JPH09233849A - Switching inverter circuit - Google Patents
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- JPH09233849A JPH09233849A JP8033591A JP3359196A JPH09233849A JP H09233849 A JPH09233849 A JP H09233849A JP 8033591 A JP8033591 A JP 8033591A JP 3359196 A JP3359196 A JP 3359196A JP H09233849 A JPH09233849 A JP H09233849A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は産業用や民生用の電
子機器に使用されるスイッチングインバータ回路に関
し、特に電流共振を利用してスイッチングノイズを低減
するスイッチング電源装置に用いられるスイッチングイ
ンバータ回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching inverter circuit used in industrial and consumer electronic devices, and more particularly to a switching inverter circuit used in a switching power supply device that reduces switching noise by utilizing current resonance. Is.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、電子機器の低価格化・小型化・高
性能化・省エネルギー化に伴い、小型高効率で、かつ、
低価格、低ノイズのスイッチング電源装置が強く要望さ
れている。低ノイズ化に有効な従来技術として電流共振
を利用するものがある。この電流共振を用いる方法で
は、スイッチに直列に接続したインピーダンス成分を利
用して、スイッチがオンしたときの電流波形をほぼ（半
波）正弦波とし、急激な電流変化により発生する磁界性
ノイズを抑制している。2. Description of the Related Art In recent years, along with the cost reduction, miniaturization, high performance, and energy saving of electronic devices, they have become smaller and more efficient, and
There is a strong demand for low-priced, low-noise switching power supply devices. As a conventional technique effective in reducing noise, there is a technique utilizing current resonance. In this method using current resonance, the impedance component connected in series to the switch is used to make the current waveform when the switch is on almost (half-wave) sine wave, and the magnetic field noise generated by the sudden current change is generated. It's suppressed.
【０００３】このような電流共振を利用することによっ
て低ノイズ化を実現した従来のスイッチング電源装置と
して、特開平５−９１７３６号公報に記載されているも
のの回路図を図４に示す。図４において、１０１は直流
電源、１１２はトランスである。トランス１１２は一次
巻線１１２ｐと二次巻線１１２ｓと制御巻線１１２ｂと
を有し、漏れインダクタンス１１２ｌも図示されてい
る。FIG. 4 shows a circuit diagram of a conventional switching power supply device which realizes noise reduction by utilizing such current resonance, which is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-91736. In FIG. 4, 101 is a DC power supply and 112 is a transformer. The transformer 112 has a primary winding 112p, a secondary winding 112s and a control winding 112b, and a leakage inductance 112l is also shown.
【０００４】１０３は起動抵抗であり、直流電源１０１
が投入されると起動抵抗１０３を通してキャパシタ１０
５が充電される。ダイオード１０７はキャパシタ１０５
の充電電流がドライブ抵抗１０９を通して制御巻線１１
２ｂへ流れるのを阻止している。１０４は主スイッチ
（トランジスタ）であり、キャパシタ１０５の両端電圧
がターンオンしきい値より高くなるとターンオンする。Reference numeral 103 is a starting resistor, which is a DC power source 101.
Is turned on, the capacitor 10 is passed through the starting resistor 103.
5 is charged. The diode 107 is the capacitor 105
The charging current of the control winding 11 passes through the drive resistor 109.
It blocks the flow to 2b. A main switch (transistor) 104 is turned on when the voltage across the capacitor 105 becomes higher than the turn-on threshold value.
【０００５】主スイッチ１０４がターンオンするとトラ
ンス１１２の一次巻線１１２ｐは直流電源１０１により
励磁される。このとき制御巻線１１２ｂには正の電圧が
発生する。この正の制御巻線電圧はドライブ抵抗１０９
を通して主スイッチ１０４のオン状態を持続させる。ま
た、この正の制御巻線電圧は抵抗１１０とキャパシタ１
１１からなる時定数回路に入力され、キャパシタ１１１
を充電する。１０８は補助スイッチ（トランジスタ）で
あり、キャパシタ１１１の両端電圧がターンオンしきい
値より高くなるとターンオンする。これに伴って主スイ
ッチ１０４はターンオフする。When the main switch 104 is turned on, the primary winding 112p of the transformer 112 is excited by the DC power supply 101. At this time, a positive voltage is generated in the control winding 112b. This positive control winding voltage is the drive resistance 109
The main switch 104 is maintained in the ON state through. Also, this positive control winding voltage is applied to resistor 110 and capacitor 1
11 is input to the time constant circuit, and the capacitor 111
To charge. Reference numeral 108 denotes an auxiliary switch (transistor), which is turned on when the voltage across the capacitor 111 becomes higher than the turn-on threshold value. Along with this, the main switch 104 is turned off.
【０００６】１０２は電圧共振用キャパシタである。主
スイッチ１０４がターンオフすると、トランス１１２の
一次巻線１１２ｐと電圧共振用キャパシタ１０２とから
なる共振回路は一次巻線１１２ｐの励磁エネルギーを維
持するように電圧共振を始める。電圧共振期間におい
て、一次巻線１１２ｐの励磁エネルギーのほぼ全部が電
圧共振用キャパシタ１０２に移ったとき、一次巻線１１
２ｐの両端電圧は負の値になるが、これに伴い制御巻線
１１２ｂには負の電圧が発生する。この負の制御巻線電
圧により補助スイッチ１０８はターンオフする。Reference numeral 102 is a voltage resonance capacitor. When the main switch 104 is turned off, the resonance circuit including the primary winding 112p of the transformer 112 and the voltage resonance capacitor 102 starts voltage resonance so as to maintain the excitation energy of the primary winding 112p. During the voltage resonance period, when almost all of the excitation energy of the primary winding 112p is transferred to the voltage resonance capacitor 102, the primary winding 11
Although the voltage across 2p has a negative value, a negative voltage is generated in the control winding 112b accordingly. This negative control winding voltage turns off auxiliary switch 108.
【０００７】説明を少し戻して主スイッチ１０４がター
ンオフしたとき、電圧共振の開始に伴って主スイッチ１
０４の両端電圧が上昇を開始する。主スイッチ１０４の
両端電圧は、一次巻線１１２ｐの励磁エネルギーのほぼ
全部が電圧共振用キャパシタ１０２に移ったときに最大
電圧となり、この後、下降に転ずる。主スイッチ１０４
の両端電圧が零になったとき、制御巻線１１２ｂには正
の電圧が発生している。この正の制御巻線電圧はドライ
ブ抵抗１０９を通してキャパシタ１０５を充電するが、
やがてキャパシタ１０５の両端電圧が主スイッチ１０４
のターンオンしきい値まで上昇すると主スイッチ１０４
が再びターンオンする。このような動作を繰り返すこと
によりインバータ動作が持続する。[0007] Returning to a brief explanation, when the main switch 104 is turned off, the main switch 1 is turned on with the start of voltage resonance.
The voltage across 04 begins to rise. The voltage across the main switch 104 reaches the maximum voltage when almost all of the excitation energy of the primary winding 112p is transferred to the voltage resonance capacitor 102, and then starts to fall. Main switch 104
A positive voltage is generated in the control winding 112b when the voltage between both ends becomes zero. This positive control winding voltage charges capacitor 105 through drive resistor 109,
Eventually, the voltage across the capacitor 105 becomes the main switch 104.
The main switch 104 when the turn-on threshold of
Turns on again. By repeating such operations, the inverter operation continues.
【０００８】次にトランス１１２の二次側におけるコン
バータ動作について説明する。図４において１１３は二
次側整流用ダイオード、１１４は電流共振用キャパシタ
である。また、平滑用のインダクタ１１５及びキャパシ
タ１１６が設けられている。主スイッチ１０４のオン期
間は二次巻線１１２ｓの端子電圧は正になり、二次側整
流用ダイオード１１３が順方向にバイアスされて導通す
る。二次側整流用ダイオード１１３が導通すると電流共
振用キャパシタ１１４と漏れインダクタンス１１２ｌと
で電流共振回路が構成され、共振電流が流れる。この共
振電流は正弦波状になるが、二次側整流用ダイオード１
１３があるため共振電流は半波波形となる。Next, the converter operation on the secondary side of the transformer 112 will be described. In FIG. 4, 113 is a secondary side rectifying diode, and 114 is a current resonance capacitor. Further, a smoothing inductor 115 and a capacitor 116 are provided. During the ON period of the main switch 104, the terminal voltage of the secondary winding 112s becomes positive, and the secondary side rectifying diode 113 is biased in the forward direction and becomes conductive. When the secondary side rectifying diode 113 becomes conductive, the current resonance capacitor 114 and the leakage inductance 112l constitute a current resonance circuit, and a resonance current flows. This resonance current is sinusoidal, but the secondary side rectifying diode 1
Since there is 13, the resonance current has a half-wave waveform.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の構
成において、主スイッチ１０４のオン期間に発生する制
御巻線１１２ｂの電圧は直流電源１０１の電圧、及び、
一次巻線１１２ｐと制御巻線１１２ｂとの巻数比によっ
て決まる。従って、直流電源１０１の電圧変動が主スイ
ッチ１０４のオン期間に発生する制御巻線１１２ｂの電
圧に影響する。制御巻線１１２ｂの電圧が変動すると、
その影響は抵抗１１０とキャパシタ１１１とからなる時
定数回路に及び、主スイッチ１０４がターンオンしてか
ら補助スイッチ１０８がターンオンするまでの期間、す
なわち主スイッチ１０４のオン期間が変動する。具体的
には、直流電源１０１の電圧が高いと主スイッチ１０４
のオン期間は短くなり、直流電源１０１の電圧が低いと
主スイッチ１０４のオン期間は長くなる。In the conventional structure as described above, the voltage of the control winding 112b generated during the ON period of the main switch 104 is the voltage of the DC power supply 101, and
It is determined by the turn ratio between the primary winding 112p and the control winding 112b. Therefore, the voltage fluctuation of the DC power supply 101 affects the voltage of the control winding 112b generated during the ON period of the main switch 104. When the voltage of the control winding 112b changes,
The influence extends to the time constant circuit composed of the resistor 110 and the capacitor 111, and the period from when the main switch 104 is turned on to when the auxiliary switch 108 is turned on, that is, the on period of the main switch 104 varies. Specifically, when the voltage of the DC power supply 101 is high, the main switch 104
The ON period of the main switch 104 becomes long when the voltage of the DC power supply 101 is low.
【００１０】一般に、スイッチングインバータ回路の電
源部は交流電源を整流・平滑したものであるが、平滑容
量等の制限から完全な直流を得ることが難しく、交流電
源の周波数の整数倍のリップル分を含む。また商用交流
電源を用いたときは、その電源電圧自身の変動も含むこ
とになる。Generally, the power supply section of the switching inverter circuit is an AC power supply rectified and smoothed. However, it is difficult to obtain a complete DC power supply due to the limitation of the smoothing capacity and the like. Including. When a commercial AC power supply is used, it also includes fluctuations in the power supply voltage itself.
【００１１】このようなリップル分及び交流電源電圧の
変動を考慮した上で、従来の構成において主スイッチ１
０４のオン期間内に電流共振を終了させる為には、直流
電源１０１の電圧が最も高いときに電流共振を終了させ
るように抵抗１１０及びキャパシタ１１１からなる時定
数回路を調整しなければならない。前述のように直流電
源１０１の電圧が低くなると主スイッチ１０４のオン期
間が長くなるが、電流共振期間は変わらないので二次側
へ電力を伝達する期間の割合が小さくなる。主スイッチ
１０４のオフ期間は電圧共振により不変であるので実質
的なオンデューティが減少する。従って、主スイッチ１
０４のオン期間に二次側へ伝達する電流ピークが大きく
なり、損失が増加する。また電流ピークの増大は放射ノ
イズの増大とコンバータ部出力の電圧変動増加を引き起
こす。In consideration of such a ripple component and the fluctuation of the AC power supply voltage, the main switch 1 in the conventional configuration is used.
In order to end the current resonance within the ON period of 04, the time constant circuit including the resistor 110 and the capacitor 111 must be adjusted so that the current resonance is ended when the voltage of the DC power supply 101 is the highest. As described above, when the voltage of the DC power supply 101 becomes lower, the ON period of the main switch 104 becomes longer, but the current resonance period does not change, so that the ratio of the period for transmitting power to the secondary side becomes small. Since the off period of the main switch 104 is unchanged due to voltage resonance, the on-duty is substantially reduced. Therefore, the main switch 1
In the ON period of 04, the current peak transmitted to the secondary side becomes large and the loss increases. Further, the increase of the current peak causes the increase of radiation noise and the voltage fluctuation of the converter output.
【００１２】本発明は上記のような従来の問題点を解決
するためになされたものであり、直流電源の変動による
主スイッチのオン期間変動を無くして実質的なオンデュ
ーティを大きくし、それによって二次側へ伝達する電力
ピークを抑制して損失およびノイズを低減するととも
に、回路の簡略化と低価格化が可能なスイッチングイン
バータ回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned conventional problems, and eliminates fluctuations in the ON period of the main switch due to fluctuations in the DC power supply to increase the substantial ON duty, thereby An object of the present invention is to provide a switching inverter circuit capable of suppressing power peaks transmitted to the secondary side to reduce loss and noise and simplifying the circuit and reducing the cost.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明によるスイッチングインバータ回路の第１の
構成は少なくとも主巻線と制御巻線とを備えたトランス
と、キャパシタを介して前記トランスの主巻線に直列接
続された主スイッチと、インダクタを介して前記主スイ
ッチに並列接続された電圧源と、前記トランスの制御巻
線に発生する電圧によって前記主スイッチをターンオン
させる主スイッチ駆動手段と、前記トランスの制御巻線
に発生する電圧によって一定期間経過後に前記主スイッ
チをターンオフさせる主スイッチオン期間制御手段とを
備えたことを特徴とする。To achieve this object, a first configuration of a switching inverter circuit according to the present invention comprises a transformer having at least a main winding and a control winding, and the transformer via a capacitor. Main switch connected in series to the main winding, a voltage source connected in parallel to the main switch via an inductor, and a main switch driving means for turning on the main switch by a voltage generated in a control winding of the transformer. And a main switch-on period control means for turning off the main switch after a lapse of a certain period by the voltage generated in the control winding of the transformer.
【００１４】第２の構成は、少なくとも主巻線と制御巻
線とを備えたトランスと、そのトランスの主巻線を介し
て電圧源に直列接続された主スイッチと、前記トランス
の制御巻線に発生する電圧によって前記主スイッチをタ
ーンオンさせる主スイッチ駆動手段と、前記トランスの
制御巻線に発生する電圧によって一定期間経過後に前記
主スイッチをターンオフさせる主スイッチオン期間制御
手段とを備えたことを特徴とする。A second configuration is a transformer having at least a main winding and a control winding, a main switch connected in series to a voltage source via the main winding of the transformer, and a control winding of the transformer. A main switch drive means for turning on the main switch by a voltage generated in the main switch, and a main switch on period control means for turning off the main switch after a lapse of a certain period by a voltage generated in the control winding of the transformer. Characterize.
【００１５】上記の第１及び第２の構成において、主ス
イッチオン期間制御手段が、定電流素子と、前記トラン
スの制御巻線に発生する電圧によって前記定電流素子を
介して充電されるキャパシタと、そのキャパシタの電圧
が所定の電圧以上になれば前記主スイッチをターンオフ
させる補助スイッチとによって構成されていることが好
ましい。In the first and second configurations described above, the main switch-on period control means includes a constant current element and a capacitor charged by the voltage generated in the control winding of the transformer via the constant current element. Preferably, the auxiliary switch is configured to turn off the main switch when the voltage of the capacitor exceeds a predetermined voltage.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施形態
を実施例と図面に基づいて説明する。図１に本発明の第
１の実施例であるスイッチング電源装置の回路図を示
す。このスイッチング電源装置は、本出願人が先に出願
した特願平７−１５０２０３号において第２の実施例と
して記載されているスイッチング電源装置に本発明を適
用したものである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to Examples and the drawings. FIG. 1 shows a circuit diagram of a switching power supply device which is a first embodiment of the present invention. This switching power supply device is one in which the present invention is applied to the switching power supply device described as the second embodiment in Japanese Patent Application No. 7-150203 filed previously by the present applicant.
【００１７】図１において、主スイッチＡはトランジス
タ４と、そのベース・エミッタ間に接続されたダイオー
ド１１とで構成され、トランジスタ４のコレクタ・エミ
ッタ間のスイッチ動作をベース・エミッタ間の電圧で制
御する。主スイッチ駆動手段Ｂは起動促進用キャパシタ
７とドライブ抵抗９と逆ドライブ阻止用ダイオード８と
逆ドライブ用抵抗１０と過剰ドライブ阻止用ダイオード
６とで構成され、トランス１８の制御巻線１８ｂの両端
電圧を入力として動作する。起動促進用キャパシタ７は
直流電圧源１から起動抵抗２を介して充電される。主ス
イッチオン期間制御手段Ｃは補助スイッチとしてのトラ
ンジスタ１２と抵抗１６と定電流素子としての定電流ダ
イオード１５とキャパシタ１４とダイオード１３とで構
成され、やはりトランス１８の制御巻線１８ｂの両端電
圧を入力として動作する。なお、定電流ダイオード１５
の代わりに接合型ＦＥＴのゲートとソースを短絡した定
電流回路を用いてもよい。In FIG. 1, the main switch A is composed of a transistor 4 and a diode 11 connected between its base and emitter, and the switching operation between the collector and emitter of the transistor 4 is controlled by the voltage between the base and emitter. To do. The main switch drive means B is composed of a start promotion capacitor 7, a drive resistor 9, a reverse drive blocking diode 8, a reverse drive resistor 10 and an excess drive blocking diode 6, and the voltage across the control winding 18b of the transformer 18 is increased. Works as input. The startup facilitating capacitor 7 is charged from the DC voltage source 1 through the starting resistor 2. The main switch ON period control means C includes a transistor 12 as an auxiliary switch, a resistor 16, a constant current diode 15 as a constant current element, a capacitor 14 and a diode 13, and also controls the voltage across the control winding 18b of the transformer 18. Acts as an input. The constant current diode 15
Instead of, the constant current circuit in which the gate and the source of the junction type FET are short-circuited may be used.
【００１８】また、入力直流電圧源１と第１のインダク
タ５と主スイッチＡとが直列接続され、主スイッチＡと
並列に電圧共振用キャパシタ３が接続されている。さら
に、第１の電流共振用キャパシタ１７とトランス１８の
一次巻線１８ｐと一次側に換算した漏れインダクタンス
１８ｌとの直列回路が主スイッチＡと並列に接続されて
いる。トランス１８の二次巻線１８ｓには第２の電流共
振用キャパシタ１９と二次側整流ダイオード２０との直
列回路が接続され、二次側整流ダイオード２０の両端に
第２のインダクタ２１と平滑用キャパシタ２２との直列
回路が接続され、平滑用キャパシタ２２の両端から負荷
２３に対して電力が供給される。Further, the input DC voltage source 1, the first inductor 5 and the main switch A are connected in series, and the voltage resonance capacitor 3 is connected in parallel with the main switch A. Further, a series circuit of the first current resonance capacitor 17, the primary winding 18p of the transformer 18, and the leakage inductance 18l converted to the primary side is connected in parallel with the main switch A. A series circuit of a second current resonance capacitor 19 and a secondary side rectifying diode 20 is connected to the secondary winding 18s of the transformer 18, and a second inductor 21 and a smoothing circuit are connected to both ends of the secondary side rectifying diode 20. A series circuit with the capacitor 22 is connected, and power is supplied to the load 23 from both ends of the smoothing capacitor 22.
【００１９】以上のような構成のスイッチング電源装置
の動作の概略を次に説明する。主スイッチＡがオンの期
間は、トランス１８を介して直列接続される第１の電流
共振用キャパシタ１７、第２の電流共振用キャパシタ１
９、二次側整流ダイオード２０、主スイッチＡからなる
ループが、第１の電流共振用キャパシタ１７と第２の電
流共振用キャパシタ１９の一次側換算キャパシタとを直
列接続したキャパシタンス値と、トランス１８の漏れイ
ンダクタンス１８ｌのインダクタンス値とでほぼ決まる
共振周波数で共振する。その結果、二次側整流ダイオー
ド２０を流れる電流は概略半波共振電流波形となる。こ
の電流により、第２の電流共振用キャパシタ１９が充電
される。An outline of the operation of the switching power supply device having the above configuration will be described below. While the main switch A is on, the first current resonance capacitor 17 and the second current resonance capacitor 1 connected in series via the transformer 18 are connected.
9, a loop composed of the secondary side rectifying diode 20 and the main switch A has a capacitance value in which a first side capacitor 17 for current resonance and a second side capacitor 19 for current resonance are connected in series, and a transformer 18. Resonates at a resonance frequency substantially determined by the leakage inductance 18l and the inductance value of the leakage inductance 18l. As a result, the current flowing through the secondary side rectifying diode 20 has a substantially half-wave resonance current waveform. The second current resonance capacitor 19 is charged by this current.
【００２０】主スイッチＡがオフの期間は、トランス１
８の励磁インダクタンスと第２のインダクタ２１のイン
ダクタンスと第１のインダクタ５との並列インダクタン
スと、電圧共振用キャパシタ３のキャパシタンスとでほ
ぼ決まる共振周波数で共振し、主スイッチＡの両端間電
圧がほぼ半波電圧共振波形となる。While the main switch A is off, the transformer 1
8 and the inductance of the second inductor 21 and the parallel inductance of the first inductor 5 and the capacitance of the voltage resonance capacitor 3 resonate at a resonance frequency that is substantially determined, and the voltage across the main switch A is almost equal. It becomes a half-wave voltage resonance waveform.
【００２１】主スイッチＡのオン・オフの繰り返しによ
り、二次巻線１８ｓの両端電圧は交流となるが、第２の
電流共振用キャパシタ１９と二次側整流ダイオード２０
で構成される整流回路のクランプ作用により二次側整流
ダイオード２０の両端電圧は第２の電流共振用キャパシ
タ１９の両端電圧を平均値とする脈流になる。この脈流
を第２のインダクタ２１と平滑用キャパシタ２２で構成
されるフィルタに入力することにより、平滑用キャパシ
タ２２の両端電圧は直流となり、負荷２３に直流電圧が
供給される。By repeating on / off of the main switch A, the voltage across the secondary winding 18s becomes AC, but the second current resonance capacitor 19 and the secondary side rectifying diode 20 are used.
The voltage across the secondary side rectifying diode 20 becomes a pulsating flow whose average value is the voltage across the second current resonance capacitor 19 due to the clamping action of the rectifying circuit constituted by. By inputting this pulsating flow into the filter composed of the second inductor 21 and the smoothing capacitor 22, the voltage across the smoothing capacitor 22 becomes DC, and the DC voltage is supplied to the load 23.
【００２２】このスイッチング電源装置の起動は次のよ
うに行われる。入力直流電圧源１が投入されると入力直
流電圧源１から第１のインダクタ５を通して第１の電流
共振用キャパシタ１７が充電される。また入力直流電圧
源１から起動抵抗２を通して起動促進用キャパシタ７が
充電される。ここで逆ドライブ用抵抗１０に流入する電
流は起動促進用キャパシタ７の充電の妨げとなるので、
逆ドライブ用抵抗１０の抵抗値はドライブ抵抗９の抵抗
値に比べて十分大きく設定されている。The switching power supply device is started up as follows. When the input DC voltage source 1 is turned on, the first current resonance capacitor 17 is charged from the input DC voltage source 1 through the first inductor 5. Further, the starting promotion capacitor 7 is charged from the input DC voltage source 1 through the starting resistor 2. Here, since the current flowing into the reverse drive resistor 10 hinders the charging of the startup facilitating capacitor 7,
The resistance value of the reverse drive resistor 10 is set sufficiently larger than the resistance value of the drive resistor 9.
【００２３】起動促進用キャパシタ７の両端電圧が上昇
し、トランジスタ４のベース電圧がトランジスタ４のタ
ーンオンしきい値に達するとトランジスタ４がターンオ
ンする。このとき電流共振用キャパシタ１７はすでに充
電されており、トランジスタ４がターンオンしてコレク
タ電圧が下がるとトランス１８の一次巻線１８ｐが励磁
される。トランス１８の一次巻線１８ｐの励磁により制
御巻線１８ｂに生じた電圧によって主スイッチ駆動手段
Ｂへ電流が流れる。主スイッチ駆動手段Ｂに流入した電
流はドライブ抵抗９と充電された起動促進用キャパシタ
７を通してトランジスタ４のベースへ導かれ、トランジ
スタ４と第１の電流共振用キャパシタ１７とトランス１
８の一次巻線１８ｐと制御巻線１８ｂとドライブ抵抗９
と起動促進用キャパシタ７とで構成される正帰還ループ
によってトランジスタ４のオン状態が維持される。この
とき起動促進用キャパシタ７は起動直後とは逆方向に充
電されるが、逆ドライブ阻止用ダイオード８の順方向電
圧まで充電されると逆ドライブ阻止用ダイオード８が導
通して電流経路が切り替わる。過剰ドライブ阻止用ダイ
オード６はトランジスタ４のコレクタ電位が低いとき、
すなわちトランジスタ４のドライブ電流が過剰なときの
み導通してドライブ抵抗９からの電流をトランジスタ４
のコレクタへ迂回させ、これによってトランジスタ４の
過剰なドライブを阻止する。When the voltage across the start-up promoting capacitor 7 rises and the base voltage of the transistor 4 reaches the turn-on threshold value of the transistor 4, the transistor 4 turns on. At this time, the current resonance capacitor 17 is already charged, and when the transistor 4 turns on and the collector voltage decreases, the primary winding 18p of the transformer 18 is excited. A current flows to the main switch drive means B by the voltage generated in the control winding 18b by exciting the primary winding 18p of the transformer 18. The current flowing into the main switch driving means B is guided to the base of the transistor 4 through the drive resistor 9 and the charged start-up promoting capacitor 7, and the transistor 4, the first current resonance capacitor 17 and the transformer 1 are provided.
8 primary winding 18p, control winding 18b, and drive resistor 9
The positive feedback loop composed of the start promotion capacitor 7 keeps the transistor 4 on. At this time, the startup facilitating capacitor 7 is charged in the direction opposite to that immediately after the startup, but when it is charged to the forward voltage of the reverse drive blocking diode 8, the reverse drive blocking diode 8 becomes conductive and the current path is switched. When the collector potential of the transistor 4 is low, the excessive drive blocking diode 6 is
That is, the transistor 4 is turned on only when the drive current of the transistor 4 is excessive and the current from the drive resistor 9 is transferred to the transistor 4
To the collector of the transistor, which prevents excessive driving of transistor 4.
【００２４】トランジスタ４がターンオンしてからター
ンオフするまでの動作について、図２に示す各部の動作
波形を参照しながら説明する。図２において、（ａ）は
トランジスタ４のコレクタ電位Ｖｃ、（ｂ）は二次側整
流ダイオード２０の電流Ｉｄ、（ｃ）は制御巻線１８ｂ
の電圧Ｖｓ、（ｄ）はトランジスタ４のベース電圧Ｖ
ｂ、（ｅ）はキャパシタ１４の端子電圧Ｖｃａｐをそれ
ぞれ示している。The operation from the time the transistor 4 is turned on to the time it is turned off will be described with reference to the operation waveforms of the respective parts shown in FIG. In FIG. 2, (a) is the collector potential Vc of the transistor 4, (b) is the current Id of the secondary side rectifying diode 20, and (c) is the control winding 18b.
Vs, (d) is the base voltage V of the transistor 4
b and (e) show the terminal voltage Vcap of the capacitor 14, respectively.
【００２５】時刻ｔ０において、トランジスタ４のター
ンオンにより前述の正帰還ループを形成するが、同時に
トランス１８の制御巻線１８ｂから主スイッチオン期間
制御手段Ｃへ電流が流れる。この電流は定電流ダイオー
ド１５の作用により一定電流になる。この一定電流はキ
ャパシタ１４を充電するが、キャパシタの端子電圧は流
入電流の時間積分に比例するので、キャパシタ１４の端
子電圧Ｖｃａｐの上昇の傾きは一定になる。At time t0, the positive feedback loop described above is formed by turning on the transistor 4, and at the same time, a current flows from the control winding 18b of the transformer 18 to the main switch-on period control means C. This current becomes a constant current due to the action of the constant current diode 15. This constant current charges the capacitor 14, but since the terminal voltage of the capacitor is proportional to the time integration of the inflow current, the rising slope of the terminal voltage Vcap of the capacitor 14 becomes constant.
【００２６】時刻ｔ１でキャパシタ１４の端子電圧Ｖｃ
ａｐがトランジスタ１２のターンオンしきい値になると
トランジスタ１２はターンオンする。このトランジスタ
１２のターンオンによりトランジスタ４はベース電位が
下がってターンオフし、前述の正帰還ループは阻止され
る。At time t1, the terminal voltage Vc of the capacitor 14
When ap reaches the turn-on threshold of transistor 12, transistor 12 turns on. The turn-on of the transistor 12 lowers the base potential of the transistor 4 to turn it off, thereby blocking the positive feedback loop.
【００２７】トランジスタ４のオン期間において、第１
のインダクタ５は入力直流電圧源１によって励磁され、
またトランス１８の一次巻線１８ｐは第１の電流共振用
キャパシタ１７の充電電圧によって励磁され、また第２
のインダクタ２１は平滑用キャパシタ２２の充電電圧に
よって励磁される。このとき第１の電流共振用キャパシ
タ１７と第２の電流共振用キャパシタ１９とトランス１
８の漏れインダクタンス１８ｌで構成されるループで電
流共振が起こり、この共振電流で第２の電流共振用キャ
パシタ１９が充電される。In the ON period of the transistor 4, the first
Inductor 5 is excited by the input DC voltage source 1,
The primary winding 18p of the transformer 18 is excited by the charging voltage of the first current resonance capacitor 17, and
The inductor 21 is excited by the charging voltage of the smoothing capacitor 22. At this time, the first current resonance capacitor 17, the second current resonance capacitor 19 and the transformer 1
Current resonance occurs in the loop constituted by the leakage inductance 18l of No. 8 and this resonance current charges the second current resonance capacitor 19.
【００２８】次に、トランジスタ４がターンオフしてか
ら再びターンオンするまでの動作を説明する。時刻ｔ１
でのトランジスタ４のターンオフにより、前述の第１の
インダクタ５とトランス１８の一次巻線１８ｐと第２の
インダクタ２１の励磁エネルギーは電圧共振用キャパシ
タ３へ移行し、電圧共振を開始する。電圧共振期間で
は、まず励磁エネルギーは電圧共振用キャパシタ３へ流
入してトランジスタ４のコレクタ電位Ｖｃを上昇させ、
励磁エネルギーがすべて電圧共振用キャパシタ３へ移っ
たときにトランジスタ４のコレクタ電位Ｖｃはピークに
なる。その後電圧共振用キャパシタ３へ移ったエネルギ
ーにより第１のインダクタ５とトランス１８の一次巻線
１８ｐと第２のインダクタ２１を逆励磁し、電圧共振用
キャパシタ３のエネルギーは第１のインダクタ５とトラ
ンス１８の一次巻線１８ｐと第２のインダクタ２１へ戻
る。Next, the operation from when the transistor 4 is turned off to when it is turned on again will be described. Time t1
When the transistor 4 is turned off at, the excitation energy of the first inductor 5, the primary winding 18p of the transformer 18 and the second inductor 21 described above is transferred to the voltage resonance capacitor 3 and the voltage resonance is started. In the voltage resonance period, first, the excitation energy flows into the voltage resonance capacitor 3 to raise the collector potential Vc of the transistor 4,
When all the excitation energy is transferred to the voltage resonance capacitor 3, the collector potential Vc of the transistor 4 reaches a peak. After that, the energy transferred to the voltage resonance capacitor 3 reversely excites the first inductor 5, the primary winding 18p of the transformer 18, and the second inductor 21, and the energy of the voltage resonance capacitor 3 becomes equal to that of the first inductor 5 and the transformer. Returning to the primary winding 18p of 18 and the second inductor 21.
【００２９】この過程で、トランス１８の制御巻線１８
ｂは電流の引抜きを行うが、主スイッチオン期間制御手
段Ｃからは抵抗１６及び定電流ダイオード１５を通して
キャパシタ１４から電流を引抜き、キャパシタ１４は逆
充電される。その結果、トランジスタ１２はベース・エ
ミッタ間電圧が下がるのでオフになる。キャパシタ１４
の逆充電電圧がダイオード１３の順方向電圧になると、
ダイオード１３が導通して電流経路が切り替わる。また
キャパシタ１４の逆充電電圧はダイオード１３の順方向
電圧にクランプされ、これより後のキャパシタ１４の充
電開始電圧は固定される。したがって、トランジスタ４
のオン期間は一定になる。In this process, the control winding 18 of the transformer 18 is
Although b draws a current, the main switch-on period control means C draws a current from the capacitor 14 through the resistor 16 and the constant current diode 15, and the capacitor 14 is reversely charged. As a result, the transistor 12 is turned off because the base-emitter voltage drops. Capacitor 14
When the reverse charging voltage of becomes the forward voltage of the diode 13,
The diode 13 becomes conductive and the current path is switched. The reverse charging voltage of the capacitor 14 is clamped to the forward voltage of the diode 13, and the charging start voltage of the capacitor 14 after this is fixed. Therefore, transistor 4
The ON period of is constant.
【００３０】また、トランス１８の制御巻線１８ｂは逆
ドライブ用抵抗１０からも電流の引抜きを行い、トラン
ジスタ４のベース・エミッタ電圧をダイオード１１の順
方向電圧にクランプする。The control winding 18b of the transformer 18 also extracts current from the reverse drive resistor 10 and clamps the base-emitter voltage of the transistor 4 to the forward voltage of the diode 11.
【００３１】時刻ｔ２で電圧共振用キャパシタ３のエネ
ルギーがすべて第１のインダクタ５とトランス１８の一
次巻線１８ｐと第２のインダクタ２１へ移行したとき、
トランジスタ４のコレクタ電位Ｖｃはエミッタと同電位
になる。このときトランス１８の制御巻線１８ｂより主
スイッチオン期間制御手段Ｃへ電流が流れ始めるため、
トランジスタ４が再びターンオンする。At time t2, when all the energy of the voltage resonance capacitor 3 is transferred to the first inductor 5, the primary winding 18p of the transformer 18, and the second inductor 21,
The collector potential Vc of the transistor 4 becomes the same potential as the emitter. At this time, since the current starts to flow from the control winding 18b of the transformer 18 to the main switch-on period control means C,
The transistor 4 turns on again.
【００３２】以上の動作が繰り返されることにより、自
励発振が維持される。次に第２の実施例に係るスイッチ
ング電源装置の回路図を図３に示す。このスイッチング
電源装置は、前述の従来例として挙げた特開平５−９１
７３６号公報に記載されているスイッチング電源装置に
本発明を適用したものである。スイッチング動作の概略
は従来例で述べた通りであり、主スイッチ２０４のオン
期間制御手段の作用については第１の実施例と同様であ
る。By repeating the above operation, self-sustained pulsation is maintained. Next, a circuit diagram of the switching power supply device according to the second embodiment is shown in FIG. This switching power supply device is disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-91 mentioned above as a conventional example.
The present invention is applied to the switching power supply device described in Japanese Patent No. 736. The outline of the switching operation is as described in the conventional example, and the operation of the ON period control means of the main switch 204 is the same as that of the first embodiment.
【００３３】[0033]
【発明の効果】本発明によれば、主スイッチのオン期間
が一定の電流共振スイッチング電源装置を構成すること
ができる。従って、直流電源の電圧変動やリップル成分
によってオンデューティが変動することが無く、低コス
トで低ノイズかつ高効率なスイッチング電源装置を実現
することができる。According to the present invention, it is possible to construct a current resonance switching power supply device in which the ON period of the main switch is constant. Therefore, the on-duty does not fluctuate due to voltage fluctuations and ripple components of the DC power supply, and it is possible to realize a low-cost, low-noise and highly efficient switching power supply device.
【図１】本発明の第１の実施例に係るスイッチング電源
装置の回路図FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１のスイッチング電源装置の動作波形図FIG. 2 is an operation waveform diagram of the switching power supply device of FIG.
【図３】本発明の第２の実施例に係るスイッチング電源
装置の回路図FIG. 3 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a second embodiment of the present invention.
【図４】従来例におけるスイッチング電源装置の回路構
成図FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a switching power supply device in a conventional example.
１，２０１ 入力直流電圧源 ２，２０２ 起動抵抗 ３，２０３ 電圧共振用キャパシタ ４，２０４，２１１ トランジスタ ５，２１，２１９ インダクタ ６，２０５ 過剰ドライブ阻止用ダイオード ７，２０６ 起動促進用キャパシタ ８，２０７ 逆ドライブ阻止用ダイオード ９，２０８ ドライブ抵抗 １０，２０９ 逆ドライブ用抵抗 １１，１３，２１０，２１２ ダイオード １２，２１１ トランジスタ １４，２１３ キャパシタ １５，２１４ 定電流ダイオード １６，２１５ 抵抗 １７，１９，２１８ 電流共振用キャパシタ １８，２１６ トランス １８ｐ，２１６ｐ 一次巻線 １８ｓ，２１６ｓ 二次巻線 １８ｂ，２１６ｂ 制御巻線 １８ｌ，２１６ｌ 漏れインダクタンス ２０，２１７ 二次側整流ダイオード ２２，２２０ 平滑用キャパシタ ２３，２２１ 負荷 1,201 Input DC voltage source 2,202 Start resistance 3,203 Voltage resonance capacitor 4,204,211 Transistor 5,21,219 Inductor 6,205 Excessive drive blocking diode 7,206 Start promotion capacitor 8,207 Reverse Drive blocking diode 9,208 Drive resistor 10,209 Reverse drive resistor 11, 13, 210, 212 Diode 12, 211 Transistor 14, 213 Capacitor 15, 214 Constant current diode 16, 215 Resistor 17, 19, 218 For current resonance Capacitors 18,216 Transformers 18p, 216p Primary windings 18s, 216s Secondary windings 18b, 216b Control windings 18l, 216l Leakage inductance 20,217 Secondary side rectifying diode 22,220 Smoothing capacitor 23 , 221 load
Claims (3)
トランスと、キャパシタを介して前記トランスの主巻線
に直列接続された主スイッチと、インダクタを介して前
記主スイッチに並列接続された電圧源と、前記トランス
の制御巻線に発生する電圧によって前記主スイッチをタ
ーンオンさせる主スイッチ駆動手段と、前記トランスの
制御巻線に発生する電圧によって一定期間経過後に前記
主スイッチをターンオフさせる主スイッチオン期間制御
手段とを備えたスイッチングインバータ回路。1. A transformer having at least a main winding and a control winding, a main switch serially connected to the main winding of the transformer via a capacitor, and a parallel switch connected to the main switch via an inductor. Voltage source, a main switch driving means for turning on the main switch by a voltage generated in the control winding of the transformer, and a main switch for turning off the main switch after a certain period of time by a voltage generated in the control winding of the transformer. A switching inverter circuit comprising a switch-on period control means.
トランスと、そのトランスの主巻線を介して電圧源に直
列接続された主スイッチと、前記トランスの制御巻線に
発生する電圧によって前記主スイッチをターンオンさせ
る主スイッチ駆動手段と、前記トランスの制御巻線に発
生する電圧によって一定期間経過後に前記主スイッチを
ターンオフさせる主スイッチオン期間制御手段とを備え
たスイッチングインバータ回路。2. A transformer having at least a main winding and a control winding, a main switch connected in series to a voltage source via the main winding of the transformer, and a voltage generated in the control winding of the transformer. A switching inverter circuit comprising: a main switch drive means for turning on the main switch by means of a main switch on period control means for turning off the main switch after a lapse of a certain period by a voltage generated in a control winding of the transformer.
電流素子と、前記トランスの制御巻線に発生する電圧に
よって前記定電流素子を介して充電されるキャパシタ
と、そのキャパシタの電圧が所定の電圧以上になれば前
記主スイッチをターンオフさせる補助スイッチとによっ
て構成されている請求項１又は２記載のスイッチングイ
ンバータ回路。3. The main switch-on period control means includes a constant current element, a capacitor charged through the constant current element by a voltage generated in a control winding of the transformer, and a voltage of the capacitor is predetermined. 3. The switching inverter circuit according to claim 1, wherein the switching inverter circuit is configured by an auxiliary switch that turns off the main switch when the voltage exceeds a voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8033591A JPH09233849A (en) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | Switching inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8033591A JPH09233849A (en) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | Switching inverter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09233849A true JPH09233849A (en) | 1997-09-05 |
Family
ID=12390753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8033591A Pending JPH09233849A (en) | 1996-02-21 | 1996-02-21 | Switching inverter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09233849A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000069767A (en) * | 1998-08-26 | 2000-03-03 | Matsushita Electric Works Ltd | Self-excitation resonance type inverter circuit |
| JP2006109687A (en) * | 2004-06-02 | 2006-04-20 | Sony Corp | Switching power supply circuit |
| JP5491666B1 (en) * | 2013-07-23 | 2014-05-14 | 日本カーネルシステム株式会社 | Solar cell characteristic measuring device |
| JP2019526214A (en) * | 2017-01-10 | 2019-09-12 | クローズド−アップ ジョイント−ストック カンパニー ドライブＣｌｏｓｅｄ−Ｕｐ Ｊｏｉｎｔ−Ｓｔｏｃｋ Ｃｏｍｐａｎｙ Ｄｒｉｖｅ | DC voltage-pulse voltage conversion method |
-
1996
- 1996-02-21 JP JP8033591A patent/JPH09233849A/en active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000069767A (en) * | 1998-08-26 | 2000-03-03 | Matsushita Electric Works Ltd | Self-excitation resonance type inverter circuit |
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| JP5491666B1 (en) * | 2013-07-23 | 2014-05-14 | 日本カーネルシステム株式会社 | Solar cell characteristic measuring device |
| JP2015021910A (en) * | 2013-07-23 | 2015-02-02 | 日本カーネルシステム株式会社 | Solar cell characteristic measuring apparatus |
| JP2019526214A (en) * | 2017-01-10 | 2019-09-12 | クローズド−アップ ジョイント−ストック カンパニー ドライブＣｌｏｓｅｄ−Ｕｐ Ｊｏｉｎｔ−Ｓｔｏｃｋ Ｃｏｍｐａｎｙ Ｄｒｉｖｅ | DC voltage-pulse voltage conversion method |
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