JPH09238079A - Bipolar unipolar conversion circuit - Google Patents
Bipolar unipolar conversion circuitInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は伝送装置に使用され
るバイポーラ・ユニポーラ変換回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a bipolar / unipolar conversion circuit used in a transmission device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ディジタル伝送システムでは、ディジタ
ル・データを、電気インタフェース回路の送信部から受
信部へ向けて、平衡対ケーブルまたは同軸ケーブル等を
用いて数百ｍの距離を伝送している。この伝送されてき
たディジタル・データを受信する電気インタフェース回
路の受信部は、バイポーラ・ユニポーラ変換回路とタイ
ミング抽出回路とで構成され、バイポーラ・ユニポーラ
変換回路は、パルストランス（変成器）、自動しきい値
電圧制御回路、および比較器とを備えている。2. Description of the Related Art In a digital transmission system, digital data is transmitted from a transmission section to a reception section of an electric interface circuit over a distance of several hundred meters using a balanced pair cable or a coaxial cable. The receiving section of the electrical interface circuit that receives the transmitted digital data is composed of a bipolar unipolar conversion circuit and a timing extraction circuit. The bipolar unipolar conversion circuit is a pulse transformer (transformer), an automatic threshold circuit. A value voltage control circuit and a comparator are provided.
【０００３】バイポーラ・ユニポーラ変換回路におい
て、まず、パルストランスを用いて受信した入力信号を
同極性と逆極性に変換し、かつ信号振幅を増加する。こ
こで、入力信号は、一般に、２進信号の論理“１”レベ
ルが発生する毎に正極性のパルスと負極性のパルスが交
互に送出されたバイポーラ信号である。自動しきい値伝
電圧制御回路は、パルストランスからの出力電圧を上昇
した受信入力信号の信号振幅を監視し、直流（ＤＣ）信
号のしきい値電圧を発生し、かつしきい値電圧を制御
し、その制御したしきい値電圧を次段の比較器の基準値
入力に伝える。In the bipolar / unipolar conversion circuit, first, an input signal received using a pulse transformer is converted into the same polarity and the opposite polarity, and the signal amplitude is increased. Here, the input signal is generally a bipolar signal in which a positive polarity pulse and a negative polarity pulse are alternately transmitted every time a logical "1" level of a binary signal is generated. The automatic threshold voltage transfer control circuit monitors the signal amplitude of the received input signal in which the output voltage from the pulse transformer is increased, generates the threshold voltage of the direct current (DC) signal, and controls the threshold voltage. Then, the controlled threshold voltage is transmitted to the reference value input of the comparator in the next stage.
【０００４】この自動しきい値電圧制御回路は、入力信
号に対して、ダイオードとコンデンサからなる整流回路
を用い、最大振幅値からダイオードの順方向電圧分下が
ったＤＣ信号を発生し、別に設定した最低基準電圧との
間で、しきい値電圧を制御している。This automatic threshold voltage control circuit uses a rectifier circuit composed of a diode and a capacitor for an input signal to generate a DC signal which is lower than the maximum amplitude value by the forward voltage of the diode and set separately. The threshold voltage is controlled with the lowest reference voltage.
【０００５】図３に従来のバイポーラ・ユニポーラ変換
回路の構成を示す。図３は特公平８−２０１７号公報
（以下、先行技術１と呼ぶ）に開示されているものと実
質的に同一のものである。この先行技術１では、バイポ
ーラ・ユニポーラ変換回路の自動しきい値電圧制御回路
に対して、予め設定した最低基準しきい値電圧にダイオ
ードの順方向電圧を加算することで、パルスが粗な入力
信号を受けた場合のしきい値電圧の下降による識別不良
を防いでいる。FIG. 3 shows the configuration of a conventional bipolar / unipolar conversion circuit. FIG. 3 is substantially the same as that disclosed in Japanese Examined Patent Publication No. 8-2017 (hereinafter referred to as prior art 1). In the prior art 1, by adding the forward voltage of the diode to a preset minimum reference threshold voltage, an input signal with a coarse pulse is input to the automatic threshold voltage control circuit of the bipolar unipolar conversion circuit. This prevents the identification failure due to the decrease in the threshold voltage when receiving the voltage.
【０００６】すなわち、この先行技術１に開示されたバ
イポーラ・ユニポーラ変換回路は、入力信号を同極性と
逆極性に変換し、かつ信号振幅を増加させるパルストラ
ンスと、正極性のバイポーラ信号と基準しきい値電圧と
を比較する第１の比較器と、逆極性のバイポーラ信号と
基準しきい値とを比較する第２の比較器と、基準しきい
値電圧を入力信号振幅に対して自動的に制御する自動し
きい値電圧制御回路とを有する。そして、この先行技術
１では、バイポーラ・ユニポーラ変換回路の自動しきい
値電圧制御回路は、正極性または逆極性のバイポーラ信
号を受けて整流する波形整形用ダイオードと、整流した
出力を充電するコンデンサと、充電された電荷を放電す
る電圧設定用抵抗器とを有し、更に基準しきい値電圧の
最低基準しきい値電圧を制限する電圧制限用ダイオード
を有している。That is, the bipolar unipolar conversion circuit disclosed in the prior art 1 uses a pulse transformer for converting an input signal into the same polarity and the opposite polarity and increasing the signal amplitude, and a bipolar signal of positive polarity as a reference. A first comparator for comparing a threshold voltage, a second comparator for comparing a reverse polarity bipolar signal with a reference threshold, and a reference threshold voltage for an input signal amplitude automatically. And an automatic threshold voltage control circuit for controlling. In Prior Art 1, the automatic threshold voltage control circuit of the bipolar-unipolar conversion circuit includes a waveform shaping diode that rectifies a bipolar signal of a positive polarity or a reverse polarity and rectifies it, and a capacitor that charges the rectified output. , A voltage setting resistor for discharging the charged electric charge, and a voltage limiting diode for limiting the minimum reference threshold voltage of the reference threshold voltage.
【０００７】図３において、１は入力端子、２は送信側
負電極（送信側接地端子）、３はパルストランス、１２
は正電極（正電源端子）、１３，１４，１７，１８は抵
抗器、１５，２１はコンデンサ、１６は受信側負電極
（受信側接地端子）、１９，２０，２４はショットキバ
リア形ダイオード、２２，２３は比較器、２５は正極側
出力端子、２６は負極側出力端子である。In FIG. 3, 1 is an input terminal, 2 is a transmission side negative electrode (transmission side ground terminal), 3 is a pulse transformer, and 12
Is a positive electrode (positive power supply terminal), 13, 14, 17, and 18 are resistors, 15 and 21 are capacitors, 16 is a receiving-side negative electrode (receiving-side ground terminal), 19, 20 and 24 are Schottky barrier type diodes, 22 and 23 are comparators, 25 is a positive side output terminal, and 26 is a negative side output terminal.
【０００８】図４に図３の各点の波形状態を示す。図４
において、（１）は入力端子１の波形、（２）はＡ点の
波形、（３）はＢ点の波形、（４）はＣ点の波形、
（５）は比較器２２の入力波形で、（５−１）は比較器
２２の正極入力「Ａ点の波形」、（５−２）は比較器２
２の負極入力「基準しきい値電圧」、（６）は比較器２
３の入力波形で、（６−１）は比較器２３の正極入力
「Ｂ点の波形」、（６−２）は比較器２３の負極入力
「基準しきい値電圧」、（７）は比較器２２の出力、
（８）は比較器２３の出力をそれぞれ示している。FIG. 4 shows the waveform state of each point in FIG. FIG.
, (1) is the waveform at the input terminal 1, (2) is the waveform at point A, (3) is the waveform at point B, (4) is the waveform at point C,
(5) is the input waveform of the comparator 22, (5-1) is the positive input "waveform at point A" of the comparator 22, and (5-2) is the comparator 2
2 “negative threshold input” “reference threshold voltage”, (6) is comparator 2
In the input waveform of FIG. 3, (6-1) is the positive input “waveform at point B” of the comparator 23, (6-2) is the negative input of the comparator 23 “reference threshold voltage”, and (7) is the comparison Output of container 22
(8) shows the output of the comparator 23, respectively.
【０００９】図３および図４を参照して、従来のバイポ
ーラ・ユニポーラ変換回路の動作について説明する。The operation of the conventional bipolar / unipolar conversion circuit will be described with reference to FIGS. 3 and 4.
【００１０】パルストランス３の１次側に振幅ＶO-P1の
バイポーラ信号（図４（１）の左側に示す）を入力する
と、パルストランス３の２次側には図４（２）、（３）
の左側に示すようなＤＣバイアス電圧ＶB で振幅ＶP1の
波形が現れる。ここでＤＣバイアス電圧ＶB は抵抗１
３、１４とダイオード２４の順方向電圧分の電圧降下量
と正電極１２の電圧で決定される。ダイオード１９は信
号（図４（２））の正極性パルスが現れた時、導通状態
になり、ダイオード２０は信号（図４（３））の正極性
パルスが現れた時、導通状態になる。ダイオード１９、
２０が導通状態の時、コンデンサ２１には電荷が充電さ
れ、コンデンサ２１の両端の電圧が最大（ＶP1−ＶF1）
になるまで充電される。この時、信号（図４（２））ま
たは信号（図４（３））を整流した信号（図４（４））
がＣ点に得られる。ここで電圧ＶF1は、振幅ＶP1の信号
入力時におけるダイオード１９、２０の順方向電圧分の
電圧降下量である。When a bipolar signal of amplitude V O-P1 (shown on the left side of FIG. 4 (1)) is input to the primary side of the pulse transformer 3, the secondary side of the pulse transformer 3 shown in FIG. 3)
A waveform of amplitude V P1 appears at the DC bias voltage V B as shown on the left side of FIG . Here, the DC bias voltage V B is the resistance 1
It is determined by the voltage drop amount of the forward voltage of 3, 14 and the diode 24 and the voltage of the positive electrode 12. The diode 19 becomes conductive when the positive polarity pulse of the signal (FIG. 4 (2)) appears, and the diode 20 becomes conductive when the positive polarity pulse of the signal (FIG. 4 (3)) appears. Diode 19,
When 20 is conductive, the capacitor 21 is charged charges, the voltage across the capacitor 21 is maximum (V P1 -V F1)
Is charged until. At this time, the signal (FIG. 4 (2)) or the signal (FIG. 4 (3)) rectified (FIG. 4 (4))
Is obtained at point C. Here, the voltage V F1 is the amount of voltage drop corresponding to the forward voltage of the diodes 19 and 20 when the signal having the amplitude V P1 is input.
【００１１】今、ダイオード２４の順方向電圧分の電圧
降下量をＶD とすると、Ｄ点の電圧は（ＶB ＋ＶD ）と
なり、比較器２２、２３の基準しきい値電圧（図４（５
−２）、（６−２））は、抵抗器１７、１８により、Ｃ
点とＤ点の間の電圧（ＶB ＋ＶD ）〜（ＶB ＋（ＶP1−
ＶF1））の範囲で設定され、通常、パルス振幅の中点に
調整する。Now, assuming that the voltage drop amount of the forward voltage of the diode 24 is V D , the voltage at the point D becomes (V B + V D ) and the reference threshold voltage of the comparators 22 and 23 (see FIG. 5
-2) and (6-2)) are C by the resistors 17 and 18.
Voltage (V B + V D ) to (V B + (V P1 −
V F1 )) and is normally adjusted to the midpoint of the pulse amplitude.
【００１２】入力バイポーラ信号（図４（１））の振幅
が、接続ケーブルによる損失等により小さくなり、それ
に伴い信号（図４（２）、（３））の振幅が小さくなっ
ても、（ＶP1−ＶF1）の値が変化する為、基準しきい値
電圧（図４（５−２）、（６−２））はパルス振幅の中
点に設定される。Even if the amplitude of the input bipolar signal (FIG. 4 (1)) becomes small due to the loss due to the connecting cable, etc., and the amplitude of the signal (FIG. 4 (2), (3)) becomes small accordingly, (V since the value of P1 -V F1) is changed, the reference threshold voltage (FIG. 4 (5-2), (6-2)) is set to a middle point of the pulse amplitude.
【００１３】仮に入力端子１に図４（１）の右側に示す
様に、Ｖ0-P1より大きい振幅Ｖ0-P2をもつバイポーラ信
号が入力された場合、比較器２２、２３の基準しきい値
電圧（図４（５−２）、（６−２））は（ＶB ＋ＶD ）
〜（ＶB ＋（ＶP2−ＶF2））の範囲で設定される。振幅
Ｖ0-P1の信号入力時の動作と同様に、今度は（ＶP2−Ｖ
F2）の値が変化することでパルス振幅の中点に基準しき
い値（図４（５−２）、（６−２））が設定される。こ
こで電圧ＶF2は、振幅ＶP2の信号入力時におけるダイオ
ード１９、２０に順方向電圧分の電圧降下量である。If a bipolar signal having an amplitude V 0 -P2 larger than V 0 -P1 is input to the input terminal 1 as shown on the right side of FIG. 4 (1), the reference thresholds of the comparators 22 and 23 are input. The value voltage ((5-2), (6-2) in FIG. 4) is (V B + V D ).
To (V B + (V P2 −V F2 )). Similar to the operation at the time of inputting the signal of the amplitude V 0-P1 , this time (V P2- V
By changing the value of F2 ), the reference threshold value ((5-2), (6-2) in FIG. 4) is set at the midpoint of the pulse amplitude. Here, the voltage V F2 is the amount of voltage drop corresponding to the forward voltage in the diodes 19 and 20 when the signal having the amplitude V P2 is input.
【００１４】図４（５）と（６）に比較器２２と２３の
入力波形状態を各々示す。また、図４（７）と（８）に
比較器２２と２３の出力波形状態を各々示す。入力端子
１に入力されたバイポーラ信号に対して、比較器２２の
出力（図４（７））に正極のユニポーラ信号が得られ、
比較器２３の出力（図４（８））に負極のユニポーラ信
号が得られる。Input waveform states of the comparators 22 and 23 are shown in FIGS. 4 (5) and 4 (6), respectively. 4 (7) and (8) show the output waveform states of the comparators 22 and 23, respectively. For the bipolar signal input to the input terminal 1, a positive unipolar signal is obtained at the output of the comparator 22 (FIG. 4 (7)),
A negative unipolar signal is obtained at the output of the comparator 23 (FIG. 4 (8)).
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】図３に示す従来のバイ
ポーラ・ユニポーラ変換回路において、入力パルスが粗
の場合の低レベル状態で、コンデンサ２１に充電された
電荷は抵抗１７、１８を介して放電される。この時、基
準しきい値電圧は、ダイオード２４の順方向電圧の電圧
降下量ＶD に抑えられる。基準しきい値電圧がＤＣバイ
アス電圧ＶB に近づき、比較器２２、２３でパルスの識
別不可能となることを抑制することを特徴としている。
しかながら、通常の伝送装置でバイポーラ・ユニポーラ
変換回路を使用する場合、入力データの伝送周波数は数
ＭＨｚ以上であり、０連続データ伝送の不安定性を考慮
して、ＢｎＺＳ（Bipolar with n Zeros Substitution
Codes ）符号方式が用いられる。この為、粗なデータが
入力された場合、コンデンサ２１が放電して、基準しき
い値電圧がＤＣバイアスＶB に近づいても、比較器２
２、２３で識別不可能なレベルまで電圧降下することは
生じない。In the conventional bipolar unipolar conversion circuit shown in FIG. 3, the electric charge charged in the capacitor 21 is discharged through the resistors 17 and 18 in the low level state when the input pulse is coarse. To be done. At this time, the reference threshold voltage is suppressed to the voltage drop amount V D of the forward voltage of the diode 24. It is characterized in that the reference threshold voltage approaches the DC bias voltage V B and the comparators 22 and 23 prevent the pulses from being indistinguishable.
However, when a bipolar / unipolar conversion circuit is used in a normal transmission device, the transmission frequency of input data is several MHz or more, and in consideration of the instability of 0 continuous data transmission, BnZS (Bipolar with n Zeros Substitution) is considered.
Codes). Therefore, when rough data is input, the capacitor 21 is discharged, and even if the reference threshold voltage approaches the DC bias V B , the comparator 2
The voltage does not drop to a level that cannot be discriminated at 2 and 23.
【００１６】ここで、放電する時の放電曲線は、抵抗１
７、１８とコンデンサ２１の時定数で決定される。仮に
本例の伝送周波数をｆ＝１ＭＨｚとし、Ｂ８ＺＳ符号方
式を使用するとし、マーク率が１番小さいデータ列“０
００１”が入力された場合を考える。この場合、先頭の
“１”が入力された後、放電状態にあるＣ点のリップル
電圧ＶPIP は下記の数式１で表される。Here, the discharge curve when discharging is resistance 1
It is determined by the time constants of 7 and 18 and the capacitor 21. Assuming that the transmission frequency of this example is f = 1 MHz and the B8ZS coding method is used, the data string "0
Consider the case where "001" is input. In this case, after the leading "1" is input, the ripple voltage V PIP at the point C in the discharge state is expressed by the following formula 1.
【００１７】[0017]
【数１】 ここで、ｆ＝動作周波数＝１ＭＨｚ、コンデンサ２１の
容量ＣD ＝０．１μＦ、放電状態でのＣ点の電流Ｉ0 ＝
１ｍＡと仮定すると、 Ｔ＝周期＝（１／ｆ）＝１μＳ ＶPIP ＝（１ｍＡ／０．１μＦ）×（４μＳ／２）＝２
０ｍＶ となる。[Equation 1] Here, f = operating frequency = 1 MHz, the capacitance C D of the capacitor 21 = 0.1 μF, and the current I 0 at the point C in the discharged state
Assuming 1 mA, T = period = (1 / f) = 1 μS V PIP = (1 mA / 0.1 μF) × (4 μS / 2) = 2
It becomes 0 mV.
【００１８】ダイナミックレンジにもよるが、通常、比
較器で５ｍＡ程度の範囲で識別は可能であると考えら
れ、上記の条件下では、比較器が識別不可能となること
は一概に言えない。Although it depends on the dynamic range, it is generally considered that the comparator can discriminate within a range of about 5 mA, and under the above-mentioned conditions, it cannot be generally said that the comparator cannot discriminate.
【００１９】また、本例ではダイオード２４の順方向電
圧の電圧降下量ＶD は数１００ｍＶあると考えられ、最
低基準しきい値電圧を（ＶB ＋ＶD ）としている為、数
１００ｍＶ単位の微小振幅信号の識別が困難である。こ
れは距離特性の向上をさせる際の妨げにつながる。Further, in this example, the voltage drop amount V D of the forward voltage of the diode 24 is considered to be several 100 mV, and since the lowest reference threshold voltage is set to (V B + V D ), it is a minute unit of several 100 mV. It is difficult to identify the amplitude signal. This leads to an obstacle in improving the distance characteristic.
【００２０】更に、低電力化を意識して、比較器２２、
２３が３．３Ｖ動作の集積回路（ＩＣ）に内蔵されてい
ると仮定すると、原則的に比較器２２、２３に入力され
る信号振幅は３．３Ｖを越えない様にすることが望まし
い。よって、受信部の前段に減衰器を挿入したり、パル
ストランスによる信号増幅増加分を減らしたり、送信出
力のパワーを低減させたりすることによって、入力信号
振幅を不必要に小さくしなければならない。これも距離
特性の向上の妨げにつながる。Further, in consideration of reduction in power consumption, the comparator 22,
Assuming that 23 is built in an integrated circuit (IC) that operates at 3.3V, it is desirable that the signal amplitude input to the comparators 22 and 23 does not exceed 3.3V in principle. Therefore, the input signal amplitude must be unnecessarily reduced by inserting an attenuator in the preceding stage of the receiving section, reducing the amount of increase in signal amplification by the pulse transformer, and reducing the power of the transmission output. This also hinders the improvement of the distance characteristic.
【００２１】本発明の課題は、入力パルスが粗の場合の
低レベル状態での比較器におけるパルスの識別不可を抑
制する為に付加されている電圧制限用ダイオードによ
り、逆に数１００ｍＶ単位の微小振幅信号の識別が困難
となってしまい、距離特性の向上の妨げになるという第
１の問題を解決することにある。The object of the present invention is, by the voltage limiting diode added in order to suppress the indiscriminateness of the pulse in the comparator in the low level state when the input pulse is coarse, on the contrary, it is minute by several hundred mV unit. It is to solve the first problem that it becomes difficult to identify the amplitude signal, which hinders the improvement of the distance characteristic.
【００２２】本発明の他の課題は、比較器の低電源ＩＣ
内蔵化を意識した場合の入力信号振幅の許容制限により
生ずる距離特性劣化の第２の問題を解決することにあ
る。Another object of the present invention is to provide a low power supply IC for a comparator.
It is to solve the second problem of the deterioration of the distance characteristic caused by the allowable limitation of the amplitude of the input signal when considering the incorporation.
【００２３】[0023]
【課題を解決するための手段】本発明によるバイポーラ
・ユニポーラ変換回路は、正極性のパルスと負極性のパ
ルスが交互に送出された入力バイポーラ信号をユニポー
ラ信号に変換するバイポーラ・ユニポーラ変換回路にお
いて、入力バイポーラ信号を同極性と逆極性のバイポー
ラ信号に変換する変成器と、同極性のバイポーラ信号を
所定の範囲内に制限して、第１のクランプしたバイポー
ラ信号を出力する第１のクランプ回路と、逆極性のバイ
ポーラ信号を所定の範囲内に制限して、第２のクランプ
したバイポーラ信号を出力する第２のクランプ回路と、
第１のクランプしたバイポーラ信号と基準しきい値電圧
とを比較して、正極性のパルスに対応した正極のユニポ
ーラ信号を出力する第１の比較器と、第２のクランプし
たバイポーラ信号と基準しきい値電圧とを比較して、負
極性のパルスに対応した負極のユニポーラ信号を出力す
る第２の比較器と、入力バイポーラ信号の振幅の大きさ
に応じて、基準しきい値電圧を自動的に制御する自動し
きい値電圧制御回路と、を有することを特徴とする。A bipolar unipolar conversion circuit according to the present invention is a bipolar unipolar conversion circuit for converting an input bipolar signal in which positive polarity pulses and negative polarity pulses are alternately transmitted to a unipolar signal, A transformer for converting an input bipolar signal into a bipolar signal of the same polarity and a reverse polarity; and a first clamp circuit for limiting the bipolar signal of the same polarity within a predetermined range and outputting a first clamped bipolar signal. A second clamp circuit for limiting the reverse polarity bipolar signal within a predetermined range and outputting a second clamped bipolar signal;
A first comparator that compares a first clamped bipolar signal with a reference threshold voltage and outputs a positive unipolar signal corresponding to a positive pulse, and a second comparator that compares the clamped bipolar signal with a second clamped bipolar signal as a reference. A second comparator that outputs a negative unipolar signal corresponding to a negative pulse by comparing with a threshold voltage, and a reference threshold voltage is automatically set according to the amplitude of the input bipolar signal. And an automatic threshold voltage control circuit for controlling.
【００２４】[0024]
【作用】上記第１の問題については、電圧制限用ダイオ
ードを削除することで解決している。すなわち、電圧制
限用ダイオードを削除することで、基準しきい値電圧の
最低レベルは、ＤＣバイアス電圧と電圧設定用抵抗の電
圧降下量の和となる。これにより基準しきい値電圧は、
比較器の識別能力の限界付近まで設定可能となる。The first problem is solved by eliminating the voltage limiting diode. That is, by removing the voltage limiting diode, the minimum level of the reference threshold voltage becomes the sum of the DC bias voltage and the voltage drop amount of the voltage setting resistor. This gives the reference threshold voltage
It is possible to set it up to the limit of the discrimination ability of the comparator.
【００２５】また、上記第２の問題については、振幅の
大きい入力信号に対して、信号振幅が正電源またはグラ
ンド電位に対して極端に越えないように、信号線と正電
極と負電極に対して、電圧をクランプするダイオードを
挿入することで解決している。一般的に受信入力部にク
ランプ回路を付加したことで、伝送路及び送信部出力と
のインピーダンス不整合を起こすことが考えられる。し
かし、ここでクランプする為に用いるダイオードは、大
入力振幅時にのみ、導通状態となる為、大入力時に波形
劣化を起こすが、振幅が大きい為、受信データ誤りを起
こす可能性は少ない。また、微小振幅信号の受信時に
は、クランプ用ダイオードはオフ状態にある為、インピ
ーダンス不整合の影響は無くなる。上述した内容によ
り、低電源化された次段の比較器の入力振幅の許容範囲
を意識して、受信入力振幅を不要に下げることをせず
に、かつしきい値電圧を数１００ｍＶ以下に設定および
調整が可能なバイポーラ・ユニポーラ変換回路の実現が
可能となる。With respect to the second problem, with respect to an input signal having a large amplitude, the signal line, the positive electrode and the negative electrode are connected to the signal line so that the signal amplitude does not extremely exceed the positive power supply or the ground potential. The problem is solved by inserting a diode that clamps the voltage. In general, adding a clamp circuit to the reception input section may cause impedance mismatch between the transmission line and the output of the transmission section. However, the diode used for clamping here is in a conducting state only when the input amplitude is large, so that the waveform is deteriorated when the input is large, but since the amplitude is large, the possibility of receiving data error is small. In addition, since the clamping diode is in the off state when receiving a small amplitude signal, the influence of impedance mismatching disappears. Due to the above-mentioned contents, the threshold voltage is set to several hundred mV or less without unnecessarily lowering the reception input amplitude, considering the allowable range of the input amplitude of the comparator of the lower power supply stage. Further, it becomes possible to realize an adjustable bipolar unipolar conversion circuit.
【００２６】[0026]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の一
実施形態を詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
【００２７】図１は本発明の一実施形態によるバイポー
ラ・ユニポーラ変換回路を示す回路図であり、図２は図
１の各点の波形状態を示す波形図である。図１におい
て、１は入力端子、２は送信側負電極、３はパルストラ
ンス、４，８，１２は正電極、１３，１４，１７，１８
は抵抗器、１５，２１はコンデンサ、７，１１，１６は
受信側負電極、５，６，９，１０，１９，２０はショッ
トキバリア形ダイオード、２２，２３は比較器、２５は
正極性出力端子、２６は負極性出力端子である。図２に
おいて、（１）は入力端子１の波形、（２）はＡ点の波
形、（３）はＢ点の波形、（４）はＣ点の波形、（５）
は比較器２２の入力波形、（５−１）は比較器２２の正
極入力「Ａ点の波形」、（５−２）は比較器２２の負極
入力「基準しきい値電圧」、（６）は比較器２３の入力
波形、（６−１）は比較器２３の正極入力「Ｂ点の波
形」、（６−２）は比較器２３の負極入力「基準しきい
値電圧」、（７）は比較器２２の出力、（８）は比較器
２３の出力をそれぞれ示している。FIG. 1 is a circuit diagram showing a bipolar unipolar conversion circuit according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram showing the waveform state of each point in FIG. In FIG. 1, 1 is an input terminal, 2 is a negative electrode on the transmission side, 3 is a pulse transformer, 4, 8 and 12 are positive electrodes, 13, 14, 17, 18
Are resistors, 15, 21 are capacitors, 7, 11, 16 are negative electrodes on the receiving side, 5, 6, 9, 10, 19, 20 are Schottky barrier type diodes, 22 and 23 are comparators, and 25 is a positive output. The terminal 26 is a negative output terminal. In FIG. 2, (1) is the waveform of the input terminal 1, (2) is the waveform at point A, (3) is the waveform at point B, (4) is the waveform at point C, and (5).
Is the input waveform of the comparator 22, (5-1) is the positive input of the comparator 22 “waveform at point A”, (5-2) is the negative input of the comparator 22 “reference threshold voltage”, (6) Is the input waveform of the comparator 23, (6-1) is the positive input "waveform at point B" of the comparator 23, (6-2) is the negative input of the comparator 23 "reference threshold voltage", (7) Indicates the output of the comparator 22, and (8) indicates the output of the comparator 23.
【００２８】本バイポーラ・ユニポーラ変換回路と図３
に示す従来のバイポーラ・ユニポーラ変換回路との相違
点は、電圧制限用ダイオード２４を削除し、パルストラ
ンス３の第１の出力端と第１の比較器２２の正極入力端
（＋）とを接続する信号線と正電極４と負電極７に対し
て、電圧をクランプするクランプ用ダイオード５、６を
挿入し、パルストランス３の第２の出力端と第２の比較
器２３の正極入力端（＋）とを接続する信号線と正電極
８と負電極１１に対して、電圧をクランプするクランプ
用ダイオード９、１０を挿入したことである。本例にお
いて、正電極４，８，１２の電位をＶDDとする。This bipolar unipolar conversion circuit and FIG.
The difference from the conventional bipolar unipolar conversion circuit shown in FIG. 3 is that the voltage limiting diode 24 is deleted and the first output terminal of the pulse transformer 3 and the positive input terminal (+) of the first comparator 22 are connected. Clamping diodes 5 and 6 for clamping the voltage are inserted into the signal line, the positive electrode 4, and the negative electrode 7, respectively, and the second output end of the pulse transformer 3 and the positive input end of the second comparator 23 ( That is, the clamping diodes 9 and 10 for clamping the voltage are inserted in the signal line connecting (+) and the positive electrode 8 and the negative electrode 11. In this example, the potentials of the positive electrodes 4, 8 and 12 are V DD .
【００２９】図１および図２を参照して、本実施の形態
に係るバイポーラ・ユニポーラ変換回路の動作について
説明する。The operation of the bipolar-unipolar conversion circuit according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2.
【００３０】まず、パルストランス３の１次側に、図２
（１）の左側に示す様な振幅Ｖ0-P3のバイポーラ信号を
入力した場合、パルストランス３の２次側には図２
（２）、（３）に示すようなＤＣバイアス電圧ＶB を中
心としする振幅ＶP3の波形が現れる。ここで、入力され
る信号振幅Ｖ0-P3は、パルストランス３の信号振幅増加
分を考慮しても、ＶDDもしくは０Ｖ電位を越えない程度
に小さい値であると仮定する。また、ＤＣバイアス電圧
ＶB は抵抗器１３、１４により決定される。ダイオード
１９は信号（図２（２））の正極性パルスが現れた時、
導通状態になり、ダイオード２０は信号（図２（３））
の正極性パルスが現れた時、導通状態になる。ダイオー
ド１９、２０が導通状態の時、コンデンサ２１には電荷
が充電され、コンデンサ２１の両端の電圧が最大（ＶP3
−ＶF4）になるまで充電され、Ｃ点に信号（図２
（２））または信号（図２（３））を整流した信号（図
２（４））が得られる。ここで電圧ＶF4は、振幅ＶP3の
信号入力時におけるダイオード１９、２０の順方向電圧
分の電圧降下量である。First, on the primary side of the pulse transformer 3, as shown in FIG.
When a bipolar signal with an amplitude V 0-P3 as shown on the left side of (1) is input, the secondary side of the pulse transformer 3 is shown in FIG.
Waveforms of amplitude V P3 centered on the DC bias voltage V B as shown in (2) and (3) appear. Here, it is assumed that the input signal amplitude V 0 -P3 is a small value that does not exceed V DD or 0 V potential even when the increase in the signal amplitude of the pulse transformer 3 is taken into consideration. Further, the DC bias voltage V B is determined by the resistors 13 and 14. When the positive pulse of the signal (FIG. 2 (2)) appears, the diode 19
It becomes conductive, and the diode 20 receives a signal (Fig. 2 (3)).
When a positive polarity pulse of appears, it becomes conductive. When the diodes 19 and 20 are in the conductive state, the capacitor 21 is charged with electric charge, and the voltage across the capacitor 21 is maximum (V P3
It is charged until it reaches -VF4 ) and a signal is sent to point C (Fig. 2).
(2)) or the signal (FIG. 2 (4)) obtained by rectifying the signal (FIG. 2 (3)) is obtained. Here, the voltage V F4 is the amount of voltage drop corresponding to the forward voltage of the diodes 19 and 20 when the signal having the amplitude V P3 is input.
【００３１】比較器２２、２３の基準しきい値電圧（図
２（５−２）、（６−２））は、抵抗器１７、１８によ
り、Ｃ点とＤ点の間の電圧（ＶB 〜ＶB ＋（ＶP3−
ＶF4））の範囲に設定される。The reference threshold voltage of the comparators 22 and 23 ((5-2), (6-2) in FIG. 2) is the voltage between the points C and D (V B by the resistors 17 and 18). ~ V B + (V P3 −
V F4 )).
【００３２】以下、従来技術の一例と同様な動作をし、
図２（７）、（８）に示すユニポーラ信号を得る。Hereinafter, the same operation as in the example of the prior art is performed,
The unipolar signal shown in FIGS. 2 (7) and (8) is obtained.
【００３３】今度は、パルストランス３の１次側（入力
端子１）に、図２（１）の右側に示す様な、Ｖ0-P3より
大きい振幅Ｖ0-P4のをもつバイポーラ信号を入力した場
合を考える。この場合も同様に、パルストランス３の２
次側には、図２（２）、（３）の右側に示すようなＤＣ
バイアス電圧ＶB を中心としする振幅ＶP4の波形が現れ
る。しかし、ここで入力される信号振幅Ｖ0-P4はパルス
トランス３の信号振幅増幅分を考慮した場合、ＶDDもし
くは０Ｖ電位を越えてしまう程に大きな値であると仮定
する。よって、Ａ点及びＢ点で得られる信号振幅ＶP4は
ダイオード５，６及びダイオード９，１０により、クラ
ンプされた値となる。すなわち、振幅ＶP4は（（ＶDD＋
ＶF3）−ＶB ）または（ＶB ＋ＶF3）となり、最大振幅
値はＶDD＋ＶF3、最小振幅値は（−ＶB ）となる。ここ
で、電圧ＶF3は、ダイオード５，６及びダイオード９，
１０のクランプ時に発生する順方向電圧分の電圧降下量
である。また、振幅Ｖ0-P3の信号入力時の動作と同様
に、今度はコンデンサ２１に最大（ＶP4−ＶF5）まで充
電され、Ｃ点に信号（図２（２））または信号（図２
（３））を整流した信号（図２（４））を得る。ここ
で、電圧ＶF5は、振幅ＶP4の信号入力時におけるダイオ
ード１９，２０の順方向電圧分の電圧降下量である。Next, a bipolar signal having an amplitude V 0 -P4 larger than V 0 -P3 as shown on the right side of FIG. 2A is input to the primary side (input terminal 1) of the pulse transformer 3. Consider the case. In this case as well, the pulse transformer 3 2
On the next side, DC as shown on the right side of FIGS.
A waveform with an amplitude V P4 centered on the bias voltage V B appears. However, it is assumed that the signal amplitude V 0 -P4 input here is large enough to exceed V DD or the 0 V potential in consideration of the signal amplitude amplification of the pulse transformer 3. Therefore, the signal amplitude V P4 obtained at the points A and B has a value clamped by the diodes 5 and 6 and the diodes 9 and 10. That is, the amplitude V P4 is ((V DD +
V F3 ) −V B ) or (V B + V F3 ), the maximum amplitude value is V DD + V F3 , and the minimum amplitude value is (−V B ). Here, the voltage V F3 is generated by the diodes 5, 6 and the diode 9,
It is the amount of voltage drop corresponding to the forward voltage that occurs when 10 is clamped. Further, similarly to the operation at the time of inputting the signal of the amplitude V 0 -P3, the capacitor 21 is charged up to the maximum (V P4 -V F5 ) this time, and the signal (FIG. 2 (2)) or the signal (FIG. 2) is supplied to the point C.
A signal ((4) in FIG. 2) obtained by rectifying (3) is obtained. Here, the voltage V F5 is the amount of voltage drop corresponding to the forward voltage of the diodes 19 and 20 when the signal having the amplitude V P4 is input.
【００３４】比較器２２、２３の基準しきい値電圧（図
２（５−２）、（６−２））は抵抗器１７，１８によ
り、Ｃ点とＤ点間の電圧（ＶB 〜ＶB ＋（ＶP4−
ＶF5））の範囲に設定される。The reference threshold voltage of the comparators 22 and 23 ((5-2) and (6-2) in FIG. 2) is the voltage between the points C and D (V B to V) by the resistors 17 and 18. B + (V P4 −
V F5 )) range.
【００３５】以下、従来技術の一例と同様な動作をし、
図２（７）と（８）に示すユニポーラ信号を得る。Hereinafter, the same operation as in the example of the prior art is performed,
The unipolar signal shown in FIGS. 2 (7) and (8) is obtained.
【００３６】[0036]
【発明の効果】以上説明したように本発明は、信号振幅
をクランプする機能を付加することで、次段の比較器の
低電源化に対して、不必要な受信感度の劣化を防ぐこと
ができる。また、最低基準しきい値電圧をクランプする
手段を不要とし、削除することで、距離特性の向上が図
れる。As described above, according to the present invention, by adding the function of clamping the signal amplitude, it is possible to prevent unnecessary deterioration of the receiving sensitivity with respect to the low power supply of the comparator in the next stage. it can. Further, the distance characteristic can be improved by eliminating the means for clamping the lowest reference threshold voltage and eliminating it.
【図１】本発明の一実施形態によるバイポーラ・ユニポ
ーラ変換回路を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a bipolar unipolar conversion circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１に示したバイポーラ・ユニポーラ変換回路
の各点の波形状態を示す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing a waveform state at each point of the bipolar unipolar conversion circuit shown in FIG.
【図３】従来のバイポーラ・ユニポーラ変換回路を示す
回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional bipolar / unipolar conversion circuit.
【図４】図３に示したバイポーラ・ユニポーラ変換回路
の各点の波形状態を示す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing a waveform state of each point of the bipolar unipolar conversion circuit shown in FIG.
１ 入力端子 ２ 送信側負電極 ３ パルストランス ４ 正電極（正電源端子） ５，６ ショットキバリア形ダイオード ７ 受信側負電極（受信側接地端子） ８ 正電極（正電源端子） ９，１０ ショットキバリア形ダイオード １１ 受信側負電極（受信側接地端子） １２ 正電極（正電源端子） １３，１４ 抵抗器 １５ コンデンサ １６ 受信側負電極（受信側接地端子） １７，１８ 抵抗器 １９，２０ ショットキバリア形ダイオード ２１ コンデンサ ２２，２３ 比較器 ２５ 正極性出力端子 ２６ 負極性出力端子 1 Input Terminal 2 Negative Electrode on Transmission Side 3 Pulse Transformer 4 Positive Electrode (Positive Power Supply Terminal) 5,6 Schottky Barrier Diode 7 Negative Electrode on Reception Side (Ground Terminal on Reception Side) 8 Positive Electrode (Positive Power Supply Terminal) 9,10 Schottky Barrier Diode 11 Negative electrode on receiving side (grounding terminal on receiving side) 12 Positive electrode (positive power supply terminal) 13,14 Resistor 15 Capacitor 16 Negative electrode on receiving side (grounding terminal on receiving side) 17,18 Resistor 19,20 Schottky barrier type Diode 21 Capacitor 22, 23 Comparator 25 Positive output terminal 26 Negative output terminal
Claims (5)
に送出された入力バイポーラ信号をユニポーラ信号に変
換するバイポーラ・ユニポーラ変換回路において、 前記入力バイポーラ信号を同極性と逆極性のバイポーラ
信号に変換する変成器（３）と、 前記同極性のバイポーラ信号を所定の範囲内に制限し
て、第１のクランプしたバイポーラ信号を出力する第１
のクランプ回路（５，６）と、 前記逆極性のバイポーラ信号を前記所定の範囲内に制限
して、第２のクランプしたバイポーラ信号を出力する第
２のクランプ回路（９，１０）と、 前記第１のクランプしたバイポーラ信号と基準しきい値
電圧とを比較して、前記正極性のパルスに対応した正極
のユニポーラ信号を出力する第１の比較器（２２）と、 前記第２のクランプしたバイポーラ信号と前記基準しき
い値電圧とを比較して、前記負極性のパルスに対応した
負極のユニポーラ信号を出力する第２の比較器（２３）
と、 前記入力バイポーラ信号の振幅の大きさに応じて、前記
基準しきい値電圧を自動的に制御する自動しきい値電圧
制御回路（１３〜２１）と、 を有することを特徴とするバイポーラ・ユニポーラ変換
回路。1. A bipolar-unipolar conversion circuit for converting an input bipolar signal, in which positive polarity pulses and negative polarity pulses are alternately transmitted, into a unipolar signal, wherein the input bipolar signal is converted into a bipolar signal of the same polarity and a reverse polarity. A transformer (3) for converting; and a first clamped bipolar signal for limiting the bipolar signal of the same polarity within a predetermined range.
A clamp circuit (5, 6), a second clamp circuit (9, 10) for limiting the reverse polarity bipolar signal to within the predetermined range and outputting a second clamped bipolar signal, A first comparator (22) for comparing the first clamped bipolar signal with a reference threshold voltage and outputting a positive polarity unipolar signal corresponding to the positive polarity pulse, and the second clamped A second comparator (23) that compares a bipolar signal with the reference threshold voltage and outputs a negative unipolar signal corresponding to the negative pulse.
And an automatic threshold voltage control circuit (13 to 21) for automatically controlling the reference threshold voltage according to the magnitude of the amplitude of the input bipolar signal. Unipolar conversion circuit.
方式の信号である、請求項１に記載のバイポーラ・ユニ
ポーラ変換回路。2. The bipolar-unipolar conversion circuit according to claim 1, wherein the input bipolar signal is a BnZS code type signal.
がダイオードで構成されている、請求項１又は２に記載
のバイポーラ・ユニポーラ変換回路。3. The bipolar unipolar conversion circuit according to claim 1, wherein each of the first and second clamp circuits is composed of a diode.
源化された集積回路で構成されている、請求項１〜３の
いずれか１つに記載のバイポーラ・ユニポーラ変換回
路。4. The bipolar unipolar conversion circuit according to claim 1, wherein each of the first and second comparators is composed of an integrated circuit with a reduced power supply.
２１）は、 前記第１のクランプしたバイポーラ信号を受けて前記正
極性のパルスを波形整形する第１の波形整形用ダイオー
ド（１９）と、 前記第２のクランプしたバイポーラ信号を受けて前記逆
極性のパルスを波形整形する第２の波形整形用ダイオー
ド（２０）と、 前記第１及び第２の波形整形用ダイオードの出力を充電
するコンデンサ（２１）と、 該コンデンサに充電された電荷を放電させると共に、前
記基準しきい値電圧を設定する電圧設定用抵抗器（１
７，１８）と、 を有することを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１
つに記載のバイポーラ・ユニポーラ変換回路。5. The automatic threshold voltage control circuit (13-
21) is a first waveform shaping diode (19) for shaping the pulse of the positive polarity by receiving the first clamped bipolar signal; and a reverse polarity for receiving the second clamped bipolar signal. Second waveform shaping diode (20) for shaping the pulse of the pulse, a capacitor (21) for charging the outputs of the first and second waveform shaping diodes, and discharging the electric charge charged in the capacitor Together with the voltage setting resistor (1
7, 18), and any one of claims 1 to 4, characterized in that
Bipolar unipolar conversion circuit described in.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04239896A JP3268350B2 (en) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | Bipolar / unipolar converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238079A true JPH09238079A (en) | 1997-09-09 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012178774A (en) * | 2011-02-28 | 2012-09-13 | Nec Engineering Ltd | Bipolar/unipolar conversion circuit |
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1996
- 1996-02-29 JP JP04239896A patent/JP3268350B2/en not_active Expired - Fee Related
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