JPH0923643A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH0923643A JPH0923643A JP7188459A JP18845995A JPH0923643A JP H0923643 A JPH0923643 A JP H0923643A JP 7188459 A JP7188459 A JP 7188459A JP 18845995 A JP18845995 A JP 18845995A JP H0923643 A JPH0923643 A JP H0923643A
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- Japan
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- voltage
- circuit
- power supply
- piezoelectric transformer
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 圧電トランスを使用した電源装置に関し、簡
単な構成で高電圧を発生させることが可能な電源装置を
提供する。 【構成】 圧電トランス200と、この圧電トランス2
00を駆動する駆動回路100とを備えた電源装置にお
いて、駆動回路100が、所定周波数の交番制御信号を
発振用IC1から出力し、制御電極に与えられる前記交
番制御信号に応じて直流電源電圧VP を交番駆動電圧V
Bに変換してMOSFET3が圧力トランス200に供
給し、このMOSFET3の前記直流電源電圧VP の供
給路に挿入されたフライバックコイル4からフライバッ
ク電圧を出力するようにしているので、MOSFET3
のターンオン時に蓄積されたフライバック電圧(逆起電
力)によるエネルギをMOSFET3のターンオフ時に
直流電源電圧VP に重畳させて高電圧の駆動電圧VB を
圧電トランスに供給するようにした。
単な構成で高電圧を発生させることが可能な電源装置を
提供する。 【構成】 圧電トランス200と、この圧電トランス2
00を駆動する駆動回路100とを備えた電源装置にお
いて、駆動回路100が、所定周波数の交番制御信号を
発振用IC1から出力し、制御電極に与えられる前記交
番制御信号に応じて直流電源電圧VP を交番駆動電圧V
Bに変換してMOSFET3が圧力トランス200に供
給し、このMOSFET3の前記直流電源電圧VP の供
給路に挿入されたフライバックコイル4からフライバッ
ク電圧を出力するようにしているので、MOSFET3
のターンオン時に蓄積されたフライバック電圧(逆起電
力)によるエネルギをMOSFET3のターンオフ時に
直流電源電圧VP に重畳させて高電圧の駆動電圧VB を
圧電トランスに供給するようにした。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、複写機、表示装置等の
電子機器に用いられる電源装置に関し、より詳細には圧
電トランスを使用した電源装置に関する。
電子機器に用いられる電源装置に関し、より詳細には圧
電トランスを使用した電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、複写機等の小形化の要請に伴い、
高電圧発生用の電源装置に巻線トランスに代えて圧電ト
ランスが用いられつつある。圧電トランスは、チタン酸
バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛(PZT)等の強誘電
体の厚み方向および長さ方向に分極処理が施され、誘電
体の長さ方向の一方の側に形成された振動部に交番電圧
を与えると、電歪効果および圧電効果により、誘電体の
長さ方向の他方の側に形成された発電部から高電圧が出
力される電圧変換器として知られている(例えば、特開
昭61−54686号公報参照)。この圧電トランスを
駆動するためには、振動部の厚み方向(または、分極方
向)を挟むように設けられた一対の入力電極を介して、
振動部に交番電圧(または交流電圧)を印加する駆動回
路が必要である。
高電圧発生用の電源装置に巻線トランスに代えて圧電ト
ランスが用いられつつある。圧電トランスは、チタン酸
バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛(PZT)等の強誘電
体の厚み方向および長さ方向に分極処理が施され、誘電
体の長さ方向の一方の側に形成された振動部に交番電圧
を与えると、電歪効果および圧電効果により、誘電体の
長さ方向の他方の側に形成された発電部から高電圧が出
力される電圧変換器として知られている(例えば、特開
昭61−54686号公報参照)。この圧電トランスを
駆動するためには、振動部の厚み方向(または、分極方
向)を挟むように設けられた一対の入力電極を介して、
振動部に交番電圧(または交流電圧)を印加する駆動回
路が必要である。
【0003】一方、発電部から高電圧出力を得るために
は、圧電トランスの振動部および発電部の寸法関係と適
正な駆動周波数を設定することの外に、振動部への入力
電圧を極力高くする必要があり、高電圧出力型の駆動回
路が要請される。この圧電トランス200の振動部への
入力電極を高くするものとしては特開平6−53569
号公報に開示されるものがあり、これを図2に示す。同
図において従来の電源装置は、電源と接地GNDとの間
に1次巻線400aを接続し、圧電トランス200の第
1入力電極6と接地GNDとの間に2次巻線400bを
接続し、この1次巻線400aと2次巻線400bとで
構成される昇圧トランス400を備える構成である。こ
の昇圧トランス400により電源からの交番電流電圧を
所定の昇圧比で昇圧して圧電トランス200の第1及び
第2の各入力電極6、7間に駆動電圧を印加する。
は、圧電トランスの振動部および発電部の寸法関係と適
正な駆動周波数を設定することの外に、振動部への入力
電圧を極力高くする必要があり、高電圧出力型の駆動回
路が要請される。この圧電トランス200の振動部への
入力電極を高くするものとしては特開平6−53569
号公報に開示されるものがあり、これを図2に示す。同
図において従来の電源装置は、電源と接地GNDとの間
に1次巻線400aを接続し、圧電トランス200の第
1入力電極6と接地GNDとの間に2次巻線400bを
接続し、この1次巻線400aと2次巻線400bとで
構成される昇圧トランス400を備える構成である。こ
の昇圧トランス400により電源からの交番電流電圧を
所定の昇圧比で昇圧して圧電トランス200の第1及び
第2の各入力電極6、7間に駆動電圧を印加する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、高電圧
出力型の駆動回路は、圧電トランスの前段に接続される
巻線トランスで形成される昇圧トランス400を用いる
と装置自体がの大型化すると共に、回路構成が複雑化す
るという課題を有することとなる。本発明は前記課題を
解消するためになされたもので、簡単な構成で高電圧を
発生させることが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
出力型の駆動回路は、圧電トランスの前段に接続される
巻線トランスで形成される昇圧トランス400を用いる
と装置自体がの大型化すると共に、回路構成が複雑化す
るという課題を有することとなる。本発明は前記課題を
解消するためになされたもので、簡単な構成で高電圧を
発生させることが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】本発明に係る電源装置
は、誘電体に一対の入力電極が配設されて形成される駆
動部及び誘電体に出力電極が配設されて形成される発電
部からなる圧電トランスと、当該圧電トランスの駆動部
の一対の入力電極に接続されて圧電トランスを駆動する
駆動回路とを備えた電源装置において、前記駆動回路
が、所定周波数の交番制御信号を出力する発振回路と、
制御電極に与えられる前記交番制御信号に応じて直流電
源電圧を交番電圧に変換して前記圧電トランスに供給す
るオンオフ制御可能なスイッチング制御素子と、前記ス
イッッチング素子の前記直流電源電圧の供給路に挿入さ
れたフライバックコイルと、を備えたものである。
は、誘電体に一対の入力電極が配設されて形成される駆
動部及び誘電体に出力電極が配設されて形成される発電
部からなる圧電トランスと、当該圧電トランスの駆動部
の一対の入力電極に接続されて圧電トランスを駆動する
駆動回路とを備えた電源装置において、前記駆動回路
が、所定周波数の交番制御信号を出力する発振回路と、
制御電極に与えられる前記交番制御信号に応じて直流電
源電圧を交番電圧に変換して前記圧電トランスに供給す
るオンオフ制御可能なスイッチング制御素子と、前記ス
イッッチング素子の前記直流電源電圧の供給路に挿入さ
れたフライバックコイルと、を備えたものである。
【0006】また、本発明に係る電源装置は必要に応じ
て、圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を検
出する検出回路と、この検出された電圧値を帰還回路を
介して入力され、この電圧値に基づいて前記駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えるもの
である。
て、圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を検
出する検出回路と、この検出された電圧値を帰還回路を
介して入力され、この電圧値に基づいて前記駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えるもの
である。
【0007】
【作用】本発明によれば、発振回路が所定周波数(圧電
素子の共振周波数)の制御信号を出力し、この制御信号
をスイッチング制御素子の制御電極に入力する。このス
イッチング素子は、その制御電極に与えられる前記交番
制御信号に応じてオンオフし、直流電源電圧を交番電圧
に変換して前記圧電トランスに供給する。スイッチング
制御素子がターンオンしたとき、フライバックコイルに
は逆起電力によるエネルギが蓄積され、この蓄積エネル
ギはスイッチング制御素子がターンオフしたとき直流電
源電圧に重畳され高電圧の駆動電圧となって圧電トラン
スに供給される。その結果、圧電トランスの振動部に振
幅の大きな入力電圧が印加されることとなり、その分だ
け圧電トランスの発電部から振幅の大きな出力電圧を得
ることができる。
素子の共振周波数)の制御信号を出力し、この制御信号
をスイッチング制御素子の制御電極に入力する。このス
イッチング素子は、その制御電極に与えられる前記交番
制御信号に応じてオンオフし、直流電源電圧を交番電圧
に変換して前記圧電トランスに供給する。スイッチング
制御素子がターンオンしたとき、フライバックコイルに
は逆起電力によるエネルギが蓄積され、この蓄積エネル
ギはスイッチング制御素子がターンオフしたとき直流電
源電圧に重畳され高電圧の駆動電圧となって圧電トラン
スに供給される。その結果、圧電トランスの振動部に振
幅の大きな入力電圧が印加されることとなり、その分だ
け圧電トランスの発電部から振幅の大きな出力電圧を得
ることができる。
【0008】また、本発明においては、検出回路と制御
回路との間における帰還回路にバッファ回路を介装する
ことにより、電圧値が大きく異なる検出回路との制御回
路との間の干渉を防止できることとなり、高電圧出力の
電源装置におけるフィードバック制御を適正に行なうこ
とができる。
回路との間における帰還回路にバッファ回路を介装する
ことにより、電圧値が大きく異なる検出回路との制御回
路との間の干渉を防止できることとなり、高電圧出力の
電源装置におけるフィードバック制御を適正に行なうこ
とができる。
【0009】
(本発明の第1実施例)本発明の第1の実施例に係る電
源装置を図1に基づいて説明する。この図1は本実施例
に係る電源装置の回路構成図を示す。本実施例に係る電
源装置は、チタン酸バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛
(PZT)等の強誘電体で形成される圧電トランス20
0と、この圧電トランス200に駆動電圧VBを供給す
る駆動回路100と、圧電トランス200からの出力電
圧VCを負荷13に供給する出力回路300とを備える
構成である。
源装置を図1に基づいて説明する。この図1は本実施例
に係る電源装置の回路構成図を示す。本実施例に係る電
源装置は、チタン酸バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛
(PZT)等の強誘電体で形成される圧電トランス20
0と、この圧電トランス200に駆動電圧VBを供給す
る駆動回路100と、圧電トランス200からの出力電
圧VCを負荷13に供給する出力回路300とを備える
構成である。
【0010】前記駆動回路100は、スイッッチング素
子であるNチャネル型のMOSFET(Metal Oxide Si
licon FET)3と、発振用IC1とを基本として構成さ
れている。このMOSFET3のゲート電極は、発振用
IC1の発振制御信号出力端子に抵抗R2を介して接続
され、またツェナーダイオード2が接地GNDとの間に
接続されている。また、このMOSFET3のドレイン
電極には、フライバックコイル4を介して電源電圧VP
が接続されると共に、このドレイン電極が圧電トランス
200の第1入力電極6に接続され、駆動電圧VBを供
給するようになっている。また、このMOSFET3の
ソース電極は接地GNDされている。前記発振用IC1
には可変抵抗5が接地GNDとの間に接続され、この可
変抵抗5がその抵抗値を任意に可変し、発振周波数を設
定調整している。
子であるNチャネル型のMOSFET(Metal Oxide Si
licon FET)3と、発振用IC1とを基本として構成さ
れている。このMOSFET3のゲート電極は、発振用
IC1の発振制御信号出力端子に抵抗R2を介して接続
され、またツェナーダイオード2が接地GNDとの間に
接続されている。また、このMOSFET3のドレイン
電極には、フライバックコイル4を介して電源電圧VP
が接続されると共に、このドレイン電極が圧電トランス
200の第1入力電極6に接続され、駆動電圧VBを供
給するようになっている。また、このMOSFET3の
ソース電極は接地GNDされている。前記発振用IC1
には可変抵抗5が接地GNDとの間に接続され、この可
変抵抗5がその抵抗値を任意に可変し、発振周波数を設
定調整している。
【0011】前記圧電トランス200は、第1及び第2
の各入力電極6、7間で形成される振動部と、この振動
部以外の領域に出力電極8を配設して形成される発電部
とを備える構成である。この振動部は図示する記号+、
−の方向に分極されているものとし、分極方向正側
(+)の第1入力電極6と分極方向負側(−)の第2入
力電極7との間に駆動回路100が接続されている。こ
の状態で、圧電トランス200の振動部には正バイアス
で駆動電圧VB が印加される。この発電部の端部に配設
される出力電極8を介して出力回路300が接続され、
この出力回路300を介して負荷13へ出力電圧を供給
する。
の各入力電極6、7間で形成される振動部と、この振動
部以外の領域に出力電極8を配設して形成される発電部
とを備える構成である。この振動部は図示する記号+、
−の方向に分極されているものとし、分極方向正側
(+)の第1入力電極6と分極方向負側(−)の第2入
力電極7との間に駆動回路100が接続されている。こ
の状態で、圧電トランス200の振動部には正バイアス
で駆動電圧VB が印加される。この発電部の端部に配設
される出力電極8を介して出力回路300が接続され、
この出力回路300を介して負荷13へ出力電圧を供給
する。
【0012】この出力回路300は、出力電極8に接続
されたカップリングコンデンサ9と、整流ダイオード1
0および11からなる両波整流回路と、平滑コンデンサ
12とを備える。平滑コンデンサ12の両端には前記負
荷13が接続される。なお、整流回路はブリッジ型のも
のであってもよい。
されたカップリングコンデンサ9と、整流ダイオード1
0および11からなる両波整流回路と、平滑コンデンサ
12とを備える。平滑コンデンサ12の両端には前記負
荷13が接続される。なお、整流回路はブリッジ型のも
のであってもよい。
【0013】次に、前記構成に基づく本実施例の動作を
説明する。まず、駆動回路100の入力端子に直流の電
源電圧VPが与えられると、発振用IC1は可変抵抗5
で調整される周波数fの制御信号を発振し、この制御信
号をMOSFET3のゲート電極に出力する。この制御
信号がMOSFET3の閾値を越える電位であるときM
OSFET3はターンオンし、電源電圧VP、抵抗R
1、フライバックコイル4、MOSFET3のドレイン
及びソース、GNDの経路で電流が流れる。このとき、
フライバックコイル4に逆起電力(フライバック電圧)
が生じ、そのエネルギがフライバックコイル4に蓄積さ
れる。また、MOSFET3がターンオンすると、駆動
電圧VBはGND電位となり、圧電トランス200の出
力電極8からは負(−)の出力電圧VCが出力される。
説明する。まず、駆動回路100の入力端子に直流の電
源電圧VPが与えられると、発振用IC1は可変抵抗5
で調整される周波数fの制御信号を発振し、この制御信
号をMOSFET3のゲート電極に出力する。この制御
信号がMOSFET3の閾値を越える電位であるときM
OSFET3はターンオンし、電源電圧VP、抵抗R
1、フライバックコイル4、MOSFET3のドレイン
及びソース、GNDの経路で電流が流れる。このとき、
フライバックコイル4に逆起電力(フライバック電圧)
が生じ、そのエネルギがフライバックコイル4に蓄積さ
れる。また、MOSFET3がターンオンすると、駆動
電圧VBはGND電位となり、圧電トランス200の出
力電極8からは負(−)の出力電圧VCが出力される。
【0014】一方、発振用IC1からの制御信号がMO
SFET3の閾値より低い電位であるとき、MOSFE
T3がターンオフし、電源電圧VPは圧電トランス20
0の第1入力電極6に印加される。このとき、フライバ
ックコイル4に蓄積されていたエネルギによって、第1
入力電極6には電源電圧VPにフライバック電圧を重畳
した値の電圧が印加されることになる。その結果、圧電
トランス200の出力電極8から出力される出力電圧V
Cは、単に電源電圧VPを供給した時よりも高電圧とな
る。なお、このときの出力電圧VCは正(+)の電位で
ある。
SFET3の閾値より低い電位であるとき、MOSFE
T3がターンオフし、電源電圧VPは圧電トランス20
0の第1入力電極6に印加される。このとき、フライバ
ックコイル4に蓄積されていたエネルギによって、第1
入力電極6には電源電圧VPにフライバック電圧を重畳
した値の電圧が印加されることになる。その結果、圧電
トランス200の出力電極8から出力される出力電圧V
Cは、単に電源電圧VPを供給した時よりも高電圧とな
る。なお、このときの出力電圧VCは正(+)の電位で
ある。
【0015】圧電トランス200で発生した出力電圧V
C は、カップリングコンデンサ9、ダイオード10およ
び11からなる両波整流回路により直流に変換され、平
滑コンデンサ12を経て負荷13に供給される。なお、
前記実施例においてはスイッチング素子としてNチャン
ネル型のMOSFET3を用いる構成としたが、Pチャ
ンネル型のMOSFETを用いて構成することもでき、
さらにpnp型又はnpn型の各バイポーラトランジス
タで構成することができる。これらの場合においても、
いずれも前記実施例と同様にフライバックコイル4によ
りフライバック電圧を発生させて電源電圧Vpに重畳し
たより高い電圧を第1入力電極6に印加することができ
ることとなる。
C は、カップリングコンデンサ9、ダイオード10およ
び11からなる両波整流回路により直流に変換され、平
滑コンデンサ12を経て負荷13に供給される。なお、
前記実施例においてはスイッチング素子としてNチャン
ネル型のMOSFET3を用いる構成としたが、Pチャ
ンネル型のMOSFETを用いて構成することもでき、
さらにpnp型又はnpn型の各バイポーラトランジス
タで構成することができる。これらの場合においても、
いずれも前記実施例と同様にフライバックコイル4によ
りフライバック電圧を発生させて電源電圧Vpに重畳し
たより高い電圧を第1入力電極6に印加することができ
ることとなる。
【0016】(本発明の第2の実施例)図2は本発明の
第2の実施例の回路構成図である。この第2の実施例に
係る電源装置は、前記図1に記載の実施例と同様に、駆
動回路100、圧電トランス200、出力回路300を
共通して備え、前記出力回路300からの出力電圧VC
に基づく帰還電圧VFBを帰還回路15により前記駆動回
路100を形成する発振用IC1に帰還し、帰還電圧V
FBにより発振用IC1の発振周波数が追従するように他
励発振による帰還制御を行なう構成である。この発振用
IC1中には演算増幅器が含まれており、この演算増幅
器が検出回路を形成する分圧抵抗値R15と発振用IC1
中の発振回路との電位差に基づく各回路間の干渉を防止
するバッファ回路として作用する。
第2の実施例の回路構成図である。この第2の実施例に
係る電源装置は、前記図1に記載の実施例と同様に、駆
動回路100、圧電トランス200、出力回路300を
共通して備え、前記出力回路300からの出力電圧VC
に基づく帰還電圧VFBを帰還回路15により前記駆動回
路100を形成する発振用IC1に帰還し、帰還電圧V
FBにより発振用IC1の発振周波数が追従するように他
励発振による帰還制御を行なう構成である。この発振用
IC1中には演算増幅器が含まれており、この演算増幅
器が検出回路を形成する分圧抵抗値R15と発振用IC1
中の発振回路との電位差に基づく各回路間の干渉を防止
するバッファ回路として作用する。
【0017】また、図3は図2に記載の実施例と同様に
他励発振を行なう構成であるが、帰還電流IFBを帰還回
路15aを介して発振用IC1に帰還する構成である。
この帰還電流IFBが発振用IC1に入力されると、この
発振用IC1の抵抗により所定の電圧に変換され、この
変換された電圧が可変抵抗VR5等により特定される電
圧に加えられて発振用IC1の発振周波数と制御する。
また、図3に記載の実施例においても、図2の実施例と
同様に抵抗R15及び可変抵抗VR15により分圧された帰
還電圧VFBをフィードバック制御として用いることによ
り、出力電圧VCを一定の電圧に維持すると共に、、負
荷13が無負荷の場合に保護回路として作用することと
なる。
他励発振を行なう構成であるが、帰還電流IFBを帰還回
路15aを介して発振用IC1に帰還する構成である。
この帰還電流IFBが発振用IC1に入力されると、この
発振用IC1の抵抗により所定の電圧に変換され、この
変換された電圧が可変抵抗VR5等により特定される電
圧に加えられて発振用IC1の発振周波数と制御する。
また、図3に記載の実施例においても、図2の実施例と
同様に抵抗R15及び可変抵抗VR15により分圧された帰
還電圧VFBをフィードバック制御として用いることによ
り、出力電圧VCを一定の電圧に維持すると共に、、負
荷13が無負荷の場合に保護回路として作用することと
なる。
【0018】(本発明の第3の実施例)図4は本発明の
第3の実施例の回路構成図である。この第3の実施例に
係る電源装置は、前記図1に記載の各実施例と同様に駆
動回路101(図1においては100に相当する。)、
圧電トランス200、出力回路300を共通して備え、
この駆動回路101がバイポーラトランジスタ21、3
1からなるプッシュプル形のドライブ回路及び演算増幅
器からなる電圧制御発振回路(以下、VCOという)1
9を用いた発振回路で形成されると共に、前記出力回路
300からの出力電圧VCに基づく帰還電圧VFBを帰還
回路15によりローパスフィルタ17、バッファ回路1
8を介して前記VCO19に帰還して周波数が追従する
ように自励発振による帰還制御を行なう構成である。
第3の実施例の回路構成図である。この第3の実施例に
係る電源装置は、前記図1に記載の各実施例と同様に駆
動回路101(図1においては100に相当する。)、
圧電トランス200、出力回路300を共通して備え、
この駆動回路101がバイポーラトランジスタ21、3
1からなるプッシュプル形のドライブ回路及び演算増幅
器からなる電圧制御発振回路(以下、VCOという)1
9を用いた発振回路で形成されると共に、前記出力回路
300からの出力電圧VCに基づく帰還電圧VFBを帰還
回路15によりローパスフィルタ17、バッファ回路1
8を介して前記VCO19に帰還して周波数が追従する
ように自励発振による帰還制御を行なう構成である。
【0019】前記帰還回路15は、負荷13に対して並
列に接続される抵抗R15及び可変抵抗VR15からなるモ
ニタ回路の接続中点から出力電圧VCに基づく帰還電圧
VFBを生成して帰還するように構成される。この帰還回
路15には前記ローパスフィルタ17が接続され、この
ローパスフィルタ17は帰還回路15の帰還電圧VFBに
重畳されたノイズ成分を除去するように構成される。ま
た、線路のインダクタンス成分により位相遅れが生じる
ためこの位相遅れをコンデンサ17により進相させてV
CO19で発振する周波数を適正値に維持することによ
り応答性を向上させるように構成される。
列に接続される抵抗R15及び可変抵抗VR15からなるモ
ニタ回路の接続中点から出力電圧VCに基づく帰還電圧
VFBを生成して帰還するように構成される。この帰還回
路15には前記ローパスフィルタ17が接続され、この
ローパスフィルタ17は帰還回路15の帰還電圧VFBに
重畳されたノイズ成分を除去するように構成される。ま
た、線路のインダクタンス成分により位相遅れが生じる
ためこの位相遅れをコンデンサ17により進相させてV
CO19で発振する周波数を適正値に維持することによ
り応答性を向上させるように構成される。
【0020】前記バッファ回路18は、抵抗R15及び可
変抵抗VR15の分圧回路として形成される検出回路と、
後段に接続されるVCO19以降の各回路との干渉をな
くすように構成される。このバッファ回路18は前記検
出回路の抵抗R15が15MΩ等のようにメガオームのオ
ーダで設定されるのに対してVCO19の可変抵抗VR
19が数十KΩ等のように数キロオームのオーダに設定さ
れて大きく相違することから、この相違に基づく電位差
の干渉を防止できる。
変抵抗VR15の分圧回路として形成される検出回路と、
後段に接続されるVCO19以降の各回路との干渉をな
くすように構成される。このバッファ回路18は前記検
出回路の抵抗R15が15MΩ等のようにメガオームのオ
ーダで設定されるのに対してVCO19の可変抵抗VR
19が数十KΩ等のように数キロオームのオーダに設定さ
れて大きく相違することから、この相違に基づく電位差
の干渉を防止できる。
【0021】前記VCO19は、バッファ回路18の出
力を抵抗R19を介して入力され、可変抵抗VR19及びコ
ンデンサC19により決定されるデューティ比の制御信号
VAを生成して出力する構成である。また、このVCO
19の制御動作は、非反転入力となる帰還電圧VFBが高
いときには前記制御信号VAの発振周波数を高くして出
力電圧VCの電圧値を低下させるように制御され、また
非反転入力の帰還電圧VFBが低いときには前記制御信号
VAの発振周波数を低くして出力電圧VCの電圧値を上昇
させるように制御される。
力を抵抗R19を介して入力され、可変抵抗VR19及びコ
ンデンサC19により決定されるデューティ比の制御信号
VAを生成して出力する構成である。また、このVCO
19の制御動作は、非反転入力となる帰還電圧VFBが高
いときには前記制御信号VAの発振周波数を高くして出
力電圧VCの電圧値を低下させるように制御され、また
非反転入力の帰還電圧VFBが低いときには前記制御信号
VAの発振周波数を低くして出力電圧VCの電圧値を上昇
させるように制御される。
【0022】また、前記VCO19の非反転端子の抵抗
R19と電源VPとの間にツェナーダイオードZD19が接
続され、このツェナーダイオードZD19は、本装置の起
動用に使用される。即ち、本実施例装置が自励発振によ
り駆動することから、電源VPからの直流電流をツェナ
ーダイオードZD19を介して当初の1回のみ非反転端子
に起動電圧が入力される。
R19と電源VPとの間にツェナーダイオードZD19が接
続され、このツェナーダイオードZD19は、本装置の起
動用に使用される。即ち、本実施例装置が自励発振によ
り駆動することから、電源VPからの直流電流をツェナ
ーダイオードZD19を介して当初の1回のみ非反転端子
に起動電圧が入力される。
【0023】この起動電圧がツェナーダイオードZD19
からVCO19の非反転端子に入力されると、所定周期
の制御信号VAが生成されてこれが駆動回路101のn
pn型又はpnp型のバイポーラトランジスタ21又は
31を相補的にターンオン又はターンオフさせるスイッ
チング動作を行なう。
からVCO19の非反転端子に入力されると、所定周期
の制御信号VAが生成されてこれが駆動回路101のn
pn型又はpnp型のバイポーラトランジスタ21又は
31を相補的にターンオン又はターンオフさせるスイッ
チング動作を行なう。
【0024】なお、前記実施例においてはVCO19の
非反転入力として帰還電圧VFBを用いる構成としたが、
図5に記載するように前記VCO19の非反転入力に帰
還電流IFBを用いる構成とすることもできる。この帰還
電流IFBは出力回路300を形成する倍電圧整流回路の
接地GND側に抵抗R15aを接続し、この接続中点から
帰還回路15a及びバッファ回路18を介してVCO1
9に供給される。また、この図5に記載の実施例におい
ても前記図4に記載の実施例と同様に抵抗R15及び可変
抵抗VR15により分圧された帰還電圧VFBをフィードバ
ック制御として用いることにより、出力電圧VCを一定
の電圧に維持すると共に、負荷13が無負荷の場合に保
護回路として作用することとなる。
非反転入力として帰還電圧VFBを用いる構成としたが、
図5に記載するように前記VCO19の非反転入力に帰
還電流IFBを用いる構成とすることもできる。この帰還
電流IFBは出力回路300を形成する倍電圧整流回路の
接地GND側に抵抗R15aを接続し、この接続中点から
帰還回路15a及びバッファ回路18を介してVCO1
9に供給される。また、この図5に記載の実施例におい
ても前記図4に記載の実施例と同様に抵抗R15及び可変
抵抗VR15により分圧された帰還電圧VFBをフィードバ
ック制御として用いることにより、出力電圧VCを一定
の電圧に維持すると共に、負荷13が無負荷の場合に保
護回路として作用することとなる。
【0025】
【発明の効果】以上の通り、本発明によれば、スイッチ
ング素子の直流電源電圧の供給路にフライバックコイル
を挿入し、スイッチング制御素子のターンオン時に蓄積
された逆起電力によるエネルギをスイッチング制御素子
のターンオフ時に直流電源電圧に重畳させて高電圧の駆
動電圧を圧電トランスに供給するようにしたので、圧電
トランスの振動部に振幅の大きな駆動電圧を印加するこ
とができ、その分だけ圧電トランスから振幅の大きな高
電圧を得ることができるという効果を奏する。また、本
発明においては、検出回路と制御回路との間における帰
還回路にバッファ回路を介装することにより、電圧値が
大きく異なる検出回路との制御回路との間の干渉を防止
できることとなり、高電圧出力の電源装置におけるフィ
ードバック制御を適正に行なうことができるという効果
を有する。
ング素子の直流電源電圧の供給路にフライバックコイル
を挿入し、スイッチング制御素子のターンオン時に蓄積
された逆起電力によるエネルギをスイッチング制御素子
のターンオフ時に直流電源電圧に重畳させて高電圧の駆
動電圧を圧電トランスに供給するようにしたので、圧電
トランスの振動部に振幅の大きな駆動電圧を印加するこ
とができ、その分だけ圧電トランスから振幅の大きな高
電圧を得ることができるという効果を奏する。また、本
発明においては、検出回路と制御回路との間における帰
還回路にバッファ回路を介装することにより、電圧値が
大きく異なる検出回路との制御回路との間の干渉を防止
できることとなり、高電圧出力の電源装置におけるフィ
ードバック制御を適正に行なうことができるという効果
を有する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例をに係る電源装置の回路
図である。
図である。
【図2】本発明の第2の実施例をに係る電源装置の回路
図である。
図である。
【図3】本発明の他の実施例をに係る電源装置の回路図
である。
である。
【図4】本発明の第3の実施例をに係る電源装置の回路
図である。
図である。
【図5】本発明の他の実施例をに係る電源装置の回路図
である。
である。
【図6】従来の電源装置の回路構成図である。
1 発振用IC 2 ツェナーダイオード 3 MOSFET 4 フライバックコイル 5 可変抵抗 6 第1入力電極 7 第2入力電極 8 出力電極 9 カップリングコンデンサ 10 整流ダイオード 11 整流ダイオード 12 平滑コンデンサ 13 負荷 15、15a 帰還回路 17 ローパスフィルタ 18 バッファ回路 19 VCO 21、31 バイポーラトランジスタ 100 駆動回路 200 圧電トランス 300 出力回路 VP 直流電源電圧 VA 制御信号 VB 駆動電圧 VC 出力電圧
Claims (2)
- 【請求項1】 誘電体に一対の入力電極が配設されて形
成される駆動部及び誘電体に出力電極が配設されて形成
される発電部からなる圧電トランスと、当該圧電トラン
スの駆動部の一対の入力電極に接続されて圧電トランス
を駆動する駆動回路とを備えた電源装置において、 前記駆動回路が、所定周波数の交番制御信号を出力する
発振回路と、制御電極に与えられる前記交番制御信号に
応じて直流電源電圧を交番電圧に変換して前記圧電トラ
ンスに供給するオンオフ制御可能なスイッチング制御素
子と、前記スイッチング素子の前記直流電源電圧の供給
路に挿入されたフライバックコイルとを備えたことを特
徴とする電源装置。 - 【請求項2】 前記請求項1に記載の電源装置におい
て、 前記圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を検
出する検出回路と、この検出された電圧値を帰還回路を
介して入力され、この電圧値に基づいて前記駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えること
を特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7188459A JPH0923643A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7188459A JPH0923643A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0923643A true JPH0923643A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=16224082
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7188459A Pending JPH0923643A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0923643A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6133672A (en) * | 1998-02-27 | 2000-10-17 | Nec Corporation | Driving method of piezoelectric transformer and driving circuit for the same |
JP2008236926A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Jr Higashi Nippon Consultants Kk | 蓄電回路及び発電システム |
US8049368B2 (en) | 2008-06-12 | 2011-11-01 | Seiko Epson Corporation | Load driving circuit and load driving method |
JP2012080698A (ja) * | 2010-10-04 | 2012-04-19 | Rohm Co Ltd | 電源装置 |
-
1995
- 1995-06-30 JP JP7188459A patent/JPH0923643A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6133672A (en) * | 1998-02-27 | 2000-10-17 | Nec Corporation | Driving method of piezoelectric transformer and driving circuit for the same |
JP2008236926A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Jr Higashi Nippon Consultants Kk | 蓄電回路及び発電システム |
US8049368B2 (en) | 2008-06-12 | 2011-11-01 | Seiko Epson Corporation | Load driving circuit and load driving method |
US9250641B2 (en) | 2008-06-12 | 2016-02-02 | Seiko Epson Corporation | Load driving circuit and load driving method |
JP2012080698A (ja) * | 2010-10-04 | 2012-04-19 | Rohm Co Ltd | 電源装置 |
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