JPH0923643A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH0923643A JPH0923643A JP7188459A JP18845995A JPH0923643A JP H0923643 A JPH0923643 A JP H0923643A JP 7188459 A JP7188459 A JP 7188459A JP 18845995 A JP18845995 A JP 18845995A JP H0923643 A JPH0923643 A JP H0923643A
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- voltage
- circuit
- power supply
- piezoelectric transformer
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 圧電トランスを使用した電源装置に関し、簡
単な構成で高電圧を発生させることが可能な電源装置を
提供する。 【構成】 圧電トランス２００と、この圧電トランス２
００を駆動する駆動回路１００とを備えた電源装置にお
いて、駆動回路１００が、所定周波数の交番制御信号を
発振用ＩＣ１から出力し、制御電極に与えられる前記交
番制御信号に応じて直流電源電圧ＶP を交番駆動電圧Ｖ
Bに変換してＭＯＳＦＥＴ３が圧力トランス２００に供
給し、このＭＯＳＦＥＴ３の前記直流電源電圧ＶP の供
給路に挿入されたフライバックコイル４からフライバッ
ク電圧を出力するようにしているので、ＭＯＳＦＥＴ３
のターンオン時に蓄積されたフライバック電圧（逆起電
力）によるエネルギをＭＯＳＦＥＴ３のターンオフ時に
直流電源電圧ＶP に重畳させて高電圧の駆動電圧ＶB を
圧電トランスに供給するようにした。
単な構成で高電圧を発生させることが可能な電源装置を
提供する。 【構成】 圧電トランス２００と、この圧電トランス２
００を駆動する駆動回路１００とを備えた電源装置にお
いて、駆動回路１００が、所定周波数の交番制御信号を
発振用ＩＣ１から出力し、制御電極に与えられる前記交
番制御信号に応じて直流電源電圧ＶP を交番駆動電圧Ｖ
Bに変換してＭＯＳＦＥＴ３が圧力トランス２００に供
給し、このＭＯＳＦＥＴ３の前記直流電源電圧ＶP の供
給路に挿入されたフライバックコイル４からフライバッ
ク電圧を出力するようにしているので、ＭＯＳＦＥＴ３
のターンオン時に蓄積されたフライバック電圧（逆起電
力）によるエネルギをＭＯＳＦＥＴ３のターンオフ時に
直流電源電圧ＶP に重畳させて高電圧の駆動電圧ＶB を
圧電トランスに供給するようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複写機、表示装置等の
電子機器に用いられる電源装置に関し、より詳細には圧
電トランスを使用した電源装置に関する。
電子機器に用いられる電源装置に関し、より詳細には圧
電トランスを使用した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、複写機等の小形化の要請に伴い、
高電圧発生用の電源装置に巻線トランスに代えて圧電ト
ランスが用いられつつある。圧電トランスは、チタン酸
バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）等の強誘電
体の厚み方向および長さ方向に分極処理が施され、誘電
体の長さ方向の一方の側に形成された振動部に交番電圧
を与えると、電歪効果および圧電効果により、誘電体の
長さ方向の他方の側に形成された発電部から高電圧が出
力される電圧変換器として知られている（例えば、特開
昭６１−５４６８６号公報参照）。この圧電トランスを
駆動するためには、振動部の厚み方向（または、分極方
向）を挟むように設けられた一対の入力電極を介して、
振動部に交番電圧（または交流電圧）を印加する駆動回
路が必要である。
高電圧発生用の電源装置に巻線トランスに代えて圧電ト
ランスが用いられつつある。圧電トランスは、チタン酸
バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）等の強誘電
体の厚み方向および長さ方向に分極処理が施され、誘電
体の長さ方向の一方の側に形成された振動部に交番電圧
を与えると、電歪効果および圧電効果により、誘電体の
長さ方向の他方の側に形成された発電部から高電圧が出
力される電圧変換器として知られている（例えば、特開
昭６１−５４６８６号公報参照）。この圧電トランスを
駆動するためには、振動部の厚み方向（または、分極方
向）を挟むように設けられた一対の入力電極を介して、
振動部に交番電圧（または交流電圧）を印加する駆動回
路が必要である。
【０００３】一方、発電部から高電圧出力を得るために
は、圧電トランスの振動部および発電部の寸法関係と適
正な駆動周波数を設定することの外に、振動部への入力
電圧を極力高くする必要があり、高電圧出力型の駆動回
路が要請される。この圧電トランス２００の振動部への
入力電極を高くするものとしては特開平６−５３５６９
号公報に開示されるものがあり、これを図２に示す。同
図において従来の電源装置は、電源と接地ＧＮＤとの間
に１次巻線４００ａを接続し、圧電トランス２００の第
１入力電極６と接地ＧＮＤとの間に２次巻線４００ｂを
接続し、この１次巻線４００ａと２次巻線４００ｂとで
構成される昇圧トランス４００を備える構成である。こ
の昇圧トランス４００により電源からの交番電流電圧を
所定の昇圧比で昇圧して圧電トランス２００の第１及び
第２の各入力電極６、７間に駆動電圧を印加する。
は、圧電トランスの振動部および発電部の寸法関係と適
正な駆動周波数を設定することの外に、振動部への入力
電圧を極力高くする必要があり、高電圧出力型の駆動回
路が要請される。この圧電トランス２００の振動部への
入力電極を高くするものとしては特開平６−５３５６９
号公報に開示されるものがあり、これを図２に示す。同
図において従来の電源装置は、電源と接地ＧＮＤとの間
に１次巻線４００ａを接続し、圧電トランス２００の第
１入力電極６と接地ＧＮＤとの間に２次巻線４００ｂを
接続し、この１次巻線４００ａと２次巻線４００ｂとで
構成される昇圧トランス４００を備える構成である。こ
の昇圧トランス４００により電源からの交番電流電圧を
所定の昇圧比で昇圧して圧電トランス２００の第１及び
第２の各入力電極６、７間に駆動電圧を印加する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、高電圧
出力型の駆動回路は、圧電トランスの前段に接続される
巻線トランスで形成される昇圧トランス４００を用いる
と装置自体がの大型化すると共に、回路構成が複雑化す
るという課題を有することとなる。本発明は前記課題を
解消するためになされたもので、簡単な構成で高電圧を
発生させることが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
出力型の駆動回路は、圧電トランスの前段に接続される
巻線トランスで形成される昇圧トランス４００を用いる
と装置自体がの大型化すると共に、回路構成が複雑化す
るという課題を有することとなる。本発明は前記課題を
解消するためになされたもので、簡単な構成で高電圧を
発生させることが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明に係る電源装置
は、誘電体に一対の入力電極が配設されて形成される駆
動部及び誘電体に出力電極が配設されて形成される発電
部からなる圧電トランスと、当該圧電トランスの駆動部
の一対の入力電極に接続されて圧電トランスを駆動する
駆動回路とを備えた電源装置において、前記駆動回路
が、所定周波数の交番制御信号を出力する発振回路と、
制御電極に与えられる前記交番制御信号に応じて直流電
源電圧を交番電圧に変換して前記圧電トランスに供給す
るオンオフ制御可能なスイッチング制御素子と、前記ス
イッッチング素子の前記直流電源電圧の供給路に挿入さ
れたフライバックコイルと、を備えたものである。
は、誘電体に一対の入力電極が配設されて形成される駆
動部及び誘電体に出力電極が配設されて形成される発電
部からなる圧電トランスと、当該圧電トランスの駆動部
の一対の入力電極に接続されて圧電トランスを駆動する
駆動回路とを備えた電源装置において、前記駆動回路
が、所定周波数の交番制御信号を出力する発振回路と、
制御電極に与えられる前記交番制御信号に応じて直流電
源電圧を交番電圧に変換して前記圧電トランスに供給す
るオンオフ制御可能なスイッチング制御素子と、前記ス
イッッチング素子の前記直流電源電圧の供給路に挿入さ
れたフライバックコイルと、を備えたものである。
【０００６】また、本発明に係る電源装置は必要に応じ
て、圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を検
出する検出回路と、この検出された電圧値を帰還回路を
介して入力され、この電圧値に基づいて前記駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えるもの
である。
て、圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を検
出する検出回路と、この検出された電圧値を帰還回路を
介して入力され、この電圧値に基づいて前記駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えるもの
である。
【０００７】
【作用】本発明によれば、発振回路が所定周波数（圧電
素子の共振周波数）の制御信号を出力し、この制御信号
をスイッチング制御素子の制御電極に入力する。このス
イッチング素子は、その制御電極に与えられる前記交番
制御信号に応じてオンオフし、直流電源電圧を交番電圧
に変換して前記圧電トランスに供給する。スイッチング
制御素子がターンオンしたとき、フライバックコイルに
は逆起電力によるエネルギが蓄積され、この蓄積エネル
ギはスイッチング制御素子がターンオフしたとき直流電
源電圧に重畳され高電圧の駆動電圧となって圧電トラン
スに供給される。その結果、圧電トランスの振動部に振
幅の大きな入力電圧が印加されることとなり、その分だ
け圧電トランスの発電部から振幅の大きな出力電圧を得
ることができる。
素子の共振周波数）の制御信号を出力し、この制御信号
をスイッチング制御素子の制御電極に入力する。このス
イッチング素子は、その制御電極に与えられる前記交番
制御信号に応じてオンオフし、直流電源電圧を交番電圧
に変換して前記圧電トランスに供給する。スイッチング
制御素子がターンオンしたとき、フライバックコイルに
は逆起電力によるエネルギが蓄積され、この蓄積エネル
ギはスイッチング制御素子がターンオフしたとき直流電
源電圧に重畳され高電圧の駆動電圧となって圧電トラン
スに供給される。その結果、圧電トランスの振動部に振
幅の大きな入力電圧が印加されることとなり、その分だ
け圧電トランスの発電部から振幅の大きな出力電圧を得
ることができる。
【０００８】また、本発明においては、検出回路と制御
回路との間における帰還回路にバッファ回路を介装する
ことにより、電圧値が大きく異なる検出回路との制御回
路との間の干渉を防止できることとなり、高電圧出力の
電源装置におけるフィードバック制御を適正に行なうこ
とができる。
回路との間における帰還回路にバッファ回路を介装する
ことにより、電圧値が大きく異なる検出回路との制御回
路との間の干渉を防止できることとなり、高電圧出力の
電源装置におけるフィードバック制御を適正に行なうこ
とができる。
【０００９】
（本発明の第１実施例）本発明の第１の実施例に係る電
源装置を図１に基づいて説明する。この図１は本実施例
に係る電源装置の回路構成図を示す。本実施例に係る電
源装置は、チタン酸バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛
（ＰＺＴ）等の強誘電体で形成される圧電トランス２０
０と、この圧電トランス２００に駆動電圧ＶBを供給す
る駆動回路１００と、圧電トランス２００からの出力電
圧ＶCを負荷１３に供給する出力回路３００とを備える
構成である。
源装置を図１に基づいて説明する。この図１は本実施例
に係る電源装置の回路構成図を示す。本実施例に係る電
源装置は、チタン酸バリウムやチタン酸ジルコン酸鉛
（ＰＺＴ）等の強誘電体で形成される圧電トランス２０
０と、この圧電トランス２００に駆動電圧ＶBを供給す
る駆動回路１００と、圧電トランス２００からの出力電
圧ＶCを負荷１３に供給する出力回路３００とを備える
構成である。
【００１０】前記駆動回路１００は、スイッッチング素
子であるＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Si
licon FET）３と、発振用ＩＣ１とを基本として構成さ
れている。このＭＯＳＦＥＴ３のゲート電極は、発振用
ＩＣ１の発振制御信号出力端子に抵抗Ｒ２を介して接続
され、またツェナーダイオード２が接地ＧＮＤとの間に
接続されている。また、このＭＯＳＦＥＴ３のドレイン
電極には、フライバックコイル４を介して電源電圧ＶP
が接続されると共に、このドレイン電極が圧電トランス
２００の第１入力電極６に接続され、駆動電圧ＶBを供
給するようになっている。また、このＭＯＳＦＥＴ３の
ソース電極は接地ＧＮＤされている。前記発振用ＩＣ１
には可変抵抗５が接地ＧＮＤとの間に接続され、この可
変抵抗５がその抵抗値を任意に可変し、発振周波数を設
定調整している。
子であるＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Si
licon FET）３と、発振用ＩＣ１とを基本として構成さ
れている。このＭＯＳＦＥＴ３のゲート電極は、発振用
ＩＣ１の発振制御信号出力端子に抵抗Ｒ２を介して接続
され、またツェナーダイオード２が接地ＧＮＤとの間に
接続されている。また、このＭＯＳＦＥＴ３のドレイン
電極には、フライバックコイル４を介して電源電圧ＶP
が接続されると共に、このドレイン電極が圧電トランス
２００の第１入力電極６に接続され、駆動電圧ＶBを供
給するようになっている。また、このＭＯＳＦＥＴ３の
ソース電極は接地ＧＮＤされている。前記発振用ＩＣ１
には可変抵抗５が接地ＧＮＤとの間に接続され、この可
変抵抗５がその抵抗値を任意に可変し、発振周波数を設
定調整している。
【００１１】前記圧電トランス２００は、第１及び第２
の各入力電極６、７間で形成される振動部と、この振動
部以外の領域に出力電極８を配設して形成される発電部
とを備える構成である。この振動部は図示する記号＋、
−の方向に分極されているものとし、分極方向正側
（＋）の第１入力電極６と分極方向負側（−）の第２入
力電極７との間に駆動回路１００が接続されている。こ
の状態で、圧電トランス２００の振動部には正バイアス
で駆動電圧ＶB が印加される。この発電部の端部に配設
される出力電極８を介して出力回路３００が接続され、
この出力回路３００を介して負荷１３へ出力電圧を供給
する。
の各入力電極６、７間で形成される振動部と、この振動
部以外の領域に出力電極８を配設して形成される発電部
とを備える構成である。この振動部は図示する記号＋、
−の方向に分極されているものとし、分極方向正側
（＋）の第１入力電極６と分極方向負側（−）の第２入
力電極７との間に駆動回路１００が接続されている。こ
の状態で、圧電トランス２００の振動部には正バイアス
で駆動電圧ＶB が印加される。この発電部の端部に配設
される出力電極８を介して出力回路３００が接続され、
この出力回路３００を介して負荷１３へ出力電圧を供給
する。
【００１２】この出力回路３００は、出力電極８に接続
されたカップリングコンデンサ９と、整流ダイオード１
０および１１からなる両波整流回路と、平滑コンデンサ
１２とを備える。平滑コンデンサ１２の両端には前記負
荷１３が接続される。なお、整流回路はブリッジ型のも
のであってもよい。
されたカップリングコンデンサ９と、整流ダイオード１
０および１１からなる両波整流回路と、平滑コンデンサ
１２とを備える。平滑コンデンサ１２の両端には前記負
荷１３が接続される。なお、整流回路はブリッジ型のも
のであってもよい。
【００１３】次に、前記構成に基づく本実施例の動作を
説明する。まず、駆動回路１００の入力端子に直流の電
源電圧ＶPが与えられると、発振用ＩＣ１は可変抵抗５
で調整される周波数ｆの制御信号を発振し、この制御信
号をＭＯＳＦＥＴ３のゲート電極に出力する。この制御
信号がＭＯＳＦＥＴ３の閾値を越える電位であるときＭ
ＯＳＦＥＴ３はターンオンし、電源電圧ＶP、抵抗Ｒ
１、フライバックコイル４、ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン
及びソース、ＧＮＤの経路で電流が流れる。このとき、
フライバックコイル４に逆起電力（フライバック電圧）
が生じ、そのエネルギがフライバックコイル４に蓄積さ
れる。また、ＭＯＳＦＥＴ３がターンオンすると、駆動
電圧ＶBはＧＮＤ電位となり、圧電トランス２００の出
力電極８からは負（−）の出力電圧ＶCが出力される。
説明する。まず、駆動回路１００の入力端子に直流の電
源電圧ＶPが与えられると、発振用ＩＣ１は可変抵抗５
で調整される周波数ｆの制御信号を発振し、この制御信
号をＭＯＳＦＥＴ３のゲート電極に出力する。この制御
信号がＭＯＳＦＥＴ３の閾値を越える電位であるときＭ
ＯＳＦＥＴ３はターンオンし、電源電圧ＶP、抵抗Ｒ
１、フライバックコイル４、ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン
及びソース、ＧＮＤの経路で電流が流れる。このとき、
フライバックコイル４に逆起電力（フライバック電圧）
が生じ、そのエネルギがフライバックコイル４に蓄積さ
れる。また、ＭＯＳＦＥＴ３がターンオンすると、駆動
電圧ＶBはＧＮＤ電位となり、圧電トランス２００の出
力電極８からは負（−）の出力電圧ＶCが出力される。
【００１４】一方、発振用ＩＣ１からの制御信号がＭＯ
ＳＦＥＴ３の閾値より低い電位であるとき、ＭＯＳＦＥ
Ｔ３がターンオフし、電源電圧ＶPは圧電トランス２０
０の第１入力電極６に印加される。このとき、フライバ
ックコイル４に蓄積されていたエネルギによって、第１
入力電極６には電源電圧ＶPにフライバック電圧を重畳
した値の電圧が印加されることになる。その結果、圧電
トランス２００の出力電極８から出力される出力電圧Ｖ
Cは、単に電源電圧ＶPを供給した時よりも高電圧とな
る。なお、このときの出力電圧ＶCは正（＋）の電位で
ある。
ＳＦＥＴ３の閾値より低い電位であるとき、ＭＯＳＦＥ
Ｔ３がターンオフし、電源電圧ＶPは圧電トランス２０
０の第１入力電極６に印加される。このとき、フライバ
ックコイル４に蓄積されていたエネルギによって、第１
入力電極６には電源電圧ＶPにフライバック電圧を重畳
した値の電圧が印加されることになる。その結果、圧電
トランス２００の出力電極８から出力される出力電圧Ｖ
Cは、単に電源電圧ＶPを供給した時よりも高電圧とな
る。なお、このときの出力電圧ＶCは正（＋）の電位で
ある。
【００１５】圧電トランス２００で発生した出力電圧Ｖ
C は、カップリングコンデンサ９、ダイオード１０およ
び１１からなる両波整流回路により直流に変換され、平
滑コンデンサ１２を経て負荷１３に供給される。なお、
前記実施例においてはスイッチング素子としてＮチャン
ネル型のＭＯＳＦＥＴ３を用いる構成としたが、Ｐチャ
ンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いて構成することもでき、
さらにｐｎｐ型又はｎｐｎ型の各バイポーラトランジス
タで構成することができる。これらの場合においても、
いずれも前記実施例と同様にフライバックコイル４によ
りフライバック電圧を発生させて電源電圧Ｖpに重畳し
たより高い電圧を第１入力電極６に印加することができ
ることとなる。
C は、カップリングコンデンサ９、ダイオード１０およ
び１１からなる両波整流回路により直流に変換され、平
滑コンデンサ１２を経て負荷１３に供給される。なお、
前記実施例においてはスイッチング素子としてＮチャン
ネル型のＭＯＳＦＥＴ３を用いる構成としたが、Ｐチャ
ンネル型のＭＯＳＦＥＴを用いて構成することもでき、
さらにｐｎｐ型又はｎｐｎ型の各バイポーラトランジス
タで構成することができる。これらの場合においても、
いずれも前記実施例と同様にフライバックコイル４によ
りフライバック電圧を発生させて電源電圧Ｖpに重畳し
たより高い電圧を第１入力電極６に印加することができ
ることとなる。
【００１６】（本発明の第２の実施例）図２は本発明の
第２の実施例の回路構成図である。この第２の実施例に
係る電源装置は、前記図１に記載の実施例と同様に、駆
動回路１００、圧電トランス２００、出力回路３００を
共通して備え、前記出力回路３００からの出力電圧ＶC
に基づく帰還電圧ＶFBを帰還回路１５により前記駆動回
路１００を形成する発振用ＩＣ１に帰還し、帰還電圧Ｖ
FBにより発振用ＩＣ１の発振周波数が追従するように他
励発振による帰還制御を行なう構成である。この発振用
ＩＣ１中には演算増幅器が含まれており、この演算増幅
器が検出回路を形成する分圧抵抗値Ｒ15と発振用ＩＣ１
中の発振回路との電位差に基づく各回路間の干渉を防止
するバッファ回路として作用する。
第２の実施例の回路構成図である。この第２の実施例に
係る電源装置は、前記図１に記載の実施例と同様に、駆
動回路１００、圧電トランス２００、出力回路３００を
共通して備え、前記出力回路３００からの出力電圧ＶC
に基づく帰還電圧ＶFBを帰還回路１５により前記駆動回
路１００を形成する発振用ＩＣ１に帰還し、帰還電圧Ｖ
FBにより発振用ＩＣ１の発振周波数が追従するように他
励発振による帰還制御を行なう構成である。この発振用
ＩＣ１中には演算増幅器が含まれており、この演算増幅
器が検出回路を形成する分圧抵抗値Ｒ15と発振用ＩＣ１
中の発振回路との電位差に基づく各回路間の干渉を防止
するバッファ回路として作用する。
【００１７】また、図３は図２に記載の実施例と同様に
他励発振を行なう構成であるが、帰還電流ＩFBを帰還回
路１５ａを介して発振用ＩＣ１に帰還する構成である。
この帰還電流ＩFBが発振用ＩＣ１に入力されると、この
発振用ＩＣ１の抵抗により所定の電圧に変換され、この
変換された電圧が可変抵抗ＶＲ5等により特定される電
圧に加えられて発振用ＩＣ１の発振周波数と制御する。
また、図３に記載の実施例においても、図２の実施例と
同様に抵抗Ｒ15及び可変抵抗ＶＲ15により分圧された帰
還電圧ＶFBをフィードバック制御として用いることによ
り、出力電圧ＶCを一定の電圧に維持すると共に、、負
荷１３が無負荷の場合に保護回路として作用することと
なる。
他励発振を行なう構成であるが、帰還電流ＩFBを帰還回
路１５ａを介して発振用ＩＣ１に帰還する構成である。
この帰還電流ＩFBが発振用ＩＣ１に入力されると、この
発振用ＩＣ１の抵抗により所定の電圧に変換され、この
変換された電圧が可変抵抗ＶＲ5等により特定される電
圧に加えられて発振用ＩＣ１の発振周波数と制御する。
また、図３に記載の実施例においても、図２の実施例と
同様に抵抗Ｒ15及び可変抵抗ＶＲ15により分圧された帰
還電圧ＶFBをフィードバック制御として用いることによ
り、出力電圧ＶCを一定の電圧に維持すると共に、、負
荷１３が無負荷の場合に保護回路として作用することと
なる。
【００１８】（本発明の第３の実施例）図４は本発明の
第３の実施例の回路構成図である。この第３の実施例に
係る電源装置は、前記図１に記載の各実施例と同様に駆
動回路１０１（図１においては１００に相当する。）、
圧電トランス２００、出力回路３００を共通して備え、
この駆動回路１０１がバイポーラトランジスタ２１、３
１からなるプッシュプル形のドライブ回路及び演算増幅
器からなる電圧制御発振回路（以下、ＶＣＯという）１
９を用いた発振回路で形成されると共に、前記出力回路
３００からの出力電圧ＶCに基づく帰還電圧ＶFBを帰還
回路１５によりローパスフィルタ１７、バッファ回路１
８を介して前記ＶＣＯ１９に帰還して周波数が追従する
ように自励発振による帰還制御を行なう構成である。
第３の実施例の回路構成図である。この第３の実施例に
係る電源装置は、前記図１に記載の各実施例と同様に駆
動回路１０１（図１においては１００に相当する。）、
圧電トランス２００、出力回路３００を共通して備え、
この駆動回路１０１がバイポーラトランジスタ２１、３
１からなるプッシュプル形のドライブ回路及び演算増幅
器からなる電圧制御発振回路（以下、ＶＣＯという）１
９を用いた発振回路で形成されると共に、前記出力回路
３００からの出力電圧ＶCに基づく帰還電圧ＶFBを帰還
回路１５によりローパスフィルタ１７、バッファ回路１
８を介して前記ＶＣＯ１９に帰還して周波数が追従する
ように自励発振による帰還制御を行なう構成である。
【００１９】前記帰還回路１５は、負荷１３に対して並
列に接続される抵抗Ｒ15及び可変抵抗ＶＲ15からなるモ
ニタ回路の接続中点から出力電圧ＶCに基づく帰還電圧
ＶFBを生成して帰還するように構成される。この帰還回
路１５には前記ローパスフィルタ１７が接続され、この
ローパスフィルタ１７は帰還回路１５の帰還電圧ＶFBに
重畳されたノイズ成分を除去するように構成される。ま
た、線路のインダクタンス成分により位相遅れが生じる
ためこの位相遅れをコンデンサ１７により進相させてＶ
ＣＯ１９で発振する周波数を適正値に維持することによ
り応答性を向上させるように構成される。
列に接続される抵抗Ｒ15及び可変抵抗ＶＲ15からなるモ
ニタ回路の接続中点から出力電圧ＶCに基づく帰還電圧
ＶFBを生成して帰還するように構成される。この帰還回
路１５には前記ローパスフィルタ１７が接続され、この
ローパスフィルタ１７は帰還回路１５の帰還電圧ＶFBに
重畳されたノイズ成分を除去するように構成される。ま
た、線路のインダクタンス成分により位相遅れが生じる
ためこの位相遅れをコンデンサ１７により進相させてＶ
ＣＯ１９で発振する周波数を適正値に維持することによ
り応答性を向上させるように構成される。
【００２０】前記バッファ回路１８は、抵抗Ｒ15及び可
変抵抗ＶＲ15の分圧回路として形成される検出回路と、
後段に接続されるＶＣＯ１９以降の各回路との干渉をな
くすように構成される。このバッファ回路１８は前記検
出回路の抵抗Ｒ15が１５ＭΩ等のようにメガオームのオ
ーダで設定されるのに対してＶＣＯ１９の可変抵抗ＶＲ
19が数十ＫΩ等のように数キロオームのオーダに設定さ
れて大きく相違することから、この相違に基づく電位差
の干渉を防止できる。
変抵抗ＶＲ15の分圧回路として形成される検出回路と、
後段に接続されるＶＣＯ１９以降の各回路との干渉をな
くすように構成される。このバッファ回路１８は前記検
出回路の抵抗Ｒ15が１５ＭΩ等のようにメガオームのオ
ーダで設定されるのに対してＶＣＯ１９の可変抵抗ＶＲ
19が数十ＫΩ等のように数キロオームのオーダに設定さ
れて大きく相違することから、この相違に基づく電位差
の干渉を防止できる。
【００２１】前記ＶＣＯ１９は、バッファ回路１８の出
力を抵抗Ｒ19を介して入力され、可変抵抗ＶＲ19及びコ
ンデンサＣ19により決定されるデューティ比の制御信号
ＶAを生成して出力する構成である。また、このＶＣＯ
１９の制御動作は、非反転入力となる帰還電圧ＶFBが高
いときには前記制御信号ＶAの発振周波数を高くして出
力電圧ＶCの電圧値を低下させるように制御され、また
非反転入力の帰還電圧ＶFBが低いときには前記制御信号
ＶAの発振周波数を低くして出力電圧ＶCの電圧値を上昇
させるように制御される。
力を抵抗Ｒ19を介して入力され、可変抵抗ＶＲ19及びコ
ンデンサＣ19により決定されるデューティ比の制御信号
ＶAを生成して出力する構成である。また、このＶＣＯ
１９の制御動作は、非反転入力となる帰還電圧ＶFBが高
いときには前記制御信号ＶAの発振周波数を高くして出
力電圧ＶCの電圧値を低下させるように制御され、また
非反転入力の帰還電圧ＶFBが低いときには前記制御信号
ＶAの発振周波数を低くして出力電圧ＶCの電圧値を上昇
させるように制御される。
【００２２】また、前記ＶＣＯ１９の非反転端子の抵抗
Ｒ19と電源ＶPとの間にツェナーダイオードＺＤ19が接
続され、このツェナーダイオードＺＤ19は、本装置の起
動用に使用される。即ち、本実施例装置が自励発振によ
り駆動することから、電源ＶPからの直流電流をツェナ
ーダイオードＺＤ19を介して当初の１回のみ非反転端子
に起動電圧が入力される。
Ｒ19と電源ＶPとの間にツェナーダイオードＺＤ19が接
続され、このツェナーダイオードＺＤ19は、本装置の起
動用に使用される。即ち、本実施例装置が自励発振によ
り駆動することから、電源ＶPからの直流電流をツェナ
ーダイオードＺＤ19を介して当初の１回のみ非反転端子
に起動電圧が入力される。
【００２３】この起動電圧がツェナーダイオードＺＤ19
からＶＣＯ１９の非反転端子に入力されると、所定周期
の制御信号ＶAが生成されてこれが駆動回路１０１のｎ
ｐｎ型又はｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ２１又は
３１を相補的にターンオン又はターンオフさせるスイッ
チング動作を行なう。
からＶＣＯ１９の非反転端子に入力されると、所定周期
の制御信号ＶAが生成されてこれが駆動回路１０１のｎ
ｐｎ型又はｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ２１又は
３１を相補的にターンオン又はターンオフさせるスイッ
チング動作を行なう。
【００２４】なお、前記実施例においてはＶＣＯ１９の
非反転入力として帰還電圧ＶFBを用いる構成としたが、
図５に記載するように前記ＶＣＯ１９の非反転入力に帰
還電流ＩFBを用いる構成とすることもできる。この帰還
電流ＩFBは出力回路３００を形成する倍電圧整流回路の
接地ＧＮＤ側に抵抗Ｒ15aを接続し、この接続中点から
帰還回路１５ａ及びバッファ回路１８を介してＶＣＯ１
９に供給される。また、この図５に記載の実施例におい
ても前記図４に記載の実施例と同様に抵抗Ｒ15及び可変
抵抗ＶＲ15により分圧された帰還電圧ＶFBをフィードバ
ック制御として用いることにより、出力電圧ＶCを一定
の電圧に維持すると共に、負荷１３が無負荷の場合に保
護回路として作用することとなる。
非反転入力として帰還電圧ＶFBを用いる構成としたが、
図５に記載するように前記ＶＣＯ１９の非反転入力に帰
還電流ＩFBを用いる構成とすることもできる。この帰還
電流ＩFBは出力回路３００を形成する倍電圧整流回路の
接地ＧＮＤ側に抵抗Ｒ15aを接続し、この接続中点から
帰還回路１５ａ及びバッファ回路１８を介してＶＣＯ１
９に供給される。また、この図５に記載の実施例におい
ても前記図４に記載の実施例と同様に抵抗Ｒ15及び可変
抵抗ＶＲ15により分圧された帰還電圧ＶFBをフィードバ
ック制御として用いることにより、出力電圧ＶCを一定
の電圧に維持すると共に、負荷１３が無負荷の場合に保
護回路として作用することとなる。
【００２５】
【発明の効果】以上の通り、本発明によれば、スイッチ
ング素子の直流電源電圧の供給路にフライバックコイル
を挿入し、スイッチング制御素子のターンオン時に蓄積
された逆起電力によるエネルギをスイッチング制御素子
のターンオフ時に直流電源電圧に重畳させて高電圧の駆
動電圧を圧電トランスに供給するようにしたので、圧電
トランスの振動部に振幅の大きな駆動電圧を印加するこ
とができ、その分だけ圧電トランスから振幅の大きな高
電圧を得ることができるという効果を奏する。また、本
発明においては、検出回路と制御回路との間における帰
還回路にバッファ回路を介装することにより、電圧値が
大きく異なる検出回路との制御回路との間の干渉を防止
できることとなり、高電圧出力の電源装置におけるフィ
ードバック制御を適正に行なうことができるという効果
を有する。
ング素子の直流電源電圧の供給路にフライバックコイル
を挿入し、スイッチング制御素子のターンオン時に蓄積
された逆起電力によるエネルギをスイッチング制御素子
のターンオフ時に直流電源電圧に重畳させて高電圧の駆
動電圧を圧電トランスに供給するようにしたので、圧電
トランスの振動部に振幅の大きな駆動電圧を印加するこ
とができ、その分だけ圧電トランスから振幅の大きな高
電圧を得ることができるという効果を奏する。また、本
発明においては、検出回路と制御回路との間における帰
還回路にバッファ回路を介装することにより、電圧値が
大きく異なる検出回路との制御回路との間の干渉を防止
できることとなり、高電圧出力の電源装置におけるフィ
ードバック制御を適正に行なうことができるという効果
を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例をに係る電源装置の回路
図である。
図である。
【図２】本発明の第２の実施例をに係る電源装置の回路
図である。
図である。
【図３】本発明の他の実施例をに係る電源装置の回路図
である。
である。
【図４】本発明の第３の実施例をに係る電源装置の回路
図である。
図である。
【図５】本発明の他の実施例をに係る電源装置の回路図
である。
である。
【図６】従来の電源装置の回路構成図である。
１ 発振用ＩＣ ２ ツェナーダイオード ３ ＭＯＳＦＥＴ ４ フライバックコイル ５ 可変抵抗 ６ 第１入力電極 ７ 第２入力電極 ８ 出力電極 ９ カップリングコンデンサ １０ 整流ダイオード １１ 整流ダイオード １２ 平滑コンデンサ １３ 負荷 １５、１５ａ 帰還回路 １７ ローパスフィルタ １８ バッファ回路 １９ ＶＣＯ ２１、３１ バイポーラトランジスタ １００ 駆動回路 ２００ 圧電トランス ３００ 出力回路 ＶP 直流電源電圧 ＶA 制御信号 ＶB 駆動電圧 ＶC 出力電圧
Claims (2)
- 【請求項１】 誘電体に一対の入力電極が配設されて形
成される駆動部及び誘電体に出力電極が配設されて形成
される発電部からなる圧電トランスと、当該圧電トラン
スの駆動部の一対の入力電極に接続されて圧電トランス
を駆動する駆動回路とを備えた電源装置において、 前記駆動回路が、所定周波数の交番制御信号を出力する
発振回路と、制御電極に与えられる前記交番制御信号に
応じて直流電源電圧を交番電圧に変換して前記圧電トラ
ンスに供給するオンオフ制御可能なスイッチング制御素
子と、前記スイッチング素子の前記直流電源電圧の供給
路に挿入されたフライバックコイルとを備えたことを特
徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記請求項１に記載の電源装置におい
て、 前記圧電トランスの出力電極から出力される電圧値を検
出する検出回路と、この検出された電圧値を帰還回路を
介して入力され、この電圧値に基づいて前記駆動回路を
駆動制御する制御回路と、前記帰還回路に検出回路と制
御回路との干渉を防止するバッファ回路とを備えること
を特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7188459A JPH0923643A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7188459A JPH0923643A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923643A true JPH0923643A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=16224082
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7188459A Pending JPH0923643A (ja) | 1995-06-30 | 1995-06-30 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0923643A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6133672A (en) * | 1998-02-27 | 2000-10-17 | Nec Corporation | Driving method of piezoelectric transformer and driving circuit for the same |
| JP2008236926A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Jr Higashi Nippon Consultants Kk | 蓄電回路及び発電システム |
| US8049368B2 (en) | 2008-06-12 | 2011-11-01 | Seiko Epson Corporation | Load driving circuit and load driving method |
| JP2012080698A (ja) * | 2010-10-04 | 2012-04-19 | Rohm Co Ltd | 電源装置 |
-
1995
- 1995-06-30 JP JP7188459A patent/JPH0923643A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6133672A (en) * | 1998-02-27 | 2000-10-17 | Nec Corporation | Driving method of piezoelectric transformer and driving circuit for the same |
| JP2008236926A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Jr Higashi Nippon Consultants Kk | 蓄電回路及び発電システム |
| US8049368B2 (en) | 2008-06-12 | 2011-11-01 | Seiko Epson Corporation | Load driving circuit and load driving method |
| US9250641B2 (en) | 2008-06-12 | 2016-02-02 | Seiko Epson Corporation | Load driving circuit and load driving method |
| JP2012080698A (ja) * | 2010-10-04 | 2012-04-19 | Rohm Co Ltd | 電源装置 |
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