JPH09252442A - Demodulation device - Google Patents
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- JPH09252442A JPH09252442A JP5898496A JP5898496A JPH09252442A JP H09252442 A JPH09252442 A JP H09252442A JP 5898496 A JP5898496 A JP 5898496A JP 5898496 A JP5898496 A JP 5898496A JP H09252442 A JPH09252442 A JP H09252442A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、テレビジョン信
号の復調に係り、特に中間周波信号の復調を行う復調装
置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to demodulation of a television signal, and more particularly to a demodulator for demodulating an intermediate frequency signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、テレビジョン放送信号の復調
は、図６に示すようなシステムで行われている。2. Description of the Related Art Generally, demodulation of a television broadcast signal is performed by a system as shown in FIG.
【０００３】まず、アンテナ１で高周波信号（ＲＦ信
号）で送られてくる放送電波を捕らえ、チューナ２でＲ
Ｆ信号から中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換す
る。チューナ２から出力されるＩＦ信号は、プリアンプ
３で増幅し、ＩＦフィルタ４に入力する。ＩＦフィルタ
４の出力信号は、可変利得アンプ５ａで信号レベルを調
整し、復調回路５ｂでベースバンド信号に復調する。First, an antenna 1 captures a broadcast radio wave transmitted as a high frequency signal (RF signal), and a tuner 2 performs R
Frequency conversion is performed from the F signal to the intermediate frequency signal (IF signal). The IF signal output from the tuner 2 is amplified by the preamplifier 3 and input to the IF filter 4. The output signal of the IF filter 4 is adjusted in signal level by the variable gain amplifier 5a and demodulated into a baseband signal by the demodulation circuit 5b.
【０００４】チューナ２から出力されるＩＦ信号は、残
留側波信号なので、そのまま復調すると、低周波成分が
強調された信号になってしまう。そこで、ＩＦフィルタ
４では、映像キャリア周波数付近の信号成分を制限し、
復調回路５ｂで復調された映像信号の周波数成分がフラ
ットになるようにしている。Since the IF signal output from the tuner 2 is a residual side wave signal, if it is demodulated as it is, it becomes a signal in which the low frequency component is emphasized. Therefore, the IF filter 4 limits the signal component near the video carrier frequency,
The frequency component of the video signal demodulated by the demodulation circuit 5b is made flat.
【０００５】このＩＦフィルタ４としては、良好な周波
数特性が得られやすいことから、表面弾性波フィルタ
（ＳＡＷフィルタ）が用いられている。一般に、ＳＡＷ
フィルタでの信号減衰は、約１０ｄＢ〜２０ｄＢと大き
い。このため、ＳＡＷフィルタの前段にプリアンプ３を
設置し、充分な信号増幅を行うことで、ＳＡＷフィルタ
での信号減衰によるＳ／Ｎ劣化を防止している。As the IF filter 4, a surface acoustic wave filter (SAW filter) is used because it is easy to obtain good frequency characteristics. Generally, SAW
The signal attenuation in the filter is as large as about 10 dB to 20 dB. Therefore, by installing the preamplifier 3 in the preceding stage of the SAW filter and performing sufficient signal amplification, S / N deterioration due to signal attenuation in the SAW filter is prevented.
【０００６】また、復調回路５ｂにはその復調レベルを
基に、システムの利得を制御するための自動利得制御
（ＡＧＣ）回路が含まれており、ここからチューナ２と
可変利得アンプ５ａに、ＲＦ信号の利得を制御する利得
制御信号ＲＦＡＧＣおよびＩＦ信号の利得を制御する利
得制御信号ＩＦＡＧＣをそれぞれ送り、復調信号レベル
を一定に保つように制御している。Further, the demodulation circuit 5b includes an automatic gain control (AGC) circuit for controlling the gain of the system on the basis of the demodulation level, from which the tuner 2 and the variable gain amplifier 5a are connected to the RF circuit. A gain control signal RFAGC for controlling the gain of the signal and a gain control signal IFAGC for controlling the gain of the IF signal are respectively sent to control so that the demodulation signal level is kept constant.
【０００７】また、図６の破線で囲む部分は集積回路
（ＩＣ）化可能範囲５を示し、ＳＡＷフィルタはＩＣ化
できないので、結局ＩＣ化できる部分は、可変利得アン
プ５ａと復調回路５ｂである。Further, a portion surrounded by a broken line in FIG. 6 indicates an integrated circuit (IC) realizable range 5, and the SAW filter cannot be integrated into an IC. Therefore, the parts which can eventually be integrated into the IC are the variable gain amplifier 5a and the demodulation circuit 5b. .
【０００８】このように、図６のシステムによれば良好
なテレビ信号の復調が行え、ある程度のＩＣ化もできる
ようになっている。しかしながら、近年、チューナ部や
映像復調回路のＩＣ化が進むにつれ、ＳＡＷフィルタの
固有の不具合が問題となってきた。即ち、周辺部品とし
て見たときのＳＡＷフィルタはその構造上ある程度の大
きさが必要である。しかも、ＳＡＷフィルタは通常ＩＣ
に用いられるシリコンでは作れないのでＩＣへの内蔵は
困難である。また既に述べたように、ＳＡＷフィルタで
の信号減衰は大きいので、本来必要のないプリアンプ３
を設けなければならない。As described above, according to the system shown in FIG. 6, good television signal demodulation can be performed and IC can be formed to some extent. However, in recent years, as the tuner unit and the video demodulation circuit have been integrated into ICs, problems peculiar to the SAW filter have become a problem. That is, the SAW filter when viewed as a peripheral component needs to have a certain size due to its structure. Moreover, the SAW filter is usually an IC
Since it cannot be made with silicon used for, it is difficult to embed it in an IC. Further, as already mentioned, since the signal attenuation in the SAW filter is large, the preamplifier 3 which is not originally necessary is provided.
Must be provided.
【０００９】さらに、インターキャリア方式と比較して
高画質・高音質を実現する復調方式であるスプリットキ
ャリア方式やクオージパラレル方式の場合、映像ＩＦ信
号（ＶＩＦ）と音声ＩＦ信号（ＳＩＦ）用に２つのＳＡ
Ｗフィルタが必要であり、コスト高になるという問題が
あった。放送方式は日本で用いられているＭ方式を始め
多数あるが、多方式のテレビジョン方式に対応としたと
きには、対応方式の数に応じてやはり多数のＳＡＷフィ
ルタが必要であった。Further, in the case of the split carrier system and the quasi parallel system, which are demodulation systems for realizing high image quality and high sound quality as compared with the inter carrier system, they are used for video IF signals (VIF) and audio IF signals (SIF). Two SA
There is a problem that the W filter is necessary and the cost becomes high. There are many broadcasting systems, including the M system used in Japan, but when supporting multiple television systems, a large number of SAW filters were also required according to the number of compatible systems.
【００１０】このように、従来方式には多数の問題点が
あったが、最近、問題点の解決を図る試みが成されてき
ている。例えば、１９８９年に発行された米国雑誌ＩＥ
ＥＥの「ＩＣＣＥ ＷＰＭ６．７，Ｐ９０−９１」に、
モノリシックＩＣ上にＳＡＷフィルタを積層させ、一体
化する技術が報告されている。ここに紹介されている内
容によれば、ＳＡＷフィルタとモノリシックＩＣが１チ
ップ化でき、小型化ができる、という利点がある。As described above, the conventional method has many problems, but recently, attempts have been made to solve the problems. For example, IE, a US magazine published in 1989.
In EE's "ICCE WPM6.7, P90-91",
A technique has been reported in which a SAW filter is laminated on a monolithic IC and integrated. According to the contents introduced here, there is an advantage that the SAW filter and the monolithic IC can be integrated into one chip and the size can be reduced.
【００１１】しかし、単に１チップ化しただけであるの
で、ＳＡＷフィルタでの信号減衰は、そのままであり改
善されるわけではない。しかも、プロセスが非常に特殊
であるため、チップコストが非常に高くなる、というデ
メリットがある。このため、コストが重視される民生機
器への適用が難しいものがある。However, since only one chip is used, the signal attenuation in the SAW filter remains unchanged and cannot be improved. Moreover, there is a demerit that the chip cost becomes very high because the process is very special. Therefore, it is difficult to apply it to consumer equipment where cost is important.
【００１２】別の方法として、ＩＦ信号を直接Ａ／Ｄ変
換器でデジタル信号に変換し、デジタルフィルタでＳＡ
Ｗフィルタと同等のＩＦ信号のフィルタリングを行うこ
とも考えられているが、ＩＦ信号のような高周波信号を
Ａ／Ｄ変換する回路を実現するのは非常に難しく、また
コストも高価となり現実的ではない。As another method, an IF signal is directly converted into a digital signal by an A / D converter, and an SA signal is converted by a digital filter.
Although it is considered to perform IF signal filtering equivalent to the W filter, it is very difficult to realize a circuit for A / D converting a high frequency signal such as an IF signal, and the cost is high, which is not practical. Absent.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の復調装
置では、ＳＡＷフィルタを使うことにより発生する、Ｉ
Ｃ化が困難、信号の減衰が大きいということや、高画質
・高音質システムや多方式のテレビジョン方式に対応し
ようとしたときに非常にコスト高となる、という問題が
あった。In the above-described conventional demodulation device, I generated by using the SAW filter, I
There are problems that it is difficult to convert to C, that the signal is greatly attenuated, and that the cost becomes very high when trying to support a high-quality / high-quality sound system or a multi-system television system.
【００１４】この発明は、ＩＣ化が可能な範囲を広げ、
多方式のテレビジョン方式への応用も容易な復調装置を
提供することにある。The present invention expands the range of possible IC integration,
An object of the present invention is to provide a demodulation device that can be easily applied to a multi-system television system.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ためにこの発明の復調装置では、映像中間周波信号の復
調回路から得られるクロックで動作するＦＩＲフィルタ
を、前記映像中間周波信号の残留側波帯信号に対する選
択度特性を持つ中間周波フィルタとして用いたことを特
徴とする。In order to solve the above-mentioned problems, in the demodulation device of the present invention, an FIR filter operating with a clock obtained from a demodulation circuit for a video intermediate frequency signal is provided on the residual side of the video intermediate frequency signal. It is characterized by being used as an intermediate frequency filter having selectivity characteristics for waveband signals.
【００１６】このような構成を取ることでＦＩＲフィル
タによる復調が実現できる。また、ＦＩＲフィルタでの
信号の減衰は殆どないので、これまでのＳＡＷフィルタ
を用いた場合に必要としていたプリアンプは不要とな
る。これにより、低コスト化ができ、しかもＩＣ化、特
に１チップＩＣ化が容易になる。By adopting such a configuration, demodulation by the FIR filter can be realized. Further, since there is almost no signal attenuation in the FIR filter, the preamplifier which is required when using the SAW filter up to now becomes unnecessary. As a result, the cost can be reduced and the IC, particularly the one-chip IC, can be easily realized.
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、こ
の発明の第１の実施の形態を説明するためのブロック図
である。この実施の形態は、図６のプリアンプ３とＩＦ
フィルタ４を削除し、可変利得アンプ５ａと復調回路５
ｂの間に新たにＦＩＲフィルタ５ｃを挿入し、そのＦＩ
Ｒフィルタ５ｃに復調回路５ｂからクロックＣＫを供給
し、さらにＩＣ化可能範囲５１を、可変利得アンプ５ａ
と復調回路５ｂに、ＦＩＲフィルタ５ｃを含む部分を加
えたことが図６の構成と異なる。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram for explaining the first embodiment of the present invention. In this embodiment, the preamplifier 3 and the IF of FIG.
The filter 4 is deleted and the variable gain amplifier 5a and the demodulation circuit 5 are removed.
The FIR filter 5c is newly inserted between b and the FI
The clock CK is supplied from the demodulation circuit 5b to the R filter 5c, and further the IC-enabled range 51 is set to the variable gain amplifier 5a.
The difference from the configuration of FIG. 6 is that a portion including the FIR filter 5c is added to the demodulation circuit 5b.
【００１８】可変利得アンプ５ａはＦＩＲフィルタ５ｃ
の後段に設置してもよいが、ＦＩＲフィルタ５ｃの前段
に置くことで、ＦＩＲフィルタ５ｃの入力信号レベルを
一定にすることができ、ＦＩＲフィルタ５ｃで発生する
ノイズに対して信号レベルが充分大きくなり出力信号で
のＳ／Ｎ劣化を防ぐことができる。The variable gain amplifier 5a is a FIR filter 5c.
Although it may be installed in the latter stage, by placing it in the front stage of the FIR filter 5c, the input signal level of the FIR filter 5c can be made constant, and the signal level is sufficiently high with respect to the noise generated in the FIR filter 5c. It is possible to prevent S / N deterioration in the output signal.
【００１９】また、復調回路５ｂをＰＬＬ同期検波回路
で構成するとともに、そのＶＣＯの発振周波数をキャリ
ア周波数のＮ倍とし、それをＮ分周した信号でＰＬＬの
フィードバックループがかかるようにすれば、ＶＣＯの
発振出力をＦＩＲフィルタ５ｃに供給するクロックＣＫ
とすることで、ＦＩＲフィルタ５ｃ用のクロック回路を
新たに設ける必要がなくなる。インターキャリア方式と
呼ばれる、この構成について図２を用いて具体的に説明
する。Further, if the demodulation circuit 5b is composed of a PLL synchronous detection circuit, the oscillation frequency of the VCO is N times the carrier frequency, and the PLL feedback loop is applied by a signal obtained by dividing the frequency by N. A clock CK that supplies the oscillation output of the VCO to the FIR filter 5c
By doing so, it becomes unnecessary to newly provide a clock circuit for the FIR filter 5c. This structure, which is called an inter-carrier system, will be specifically described with reference to FIG.
【００２０】図２の復調回路５ｂは、ＦＩＲフィルタ５
ｃからの信号を、映像検波回路ＩＤおよび位相検波回路
ＱＤの一方の入力に入力する。位相検波回路ＱＤの出力
はループフィルタＬＦを介してＶＣＯに入力する。ルー
プフィルタＬＦの出力により発振周波数が制御されるＶ
ＣＯの出力は、分周回路Ｄａに入力してＶＣＯの出力を
Ｎ分周し、φ０の分周出力を映像検波回路ＩＤに、φ９
０の分周出力を位相検波回路ＱＤの他方の入力にそれぞ
れ入力する。映像検波回路ＩＤの出力端から復調出力が
得られるようになっている。さらに、ＶＣＯの出力は、
ＦＩＲフィルタ５ｃのクロック信号ＣＫとして用いる。The demodulation circuit 5b shown in FIG.
The signal from c is input to one input of the video detection circuit ID and the phase detection circuit QD. The output of the phase detection circuit QD is input to the VCO via the loop filter LF. V whose oscillation frequency is controlled by the output of the loop filter LF
The output of CO is input to the frequency dividing circuit Da to divide the output of the VCO by N, and the divided output of φ0 is fed to the video detection circuit ID and φ9.
The frequency-divided output of 0 is input to the other input of the phase detection circuit QD. A demodulation output can be obtained from the output end of the video detection circuit ID. Furthermore, the output of the VCO is
It is used as the clock signal CK of the FIR filter 5c.
【００２１】位相検波回路ＱＤ、ループフィルタＬＦ、
ＶＣＯ及び分周回路Ｄａは、いわゆるＰＬＬ構成となっ
ており、位相検波回路ＱＤの一方の入力に対して分周回
路Ｄａの分周出力φ９０が９０度の位相関係になるよう
にＶＣＯが制御される。従って、分周回路Ｄａの分周出
力φ９０と９０度の位相関係にある、他方の分周出力φ
０を映像検波回路ＩＤの他方の入力とすることで、映像
検波回路ＩＤの出力端から復調出力を得ることができ
る。復調出力はＡＧＣ回路ＡＤにも入力し、ここからチ
ューナ２および可変利得アンプ５ａの利得制御信号ＲＦ
ＡＧＣ，ＩＦＡＧＣを出力する。The phase detection circuit QD, the loop filter LF,
The VCO and the frequency dividing circuit Da have a so-called PLL configuration, and the VCO is controlled so that the frequency dividing output φ90 of the frequency dividing circuit Da has a phase relationship of 90 degrees with respect to one input of the phase detecting circuit QD. It Therefore, the other divided output φ, which has a phase relationship of 90 degrees with the divided output φ90 of the divider circuit Da.
By setting 0 as the other input of the video detection circuit ID, a demodulation output can be obtained from the output end of the video detection circuit ID. The demodulation output is also input to the AGC circuit AD, from which the gain control signal RF of the tuner 2 and the variable gain amplifier 5a is input.
Outputs AGC and IFAGC.
【００２２】このように構成された復調回路５ｂのＶＣ
Ｏを、ＩＦ信号の搬送キャリアのＮ倍で発振させること
で、分周回路Ｄａの出力からはＩＦ信号の搬送キャリア
と同じ周波数の検波用のキャリアが得られる。特にＮ＝
４とすると、分周回路Ｄａからは正確に９０度位相のず
れた映像検波用および位相検波用のキャリアφ０とφ９
０が得られ、一般のＰＬＬ同期検波回路に必要な９０度
の位相差を作るための移相回路が不要になる。VC of the demodulation circuit 5b thus constructed
By oscillating O at N times the carrier of the IF signal, a carrier for detection having the same frequency as the carrier of the IF signal can be obtained from the output of the frequency dividing circuit Da. Especially N =
4, the frequency detectors Da are exactly 90 degrees out of phase with the frequency division carrier Da and the phase detection carriers φ0 and φ9.
0 is obtained, and the phase shift circuit for making the phase difference of 90 degrees required for a general PLL synchronous detection circuit becomes unnecessary.
【００２３】また、このＶＣＯの発振出力をＦＩＲフィ
ルタ５ｃのクロックとして供給することで、ＦＩＲフィ
ルタ５ｃでの正確なオーバーサンプリングが行え、非常
に高精度のフィルタリングが無調整で可能になる。Further, by supplying the oscillation output of the VCO as the clock of the FIR filter 5c, accurate oversampling can be performed by the FIR filter 5c, and extremely high precision filtering can be performed without adjustment.
【００２４】図３は、この発明の第２の実施の形態につ
いて説明するためのブロック図である。この実施の形態
は、クオージパラレル方式の復調回路に対応したもの
で、映像と音声信号をそれぞれ独立して復調できるよう
にしたもでのある。FIG. 3 is a block diagram for explaining the second embodiment of the present invention. This embodiment corresponds to a quad parallel type demodulation circuit, and can independently demodulate video and audio signals.
【００２５】即ち、ＦＩＲフィルタ５ｃは、映像用およ
び音声用に最適なフィルタリングをそれぞれ行った映像
ＩＦ信号ＶＩＦと音声ＩＦ信号ＳＩＦの２信号を出力す
る。映像ＩＦ信号ＶＩＦは、映像検波回路ＩＤと位相検
波回路ＱＤの一方の入力端に入力し、音声ＩＦ信号ＳＩ
Ｆは、ミキサーＭａの一方の入力端に入力する。ミキサ
ーＭａの他方の入力端には分周回路Ｄａのφ９０分周出
力がつながれており、ミキサーＭａの出力からは、周波
数変換された音声信号が得られるようになっている。That is, the FIR filter 5c outputs two signals, that is, a video IF signal VIF and a sound IF signal SIF which are respectively subjected to optimum filtering for video and audio. The video IF signal VIF is input to one of the input ends of the video detection circuit ID and the phase detection circuit QD, and the audio IF signal SI is input.
F is input to one input end of the mixer Ma. The φ90 frequency-divided output of the frequency dividing circuit Da is connected to the other input end of the mixer Ma, and a frequency-converted audio signal is obtained from the output of the mixer Ma.
【００２６】ミキサーＭａの出力は、さらにミキサーＭ
ｂの一方の入力端につながれ、ミキサーＭｂの他方の入
力端にはＶＣＯの出力をＭ分周する分周回路Ｄｂの出力
がつながれている。ミキサーＭｂの出力からミキサーＭ
ａの出力信号を周波数変換した信号が得られ、さらにバ
ンドパスフィルタＢＰＦでイメージ除去され、ＦＭ復調
器ＦＤにより音声信号に復調を行う。The output of the mixer Ma is the output of the mixer M.
b is connected to one input terminal, and the other input terminal of the mixer Mb is connected to the output of the frequency dividing circuit Db for dividing the output of the VCO by M. From the output of mixer Mb to mixer M
A signal obtained by frequency-converting the output signal of a is obtained, the image is further removed by the band pass filter BPF, and the audio signal is demodulated by the FM demodulator FD.
【００２７】この実施の形態によれば、ＦＩＲフィルタ
５ｃで映像用および音声用に最適なフィルタリングを行
っているので、映像信号と音声信号のビート妨害などに
よる干渉が少なくなるという特徴がある。According to this embodiment, since the FIR filter 5c performs optimum filtering for video and audio, there is a feature that interference due to beat interference between the video signal and the audio signal is reduced.
【００２８】ミキサーＭａの出力からは、映像キャリア
と音声キャリアの周波数差に周波数変換された音声信号
が得られ、これを更に分周回路Ｄｂの分周比Ｍを適当に
選ぶことによって、次に周波数変換するミキサーＭｂの
出力周波数を充分低くすることができ、特にＦＭ復調に
おけるＳ／Ｎ改善を行うことができる。From the output of the mixer Ma, an audio signal frequency-converted into the frequency difference between the video carrier and the audio carrier is obtained, which is further selected by appropriately selecting the frequency division ratio M of the frequency dividing circuit Db. The output frequency of the mixer Mb for frequency conversion can be made sufficiently low, and especially S / N improvement in FM demodulation can be performed.
【００２９】さらに、分周回路Ｄｂの分周比Ｍを放送方
式に合わせ変更することで、異なる放送方式に対しても
所定の周波数出力信号がミキサーＭｂから得られるよう
にできるので、多方式のテレビジョン放送にも対応が容
易である。Further, by changing the frequency division ratio M of the frequency dividing circuit Db according to the broadcasting system, it is possible to obtain a predetermined frequency output signal from the mixer Mb for different broadcasting systems. It is easy to support television broadcasting.
【００３０】多方式のテレビジョン放送に対応するとき
には、ＦＩＲフィルタ５ｃのフィルタリング特性も変更
する必要がある。なお厳密に言えば、ミキサーＭａの出
力には、イメージ除去のためのバンドパスフィルタまた
はローパスフィルタが必要となるか、イメージ周波数が
充分高く寄生容量などによりイメージ成分は減衰するの
で、実際の回路では不要である。また、バンドパスフィ
ルタＢＰＦはローパスフィルタでもよいが、直流成分が
そのまま伝わるので回路設計に注意が必要になる。To support multi-channel television broadcasting, it is necessary to change the filtering characteristic of the FIR filter 5c. Strictly speaking, the output of the mixer Ma requires a bandpass filter or a lowpass filter for image removal, or the image frequency is sufficiently high and the image component is attenuated by parasitic capacitance. It is unnecessary. The bandpass filter BPF may be a lowpass filter, but since the DC component is transmitted as it is, attention must be paid to the circuit design.
【００３１】図４はこの発明の第３の実施の形態につい
て説明するためのブロック図である。この実施の形態は
ミキサー回路を用いた図２の映像検波回路ＩＤと位相検
波回路ＱＤの代わりに、サンプル・ホールド回路を用い
た映像検波回路ＤＩと位相検波回路ＤＱを使用したもの
である。FIG. 4 is a block diagram for explaining the third embodiment of the present invention. In this embodiment, instead of the video detection circuit ID and the phase detection circuit QD of FIG. 2 which use a mixer circuit, a video detection circuit DI and a phase detection circuit DQ which use a sample and hold circuit are used.
【００３２】サンプル・ホールド回路を用いた映像検波
回路ＤＩと位相検波回路ＤＱで検波で行うことで、非線
形性の影響がなくなるので、ミキサー回路で行う場合に
比べ線形性や歪みおよびダイナミックレンジの点で有利
になる。Since the influence of the non-linearity is eliminated by performing the detection by the video detection circuit DI and the phase detection circuit DQ using the sample and hold circuit, the linearity, distortion and dynamic range are different from those in the case of the mixer circuit. Will be advantageous.
【００３３】図５は、この発明に用いるＦＩＲフィルタ
５ｃの構成例について説明するためのブロック図であ
る。即ち、クロック信号ＣＫの供給により動作する単位
遅延回路Ｄ１〜Ｄｎを従属接続し、最初の単位遅延回路
Ｄ１に入力信号を入力する。単位遅延回路Ｄ１〜Ｄｎの
出力は、それぞれタップ係数回路ａ１〜ａｎで重み付け
され加算回路Ａｄｄで加算を行い出力信号を得ることが
できる。FIG. 5 is a block diagram for explaining a configuration example of the FIR filter 5c used in the present invention. That is, the unit delay circuits D1 to Dn that operate by the supply of the clock signal CK are connected in cascade, and the input signal is input to the first unit delay circuit D1. The outputs of the unit delay circuits D1 to Dn are weighted by the tap coefficient circuits a1 to an, respectively, and added by the adder circuit Add to obtain an output signal.
【００３４】[0034]
【発明の効果】以上述べたように、この発明による復調
装置によれば、ＳＡＷフィルタを使わずにＩＦフィルタ
特性が得られ、ＳＡＷフィルタを使うことにより生じて
いた減衰量が大きいことやＩＣ内蔵化が困難といった問
題を解決でき、映像ＩＦ信号や音声ＩＦ信号に適したフ
ィルタリングが行うことができる。As described above, according to the demodulation device of the present invention, the IF filter characteristic can be obtained without using the SAW filter, the amount of attenuation generated by using the SAW filter is large, and the IC is built-in. It is possible to solve the problem that it is difficult to realize, and it is possible to perform filtering suitable for the video IF signal and the audio IF signal.
【図１】この発明の第１の実施の形態を説明するための
ブロック図。FIG. 1 is a block diagram for explaining a first embodiment of the present invention.
【図２】図１をより具体的に説明するためのブロック
図。FIG. 2 is a block diagram for explaining FIG. 1 more specifically;
【図３】この発明の第２の実施の形態について説明する
ためのブロック図。FIG. 3 is a block diagram for explaining a second embodiment of the present invention.
【図４】この発明の第３の実施の形態について説明する
ためのブロック図。FIG. 4 is a block diagram for explaining a third embodiment of the present invention.
【図５】この発明の実施の形態に用いるＦＩＲフィルタ
の構成例について説明するためのブロック図。FIG. 5 is a block diagram for explaining a configuration example of an FIR filter used in the embodiment of the present invention.
【図６】従来の復調装置について説明するためのブロッ
ク図。FIG. 6 is a block diagram for explaining a conventional demodulation device.
１…アンテナ、２…チューナ、５ａ…可変利得アンプ、
５ｂ…復調回路、５ｃ…ＦＩＲフィルタ、５１…ＩＣ可
能範囲、ＩＤ，ＤＩ…映像検波回路、ＱＤ，ＤＱ…位相
検波回路、ＬＦ…ループフィルタ、Ｄａ，Ｄｂ…分周回
路、Ｍａ，Ｍｂ…ミキサー、ＢＰＦ…バンドパスフィル
タ、ＦＤ…ＦＭ復調器。1 ... Antenna, 2 ... Tuner, 5a ... Variable gain amplifier,
5b ... Demodulation circuit, 5c ... FIR filter, 51 ... IC possible range, ID, DI ... Video detection circuit, QD, DQ ... Phase detection circuit, LF ... Loop filter, Da, Db ... Dividing circuit, Ma, Mb ... Mixer , BPF ... band pass filter, FD ... FM demodulator.
Claims (6)
るクロックで動作するＦＩＲフィルタを、前記映像中間
周波信号の残留側波帯信号に対する選択度特性を持つ中
間周波フィルタとして用いたことを特徴とする復調装
置。1. An FIR filter operating with a clock obtained from a video intermediate frequency signal demodulation circuit is used as an intermediate frequency filter having a selectivity characteristic for the residual sideband signal of the video intermediate frequency signal. Demodulator.
を持ち、前記ＦＩＲフィルタ出力を復調した復調出力に
基づいて、前記利得制御アンプの利得制御を行うことを
特徴とする請求項１記載の復調装置。2. The demodulator according to claim 1, wherein a gain control amplifier is provided in a stage preceding the FIR filter, and the gain control of the gain control amplifier is performed based on a demodulation output obtained by demodulating the output of the FIR filter. .
波数するＶＣＯと、そのＶＣＯの出力をＮ分周するＮ分
周回路を含むＰＬＬ同期検波回路で構成し、前記ＶＣＯ
の出力をＦＩＲフィルタのクロック信号として用いたこ
とを特徴とする請求項１記載の復調装置。3. The demodulation circuit comprises a VCO that oscillates at a frequency N times that of a video carrier, and a PLL synchronous detection circuit that includes an N divider circuit that divides the output of the VCO by N.
2. The demodulation device according to claim 1, wherein the output of is used as a clock signal of the FIR filter.
ち、そのＭ分周回路の出力を音声中間周波信号の周波数
変換用キャリアとして用いたことを特徴とする請求項３
記載の復調装置。4. The MCO frequency dividing circuit for dividing the VCO output by M is used, and the output of the M frequency dividing circuit is used as a frequency conversion carrier for an audio intermediate frequency signal.
The demodulator described.
ールド回路を、復調または周波数変換に用いたことを特
徴とする請求項３または４記載の復調装置。5. The demodulator according to claim 3, wherein the sample-and-hold circuit that operates with the output of the frequency dividing circuit is used for demodulation or frequency conversion.
を持ち、音声中間周波信号を所定の周波数に周波数変換
するようにしたことを特徴とする請求項４記載の復調装
置。6. A demodulator according to claim 4, further comprising means for switching a frequency division ratio M of the M frequency dividing circuit, for frequency-converting the audio intermediate frequency signal into a predetermined frequency.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5898496A JPH09252442A (en) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | Demodulation device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5898496A JPH09252442A (en) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | Demodulation device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09252442A true JPH09252442A (en) | 1997-09-22 |
Family
ID=13100122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5898496A Withdrawn JPH09252442A (en) | 1996-03-15 | 1996-03-15 | Demodulation device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09252442A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007119674A1 (en) * | 2006-04-05 | 2007-10-25 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Voice signal processing circuit |
-
1996
- 1996-03-15 JP JP5898496A patent/JPH09252442A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007119674A1 (en) * | 2006-04-05 | 2007-10-25 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Voice signal processing circuit |
| JP2007281739A (en) * | 2006-04-05 | 2007-10-25 | Sanyo Electric Co Ltd | Sound signal processing circuit |
| JP4610512B2 (en) * | 2006-04-05 | 2011-01-12 | 三洋電機株式会社 | Audio signal processing circuit |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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