JPH09232856A - Planar antenna - Google Patents
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- JPH09232856A JPH09232856A JP8034544A JP3454496A JPH09232856A JP H09232856 A JPH09232856 A JP H09232856A JP 8034544 A JP8034544 A JP 8034544A JP 3454496 A JP3454496 A JP 3454496A JP H09232856 A JPH09232856 A JP H09232856A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、主として移動無線
機で使用されるアンテナに関し、特に小型の移動無線機
に内蔵される平面アンテナに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an antenna mainly used in a mobile radio device, and more particularly to a planar antenna built in a small mobile radio device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、携帯電話に対する需要が急激に高
まってきている。これらの小型の移動無線機には、無線
機本体に内蔵可能な平面状の小型・薄型アンテナが用い
られることが多い。図１０は、たとえば特開平４−１２
９３０２号公報の「無線機用アンテナ」に見られる従来
の移動無線用平面アンテナ１００の構造を示している。
図１０において、誘電体基板１０１の一つの主面には第
１の導電板１０２が、他の主面には第２の導電板１０３
が形成されている。さらに、この誘電体基板１０１のエ
ッジ近傍には、内面に導電体を形成したスルーホール１
０４が設けられており、第１の導電板１０２と第２の導
電板１０３とをスルーホール内面の導電体で接続してい
る。以下、単にスルーホールと記述した場合にはすべて
内面に導電体を形成して、その両端の導電板間を接続し
ているものとする。2. Description of the Related Art In recent years, the demand for mobile phones has been rapidly increasing. For these small mobile radios, a planar small and thin antenna that can be built into the radio body is often used. FIG. 10 shows, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 4-12.
The structure of the conventional planar antenna 100 for mobile radio | wireless seen in the "antenna for radio | wireless machines" of 9302 publication is shown.
In FIG. 10, one main surface of the dielectric substrate 101 has a first conductive plate 102, and the other main surface has a second conductive plate 103.
Are formed. Further, in the vicinity of the edge of the dielectric substrate 101, a through hole 1 having a conductor formed on its inner surface is formed.
04 is provided, and the first conductive plate 102 and the second conductive plate 103 are connected by a conductor on the inner surface of the through hole. Hereinafter, when simply described as a through hole, it is assumed that a conductor is formed on the inner surface and the conductive plates at both ends thereof are connected to each other.
【０００３】この平面アンテナ１００の給電は、第１の
導電板１０２の所定の位置に設けた給電端子１０５と第
２の導電板１０３との間に電圧を印加することによって
なされる。この平面アンテナ１００は、誘電体基板上に
おける使用周波数の波長をλとしたとき、第１の導電板
１０２の周囲長がλ／２のときに共振するから極めて小
型であり、携帯電話のような移動無線用内蔵アンテナに
好適である。Power is supplied to the planar antenna 100 by applying a voltage between the power supply terminal 105 provided at a predetermined position of the first conductive plate 102 and the second conductive plate 103. The planar antenna 100 resonates when the perimeter of the first conductive plate 102 is λ / 2, where λ is the wavelength of the frequency used on the dielectric substrate, and therefore is extremely small, and is similar to a mobile phone. It is suitable for a built-in antenna for mobile radio.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】移動体通信システムの
多様化にともない、使用する周波数帯域もたとえば８０
０ＭＨｚ帯や１，５００ＭＨｚ帯さらには１，９００Ｍ
Ｈｚ帯といったように多様化してきており、異なるシス
テムを１台で共用できる無線機が望まれている。このよ
うな無線機に用いる平面アンテナとしては、たとえば８
００ＭＨｚ帯の異なるシステムを共用するような場合に
は両方の帯域をカバーできる広帯域なものが必要とな
り、たとえば８００ＭＨｚ帯と１，５００ＭＨｚ帯とを
共用するような場合には両方の帯域に共振周波数を設定
できる特性を持つものが必要となる。With the diversification of mobile communication systems, the frequency band to be used is, for example, 80.
0MHz band, 1,500MHz band, and 1,900M
It is becoming diversified such as in the Hz band, and a wireless device that can share different systems by one unit is desired. As a plane antenna used for such a radio, for example, 8
When sharing different systems in the 00 MHz band, a wide band capable of covering both bands is required. For example, in the case where the 800 MHz band and the 1,500 MHz band are shared, the resonance frequency is set in both bands. It is necessary to have a property that can be set.
【０００５】また単一のシステムの場合であっても、無
線機の小型化のために、従来のホイップアンテナの代わ
りに内蔵する平面アンテナで送信と受信の両方を兼用す
ることも考えられる。一般に送信の周波数帯域と受信の
周波数帯域とは異なるため、このような場合にも両方の
帯域をカバーできる広帯域なものが必要となる。Even in the case of a single system, in order to miniaturize the radio device, it is conceivable that a built-in planar antenna is used for both transmission and reception in place of the conventional whip antenna. In general, the transmission frequency band and the reception frequency band are different, and therefore in such a case, a wide band that can cover both bands is required.
【０００６】しかしながら、上記のような従来構成の平
面アンテナは一般に狭帯域であり、２つの異なる周波数
帯域を全てカバーすることは困難であった。さらに、従
来構成の平面アンテナでは基本共振周波数の整数倍の周
波数でしか共振が得られないため、任意の２つの周波数
帯域に共振周波数を設定することができないものであっ
た。However, the above-described conventional planar antenna generally has a narrow band, and it is difficult to cover all two different frequency bands. Further, in the conventional planar antenna, resonance can be obtained only at a frequency that is an integral multiple of the fundamental resonance frequency, so that the resonance frequency cannot be set to two arbitrary frequency bands.
【０００７】以上の理由により、従来構成の平面アンテ
ナでは、希望する全周波数帯域においてインピーダンス
整合を行うことは極めて困難となり、周波数帯域の一部
において、平面アンテナと無線回路とのインピーダンス
不整合のために無線機の性能を損ねるといった課題があ
った。For the above reasons, it is extremely difficult for the conventional planar antenna to perform impedance matching in the desired entire frequency band, and the impedance mismatch between the planar antenna and the radio circuit is caused in a part of the frequency band. However, there was a problem that the performance of the radio was impaired.
【０００８】本発明は、上記の従来のアンテナの課題を
解決するために、異なる２つの周波数帯域を使用する無
線機に用いた場合にも両方の周波数帯域においてインピ
ーダンス整合が可能な平面アンテナを提供することを目
的とする。In order to solve the above-mentioned problems of the conventional antenna, the present invention provides a planar antenna capable of impedance matching in both frequency bands even when used in a radio device using two different frequency bands. The purpose is to do.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の第１の構成の平面アンテナは、第１の導電板
と、前記第１の導電板に対向して配置された第２の導電
板と、前記第１の導電板と前記第２の導電板とを接続す
る少なくとも一つの導電体と、前記第１の導電板の所定
の位置に第１のリアクタンス素子を介して結合する入出
力端子と、前記入出力端子に第２のリアクタンス素子を
介して結合する共振回路とを備えたものである。In order to solve the above-mentioned problems, a planar antenna having a first structure according to the present invention comprises a first conductive plate and a second conductive plate disposed opposite to the first conductive plate. Of the conductive plate, at least one conductor connecting the first conductive plate and the second conductive plate, and coupled to a predetermined position of the first conductive plate through a first reactance element. An input / output terminal and a resonance circuit coupled to the input / output terminal via a second reactance element are provided.
【００１０】さらに、本発明の第２の構成の平面アンテ
ナは、第１の導電板と、前記第１の導電板に対向して配
置された第２の導電板と、一端を前記第１の導電板に接
続し他端を前記第２の導電板に接続したスイッチング素
子とを備えたものであり、また本発明の第３の構成の平
面アンテナは、少なくとも一つのスリットを有する第１
の導電板と、前記第１の導電板に対向して配置された第
２の導電板と、前記第１の導電板と前記第２の導電板と
を所定の位置で接続した少なくとも一つの導電体と、前
記第１の導電板に設けられたスリットをまたいで接続し
たスイッチング素子とを備えたものである。Further, according to the planar antenna of the second aspect of the present invention, the first conductive plate, the second conductive plate arranged so as to face the first conductive plate, and one end of the first conductive plate are provided. A planar antenna having a switching element connected to a conductive plate and having the other end connected to the second conductive plate, and a planar antenna having a third configuration according to the present invention is a first antenna having at least one slit.
A conductive plate, a second conductive plate arranged to face the first conductive plate, and at least one conductive plate connecting the first conductive plate and the second conductive plate at a predetermined position. A body and a switching element connected across a slit provided in the first conductive plate.
【００１１】本発明は上記した第１の構成によって、第
１および第２の導電板により電波の放射部を形成すると
ともに、この放射部と共振回路とを第１および第２のリ
アクタンス素子によって適当に結合することにより必要
な帯域にわたってインピーダンスの整合を良好にして、
広帯域な平面アンテナを実現することができる。According to the first aspect of the present invention, the first and second conductive plates form a radio wave radiating section, and the radiating section and the resonance circuit are appropriately formed by the first and second reactance elements. To better match the impedance over the required band by coupling to
A wideband planar antenna can be realized.
【００１２】また、本発明の第２の構成によって、スイ
ッチング素子により第１および第２の導電板よりなる放
射部の共振モードを変えることにより、また本発明の第
３の構成によって放射部の実効的な寸法を変えることに
より共振周波数を任意の２つの周波数帯域に設定するこ
とが可能となる。Further, according to the second structure of the present invention, the switching element changes the resonance mode of the radiating part formed of the first and second conductive plates, and the third structure of the present invention realizes an effective radiating part. It is possible to set the resonance frequency in any two frequency bands by changing the appropriate size.
【００１３】以上により、異なる２つの周波数帯域を使
用する無線機に用いた場合にも、両方の周波数帯域にお
いて共振し、かつインピーダンス整合が可能な平面アン
テナを実現することができる。As described above, even when it is used in a radio device that uses two different frequency bands, it is possible to realize a planar antenna that resonates in both frequency bands and is capable of impedance matching.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】本願発明の請求項１に記載の発明
は、第１の導電板と、前記第１の導電板に対向して配置
された第２の導電板と、前記第１の導電板と前記第２の
導電板とを接続する少なくとも一つの導電体と、前記第
１の導電板の所定の位置に第１のリアクタンス素子を介
して結合する入出力端子と、前記入出力端子に第２のリ
アクタンス素子を介して結合する共振回路とを備えた平
面アンテナであり、また本発明の請求項２に記載の発明
は、請求項１において、第１および第２のリアクタンス
素子がいずれもコンデンサであるとともに、共振回路が
一端を第２の導電板に接続した分布定数線路であること
を特徴とし、さらに本発明の請求項３に記載の発明は、
請求項１または２において、第１および第２のリアクタ
ンス素子と共振回路とを、それぞれ第１の導電板と同一
の平面上に配置することを特徴とするものである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The invention according to claim 1 of the present invention includes a first conductive plate, a second conductive plate arranged to face the first conductive plate, and the first conductive plate. At least one conductor connecting a conductive plate and the second conductive plate, an input / output terminal coupled to a predetermined position of the first conductive plate via a first reactance element, and the input / output terminal And a resonance circuit coupled to the resonance circuit via a second reactance element, and the invention according to claim 2 of the present invention is the same as claim 1, in which the first and second reactance elements are both Is also a capacitor, and the resonance circuit is a distributed constant line whose one end is connected to the second conductive plate, and the invention according to claim 3 of the present invention is
In Claim 1 or 2, the first and second reactance elements and the resonance circuit are arranged on the same plane as the first conductive plate, respectively.
【００１５】上記の構成において、第１および第２の導
電板により電波の放射部を形成するとともに、この放射
部と共振回路とを第１および第２のリアクタンス素子に
よって適当に結合することにより入出力端子の入力イン
ピーダンスに双峰特性を持たせて、必要な帯域にわたっ
てインピーダンスの整合を良好にして広帯域な平面アン
テナを実現することができる。In the above structure, the first and second conductive plates form a radio wave radiation portion, and the radiation portion and the resonance circuit are appropriately coupled by the first and second reactance elements. By providing the input impedance of the output terminal with a bimodal characteristic, it is possible to realize a wide-band planar antenna with good impedance matching over a required band.
【００１６】本発明の請求項４に記載の発明は、第１の
導電板と、前記第１の導電板に対向して配置された第２
の導電板と、一端を前記第１の導電板の所定の位置に接
続し他端を前記第２の導電板に接続したスイッチング素
子とを備えたものであり、また本発明の請求項５に記載
の発明は、少なくとも一つのスリットを有する第１の導
電板と、前記第１の導電板に対向して配置された第２の
導電板と、前記第１の導電板と前記第２の導電板とを所
定の位置で接続した少なくとも一つの導電体と、前記第
１の導電板に設けられたスリットをまたいで接続したス
イッチング素子とを備えたものであり、さらに本発明の
請求項８に記載の発明は、請求項４または５の発明にお
いて、スイッチング素子をダイオードにより構成したこ
とを特徴とするものであり、いずれも前記スイッチング
素子のオン・オフによる共振モードまたは放射部の実効
的な寸法の変更により共振周波数を変化させて平面アン
テナを複数の周波数範囲に共振させるように作用する。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a first conductive plate and a second conductive plate disposed so as to face the first conductive plate.
And a switching element having one end connected to a predetermined position of the first conductive plate and the other end connected to the second conductive plate, and the invention according to claim 5 of the present invention. In the invention described, a first conductive plate having at least one slit, a second conductive plate arranged to face the first conductive plate, the first conductive plate and the second conductive plate. It further comprises at least one conductor connecting a plate at a predetermined position, and a switching element connected across a slit provided in the first conductive plate, and further according to claim 8 of the present invention. The invention described in claim 4 or 5 is characterized in that the switching element is constituted by a diode, and both are in a resonance mode due to ON / OFF of the switching element or an effective size of a radiation portion. To change Ri by changing the resonance frequency acts to resonate the planar antenna into a plurality of frequency ranges.
【００１７】本発明の請求項６に記載の発明は、請求項
４または５の発明において、一端を第１の導電板の所定
の位置に接続したインピーダンス変換器と、前記インピ
ーダンス変換器の他端に接続した入出力端子とを備える
平面アンテナの構成であり、また本発明の請求項７に記
載の発明は、請求項６の発明においてインピーダンス変
換器が分布定数線路であることを特徴とする構成であ
り、この構成によって複数の周波数帯域のインピーダン
スの値を所定の範囲に収めるように作用する。According to a sixth aspect of the present invention, in the invention of the fourth or fifth aspect, an impedance converter having one end connected to a predetermined position of the first conductive plate, and the other end of the impedance converter. A configuration of a planar antenna having an input / output terminal connected to the above, and the invention according to claim 7 of the present invention is characterized in that, in the invention of claim 6, the impedance converter is a distributed constant line. With this configuration, the impedance values of a plurality of frequency bands operate so as to fall within a predetermined range.
【００１８】本発明の請求項９に記載の発明は、請求項
６または７の発明において、インピーダンス変換器を第
１の導電板と同一の平面上に配置したことを特徴とする
ものであり、これによって平面アンテナの小型化を図る
ように作用する。The invention described in claim 9 of the present invention is characterized in that, in the invention of claim 6 or 7, the impedance converter is arranged on the same plane as the first conductive plate. This acts to downsize the planar antenna.
【００１９】本発明の請求項１０に記載の発明は、請求
項１から請求項９の発明において、第１の導電板と第２
の導電板との間に誘電体を充填したことを特徴とするも
のであり、この誘電体によって波長短縮を行い、本発明
の平面アンテナを小型化し組立を容易にすることができ
る。According to a tenth aspect of the present invention, the first conductive plate and the second conductive plate according to the first to ninth aspects of the invention are provided.
It is characterized in that a dielectric is filled between the conductive plate and the conductive plate, and the wavelength can be shortened by this dielectric, and the planar antenna of the present invention can be miniaturized and easy to assemble.
【００２０】（第１の実施形態）図１は、本発明の第１
の実施形態の平面アンテナを示す斜視図である。図１に
おいて、上面の銅箔パターン１は第１の導電板として、
下面の銅箔パターン２は第２の導電板として機能する。
この上面の銅箔パターン１の一角より端辺に沿って内面
に導電体を形成したスルーホール３ａ，３ｂおよび３ｃ
が一列に配列しており、スルーホール３ａ，３ｂ、３ｃ
の内面の導電体は上面の銅箔パターン１と下面の銅箔パ
ターン２とを接続する導電体として機能している。これ
ら上面の銅箔パターン１、下面の銅箔パターン２、スル
ーホール３ａ，３ｂおよび３ｃは誘電体基板４により保
持されて電波の放射部を構成している。この放射部への
給電点５はスルーホール３ｃの近傍に設けられるが、こ
の給電点５の位置とスルーホール３ａ，３ｂおよび３ｃ
の個数は、給電点５から放射部を見た入力インピーダン
スが整合に都合のよい値となるように定められる。たと
えばスルーホール３ａ，３ｂおよび３ｃの数を増加させ
ると、共振周波数が上昇するために、共振周波数を一定
に確保するように上面の銅箔パターン１の１辺の長さｂ
を長くする必要が生じるが、その反面で入力インピーダ
ンスが低下するので、給電点５の位置を変えることによ
る入力インピーダンスの可変範囲を広げるとともに、帯
域幅の広い周波数特性を持たせることが可能となる。本
実施例においては、１８８５±２５ＭＨｚおよび１，９
６５±２５ＭＨｚの２つの周波数帯域をカバーする目的
で、スルーホール３ａ，３ｂおよび３ｃの個数を３個と
し、上面の銅箔パターン１の寸法は２７ｍｍ×２４ｍ
ｍ、誘電体基板４の厚さは５ｍｍで比誘電率を４程度と
した。(First Embodiment) FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
It is a perspective view which shows the planar antenna of embodiment of FIG. In FIG. 1, the copper foil pattern 1 on the upper surface serves as a first conductive plate,
The copper foil pattern 2 on the lower surface functions as a second conductive plate.
Through holes 3a, 3b and 3c having conductors formed on the inner surface along one edge of one corner of the copper foil pattern 1 on the upper surface.
Are arranged in a line, and through holes 3a, 3b, 3c
The conductor on the inner surface functions as a conductor that connects the copper foil pattern 1 on the upper surface and the copper foil pattern 2 on the lower surface. The copper foil pattern 1 on the upper surface, the copper foil pattern 2 on the lower surface, and the through holes 3a, 3b and 3c are held by a dielectric substrate 4 to form a radio wave radiation section. The feeding point 5 to the radiating portion is provided in the vicinity of the through hole 3c, and the position of the feeding point 5 and the through holes 3a, 3b and 3c.
Is determined so that the input impedance of the radiation portion viewed from the feeding point 5 has a value convenient for matching. For example, when the number of through holes 3a, 3b and 3c is increased, the resonance frequency rises, so that the length b of one side of the copper foil pattern 1 on the upper surface is kept so as to keep the resonance frequency constant.
However, since the input impedance decreases, it becomes possible to widen the variable range of the input impedance by changing the position of the feeding point 5 and to provide a wide bandwidth frequency characteristic. . In this example, 1885 ± 25 MHz and 1,9
To cover two frequency bands of 65 ± 25 MHz, the number of through holes 3a, 3b and 3c is set to 3, and the size of the copper foil pattern 1 on the upper surface is 27 mm × 24 m.
m, the thickness of the dielectric substrate 4 was 5 mm, and the relative dielectric constant was about 4.
【００２１】入出力端子７から第１のリアクタンス素子
であるセラミックコンデンサ６を介して、この放射部の
給電点５に接続する。さらにこの入出力端子７から第２
のリアクタンス素子であるセラミックコンデンサ８を介
して共振回路９の一端に接続し、この共振回路９の他端
をスルーホール１０で下面の銅箔パターン２に接続し、
これらが誘電体基板４上に構成されている。The input / output terminal 7 is connected to the feeding point 5 of this radiating portion through the ceramic capacitor 6 which is the first reactance element. From this input / output terminal 7 to the second
Is connected to one end of a resonance circuit 9 through a ceramic capacitor 8 which is a reactance element, and the other end of the resonance circuit 9 is connected to the copper foil pattern 2 on the lower surface through a through hole 10.
These are formed on the dielectric substrate 4.
【００２２】上記のように構成された図１の平面アンテ
ナの動作を以下に説明する。上面の銅箔パターン１、下
面の銅箔パターン２、スルーホール３ａ，３ｂ，３ｃお
よび誘電体基板４で構成される放射部は一種の並列共振
回路を構成しており、一方第２のリアクタンス素子８、
共振回路９およびスルーホール１０とで構成される整合
回路部は他の共振回路を構成している。ここで、放射部
の共振周波数と整合回路部の共振周波数とをある一定の
周波数間隔で設定し、第１のリアクタンス素子であるコ
ンデンサ６と第２のリアクタンス素子であるコンデンサ
８とにより両者を適当に結合することにより、広い周波
数帯域においてインピーダンス整合が可能となり、電圧
定在波比の周波数特性曲線において双峰特性を得ること
ができる。本実施例の平面アンテナにおいては、２つの
周波数帯域の中心点が８０ＭＨｚ離れているため、放射
部の共振周波数、整合回路部の共振周波数および両者を
結合する第１のリアクタンス素子６の値を適切に調整す
ることにより、電圧定在波比が約８０ＭＨｚ離れた双峰
特性となるように設定し、両方の周波数帯域をカバーし
た広帯域なインピーダンスマッチングを得ることができ
る。The operation of the flat antenna of FIG. 1 constructed as above will be described below. The radiating portion composed of the copper foil pattern 1 on the upper surface, the copper foil pattern 2 on the lower surface, the through holes 3a, 3b, 3c and the dielectric substrate 4 constitutes a kind of parallel resonant circuit, while the second reactance element is used. 8,
The matching circuit portion including the resonance circuit 9 and the through hole 10 constitutes another resonance circuit. Here, the resonance frequency of the radiating part and the resonance frequency of the matching circuit part are set at a certain frequency interval, and both are appropriately set by the capacitor 6 which is the first reactance element and the capacitor 8 which is the second reactance element. The impedance matching can be performed in a wide frequency band by coupling to, and a bimodal characteristic can be obtained in the frequency characteristic curve of the voltage standing wave ratio. In the planar antenna of this embodiment, since the center points of the two frequency bands are separated by 80 MHz, the resonance frequency of the radiating section, the resonance frequency of the matching circuit section, and the value of the first reactance element 6 coupling the two are appropriate. By adjusting so that the voltage standing wave ratio has a bimodal characteristic with a distance of about 80 MHz, it is possible to obtain wide-band impedance matching that covers both frequency bands.
【００２３】本実施形態において、第１のリアクタンス
素子は０．７ｐＦのセラミックコンデンサ６で、第２の
リアクタンス素子は１．２５ｐＦのセラミックコンデン
サ８でそれぞれ構成し、共振回路は上面の銅箔パターン
１と同一平面上に設けた幅１ｍｍ長さ１０．９ｍｍのス
トリップ線路９で構成した。そしてスルーホール１０に
よりストリップ線路９の他端と下面の銅箔パターン２と
を接続した。入出力端子７は誘電体基板４の上面に形成
された銅箔パターンにより構成した。以上の構成によ
り、入力インピーダンス特性にもとづく電圧定在波比に
双峰特性を持たせ、前述の２つの周波数帯域内において
電圧定在波比を２．５以下に抑えることができた。図２
に放射部のみで平面アンテナを構成した図１０の従来の
構成の場合と本発明の構成とした場合とについて、電圧
定在波比の周波数特性を比較する。同図より、本発明の
構成とすることによって比帯域を２倍以上に拡大するこ
とができることがわかる。In this embodiment, the first reactance element is a 0.7 pF ceramic capacitor 6 and the second reactance element is a 1.25 pF ceramic capacitor 8, and the resonance circuit is a copper foil pattern 1 on the upper surface. And a strip line 9 having a width of 1 mm and a length of 10.9 mm provided on the same plane. Then, the other end of the strip line 9 was connected to the copper foil pattern 2 on the lower surface by the through hole 10. The input / output terminal 7 is composed of a copper foil pattern formed on the upper surface of the dielectric substrate 4. With the above configuration, the voltage standing wave ratio based on the input impedance characteristic has a bimodal characteristic, and the voltage standing wave ratio can be suppressed to 2.5 or less in the above two frequency bands. FIG.
Further, the frequency characteristics of the voltage standing wave ratio are compared between the case of the conventional configuration shown in FIG. 10 in which the plane antenna is configured only by the radiation section and the case of the configuration of the present invention. From the figure, it can be seen that the ratio band can be doubled or more by adopting the configuration of the present invention.
【００２４】なお、本実施形態においては共振回路９は
誘電体基板４上に形成した分布定数線路としたが、それ
以外にもコイルやコンデンサによる集中定数素子の組み
合わせや、誘電体共振器等の共振素子によっても構成し
てもよい。In the present embodiment, the resonance circuit 9 is a distributed constant line formed on the dielectric substrate 4, but other than that, a combination of lumped constant elements such as coils and capacitors, a dielectric resonator, or the like is used. It may also be configured by a resonance element.
【００２５】また第１、第２の導電板１、２や共振回路
９等は誘電体基板４上に構成したが、誘電体基板４上に
は導電板１や共振回路９を構成し、これを他の導電体上
に固着することによって他の導電体を導電板２に代える
ことができる。さらに誘電体基板４を除去して何らかの
手段で第２の導電板２に対する第１の導電板１、共振回
路９の間隔を保持できればよい。Although the first and second conductive plates 1 and 2 and the resonance circuit 9 are formed on the dielectric substrate 4, the conductive plate 1 and the resonance circuit 9 are formed on the dielectric substrate 4. It is possible to replace the other conductor with the conductive plate 2 by fixing the above to the other conductor. Further, the dielectric substrate 4 may be removed so that the distance between the first conductive plate 1 and the resonance circuit 9 with respect to the second conductive plate 2 can be maintained by some means.
【００２６】（第２の実施形態）つぎに２つのシステム
の周波数が大きく離れているとき、この周波数範囲をカ
バーするための本発明の第２の実施形態の平面アンテナ
について説明する。図３（ａ）は本実施形態の平面アン
テナの概略斜視図、図３（ｂ）は同じくその銅箔パター
ンの平面図である。図において上面の銅箔パターン３１
は第１の導電板として、下面の銅箔パターン３２は第２
の導電板として機能する。この上面の銅箔パターン３１
の一角より適宜離れた位置に、内面に導電体を形成した
少なくとも１個のスルーホール３３を配置して、スルー
ホール内面の導電体は上面の銅箔パターン３１と下面の
銅箔パターン３２とを接続する導電体として機能してい
る。(Second Embodiment) A planar antenna according to a second embodiment of the present invention for covering this frequency range when the frequencies of the two systems are greatly separated will be described below. FIG. 3A is a schematic perspective view of the planar antenna of this embodiment, and FIG. 3B is a plan view of the copper foil pattern of the same. In the figure, the copper foil pattern 31 on the upper surface
Is a first conductive plate, and the copper foil pattern 32 on the lower surface is a second conductive plate.
Function as a conductive plate. This upper surface copper foil pattern 31
At least one through hole 33 having a conductor formed on the inner surface thereof is arranged at a position appropriately separated from one corner of the corner, and the conductor on the inner surface of the through hole has a copper foil pattern 31 on the upper surface and a copper foil pattern 32 on the lower surface. It functions as a connecting conductor.
【００２７】これら上面の銅箔パターン３１、下面の銅
箔パターン３２、スルーホール３３は誘電体基板３４に
より保持されて電波の放射部を構成している。上面の銅
箔パターン３１にはスリット３５が設けられている。こ
のスリット３５によって上面の銅箔パターン３１の周囲
長を増すことにより放射部の面積を小型にする効果を持
たせている。スリット３５は、その長さを長くする必要
があるときは図３のように折り曲げることができる。The copper foil pattern 31 on the upper surface, the copper foil pattern 32 on the lower surface, and the through holes 33 are held by a dielectric substrate 34 to form a radio wave radiation portion. The copper foil pattern 31 on the upper surface is provided with slits 35. The slits 35 increase the peripheral length of the copper foil pattern 31 on the upper surface, thereby having an effect of reducing the area of the radiation portion. The slit 35 can be bent as shown in FIG. 3 when the length thereof needs to be increased.
【００２８】この放射部への給電点３６はスルーホール
３３の近傍に設けられるが、この給電点３６の位置とス
ルーホール３３の位置とは、給電点３６から放射部を見
た入力インピーダンスが整合に都合のよい値となるよう
に定められる。さらに給電点３６に対してスリット３５
を隔てて最遠方の近辺の短絡点３７において短絡スイッ
チ３８を設け短絡スイッチ３８をオンにしたときは第１
の導電体３１と第２の導電体３２が短絡されるように構
成する。The feeding point 36 to this radiating portion is provided in the vicinity of the through hole 33. The position of this feeding point 36 and the position of the through hole 33 are matched by the input impedance when the radiating portion is seen from the feeding point 36. Is set to a value that is convenient for. Further, the slit 35 is provided for the feeding point 36.
When a short-circuit switch 38 is provided at a short-circuit point 37 in the farthest distance and the short-circuit switch 38 is turned on,
The electric conductor 31 and the second electric conductor 32 are short-circuited.
【００２９】上記のように構成された図３の平面アンテ
ナの動作を、２つのシステムの周波数帯域が８１８±８
ＭＨｚ帯と１，４８９±２４ＭＨｚ帯である場合を例と
して説明する。上面の銅箔パターン３１、下面の銅箔パ
ターン３２、スルーホール３３および誘電体基板３４で
構成される放射部は一種の並列共振回路を構成してい
る。まず短絡スイッチ３８をオフにしたときは、放射部
はλ／４モードで共振し、つぎに短絡スイッチ３８をオ
ンにしたときは、放射部はλ／２モードで共振する。The operation of the planar antenna of FIG. 3 configured as described above is performed with the frequency bands of the two systems being 818 ± 8.
The case of the MHz band and the 1,489 ± 24 MHz band will be described as an example. The radiating portion composed of the copper foil pattern 31 on the upper surface, the copper foil pattern 32 on the lower surface, the through holes 33 and the dielectric substrate 34 constitutes a kind of parallel resonance circuit. First, when the short-circuit switch 38 is turned off, the radiation section resonates in the λ / 4 mode, and when the short-circuit switch 38 is turned on, the radiation section resonates in the λ / 2 mode.
【００３０】本実施形態では携帯電話を模擬して図３
（ｂ）のような長さ１２５ｍｍ、幅３５ｍｍ、厚さ０．
３ｍｍの銅板を用い、平面アンテナとして厚さ５ｍｍの
誘電体基板にエッチングしてａ＝２１ｍｍ、ｂ＝２１ｍ
ｍの銅箔パターンを形成し、スルーホールは１個設け図
のスリット長は２３ｍｍであった。これを誘電体基板裏
面に形成した第２の導電板としての銅箔パターンにより
上記の銅板の一端にはんだ付けすることで固着した。こ
の状態で短絡スイッチ３８のオフ状態でｆ0 ＝８１８Ｍ
Ｈｚでλ／４モードで共振し、短絡点を接地した状態す
なわち短絡スイッチ３８のオン状態ではｆ0 ＝１，４８
９ＭＨｚでλ／２モードで共振した。それぞれの給電点
における入力インピーダンスと電圧定在波比を図４
（ａ）ないし（ｄ）に示す。図４（ａ）のように８１８
ＭＨｚでは共振点での入力インピーダンスはやや高いイ
ンピーダンスが、図４（ｃ）のように１，４８９ＭＨｚ
においてはやや低いが適正な入力インピーダンスが得ら
れ、また各帯域とも電圧定在波比は充分な値が得られ
た。In this embodiment, a mobile phone is simulated as shown in FIG.
As in (b), length 125 mm, width 35 mm, thickness 0.
Using a 3 mm copper plate and etching a 5 mm thick dielectric substrate as a planar antenna, a = 21 mm, b = 21 m
m copper foil pattern was formed, one through hole was provided, and the slit length in the figure was 23 mm. This was fixed by soldering it to one end of the above copper plate with a copper foil pattern as a second conductive plate formed on the back surface of the dielectric substrate. In this state, when the short circuit switch 38 is in the off state, f0 = 818M
In the state where the resonance occurs in the λ / 4 mode at Hz and the short-circuit point is grounded, that is, the short-circuit switch 38 is in the ON state, f0 = 1,48
It resonated in the λ / 2 mode at 9 MHz. Figure 4 shows the input impedance and voltage standing wave ratio at each feeding point.
(A) to (d) are shown. 818 as shown in FIG.
At MHz, the input impedance at the resonance point is rather high, but as shown in Fig. 4 (c), it is 1,489 MHz.
Although the input impedance was slightly low, a proper input impedance was obtained, and a sufficient voltage standing wave ratio was obtained in each band.
【００３１】８１８ＭＨｚ帯のインピーダンスが高い点
を改善するには、たとえば８１８ＭＨｚ帯における給電
点を入力インピーダンスが最適になるように移動するの
も一つの方法である。In order to improve the point where the impedance in the 818 MHz band is high, one method is to move the feeding point in the 818 MHz band so that the input impedance becomes optimum.
【００３２】なお短絡スイッチ３８で短絡する個所をず
らすことによって共振周波数や入力インピーダンスを調
整することが可能であり、短絡スイッチを複数個設けて
必要によって切り換えて３以上の複数の周波数帯域に対
応するようにしてもよい。It is possible to adjust the resonance frequency and the input impedance by shifting the short-circuited portion with the short-circuiting switch 38. A plurality of short-circuiting switches are provided and switched as necessary to correspond to a plurality of frequency bands of 3 or more. You may do it.
【００３３】（第３の実施形態）同じく２つのシステム
の周波数が大きく離れているとき、この周波数範囲をカ
バーするための他の手段として本発明の第３の実施形態
の平面アンテナについて説明する。図５（ａ）は本実施
形態の平面アンテナの概略斜視図、図５（ｂ）は同じく
その銅箔パターンの平面図である。図において上面の銅
箔パターン５１は第１の導電板として、下面の銅箔パタ
ーン５２は第２の導電板として機能する。この上面の銅
箔パターン５１の一角より適宜離れた位置に、内面に導
電体を形成した少なくとも１個のスルーホール５３を配
置して、スルーホール内面の導電体は上面の銅箔パター
ン５１と下面の銅箔パターン５２とを接続する導電体と
して機能している。これら上面の銅箔パターン５１、下
面の銅箔パターン５２、スルーホール５３は誘電体基板
５４により保持されて電波の放射部を構成している。上
面の銅箔パターン５１にはスリット５５が設けられてい
る。このスリット５５によって上面の銅箔パターン５１
の周囲長を増すことにより放射部の面積を小型にする効
果を持たせている。この放射部への給電点５６はスルー
ホール５３の近傍に設けられるが、この給電点５６の位
置とスルーホール５３の個数とは、給電点５６から放射
部を見た入力インピーダンスが整合に都合のよい値とな
るように定められる。さらにスリット５５によって分断
されている銅箔パターン５１をスリット５５にまたがる
ように短絡する短絡スイッチ５７を設け、スイッチ５７
をオンにしたときは第１の導電体５１上においてスリッ
ト５５が短絡されるように構成する。(Third Embodiment) Similarly, a planar antenna according to a third embodiment of the present invention will be described as another means for covering this frequency range when the frequencies of the two systems are widely separated. FIG. 5A is a schematic perspective view of the planar antenna of this embodiment, and FIG. 5B is a plan view of the copper foil pattern of the same. In the figure, the copper foil pattern 51 on the upper surface functions as a first conductive plate, and the copper foil pattern 52 on the lower surface functions as a second conductive plate. At least one through hole 53 having a conductor formed on the inner surface is arranged at a position appropriately separated from one corner of the copper foil pattern 51 on the upper surface, and the conductor on the inner surface of the through hole is the copper foil pattern 51 on the upper surface and the lower surface. Of the copper foil pattern 52. The copper foil pattern 51 on the upper surface, the copper foil pattern 52 on the lower surface, and the through holes 53 are held by a dielectric substrate 54 to form a radio wave radiation portion. The copper foil pattern 51 on the upper surface is provided with slits 55. With this slit 55, the copper foil pattern 51 on the upper surface
By increasing the perimeter length, the area of the radiating portion is made smaller. The feeding point 56 to the radiating portion is provided in the vicinity of the through hole 53. The position of the feeding point 56 and the number of the through holes 53 are convenient for matching the input impedance when the radiating portion is viewed from the feeding point 56. Determined to be a good value. Further, a short circuit switch 57 for short-circuiting the copper foil pattern 51 divided by the slit 55 so as to straddle the slit 55 is provided.
When the switch is turned on, the slit 55 is short-circuited on the first conductor 51.
【００３４】上記のように構成された図５の平面アンテ
ナの動作を、２つのシステムの周波数帯域が８１８±８
ＭＨｚ帯と１，４８９±１２ＭＨｚ帯である場合を例と
して説明する。上面の銅箔パターン５１、下面の銅箔パ
ターン５２、スルーホール５３および誘電体基板５４で
構成される放射部は一種の並列共振回路を構成してい
る。まず短絡スイッチ５７をオフにしたときは、放射部
はスリット５５が存在する状態となり、つぎに短絡スイ
ッチ５７をオンにしたとき、放射部はスリット５５が短
絡した状態となり、上面の銅箔パターン５１の周囲長を
増す効果が減殺される。The operation of the planar antenna of FIG. 5 having the above-described structure is performed with two system frequency bands of 818 ± 8.
The case of the MHz band and the 1,489 ± 12 MHz band will be described as an example. The radiating portion composed of the upper copper foil pattern 51, the lower copper foil pattern 52, the through hole 53, and the dielectric substrate 54 constitutes a kind of parallel resonant circuit. First, when the short-circuit switch 57 is turned off, the radiating portion is in a state in which the slit 55 is present. Next, when the short-circuit switch 57 is turned on, the radiating portion is in a state in which the slit 55 is short-circuited and the copper foil pattern 51 on the upper surface. The effect of increasing the perimeter of is reduced.
【００３５】本実施形態では図５（ｂ）のよう携帯電話
を模擬して長さ１２５ｍｍ、幅３５ｍｍ、厚さ０．３ｍ
ｍの銅板を用い、平面アンテナとして厚さ５ｍｍの誘電
体基板にエッチングしてａ＝２２ｍｍ、ｂ＝１８ｍｍの
銅箔パターンを形成し、スルーホールは５個設け図のス
リット長は５９ｍｍであった。これを誘電体基板裏面に
形成した第２の導電板としての導電パターンによって上
記の銅板上の一端にはんだ付けで固着した。この状態で
短絡スイッチ５７のオフ状態でｆ0 ＝８１８ＭＨｚで共
振し、短絡スイッチ５７のオン状態では銅箔パターン５
１の周囲長が等価的に短くなってｆ0 ＝１，４８９ＭＨ
ｚで共振した。In this embodiment, a cell phone is simulated as shown in FIG. 5B, with a length of 125 mm, a width of 35 mm and a thickness of 0.3 m.
Using a copper plate of m, a 5 mm thick dielectric substrate was etched as a planar antenna to form a copper foil pattern of a = 22 mm and b = 18 mm, five through holes were provided, and the slit length in the figure was 59 mm. . This was fixed to one end of the copper plate by soldering with a conductive pattern as a second conductive plate formed on the back surface of the dielectric substrate. In this state, when the short-circuit switch 57 is off, resonance occurs at f0 = 818 MHz, and when the short-circuit switch 57 is on, the copper foil pattern 5
The perimeter of 1 is equivalently shortened and f0 = 1,489 MH
Resonated at z.
【００３６】それぞれの給電点における入力インピーダ
ンスと電圧定在波比を図６（ａ）ないし（ｄ）に示す。
図６（ａ）のように８１８ＭＨｚでは共振点での入力イ
ンピーダンスはやや高いが、図６（ｃ）のように１，４
８９ＭＨｚにおいては適正な入力インピーダンスが得ら
れ、また各帯域内とも電圧定在波比は充分な値が得られ
た。The input impedance and the voltage standing wave ratio at each feeding point are shown in FIGS. 6 (a) to 6 (d).
As shown in FIG. 6A, the input impedance at the resonance point is slightly high at 818 MHz, but as shown in FIG.
A proper input impedance was obtained at 89 MHz, and a sufficient voltage standing wave ratio was obtained in each band.
【００３７】８１８ＭＨｚ帯のインピーダンスが高い点
を改善するには、たとえば第２の実施形態と同様に８１
８ＭＨｚ帯における給電点を入力インピーダンスが最適
になるように移動するのも一つの方法である。In order to improve the point that the impedance in the 818 MHz band is high, for example, as in the second embodiment, 81
One method is to move the feeding point in the 8 MHz band so that the input impedance becomes optimum.
【００３８】なお短絡スイッチ５７で短絡する個所をず
らすことによって共振周波数や入力インピーダンスを調
整することが可能であり、短絡スイッチをスリットの途
中に複数個設けて必要によって切り換えて、３以上の複
数の周波数帯域に対応するようにしてもよい。It is possible to adjust the resonance frequency and the input impedance by shifting the short-circuited portion by the short-circuiting switch 57, and a plurality of short-circuiting switches are provided in the middle of the slit to switch them as necessary, and a plurality of three or more are selected. You may make it respond | correspond to a frequency band.
【００３９】（第４の実施形態）同じく２つのシステム
の周波数が大きく離れているとき、この周波数範囲をカ
バーするためのさらに他の手段として本発明の第４の実
施形態の平面アンテナについて説明する。図７（ａ）は
本実施形態の平面アンテナの概略斜視図、図７（ｂ）は
同じくその銅箔パターンの平面図である。図において誘
電体基板７４上面の銅箔パターン７１は第１の導電板と
して、下面の銅箔パターン７２は第２の導電板として機
能する。この上面の銅箔パターン７１の１つの角付近に
設けた給電点７６から銅箔パターン７１をエッチングし
て形成したインピーダンス変換器としてのストリップ線
路７９を接続し、このストリップ線路７９の他端を入出
力端子８０としている。また、給電点７６の付近で内面
に導電体を形成した少なくとも１個のスルーホール７３
を配置して、スルーホール７３の内面の導電体は上面の
銅箔パターン７１と下面の銅箔パターン７２とを接続す
る導電体を構成している。これら上面の銅箔パターン７
１、下面の銅箔パターン７２、スルーホール７３は誘電
体基板７４により保持されて電波の放射部を構成してい
る。上面の銅箔パターン７１にはさらにスリット７５が
設けられている。このスリット７５によって上面の銅箔
パターン７１の周囲長を増すことにより放射部の面積を
小型にする効果を持たせている。(Fourth Embodiment) A planar antenna according to a fourth embodiment of the present invention will be described as still another means for covering the frequency range when the frequencies of the two systems are greatly separated from each other. . FIG. 7A is a schematic perspective view of the planar antenna of this embodiment, and FIG. 7B is a plan view of the copper foil pattern of the same. In the figure, the copper foil pattern 71 on the upper surface of the dielectric substrate 74 functions as a first conductive plate, and the copper foil pattern 72 on the lower surface functions as a second conductive plate. A strip line 79 as an impedance converter formed by etching the copper foil pattern 71 is connected from a feeding point 76 provided near one corner of the copper foil pattern 71 on the upper surface, and the other end of the strip line 79 is inserted. It is used as the output terminal 80. In addition, at least one through hole 73 having a conductor formed on the inner surface in the vicinity of the feeding point 76.
And the conductor on the inner surface of the through hole 73 constitutes a conductor that connects the copper foil pattern 71 on the upper surface and the copper foil pattern 72 on the lower surface. Copper foil pattern 7 on these upper surfaces
1, the copper foil pattern 72 on the lower surface, and the through holes 73 are held by the dielectric substrate 74 to form a radio wave radiation portion. The copper foil pattern 71 on the upper surface is further provided with a slit 75. The slit 75 has the effect of reducing the area of the radiating portion by increasing the peripheral length of the copper foil pattern 71 on the upper surface.
【００４０】この給電点７６と入出力端子８０との間に
接続する伝送ライン７９の長さは、所望の周波数におい
て電気長が約λ／４となるように決定する。この給電点
７６の位置とスルーホール７３の位置とは、２つの周波
数帯のいずれにおいても給電点７６から放射部を見た入
力インピーダンスが整合に都合のよい値となるように定
められる。さらにスリット７５を隔ててスルーホール７
３に対して銅箔パターン７１上で最遠方点の近辺に短絡
点７７を定めて銅箔パターン７２との間を短絡する短絡
スイッチ７８を設け短絡スイッチ７８をオンにしたとき
は第１の導電体７１と第２の導電体７２とが短絡される
ように構成する。The length of the transmission line 79 connected between the feeding point 76 and the input / output terminal 80 is determined so that the electrical length is about λ / 4 at a desired frequency. The position of the feeding point 76 and the position of the through hole 73 are determined so that the input impedance looking at the radiation portion from the feeding point 76 becomes a value convenient for matching in any of the two frequency bands. Further through the slit 75, through hole 7
3 is provided with a short-circuit switch 78 near the farthest point on the copper foil pattern 71 and short-circuiting with the copper foil pattern 72. When the short-circuit switch 78 is turned on, the first conductivity The body 71 and the second conductor 72 are configured to be short-circuited.
【００４１】上記のように構成された図７の平面アンテ
ナの動作を、２つのシステムの周波数帯域が８１８±８
ＭＨｚ帯と１，４８９±１２ＭＨｚ帯である場合を例と
して説明する。上面の銅箔パターン７１、下面の銅箔パ
ターン７２、スルーホール７３および誘電体基板７４で
構成される放射部は一種の並列共振回路を構成してい
る。まずスイッチ７８をオフにしたときは、放射部はλ
／４モードで共振し、つぎにスイッチ７８をオンにした
とき、放射部はλ／２モードで共振する。The operation of the planar antenna of FIG. 7 configured as described above is performed with the frequency bands of the two systems being 818 ± 8.
The case of the MHz band and the 1,489 ± 12 MHz band will be described as an example. The radiating portion composed of the copper foil pattern 71 on the upper surface, the copper foil pattern 72 on the lower surface, the through holes 73, and the dielectric substrate 74 constitutes a kind of parallel resonant circuit. First, when the switch 78 is turned off,
When the switch 78 is turned on next, the radiator resonates in the λ / 2 mode.
【００４２】本実施形態では図７（ｂ）のように携帯電
話を模擬して長さ１２５ｍｍ、幅３５ｍｍ、厚さ０．３
ｍｍの銅板を用い、平面アンテナとして厚さ５ｍｍの誘
電体基板にエッチングして銅箔パターンを形成し、これ
を誘電体基板裏面に形成した第２の導電板としての導電
パターンによって上記の銅板上の一端にはんだ付けで固
着した。ストリップ線路７９の長さは８１８ＭＨｚにお
いてλ／４近辺で調整し、１，４８９ＭＨｚでは短絡ス
イッチ７８の短絡点７７の位置で共振周波数を調整す
る。その結果スルーホール７３は１個でストリップ線路
７９の長さは５３ｍｍ、スリット７５の長さは１４ｍｍ
となった。この状態で短絡スイッチ７８のオフ状態でｆ
0 ＝８１８ＭＨｚでλ／４モードで共振し、短絡点を接
地した状態すなわちスイッチ７８のオン状態ではｆ0 ＝
１，４８９ＭＨｚでλ／２モードで共振した。In this embodiment, as shown in FIG. 7B, a cell phone is simulated to have a length of 125 mm, a width of 35 mm and a thickness of 0.3.
mm copper plate is used to form a copper foil pattern by etching on a dielectric substrate having a thickness of 5 mm as a planar antenna, and the copper foil pattern is formed on the back surface of the dielectric substrate by a conductive pattern as a second conductive plate. It was fixed by soldering to one end. The length of the strip line 79 is adjusted in the vicinity of λ / 4 at 818 MHz, and the resonance frequency is adjusted at the position of the short circuit point 77 of the short circuit switch 78 at 1,489 MHz. As a result, the through hole 73 is one, the length of the strip line 79 is 53 mm, and the length of the slit 75 is 14 mm.
It became. In this state, when the short-circuit switch 78 is off, f
0 = 818 MHz resonating in the λ / 4 mode and the short-circuit point is grounded, that is, when the switch 78 is on, f0 =
It resonated in the λ / 2 mode at 1,489 MHz.
【００４３】それぞれの給電点における入力インピーダ
ンスと電圧定在波比を図８（ａ）ないし（ｄ）に示す。
図８（ａ）のように８１８ＭＨｚでは共振点での入力イ
ンピーダンスは適正であり、図８（ｃ）のように１，４
８９ＭＨｚにおいても適正な入力インピーダンスが得ら
れ、また各帯域とも電圧定在波比は充分な値が得られ
た。The input impedance and the voltage standing wave ratio at each feeding point are shown in FIGS. 8 (a) to 8 (d).
At 818 MHz as shown in FIG. 8A, the input impedance at the resonance point is appropriate, and as shown in FIG.
An appropriate input impedance was obtained even at 89 MHz, and a sufficient voltage standing wave ratio was obtained in each band.
【００４４】このように本実施形態においては、第２の
実施形態にストリップ線路７９を付加した形であるが、
第３の実施形態にストリップ線路を付加した場合にも適
用できるのは当然である。このように第２および第３の
実施形態における８１８ＭＨｚにおいてインピーダンス
が上昇する問題を改善して両方の周波数帯域において入
力インピーダンスを適正な値に保ち、かつ電圧定在波比
も満足すべき値を得ることができる。As described above, in this embodiment, the strip line 79 is added to the second embodiment.
Of course, it can be applied to the case where the strip line is added to the third embodiment. As described above, the problem that the impedance rises at 818 MHz in the second and third embodiments is improved, the input impedance is maintained at an appropriate value in both frequency bands, and the voltage standing wave ratio also has a satisfactory value. be able to.
【００４５】上記各実施形態２ないし４によって図９の
ような周波数対定在波比の周波数特性が得られた。The frequency characteristics of the frequency-to-standing wave ratio as shown in FIG. 9 were obtained by the above-mentioned respective embodiments 2 to 4.
【００４６】なお上記各実施例において短絡スイッチの
作用は具体的にはＰＩＮダイオードによって実現可能で
あり、ＰＩＮダイオードを短絡スイッチの挿入個所に設
け、その制御端子に順方向電圧を印加したときにＰＩＮ
ダイオードすなわち短絡スイッチがオンとなるものであ
る。In each of the above embodiments, the action of the short-circuit switch can be specifically realized by a PIN diode. The PIN diode is provided at the insertion position of the short-circuit switch, and the PIN is applied when a forward voltage is applied to its control terminal.
The diode or short-circuit switch is turned on.
【００４７】なお、上記各実施形態において説明した数
値や構成は一例であり、本発明はこれらの数値や構成の
細部に限定されるものではない。The numerical values and configurations described in the above embodiments are examples, and the present invention is not limited to the details of these numerical values and configurations.
【００４８】[0048]
【発明の効果】以上説明したように本発明の平面アンテ
ナは、請求項１および付随する請求項に記載した構成に
よって、第１および第２の導電板により電波の放射部を
形成するとともに、この放射部と共振回路とを第１およ
び第２のリアクタンス素子によって適当に結合すること
により必要な帯域にわたってインピーダンスの整合を良
好にして、広帯域な平面アンテナを実現することができ
る。As described above, according to the planar antenna of the present invention, the radio wave radiation portion is formed by the first and second conductive plates by the structure described in claim 1 and the accompanying claims. By appropriately coupling the radiating section and the resonance circuit with the first and second reactance elements, impedance matching can be improved over a required band, and a wideband planar antenna can be realized.
【００４９】また、本発明の平面アンテナは請求項４お
よび付随する請求項に記載した構成によって、スイッチ
ング素子により第１および第２の導電板よりなる放射部
の共振モードを変えることにより、また請求項５および
付随する請求項に記載した構成によって、スイッチング
素子により第１および第２の導電板よりなる放射部の実
効的な寸法を変えることにより、共振周波数を任意の２
つの周波数帯域に設定することが可能となる。Further, the plane antenna of the present invention has the structure described in claim 4 and the accompanying claims, wherein the switching element changes the resonance mode of the radiating portion formed of the first and second conductive plates, and According to the configuration described in Item 5 and the accompanying claims, the resonance frequency is set to an arbitrary value by changing the effective size of the radiation portion formed of the first and second conductive plates by the switching element.
It is possible to set one frequency band.
【００５０】また、本発明の平面アンテナは請求項６お
よび付随する請求項に記載した構成によって、複数の周
波数帯域に適用したときのインピーダンスのバランスを
改善することができる。Further, the planar antenna of the present invention can improve the impedance balance when applied to a plurality of frequency bands by the configurations described in claim 6 and the accompanying claims.
【００５１】以上により、異なる２つの周波数帯域を使
用する無線機に用いた場合にも、両方の周波数帯域にお
いて共振し、かつインピーダンス整合が可能な平面アン
テナを実現することができる。As described above, even when it is used in a radio device that uses two different frequency bands, it is possible to realize a planar antenna that resonates in both frequency bands and is capable of impedance matching.
【図１】本発明の第１の実施形態の平面アンテナの概略
構成を示す斜視図FIG. 1 is a perspective view showing a schematic configuration of a planar antenna according to a first embodiment of the present invention.
【図２】同じくその周波数対定在波比を従来技術のもの
と比較した周波数特性図FIG. 2 is a frequency characteristic diagram comparing its frequency-to-standing wave ratio with that of the prior art.
【図３】本発明の第２の実施形態の平面アンテナの構成
を示す図FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a planar antenna according to a second embodiment of the present invention.
【図４】同じくその各周波数帯域におけるインピーダン
スおよび定在波比を示す特性図FIG. 4 is a characteristic diagram showing impedance and standing wave ratio in each frequency band.
【図５】本発明の第３の実施形態の平面アンテナの構成
を示す図FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a planar antenna according to a third embodiment of the present invention.
【図６】同じくその各周波数帯域におけるインピーダン
スおよび定在波比を示す特性図FIG. 6 is a characteristic diagram showing impedance and standing wave ratio in each frequency band.
【図７】本発明の第４の実施形態の平面アンテナの構成
を示す図FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a planar antenna according to a fourth embodiment of the present invention.
【図８】同じくその各周波数帯域におけるインピーダン
スおよび定在波比を示す特性図FIG. 8 is a characteristic diagram showing impedance and standing wave ratio in each frequency band of the same.
【図９】本発明の２周波数対域にわたる周波数対定在波
比の周波数特性図FIG. 9 is a frequency characteristic diagram of frequency-to-standing wave ratio over two frequency-bands according to the present invention.
【図１０】従来技術の平面アンテナの概略構成を示す斜
視図FIG. 10 is a perspective view showing a schematic configuration of a conventional planar antenna.
１ 銅箔パターン（第１の導電板） ２ 銅箔パターン（第２の導電板） ３ａ，３ｂ，３ｃ，１０ スルーホール ４ 誘電体基板 ５ 給電点 ６ コンデンサ（第１のリアクタンス素子） ７ 入出力端子 ８ コンデンサ（第２のリアクタンス素子） ９ 共振回路 1 Copper foil pattern (first conductive plate) 2 Copper foil pattern (second conductive plate) 3a, 3b, 3c, 10 Through holes 4 Dielectric substrate 5 Feed point 6 Capacitor (first reactance element) 7 Input / output Terminal 8 Capacitor (second reactance element) 9 Resonance circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斎藤 裕 石川県金沢市彦三町二丁目１番45号 株式 会社松下通信金沢研究所内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Hiroshi Saito 2-45, Hikosancho, Kanazawa, Ishikawa Prefecture Matsushita Communication Kanazawa Research Institute
Claims (10)
して配置された第２の導電板と、前記第１の導電板と前
記第２の導電板とを接続する少なくとも一つの導電体
と、前記第１の導電板の所定の位置に第１のリアクタン
ス素子を介して結合する入出力端子と、前記入出力端子
に第２のリアクタンス素子を介して結合する共振回路と
を備えることを特徴とする平面アンテナ。1. A first conductive plate, a second conductive plate arranged to face the first conductive plate, and at least connecting the first conductive plate and the second conductive plate. One conductor, an input / output terminal coupled to a predetermined position of the first conductive plate via a first reactance element, and a resonance circuit coupled to the input / output terminal via a second reactance element. A planar antenna comprising :.
れもコンデンサであるとともに、共振回路が一端を第２
の導電板に接続した分布定数線路であることを特徴とす
る請求項１に記載の平面アンテナ。2. The first and second reactance elements are both capacitors, and the resonance circuit has one end connected to the second end.
The plane antenna according to claim 1, wherein the plane antenna is a distributed constant line connected to the conductive plate.
回路とを、それぞれ第１の導電板と同一の平面上に配置
することを特徴とする請求項１または２に記載の平面ア
ンテナ。3. The planar antenna according to claim 1, wherein the first and second reactance elements and the resonance circuit are arranged on the same plane as the first conductive plate.
して配置された第２の導電板と、一端を前記第１の導電
板の所定の位置に接続し、他端を前記第２の導電板に接
続したスイッチング素子とを備え、前記スイッチング素
子のオン・オフにより共振周波数を変化させることを特
徴とする平面アンテナ。4. A first conductive plate, a second conductive plate arranged so as to face the first conductive plate, one end of which is connected to a predetermined position of the first conductive plate, and the other end of which is connected. And a switching element connected to the second conductive plate, wherein the resonance frequency is changed by turning on / off the switching element.
導電板と、前記第１の導電板に対向して配置された第２
の導電板と、前記第１の導電板と前記第２の導電板とを
所定の位置で接続した少なくとも一つの導電体と、前記
第１の導電板に設けられたスリットをまたいで接続した
スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のオ
ン・オフにより共振周波数を変化させることを特徴とす
る平面アンテナ。5. A first conductive plate having at least one slit, and a second conductive plate disposed so as to face the first conductive plate.
A conductive plate, at least one conductor connecting the first conductive plate and the second conductive plate at a predetermined position, and switching connected across a slit provided in the first conductive plate. A planar antenna comprising an element and changing a resonance frequency by turning on / off the switching element.
たインピーダンス変換器と、前記インピーダンス変換器
の他端に接続した入出力端子とを備える請求項４または
５に記載の平面アンテナ。6. The planar antenna according to claim 4, further comprising an impedance converter having one end connected to a predetermined position of the first conductive plate, and an input / output terminal connected to the other end of the impedance converter. .
ることを特徴とする請求項６に記載の平面アンテナ。7. The planar antenna according to claim 6, wherein the impedance converter is a distributed constant line.
したことを特徴とする請求項４または５に記載の平面ア
ンテナ。8. The planar antenna according to claim 4, wherein the switching element is composed of a diode.
一の平面上に配置したことを特徴とする請求項６または
７に記載の平面アンテナ。9. The planar antenna according to claim 6, wherein the impedance converter is arranged on the same plane as the first conductive plate.
電体を充填したことを特徴とする請求項１から請求項９
のいずれかに記載の平面アンテナ。10. A dielectric material is filled between the first conductive plate and the second conductive plate.
The planar antenna according to any one of 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8034544A JPH09232856A (en) | 1996-02-22 | 1996-02-22 | Planar antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8034544A JPH09232856A (en) | 1996-02-22 | 1996-02-22 | Planar antenna |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09232856A true JPH09232856A (en) | 1997-09-05 |
Family
ID=12417255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8034544A Pending JPH09232856A (en) | 1996-02-22 | 1996-02-22 | Planar antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09232856A (en) |
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