
差検出器と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて電
波の到来方位を演算する方位演算器を有することを特徴
とする。Further, n sets of n + 1 receiving antennas, which are arranged at a predetermined distance apart from each other, receive incoming radio waves, a detection amplifier which detects and amplifies signals received by the receiving antennas, and the detected reception. A / D converters for converting each signal into a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a phase slope in a frequency band having a high coherence level indicated by the cross spectrum, The present invention is characterized by including a time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by n sets of receiving antennas, and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of the radio waves based on the time difference and the predetermined distance.

【００１２】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高周波増幅
器と、前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号のｎ組の
クロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器
と、前記到来電波の１波長分だけ遅延した信号と前記デ
ジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する遅延ク
ロススペクトル演算器と、クロススペクトル及び遅延ク
ロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波
数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信アンテナで
受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、
前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする。Further, n sets of n + 1 receiving antennas, which are arranged a predetermined distance apart from each other, for receiving an incoming radio wave, a high frequency amplifier for amplifying a signal received by the receiving antenna, and the amplified received signal, respectively. An A / D converter for converting to a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a set of crosses of the signal delayed by one wavelength of the incoming radio wave and the digital signal. A delay cross spectrum calculator for calculating a spectrum and a time difference detector for detecting a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a slope of a phase in a frequency band having a high coherence level indicated by the cross spectrum and the delay cross spectrum. When,
An azimuth calculator for calculating an arrival azimuth of a radio wave based on the time difference and the predetermined distance is provided.

【００１３】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
しかつ周波数変換する受信機と、前記周波数変換された
受信信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演
算するクロススペクトル演算器と、前記到来電波の１波
長分だけ遅延した信号と前記デジタル信号のｎ組のクロ
ススペクトルを演算する遅延クロススペクトル演算器
と、クロススペクトル及び遅延クロススペクトルが示す
コヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の傾
きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時
間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記所
定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算器
を有することを特徴とする。Further, n sets of n + 1 receiving antennas (n is a natural number) for receiving incoming radio waves, which are arranged a predetermined distance apart, and a receiver for amplifying and frequency converting signals received by the receiving antennas, respectively. , An A / D converter for converting each of the frequency-converted reception signals into a digital signal, a cross-spectrum calculator for calculating n sets of cross-spectra of the digital signal, and a delay of one wavelength of the incoming radio wave. A delay cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the signal and the digital signal, and a reception cross antenna received from the n sets of receiving antennas from the slope of the phase in the frequency band having a high coherence level indicated by the cross spectra and the delay cross spectra. A time difference detector that detects the time difference between incoming radio waves, and an electric signal based on the time difference and the predetermined distance. And having an azimuth calculator for calculating the arrival direction of.

【００１４】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高周波増幅
器と、前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号のｎ組の
クロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器
と、到来電波パルスの前記受信アンテナへの到来時間か
ら粗時間差を演算する粗時間差演算器と、クロススペク
トルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯におけ
る位相の傾き及び前記粗時間差から前記ｎ組の受信アン
テナで受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出
器と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到
来方位を演算する方位演算器を有することを特徴とす
る。Further, n sets of n + 1 receiving antennas, which are arranged a predetermined distance apart from each other, for receiving an incoming radio wave, a high-frequency amplifier for amplifying a signal received by the receiving antenna, and the amplified received signal, respectively. A / D converter for converting to a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a rough time difference calculation for calculating a rough time difference from the arrival time of an incoming radio wave pulse to the receiving antenna. Detector, a time difference detector for detecting a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a phase slope in the frequency band having a high coherence level indicated by a cross spectrum and the coarse time difference, the time difference and the predetermined distance. It is characterized by having an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth of a radio wave based on.

【００１５】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
しかつ周波数変換する受信機と、前記周波数変換された
受信信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演
算するクロススペクトル演算器と、到来電波パルスの前
記受信アンテナへの到来時間から粗時間差を演算する粗
時間差演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンス
のレベルが高い周波数帯における位相の傾き及び前記粗
時間差から前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波
の時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前
記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演
算器を有することを特徴とする。Also, n sets of n + 1 receiving antennas (n is a natural number) for receiving incoming radio waves, which are arranged a predetermined distance apart, and a receiver for amplifying and frequency converting the signals received by the receiving antennas, respectively. An A / D converter for converting each of the frequency-converted reception signals into a digital signal, a cross-spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and arrival of an incoming radio wave pulse at the reception antenna. A coarse time difference calculator for calculating a coarse time difference from time, and a time difference for detecting a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from the phase slope in the frequency band having a high coherence level indicated by the cross spectrum and the coarse time difference. A detector and an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth of the radio wave based on the time difference and the predetermined distance. And it features.

【００１６】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
する高周波増幅器と、前記増幅された受信信号をそれぞ
れデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、任意の時間
分の波形を切り取る波形切り取り回路と、切り取られた
デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算するクロ
ススペクトル演算器と、ｎ組のクロススペクトルが示す
コヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の傾
きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時
間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記所
定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算器
を有することを特徴とする。また、所定距離離間して配
置され、到来電波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然
数）の受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した信
号をそれぞれ増幅しかつ周波数変換する受信機と、前記
周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号に変
換するＡ／Ｄ変換器と、任意の時間分の波形を切り取る
波形切り取り回路と、切り取られたデジタル信号のｎ組
のクロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器
と、クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高
い周波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信アン
テナで受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出
器と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到
来方位を演算する方位演算器を有することを特徴とす
る。Further, n sets of n + 1 receiving antennas (n is a natural number) for receiving incoming radio waves and high-frequency amplifiers for amplifying signals received by the receiving antennas, respectively, which are arranged a predetermined distance apart, and are amplified. An A / D converter that converts each received signal into a digital signal, a waveform cutting circuit that cuts a waveform for an arbitrary time, a cross spectrum calculator that calculates n sets of cross spectra of the cut digital signal, A time difference detector that detects a time difference of incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a phase gradient in a frequency band having a high coherence level indicated by n sets of cross spectra, and a radio wave based on the time difference and the predetermined distance. It is characterized by having an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth. Further, n sets of n + 1 receiving antennas (n is a natural number) which are arranged a predetermined distance apart to receive an incoming radio wave, a receiver for amplifying and frequency converting a signal received by the receiving antenna, respectively, and the frequency An A / D converter that converts each of the converted reception signals into a digital signal, a waveform cutting circuit that cuts a waveform for an arbitrary time, and a cross spectrum calculator that calculates n sets of cross spectra of the cut digital signal And a time difference detector that detects the time difference between the incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from the phase inclination in the frequency band where the level of coherence indicated by the cross spectrum is high, and the time difference and the predetermined distance. It is characterized by having an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth.

【００１７】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ増幅する
検波増幅器と、前記検波された受信信号をそれぞれデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、任意の時間分の波
形を切り取る波形切り取り回路と、切り取られたデジタ
ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算するクロススペ
クトル演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンス
のレベルが高い周波数帯における位相の傾きから前記ｎ
組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出す
る時間差検出器と、前記時間差及び前記所定距離に基づ
いて電波の到来方位を演算する方位演算器を有すること
を特徴とする。In addition, n sets of n + 1 receiving antennas, which are arranged at a predetermined distance apart to receive an incoming radio wave, a detection amplifier for respectively detecting and amplifying the signals received by the receiving antennas, and the detected reception. A / D converter for converting each signal into a digital signal, a waveform cutting circuit for cutting a waveform for an arbitrary time, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the cut digital signal, and a cross spectrum From the slope of the phase in the frequency band where the coherence level is high,
It is characterized by comprising a time difference detector for detecting a time difference between incoming radio waves received by a pair of receiving antennas, and an azimuth calculator for calculating an arrival azimuth of the radio wave based on the time difference and the predetermined distance.

【００１８】[0018]

【発明の実施の形態】以下、図面に基づき本発明の実施
の形態について説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００１９】＜実施の形態１＞図１は、本実施の形態に
おける方位探知装置の構成ブロック図である。図におい
て、１、２は電波を受信する受信アンテナ、３、４は受
信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、５、６は増幅され
たＲＦ信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、
７はデジタルデータのクロススペクトルを計算するクロ
ススペクトル計算回路、８は時間差検出回路、９は方位
算出回路である。クロススペクトル計算回路７は、入力
したそれぞれの受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ
回路及びフーリエ変換した信号のクロススペクトルを計
算する掛け算回路から構成されている。なお、本実施の
形態では、受信アンテナは１組２個の場合を示している
が、２組３個、３組４個・・・のいずれを用いてもよ
い。２組３個の場合については後述の実施形態で説明す
る。<Embodiment 1> FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an azimuth detecting apparatus according to the present embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, 3 and 4 are high-frequency amplifiers for amplifying received RF signals, 5 and 6 are A / D converters for converting the amplified RF signals into digital data,
Reference numeral 7 is a cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of digital data, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is an FFT for performing a fast Fourier transform on each input received signal.
It is composed of a circuit and a multiplication circuit for calculating the cross spectrum of the Fourier transformed signal. In this embodiment, the number of receiving antennas is one set and two, but any of two sets, three sets, three sets and four sets may be used. The case of 2 sets and 3 sets will be described in an embodiment below.

【００２０】図２は受信アンテナ１、２で受信した受信
波形の図であり、図中Ａがアンテナ１で受信した波形、
Ｂがアンテナ２で受信した波形である。到来時間差はΔ
ｔである。FIG. 2 is a diagram of the received waveforms received by the receiving antennas 1 and 2, where A is the waveform received by the antenna 1,
B is a waveform received by the antenna 2. Arrival time difference is Δ
t.

【００２１】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００２２】図１の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。高周
波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅してＡ／
Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６では、
所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号をデ
ジタルデータに変換し、クロススペクトル計算回路７に
出力する。When radio waves arrive at the azimuth detecting apparatus of FIG. 1, the waveforms as shown in FIG.
2 is received and is output to the high frequency amplifiers 3 and 4. The high frequency amplifiers 3 and 4 amplify the received signal that has been input and
Output to the D converters 5 and 6. In the A / D converters 5 and 6,
The received signal input at a predetermined sampling timing is converted into digital data and output to the cross spectrum calculation circuit 7.

【００２３】図３には、このクロススペクトル計算回路
７で行われる処理の内容が示されている。クロススペク
トル計算回路７では、まず入力されたデジタル信号を高
速フーリエ変換し、振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）と位相
（Ｐｈａｓｅ）が計算される。図３（Ａ）は、波形Ａを
高速フーリエ変換して得られる振幅と位相を示してお
り、図３（Ｂ）は、波形Ｂを高速フーリエ変換して得ら
れる振幅と位相を示している。FIG. 3 shows the contents of processing performed by the cross spectrum calculation circuit 7. In the cross spectrum calculation circuit 7, first, the input digital signal is subjected to fast Fourier transform to calculate the amplitude (Amplitude) and the phase (Phase). FIG. 3A shows the amplitude and phase obtained by performing the fast Fourier transform on the waveform A, and FIG. 3B shows the amplitude and phase obtained by performing the fast Fourier transform on the waveform B.

【００２４】波形ＡをＡ（ｔ）、波形ＢをＢ（ｔ）とす
ると、この処理は、When the waveform A is A (t) and the waveform B is B (t), this process is

【数２】 ＦＦＴ（Ａ（ｔ））＝ｘA （ｆ）＋ｉｙA （ｆ）＝ＸA （ｆ） ・・・（２）## EQU00002 ## FFT (A (t)) = xA (f) + iyA (f) = XA (f) (2)

【数３】 ＦＦＴ（Ｂ（ｔ））＝ｘB （ｆ）＋ｉｙB （ｆ）＝ＸB （ｆ） ・・・（３） と表すことができる。ここで、ｆは周波数である。そし
て、振幅Ａｍｐ及び位相Ｐｈａｓｅは、## EQU3 ## FFT (B (t)) = xB (f) + iyB (f) = XB (f) (3) Here, f is a frequency. Then, the amplitude Amp and the phase Phase are

【数４】 ＡｍｐA （ｆ）＝（ｘA （ｆ）2 ＋ｙA （ｆ）2 ）1/2 ・・・（４）## EQU00004 ## AmpA (f) = (xA (f) 2 + yA (f) 2 ) 1/2 (4)

【数５】 ＰｈａｓｅA （ｆ）＝ｃｏｓ-1｛ｘA （ｆ）／（ｘA （ｆ）2 ＋ｙA （ｆ）2 ）1/2 ｝ ・・・（５）## EQU00005 ## PhaseA (f) = cos -1 {xA (f) / (xA (f) 2 + yA (f) 2 ) 1/2 } (5)

【数６】 ＡｍｐB （ｆ）＝（ｘB （ｆ）2 ＋ｙB （ｆ）2 ）1/2 ・・・（６）[Equation 6] AmpB (f) = (xB (f) 2 + yB (f) 2 ) 1/2 (6)

【数７】 ＰｈａｓｅB （ｆ）＝ｃｏｓ-1｛ｘB （ｆ）／（ｘB （ｆ）2 ＋ｙB （ｆ）2 ）1/2 ｝ ・・・（７） となる。なお、（４）式〜（７）式は実際には計算する
必要がない。Equation 7 Phase B (f) = cos −1 {xB (f) / (xB (f) 2 + yB (f) 2 ) 1/2 } (7) Note that it is not necessary to actually calculate equations (4) to (7).

【００２５】そして、高速フーリエ変換して得られた信
号ＸA （ｆ）及びＸB （ｆ）は、掛け算回路に入力さ
れ、ＸA （ｆ）とＸB （ｆ）の複素共役ＸB （ｆ）* を
掛け算することによりクロススペクトルが算出される。
すなわち、Then, the signals XA (f) and XB (f) obtained by the fast Fourier transform are input to the multiplication circuit, and the complex conjugate XB (f) * of XA (f) and XB (f) is multiplied. By doing so, the cross spectrum is calculated.
That is,

【数８】 ＸA （ｆ）・ＸB （ｆ）* ＝｛ｘA （ｆ）＋ｉｙA （ｆ）｝・｛ｘB （ｆ）− ｉ ｙB （ｆ）｝ ＝ｘC （ｆ）＋ｉｙC （ｆ） ・・・（８） であり、コヒーレンス（Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ）と位相
（Ｐｈａｓｅ）は、## EQU8 ## XA (f) .XB (f) * = {xA (f) + iyA (f)}. {XB (f) -iyB (f)} = xC (f) + iyC (f) ... (8) and the coherence and phase are

【数９】 Ｃｏｈ（ｆ）＝（ｘC （ｆ）2 ＋ｙC （ｆ）2 ）1/2 ・・・（９）(9) Coh (f) = (xC (f) 2 + yC (f) 2) 1/2 (9)

【数１０】 Ｐｈａｓｅ（ｆ）＝ｃｏｓ-1｛ｘC （ｆ）／（ｘC （ｆ）2 ＋ｙC （ｆ）2 ）1/2 ｝ ・・・（１０） となる。図３（Ｃ）には、このようにして算出されるコ
ヒーレンスと位相が示されている。算出されたコヒーレ
ンス及び位相は時間差検出回路８に出力される。時間差
検出回路８では、コヒーレンスの高い周波数帯での位相
の傾きａを求める。ここで、到来時間差Δｔにより受信
波形Ａ、Ｂにδだけの位相のずれが生じた（但し１波長
以内とする）とすると、δとΔｔは比例するので、## EQU10 ## Phase (f) = cos -1 {xC (f) / (xC (f) 2 + yC (f) 2 ) 1/2 } (10) FIG. 3 (C) shows the coherence and the phase thus calculated. The calculated coherence and phase are output to the time difference detection circuit 8. The time difference detection circuit 8 obtains the phase inclination a in the frequency band with high coherence. Here, assuming that the received waveforms A and B have a phase shift of δ due to the arrival time difference Δt (however, within 1 wavelength), δ and Δt are proportional,

【数１１】 δ：２π＝Δｔ：１／ｆ ・・・（１１） の関係があるから、Since there is a relationship of δ: 2π = Δt: 1 / f (11),

【数１２】 Δｔ＝δ／（２πｆ） ・・・（１２） となる。従って、傾きａ（＝δ／ｆ）と到来時間差との
間には、(12) Δt = δ / (2πf) (12) Therefore, between the slope a (= δ / f) and the arrival time difference,

【数１３】 Δｔ＝ａ／２π ・・・（１３） の関係があるから、求めた傾きａから一義的に到来時間
差Δｔを算出することができる。このようにして算出さ
れた到来時間差Δｔは、方位算出回路９に出力される。
方位算出回路９では、入力された到来時間差Δｔと受信
アンテナ１、２の間隔ｄを用いて、上述の（１）式に従
い電波の到来方位を算出できる。Since there is a relationship of Δt = a / 2π (13), the arrival time difference Δt can be uniquely calculated from the obtained slope a. The arrival time difference Δt calculated in this way is output to the azimuth calculation circuit 9.
In the azimuth calculation circuit 9, the arrival azimuth of the radio wave can be calculated according to the above equation (1) using the input time difference Δt and the interval d between the receiving antennas 1 and 2.

【００２６】このように、本実施の形態では、クロスス
ペクトルを利用して高精度に電波の方位を得ることがで
きる。As described above, in this embodiment, the direction of the radio wave can be obtained with high accuracy by using the cross spectrum.

【００２７】＜実施の形態２＞上述した実施の形態１で
は、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明し
たが、ＩＦ信号に周波数変換した信号をＡ／Ｄ変換して
もよい。<Second Preferred Embodiment> In the first preferred embodiment described above, the case where the received signal is directly A / D converted has been described, but the signal frequency-converted to the IF signal may be A / D converted.

【００２８】図４は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１０、１１は受信した信号の増幅及び周波数変換を
行う受信機、５、６は増幅され周波数変換されたＩＦ信
号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、７はデジ
タルデータのクロススペクトルを計算するクロススペク
トル計算回路、８は時間差検出回路、９は方位算出回路
である。クロススペクトル計算回路７は、入力したそれ
ぞれの受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路及び
フーリエ変換した信号のクロススペクトルを計算する掛
け算回路から構成されている。なお、本実施の形態で
は、受信アンテナは１組２個の場合を示しているが、２
組３個、３組４個・・・のいずれを用いてもよい。２組
３個の場合については後述の実施形態で説明する。FIG. 4 is a block diagram of the configuration of this embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, 10 and 11 are receivers for amplifying and frequency conversion of received signals, and 5 and 6 are A for converting IF signals which have been amplified and frequency-converted into digital data. A / D converter, 7 is a cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of digital data, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is composed of an FFT circuit that performs a fast Fourier transform on each input received signal and a multiplication circuit that calculates a cross spectrum of the Fourier transformed signal. In the present embodiment, the case where the number of receiving antennas is two per set is shown.
Any of three sets, three sets, four sets may be used. The case of 2 sets and 3 sets will be described in an embodiment below.

【００２９】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００３０】図４の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、受信機１０、１１に出力される。受信機
１０、１１では、入力した受信信号を増幅し、さらに所
定の周波数に変換してＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。
Ａ／Ｄ変換器５、６では、所定のサンプリングタイミン
グで入力した受信ＩＦ信号をデジタルデータに変換し、
クロススペクトル計算回路７に出力する。クロススペク
トル計算回路７では、実施の形態１と同様に、まず２つ
の受信波形をそれぞれ高速フーリエ変換し、得られた結
果を掛け算してクロススペクトルを算出する。そして、
得られたクロススペクトルのコヒーレンス及び位相は時
間差検出回路８に出力される。時間差検出回路８では、
コヒーレンスの高い周波数帯における位相の傾きを求
め、上記の（１３）式に従って到来時間差を算出する。
得られた到来時間差は方位算出回路９に出力され、方位
算出回路９では、上記の（１）式に従い電波の到来方位
を算出する。When a radio wave arrives at the azimuth detecting device of FIG. 4, the waveforms as shown in FIG.
2 is received and output to the receivers 10 and 11. The receivers 10 and 11 amplify the received signal that has been input, convert it to a predetermined frequency, and output it to the A / D converters 5 and 6.
The A / D converters 5 and 6 convert the received IF signal input at a predetermined sampling timing into digital data,
Output to the cross spectrum calculation circuit 7. In the cross spectrum calculation circuit 7, as in the first embodiment, first, the two received waveforms are each subjected to fast Fourier transform, and the obtained results are multiplied to calculate the cross spectrum. And
The obtained coherence and phase of the cross spectrum are output to the time difference detection circuit 8. In the time difference detection circuit 8,
The phase gradient in the frequency band with high coherence is obtained, and the arrival time difference is calculated according to the above equation (13).
The obtained arrival time difference is output to the azimuth calculation circuit 9, and the azimuth calculation circuit 9 calculates the arrival azimuth of the radio wave according to the above equation (1).

【００３１】＜実施の形態３＞上述した実施の形態１で
は、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明し
たが、検波したビデオ信号をＡ／Ｄ変換してもよい。<Third Embodiment> In the first embodiment described above, the case where the received signal is directly A / D converted has been described, but the detected video signal may be A / D converted.

【００３２】図５は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１２、１３は受信した信号の検波及び増幅を行う検
波増幅器、５、６は検波増幅されたビデオ信号をデジタ
ルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、７はデジタルデータ
のクロススペクトルを計算するクロススペクトル計算回
路、８は時間差検出回路、９は方位算出回路である。ク
ロススペクトル計算回路７は、入力したそれぞれの受信
信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変
換した信号のクロススペクトルを計算する掛け算回路か
ら構成されている。なお、本実施の形態では、受信アン
テナは１組２個の場合を示しているが、２組３個、３組
４個・・・のいずれを用いてもよい。FIG. 5 is a configuration block diagram of this embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving electric waves, 12 and 13 are detection amplifiers for detecting and amplifying received signals, and 5 and 6 are A / D conversions for converting the detected and amplified video signals into digital data. A reference numeral 7, a cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of digital data, 8 a time difference detection circuit, and 9 an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is composed of an FFT circuit that performs a fast Fourier transform on each input received signal and a multiplication circuit that calculates a cross spectrum of the Fourier transformed signal. In this embodiment, the number of receiving antennas is one set and two, but any of two sets, three sets, three sets and four sets may be used.

【００３３】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００３４】図５の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、検波増幅器１２、１３に出力される。検
波増幅器１２、１１では、入力した受信信号を検波増幅
し、ビデオ信号としてＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。
Ａ／Ｄ変換器５、６では、所定のサンプリングタイミン
グで入力した受信ビデオ信号をデジタルデータに変換
し、クロススペクトル計算回路７に出力する。クロスス
ペクトル計算回路７では、実施の形態１と同様に、まず
２つの受信波形をそれぞれ高速フーリエ変換し、得られ
た結果を掛け算してクロススペクトルを算出する。そし
て、得られたクロススペクトルのコヒーレンス及び位相
は時間差検出回路８に出力される。時間差検出回路８で
は、コヒーレンスの高い周波数帯における位相の傾きを
求め、上記の（１３）式に従って到来時間差を算出す
る。得られた到来時間差は方位算出回路９に出力され、
方位算出回路９では、上記の（１）式に従い電波の到来
方位を算出する。When radio waves arrive at the azimuth detecting apparatus of FIG. 5, the waveforms shown in FIG.
2 is received and output to the detection amplifiers 12 and 13. The detection amplifiers 12 and 11 detect and amplify the input reception signal and output it as video signals to the A / D converters 5 and 6.
The A / D converters 5 and 6 convert the received video signal input at a predetermined sampling timing into digital data and output the digital data to the cross spectrum calculation circuit 7. In the cross spectrum calculation circuit 7, as in the first embodiment, first, the two received waveforms are each subjected to fast Fourier transform, and the obtained results are multiplied to calculate the cross spectrum. Then, the coherence and phase of the obtained cross spectrum are output to the time difference detection circuit 8. The time difference detection circuit 8 obtains the slope of the phase in the frequency band with high coherence, and calculates the arrival time difference according to the above equation (13). The obtained arrival time difference is output to the azimuth calculation circuit 9,
The azimuth calculation circuit 9 calculates the arrival azimuth of the radio wave according to the above equation (1).

【００３５】＜実施の形態４＞上述した実施の形態１、
２、３においては、受信アンテナ１、２間の間隔が受信
対象電波の１波長以上ある場合、電波の到来方位によっ
ては位相のアンビギュイティ（あいまいさ）を生じるこ
とがある。すなわち、到来電波の位相のずれが、δ＋２
ｎπ（ｎ＝０、１、２・・）のいずれであるかが区別で
きない場合がある。本実施形態は、このような位相のア
ンビギュイティを解決するものである。<Fourth Embodiment> The first embodiment described above,
In 2 and 3, when the distance between the receiving antennas 1 and 2 is one wavelength or more of the reception target radio wave, phase ambiguity may occur depending on the arrival direction of the radio wave. That is, the phase shift of the incoming radio wave is δ + 2
In some cases, it cannot be distinguished which of nπ (n = 0, 1, 2, ...). The present embodiment solves such a phase ambiguity.

【００３６】図６は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、３、４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、
５、６は増幅されたＲＦ信号をデジタルデータに変換す
るＡ／Ｄ変換器、７はデジタルデータのクロススペクト
ルを計算するクロススペクトル計算回路、８は時間差検
出回路、９は方位算出回路である。クロススペクトル計
算回路７は、入力したそれぞれの受信信号を高速フーリ
エ変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変換した信号のクロ
ススペクトルを計算する掛け算回路から構成されてい
る。また、１４は任意の時間差だけ遅延させたデジタル
信号のクロススペクトルを計算する遅延クロススペクト
ル計算回路であり、その構成は遅延回路とクロススペク
トル回路７と同様なＦＦＴ回路、掛け算回路から構成さ
れている。遅延クロススペクトル計算回路１４の出力は
時間差検出回路８に入力される。従って、時間差検出回
路８には、クロススペクトル計算回路７からのコヒーレ
ンスと位相の他、遅延クロススペクトル計算回路１４か
らのコヒーレンスと位相も入力されることになる。な
お、本実施の形態では、受信アンテナは１組２個の場合
を示しているが、２組３個、３組４個・・・のいずれを
用いてもよい。FIG. 6 is a block diagram of the configuration of this embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, 3 and 4 are high-frequency amplifiers for amplifying received RF signals,
Reference numerals 5 and 6 are A / D converters for converting the amplified RF signals into digital data, 7 is a cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of digital data, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is composed of an FFT circuit that performs a fast Fourier transform on each input received signal and a multiplication circuit that calculates a cross spectrum of the Fourier transformed signal. Reference numeral 14 is a delay cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of a digital signal delayed by an arbitrary time difference, and its configuration is composed of a delay circuit, an FFT circuit similar to the cross spectrum circuit 7, and a multiplication circuit. . The output of the delay cross spectrum calculation circuit 14 is input to the time difference detection circuit 8. Therefore, in addition to the coherence and phase from the cross spectrum calculation circuit 7, the coherence and phase from the delay cross spectrum calculation circuit 14 are input to the time difference detection circuit 8. In this embodiment, the number of receiving antennas is one set and two, but any of two sets, three sets, three sets and four sets may be used.

【００３７】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００３８】図６の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。高周
波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅してＡ／
Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６では、
所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号をデ
ジタルデータに変換し、クロススペクトル計算回路７に
出力する。また、Ａ／Ｄ変換器５からのデジタル信号
は、遅延クロススペクトル計算回路１４にも出力され
る。クロススペクトル計算回路７では、実施の形態１と
同様に、まず２つの受信波形Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）をそれ
ぞれ高速フーリエ変換し、得られた結果ＸA（ｆ）、ＸB
（ｆ）を掛け算してクロススペクトルを算出する。そ
して、得られたクロススペクトルのコヒーレンス及び位
相は時間差検出回路８に出力される。一方、遅延クロス
スペクトル計算回路１４では、まずクロススペクトル計
算回路７において波形Ａ（ｔ）を高速フーリエ変換して
得られた結果ＸA （ｆ）のピークの周波数の周期に相当
する時間分だけ遅延回路で波形Ａ（ｔ）を遅延させる
（この遅延波形をＣ（ｔ）とする）。そして、この遅延
波形Ｃ（ｔ）を高速フーリエ変換し、得られた結果ＸC
（ｆ）をクロススペクトル計算回路７で波形Ａ（ｔ）を
高速フーリエ変換して得られた結果ＸA （ｆ）と掛け算
して遅延クロススペクトルを算出する。When radio waves arrive at the azimuth detecting apparatus of FIG. 6, the waveforms shown in FIG.
2 is received and is output to the high frequency amplifiers 3 and 4. The high frequency amplifiers 3 and 4 amplify the received signal that has been input and
Output to the D converters 5 and 6. In the A / D converters 5 and 6,
The received signal input at a predetermined sampling timing is converted into digital data and output to the cross spectrum calculation circuit 7. The digital signal from the A / D converter 5 is also output to the delay cross spectrum calculation circuit 14. In the cross spectrum calculation circuit 7, as in the first embodiment, first, the two received waveforms A (t) and B (t) are each subjected to fast Fourier transform, and the obtained results XA (f) and XB are obtained.
The cross spectrum is calculated by multiplying (f). Then, the coherence and phase of the obtained cross spectrum are output to the time difference detection circuit 8. On the other hand, in the delay cross spectrum calculation circuit 14, first, the delay circuit for the time corresponding to the cycle of the peak frequency of the result XA (f) obtained by performing the fast Fourier transform on the waveform A (t) in the cross spectrum calculation circuit 7. To delay the waveform A (t) (this delayed waveform is C (t)). Then, the delayed waveform C (t) is subjected to the fast Fourier transform, and the obtained result XC
The cross spectrum calculation circuit 7 multiplies (f) by the result XA (f) obtained by fast Fourier transforming the waveform A (t) to calculate the delayed cross spectrum.

【００３９】図７には、クロススペクトル計算回路７及
び遅延クロススペクトル計算回路１４で行われる処理の
内容が示されている。図７（Ａ）はクロススペクトル計
算回路７で得られる波形Ａ（ｔ）の高速フーリエ変換結
果の振幅と位相である。また、図７（Ｂ）はクロススペ
クトル計算回路７で得られる波形Ｂ（ｔ）の高速フーリ
エ変換結果の振幅と位相であり、図７（Ｃ）はこれらの
結果を掛け算して得られるクロススペクトルのコヒーレ
ンス及び位相である。また、図７（Ｄ）は遅延クロスス
ペクトル計算回路１４で得られる波形Ａ（ｔ）を遅延さ
せた波形Ｃ（ｔ）の高速フーリエ変換結果の振幅と位相
であり、図７（Ｅ）は波形Ａ（ｔ）の高速フーリエ変換
結果（図７（Ａ））と波形Ｃ（ｔ）の高速フーリエ変換
結果（図７（Ｄ））を掛け算して得られる遅延クロスス
ペクトルのコヒーレンス及び位相である。これら２つの
クロススペクトル結果が時間差検出回路８に出力され
る。FIG. 7 shows the contents of processing performed by the cross spectrum calculation circuit 7 and the delay cross spectrum calculation circuit 14. FIG. 7A shows the amplitude and phase of the fast Fourier transform result of the waveform A (t) obtained by the cross spectrum calculation circuit 7. 7B shows the amplitude and phase of the fast Fourier transform result of the waveform B (t) obtained by the cross spectrum calculation circuit 7, and FIG. 7C shows the cross spectrum obtained by multiplying these results. Is the coherence and phase of. 7D shows the amplitude and phase of the fast Fourier transform result of the waveform C (t) obtained by delaying the waveform A (t) obtained by the delay cross spectrum calculation circuit 14, and FIG. 7E shows the waveform. It is the coherence and phase of the delayed cross spectrum obtained by multiplying the fast Fourier transform result of A (t) (FIG. 7A) and the fast Fourier transform result of waveform C (t) (FIG. 7D). These two cross spectrum results are output to the time difference detection circuit 8.

【００４０】時間差検出回路８では、図７（Ｃ）に示さ
れたコヒーレンス及び位相からコヒーレンスの高い周波
数帯における位相の傾きａ1 を求めるとともに、図７
（Ｅ）に示されたコヒーレンス及び位相からコヒーレン
スの高い周波数帯における位相の傾きａ2 を求める。そ
して、これら２つの傾きの比ａ１／ａ２の整数部分ｎを
求め、さらに、The time difference detection circuit 8 obtains the phase inclination a1 in the high coherence frequency band from the coherence and phase shown in FIG.
From the coherence and phase shown in (E), the slope a2 of the phase in the high coherence frequency band is obtained. Then, the integer part n of the ratio a1 / a2 of these two slopes is obtained, and further,

【数１４】 Δｔ＝ａ１／２π＋ｎ／ｆ ・・・（１４） により到来時間差Δｔを算出する。算出された到来時間
差Δｔは方位算出回路９に出力される。方位算出回路９
では、上記の（１）式に従って電波の到来方位を得るこ
とができる。The arrival time difference Δt is calculated by Δt = a1 / 2π + n / f (14) The calculated arrival time difference Δt is output to the azimuth calculation circuit 9. Direction calculation circuit 9
Then, the arrival direction of the radio wave can be obtained according to the above equation (1).

【００４１】このように、本実施の形態では、クロスス
ペクトルと遅延クロススペクトルを用いることにより、
位相のアンビギュイティを解消して電波の到来方位を高
精度に求めることができる。As described above, in the present embodiment, by using the cross spectrum and the delayed cross spectrum,
The ambiguity of the phase can be eliminated and the arrival direction of the radio wave can be obtained with high accuracy.

【００４２】なお、本実施の形態では、高周波増幅器
３、４で増幅された信号を処理したが、高周波増幅器
３、４の変わりに増幅及び周波数変換を行う受信機１
０、１１（図４参照）を用いて、周波数変換した信号を
処理することも可能であり、周波数変換された後の信号
の処理は上述した実施の形態４と同様である。Although the signals amplified by the high frequency amplifiers 3 and 4 are processed in this embodiment, the receiver 1 that performs amplification and frequency conversion instead of the high frequency amplifiers 3 and 4 is processed.
It is also possible to process the frequency-converted signal using 0 and 11 (see FIG. 4), and the processing of the frequency-converted signal is the same as in the above-described fourth embodiment.

【００４３】＜実施の形態５＞上述した実施の形態４で
は、遅延クロススペクトルを用いることにより位相のア
ンビギュイティを解決したが、本実施形態では、他の構
成により位相のアンビギュイティを解決する場合を示
す。<Fifth Embodiment> In the above-described fourth embodiment, the phase ambiguity is solved by using the delay cross spectrum, but in the present embodiment, the phase ambiguity is solved by another configuration. The case is shown.

【００４４】図８は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、３、４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、
５、６は増幅されたＲＦ信号をデジタルデータに変換す
るＡ／Ｄ変換器、７はデジタルデータのクロススペクト
ルを計算するクロススペクトル計算回路、８は時間差検
出回路、９は方位算出回路である。クロススペクトル計
算回路７は、入力したそれぞれの受信信号を高速フーリ
エ変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変換した信号のクロ
ススペクトルを計算する掛け算回路から構成されてい
る。また、１８は、従来の方位探知装置と同じ構成の粗
時間差測定回路であり、波形の立ち上がりを検出する立
ち上がり検出回路１５、１６及び立ち上がりの時間差を
測定するタイムカウンタ１７から構成されている。この
粗時間差測定回路１８で測定された粗時間差は時間差検
出回路８に供給される。従って、時間差検出回路８に
は、粗時間差測定回路１８からの粗時間差データとクロ
ススペクトル計算回路７からのコヒーレンスと位相デー
タが入力されることになる。なお、本実施の形態では、
受信アンテナは１組２個の場合を示しているが、２組３
個、３組４個・・・のいずれを用いてもよい。FIG. 8 is a configuration block diagram of this embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, 3 and 4 are high-frequency amplifiers for amplifying received RF signals,
Reference numerals 5 and 6 are A / D converters for converting the amplified RF signals into digital data, 7 is a cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of digital data, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is composed of an FFT circuit that performs a fast Fourier transform on each input received signal and a multiplication circuit that calculates a cross spectrum of the Fourier transformed signal. Further, reference numeral 18 is a coarse time difference measuring circuit having the same configuration as that of the conventional direction finding device, and is composed of rise detection circuits 15 and 16 for detecting the rise of the waveform and a time counter 17 for measuring the time difference of the rise. The coarse time difference measured by the coarse time difference measuring circuit 18 is supplied to the time difference detecting circuit 8. Therefore, the coarse time difference data from the coarse time difference measuring circuit 18 and the coherence and phase data from the cross spectrum calculating circuit 7 are input to the time difference detecting circuit 8. In the present embodiment,
The number of receiving antennas is 2 in one set, but 2 in 3
Any of three, four, and so on may be used.

【００４５】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００４６】図８の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。高周
波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅してＡ／
Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６では、
所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号をデ
ジタルデータに変換し、クロススペクトル計算回路７に
出力する。クロススペクトル計算回路７では、上述した
各実施の形態と同様にしてクロススペクトルを計算し、
コヒーレンスと位相を時間差計算回路８に出力する。一
方、高周波増幅器５、６からの受信信号は、粗時間差測
定回路１８にも入力される。粗時間差測定回路１８で
は、まず、立ち上がり検出回路１５、１６でそれぞれ受
信波形Ａ、Ｂの立ち上がりを検出し、その検出信号をタ
イムカウンタ１７に出力する。タイムカウンタ１７で
は、入力した２つの検出信号に基づいて２つの受信波形
Ａ、Ｂの到来粗時間差Δｔ1 を求め、時間差検出回路８
に出力する。When radio waves arrive at the azimuth detecting apparatus of FIG. 8, the waveforms shown in FIG.
2 is received and is output to the high frequency amplifiers 3 and 4. The high frequency amplifiers 3 and 4 amplify the received signal that has been input and
Output to the D converters 5 and 6. In the A / D converters 5 and 6,
The received signal input at a predetermined sampling timing is converted into digital data and output to the cross spectrum calculation circuit 7. In the cross spectrum calculation circuit 7, the cross spectrum is calculated in the same manner as in the above-described respective embodiments,
The coherence and phase are output to the time difference calculation circuit 8. On the other hand, the received signals from the high frequency amplifiers 5 and 6 are also input to the coarse time difference measuring circuit 18. In the coarse time difference measuring circuit 18, first, the rising edge detection circuits 15 and 16 detect the rising edges of the reception waveforms A and B, and output the detection signals to the time counter 17. The time counter 17 obtains the arrival time difference .DELTA.t1 between the two received waveforms A and B based on the two input detection signals, and the time difference detection circuit 8
Output to

【００４７】図９は、粗時間差測定回路１８で測定され
る粗時間差Δｔ1 及びクロススペクトル計算回路７での
処理内容を示す。図９（Ａ）は２つの到来電波波形Ａ、
Ｂの粗時間差を示しており、両波形の立ち上がりの時間
差が粗時間差となる。また、図９（Ｂ）、（Ｃ）、
（Ｄ）はそれぞれクロススペクトル計算回路７での波形
Ａの高速フーリエ変換結果、波形Ｂの高速フーリエ変換
結果及びクロススペクトル計算結果である。これらのデ
ータが時間差検出回路８に出力される。FIG. 9 shows the coarse time difference Δt1 measured by the coarse time difference measuring circuit 18 and the processing contents in the cross spectrum calculation circuit 7. FIG. 9A shows two incoming radio wave waveforms A,
The rough time difference of B is shown, and the time difference between the rising edges of both waveforms is the rough time difference. 9 (B), (C),
(D) shows the fast Fourier transform result of the waveform A, the fast Fourier transform result of the waveform B, and the cross spectrum calculation result in the cross spectrum calculation circuit 7, respectively. These data are output to the time difference detection circuit 8.

【００４８】そして、時間差検出回路８では、以下のよ
うにして到来時間差Δｔを算出する。すなわち、まず、
クロススペクトル計算回路８から出力されたコヒーレン
スのレベルが高い周波数帯ｆとそのときの位相の傾きａ
を求める。次に、粗時間差測定回路１８から出力された
粗時間差Δｔ1 とコヒーレンスのレベルの高い周波数ｆ
の積の整数部分ｎを求める。そして、このｎを用いてThen, the time difference detection circuit 8 calculates the arrival time difference Δt as follows. That is, first,
A frequency band f having a high level of coherence output from the cross spectrum calculation circuit 8 and a phase gradient a at that time
Ask for. Next, the coarse time difference Δt1 output from the coarse time difference measuring circuit 18 and the frequency f having a high level of coherence.
Find the integer part n of the product of And using this n

【数１５】 Δｔ＝ａ／２π＋ｎ／ｆ ・・・（１５） により到来時間差Δｔを算出する。算出された到来時間
差Δｔは方位算出回路９に出力される。方位算出回路９
では、上記の（１）式に従って電波の到来方位を得るこ
とができる。The arrival time difference Δt is calculated by Δt = a / 2π + n / f (15) The calculated arrival time difference Δt is output to the azimuth calculation circuit 9. Direction calculation circuit 9
Then, the arrival direction of the radio wave can be obtained according to the above equation (1).

【００４９】このように、本実施の形態では、クロスス
ペクトルと従来の粗時間差を用いることにより、位相の
アンビギュイティを解消して電波の到来方位を高精度に
求めることができる。As described above, in the present embodiment, by using the cross spectrum and the conventional coarse time difference, the ambiguity of the phase can be eliminated and the arrival direction of the radio wave can be obtained with high accuracy.

【００５０】なお、本実施の形態では、高周波増幅器
３、４で増幅された信号を処理したが、高周波増幅器
３、４の変わりに増幅及び周波数変換を行う受信機１
０、１１（図４参照）を用いて、周波数変換した信号を
処理することも可能であり、周波数変換された後の信号
の処理は上述した実施の形態５と同様である。Although the signals amplified by the high frequency amplifiers 3 and 4 are processed in this embodiment, the receiver 1 that performs amplification and frequency conversion instead of the high frequency amplifiers 3 and 4 is processed.
It is also possible to process the frequency-converted signal using 0 and 11 (see FIG. 4), and the processing of the frequency-converted signal is the same as in the above-described fifth embodiment.

【００５１】＜実施の形態６＞上述した実施の形態４、
５では位相のアンビギュイティを解決する手段について
説明したが、本実施の形態では方位のアンビギュイティ
を解決する手段を示す。方位のアンビギュイティとは、
１組２個の受信アンテナを用いた場合、受信アンテナに
到来する電波の時間差が同一である方位が複数存在し得
るため、正確な到来方位を検出できないことをいう。<Sixth Embodiment> The fourth embodiment described above,
Although the means for solving the phase ambiguity has been described in Section 5, this embodiment shows a means for solving the azimuth ambiguity. What is ambiguity of direction?
When one set of two receiving antennas is used, it means that there may be a plurality of directions in which the time difference of the radio waves arriving at the receiving antennas is the same, so that the accurate arrival direction cannot be detected.

【００５２】図１０は、本実施の形態の構成ブロック図
である。基本構成は図１の構成と同様であり、図１の構
成において受信アンテナが２組３個の場合に相当する。
図において、１９は第３の受信アンテナ、２０は第３の
高周波増幅器、２１は第３のＡ／Ｄ変換器、２２は第２
のクロススペクトル計算回路である。クロススペクトル
計算回路７は、図１と同様に受信信号Ａと受信信号Ｂを
それぞれ高速フーリエ変換し、さらにこれらのクロスス
ペクトルを計算してコヒーレンスと位相を求める。一
方、クロススペクトル計算回路２２は、受信信号Ｂと第
３の受信アンテナ１９で受信した信号Ｃをそれぞれ高速
フーリエ変換し、さらにこれらのクロススペクトルを計
算してコヒーレンスと位相を求める。従って、時間差検
出回路８には、２個のクロススペクトル計算回路７、２
２からのコヒーレンスと位相データが入力されることに
なる。なお、本実施の形態では、受信アンテナは２組３
個の場合を示しているが、３組４個、４組５個・・・の
いずれを用いることも可能である。FIG. 10 is a block diagram of the configuration of this embodiment. The basic configuration is the same as that of FIG. 1, and corresponds to the case of two sets of three receiving antennas in the configuration of FIG.
In the figure, 19 is a third receiving antenna, 20 is a third high frequency amplifier, 21 is a third A / D converter, and 22 is a second.
It is a cross spectrum calculation circuit of. The cross spectrum calculation circuit 7 fast Fourier transforms the received signal A and the received signal B, respectively, as in FIG. 1, and further calculates the cross spectrum of these signals to obtain coherence and phase. On the other hand, the cross spectrum calculation circuit 22 fast Fourier transforms the received signal B and the signal C received by the third receiving antenna 19, respectively, and further calculates the cross spectrums thereof to obtain coherence and phase. Therefore, the time difference detection circuit 8 has two cross spectrum calculation circuits 7 and 2.
The coherence and phase data from 2 will be input. In this embodiment, two sets of receiving antennas are used.
Although the case of three pieces is shown, any of three pieces, four pieces, four pieces, five pieces, ... Can be used.

【００５３】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００５４】図１０の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形Ａ、Ｂ及び第３の波形Ｃがそ
れぞれ受信アンテナ１、２、１９で受信され、高周波増
幅器３、４、２０に出力される。高周波増幅器３、４、
２０では、入力した受信信号を増幅してＡ／Ｄ変換器
５、６、２１に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６、２１で
は、所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号
をデジタルデータに変換し、Ａ／Ｄ変換器５、６はクロ
ススペクトル計算回路７に出力し、Ａ／Ｄ変換器６、２
１はクロススペクトル計算回路２２に出力する。クロス
スペクトル計算回路７では、上述した各実施の形態と同
様にしてクロススペクトルを計算し、コヒーレンスと位
相を時間差計算回路８に出力する。一方、クロススペク
トル計算回路２２は、波形Ｂと波形Ｃのクロススペクト
ルを計算する。When radio waves arrive at the azimuth detecting apparatus of FIG. 10, the waveforms A and B and the third waveform C as shown in FIG. 2 are received by the receiving antennas 1, 2 and 19, respectively, and the high frequency amplifiers 3 and 4 are received. , 20 are output. High frequency amplifiers 3, 4,
At 20, the input received signal is amplified and output to the A / D converters 5, 6 and 21. The A / D converters 5, 6 and 21 convert the received signals input at predetermined sampling timings into digital data, and the A / D converters 5 and 6 output to the cross spectrum calculation circuit 7 for A / D conversion. Bowl 6, 2
1 is output to the cross spectrum calculation circuit 22. The cross spectrum calculation circuit 7 calculates the cross spectrum in the same manner as each of the above-described embodiments, and outputs the coherence and the phase to the time difference calculation circuit 8. On the other hand, the cross spectrum calculation circuit 22 calculates the cross spectrum of the waveform B and the waveform C.

【００５５】図１１は、クロススペクトル計算回路７、
２２の処理内容を示す。図１１（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）
はクロススペクトル計算回路７の処理であり、それぞれ
受信信号波形Ａの高速フーリエ変換処理、受信信号波形
Ｂの高速フーリエ変換処理、両者のクロススペクトルの
結果である。また、図１１（Ｄ）、（Ｂ）、（Ｅ）はク
ロススペクトル計算結果２２の処理であり、それぞれ受
信信号波形Ｂの高速フーリエ変換処理、受信信号波形Ｃ
の高速フーリエ変換処理、両者のクロススペクトルの結
果である。なお、図１１（Ｂ）は両クロススペクトル計
算回路で重複しているが、いずれか一方のクロススペク
トル計算回路で得られた高速フーリエ変換結果ＸB を他
方のクロススペクトル計算回路で利用する構成とするこ
とも可能である（図１０の構成は、このような利用によ
り構成の簡易化を図っている）。そして、図１１（Ｃ）
に示すコヒーレンスと位相及び図１１（Ｅ）に示すコヒ
ーレンスと位相はともに時間差検出回路８に出力され
る。FIG. 11 shows the cross spectrum calculation circuit 7,
22 shows the processing contents. FIG. 11 (A), (B), (C)
Is the processing of the cross spectrum calculation circuit 7, and is the result of the fast Fourier transform processing of the received signal waveform A, the fast Fourier transform processing of the received signal waveform B, and the cross spectrum of both. Further, FIGS. 11D, 11B, and 11E show the processing of the cross spectrum calculation result 22, which are the fast Fourier transform processing of the received signal waveform B and the received signal waveform C, respectively.
Is the result of the fast Fourier transform processing and the cross spectrum of both. Although FIG. 11B is duplicated in both cross spectrum calculation circuits, the fast Fourier transform result XB obtained in one cross spectrum calculation circuit is used in the other cross spectrum calculation circuit. It is also possible (the configuration of FIG. 10 simplifies the configuration by such use). Then, FIG. 11C
The coherence and phase shown in FIG. 11 and the coherence and phase shown in FIG. 11E are both output to the time difference detection circuit 8.

【００５６】時間差検出回路８では、クロススペクトル
計算回路７から出力されたコヒーレンスのレベルの高い
周波数帯ｆ1 及びそのときの位相の傾きａ1 と、クロス
スペクトル計算回路２２から出力されたコヒーレンスの
レベルの高い周波数帯ｆ2 とそのときの位相の傾きａ2
を求める。そして、ｎ＝０、１、２・・としてIn the time difference detection circuit 8, the frequency band f1 having a high level of coherence output from the cross spectrum calculation circuit 7 and the phase gradient a1 at that time, and the high level of coherence output from the cross spectrum calculation circuit 22 are detected. Frequency band f2 and phase slope a2 at that time
Ask for. And, with n = 0, 1, 2, ...

【数１６】 Δｔ＝ａ／２π＋ｎ／ｆ ・・・（１６） の中から可能性のある時間差Δｔ1 及びΔｔ2 を複数求
める。求めた到来時間差候補は方位算出回路９に出力さ
れる。方位算出回路９では、時間差検出回路８から出力
された到来時間差Δｔ1 、Δｔ2 及び受信アンテナ１と
２、２と１９の間隔に基づき、上記の（１）式を用いて
到来の可能性がある方位の候補をそれぞれ求める。そし
て、これら２系統でそれぞれ算出された候補方位に共通
に含まれる方位を抽出すれば、本来の電波の到来方位を
得ることができる。 ＜実施の形態７＞上述した実施の形態６では、高周波増
幅器で増幅された受信信号を処理して方位のアンビギュ
イティを解消したが、同様の処理を周波数変換された受
信信号で行うことも可能である。## EQU16 ## From Δt = a / 2π + n / f (16), a plurality of possible time differences Δt1 and Δt2 are obtained. The obtained arrival time difference candidates are output to the azimuth calculation circuit 9. The azimuth calculation circuit 9 uses the above equation (1) based on the arrival time differences Δt 1 and Δt 2 output from the time difference detection circuit 8 and the intervals between the receiving antennas 1, 2, 2 and 19 For each candidate. Then, by extracting the azimuths commonly included in the candidate azimuths calculated in each of these two systems, the original arrival azimuth of the radio wave can be obtained. <Embodiment 7> In Embodiment 6 described above, the received signal amplified by the high frequency amplifier is processed to eliminate the ambiguity of the azimuth. However, the same processing may be performed on the received signal whose frequency is converted. It is possible.

【００５７】図１２は、本実施の形態の構成ブロック図
である。基本構成は図４の構成と同様であり、図４の構
成において受信アンテナが２組３個の場合に相当する。
図において、１９は第３の受信アンテナ、２３は増幅及
び周波数変換を行う第３の受信機、２１は第３のＡ／Ｄ
変換器、２２は第２のクロススペクトル計算回路であ
る。クロススペクトル計算回路７は、図４と同様に受信
信号Ａと受信信号Ｂをそれぞれ高速フーリエ変換し、さ
らにこれらのクロススペクトルを計算してコヒーレンス
と位相を求める。一方、クロススペクトル計算回路２２
は、受信信号Ｂと第３の受信アンテナ１９で受信した信
号Ｃをそれぞれ高速フーリエ変換し、さらにこれらのク
ロススペクトルを計算してコヒーレンスと位相を求め
る。従って、時間差検出回路８には、２個のクロススペ
クトル計算回路７、２２からのコヒーレンスと位相デー
タが入力されることになる。時間差検出回路８及び方位
算出回路９の動作は上述の実施形態６と同様であり、方
位のアンビギュイティを解消して正確な電波の到来方位
を得ることができる。FIG. 12 is a block diagram of the configuration of this embodiment. The basic configuration is the same as the configuration of FIG. 4, and corresponds to the case of two sets of three receiving antennas in the configuration of FIG.
In the figure, 19 is a third receiving antenna, 23 is a third receiver that performs amplification and frequency conversion, and 21 is a third A / D.
The converter 22 is a second cross spectrum calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 fast Fourier transforms the received signal A and the received signal B, respectively, as in FIG. 4, and further calculates the cross spectrum of these signals to obtain coherence and phase. On the other hand, the cross spectrum calculation circuit 22
Performs fast Fourier transform on the received signal B and the signal C received by the third receiving antenna 19, respectively, and further calculates the cross spectrum of them to obtain the coherence and the phase. Therefore, the coherence and phase data from the two cross spectrum calculation circuits 7 and 22 are input to the time difference detection circuit 8. The operations of the time difference detection circuit 8 and the azimuth calculation circuit 9 are the same as those in the above-described sixth embodiment, and it is possible to eliminate the ambiguity of the azimuth and obtain the accurate arrival azimuth of the radio wave.

【００５８】なお、本実施の形態では、受信アンテナは
２組３個の場合を示しているが、３組４個、４組５個・
・・のいずれを用いることも可能である。In this embodiment, two sets of three receiving antennas are shown, but four sets, four sets, four sets, five sets.
.. can be used.

【００５９】また、実施の形態３でも述べたが、受信機
１０、１１、２３の代わりに検波増幅器を用いてビデオ
信号とし、このビデオ信号を処理して方位のアンビギュ
イティを解消することも可能である。Also, as described in the third embodiment, it is possible to eliminate the ambiguity of the azimuth by processing a video signal using a detection amplifier instead of the receivers 10, 11, and 23 and processing this video signal. It is possible.

【００６０】＜実施の形態８＞上述した各実施の形態で
は、図１３に示すように電波の反射等の影響により受信
波形の終端が歪んだ場合（図中アの部分）、測定精度が
低下する可能性がある。そこで、本実施の形態では、こ
のように波形が歪んだ場合にも対応して高精度の測定を
維持する手段について説明する。<Embodiment 8> In each of the above-described embodiments, when the end of the received waveform is distorted due to the influence of the reflection of radio waves as shown in FIG. there's a possibility that. Therefore, in the present embodiment, a means for maintaining a highly accurate measurement even when the waveform is distorted in this way will be described.

【００６１】図１４は、本実施の形態の構成ブロック図
である。図において、１、２は電波を受信する受信アン
テナ、３、４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、
５、６は増幅されたＲＦ信号をデジタルデータに変換す
るＡ／Ｄ変換器、２３、２４は受信した信号波形を任意
の時間分だけ切り取る波形切り取り回路、７はデジタル
データのクロススペクトルを計算するクロススペクトル
計算回路、８は時間差検出回路、９は方位算出回路であ
る。クロススペクトル計算回路７は、入力したそれぞれ
の受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路及びフー
リエ変換した信号のクロススペクトルを計算する掛け算
回路から構成されている。波形切り取り回路２３、２４
以外は図１の構成と同一である。なお、本実施の形態で
は、受信アンテナは１組２個の場合を示しているが、２
組３個、３組４個・・・のいずれを用いてもよい。FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, 3 and 4 are high-frequency amplifiers for amplifying received RF signals,
Reference numerals 5 and 6 are A / D converters for converting the amplified RF signal into digital data. Reference numerals 23 and 24 are waveform cutting circuits for cutting a received signal waveform by an arbitrary time. Reference numeral 7 is for calculating a cross spectrum of digital data. A cross spectrum calculation circuit, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is composed of an FFT circuit that performs a fast Fourier transform on each input received signal and a multiplication circuit that calculates a cross spectrum of the Fourier transformed signal. Waveform cutting circuit 23, 24
Other than that, the configuration is the same as that of FIG. In the present embodiment, the case where the number of receiving antennas is two per set is shown.
Any of three sets, three sets, four sets may be used.

【００６２】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００６３】図１４の方位探知装置に電波が到来した場
合、図１３に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ
１、２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。
高周波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅して
Ａ／Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６で
は、所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号
をデジタルデータに変換し、波形切り取り回路２３、２
４に出力する。波形切り取り回路２３、２４では、入力
した波形のうち、任意の時間分の波形だけを切り取り、
クロススペクトル計算回路７に出力する。従って、クロ
ススペクトル回路７には、図１３に示すような終端が歪
んだ波形は入力されず、以後は実施の形態１と同様の処
理を行うことにより高精度のクロススペクトル演算を行
うことができる。When a radio wave arrives at the azimuth detecting apparatus of FIG. 14, the waveforms shown in FIG. 13 are received by the receiving antennas 1 and 2, respectively, and output to the high frequency amplifiers 3 and 4.
The high frequency amplifiers 3 and 4 amplify the received signal that has been input and output it to the A / D converters 5 and 6. The A / D converters 5 and 6 convert the received signal input at a predetermined sampling timing into digital data, and the waveform clipping circuits 23 and 2
4 is output. In the waveform cutting circuits 23 and 24, only the waveform for an arbitrary time is cut out from the input waveform,
Output to the cross spectrum calculation circuit 7. Therefore, the waveform whose terminal is distorted as shown in FIG. 13 is not input to the cross spectrum circuit 7, and thereafter, the high-precision cross spectrum calculation can be performed by performing the same processing as that of the first embodiment. .

【００６４】なお、切り取り時間は任意に設定でき、到
来方位の演算結果に基づいて設定した切り取り時間を適
宜変更できる構成とするのが望ましい。It is desirable that the cutting time can be set arbitrarily and the cutting time set based on the calculation result of the arrival direction can be appropriately changed.

【００６５】＜実施の形態９＞上述した実施の形態８で
は、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明し
たが、ＩＦ信号に周波数変換した信号をＡ／Ｄ変換して
もよい。<Embodiment 9> In Embodiment 8 described above, the case where the received signal is directly A / D converted has been described, but the signal frequency-converted to the IF signal may be A / D converted.

【００６６】図１５は、本実施形態の構成ブロック図で
ある。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１０、１１は受信した信号の増幅及び周波数変換を
行う受信機、５、６は増幅され周波数変換されたＩＦ信
号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、２３、２
４は受信した信号波形を任意の時間分だけ切り取る波形
切り取り回路、７はデジタルデータのクロススペクトル
を計算するクロススペクトル計算回路、８は時間差検出
回路、９は方位算出回路である。クロススペクトル計算
回路７は、入力したそれぞれの受信信号を高速フーリエ
変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変換した信号のクロス
スペクトルを計算する掛け算回路から構成されている。
波形切り取り回路２３、２４以外は図４の構成と同一で
ある。なお、本実施の形態では、受信アンテナは１組２
個の場合を示しているが、２組３個、３組４個・・・の
いずれを用いてもよい。FIG. 15 is a configuration block diagram of this embodiment. In the figure, 1 and 2 are receiving antennas for receiving radio waves, 10 and 11 are receivers for amplifying and frequency conversion of received signals, and 5 and 6 are A for converting IF signals which have been amplified and frequency-converted into digital data. / D converter, 23, 2
Reference numeral 4 is a waveform cutting circuit that cuts the received signal waveform by an arbitrary time, 7 is a cross spectrum calculation circuit that calculates a cross spectrum of digital data, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is composed of an FFT circuit that performs a fast Fourier transform on each input received signal and a multiplication circuit that calculates a cross spectrum of the Fourier transformed signal.
The configuration is the same as that of FIG. 4 except for the waveform clipping circuits 23 and 24. In this embodiment, one set of receiving antennas is 2
Although the case of two pieces is shown, any of two pieces, three pieces, three pieces, four pieces, ... May be used.

【００６７】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００６８】図１５の方位探知装置に電波が到来した場
合、図１３に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ
１、２で受信され、受信機１０、１１に出力される。受
信機１０、１１では、入力した受信信号を増幅、周波数
変換してＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器
５、６では、所定のサンプリングタイミングで入力した
受信信号をデジタルデータに変換し、波形切り取り回路
２３、２４に出力する。波形切り取り回路２３、２４で
は、入力した波形のうち、任意の時間分の波形だけを切
り取り、クロススペクトル計算回路７に出力する。従っ
て、クロススペクトル回路７には、図１３に示すような
終端が歪んだ波形は入力されず、以後は実施の形態１と
同様の処理を行うことにより高精度のクロススペクトル
演算を行うことができる。When a radio wave arrives at the azimuth detecting apparatus of FIG. 15, the waveforms shown in FIG. 13 are received by the receiving antennas 1 and 2 and output to the receivers 10 and 11. The receivers 10 and 11 amplify the input received signal and frequency-convert it, and output it to the A / D converters 5 and 6. The A / D converters 5 and 6 convert the received signal input at a predetermined sampling timing into digital data and output the digital data to the waveform clipping circuits 23 and 24. The waveform cutout circuits 23 and 24 cut out only the waveform for an arbitrary time from the input waveforms and output it to the cross spectrum calculation circuit 7. Therefore, the waveform whose terminal is distorted as shown in FIG. 13 is not input to the cross spectrum circuit 7, and thereafter, the high-precision cross spectrum calculation can be performed by performing the same processing as that of the first embodiment. .

【００６９】＜実施の形態１０＞上述した実施の形態８
では、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明
したが、受信信号を検波増幅した信号をＡ／Ｄ変換して
もよい。<Embodiment 10> Embodiment 8 described above.
Although the case where the received signal is directly A / D converted has been described, the signal obtained by detecting and amplifying the received signal may be A / D converted.

【００７０】図１６は、本実施形態の構成ブロック図で
ある。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１２、１３は受信した信号の増幅及び検波を行う検
波増幅器、５、６は検波されたビデオ信号をデジタルデ
ータに変換するＡ／Ｄ変換器、２３、２４は受信した信
号波形を任意の時間分だけ切り取る波形切り取り回路、
７はデジタルデータのクロススペクトルを計算するクロ
ススペクトル計算回路、８は時間差検出回路、９は方位
算出回路である。クロススペクトル計算回路７は、入力
したそれぞれの受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ
回路及びフーリエ変換した信号のクロススペクトルを計
算する掛け算回路から構成されている。波形切り取り回
路２３、２４以外は図５の構成と同一である。なお、本
実施の形態では、受信アンテナは１組２個の場合を示し
ているが、２組３個、３組４個・・・のいずれを用いて
もよい。FIG. 16 is a configuration block diagram of this embodiment. In the figure, reference numerals 1 and 2 are reception antennas for receiving radio waves, 12 and 13 are detection amplifiers for amplifying and detecting received signals, and 5 and 6 are A / D converters for converting detected video signals into digital data. , 23 and 24 are waveform cutting circuits for cutting the received signal waveform for an arbitrary time,
Reference numeral 7 is a cross spectrum calculation circuit for calculating a cross spectrum of digital data, 8 is a time difference detection circuit, and 9 is an azimuth calculation circuit. The cross spectrum calculation circuit 7 is an FFT for performing a fast Fourier transform on each input received signal.
It is composed of a circuit and a multiplication circuit for calculating the cross spectrum of the Fourier transformed signal. The configuration is the same as that of FIG. 5 except for the waveform clipping circuits 23 and 24. In this embodiment, the number of receiving antennas is one set and two, but any of two sets, three sets, three sets and four sets may be used.

【００７１】次に動作について説明する。Next, the operation will be described.

【００７２】図１６の方位探知装置に電波が到来した場
合、図１３に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ
１、２で受信され、検波増幅器１２、１３に出力され
る。検波増幅器１２、１３では、入力した受信信号を検
波増幅してＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換
器５、６では、所定のサンプリングタイミングで入力し
た受信信号をデジタルデータに変換し、波形切り取り回
路２３、２４に出力する。波形切り取り回路２３、２４
では、入力した波形のうち、任意の時間分の波形だけを
切り取り、クロススペクトル計算回路７に出力する。従
って、クロススペクトル回路７には、図１３に示すよう
な終端が歪んだ波形は入力されず、以後は実施の形態１
と同様の処理を行うことにより高精度のクロススペクト
ル演算を行うことができる。なお、図６、図８、図１
０、図１２の構成においても同様に切り取り回路を設け
ることができるのは明らかであろう。When a radio wave arrives at the azimuth detecting apparatus of FIG. 16, the waveforms shown in FIG. 13 are received by the receiving antennas 1 and 2 and output to the detection amplifiers 12 and 13. The detection amplifiers 12 and 13 detect and amplify the input reception signal and output the received signals to the A / D converters 5 and 6. The A / D converters 5 and 6 convert the received signal input at a predetermined sampling timing into digital data and output the digital data to the waveform clipping circuits 23 and 24. Waveform cutting circuit 23, 24
Then, among the input waveforms, only the waveform for an arbitrary time is cut out and output to the cross spectrum calculation circuit 7. Therefore, the cross-spectrum circuit 7 does not receive a waveform whose end is distorted as shown in FIG.
By performing the same processing as the above, a highly accurate cross spectrum calculation can be performed. Note that FIG. 6, FIG. 8, and FIG.
It will be apparent that the cutout circuit can be provided in the same manner in the configurations of FIGS.

【００７３】[0073]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
クロススペクトルを計算し、コヒーレンスの高い周波数
帯における位相の傾きから到来時間差を求めるので、到
来電波の振幅差などの影響を受けることなく精度良く電
波の到来方位を求めることができる。As described above, according to the present invention,
Since the cross spectrum is calculated and the arrival time difference is obtained from the phase inclination in the high coherence frequency band, the arrival direction of the radio wave can be accurately obtained without being affected by the amplitude difference of the arrival radio wave.

【００７４】また、位相のアンビギュイティあるいは方
位のアンビギュイティを効果的に除去して到来方位の精
度を高めることができる。Further, it is possible to effectively remove the phase ambiguity or the azimuth azimuth to improve the accuracy of the incoming azimuth.

【００７５】さらに、受信波形に歪みが生じていても、
その影響を受けることなく、高精度の方位探知を行うこ
とができる。Furthermore, even if the received waveform is distorted,
Highly accurate direction finding can be performed without being affected by the influence.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 本発明の実施の形態１に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。FIG. 1 is a configuration block diagram of a direction finding device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 到来電波を示す説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram showing incoming radio waves.

【図３】 図１の方位探知装置の処理内容を示す説明図
である。FIG. 3 is an explanatory diagram showing the processing contents of the azimuth detection apparatus of FIG.

【図４】 本発明の実施の形態２に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。FIG. 4 is a configuration block diagram of a direction finding device according to a second embodiment of the present invention.

【図５】 本発明の実施の形態３に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。FIG. 5 is a configuration block diagram of an azimuth detecting device according to a third embodiment of the present invention.

【図６】 本発明の実施の形態４に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。FIG. 6 is a configuration block diagram of an azimuth detecting device according to a fourth embodiment of the present invention.

【図７】 図６の方位探知装置の処理内容を示す説明図
である。7 is an explanatory diagram showing the processing contents of the azimuth detecting apparatus of FIG.

【図８】 本発明の実施の形態５に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。FIG. 8 is a configuration block diagram of an azimuth detection device according to a fifth embodiment of the present invention.

【図９】 図８の方位探知装置の処理内容を示す説明図
である。9 is an explanatory diagram showing the processing contents of the azimuth detecting apparatus of FIG.

【図１０】 本発明の実施の形態６に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。FIG. 10 is a configuration block diagram of an azimuth detecting device according to a sixth embodiment of the present invention.

【図１１】 図１０の方位探知装置の処理内容を示す説
明図である。11 is an explanatory diagram showing the processing contents of the azimuth detecting apparatus of FIG.

【図１２】 本発明の実施の形態７に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。FIG. 12 is a configuration block diagram of a direction finding device according to a seventh embodiment of the present invention.

【図１３】 到来電波の歪みを示す説明図である。FIG. 13 is an explanatory diagram showing distortion of an incoming radio wave.

【図１４】 本発明の実施の形態８に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。FIG. 14 is a configuration block diagram of an azimuth detecting device according to an eighth embodiment of the present invention.

【図１５】 本発明の実施の形態９に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。FIG. 15 is a configuration block diagram of an azimuth detection apparatus according to Embodiment 9 of the present invention.

【図１６】 本発明の実施の形態１０に係る方位探知装
置の構成ブロック図である。FIG. 16 is a configuration block diagram of an azimuth detecting device according to a tenth embodiment of the present invention.

【図１７】 従来の方位探知装置の構成ブロック図であ
る。FIG. 17 is a configuration block diagram of a conventional direction finding device.

【図１８】 方位探知の基本原理を示す説明図である。FIG. 18 is an explanatory diagram showing the basic principle of direction finding.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１、２、９ 受信アンテナ、３、４、２０ 高周波増幅
器、５、６、２１ Ａ／Ｄ変換器、７、２２ クロスス
ペクトル計算回路、８ 時間差検出回路、９方位算出回
路、１０、１１、２３ 受信機、１２、１３ 検波増幅
器、１４ 遅延クロススペクトル計算回路、１５、１６
立ち上がり検出回路、１７ タイムカウンタ、１８
粗時間差測定回路、２４、２５ 波形切り取り回路、２
６、２７ 到来電波。1, 2, 9 receiving antennas, 3, 4, 20 high frequency amplifiers, 5, 6, 21 A / D converters, 7, 22 cross spectrum calculation circuit, 8 time difference detection circuit, 9 direction calculation circuit, 10, 11, 23 Receiver, 12, 13 Detection amplifier, 14 Delay cross spectrum calculation circuit, 15, 16
Rise detection circuit, 17 time counter, 18
Coarse time difference measuring circuit, 24, 25 Waveform cutting circuit, 2
6, 27 incoming radio waves.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小林 正明 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued Front Page (72) Inventor Masaaki Kobayashi 2-3-3 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo Sanryo Electric Co., Ltd.

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 ｎ組のクロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが
高い周波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信ア
ンテナで受信した到来電波の時間差を検出する時間差検
出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。1. A set of n + 1 (n is a natural number) receiving antennas arranged to be separated by a predetermined distance to receive an incoming radio wave, a high-frequency amplifier for amplifying a signal received by the receiving antenna, and the amplified signal. A / D converter for converting each received signal into a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a frequency band having a high coherence level indicated by the n sets of cross spectra. A time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas based on a phase gradient; and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of the radio wave based on the time difference and the predetermined distance. Direction finding device. 【請求項２】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信アンテナ
で受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器
と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。2. A set of n + 1 (n is a natural number) receiving antennas arranged to be separated by a predetermined distance to receive an incoming radio wave, and a receiver for amplifying and frequency-converting the signals received by the receiving antennas, respectively. An A / D converter for converting each of the frequency-converted reception signals into a digital signal, a cross-spectrum calculator for calculating n sets of cross-spectra of the digital signal, and a frequency having a high coherence level indicated by the cross-spectrum A time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas based on a phase inclination in a band; and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of the radio wave based on the time difference and the predetermined distance. Characteristic direction finding device. 【請求項３】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ
増幅する検波増幅器と、 前記検波された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信アンテナ
で受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器
と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。3. N sets of n + 1 receiving antennas arranged to be separated by a predetermined distance to receive an incoming radio wave, a detection amplifier for detecting and amplifying a signal received by the receiving antenna, and the detected reception. An A / D converter for converting each signal into a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a cross slope spectrum based on a slope of a phase in a frequency band having a high coherence level. An azimuth detecting apparatus comprising: a time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by n sets of receiving antennas; and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of a radio wave based on the time difference and the predetermined distance. 【請求項４】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 前記到来電波の１波長分だけ遅延した信号と前記デジタ
ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する遅延クロス
スペクトル演算器と、 クロススペクトル及び遅延クロススペクトルが示すコヒ
ーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の傾きか
ら前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差
を検出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。4. N sets of n + 1 receiving antennas which are arranged a predetermined distance apart to receive an incoming radio wave, a high frequency amplifier which amplifies a signal received by the receiving antenna, and the amplified received signal, respectively. An A / D converter for converting into a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a set of n sets of crosses of the signal delayed by one wavelength of the incoming radio wave and the digital signal. A delay cross spectrum calculator for calculating a spectrum, and a time difference detector for detecting a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a slope of a phase in a frequency band having a high coherence level indicated by the cross spectrum and the delay cross spectrum. And an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth of a radio wave based on the time difference and the predetermined distance An azimuth detecting device having: 【請求項５】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 前記到来電波の１波長分だけ遅延した信号と前記デジタ
ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する遅延クロス
スペクトル演算器と、 クロススペクトル及び遅延クロススペクトルが示すコヒ
ーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の傾きか
ら前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差
を検出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。5. A set of n + 1 (n is a natural number) receiving antennas arranged to be separated by a predetermined distance to receive an incoming radio wave, and a receiver for amplifying and frequency converting signals received by the receiving antennas, respectively. An A / D converter that converts each of the frequency-converted reception signals into a digital signal, a cross-spectral calculator that calculates n sets of cross spectra of the digital signal, and a delay of one wavelength of the incoming radio wave. A delay cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectrums of the signal and the digital signal, and a reception cross antenna received from the n sets of receiving antennas from the slope of the phase in the frequency band having a high coherence level indicated by the cross spectrum and the delay cross spectrum A time difference detector for detecting a time difference between incoming radio waves, and a radio wave based on the time difference and the predetermined distance. An azimuth detecting device having an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth. 【請求項６】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 到来電波パルスの前記受信アンテナへの到来時間から粗
時間差を演算する粗時間差演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
波数帯における位相の傾き及び前記粗時間差から前記ｎ
組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出す
る時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。6. N sets of n + 1 receiving antennas, which are arranged a predetermined distance apart to receive an incoming radio wave, high-frequency amplifiers for amplifying signals received by the receiving antennas, respectively, and the amplified received signals, respectively. A / D converter for converting to a digital signal, a cross spectrum calculator for calculating n sets of cross spectra of the digital signal, and a rough time difference calculation for calculating a rough time difference from the arrival time of an incoming radio wave pulse to the receiving antenna. And the phase slope and the coarse time difference in the frequency band where the level of coherence indicated by the cross spectrum is high,
An azimuth detecting apparatus, comprising: a time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by a pair of receiving antennas; and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of a radio wave based on the time difference and the predetermined distance. 【請求項７】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
クロススペクトル演算器と、 到来電波パルスの前記受信アンテナへの到来時間から粗
時間差を演算する粗時間差演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
波数帯における位相の傾き及び前記粗時間差から前記ｎ
組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出す
る時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。7. A set of n + 1 (n is a natural number) receiving antennas arranged to be separated by a predetermined distance to receive an incoming radio wave, and a receiver for amplifying and frequency converting signals received by the receiving antennas, respectively. An A / D converter that converts each of the frequency-converted reception signals into a digital signal, a cross-spectrum calculator that calculates n sets of cross-spectra of the digital signal, and an arrival radio wave pulse to the reception antenna. A coarse time difference calculator for calculating a coarse time difference from time; and a phase difference in a frequency band having a high level of coherence indicated by a cross spectrum and the rough time difference from the n
An azimuth detecting apparatus, comprising: a time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by a pair of receiving antennas; and an azimuth calculator that calculates an arrival azimuth of a radio wave based on the time difference and the predetermined distance. 【請求項８】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、 任意の時間分の波形を切り取る波形切り取り回路と、 切り取られたデジタル信号のｎ組のクロススペクトルを
演算するクロススペクトル演算器と、 ｎ組のクロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが
高い周波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信ア
ンテナで受信した到来電波の時間差を検出する時間差検
出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。8. A set of n + 1 (n is a natural number) receiving antennas, which are arranged a predetermined distance apart, for receiving an incoming radio wave, a high-frequency amplifier for amplifying a signal received by the receiving antenna, and the amplified signal. A / D converter that converts each received signal into a digital signal, a waveform clipping circuit that clips a waveform for an arbitrary time, a cross spectrum calculator that calculates n sets of cross spectra of the clipped digital signal, A time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a phase inclination in a frequency band having a high coherence level indicated by the n sets of cross spectra, and a radio wave based on the time difference and the predetermined distance. An azimuth detecting device having an azimuth calculator for calculating the arrival azimuth. 【請求項９】 所定距離離間して配置され、到来電波を
受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 任意の時間分の波形を切り取る波形切り取り回路と、 切り取られたデジタル信号のｎ組のクロススペクトルを
演算するクロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信アンテナ
で受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器
と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。9. A set of n + 1 (n is a natural number) receiving antennas arranged to be separated by a predetermined distance to receive an incoming radio wave, and a receiver for amplifying and frequency converting signals received by the receiving antennas, respectively. An A / D converter for converting each of the frequency-converted received signals into a digital signal, a waveform clipping circuit for clipping a waveform for an arbitrary time, and a cross for computing n sets of cross spectra of the clipped digital signal A spectrum calculator, a time difference detector for detecting a time difference of incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a phase inclination in a frequency band having a high coherence level indicated by a cross spectrum, and based on the time difference and the predetermined distance An azimuth detecting apparatus having an azimuth calculator for calculating an arrival azimuth of a radio wave. 【請求項１０】 所定距離離間して配置され、到来電波
を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ
増幅する検波増幅器と、 前記検波された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、 任意の時間分の波形を切り取る波形切り取り回路と、 切り取られたデジタル信号のｎ組のクロススペクトルを
演算するクロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
波数帯における位相の傾きから前記ｎ組の受信アンテナ
で受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器
と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
知装置。10. N sets of n + 1 receiving antennas, which are arranged a predetermined distance apart to receive an incoming radio wave, a detection amplifier for respectively detecting and amplifying the signals received by the receiving antenna, and the detected reception. A / D converter that converts each signal into a digital signal, a waveform cutout circuit that cuts out a waveform for an arbitrary time, a cross spectrum calculator that calculates n sets of cross spectra of the cut digital signal, and a cross spectrum , A time difference detector that detects a time difference between incoming radio waves received by the n sets of receiving antennas from a phase gradient in a frequency band having a high coherence level, and an arrival direction of the radio wave is calculated based on the time difference and the predetermined distance. An azimuth detecting apparatus having an azimuth calculator that operates.
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003035761A (en) * 2001-07-25 2003-02-07 Mitsubishi Electric Corp Direction finder and direction finding method
JP2009287942A (en) * 2008-05-27 2009-12-10 Mitsubishi Electric Corp Direction finder
JP2010019803A (en) * 2008-07-14 2010-01-28 Sony Corp Receiving device, wireless communication system, position estimation method, and program
JP2010096646A (en) * 2008-10-17 2010-04-30 Sony Corp Receiving apparatus, moving angle estimation method, program and wireless communication system
JP2010185690A (en) * 2009-02-10 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp Azimuth detection device and azimuth detection method
JP2010223870A (en) * 2009-03-25 2010-10-07 Mitsubishi Electric Corp Target azimuth calculating device
JP2021071411A (en) * 2019-10-31 2021-05-06 コベルコ建機株式会社 Load swing angle estimating device for cranes

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003035761A (en) * 2001-07-25 2003-02-07 Mitsubishi Electric Corp Direction finder and direction finding method
JP2009287942A (en) * 2008-05-27 2009-12-10 Mitsubishi Electric Corp Direction finder
JP2010019803A (en) * 2008-07-14 2010-01-28 Sony Corp Receiving device, wireless communication system, position estimation method, and program
JP4591565B2 (en) * 2008-07-14 2010-12-01 ソニー株式会社 Reception device, wireless communication system, position estimation method, and program
US8456362B2 (en) 2008-07-14 2013-06-04 Sony Corporation Receiving apparatus, radio communication system, position estimation method and program
JP2010096646A (en) * 2008-10-17 2010-04-30 Sony Corp Receiving apparatus, moving angle estimation method, program and wireless communication system
JP2010185690A (en) * 2009-02-10 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp Azimuth detection device and azimuth detection method
JP2010223870A (en) * 2009-03-25 2010-10-07 Mitsubishi Electric Corp Target azimuth calculating device
JP2021071411A (en) * 2019-10-31 2021-05-06 コベルコ建機株式会社 Load swing angle estimating device for cranes

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