JPH0923125A - Automatic gain control circuit for linearly modulated wave - Google Patents
Automatic gain control circuit for linearly modulated waveInfo
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- JPH0923125A JPH0923125A JP17366195A JP17366195A JPH0923125A JP H0923125 A JPH0923125 A JP H0923125A JP 17366195 A JP17366195 A JP 17366195A JP 17366195 A JP17366195 A JP 17366195A JP H0923125 A JPH0923125 A JP H0923125A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば無線機、特に時
分割多重（Time Devision Multiple Access、以下、Ｔ
ＤＭＡという）方式の送信装置に設けられるリニア変調
波自動利得制御回路（以下、リニア変調波ＡＧＣとい
う）に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to, for example, a radio device, and in particular, a time division multiple access (hereinafter referred to as T division).
The present invention relates to a linear modulated wave automatic gain control circuit (hereinafter referred to as a linear modulated wave AGC) provided in a transmitter of a DMA system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図２は、従来のリニア変調波ＡＧＣを有
するＴＤＭＡ方式の送信装置の一例を示す構成ブロック
図である。この送信装置は、複数チャネルの入力信号で
あるベースバンド信号ｉｎを各チャネル毎に時分割多重
で送信する機能を有し、入力されたベースバンド信号ｉ
ｎに搬送波（９０°位相のずれたものと位相のずれてい
ないもの）を掛けて同相成分（以下、Ｉ信号という）Ｓ
１ａ及び直交成分（以下、Ｑ信号という）Ｓ１ｂに分離
するシリアル／パラレル変換器１を有し、そのＩ信号出
力端子及びＱ信号出力端子が、直交変調器２のＩ信号入
力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されている。
直交変調器２は、前記Ｉ信号及びＱ信号に搬送波を乗算
し、それらの乗算結果を加算することにより被変調波Ｓ
２を生成する機能を有している。直交変調器２の出力端
子は、可変利得増幅器３の入力端子に接続されている。
可変利得増幅器３は、制御信号に基づいた利得で被変調
波Ｓ２を増幅する機能を有している。可変利得増幅器３
の出力端子は、電力増幅器４の入力端子に接続されてい
る。電力増幅器４は、可変利得増幅器３の出力信号Ｓ３
を電力増幅して出力信号Ｓ４を生成する機能を有してい
る。電力増幅器４の出力端子は、出力端子５に接続され
ると共に、リニア変調波ＡＧＣ１０に接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 2 is a block diagram showing an example of a conventional TDMA transmission apparatus having a linearly modulated wave AGC. This transmitting device has a function of transmitting a baseband signal in, which is an input signal of a plurality of channels, by time division multiplexing for each channel.
n is multiplied by a carrier wave (90 ° phase-shifted and non-phase-shifted) to produce an in-phase component (hereinafter referred to as I signal) S
1a and a quadrature component (hereinafter referred to as a Q signal) S1b, which has a serial / parallel converter 1, and its I signal output terminal and Q signal output terminal have an I signal input terminal and a Q signal input of a quadrature modulator 2. It is connected to each terminal.
The quadrature modulator 2 multiplies the I signal and the Q signal by a carrier wave and adds the multiplication results to obtain a modulated wave S.
It has the function of generating 2. The output terminal of the quadrature modulator 2 is connected to the input terminal of the variable gain amplifier 3.
The variable gain amplifier 3 has a function of amplifying the modulated wave S2 with a gain based on the control signal. Variable gain amplifier 3
The output terminal of is connected to the input terminal of the power amplifier 4. The power amplifier 4 outputs the output signal S3 of the variable gain amplifier 3.
Has a function of power-amplifying and generating an output signal S4. The output terminal of the power amplifier 4 is connected to the output terminal 5 and the linear modulation wave AGC10.
【０００３】リニア変調波ＡＧＣ１０は、包絡線検波回
路１１、比較器１２、及び包絡線検出部１３で構成され
ている。包絡線検波回路１１は、出力信号Ｓ４を包絡線
検波して検波信号Ｓ１１を生成する機能を有している。
包絡線検波回路１１の出力端子は、比較器１２の一方の
入力端子に接続されている。又、シリアル／パラレル変
換器１のＩ信号出力端子及びＱ信号出力端子は、包絡線
検出部１３のＩ信号入力端子及びＱ信号入力端子にそれ
ぞれ接続されている。包絡線検出部１３は、Ｉ信号Ｓ１
ａ及びＱ信号Ｓ１ｂからベースバンド信号ｉｎの絶対値
を計算してベースバンド信号ｉｎに対応する基準包絡線
信号Ｓ１３を生成する機能を有している。包絡線検出部
１３の出力端子は、比較器１２の他方の入力端子に接続
されている。比較器１２は、包絡線検波回路１１の出力
信号（即ち、検波信号）Ｓ１１と包絡線検出部１３の出
力信号（即ち、基準包絡線信号）Ｓ１３との差分を検出
する機能を有している。比較器１２の出力端子は、可変
利得増幅器３の制御端子に接続されている。The linear modulated wave AGC 10 comprises an envelope detection circuit 11, a comparator 12, and an envelope detection section 13. The envelope detection circuit 11 has a function of performing envelope detection on the output signal S4 to generate a detection signal S11.
The output terminal of the envelope detection circuit 11 is connected to one input terminal of the comparator 12. The I signal output terminal and the Q signal output terminal of the serial / parallel converter 1 are connected to the I signal input terminal and the Q signal input terminal of the envelope detection unit 13, respectively. The envelope detection unit 13 uses the I signal S1.
It has a function of calculating the absolute value of the baseband signal in from the a and Q signals S1b and generating the reference envelope signal S13 corresponding to the baseband signal in. The output terminal of the envelope detection unit 13 is connected to the other input terminal of the comparator 12. The comparator 12 has a function of detecting the difference between the output signal (that is, the detection signal) S11 of the envelope detection circuit 11 and the output signal (that is, the reference envelope signal) S13 of the envelope detection unit 13. . The output terminal of the comparator 12 is connected to the control terminal of the variable gain amplifier 3.
【０００４】次に、図２の動作を説明する。ベースバン
ド信号ｉｎは、シリアル／パラレル変換器１に入力して
Ｉ信号Ｓ１ａ及びＱ信号Ｓ１ｂとなり、該Ｉ信号Ｓ１ａ
及びＱ信号Ｓ１ｂが直交変調器２で変調されて変調信号
Ｓ２となる。この変調信号Ｓ２は、可変利得増幅器３を
通った後、電力増幅器４に入力される。電力増幅器４の
出力信号Ｓ４の一部は包絡線検波回路１１により検波さ
れ、その検波信号Ｓ１１が比較器１２の一方の入力信号
となる。一方、Ｉ信号Ｓ１ａ及びＱ信号Ｓ１ｂは、包絡
線検出部１２を経て比較器１２へ出力される。比較器１
２は検波信号Ｓ１１と基準包絡線信号Ｓ１３とを差動増
幅し、その出力信号Ｓ１２を制御信号として可変利得増
幅器３へ帰還する。Next, the operation of FIG. 2 will be described. The baseband signal in is input to the serial / parallel converter 1 to become an I signal S1a and a Q signal S1b, and the I signal S1a
The Q signal S1b and the Q signal S1b are modulated by the quadrature modulator 2 to become a modulated signal S2. This modulated signal S2 is input to the power amplifier 4 after passing through the variable gain amplifier 3. A part of the output signal S4 of the power amplifier 4 is detected by the envelope detection circuit 11, and the detected signal S11 becomes one input signal of the comparator 12. On the other hand, the I signal S1a and the Q signal S1b are output to the comparator 12 via the envelope detection unit 12. Comparator 1
2 differentially amplifies the detection signal S11 and the reference envelope signal S13, and feeds back the output signal S12 to the variable gain amplifier 3 as a control signal.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
リニア変調波ＡＧＣでは、次のような課題があった。即
ち、図２中の包絡線検波回路１２は、検波用ダイオード
及び積分回路で構成されているが、この検波用ダイオー
ドの非線形特性により、電力増幅器４の出力信号Ｓ４の
電力が小さいときに理想的な検波特性に対して誤差を生
じていた。そのため、電力増幅器４の出力信号Ｓ４に振
幅歪が発生し、隣接チャネル漏洩電力が増大するので、
電力増幅器のバックオフを大きくとる必要があり、消費
電力が大きいという問題があった。図３は、包絡線検波
回路１１の検波特性を表す図であり、縦軸に検波電圧、
及び横軸に入力レベルがとられている。この図では、理
想的な検波特性ａに対して、測定値ｂでは、検波用ダイ
オードの非線形特性により、入力電力が小さいときに検
波電圧の非線形性が現れている。However, the linear modulation wave AGC of FIG. 2 has the following problems. That is, the envelope detection circuit 12 in FIG. 2 is composed of a detection diode and an integration circuit, but is ideal when the power of the output signal S4 of the power amplifier 4 is small due to the non-linear characteristic of the detection diode. There was an error with respect to various detection characteristics. Therefore, amplitude distortion occurs in the output signal S4 of the power amplifier 4 and the adjacent channel leakage power increases,
There is a problem that it is necessary to set a large back-off of the power amplifier and power consumption is large. FIG. 3 is a diagram showing the detection characteristics of the envelope detection circuit 11, in which the vertical axis indicates the detection voltage,
And the input level is taken on the horizontal axis. In this figure, with respect to the ideal detection characteristic a, in the measurement value b, the non-linearity of the detection voltage appears when the input power is small due to the non-linear characteristic of the detection diode.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】第１の発明は、前記課題
を解決するために、複数チャネルの入力信号を各チャネ
ル毎に時分割多重で送信するＴＤＭＡ方式の送信装置に
設けられ、前記複数チャネルの入力信号の被変調波を制
御信号に基づいた利得で増幅する可変利得増幅器と、検
波用ダイオードを用いて前記可変利得増幅器の出力信号
を包絡線検波する包絡線検波回路と、前記入力信号に対
応する基準包絡線信号を生成する包絡線検出部と、前記
包絡線検波回路の出力信号と前記基準包絡線信号とを差
動増幅し、その出力信号を前記制御信号として前記可変
利得増幅器の利得を制御する差動増幅器とを、備えたリ
ニア変調波ＡＧＣにおいて、次のような手段を設けてい
る。即ち、前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非
線形領域における特性に基づく前記包絡線検波回路の入
出力特性を、該非線形領域における入出力特性を相殺す
る特性を用いて線形特性に近似した特性に補正する補正
回路を設けている。第２の発明では、第１の発明の可変
利得増幅器と、第１の発明の包絡線検波回路と、第１の
発明の包絡線検出部と、第１の発明の差動増幅器とを、
備えたリニア変調波ＡＧＣにおいて、次のような手段を
設けている。即ち、前記包絡線検出部の入出力特性を、
前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく前記包絡線検波回路の入出力特性に
近似した特性を用いて該非線形領域における特性に近似
した特性に補正する補正回路を設けている。In order to solve the above-mentioned problems, a first invention is provided in a TDMA-type transmitter for transmitting input signals of a plurality of channels by time division multiplexing for each channel. A variable gain amplifier that amplifies a modulated wave of a channel input signal with a gain based on a control signal, an envelope detection circuit that envelope-detects an output signal of the variable gain amplifier using a detection diode, and the input signal An envelope detection unit that generates a reference envelope signal corresponding to, an output signal of the envelope detection circuit and the reference envelope signal are differentially amplified, and the output signal of the variable gain amplifier is used as the control signal. The following means are provided in the linear modulation wave AGC including the differential amplifier for controlling the gain. That is, the input / output characteristic of the envelope detection circuit based on the characteristic of the voltage / current characteristic of the detection diode in the nonlinear region is approximated to a linear characteristic by using a characteristic that cancels the input / output characteristic in the nonlinear region. A correction circuit for correction is provided. In a second invention, a variable gain amplifier of the first invention, an envelope detection circuit of the first invention, an envelope detection section of the first invention, and a differential amplifier of the first invention are provided.
The following means are provided in the provided linear modulated wave AGC. That is, the input / output characteristics of the envelope detection unit are
A correction circuit is provided which corrects the characteristic close to the characteristic in the nonlinear region by using the characteristic approximate to the input / output characteristic of the envelope detection circuit based on the characteristic of the voltage / current characteristic of the detection diode in the nonlinear region. .
【０００７】[0007]
【作用】第１の発明によれば、以上のようにリニア変調
波ＡＧＣを構成したので、複数チャネルの入力信号の被
変調波は、可変利得増幅器で差動増幅器からの制御信号
に基づいた利得で増幅される。この可変利得増幅器の出
力信号の一部は、包絡線検波回路で検波用ダイオードに
より包絡線検波される。包絡線検波回路の出力信号であ
る検波信号の前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の
非線形領域における特性に基づく特性は、補正回路で該
非線形領域における入出力特性を相殺する特性を用いて
線形特性に近似した特性に補正される。一方、前記入力
信号は、包絡線検出部で基準包絡線信号になる。補正回
路の出力信号と基準包絡線信号とが差動増幅器で差動増
幅され、その出力信号が前記制御信号として前記可変利
得増幅器へ帰還される。そのため、複数チャネルの入力
信号を時分割多重で送信する場合、送信される信号の歪
が正確に検知されて補正され、隣接チャネル漏洩電力が
低減される。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、
電力増幅器のバックオフを大きくとる必要がなく、消費
電力が低減され、高効率化される。According to the first aspect of the present invention, since the linear modulation wave AGC is configured as described above, the modulated waves of the input signals of the plurality of channels are gained by the variable gain amplifier based on the control signal from the differential amplifier. Is amplified by. A part of the output signal of the variable gain amplifier is subjected to envelope detection by the detection diode in the envelope detection circuit. The characteristic based on the characteristic in the non-linear region of the voltage / current characteristic of the detection diode of the detection signal that is the output signal of the envelope detection circuit is a linear characteristic using the characteristic that cancels the input / output characteristic in the non-linear region in the correction circuit. Is corrected to a characteristic close to. On the other hand, the input signal becomes a reference envelope signal in the envelope detector. The output signal of the correction circuit and the reference envelope signal are differentially amplified by the differential amplifier, and the output signal is fed back to the variable gain amplifier as the control signal. Therefore, when transmitting input signals of a plurality of channels by time division multiplexing, distortion of transmitted signals is accurately detected and corrected, and adjacent channel leakage power is reduced. If this adjacent channel leakage power is reduced,
It is not necessary to make a large back-off of the power amplifier, power consumption is reduced, and efficiency is improved.
【０００８】第２の発明によれば、複数チャネルの入力
信号の被変調波は、可変利得増幅器で差動増幅器からの
制御信号に基づいた利得で増幅される。この可変利得増
幅器の出力信号の一部は、包絡線検波回路で検波用ダイ
オードにより包絡線検波される。一方、包絡線検出部の
入出力特性は、補正回路で検波用ダイオードの電圧／電
流特性の非線形領域における特性に基づく包絡線検波回
路の入出力特性に近似した特性を用いて該非線形領域に
おける特性に近似した特性に補正される。包絡線検波回
路の出力信号である検波信号と補正回路の出力信号とが
差動増幅器で差動増幅され、その出力信号が前記制御信
号として前記可変利得増幅器へ帰還される。そのため、
第１の発明のと同様に、複数チャネルの入力信号を時分
割多重で送信する場合、送信される信号の歪が正確に検
知されて補正され、隣接チャネル漏洩電力が低減され
る。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅
器のバックオフを大きくとる必要がなく、消費電力が低
減され、高効率化される。従って、前記課題を解決でき
るのである。According to the second invention, the modulated waves of the input signals of the plurality of channels are amplified by the variable gain amplifier with a gain based on the control signal from the differential amplifier. A part of the output signal of the variable gain amplifier is subjected to envelope detection by the detection diode in the envelope detection circuit. On the other hand, the input / output characteristic of the envelope detection unit is based on the characteristic of the voltage / current characteristic of the detection diode in the non-linear area of the detection circuit in the correction circuit. Is corrected to a characteristic close to. The detection signal which is the output signal of the envelope detection circuit and the output signal of the correction circuit are differentially amplified by the differential amplifier, and the output signal is fed back to the variable gain amplifier as the control signal. for that reason,
Similar to the first aspect, when transmitting input signals of a plurality of channels by time division multiplexing, distortion of transmitted signals is accurately detected and corrected, and adjacent channel leakage power is reduced. If this adjacent channel leakage power is reduced, it is not necessary to make a large back-off of the power amplifier, power consumption is reduced, and efficiency is improved. Therefore, the above problem can be solved.
【０００９】[0009]
【実施例】第１の実施例 図１は、本発明の第１の実施例を示すもので、リニア変
調波ＡＧＣを有するＴＤＭＡ方式の送信装置の構成ブロ
ック図である。この送信装置は、複数チャネルの入力信
号であるベースバンド信号ｉｎを各チャネル毎に時分割
多重で送信する機能を有し、入力されたベースバンド信
号ｉｎをＩ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂに分離する
シリアル／パラレル変換器２１を有し、そのＩ信号出力
端子及びＱ信号出力端子が、直交変調器２２のＩ信号入
力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されている。
直交変調器２２は、前記Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２
１ｂに搬送波を乗算し、それらの乗算結果を加算するこ
とにより被変調波Ｓ２２を生成する機能を有している。
直交変調器２２の出力端子は、可変利得増幅器２３の入
力端子に接続されている。可変利得増幅器２３は、制御
信号に基づいた利得で被変調波Ｓ２２を増幅する機能を
有している。可変利得増幅器２３の出力端子は、電力増
幅器２４の入力端子に接続されている。電力増幅器２４
は、可変利得増幅器２３の出力信号Ｓ２３を電力増幅し
て出力信号Ｓ２４を生成する機能を有している。電力増
幅器２４の出力端子は、出力端子２５に接続されると共
に、リニア変調波ＡＧＣ３０に接続されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First Embodiment FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, and is a block diagram showing the configuration of a TDMA transmission apparatus having a linear modulation wave AGC. This transmitter has a function of transmitting a baseband signal in which is an input signal of a plurality of channels by time division multiplexing for each channel, and separates the input baseband signal in into an I signal S21a and a Q signal S21b. It has a serial / parallel converter 21, and its I signal output terminal and Q signal output terminal are connected to the I signal input terminal and Q signal input terminal of the quadrature modulator 22, respectively.
The quadrature modulator 22 includes the I signal S21a and the Q signal S2.
It has a function of generating a modulated wave S22 by multiplying 1b by a carrier wave and adding the multiplication results.
The output terminal of the quadrature modulator 22 is connected to the input terminal of the variable gain amplifier 23. The variable gain amplifier 23 has a function of amplifying the modulated wave S22 with a gain based on the control signal. The output terminal of the variable gain amplifier 23 is connected to the input terminal of the power amplifier 24. Power amplifier 24
Has a function of power-amplifying the output signal S23 of the variable gain amplifier 23 to generate an output signal S24. The output terminal of the power amplifier 24 is connected to the output terminal 25 and the linear modulation wave AGC 30.
【００１０】リニア変調波ＡＧＣ３０は、包絡線検波回
路３１、補正回路３２、比較器３３、包絡線検出部３
４、及び加算器３５で構成されている。包絡線検波回路
３１は、検波用ダイオード及び積分回路で構成され、電
力増幅器２４の出力信号Ｓ２４を検波して検波信号Ｓ３
１を生成する機能を有している。包絡線検波回路３１の
出力端子は、補正回路３２の入力端子に接続されてい
る。補正回路３２は、包絡線検波回路３１の検波特性の
非直線性を補正する機能を有している。補正回路３２の
出力端子は、比較器３３の一方の入力端子に接続されて
いる。又、シリアル／パラレル変換器２１のＩ信号出力
端子及びＱ信号出力端子は、包絡線検出部３４のＩ信号
入力端子及びＱ信号入力端子にそれぞれ接続されてい
る。包絡線検出部３４は、Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ
２１ｂからベースバンド信号ｉｎの絶対値を計算してベ
ースバンド信号ｉｎに対応する包絡線信号Ｓ３４を生成
する機能を有している。包絡線検出部３４の出力端子
は、加算器３５の入力端子に接続されている。加算器３
５は、包絡線信号Ｓ３４に送信電力に対応した基準値電
圧Ｖｒｅｆを加算する機能を有している。加算器３５の
出力端子は、比較器３３の他方の入力端子に接続されて
いる。比較器３３は、差動増幅器で構成され、補正回路
３２の出力信号Ｓ３２と加算器３５の出力信号Ｓ３５と
を差動増幅する機能を有している。比較器３３の出力端
子は、可変利得増幅器２３の制御端子に接続されてい
る。The linear modulation wave AGC 30 includes an envelope detection circuit 31, a correction circuit 32, a comparator 33, and an envelope detection section 3.
4 and an adder 35. The envelope detection circuit 31 includes a detection diode and an integration circuit, detects the output signal S24 of the power amplifier 24, and detects the detection signal S3.
It has the function of generating 1. The output terminal of the envelope detection circuit 31 is connected to the input terminal of the correction circuit 32. The correction circuit 32 has a function of correcting the nonlinearity of the detection characteristic of the envelope detection circuit 31. The output terminal of the correction circuit 32 is connected to one input terminal of the comparator 33. The I signal output terminal and the Q signal output terminal of the serial / parallel converter 21 are connected to the I signal input terminal and the Q signal input terminal of the envelope detection unit 34, respectively. The envelope detection unit 34 includes the I signal S21a and the Q signal S.
It has a function of calculating the absolute value of the baseband signal in from 21b and generating the envelope signal S34 corresponding to the baseband signal in. The output terminal of the envelope detection unit 34 is connected to the input terminal of the adder 35. Adder 3
Reference numeral 5 has a function of adding the reference value voltage Vref corresponding to the transmission power to the envelope signal S34. The output terminal of the adder 35 is connected to the other input terminal of the comparator 33. The comparator 33 is composed of a differential amplifier and has a function of differentially amplifying the output signal S32 of the correction circuit 32 and the output signal S35 of the adder 35. The output terminal of the comparator 33 is connected to the control terminal of the variable gain amplifier 23.
【００１１】図４は、図１中の補正回路３２の回路図
（１）である。この補正回路３２は検波信号Ｓ３１を入
力する入力端子３２−１を有し、該入力端子３２−１が
抵抗３２−２を介してダイオード３２−３のアノードＡ
及び出力端子３２−４に接続されている。ダイオード３
２−３のカソードＫはグランドに接続されている。又、
出力端子３２−４は抵抗３２−５を介してグランドに接
続されている。図５は、補正回路３２の特性図であり、
縦軸に出力電圧、及び横軸に入力電圧がとられ、この図
５中のグラフａが図４に示す補正回路の特性図である。
この図では、ダイオード３２−３のアノードＡにおける
電圧ＶＡが該ダイオード３２−３の拡散電位よりも小さ
いとき、該ダイオード３２−３はオフ状態なので、入力
電圧が抵抗３２−２と抵抗３２−５とで分圧された電圧
が出力端子３２−４から出力される。又、電圧ＶＡはダ
イオード３２−３の拡散電位の近辺では非線形となり、
更に入力電圧が増加するとダイオード３２−３がオン状
態になり、電圧ＶＡが該拡散電位の値を有して一定にな
る。即ち、この補正回路３２は、ダイオード３２−３の
非線形領域における電圧／電流特性を用いて包絡線検波
回路３１の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形
領域における特性に基づく検波特性を相殺する特性に近
似した特性を備え、該検波特性の非直線性を線形特性に
近似した特性に補正する機能を有している。次に、図１
の動作を説明する。FIG. 4 is a circuit diagram (1) of the correction circuit 32 in FIG. The correction circuit 32 has an input terminal 32-1 for inputting the detection signal S31, and the input terminal 32-1 via the resistor 32-2 serves as the anode A of the diode 32-3.
And the output terminal 32-4. Diode 3
2-3 cathodes K are connected to ground. or,
The output terminal 32-4 is connected to the ground via the resistor 32-5. FIG. 5 is a characteristic diagram of the correction circuit 32.
The output voltage is plotted on the vertical axis and the input voltage is plotted on the horizontal axis, and the graph a in FIG. 5 is a characteristic diagram of the correction circuit shown in FIG.
In this figure, when the voltage VA at the anode A of the diode 32-3 is smaller than the diffusion potential of the diode 32-3, the diode 32-3 is in the off state, so that the input voltage is the resistance 32-2 and the resistance 32-5. The voltage divided by and is output from the output terminal 32-4. Further, the voltage VA becomes non-linear near the diffusion potential of the diode 32-3,
When the input voltage further increases, the diode 32-3 is turned on, and the voltage VA becomes constant with the value of the diffusion potential. That is, the correction circuit 32 uses the voltage / current characteristic of the diode 32-3 in the non-linear region to cancel the detection characteristic based on the non-linear region of the voltage / current characteristic of the detection diode of the envelope detection circuit 31. And has a function of correcting the non-linearity of the detection characteristic to a characteristic approximate to a linear characteristic. Next, FIG.
Will be described.
【００１２】ベースバンド信号ｉｎはシリアル／パラレ
ル変換器２１に入力してＩ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２
１ｂとなり、該Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂが直
交変調器２２で変調されて変調信号Ｓ２２となる。この
変調信号Ｓ２２は、可変利得増幅器２３を通った後、電
力増幅器２４に入力される。電力増幅器２４の出力信号
Ｓ２４の一部は包絡線検波回路３１により検波され、そ
の検波信号Ｓ３１は補正回路３２へ出力される。補正回
路３２は、包絡線検波回路３１中の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包
絡線検波回路３１の入出力特性を、該非線形領域におけ
る入出力特性を相殺する特性を用いて線形特性に近似し
た特性に補正する。例えば、π／４シフトＱＰＳＫ（Qu
adrature Phase Shift Keying ）変調波では、最大出力
電力と最小出力電力との差が１４ｄＢであるから、包絡
線検波回路３１の線形性も１４ｄＢになるように補正す
る。線形特性に近似した特性に補正された補正回路３２
の出力信号Ｓ３２は、比較器３３の一方の入力端子へ出
力される。The baseband signal in is input to the serial / parallel converter 21, and the I signal S21a and the Q signal S2 are input.
1b, and the I signal S21a and the Q signal S21b are modulated by the quadrature modulator 22 to become a modulated signal S22. The modulated signal S22 is input to the power amplifier 24 after passing through the variable gain amplifier 23. A part of the output signal S24 of the power amplifier 24 is detected by the envelope detection circuit 31, and the detection signal S31 is output to the correction circuit 32. The correction circuit 32 cancels the input / output characteristic of the envelope detection circuit 31 based on the characteristic of the voltage / current characteristic of the detection diode in the envelope detection circuit 31 in the nonlinear region. Is used to correct the characteristic close to the linear characteristic. For example, π / 4 shift QPSK (Qu
In the adrature phase shift keying) modulated wave, since the difference between the maximum output power and the minimum output power is 14 dB, the linearity of the envelope detection circuit 31 is also corrected to be 14 dB. Correction circuit 32 corrected to a characteristic close to a linear characteristic
The output signal S32 of is output to one input terminal of the comparator 33.
【００１３】一方、Ｉ信号Ｓ２１ａ及びＱ信号Ｓ２１ｂ
は、包絡線検出部３４へ入力されてベースバンド信号ｉ
ｎの絶対値が計算され、更に加算器３５にて送信電力を
決定する基準電圧Ｖｒｅｆが加算されて比較器３３の他
方の入力端子へ出力される。比較器３３は、検波信号Ｓ
３１が補正された信号（即ち、補正回路３２の出力信号
Ｓ３２）と加算器３５の出力信号Ｓ３５とを差動増幅
し、その出力信号Ｓ３３を可変利得増幅器２３へ帰還す
る。そのため、複数チャネルの入力信号を時分割多重で
送信する場合、送信される信号の歪が正確に検知されて
補正され、電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が
低減されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減される。
又、より正確に図３中の測定値ｂを理想的な検波特性ａ
に近似する場合には、関数発生回路を補正回路として使
用する。On the other hand, the I signal S21a and the Q signal S21b
Is input to the envelope detection unit 34 and the baseband signal i
The absolute value of n is calculated, and the adder 35 adds the reference voltage Vref that determines the transmission power, and outputs the result to the other input terminal of the comparator 33. The comparator 33 detects the detection signal S
The signal 31 is corrected (that is, the output signal S32 of the correction circuit 32) and the output signal S35 of the adder 35 are differentially amplified, and the output signal S33 is fed back to the variable gain amplifier 23. Therefore, when the input signals of a plurality of channels are transmitted by time division multiplexing, the distortion of the signals to be transmitted is accurately detected and corrected, and the amplitude distortion of the output signal S24 of the power amplifier 24 is reduced. Power is reduced.
Further, more accurately, the measured value b in FIG.
When approximating to, the function generation circuit is used as a correction circuit.
【００１４】図６は、関数発生回路で構成した図１中の
補正回路３２の他の回路図（２）である。この補正回路
３２は、検波信号Ｓ３１を入力する入力端子３２ａを有
し、該入力端子３２ａが、抵抗３２ｂを介して演算増幅
器（以下、オペアンプという）３２ｃの反転入力端子に
接続されている。又、入力端子３２ａは、抵抗３２ｄを
介してダイオード３２ｅのアノードＡに接続され、該ダ
イオード３２ｅのカソードＫが固定電圧ＶＢに接続され
ている。更に、ダイオード３２ｅのアノードＡは、抵抗
３２ｆを介してオペアンプ３２ｃの反転入力端子に接続
されている。オペアンプ３２ｃの非反転入力端子はグラ
ンドに接続されている。オペアンプ３２ｃの出力端子は
抵抗３２ｇを介して該オペアンプ３２ｃの反転入力端子
に接続されると共に、抵抗３２ｈを介してオペアンプ３
２ｉの反転入力端子に接続されている。オペアンプ３２
ｉの非反転入力端子はグランドに接続されている。オペ
アンプ３２ｉの出力端子は抵抗３２ｊを介して該オペア
ンプ３２ｉの反転入力端子に接続されると共に、出力端
子３２ｋに接続されている。FIG. 6 is another circuit diagram (2) of the correction circuit 32 in FIG. 1, which is composed of a function generating circuit. The correction circuit 32 has an input terminal 32a for inputting the detection signal S31, and the input terminal 32a is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier (hereinafter referred to as an operational amplifier) 32c via a resistor 32b. The input terminal 32a is connected to the anode A of the diode 32e via the resistor 32d, and the cathode K of the diode 32e is connected to the fixed voltage VB. Further, the anode A of the diode 32e is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 32c via the resistor 32f. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 32c is connected to the ground. The output terminal of the operational amplifier 32c is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 32c via the resistor 32g, and the operational amplifier 3 is connected via the resistor 32h.
It is connected to the inverting input terminal of 2i. Operational amplifier 32
The non-inverting input terminal of i is connected to ground. The output terminal of the operational amplifier 32i is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 32i via the resistor 32j and the output terminal 32k.
【００１５】図７は図６に示す補正回路３２の特性図で
あり、縦軸に出力電圧Ｖｏ、及び横軸に入力電圧Ｖｉが
とられている。この補正回路３２の特性は、入力電圧Ｖ
ｉ≧Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）／Ｒ32f のとき、 利得＝（Ｒ32g ／Ｒ32b ）×（Ｒ32j ／Ｒ32h ） 入力電圧Ｖｉ≦Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）／Ｒ32f
のとき、 利得＝Ｒ32g ｛１／（Ｒ32d ＋Ｒ32f ）＋１／Ｒ32b ｝
×（Ｒ32j ／Ｒ32h ） 但し、 Ｒ32b ；抵抗３２ｂの抵抗値 Ｒ32d ；抵抗３２ｄの抵抗値 Ｒ32f ；抵抗３２ｆの抵抗値 Ｒ32g ；抵抗３２ｇの抵抗値 Ｒ32h ；抵抗３２ｈの抵抗値 Ｒ32j ；抵抗３２ｊの抵抗値 となっている。FIG. 7 is a characteristic diagram of the correction circuit 32 shown in FIG. 6, in which the vertical axis represents the output voltage Vo and the horizontal axis represents the input voltage Vi. The characteristic of the correction circuit 32 is that the input voltage V
When i ≧ Vp = VB (R 32d + R 32f ) / R 32f , gain = (R 32g / R 32b ) × (R 32j / R 32h ) input voltage Vi ≦ Vp = VB (R 32d + R 32f ) / R 32f
Then, gain = R 32g {1 / (R 32d + R 32f ) + 1 / R 32b }
× (R 32j / R 32h) However, R 32b; resistance R 32h of the resistor 32 g;; resistance R 32 g of the resistor 32f; resistance R 32f of the resistor 32d; resistance 32h of the resistance value resistance R 32d of the resistor 32b R 32j : It is the resistance value of the resistor 32j.
【００１６】この補正回路３２は、包絡線検波回路３１
の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域にお
ける特性に基づく検波特性を相殺する特性に近似した特
性を備え、該検波特性の非直線性を補正する。以上のよ
うに、この第１の実施例では、包絡線検波回路３１の後
に補正回路３２を設けることにより、包絡線検波回路３
１中の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域
における特性に基づく該包絡線検波回路３１の入出力特
性の非線形特性が線形特性に近似した特性に補正される
ので、複数チャネルの入力信号を時分割多重で送信する
場合、電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が正確
に検出され、該電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅
歪が低減されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減され
る。この隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅
器２４のバックオフを大きくとる必要がなく、消費電力
が低減され高効率化される。The correction circuit 32 includes an envelope detection circuit 31.
The characteristic of the detection diode is approximate to the characteristic of canceling the detection characteristic based on the characteristic of the voltage / current characteristic in the non-linear region, and the nonlinearity of the detection characteristic is corrected. As described above, in the first embodiment, the envelope detection circuit 3 is provided by providing the correction circuit 32 after the envelope detection circuit 31.
Since the non-linear characteristic of the input / output characteristic of the envelope detection circuit 31 based on the characteristic of the voltage / current characteristic of the detection diode in 1 in the non-linear region is corrected to a characteristic approximate to a linear characteristic, input signals of a plurality of channels are input. When transmitting by time division multiplexing, the amplitude distortion of the output signal S24 of the power amplifier 24 is accurately detected and the amplitude distortion of the output signal S24 of the power amplifier 24 is reduced, so that the adjacent channel leakage power is reduced. If this adjacent channel leakage power is reduced, it is not necessary to make a large back-off of the power amplifier 24, power consumption is reduced, and efficiency is increased.
【００１７】第２の実施例 図８は、本発明の第２の実施例を示すもので、リニア変
調波ＡＧＣを有するＴＤＭＡ方式の送信装置の構成ブロ
ック図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符
号が付されている。この送信装置では、電力増幅器２４
の出力端子は、出力端子２５に接続されると共に、リニ
ア変調波ＡＧＣ３０Ａに接続されている。リニア変調波
ＡＧＣ３０Ａは、包絡線検波回路３１、比較器３３、包
絡線検出部３４、加算器３５、及び補正回路３６で構成
されている。包絡線検波回路３１の出力端子は比較器３
３の一方の入力端子に接続され、加算器３５の出力端子
が補正回路３６を介して該比較器３３の他方の入力端子
に接続されている。他は図１と同様の構成である。 Second Embodiment FIG. 8 shows a second embodiment of the present invention, which is a block diagram of the configuration of a TDMA type transmitter having a linear modulation wave AGC, which is common to the elements in FIG. Common elements are denoted by common reference numerals. In this transmitter, the power amplifier 24
The output terminal of is connected to the output terminal 25 and is also connected to the linear modulation wave AGC 30A. The linear modulated wave AGC 30A includes an envelope detection circuit 31, a comparator 33, an envelope detection unit 34, an adder 35, and a correction circuit 36. The output terminal of the envelope detection circuit 31 is the comparator 3
3 is connected to one input terminal of the comparator 3, and the output terminal of the adder 35 is connected to the other input terminal of the comparator 33 via the correction circuit 36. Others are the same as those in FIG.
【００１８】図９は、図８中の補正回路の回路図（１）
である。この補正回路３６は、加算器３５の出力信号Ｓ
３５を入力する入力端子３６−１を有し、該入力端子３
６−１がダイオード３６−２のアノードＡに接続される
と共に、抵抗３６−３を介して出力端子３６−４に接続
されている。又、ダイオード３６−２のカソードＫも出
力端子３６−４に接続されている。出力端子３６−４
は、抵抗３６−５を介してグランドに接続されている。
図５中のグラフｂは、図９に示す補正回路３６の特性図
である。この図では、入力電圧がダイオード３６−２の
拡散電位よりも小さいとき、該ダイオード３６−２の等
価抵抗と抵抗３６−３との並列合成抵抗と、抵抗３６−
５とで分圧された電圧が出力端子３６−４から出力され
る。又、入力電圧がダイオード３６−２の拡散電位の近
辺では、出力端子３６−４における電圧の変化は非線形
となり、更に入力電圧が増加するとダイオード３６−２
がオン状態になり、該出力端子３６−４における電圧の
変化は入力電圧に比例して増加する。即ち、この補正回
路３６は、ダイオードの非線形領域における電圧／電流
特性を用いて包絡線検波回路３１中の検波用ダイオード
の電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく入
出力特性に近似した特性を備え、包絡線検出部３４の入
出力特性を非線形特性に近似した特性に補正する機能を
有している。FIG. 9 is a circuit diagram (1) of the correction circuit in FIG.
It is. This correction circuit 36 outputs the output signal S of the adder 35.
35 has an input terminal 36-1 for inputting 35, and the input terminal 3
6-1 is connected to the anode A of the diode 36-2 and is also connected to the output terminal 36-4 via the resistor 36-3. The cathode K of the diode 36-2 is also connected to the output terminal 36-4. Output terminal 36-4
Is connected to the ground via the resistor 36-5.
A graph b in FIG. 5 is a characteristic diagram of the correction circuit 36 shown in FIG. In this figure, when the input voltage is smaller than the diffusion potential of the diode 36-2, the parallel combined resistance of the equivalent resistance of the diode 36-2 and the resistance 36-3 and the resistance 36-
The voltage divided by 5 is output from the output terminal 36-4. Further, when the input voltage is near the diffusion potential of the diode 36-2, the voltage change at the output terminal 36-4 becomes non-linear, and when the input voltage further increases, the diode 36-2 changes.
Is turned on, and the change in voltage at the output terminal 36-4 increases in proportion to the input voltage. That is, the correction circuit 36 uses a voltage / current characteristic in the nonlinear region of the diode to obtain a characteristic approximate to the input / output characteristic based on the characteristic in the nonlinear region of the voltage / current characteristic of the detection diode in the envelope detection circuit 31. It has a function of correcting the input / output characteristic of the envelope detection unit 34 to a characteristic approximate to a non-linear characteristic.
【００１９】次に、図８の動作を説明する。この送信装
置では、包絡線検波回路３１中の検波用ダイオードの非
線形性を伸張し、包絡線検出部３４の入出力特性を補正
回路３６で該包絡線検波回路３１の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく入出
力特性に近似する。他は、図１と同様の動作を行う。
又、より正確に図３中の測定値ｂを理想的な検波特性ａ
に近似する場合には、関数発生回路を補正回路として使
用する。図１０は、関数発生回路で構成した図８中の補
正回路３６の他の回路図（２）である。この補正回路３
６は、加算器３５の出力信号Ｓ３５を入力する入力端子
３６ａを有し、該入力端子３６ａが、抵抗３６ｂを介し
てオペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続されている。
又、入力端子３６ａは、抵抗３６ｄを介してダイオード
３６ｅのアノードＡに接続され、該ダイオード３６ｅの
カソードＫがオペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続さ
れている。又、ダイオード３６ｅのアノードＡは、抵抗
３６ｆを介して固定電圧−ＶＢに接続されている。オペ
アンプ３６ｃの非反転入力端子はグランドに接続されて
いる。オペアンプ３６ｃの出力端子は抵抗３６ｇを介し
て該オペアンプ３６ｃの反転入力端子に接続されると共
に、抵抗３６ｈを介してオペアンプ３６ｉの反転入力端
子に接続されている。オペアンプ３６ｉの非反転入力端
子はグランドに接続されている。オペアンプ３６ｉの出
力端子は抵抗３６ｊを介して該オペアンプ３６ｉの反転
入力端子に接続されると共に、出力端子３６ｋに接続さ
れている。Next, the operation of FIG. 8 will be described. In this transmission device, the nonlinearity of the detection diode in the envelope detection circuit 31 is extended, and the input / output characteristics of the envelope detection unit 34 are corrected by the correction circuit 36 by the voltage / current of the detection diode of the envelope detection circuit 31. It approximates the input / output characteristic based on the characteristic in the nonlinear region of the characteristic. Otherwise, the same operation as in FIG. 1 is performed.
Further, more accurately, the measured value b in FIG.
When approximating to, the function generation circuit is used as a correction circuit. FIG. 10 is another circuit diagram (2) of the correction circuit 36 in FIG. 8 configured by the function generation circuit. This correction circuit 3
6 has an input terminal 36a for inputting the output signal S35 of the adder 35, and the input terminal 36a is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 36c via the resistor 36b.
The input terminal 36a is connected to the anode A of the diode 36e via the resistor 36d, and the cathode K of the diode 36e is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 36c. Further, the anode A of the diode 36e is connected to the fixed voltage -VB via the resistor 36f. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 36c is connected to the ground. The output terminal of the operational amplifier 36c is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 36c via the resistor 36g, and is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 36i via the resistor 36h. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 36i is connected to the ground. The output terminal of the operational amplifier 36i is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 36i via the resistor 36j and the output terminal 36k.
【００２０】図１１は、図１０に示す補正回路３６の特
性図であり、縦軸に出力電圧、及び横軸に入力電圧がと
られている。この補正回路３６の特性は、入力電圧Ｖｉ
≧Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ36g ／Ｒ36b ）のとき、 利得＝（Ｒ36g ／Ｒ36b ）×（Ｒ36j ／Ｒ36h ） 入力電圧Ｖｉ≦Ｖｐ＝ＶＢ（Ｒ36g ／Ｒ36b ）のとき、 利得＝Ｒ36g （１／Ｒ36b ＋１／Ｒ36d ）×（Ｒ36j ／
Ｒ36h ） 但し、 Ｒ36b ；抵抗３６ｂの抵抗値 Ｒ36d ；抵抗３６ｄの抵抗値 Ｒ36g ；抵抗３６ｇの抵抗値 Ｒ36h ；抵抗３６ｈの抵抗値 Ｒ36j ；抵抗３６ｊの抵抗値 となっている。この補正回路３６は、包絡線検波回路３
１の検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく検波特性に近似した特性を備え、包
絡線検波部３４の入出力特性を該包絡線検波回路３１の
検波特性に近似した特性に補正する。FIG. 11 is a characteristic diagram of the correction circuit 36 shown in FIG. 10, in which the vertical axis represents the output voltage and the horizontal axis represents the input voltage. The characteristic of the correction circuit 36 is that the input voltage Vi is
≧ When Vp = VB of (R 36g / R 36b), when the gain = a (R 36g / R 36b) × (R 36j / R 36h) input voltage Vi ≦ Vp = VB (R 36g / R 36b), Gain = R 36g (1 / R 36b + 1 / R 36d ) × (R 36j /
R 36h) However, R 36b; has a resistance value of the resistor 36j; resistance R 36 g of the resistor 36d;; resistance R 36d of the resistance 36b resistance value of the resistor 36 g R 36h; resistance value of the resistor 36h R 36j. The correction circuit 36 includes an envelope detection circuit 3
1 has a characteristic similar to the detection characteristic based on the characteristic of the voltage / current characteristic of the detection diode in the non-linear region, and the input / output characteristic of the envelope detection unit 34 is approximated to the detection characteristic of the envelope detection circuit 31. to correct.
【００２１】以上のように、この第２の実施例では、加
算器３５の後に補正回路３６を設けることにより、包絡
線検波部３４の入出力特性が包絡線検波回路３１中の検
波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域における
特性に基づく該包絡線検波回路３１の入出力特性に近似
した特性に補正されるので、第１の実施例と同様に、電
力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が正確に検出さ
れ、該電力増幅器２４の出力信号Ｓ２４の振幅歪が低減
されるので、隣接チャネル漏洩電力が低減される。この
隣接チャネル漏洩電力が低減すれば、電力増幅器２４の
バックオフを大きくとる必要がなく、消費電力が低減さ
れ高効率化される。尚、本発明は上記実施例に限定され
ず、種々の変形が可能である。その変形例としては、例
えば次のようなものがある。 （ａ） 図１中の補正回路３２は、測定値を理想特性に
補正する機能を有していれば、他の回路構成でもよい。 （ｂ） 図８中の補正回路３６は、加算器３５の出力信
号Ｓ３５を包絡線検波回路３１の非線形特性に近似する
機能を有していれば、他の回路構成でもよい。 （ｃ） 補正回路として関数発生回路を用いる場合、更
に折点を増加し、より理想特性に近似してもよい。As described above, in the second embodiment, by providing the correction circuit 36 after the adder 35, the input / output characteristics of the envelope detection unit 34 are the same as those of the detection diode in the envelope detection circuit 31. Since it is corrected to a characteristic close to the input / output characteristic of the envelope detection circuit 31 based on the characteristic of the voltage / current characteristic in the non-linear region, the amplitude distortion of the output signal S24 of the power amplifier 24 is similar to the first embodiment. Is accurately detected and the amplitude distortion of the output signal S24 of the power amplifier 24 is reduced, so that the adjacent channel leakage power is reduced. If this adjacent channel leakage power is reduced, it is not necessary to make a large back-off of the power amplifier 24, power consumption is reduced, and efficiency is increased. The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made. For example, there are the following modifications. (A) The correction circuit 32 in FIG. 1 may have another circuit configuration as long as it has a function of correcting the measured value to the ideal characteristic. (B) The correction circuit 36 in FIG. 8 may have another circuit configuration as long as it has a function of approximating the output signal S35 of the adder 35 to the nonlinear characteristic of the envelope detection circuit 31. (C) When a function generating circuit is used as the correction circuit, the number of break points may be increased to approximate the ideal characteristic.
【００２２】[0022]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、包絡線検波回路の後に補正回路を設けること
により、該包絡線検波回路中の検波用ダイオードの電圧
／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包絡線
検波回路の入出力特性の非線形特性が線形特性に近似し
た特性に補正されるようにしたので、複数チャネルの入
力信号を時分割多重で送信する場合、電力増幅器の出力
信号の振幅歪を正確に検出でき、該電力増幅器の出力信
号の振幅歪を低減できる。そのため、隣接チャネル漏洩
電力を低減できる。この隣接チャネル漏洩電力が低減す
れば、電力増幅器のバックオフを大きくとる必要がな
く、消費電力を低減でき、高効率化できる。第２の発明
によれば、補正回路を設けることにより、包絡線検波部
の入出力特性が包絡線検波回路中の検波用ダイオードの
電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく該包
絡線検波回路の入出力特性に近似した特性に補正される
ようにしたので、複数チャネルの入力信号を時分割多重
で送信する場合、電力増幅器の出力信号の振幅歪を正確
に検出でき、該電力増幅器の出力信号の振幅歪を低減で
きる。そのため、第１の発明とほぼ同様の効果がある。As described in detail above, according to the first aspect of the present invention, by providing the correction circuit after the envelope detection circuit, the voltage / current characteristic of the detection diode in the envelope detection circuit can be improved. Since the non-linear characteristic of the input / output characteristic of the envelope detection circuit based on the characteristic in the non-linear region is corrected to the characteristic approximated to the linear characteristic, when the input signals of a plurality of channels are transmitted by time division multiplexing, the power amplifier The amplitude distortion of the output signal can be accurately detected, and the amplitude distortion of the output signal of the power amplifier can be reduced. Therefore, adjacent channel leakage power can be reduced. If this adjacent channel leakage power is reduced, it is not necessary to make a large back-off of the power amplifier, power consumption can be reduced, and efficiency can be improved. According to the second aspect of the present invention, by providing the correction circuit, the input / output characteristics of the envelope detection section are based on the characteristics of the voltage / current characteristics of the detection diode in the envelope detection circuit in the non-linear region. Since it is corrected to a characteristic close to the input / output characteristic of, when the input signals of multiple channels are transmitted by time division multiplexing, the amplitude distortion of the output signal of the power amplifier can be accurately detected, and the output of the power amplifier Amplitude distortion of the signal can be reduced. Therefore, there is almost the same effect as the first invention.
【図１】本発明の第１の実施例を示すＴＤＭＡ方式の送
信装置の構成ブロック図である。FIG. 1 is a configuration block diagram of a TDMA transmission apparatus showing a first embodiment of the present invention.
【図２】従来のＴＤＭＡ方式の送信装置を示す構成ブロ
ック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a conventional TDMA transmission apparatus.
【図３】包絡線検波回路の特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram of an envelope detection circuit.
【図４】図１中の補正回路の回路図（１）である。FIG. 4 is a circuit diagram (1) of the correction circuit in FIG.
【図５】補正回路の特性図である。FIG. 5 is a characteristic diagram of a correction circuit.
【図６】図１中の補正回路の回路図（２）である。6 is a circuit diagram (2) of the correction circuit in FIG.
【図７】図６の特性図である。FIG. 7 is a characteristic diagram of FIG.
【図８】本発明の第２の実施例を示すＴＤＭＡ方式の送
信装置の構成ブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of a TDMA transmission apparatus showing a second embodiment of the present invention.
【図９】図８中の補正回路の回路図（１）である。9 is a circuit diagram (1) of the correction circuit in FIG.
【図１０】図８中の補正回路の回路図（２）である。10 is a circuit diagram (2) of the correction circuit in FIG.
【図１１】図１０の特性図である。11 is a characteristic diagram of FIG.
１，２１ 直列並列変換回路 ２，２２ 直交変調器 ３，２３ 可変利得増幅器 ４，２４ 電力増幅器 １０，３０，３０Ａ リニア変調波ＡＧＣ １１，３１ 包絡線検波回路 １２，３３ 比較器 １３，３４ 包絡線検出部 ３２，３６ 補正回路 ３５ 加算器 1, 21 series-parallel conversion circuit 2, 22 quadrature modulator 3, 23 variable gain amplifier 4, 24 power amplifier 10, 30, 30A linear modulation wave AGC 11, 31 envelope detection circuit 12, 33 comparator 13, 34 envelope Detection unit 32, 36 Correction circuit 35 Adder
Claims (2)
に時分割多重で送信する時分割多重方式の送信装置に設
けられ、 前記複数チャネルの入力信号の被変調波を制御信号に基
づいた利得で増幅する可変利得増幅器と、 検波用ダイオードを用いて前記可変利得増幅器の出力信
号を包絡線検波する包絡線検波回路と、 前記入力信号に対応する基準包絡線信号を生成する包絡
線検出部と、 前記包絡線検波回路の出力信号と前記基準包絡線信号と
を差動増幅し、その出力信号を前記制御信号として前記
可変利得増幅器の利得を制御する差動増幅器とを、備え
たリニア変調波自動利得制御回路において、 前記検波用ダイオードの電圧／電流特性の非線形領域に
おける特性に基づく前記包絡線検波回路の入出力特性
を、該非線形領域における入出力特性を相殺する特性を
用いて線形特性に近似した特性に補正する補正回路を、 設けたことを特徴とするリニア変調波自動利得制御回
路。1. A transmission apparatus of a time division multiplexing system, which transmits input signals of a plurality of channels by time division multiplexing for each channel, wherein a modulated wave of the input signals of the plurality of channels is supplied with a gain based on a control signal. A variable gain amplifier that amplifies, an envelope detection circuit that performs envelope detection of the output signal of the variable gain amplifier using a detection diode, an envelope detection unit that generates a reference envelope signal corresponding to the input signal, A linear modulation wave automatic circuit comprising: a differential amplifier that differentially amplifies the output signal of the envelope detection circuit and the reference envelope signal, and uses the output signal as the control signal to control the gain of the variable gain amplifier. In the gain control circuit, the input / output characteristics of the envelope detection circuit based on the characteristics of the voltage / current characteristics of the detection diode in the non-linear area are calculated as follows. Linear modulation wave automatic gain control circuit, characterized in that the correction circuit, provided for correcting the approximated characteristic linear characteristic using the characteristic to cancel.
項１記載の包絡線検波回路と、請求項１記載の包絡線検
出部と、請求項１記載の差動増幅器とを、備えたリニア
変調波自動利得制御回路において、 前記包絡線検出部の入出力特性を、前記検波用ダイオー
ドの電圧／電流特性の非線形領域における特性に基づく
前記包絡線検波回路の入出力特性に近似した特性を用い
て該非線形領域における特性に近似した特性に補正する
補正回路を、設けたことを特徴とするリニア変調波自動
利得制御回路。2. A variable gain amplifier according to claim 1, an envelope detection circuit according to claim 1, an envelope detection section according to claim 1, and a differential amplifier according to claim 1. In the linear modulation wave automatic gain control circuit, the input / output characteristic of the envelope detection unit is approximated to the input / output characteristic of the envelope detection circuit based on the characteristic in the nonlinear region of the voltage / current characteristic of the detection diode. A linear modulated wave automatic gain control circuit, characterized in that a correction circuit for correcting the characteristic to a characteristic close to the characteristic in the nonlinear region is provided.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17366195A JPH0923125A (en) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | Automatic gain control circuit for linearly modulated wave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17366195A JPH0923125A (en) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | Automatic gain control circuit for linearly modulated wave |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923125A true JPH0923125A (en) | 1997-01-21 |
Family
ID=15964761
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17366195A Withdrawn JPH0923125A (en) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | Automatic gain control circuit for linearly modulated wave |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0923125A (en) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN106788300A (en) * | 2016-12-14 | 2017-05-31 | 中国科学院微电子研究所 | System for automatic constant differential signal amplitude in high-speed serial interface |
-
1995
- 1995-07-10 JP JP17366195A patent/JPH0923125A/en not_active Withdrawn
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