JPH09223989A - Initial acquisition method for spreading code, initial acquisition circuit for spreading code and receiver for spread spectrum communication - Google Patents
Initial acquisition method for spreading code, initial acquisition circuit for spreading code and receiver for spread spectrum communicationInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信における拡散符号の初期捕捉方法、拡散符号の初期
捕捉回路及びスペクトラム拡散通信の受信機に係り、特
に、拡散符号の初期捕捉時間を短縮することが可能な拡
散符号の初期捕捉方法、拡散符号の初期捕捉回路及び該
拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通
信の受信機に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a spread code initial acquisition method in spread spectrum communication, a spread code initial acquisition circuit, and a spread spectrum communication receiver, and more particularly to shortening the spread code initial acquisition time. The present invention relates to a spread code initial acquisition method, a spread code initial acquisition circuit, and a spread spectrum communication receiver to which the spread code initial acquisition circuit is applied.
【0002】スペクトラム拡散通信は、情報を伝送する
のに最低限度必要な周波数帯域より遙かに広い帯域に信
号のスペクトラムを拡散して伝送する通信方式で、スペ
クトラムの拡散は拡散符号と呼ぶ広帯域符号によって搬
送波を変調することによって行なう。そして、受信側で
送信の際に使用したのと同じ拡散符号を使って受信信号
との相関をとる(これを逆拡散するという。)ことによ
って復調する。Spread spectrum communication is a communication method in which a signal spectrum is spread and transmitted in a band much wider than a minimum frequency band required for transmitting information. Spread spectrum is a wide band code called a spread code. By modulating the carrier wave. Then, demodulation is performed by obtaining the correlation with the received signal using the same spreading code used at the time of transmission on the receiving side (this is called despreading).
【0003】従って、受信信号における(送信側の)拡
散符号の位相と逆拡散のための(受信側の)拡散符号の
位相を一致させることが必要である。両者の位相を一致
させることを同期という。この同期のステップには拡
散符号を生成して受信信号との相関をとり、相関値が期
待値を超える拡散符号の位相を探索する拡散符号の初期
捕捉と、捕捉された拡散符号の位相と受信信号の位相
との位相関係のロックの2ステップがあるが、本発明は
前者に関するものである。Therefore, it is necessary to match the phase of the spreading code (on the transmitting side) in the received signal with the phase of the spreading code (on the receiving side) for despreading. Synchronizing both phases is called synchronization. In this synchronization step, a spreading code is generated to correlate with the received signal, and an initial acquisition of the spreading code that searches for the phase of the spreading code whose correlation value exceeds the expected value and the phase of the acquired spreading code and the reception The present invention relates to the former, though there are two steps of locking the phase relationship with the phase of the signal.
【0004】通常、直接拡散方式のスペクトラム拡散通
信においては、拡散符号として擬似ランダム符号が適用
される。擬似ランダム符号は各瞬間における値がランダ
ム分布に準ずる分布をする周期的な符号であるので、拡
散符号の位相を初期捕捉するということは受信信号にお
ける擬似ランダム符号の位相に一致した擬似ランダム符
号を受信側で生成することに他ならない。Usually, in direct spread spectrum spread communication, a pseudo random code is applied as a spread code. Since the pseudo-random code is a periodic code in which the value at each moment has a distribution that is similar to the random distribution, the initial acquisition of the phase of the spread code means that the pseudo-random code that matches the phase of the pseudo-random code in the received signal is used. It is nothing but generation on the receiving side.
【0005】さて、直接拡散方式のスペクトラム拡散通
信における拡散符号の初期捕捉方式には、マッチドフ
ィルタを使用した方式と、スライディング相関器を使
用した方式とがあるが、宇宙通信や地上の移動通信等に
おいて、特に拡散符号が長い場合にはスライディング相
関方式が適用されることが多い。その中でも、単純サー
チ方式と符号系列推定方式が最もよく知られた初期捕捉
方式である。There are two types of initial acquisition methods for spread codes in direct spread spectrum spread communication: a method using a matched filter and a method using a sliding correlator. Space communication and terrestrial mobile communication, etc. In particular, the sliding correlation method is often applied especially when the spreading code is long. Among them, the simple search method and the code sequence estimation method are the most well-known initial acquisition methods.
【0006】この両者を比較すると、単純サーチ方式
は、搬送波対雑音比(所謂C/N)にかかわらず確実に
拡散符号の初期捕捉を行なうことができるという利点を
有する反面、初期捕捉時間が比較的長いという欠点を持
つ。一方、符号系列推定方式は、搬送波対雑音比が比較
的良好な場合には初期捕捉時間が単純サーチ方式に比較
して遙かに短時間であるが、搬送波対雑音比が悪くなる
に従って、よくても単純サーチ方式程度、悪くすると単
純サーチ方式より長時間を要することになる。Comparing the two, the simple search method has an advantage that the initial acquisition of the spread code can be surely performed regardless of the carrier-to-noise ratio (so-called C / N), but the initial acquisition time is compared. It has the disadvantage of being long. On the other hand, the code sequence estimation method has a much shorter initial acquisition time than the simple search method when the carrier-to-noise ratio is relatively good, but as the carrier-to-noise ratio gets worse, Even if it is a simple search method, it will take longer than the simple search method.
【0007】ところで、スペクトラム拡散通信において
は信号のスペクトラムを非常に広帯域に拡散するので、
単位帯域当たりの信号電力が非常に小さくなっており、
搬送波対雑音比(所謂C/N)はマイナス(搬送波レベ
ルの方が雑音レベルより小さい。)であることが通常で
ある。従って、低搬送波対雑音比において短時間に拡散
符号を初期捕捉することができる符号系列推定方式の開
発が待たれている。By the way, in the spread spectrum communication, the spectrum of the signal is spread over a very wide band.
The signal power per unit band is very small,
The carrier-to-noise ratio (so-called C / N) is usually negative (the carrier level is smaller than the noise level). Therefore, development of a code sequence estimation method that can initially acquire a spread code in a short time with a low carrier-to-noise ratio is awaited.
【0008】[0008]
【従来の技術】図17は従来の符号系列推定方式による
拡散符号の初期捕捉回路で、一般にRASE(Recurtio
n Aided Sequential Estimation の略)方式と呼ばれる
方式による拡散符号の初期捕捉回路である。2. Description of the Related Art FIG. 17 shows an initial acquisition circuit for a spread code by a conventional code sequence estimation method, which generally uses RASE (Recurtio).
n Aided Sequential Estimation) This is an initial acquisition circuit for spreading codes by a method called the method.
【0009】図17において、5は乗算器5−1及び積
分器5−2よりなる逆拡散部、6は二乗部、7は捕捉判
定部、8bはサーチ制御部、19は切替スイッチ、20
は半加算回路、21はシフトレジスタ、22はRASE
判定部である。ここで、シフトレジスタのビット数が4
で、シフトレジスタの4チップ目(LSB)と1チップ
目(MSB)の排他的論理和をとるようになっているの
で、図17は生成多項式(X4 +1)の、符号周期が1
5の擬似ランダム符号に対する初期捕捉回路を示してい
る。In FIG. 17, reference numeral 5 is a despreading section composed of a multiplier 5-1 and an integrator 5-2, 6 is a squaring section, 7 is a capture determination section, 8b is a search control section, 19 is a changeover switch, and 20 is a switch.
Is a half adder circuit, 21 is a shift register, 22 is RASE
It is a judgment unit. Where the number of bits in the shift register is 4
Then, since the exclusive OR of the fourth chip (LSB) and the first chip (MSB) of the shift register is obtained, FIG. 17 shows that the code period of the generator polynomial (X 4 +1) is 1
5 shows an initial acquisition circuit for a pseudo-random code of 5.
【0010】図17の構成においては、まず切替スイッ
チを下側の端子に接続して受信信号(正確には受信信号
をアナログ・デジタル変換した信号の符号)をシフトレ
ジスタに書き込んでゆく。そして、シフトレジスタに受
信信号が4チップ書き込まれると、その半加算回路及び
RASE判定部において4チップ目と1チップ目の半加
算が行なわれ、擬似ランダム符号が生成される。この
内、RASE判定部においては該4チップ目と1チップ
目の半加算結果と次に受信されたチップ信号との一致が
検定され、両者の一致がとれるとサーチ制御部にその旨
の信号が供給される。両者の一致がとれると、サーチ制
御部は切替スイッチを上側の端子に接続し、シフトレジ
スタと半加算回路とによって周期的な擬似ランダム符号
を生成するようにし、該周期的な擬似ランダム符号を逆
拡散部を構成する乗算器に供給する。In the configuration of FIG. 17, first, the changeover switch is connected to the lower terminal, and the received signal (more accurately, the sign of the signal obtained by analog-digital converting the received signal) is written in the shift register. Then, when four chips of the received signal are written in the shift register, half addition of the fourth chip and the first chip is performed in the half adder circuit and the RASE determination unit, and a pseudo random code is generated. Of these, the RASE determination unit verifies the match between the half-added result of the fourth chip and the first chip and the next received chip signal, and when the two match, a signal to that effect is sent to the search control unit. Supplied. When the two match, the search control unit connects the changeover switch to the upper terminal so that the shift register and the half adder circuit generate a periodic pseudo random code, and the periodic pseudo random code is reversed. It is supplied to the multiplier that constitutes the diffusion unit.
【0011】逆拡散部においては、擬似ランダム符号と
受信信号との乗算を行ない、その積を所定の期間積分す
る。二乗部では該積分値を二乗して捕捉判定部に供給す
る。In the despreading section, the pseudo random code is multiplied by the received signal, and the product is integrated for a predetermined period. The squaring unit squares the integrated value and supplies it to the capture determination unit.
【0012】捕捉判定部では、該二乗値と予め定められ
ているしきい値とを比較し、該二乗値が該しきい値以上
の場合に初期捕捉が完了したものと判定し、切替スイッ
チの接続を固定し、上記の動作を継続する。以降は、捕
捉された拡散符号である擬似ランダム符号と受信信号と
の位相関係をロックするための遅延ロック動作に移行す
るが、遅延ロック動作にかかわる回路素子は図17には
図示していない。The capture determination unit compares the squared value with a predetermined threshold value, and when the squared value is equal to or larger than the threshold value, determines that the initial capture is completed, and the changeover switch Fix the connection and continue the above operation. After that, the process shifts to the delay lock operation for locking the phase relationship between the captured pseudo random code and the received signal, but the circuit elements related to the delay lock operation are not shown in FIG.
【0013】逆に、もし該二乗値が該しきい値より小さ
い場合には、捕捉判定部からの信号によってサーチ制御
部は再び切替スイッチを下側の端子に接続し、拡散符号
の初期捕捉を再度試みる。On the other hand, if the squared value is smaller than the threshold value, the search control unit again connects the changeover switch to the lower terminal by the signal from the acquisition determination unit to perform the initial acquisition of the spread code. Try again.
【0014】図18は、図17の構成における拡散符号
の初期捕捉の様子(その1)で、回線状態がよくて受信
信号に誤りがない場合の初期捕捉の様子を示す。初期捕
捉をする時には、送信側から送られるデータは特定のデ
ータに決められている。今は(1111)からスタート
して生成多項式(X4 +1)で生成される擬似ランダム
符号が送られてくるものとすると、受信信号は図18の
最も上の段に示されているようになる。ここで、受信信
号において15チップ毎に太線で区切っているのは、生
成多項式(X4 +1)による擬似ランダム符号の符号長
(擬似ランダム符号の周期)を示すためである。FIG. 18 shows the initial acquisition of the spread code (part 1) in the configuration of FIG. 17, and shows the initial acquisition when the line condition is good and there is no error in the received signal. At the time of initial acquisition, the data sent from the sender is determined to be specific data. Now, assuming that the pseudo random code generated by the generator polynomial (X 4 +1) is sent starting from (1111), the received signal becomes as shown in the uppermost stage of FIG. . Here, the reason that the received signal is separated by a bold line for every 15 chips is to show the code length (the period of the pseudo random code) of the pseudo random code by the generator polynomial (X 4 +1).
【0015】今、特定のタイミングで図17のシフトレ
ジスタに書き込まれた符号(これをサーチ符号と呼ぶこ
とにする。)が(1110)であるとすると、図17の
半加算回路において最上位のチップの“1”と最下位の
チップ“0”の半加算が演算されて、“1”が生成され
る。これは、受信信号の次のチップの“1”に一致し、
RASE判定部がその旨の信号をサーチ制御部に供給す
るので、サーチ制御部は切替スイッチを上側の端子に接
続する。即ち、シフトレジスタと半加算回路とによって
生成多項式(X4 +1)による擬似ランダム符号が継続
的に生成されるようになる。Now, assuming that the code written in the shift register of FIG. 17 at a specific timing (which will be referred to as a search code) is (1110), it is the highest in the half adder circuit of FIG. Half addition of the chip "1" and the lowest chip "0" is calculated to generate "1". This matches the "1" of the next chip in the received signal,
Since the RASE determination unit supplies a signal to that effect to the search control unit, the search control unit connects the changeover switch to the upper terminal. That is, the pseudo random code by the generator polynomial (X 4 +1) is continuously generated by the shift register and the half adder circuit.
【0016】即ち、次のタイミングには、今生成された
“1”とサーチ符号の2チップ目の“1”の半加算が演
算されて“0”が生成され、その次には、今生成された
“0”とサーチ符号の3チップ目の“1”とで“1”が
生成され・・・というように擬似ランダム符号が生成さ
れる。That is, at the next timing, the half addition of the "1" just generated and the "1" of the second chip of the search code is calculated to generate "0", and then the next generation is performed. The generated "0" and the third chip "1" of the search code generate "1", and so on, so that a pseudo-random code is generated.
【0017】今は、受信信号に誤りがない場合を考えて
いるので、生成される擬似ランダム符号は全てのチップ
において受信信号と一致し、切替スイッチは上側の端子
に接続され続け、擬似ランダム符号の生成が継続され
る。この擬似ランダム符号が逆拡散部を構成する乗算器
に供給されて受信信号との積の積分が演算される。それ
を二乗した値は予め設定されたしきい値を超えるので、
初期捕捉動作を終了する。Now, since it is considered that there is no error in the received signal, the generated pseudo random code matches the received signal in all the chips, and the changeover switch continues to be connected to the upper terminal, so that the pseudo random code is generated. Is continued to be generated. This pseudo-random code is supplied to the multiplier that constitutes the despreading unit, and the product integral with the received signal is calculated. The squared value exceeds the preset threshold, so
Finish the initial capture operation.
【0018】ところで、受信信号に誤りがない場合には
図17のシフトレジスタに如何なる位相でサーチ符号が
書き込まれても生成される擬似ランダム符号と以降の受
信信号とが全てのチップで一致することは、擬似ランダ
ム符号の生成多項式が送信側と受信側とで同じであるこ
とに着目すれば容易に理解できる。即ち、RASE方式
による拡散符号の初期捕捉においては、受信信号に誤り
がなければ図17のシフトレジスタにサーチ符号として
如何なる位相で受信信号が書き込まれても、以降生成さ
れる擬似ランダム符号と受信信号とが必ず一致するので
直ちに拡散符号の初期捕捉は成功する。従って、サーチ
符号を仮定して擬似ランダム符号を生成して逆拡散を試
み、相関値が所定のしきい値に満たない時には該サーチ
符号の位相をシフトして逆拡散を再度試みる単純サーチ
方式に比較して初期捕捉時間は短くなる。RASE方式
におけるこの利点は、擬似ランダム符号の周期(拡散符
号の符号長)が長くなればなるほど顕著になる。If there is no error in the received signal, the pseudo-random code generated when the search code is written in the shift register of FIG. Can be easily understood by noting that the generator polynomial of the pseudo-random code is the same on the transmitting side and the receiving side. That is, in the initial acquisition of the spread code by the RASE method, if there is no error in the received signal, no matter what phase the received signal is written as the search code in the shift register of FIG. Since and always match, the initial acquisition of the spreading code immediately succeeds. Therefore, assuming a search code, a pseudo random code is generated and despreading is attempted. When the correlation value is less than a predetermined threshold, the phase of the search code is shifted and despreading is retried again. In comparison, the initial acquisition time becomes shorter. This advantage of the RASE method becomes more remarkable as the period of the pseudo random code (code length of the spread code) becomes longer.
【0019】上においては、理解しやすいように受信信
号に誤りがない場合として説明したが、受信信号に誤り
がないことはRASE方式が有利であるための必要条件
ではなく、サーチ符号として図17のシフトレジスタに
書き込まれた受信信号に誤りがなく、受信信号全体の誤
り率が所定の値以下であればよい。In the above description, the case where there is no error in the received signal has been described for easy understanding, but the fact that there is no error in the received signal is not a necessary condition for the RASE method to be advantageous, and FIG. There is no error in the received signal written in the shift register and the error rate of the entire received signal is equal to or less than a predetermined value.
【0020】さて、図20は、従来の拡散符号の初期捕
捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の要部
である。図20において、4a及び4bは拡散符号を生
成するための遅延を補償する遅延部、5a及び5bは拡
散符号の初期捕捉のための逆拡散部、5c乃至5fは遅
延ロックのための逆拡散部、6a及び6bは拡散符号の
初期捕捉のための二乗部、6c乃至6fは遅延ロックの
ための二乗部、9aは拡散符号の初期捕捉のための全加
算回路、9b及び9cは遅延ロックのための全加算回
路、10は該全加算回路の出力の差を求める減算回路、
11は該減算回路の出力をアナログ変換するデジタル・
アナログ変換器、12は該デジタル・アナログ変換器の
出力の高周波成分を遮断して直流分を取り出す低域ろ波
器、13は該低域ろ波器が出力する直流によって周波数
を制御されるクロック信号を後述するシフトレジスタに
供給するクロック発生部、14は中間周波信号を2分岐
するハイブリッド、15は2分岐された中間周波信号を
直交する中間周波搬送波で検波する直交検波部、16a
及び16bは該直交検波部の二の出力をデジタル変換す
るアナログ・デジタル変換器、17はバイナリPSK復
調部、18は中間周波発振器、19は後述するシフトレ
ジスタへの入力信号を切り替えるスイッチ、20は半加
算回路、21は半加算回路20と共に擬似ランダム符号
を生成して各々の逆拡散部に供給するシフトレジスタ、
22はシフトレジスタ21と共に擬似ランダム符号を生
成し、該擬似ランダム符号が受信信号と一致するか否か
を判定するRASE判定部、23は遅延ロック・ループ
を開閉する第二のスイッチである。ここで、シフトレジ
スタ21、半加算回路20及びRASE判定部22、ス
イッチ19、逆拡散部5a及び5b、二乗部6a及び6
b、全加算回路9a、捕捉判定部7及びサーチ制御部8
bによって拡散符号の初期捕捉回路が構成され、逆拡散
部5c乃至5f、二乗部6c乃至6f、全加算回路9b
及び9b、減算回路10、デジタル・アナログ変換器1
1、スイッチ23、低域ろ波器12及びクロック発生部
13によって遅延ロック回路が構成されている。Now, FIG. 20 shows a main part of a spread spectrum communication receiver to which a conventional spread code initial acquisition circuit is applied. In FIG. 20, 4a and 4b are delay units for compensating the delay for generating the spreading code, 5a and 5b are despreading units for initial acquisition of the spreading codes, and 5c to 5f are despreading units for delay locking. , 6a and 6b are squaring units for initial acquisition of spreading codes, 6c to 6f are squaring units for delay locking, 9a is a full adder circuit for initial acquisition of spreading codes, and 9b and 9c are for delay locking. , A subtraction circuit for obtaining a difference between outputs of the full addition circuit,
11 is a digital circuit for converting the output of the subtraction circuit into an analog signal.
An analog converter, 12 is a low-pass filter that cuts off high-frequency components of the output of the digital-analog converter and extracts a DC component, and 13 is a clock whose frequency is controlled by the direct current output from the low-pass filter. A clock generator for supplying a signal to a shift register, which will be described later, a hybrid for bifurcating the intermediate frequency signal into two, a quadrature detector for detecting the bifurcated intermediate frequency signal with an orthogonal intermediate frequency carrier, 16a
And 16b are analog-digital converters for digitally converting the two outputs of the quadrature detection unit, 17 is a binary PSK demodulation unit, 18 is an intermediate frequency oscillator, 19 is a switch for switching an input signal to a shift register described later, and 20 is A half adder circuit, 21 is a shift register together with the half adder circuit 20, which generates a pseudo random code and supplies it to each despreading unit,
Reference numeral 22 is a RASE determination unit that generates a pseudo random code together with the shift register 21, and determines whether or not the pseudo random code matches the received signal, and reference numeral 23 is a second switch that opens and closes the delay lock loop. Here, the shift register 21, the half addition circuit 20, the RASE determination unit 22, the switch 19, the despreading units 5a and 5b, and the squaring units 6a and 6 are used.
b, full adder circuit 9a, capture determination unit 7 and search control unit 8
An initial acquisition circuit for the spread code is configured by b, and the despreading units 5c to 5f, the squaring units 6c to 6f, and the full adder circuit 9b.
And 9b, subtraction circuit 10, digital-analog converter 1
1, the switch 23, the low pass filter 12 and the clock generator 13 constitute a delay lock circuit.
【0021】図20の構成の動作の概要は次の通りであ
る。即ち、直交検波出力をアナログ・デジタル変換した
二の出力の一方の符号ビットを取り出し、スイッチ19
を下側の端子に接続して該符号ビットをシフトレジスタ
に書き込んでゆき、サーチ符号とする。該サーチ符号の
4チップ目と1チップ目との半加算を半加算回路及び1
ASE判定部で行ない、該RASE判定部が該半加算の
結果が次の受信信号との一致を検定する。一致と判定さ
れると該RASE判定部の出力によってサーチ制御部が
スイッチ19を上側の端子に接続する。これによって、
半加算回路とシフトレジスタとによって擬似ランダム符
号の生成が継続され、該擬似ランダム符号(これをオン
・タイムの拡散符号と呼ぶ。)は逆拡散部5a及び5b
の乗算器に供給される。そして、逆拡散部で演算された
積分値を二乗部6a及び6bによって二乗し、該二乗部
の出力を全加算回路9aによって加算して受信信号とオ
ン・タイムの拡散符号との相関値とする。該相関値が所
定のしきい値より大きければ捕捉判定部は初期捕捉に成
功した旨の信号をサーチ制御部に供給し、該サーチ制御
部はスイッチ19の接続を固定する。もし捕捉判定部が
初期捕捉に失敗した旨の信号をサーチ制御部に供給すれ
ば、該サーチ制御部はスイッチ19を上側の端子に接続
しなおして初期捕捉を再度試みる。The outline of the operation of the configuration of FIG. 20 is as follows. That is, one sign bit of the two outputs obtained by analog-digital converting the quadrature detection output is taken out, and the switch 19
Is connected to the lower terminal and the code bit is written in the shift register to form a search code. A half addition circuit and a half addition circuit for half-adding the fourth and first chips of the search code.
The ASE determination unit performs the verification, and the RASE determination unit verifies that the result of the half addition matches the next received signal. When it is determined that they match, the search control section connects the switch 19 to the upper terminal by the output of the RASE determination section. by this,
Generation of a pseudo random code is continued by the half adder circuit and the shift register, and the pseudo random code (this is called an on-time spreading code) is despreading units 5a and 5b.
Is supplied to the multiplier. Then, the integral value calculated by the despreading unit is squared by the squaring units 6a and 6b, and the output of the squaring unit is added by the full adder circuit 9a to obtain the correlation value between the received signal and the on-time spreading code. . If the correlation value is larger than the predetermined threshold value, the capture determination unit supplies a signal indicating that the initial capture has been successful to the search control unit, and the search control unit fixes the connection of the switch 19. If the acquisition determination unit supplies a signal indicating that the initial acquisition has failed to the search control unit, the search control unit reconnects the switch 19 to the upper terminal and tries the initial acquisition again.
【0022】上記の動作と併行して、該オン・タイムの
拡散符号より1チップ位相が進んだ拡散符号(これをア
ーリーの拡散符号と呼ぶ。)がシフトレジスタの3チッ
プ目から取り出され、該オン・タイムの拡散符号より1
チップ位相が遅れた拡散符号(これをレイトの拡散符号
と呼ぶ。)がシフトレジスタの1チップ目から取り出さ
れて、逆拡散部5cと5d及び逆拡散部5eと5fに供
給される。そして、逆拡散部5c及び5d、二乗部6c
及び6d、全加算回路9bによってアーリーの拡散符号
と受信信号との相関値が求められ、逆拡散部5e及び5
f、二乗部6e及び6f、全加算回路9cによってレイ
トの拡散符号と受信信号との相関値が求められる。オン
・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれた時に
は、オン・タイムの拡散符号の位相で受信信号との相関
値が最大になっている。この時、アーリーの拡散符号と
受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と受信信
号との相関値より1チップ進んだ位相で最大になり、レ
イトの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タイムの
拡散符号と受信信号との相関値より1チップ遅れた位相
で最大となる。この両者の差を減算回路で求めるので、
減算結果はアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が
最大になる位相で最大となり、オン・タイムの拡散符号
と受信信号との相関値が最大になる位相で原理的に零と
なり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値が最大に
なる位相で最小になる。この意味で両者の差である減算
回路の出力をS曲線と呼ぶ。In parallel with the above operation, a spread code whose phase is advanced by one chip from the on-time spread code (this is called an Early spread code) is extracted from the third chip of the shift register, and 1 from on-time spreading code
A spread code with a delayed chip phase (this is called a late spread code) is extracted from the first chip of the shift register and supplied to the despreading units 5c and 5d and the despreading units 5e and 5f. Then, the despreading units 5c and 5d, the squaring unit 6c
And 6d, the full adder circuit 9b obtains the correlation value between the Early spreading code and the received signal, and the despreading units 5e and 5e.
The correlation value between the spread code of the rate and the received signal is obtained by f, the squaring units 6e and 6f, and the full adder circuit 9c. When the correlation between the on-time spreading code and the received signal is obtained, the correlation value with the received signal becomes maximum at the phase of the on-time spreading code. At this time, the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum one phase ahead of the correlation value between the on-time spreading code and the received signal, and the correlation value between the late spreading code and the received signal. Is maximum at a phase delayed by one chip from the correlation value between the on-time spreading code and the received signal. Since the subtraction circuit calculates the difference between the two,
The subtraction result becomes maximum at the phase where the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum, and becomes zero in principle at the phase where the correlation value between the on-time spreading code and the received signal becomes maximum, and the rate It becomes minimum at the phase where the correlation value between the spread code and the received signal becomes maximum. In this sense, the output of the subtraction circuit, which is the difference between the two, is called the S curve.
【0023】オン・タイムの拡散符号と受信信号との相
関がとれると、捕捉判定部の出力によって第二のスイッ
チ23が閉じられる。これによってS曲線のデジタル値
がアナログ変換された電圧が低域ろ波器に供給され、該
低域ろ波器でS曲線の直流分が抽出される。今、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相がぴったり一致し
ていれば、S曲線はアーリーの拡散符号と受信信号との
相関値が最大になる位相とレイトの拡散符号と受信信号
との相関値が最大になる位相の中心の位相に関して奇対
称になり、低域ろ波器の出力の直流は零になり、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相がずれている時に
は低域ろ波器から零ではない直流が出力され、該直流に
よってクロック発生部が発生するクロック信号の周波数
が制御される。この遅延ロック動作によってオン・タイ
ムの拡散符号と受信信号との位相が正確に一致させら
れ、以降の逆拡散が安定に続けられる。そして、オン・
タイムの拡散符号によって逆拡散された信号はバイナリ
PSK復調部で復調される。又、該バイナリPSK復調
部で生成されたコスタス弁別信号によって中間周波発振
器に自動周波数制御がかけられる。When the on-time spreading code and the received signal are correlated with each other, the second switch 23 is closed by the output of the capture determination section. As a result, a voltage obtained by analog-converting the digital value of the S curve is supplied to the low-pass filter, and the DC component of the S curve is extracted by the low-pass filter. Now on
If the time spreading code and the phase of the received signal are exactly the same, the S curve shows the phase where the correlation value of the early spreading code and the received signal is maximum and the correlation value of the late spreading code and the received signal. It becomes symmetric about the center phase of the maximum phase, the DC of the output of the low-pass filter becomes zero, and
When the time spread code and the received signal are out of phase with each other, non-zero direct current is output from the low-pass filter, and the direct current controls the frequency of the clock signal generated by the clock generator. By this delay lock operation, the phases of the on-time spreading code and the received signal are accurately matched, and the subsequent despreading continues stably. And on
The signal despread by the time spreading code is demodulated by the binary PSK demodulation unit. Also, the Costas discriminating signal generated by the binary PSK demodulator automatically controls the intermediate frequency oscillator.
【0024】従って、スペクトラム拡散通信の受信機に
おける同期の良否は、拡散符号の初期捕捉時間の長短と
遅延ロックによる正確な位相制御の両者によっており、
特に、スペクトラム拡散通信の効率を高めるには拡散符
号の初期捕捉が速い初期捕捉回路を使用することが必要
である。Therefore, the quality of the synchronization in the receiver of the spread spectrum communication depends on both the length of the initial acquisition time of the spread code and the accurate phase control by the delay lock.
In particular, in order to improve the efficiency of spread spectrum communication, it is necessary to use an initial acquisition circuit that can quickly acquire the spread code.
【0025】RASE方式の初期捕捉時間は、サーチ符
号として書き込まれた受信信号に誤りがなく、受信信号
全体の誤り率が所定の値以下であれば単純サーチ方式に
比較して短時間であるので、図1の如くRASE方式を
適用したスペクトラム拡散通信は単純サーチ方式を適用
したスペクトラム拡散通信に比較して通信効率を高くす
ることができる。The initial acquisition time of the RASE method is shorter than that of the simple search method if the received signal written as the search code has no error and the error rate of the entire received signal is less than a predetermined value. As shown in FIG. 1, spread spectrum communication to which the RASE method is applied can have higher communication efficiency than spread spectrum communication to which the simple search method is applied.
【0026】[0026]
【発明が解決しようとする課題】しかし、受信信号の誤
り率が高くなって、サーチ符号として図17のシフトレ
ジスタに書き込まれた受信信号に誤りが含まれると様相
は一変する。However, if the error rate of the received signal becomes high and the received signal written in the shift register of FIG. 17 as the search code contains an error, the situation changes completely.
【0027】図19は、図17の構成における拡散符号
の初期捕捉の様子(その2)で、受信信号の誤り率が高
く、サーチ符号として書き込まれた受信信号に誤りが含
まれる場合には初期捕捉に成功しにくいことを示す図で
ある。FIG. 19 is a view (part 2) of initial acquisition of the spread code in the configuration of FIG. 17, and in the case where the error rate of the received signal is high and the received signal written as the search code contains an error, it is initialized. It is a figure which shows that it is hard to succeed in acquisition.
【0028】図19における受信信号は、本来は図18
における受信信号と同じ筈であるが、回線状態が悪いた
めに・を付したチップにおいて誤りが生じている。今、
サーチ符号として最初に書き込まれた受信信号が図19
のであるとする。本来(1110)であるべきサーチ
符号がのサーチ符号では(1010)になっている。
こののサーチ符号から図17の構成によって擬似ラン
ダム符号を生成すると、それは図19の「受信側で生成
する擬似ランダム符号」に示すようになり、受信信号と
一致するチップは少なく、逆拡散の結果の相関値が所定
の値に達しない可能性が高い。逆拡散の結果の相関値が
所定の値に達しない場合には、図17の切替スイッチを
再び下側の端子に接続して新たな受信信号をサーチ符号
としてシフトレジスタに書き込み直して再び逆拡散を試
みる。The received signal in FIG. 19 is originally the signal shown in FIG.
It should be the same as the received signal in, but an error has occurred in the chip marked with because the line condition is bad. now,
The received signal initially written as the search code is shown in FIG.
It is assumed that The search code that should originally be (1110) is (1010).
When a pseudo random code is generated from this search code with the configuration of FIG. 17, it becomes as shown in “Pseudo random code generated on the receiving side” of FIG. 19, and there are few chips that match the received signal, and the result of despreading is There is a high possibility that the correlation value of will not reach the predetermined value. If the correlation value as a result of despreading does not reach a predetermined value, the changeover switch of FIG. 17 is connected to the lower terminal again, a new received signal is rewritten as a search code in the shift register, and despread again. Try.
【0029】2回目に書き込まれた受信信号がのサー
チ符号(0110)であるが、においても先頭の
“0”が誤りである。従って、以降に生成される擬似ラ
ンダム符号と以降の受信信号とのチップ毎の一致はとれ
にくく、逆拡散の結果の相関値が所定の値に達しない可
能性が高い。もし、のサーチ符号によっても相関値が
所定の値に達しなければ更に初期捕捉をやり直さなけれ
ばならない。Although the received signal written the second time is the search code (0110), the leading "0" is also an error. Therefore, it is difficult to match the pseudo-random code generated thereafter and the received signal thereafter for each chip, and there is a high possibility that the correlation value as a result of despreading will not reach a predetermined value. If the correlation code does not reach the predetermined value even with the search code of, the initial acquisition must be redone.
【0030】受信信号全体の誤り率が高ければサーチ符
号の中に誤りが含まれる確率が高いので、こうしたサー
チ符号から生成される擬似ランダム符号は受信信号と一
致する確率が低い。従って、受信信号全体の誤り率が高
い場合には、RASE方式による拡散符号の初期捕捉に
は長時間を要するようになることが容易に理解できる。
そして、よくても単純サーチ方式程度、悪ければ単純サ
ーチ方式より長時間を要するようになる。If the error rate of the entire received signal is high, the probability that an error is included in the search code is high, so that the pseudo-random code generated from such a search code has a low probability of matching the received signal. Therefore, when the error rate of the entire received signal is high, it can be easily understood that it takes a long time for the initial acquisition of the spread code by the RASE method.
Then, at best, it takes about the simple search method, and if it is bad, it takes a longer time than the simple search method.
【0031】従って、RASE方式の初期捕捉回路を適
用したスペクトラム拡散通信の受信機の通信効率も誤り
率の劣化と共に低下する。この誤り率の劣化は搬送波対
雑音比の低下、即ち回線状態の悪化との関係が深い。Therefore, the communication efficiency of the receiver of the spread spectrum communication to which the RASE type initial acquisition circuit is applied also decreases with the deterioration of the error rate. The deterioration of the error rate is closely related to the deterioration of the carrier-to-noise ratio, that is, the deterioration of the line condition.
【0032】本発明は、かかる問題を解決すべく、回線
状態が悪い場合にも初期捕捉時間が短い符号系列推定方
式による拡散符号の初期捕捉方法と拡散符号の初期捕捉
回路を提供し、以て通信効率が高いスペクトラム拡散通
信の受信機を提供することを目的とする。In order to solve such a problem, the present invention provides an initial acquisition method for a spread code and a spread code initial acquisition circuit by a code sequence estimation method in which the initial acquisition time is short even when the line condition is bad. An object of the present invention is to provide a spread spectrum communication receiver with high communication efficiency.
【0033】[0033]
【課題を解決するための手段】本発明の第一の手段は、
擬似ランダム符号の生成多項式の次数より多いチップ数
を有するシフトレジスタに受信信号を書き込み、格納さ
れている複数の受信信号の期待値と該書き込まれた受信
信号との一致度を確かめ、最も確からしいと判断される
受信信号の期待値を選択してサーチ符号として以降の擬
似ランダム符号の生成に使用する。The first means of the present invention is as follows:
The received signal is written in the shift register having the number of chips larger than the order of the pseudo-random code generator polynomial, and the degree of agreement between the expected values of the plurality of stored received signals and the written received signals is confirmed, and it is most probable. The expected value of the received signal that is determined to be selected is selected and used as a search code in the subsequent generation of pseudo random code.
【0034】本発明の第一の手段によれば、書き込まれ
た受信信号に最も類似している受信信号の期待値をサー
チ符号として選択するので、受信信号に含まれている誤
りの影響が少ない系列符号をサーチ符号とすることが可
能になり、回線状態が悪くても初期捕捉時間が短い拡散
符号の初期捕捉回路を実現することが可能になる。According to the first means of the present invention, the expected value of the received signal that is most similar to the written received signal is selected as the search code, so that the influence of the error contained in the received signal is small. It becomes possible to use a sequence code as a search code, and it is possible to realize an initial acquisition circuit of a spread code that has a short initial acquisition time even if the line condition is poor.
【0035】本発明の第二の手段は、擬似ランダム符号
の生成多項式の次数より多いチップ数を有するシフトレ
ジスタに受信信号を書き込み、格納されている複数の受
信信号の期待値と該書き込まれた受信信号との一致度を
確かめ、最も確からしいと判断される受信信号の期待値
を選択してサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の
生成に使用し、該書き込まれた受信信号との一致度が同
じになる受信信号の期待値が複数ある場合には一致度が
等しい該複数の期待値からランダムに選択された期待値
をサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の生成に使
用するものである。The second means of the present invention writes the received signal to a shift register having a number of chips larger than the degree of the pseudo-random code generator polynomial, and expects a plurality of stored received signals and the written values. Confirm the degree of coincidence with the received signal, select the expected value of the received signal that is judged to be the most probable, and use it as a search code in the generation of subsequent pseudo-random codes. When there are a plurality of expected values of the same received signal, the expected value randomly selected from the plurality of expected values having the same degree of coincidence is used as a search code in the subsequent generation of pseudo random code.
【0036】本発明の第二の手段によれば、書き込まれ
た受信信号に最も類似している受信信号の期待値をサー
チ符号として選択するので、受信信号に含まれている誤
りの影響が少ない系列符号をサーチ符号とすることが可
能になり、回線状態が悪くても初期捕捉時間が短い拡散
符号の初期捕捉回路を実現することが可能になる。又、
書き込まれた受信信号との一致度が同じになる受信信号
の期待値が複数ある場合には、一致度が等しい該複数の
期待値からランダムに選択された期待値をサーチ符号と
仮定して擬似ランダム符号の生成を行なうことよる初期
捕捉の成功率はサーチ符号の選択を再度試みる場合と同
程度であるので、本発明の第一の手段と同程度の性能を
有する拡散符号の初期捕捉回路を実現することが可能で
ある。According to the second means of the present invention, since the expected value of the received signal that is most similar to the written received signal is selected as the search code, the influence of the error contained in the received signal is small. It becomes possible to use a sequence code as a search code, and it is possible to realize an initial acquisition circuit of a spread code that has a short initial acquisition time even if the line condition is poor. or,
When there are a plurality of expected values of the received signal that have the same degree of coincidence with the written received signal, the expected value randomly selected from the plurality of expected values with the same degree of coincidence is assumed to be the search code, and pseudo Since the success rate of initial acquisition by generating a random code is about the same as when a search code is selected again, an initial acquisition circuit for a spreading code having the same performance as the first means of the present invention is used. It can be realized.
【0037】本発明の第三の手段は、上記第一の手段又
は第二の手段を拡散符号の初期捕捉回路として適用した
スペクトラム拡散通信の受信機である。本発明の第三の
手段によれば、回線状態が悪くても短時間で初期捕捉を
することができる拡散符号の初期捕捉回路の適用によ
り、通信効率が高いスペクトラム拡散通信の受信機を実
現することができる。A third means of the present invention is a receiver for spread spectrum communication in which the first means or the second means is applied as an initial acquisition circuit for a spread code. According to the third means of the present invention, a spread spectrum communication receiver having high communication efficiency is realized by applying an initial acquisition circuit for a spread code capable of performing initial acquisition in a short time even if the line condition is bad. be able to.
【0038】[0038]
【発明の実施の形態】図1は、本発明の拡散符号の初期
捕捉回路の第一の原理である。図1において、1は拡散
符号として使用する擬似ランダム符号の生成多項式の次
数nより大きい整数mを段数として持つm段のシフトレ
ジスタ、2は格納している複数の受信信号の期待値と該
m段のシフトレジスタに書き込まれた受信信号との一致
度が最も高い系列符号を選択して擬似ランダム符号の初
期系列を決定してその旨の信号を後述するサーチ制御部
に供給する符号推定デコーダ、3は該符号推定デコーダ
が選択した擬似ランダム符号の初期系列を初期値(従来
の技術におけるサーチ符号に対応する。)として拡散符
号である擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号
発生器(図ではPN符号発生器と標記している。)、4
は該m段のシフトレジスタ、符号推定デコーダ及び擬似
ランダム符号発生器によって系列符号を選択して擬似ラ
ンダム符号を発生するまでの遅延を補償する遅延部、5
は拡散符号としての擬似ランダム符号と受信信号とを乗
算する乗算器と該乗算器の出力を所定の期間積分する積
分器により構成される逆拡散部、6は該逆拡散部の出力
を二乗する二乗部、7は該二乗部の出力と予め定められ
ているしきい値とを比較して初期捕捉が成功したか否か
を判定する捕捉判定部、8は該捕捉判定部の判定結果及
び該符号推定デコーダが出力する推定見送りフラグを参
照して選択された擬似ランダム符号の初期系列を擬似ラ
ンダム符号発生器にロードするサーチ制御部である。
尚、サーチ制御部からm段のシフトレジスタに供給され
る信号は、符号の推定、相関値の演算の間に該m段のシ
フトレジスタの内容が書き変わらないようにするための
信号で、例えば、該m段のシフトレジスタの中にはこの
信号によってロードされてカウントを開始するカウンタ
と該カウンタのキャリーによってクロックをマスクする
論理積回路を設けておけばよい。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT FIG. 1 shows the first principle of the spread code initial acquisition circuit of the present invention. In FIG. 1, 1 is an m-stage shift register having an integer m as the number of stages, which is greater than the degree n of a pseudo-random code generator polynomial used as a spreading code, and 2 is an expected value of a plurality of stored received signals and the m A code estimation decoder that selects the sequence code having the highest degree of coincidence with the received signal written in the shift register of the stage to determine the initial sequence of the pseudo-random code and supplies a signal to that effect to the search control unit described later, 3 is a pseudo-random code generator (PN in the figure, which generates a pseudo-random code that is a spreading code using an initial sequence of pseudo-random codes selected by the code estimation decoder as an initial value (corresponding to a search code in the related art). It is referred to as a code generator.), 4
Is a delay unit for compensating the delay until the pseudo random code is generated by selecting the sequence code by the m-stage shift register, the code estimation decoder and the pseudo random code generator.
Is a despreading unit composed of a multiplier that multiplies the received signal by a pseudo-random code as a spreading code and an integrator that integrates the output of the multiplier for a predetermined period, and 6 squares the output of the despreading unit. A squaring unit, 7 is a capture determination unit that compares the output of the squaring unit with a predetermined threshold value to determine whether the initial capture is successful, and 8 is a determination result of the capture determination unit and the capture result. It is a search control unit that loads an initial sequence of pseudo-random codes selected with reference to the estimated send-off flag output by the code estimation decoder into a pseudo-random code generator.
The signal supplied from the search control unit to the m-stage shift register is a signal for preventing the contents of the m-stage shift register from being rewritten during the code estimation and the correlation value calculation. In the m-stage shift register, a counter loaded by this signal to start counting and an AND circuit for masking the clock by the carry of the counter may be provided.
【0039】ここで、符号推定デコーダが行なう、格納
している複数の受信信号の期待値と該m段シフトレジス
タに書き込まれた受信信号との一致度の検定は、格納し
ている複数の受信信号の期待値の中で受信信号とのハミ
ング距離が最小の受信信号の期待値を選択することによ
って行なうことができる。ところで、ハミング距離を求
めてそれが最小になる受信信号の期待値を選択すること
は、以下にのべる如く、受信信号の期待値と実際の受信
信号との相関値を求めて該相関値が最大になる受信信号
の期待値を選択することと等価である。Here, the verification of the degree of coincidence between the expected value of a plurality of stored received signals and the received signal written in the m-stage shift register, which is performed by the code estimation decoder, is carried out. This can be done by selecting the expected value of the received signal that has the smallest Hamming distance from the received signal among the expected values of the signal. By the way, to obtain the Hamming distance and select the expected value of the received signal that minimizes the Hamming distance is as follows, and the correlation value between the expected value of the received signal and the actual received signal is obtained and the correlation value becomes maximum. It is equivalent to selecting the expected value of the received signal.
【0040】まず、受信信号の期待値と実際の受信信号
とのハミング距離は、チップ毎に両者の半加算演算を行
なってその結果を整数として加算することで求められる
ので、全てのチップで両者が一致している場合にはハミ
ング距離は0、全てのチップで両者が一致していない場
合にはハミング距離はm(上記の如く、mチップの受信
信号とその期待値とを比較しているからである。)とな
る。一方、受信信号の期待値と実際の受信信号との相関
値は、チップ毎に両者の半加算演算結果の否定をとって
その結果を整数として加算することによって求めること
ができるので、全てのチップで両者が一致している時に
は相関値はm、全てのチップで両者が一致していない時
には相関値は0となる。即ち、ハミング距離の演算と相
関値の演算とでは、回路的には両者の半加算演算をする
か、両者の半加算演算結果を否定するか違いでしかな
く、演算結果の大小がハミング距離と相関値とで逆にな
るだけである。First, the Hamming distance between the expected value of the received signal and the actual received signal can be obtained by performing a half addition operation for each chip and adding the result as an integer. , The hamming distance is 0 when they match, and the hamming distance is m when both do not match in all chips (as described above, the received signal of m chips is compared with its expected value). It is from). On the other hand, the correlation value between the expected value of the received signal and the actual received signal can be obtained by taking the negation of the half addition operation result of each chip and adding the result as an integer, so all chips are When the two are in agreement, the correlation value is m, and when the two are not in agreement in all chips, the correlation value is 0. That is, the calculation of the Hamming distance and the calculation of the correlation value are different only in terms of the circuit, that is, the half addition operation of both is performed or the half addition operation result of both is denied. It only reverses with the correlation value.
【0041】従って、一致度の検定は、ハミング距離に
よっても相関値によっても行なうことができるので、検
定の方法をいずれかに限定する必要はない。ただ、以下
においては、一致度の検定はハミング距離の演算によっ
て行なうものとして説明を行なう。Therefore, since the coincidence test can be performed by the Hamming distance or the correlation value, it is not necessary to limit the test method to any one. However, in the following description, the matching degree test will be described as being performed by calculating the Hamming distance.
【0042】又、受信信号の期待値としては、拡散符号
として採用されている系列符号と同じ系列符号を適用す
る必要がある。通常はM系列の擬似ランダム符号が拡散
符号として使用されるので、以下においては、受信信号
の期待値はM系列の擬似ランダム符号であるとする。As the expected value of the received signal, it is necessary to apply the same sequence code as the sequence code adopted as the spread code. Normally, an M-sequence pseudo-random code is used as a spreading code, and henceforth, the expected value of the received signal is assumed to be an M-sequence pseudo-random code.
【0043】さて、まずハミング距離による受信信号の
推定の可能性について説明する。簡単のために、符号周
期が15のM系列擬似ランダム符号を例に説明する。符
号周期が15のM系列擬似ランダム符号の生成多項式は
(X4 +1)であるので、該擬似ランダム符号は、図2
の(イ)に示すように、4段のシフトレジスタの4段目
と1段目の内容の半加算を演算し、該半加算結果を該シ
フトレジスタの1段目に供給すると同時に符号出力とし
て取り出すことによって得ることができる。The possibility of estimating the received signal based on the Hamming distance will be described first. For simplicity, an M-sequence pseudo-random code having a code period of 15 will be described as an example. Since the generator polynomial of the M-sequence pseudo-random code with a code period of 15 is (X 4 +1), the pseudo-random code is as shown in FIG.
As shown in (a) of (4), half-addition of the contents of the fourth and first stages of the four-stage shift register is calculated, and the half-addition result is supplied to the first stage of the shift register and at the same time, as a code output It can be obtained by taking it out.
【0044】今、図2(イ)のシフトレジスタの各段に
全て“1”が書き込まれた状態を初期状態とする擬似ラ
ンダム符号の生成について考える。図2(イ)において
は、シフトレジスタの4段目と1段目の内容の半加算結
果が該シフトレジスタの1段目に供給される、該シフト
レジスタの内容はクロックによって1段ずつ右にシフト
される。Now, consider the generation of a pseudo-random code whose initial state is a state in which all "1" s are written in each stage of the shift register of FIG. In FIG. 2A, the result of half addition of the contents of the fourth and first stages of the shift register is supplied to the first stage of the shift register. The contents of the shift register are shifted to the right one stage at a time by a clock. Be shifted.
【0045】まず、全て“1”が書き込まれた初期状態
(これが、図2(ロ)の符号番号1に示されている。)
では、4チップ目の“1”と1チップ目の“1”との半
加算結果は“0”であるので、次のタイミングには該シ
フトレジスタの内容は1段右にシフトされると共に該
“0”が1チップ目に書き込まれる。この状態の符号が
図2(ロ)の符号番号2の符号である。この時の4チッ
プ目の“1”と1チップ目の“0”との半加算結果は
“1”であるので、次のタイミングには該シフトレジス
タの内容は1段右にシフトされると共に該“1”が1チ
ップ目に書き込まれる。この状態の符号が図2(ロ)の
符号番号3の符号である。この演算の繰り返しで、符号
番号15の状態になる。この時の4チップ目の“0”と
1チップ目の“1”の半加算結果は“1”であるので、
次のタイミングには該シフトレジスタの内容は1段右に
シフトされると共に該“1”が1チップ目に書き込まれ
て、該シフトレジスタの内容は全て“1”になる。この
状態の符号は符号1にほかならず、(X4 +1)を生成
多項式とする擬似ランダム符号は符号周期が15である
ことがこの説明からも理解できる。そして、この場合に
拡散符号として出力されるのは、符号番号2の1チップ
目の“0”を先頭にし、符号番号1の1チップ目の
“1”を最後尾とする“01011001000111
1”の繰り返しである。First, an initial state in which all "1" s are written (this is indicated by reference numeral 1 in FIG. 2B).
Then, since the half addition result of "1" of the fourth chip and "1" of the first chip is "0", the contents of the shift register are shifted to the right by one stage at the next timing. "0" is written in the first chip. The code in this state is the code of code number 2 in FIG. At this time, since the half addition result of "1" of the fourth chip and "0" of the first chip is "1", the contents of the shift register are shifted to the right by one stage at the next timing. The "1" is written in the first chip. The code in this state is the code of code number 3 in FIG. By repeating this calculation, the state of code number 15 is obtained. At this time, the half addition result of "0" on the fourth chip and "1" on the first chip is "1".
At the next timing, the contents of the shift register are shifted to the right by one step and the "1" is written in the first chip, so that the contents of the shift register are all "1". It can be understood from this description that the code in this state is none other than the code 1, and that the pseudo-random code having (X 4 +1) as a generator polynomial has a code period of 15. In this case, the spreading code is output as "01011001000111" with the first chip "0" of code number 2 as the head and the first chip "1" of code number 1 as the end.
It is a repetition of 1 ".
【0046】従って、受信信号の期待値は符号系列“0
10110010001111”に準拠して決められ
る。さて、上で受信信号のm〔m>(n+1)〕チップ
をシフトレジスタに書き込み、同じチップ数の期待値と
比較すると述べたが、この場合にはnは4であるので、
5チップ以上の受信信号と期待値を比較することにな
る。何故4チップではいけないかというと、4チップの
中に1チップの誤りがあり得ると考えれば拡散符号の位
相を特定することができないからである。即ち、例えば
“0100”が受信された時、上の符号系列の中で7チ
ップ目乃至9チップ目の“0100”が誤りなく受信さ
れたのか、上の符号系列の中で1チップ目乃至4チップ
目の“0101”の最後尾が1チップ誤って受信された
のか、上の符号系列の中で3チップ目乃至6チップ目の
“0110”の3番目が1チップ誤って受信されたの
か、上の符号系列の中で4チップ目乃至7チップ目の
“1100”の先頭が1チップ誤って受信されたのかを
特定できない。即ち、4チップの受信信号と同数の受信
符号の期待値を比較して、ハミング距離が最小の符号が
正しい符号だとして推定する方法で符号を選択すると、
初期捕捉に成功する可能性が低いことが理解できる。Therefore, the expected value of the received signal is the code sequence "0".
101100100011111 ". Now, it has been stated above that the m [m> (n + 1)] chips of the received signal are written in the shift register and compared with the expected value of the same number of chips. In this case, n is Since it is 4,
The expected value is compared with the received signal of 5 chips or more. The reason why 4 chips should not be used is that the phase of the spread code cannot be specified if there is an error of 1 chip in 4 chips. That is, for example, when "0100" is received, whether the "0100" of the 7th chip to the 9th chip in the above code sequence is received without error, or whether the 1st chip to the 4th chip of the above code sequence are received. Whether the last part of "0101" of the chip is erroneously received by one chip, or the third of "0110" of the third to sixth chips in the above code sequence is erroneously received by one chip, In the above code sequence, it is not possible to specify whether the head of "1100" of the 4th to 7th chips is erroneously received by one chip. That is, when a code is selected by a method of comparing a 4-chip received signal with expected values of the same number of received codes and estimating that the code with the smallest Hamming distance is the correct code,
It can be seen that the initial capture is unlikely to be successful.
【0047】次に5チップにしてみる。例えば“010
00”が受信された時、上の符号系列の中には“010
01”、“01010”、“00000”、“1100
0”は存在しえないので、これらが1チップ誤って受信
されたものではないことが判り、唯一“01100”の
3番目が1チップ誤って受信されたのと判別できないだ
けである。従って、5チップで受信信号とその期待値と
を比較すれば、正しいと思われる受信信号を推定できる
確率が格段に上がるが、この例でも正しい推定を行なう
ことができない。従って、実用的には更に長い系列符号
で推定することが望ましい。Next, try to make 5 chips. For example, "010
When “00” is received, “010
01 "," 01010 "," 00000 "," 1100 "
Since 0 "cannot exist, it can be seen that these are not one chip erroneously received, and only the third" 01100 "cannot be identified as one chip erroneously received. If the received signal and its expected value are compared with 5 chips, the probability of estimating the received signal that seems to be correct is significantly increased, but correct estimation cannot be performed in this example as well. It is desirable to estimate with a sequence code.
【0048】そこで、8チップの受信信号とその期待値
とを比較して正しいと思われる符号を推定する場合につ
いて検討してみる。図3は、図1の構成における受信信
号の期待値と符号推定デコーダの推定結果の関係を説明
する図で、8チップの受信信号と同じチップ数の受信信
号の期待値を比較した結果、正しいと思われる8チップ
の受信信号が符号番号1乃至15の受信信号の期待値の
いずれかであると判定された時には、それに対応して示
されている4チップの系列符号を推定結果とすることを
示している。例えば、符号番号1の期待値“01011
001”が選択された時には“1001”が推定結果で
ある。図3の場合、選択された期待値の下位4チップを
推定結果として図示しているが、これに限定される訳で
はなく、8チップの期待値の中の連続する任意の4チッ
プを推定結果であるとすることができる。Therefore, let us consider a case where a received signal of 8 chips is compared with its expected value to estimate a code that seems to be correct. FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between the expected value of the received signal and the estimation result of the code estimation decoder in the configuration of FIG. 1. As a result of comparing the expected value of the received signal of 8 chips with the expected value of the received signal of the same number of chips, the result is correct. When it is determined that the 8-chip received signal that is considered to be one of the expected values of the received signals of code numbers 1 to 15, the 4-chip sequence code corresponding to it is used as the estimation result. Is shown. For example, the expected value “01011” of code number 1
When “001” is selected, “1001” is the estimation result. In FIG. 3, the lower 4 chips of the selected expected value are shown as the estimation result, but the estimation result is not limited to this. Any four consecutive chips in the expected value of chips can be taken as the estimation result.
【0049】図4乃至図6は、8チップの系列符号間の
ハミング距離(その1)、8チップの系列符号間のハミ
ング距離(その2)、8チップの系列符号間のハミング
距離(その3)である。4 to 6 show Hamming distances between 8-chip sequence codes (1), Hamming distances between 8-chip sequence codes (2), and Hamming distances between 8-chip sequence codes (3). ).
【0050】図4乃至図6の見方は次の通りである。即
ち、15通りの8チップの系列符号の全ての組合せにつ
いてハミング距離を求めるので、符号番号1の系列符号
に対しては符号番号1乃至符号番号15の系列符号との
組合せを考える必要がある。次に符号番号2の系列符号
についても符号番号1乃至15の系列符号との組合せを
考える必要があるが、符号番号1と符号番号2との組合
せは既に検討されているので除外されている。符号番号
3の系列符号以下についても同様である。そして、例え
ば符号番号1の系列符号と符号番号10の系列符号との
ハミング距離は3であると読み取ればよい。The views of FIGS. 4 to 6 are as follows. That is, since the Hamming distance is obtained for all 15 combinations of 8-chip series codes, it is necessary to consider combinations with the series codes of code numbers 1 to 15 for the series code of code number 1. Next, it is necessary to consider the combination of the sequence code of the code number 2 with the sequence code of the code numbers 1 to 15, but the combination of the code number 1 and the code number 2 has already been examined and is therefore excluded. The same applies to the sequence code of code number 3 and thereafter. Then, for example, the Hamming distance between the sequence code with the code number 1 and the sequence code with the code number 10 may be read as 3.
【0051】そして、図4乃至図6の全ての組合せにつ
いてハミング距離を見ると、符号周期15の擬似ランダ
ム符号の8チップで形成される系列符号間のハミング距
離は、自分と同一の符号とのハミング距離を除いて、3
が最小であることが判る。即ち、符号理論の定理によっ
て、3チップの誤りは検出することができるが誤りを訂
正することはできない。これを判り易く図示したのが図
7に示したハミング距離が3になる系列符号の組合せで
ある。これは、図4乃至図6の結果を異なる表現方法で
示したものである。例えば、3チップの誤りがある場合
に符号番号1の系列符号が受信されたとしたら、符号番
号4、5、10、11の系列符号のいずれが誤って符号
番号1の系列符号として受信されたかを判別することは
できない。そして、全ての系列符号について複数の系列
符号が3チップ誤って受信される可能性があるので、3
チップの誤りがあればどの系列符号から誤ったかの推定
は不確定になる。Looking at the Hamming distances for all the combinations of FIGS. 4 to 6, the Hamming distance between the sequence codes formed by 8 chips of the pseudo-random code with the code period 15 is the same as that of itself. 3 excluding Hamming distance
It turns out that is the minimum. That is, according to the theorem of code theory, the error of 3 chips can be detected, but the error cannot be corrected. This is clearly illustrated in the combination of sequence codes having a Hamming distance of 3 shown in FIG. This shows the results of FIGS. 4 to 6 in different representation methods. For example, if the sequence code with the code number 1 is received when there is an error of 3 chips, which of the sequence codes with the code numbers 4, 5, 10, and 11 is erroneously received as the sequence code with the code number 1 is determined. It cannot be determined. Then, since there is a possibility that a plurality of sequence codes for all the sequence codes will be erroneously received by 3 chips,
If there is a chip error, the estimation of which sequence code is wrong is uncertain.
【0052】又、2チップの誤りがありうる場合には、
詳細は図示しないが、その誤った系列符号とハミング距
離が2である系列符号と、その誤った系列符号とハミン
グ距離が1である系列符号が存在しうるので、やはり、
どの符号から誤ったかの推定が不確定になる。図8に、
ハミング距離2の系列符号から正しい推定ができない例
として、2チップ誤った系列符号とハミング距離1にな
る元の系列符号以外の系列符号の例を示している。If there is a possibility of a 2-chip error,
Although not shown in detail, since there may be an erroneous sequence code and a sequence code with a Hamming distance of 2, and an erroneous sequence code and a sequence code with a Hamming distance of 1, so that
The estimation of which code is wrong is uncertain. In FIG.
As an example in which correct estimation cannot be performed from a sequence code with a Hamming distance of 2, an example of a sequence code other than the original sequence code with a two-chip error and a Hamming distance of 1 is shown.
【0053】最後に、或る系列符号が1チップ誤って受
信された場合について検証してみると、元の系列符号以
外の系列符号とその誤った系列符号とのハミング距離は
2以上になり、元の系列符号とその誤った系列符号との
ハミング距離が最小になるので、完全に元の系列符号を
推定することができる。Finally, when a case where a certain sequence code is erroneously received by one chip is verified, the Hamming distance between the sequence code other than the original sequence code and the incorrect sequence code becomes 2 or more, Since the Hamming distance between the original sequence code and the incorrect sequence code is minimized, the original sequence code can be estimated completely.
【0054】8チップの受信信号の中に必ず1チップの
誤りがあるということは、誤り率にすれば10%超とい
う極めて悪い状態である。これを完全に推定できるとい
うことは、大幅な改善である。The fact that there is always an error of 1 chip in the received signal of 8 chips is an extremely bad condition of more than 10% in terms of error rate. Being able to fully estimate this is a significant improvement.
【0055】本発明の第一の原理は、受信信号と受信信
号の期待値のハミング距離が最小になる受信信号の期待
値を正しい受信信号として選択することを特徴とする。
図9は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第二の原理
である。The first principle of the present invention is characterized in that the expected value of the received signal that minimizes the Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal is selected as the correct received signal.
FIG. 9 shows a second principle of the initial acquisition circuit for the spread code of the present invention.
【0056】図9において、1は拡散符号として使用す
る擬似ランダム符号の生成多項式の次数nより大きい整
数mを段数として持つm段のシフトレジスタ、2aは格
納している複数の受信信号の期待値と該m段のシフトレ
ジスタに書き込まれた受信信号との一致度を検定するこ
とによって正しいと思われる系列符号を推定して擬似ラ
ンダム符号の初期系列とし、両者の一致度が等しい受信
信号の期待値が複数ある場合には一致度が等しい複数の
期待値の中からランダムに一の期待値を選択して擬似ラ
ンダム符号の初期系列としてサーチ制御部に供給する符
号推定デコーダ、3は該符号推定デコーダが推定する擬
似ランダム符号の初期系列を初期値として拡散符号であ
る擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号発生器
(図ではPN符号発生器と標記している。)、4は該m
段のシフトレジスタ、符号推定デコーダ及び擬似ランダ
ム符号発生器によって系列符号を推定して擬似ランダム
符号を発生するまでの遅延を補償する遅延部、5は拡散
符号としての擬似ランダム符号と受信信号とを乗算する
乗算器と該乗算器の出力を所定の期間積分する積分器に
よって構成される逆拡散部、6は該逆拡散部の出力を二
乗する二乗部、7は該二乗部の出力と予め定められてい
るしきい値とを比較して初期捕捉が成功したか否かを判
定する捕捉判定部、8は該捕捉判定部の判定結果を参照
して、推定された擬似ランダム符号の初期系列を擬似ラ
ンダム符号発生器にロードするサーチ制御部である。
尚、サーチ制御部からm段のシフトレジスタに供給され
る信号は、符号の推定、相関値の演算の間に該m段のシ
フトレジスタの内容が書き変わらないようにするための
信号で、例えば、該m段のシフトレジスタの中にはこの
信号によってロードされてカウントを開始するカウンタ
と該カウンタのキャリーによってクロックをマスクする
論理積回路を設けておけばよい。In FIG. 9, 1 is an m-stage shift register having an integer m as the number of stages, which is greater than the degree n of the generator polynomial of the pseudo-random code used as the spreading code, and 2a is the expected value of a plurality of received signals stored therein. And a received signal written in the m-stage shift register are tested to estimate a sequence code that seems to be correct and used as an initial sequence of the pseudo-random code. When there are a plurality of values, a code estimation decoder which randomly selects one expected value from a plurality of expected values having the same degree of coincidence and supplies it to the search control unit as an initial sequence of the pseudo-random code A pseudo-random code generator (PN code in the figure) that generates a pseudo-random code that is a spreading code using an initial sequence of pseudo-random codes estimated by the decoder as an initial value. Are labeled as raw instrument.), 4 the m
A delay unit 5 that estimates a sequence code by a stage shift register, a code estimation decoder, and a pseudo random code generator to compensate for a delay until a pseudo random code is generated. A despreading unit composed of a multiplier for multiplication and an integrator for integrating the output of the multiplier for a predetermined period, 6 is a squaring unit for squaring the output of the despreading unit, and 7 is an output of the squaring unit. A capture determination unit that determines whether or not the initial capture is successful by comparing it with a threshold value that is set, 8 refers to the determination result of the capture determination unit, and determines the estimated initial sequence of pseudo-random codes. It is a search control unit that is loaded into the pseudo random code generator.
The signal supplied from the search control unit to the m-stage shift register is a signal for preventing the contents of the m-stage shift register from being rewritten during the code estimation and the correlation value calculation. In the m-stage shift register, a counter loaded by this signal to start counting and an AND circuit for masking the clock by the carry of the counter may be provided.
【0057】図9の構成は、基本的には図1の構成と同
じものである。唯一異なるのは、図1における符号推定
デコーダは、直接比較する期待値のハミング距離が同じ
になる時には固定的に一方を選択するのに対して、図9
の符号推定デコーダは、受信信号と同じハミング距離に
なる系列符号が複数存在する時にはハミング距離が同一
である複数の系列符号の中からランダムに系列符号を選
択して推定結果とする点である。The configuration of FIG. 9 is basically the same as the configuration of FIG. The only difference is that the code estimation decoder in FIG. 1 fixedly selects one when the Hamming distances of expected values to be directly compared are the same, whereas in FIG.
The code estimation decoder of is that, when there are a plurality of sequence codes having the same Hamming distance as the received signal, a sequence code is randomly selected from a plurality of sequence codes having the same Hamming distance to obtain an estimation result.
【0058】受信信号中の誤りの数が多い場合には、ハ
ミング距離が同一である2の期待値の中からランダムに
系列符号を選択して推定結果としても、固定的に一方を
選択する場合と平均的には初期捕捉の効率は同程度であ
ると期待できる。When the number of errors in the received signal is large, a sequence code is randomly selected from the two expected values having the same Hamming distance, and one is fixedly selected as the estimation result. It can be expected that, on average, the efficiency of the initial capture is similar.
【0059】図10は、図1の構成における符号推定デ
コーダで、周期が15である擬似ランダム符号において
8チップの受信信号と受信信号の期待値とのハミング距
離によって期待値を推定する場合を例に示したものであ
る。FIG. 10 shows an example of a case where the expected value is estimated by the Hamming distance between the received signal of 8 chips and the expected value of the received signal in the pseudo-random code having a period of 15 in the code estimation decoder in the configuration of FIG. It is shown in.
【0060】図10において、1−1乃至1−3は受信
信号を書き込むシフトレジスタ、2−1乃至2−3は受
信信号の期待値を格納しているレジスタ、2−4乃至2
−6は該シフトレジスタに書き込まれた受信信号と該レ
ジスタに格納されている期待値とを比較してハミング距
離を求めるハミング距離演算部である。そして、シフト
レジスタとレジスタとハミング距離演算部とを一組とし
て、15のシフトレジスタとレジスタとハミング距離演
算部の組が設けられている。2−7は15のハミング距
離演算部が出力する距離情報の最小値を求め、該最小値
を出力するハミング距離演算部と組になっているレジス
タに格納されている4チップの系列符号を選択し、15
のハミング距離演算部の中に等しいハミング距離を出力
する複数のハミング距離演算部がある時には推定見送り
フラグを出力する符号選択制御部である。該符号選択制
御部は、トーナメント型セレクタによって構成される。In FIG. 10, 1-1 to 1-3 are shift registers for writing received signals, 2-1 to 2-3 are registers for storing expected values of received signals, and 2-4 to 2
Reference numeral -6 is a Hamming distance calculation unit that compares a received signal written in the shift register with an expected value stored in the register to obtain a Hamming distance. Further, a set of the shift register, the register and the Hamming distance calculation unit is provided as a set of 15 shift registers, the register and the Hamming distance calculation unit. 2-7 obtains the minimum value of the distance information output by the 15 Hamming distance calculation unit, and selects the 4-chip sequence code stored in the register paired with the Hamming distance calculation unit that outputs the minimum value. And then 15
Is a code selection control unit that outputs an estimated see-off flag when there is a plurality of Hamming distance calculation units that output the same Hamming distance. The code selection control unit is composed of a tournament type selector.
【0061】図11は、トーナメント型セレクタの基本
形(その1)である。図11において、2−7−11は
二のハミング距離演算部より供給される符号間のハミン
グ距離を比較して二の符号間距離が等しくない旨の出力
を供給する比較部、2−7−12は該比較部の二の出力
のうち二のハミング距離が等しくない旨の出力によって
該二のハミング距離の一方を選択する第一のセレクタ、
2−7−13は該比較部の二の出力のうち二のハミング
距離が等しくない旨の出力によって該二の期待値の一方
を選択する第二のセレクタ、2−7−14及び2−7−
15は該第一、第二のセレクタの出力をラッチするフリ
ップ・フロップである。FIG. 11 shows the basic form (part 1) of the tournament type selector. In FIG. 11, 2-7-11 is a comparison unit that compares the Hamming distances between the codes supplied from the second Hamming distance calculation unit and that supplies an output indicating that the two inter-code distances are not equal, 2-7- Reference numeral 12 is a first selector that selects one of the two Hamming distances according to the output indicating that the two Hamming distances of the two outputs of the comparison unit are not equal to each other.
2-7-13 is a second selector for selecting one of the two expected values by the output indicating that the two Hamming distances of the two outputs of the comparison unit are not equal, 2-7-14 and 2-7. −
Reference numeral 15 is a flip-flop that latches the outputs of the first and second selectors.
【0062】ここで比較部は、ハミング距離演算部1の
出力Aがハミング距離演算部2の出力Bより大きい場合
にはA>Bの出力端子に“1”を、ハミング距離演算部
1の出力Aがハミング距離演算部2の出力Bより小さい
場合にはA>Bの出力端子に“0”を、ハミング距離演
算部1の出力Aがハミング距離演算部2の出力Bと等し
い場合にはA>Bの出力端子に“0”を出力するように
構成する。これは、A=Bの時に“1”を出力し、A≠
Bの時に“0”を出力する第一のコンパレータと、A>
Bの時に“1”を出力し、A<Bの時に“0”を出力す
る第二のコンパレータと、第一のコンパレータの出力の
否定と第二のコンパレータの出力の論理積を演算する論
理積回路とを備え、該論理積回路の出力をA>Bの出力
端子とすればよい。Here, when the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is larger than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, the comparison unit outputs "1" to the output terminal of A> B and outputs the output of the Hamming distance calculation unit 1. When A is smaller than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, "0" is output to the output terminal of A> B, and when the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is equal to the output B of the Hamming distance calculation unit 2, A It is configured to output "0" to the output terminal of> B. This outputs "1" when A = B, and A ≠
A first comparator that outputs "0" when B, A>
A second comparator that outputs “1” when B and outputs “0” when A <B, and a logical product that calculates the logical product of the negation of the output of the first comparator and the output of the second comparator Circuit, and the output of the AND circuit may be the output terminal of A> B.
【0063】そして、セレクタは、選択端子に供給され
る信号が“0”の時にaを選択し、選択端子に供給され
る信号が“1”の時にbを選択するものとすれば、A<
BとA=Bの時にはa側を選択し、A>Bの時にはb側
を選択するので、第一のセレクタ2−7−12は二のハ
ミング距離のうち大きくない方(正確には「大きくない
方」であるが、表現が紛らわしいので、以降は「大きく
ない方」の意味で「最小」と表現する。)を選択して出
力し(この出力をと標記する。)、第二のセレクタ2
−7−13は該選択されたハミング距離に対応する受信
信号の期待値を選択して出力する(この出力をと標記
する。)。If the selector selects a when the signal supplied to the selection terminal is "0" and selects b when the signal supplied to the selection terminal is "1", then A <
Since the a side is selected when B and A = B and the b side is selected when A> B, the first selector 2-7-12 selects the lesser of the two Hamming distances (to be exact, "larger"). However, the expression is confusing, so in the following, it will be expressed as "minimum" in the sense of "not big".) Is selected and output (this output is marked as), and the second selector is selected. Two
-7-13 selects and outputs the expected value of the received signal corresponding to the selected Hamming distance (this output is marked as).
【0064】図12は、トーナメント型セレクタの第一
の実施の形態で、15の系列符号がある場合の符号選択
制御部を構成するトーナメント型セレクタを例に示して
いる。FIG. 12 is a first embodiment of the tournament type selector, and shows an example of the tournament type selector which constitutes the code selection control unit when there are 15 sequence codes.
【0065】図12において、2−7−1は図11に示
したトーナメント型セレクタの基本形(その1)で、同
一形状の物は全て図11に示したトーナメント型セレク
タの基本形(その1)である。In FIG. 12, 2-7-1 is the basic form (part 1) of the tournament type selector shown in FIG. 11, and all the same shaped parts are the basic form (part 1) of the tournament type selector shown in FIG. is there.
【0066】図12の構成において、最低位(最も左の
列)の基本形(その1)の各々には15の受信信号の期
待値の内の2の期待値と、実際の受信信号と該2の期待
値との間のハミング距離が与えられ、該最低位の基本形
(その1)の各々から最小のハミング距離と、該最小
のハミング距離に対応する受信信号の期待値とが出力
される。こうして、最低位の隣合う2の基本形から出力
される2の最小のハミング距離と、該最小のハミング
距離に対応する2の受信信号の期待値は最低位の次
(左から2番目の列)の基本形(その1)に入力され
て、同様に、最小のハミング距離と、該最小のハミン
グ距離に対応する受信信号の期待値とが出力される。In the configuration shown in FIG. 12, two of the expected values of the 15 received signals, the actual received signal and the 2 Is provided, and the minimum Hamming distance and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output from each of the lowest basic forms (No. 1). Thus, the minimum hamming distance of 2 output from the adjacent two lowest basic shapes and the expected value of the received signal of 2 corresponding to the minimum hamming distance are next to the lowest (second column from the left). To the basic form (No. 1), and similarly, the minimum Hamming distance and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output.
【0067】このように、トーナメント形式で受信信号
と受信信号の期待値との間で最小のハミング距離と該最
小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が上位の
基本形(その1)に伝えられ、最終的に受信信号と15
の受信信号の期待値との間の最小のハミング距離と、該
最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が選択
される。As described above, the minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal in the tournament format and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are transmitted to the higher basic form (No. 1). And finally 15
The minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are selected.
【0068】もし、受信信号と15の受信信号の期待値
との間のハミング距離に等しいものがなければ、最上位
の基本形(その1)が出力する最小のハミング距離は真
に最小のハミング距離であり、最上位の基本形(その
1)が出力する該最小のハミング距離に対応する受信信
号の期待値は推定符号として選択された符号である。If there is nothing equal to the Hamming distance between the received signal and the expected value of the 15 received signals, the minimum Hamming distance output by the highest basic form (No. 1) is truly the minimum Hamming distance. The expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance output by the highest basic form (No. 1) is the code selected as the estimated code.
【0069】該推定符号を図10における擬似ランダム
符号発生器にロードして、逆拡散部に供給する擬似ラン
ダム符号を生成する。もし、受信信号と15の受信信号
の期待値との間のハミング距離に等しいものがあって
も、最上位の基本形(その1)が出力するハミング距離
は最小であることには変わりがないので、最上位の基本
形(その1)が出力する該最小のハミング距離に対応す
る受信信号の期待値は推定符号として選択された符号と
なる。The estimated code is loaded into the pseudo random code generator in FIG. 10 to generate the pseudo random code to be supplied to the despreading section. Even if there is something equal to the Hamming distance between the received signal and the expected value of the 15 received signals, the Hamming distance output by the highest basic form (No. 1) is still the minimum. , The expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance output from the highest basic form (No. 1) is the code selected as the estimated code.
【0070】該推定符号を図10における擬似ランダム
符号発生器にロードして、逆拡散部に供給する擬似ラン
ダム符号を生成する。図13は、図9の構成における符
号推定デコーダで、周期が15である擬似ランダム符号
において8チップの受信信号と受信信号の期待値とのハ
ミング距離によって期待値を推定する場合を例に示した
ものである。構成的には図10と同一であるが、符号選
択制御部の詳細は図10とは異なっている。The estimated code is loaded into the pseudo random code generator in FIG. 10 to generate the pseudo random code to be supplied to the despreading section. FIG. 13 shows an example in which the expected value is estimated by the Hamming distance between the received signal of 8 chips and the expected value of the received signal in the pseudo-random code having a period of 15 in the code estimation decoder in the configuration of FIG. It is a thing. Although the configuration is the same as that of FIG. 10, the details of the code selection control unit are different from those of FIG.
【0071】図13において、1−1乃至1−3は受信
信号を書き込むシフトレジスタ、2−1乃至2−3は受
信信号の期待値を格納しているレジスタ、2−4乃至2
−6は該シフトレジスタに書き込まれた受信信号と該レ
ジスタに格納されている期待値とを比較してハミング距
離を求めるハミング距離演算部である。そして、シフト
レジスタとレジスタとハミング距離演算部とを一組とし
て、15のシフトレジスタとレジスタとハミング距離演
算部の組が設けられている。2−7aは15のハミング
距離演算部が出力する距離情報の最小値を求め、該最小
値を出力するハミング距離演算部と組になっているレジ
スタに格納されている4チップの系列符号を選択し、1
5のハミング距離演算部の中に等しいハミング距離を出
力する複数のハミング距離演算部がある時には該等しい
ハミング距離になる複数の受信信号の期待値からランダ
ムに選択した系列符号を推定符号として出力する符号選
択制御部である。該符号選択制御部は、トーナメント型
セレクタによって構成される。In FIG. 13, 1-1 to 1-3 are shift registers for writing received signals, 2-1 to 2-3 are registers for storing expected values of received signals, and 2-4 to 2
Reference numeral -6 is a Hamming distance calculation unit that compares a received signal written in the shift register with an expected value stored in the register to obtain a Hamming distance. Further, a set of the shift register, the register and the Hamming distance calculation unit is provided as a set of 15 shift registers, the register and the Hamming distance calculation unit. 2-7a obtains the minimum value of the distance information output by the 15 Hamming distance calculation unit, and selects the 4-chip sequence code stored in the register paired with the Hamming distance calculation unit that outputs the minimum value. Then 1
When there are a plurality of Hamming distance calculating units that output the same Hamming distance among the 5 Hamming distance calculating units, the sequence code randomly selected from the expected values of the plurality of received signals having the same Hamming distance is output as the estimation code. It is a code selection control unit. The code selection control unit is composed of a tournament type selector.
【0072】図14は、トーナメント型セレクタの基本
形(その2)である。図14において、2−7a−11
は2のハミング距離演算部より供給される符号間のハミ
ング距離を比較して2の符号間距離が等しくない旨の出
力と2のハミング距離が等しい旨の出力を供給する比較
部、2−7a−12は2のハミング距離の内の一方を選
択する第一のセレクタ、2−7a−13は2の期待値の
内の一方を選択する第二のセレクタ、2−7a−14は
2のハミング距離が等しくない時には該比較部のA>B
端子の出力を選択し、2のハミング距離が等しい時には
後述するカウンタのLSBを選択して該第一のセレクタ
に選択信号を供給する第三のセレクタ、2:7a−15
は2のハミング距離が等しくない時には該比較部のA>
B端子の出力を選択し、2のハミング距離が等しい時に
は後述するカウンタのLSBを選択して該第一のセレク
タに選択信号を供給する第四のセレクタ、2−7a−1
6はチップ・クロックとは非同期で周波数がチップ・ク
ロックの2倍のクロックをカウントしてLSBを出力す
るカウンタ、2−7a−17は該カウンタの出力をラッ
チするフリップ・フロップ、2−7a−18及び2−7
a−19は該第一、第二のセレクタの出力をラッチする
フリップ・フロップである。FIG. 14 shows the basic form (part 2) of the tournament type selector. In FIG. 14, 2-7a-11
2-7a, which compares the Hamming distances between the codes supplied from the Hamming distance calculating unit 2 and supplies an output indicating that the inter-code distances of 2 are not equal and an output indicating that the Hamming distances of 2 are equal. -12 is a first selector that selects one of the Hamming distances of 2, 2-7a-13 is a second selector that selects one of the expected values of 2, and 2-7a-14 is a Hamming of 2 When the distances are not equal, A> B of the comparison unit
When the output of the terminal is selected and the Hamming distances of 2 are equal, the LSB of the counter described later is selected to supply the selection signal to the first selector.
When the Hamming distances of 2 are not equal, A> of the comparison unit
A fourth selector, 2-7a-1, which selects the output of the B terminal and, when the Hamming distances of 2 are equal, selects the LSB of a counter to be described later and supplies a selection signal to the first selector.
6 is a counter that counts a clock whose frequency is twice that of the chip clock and outputs LSB asynchronously with the chip clock; 2-7a-17 is a flip-flop that latches the output of the counter; 2-7a- 18 and 2-7
Reference numeral a-19 is a flip-flop that latches the outputs of the first and second selectors.
【0073】ここで比較部はハミング距離演算部1の出
力Aがハミング距離演算部2の出力Bより大きい場合に
はA>Bの出力端子に“1”を、A=Bの出力端子には
“0”を出力し、ハミング距離演算部1の出力Aがハミ
ング距離演算部2の出力Bより小さい場合にはA>Bの
出力端子に“0”を、A=Bの出力端子には“0”を出
力し、ハミング距離演算部1の出力Aがハミング距離演
算部2の出力Bと等しい場合にはA>Bの出力端子には
“0”を、A=Bの出力端子には“1”を出力するよう
に構成する。これは、A=Bの時に“1”を出力し、A
≠Bの時に“0”を出力する第一のコンパレータと、A
>Bの時に“1”を出力し、A<Bの時に“0”を出力
する第二のコンパレータと、第一のコンパレータの出力
の否定と第二のコンパレータの出力の論理積を演算する
論理積回路とを備え、該第一のコンパレータの出力をA
=Bの出力端子とし、該論理積回路の出力をA>Bの出
力端子とすればよい。Here, when the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is larger than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, the comparison unit outputs "1" to the output terminal of A> B and outputs "1" to the output terminal of A = B. When “0” is output and the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is smaller than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, “0” is output to the output terminal of A> B and “0” is output to the output terminal of A = B. When the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is equal to the output B of the Hamming distance calculation unit 2, "0" is output to the output terminal of A> B and "0" is output to the output terminal of A = B. It is configured to output 1 ". This outputs "1" when A = B and A
A first comparator that outputs “0” when ≠ B, and A
> B for outputting “1” when A <B, and outputting “0” for A <B, and a logic for calculating the logical product of the negation of the output of the first comparator and the output of the second comparator A product circuit and outputs the output of the first comparator to A
= B output terminal, and the output of the AND circuit may be an A> B output terminal.
【0074】そして、セレクタは、選択端子に供給され
る信号が“0”の時にa端子を選択し、選択端子に供給
される信号が“1”の時にb端子を選択するものとすれ
ば、A=Bでない時には第三のセレクタ及び第四のセレ
クタの選択端子には“0”が供給されるので、該第三及
び第四のセレクタは比較部のA>B端子の出力を選択し
て、それぞれ、第一及び第二のセレクタの選択端子に供
給する。一方、A=Bの時には第三のセレクタ及び第四
のセレクタの選択端子には“1”が供給されるので、該
第三及び第四のセレクタはカウンタが出力するカウント
値のLSBを選択して、それぞれ、第一及び第二のセレ
クタの選択端子に供給する。If the selector selects the a terminal when the signal supplied to the selection terminal is "0" and selects the b terminal when the signal supplied to the selection terminal is "1", When A = B is not satisfied, "0" is supplied to the selection terminals of the third selector and the fourth selector, so that the third and fourth selectors select the output of the A> B terminal of the comparison unit. , To the selection terminals of the first and second selectors, respectively. On the other hand, when A = B, "1" is supplied to the selection terminals of the third selector and the fourth selector, so that the third and fourth selectors select the LSB of the count value output by the counter. And supply them to the selection terminals of the first and second selectors, respectively.
【0075】従って、A>Bの時には第一のセレクタに
よってハミング距離Bが選択され、第二のセレクタによ
って該ハミング距離Bに対応する受信信号の期待値2が
選択されて出力される。又、A<Bの時には第一のセレ
クタによってハミング距離Aが選択され、第二のセレク
タによって該ハミング距離Aに対応する受信信号の期待
値1が選択されて出力される。Therefore, when A> B, the Hamming distance B is selected by the first selector, and the expected value 2 of the received signal corresponding to the Hamming distance B is selected and output by the second selector. When A <B, the Hamming distance A is selected by the first selector, and the expected value 1 of the received signal corresponding to the Hamming distance A is selected and output by the second selector.
【0076】一方、A=Bの時には次のように動作す
る。即ち、カウンタのLSBには“0”と“1”とが現
れ、しかも該カウンタのクロックはチップ・クロックと
は非同期でチップ・クロックの周波数の2倍のクロック
であるので、第一のセレクタにおいて2のハミング距離
A及びBはランダムに選択される。この時、ハミング距
離Aが選択された時には第二のセレクタにおいて該Aに
対応する受信信号の期待値1が選択され、ハミング距離
Bが選択された時には第二のセレクタにおいて該Bに対
応する受信信号の期待値2が選択されて出力される。On the other hand, when A = B, the operation is as follows. That is, "0" and "1" appear in the LSB of the counter, and the clock of the counter is asynchronous with the chip clock and is twice the frequency of the chip clock. The Hamming distances A and B of 2 are randomly selected. At this time, when the hamming distance A is selected, the expected value 1 of the received signal corresponding to the A is selected by the second selector, and when the hamming distance B is selected, the reception value corresponding to the B is received by the second selector. The expected value 2 of the signal is selected and output.
【0077】上記のようにして、図14の構成は大きく
ない方(表現が紛らわしいので「大きくない」の意味で
「最小」と表現する。)のハミング距離(これをとす
る。)と該最小のハミング距離に対応する受信信号の期
待値(これをとする。)とを選択して出力する。As described above, the configuration of FIG. 14 is not large (expressed as “minimum” to mean “not large because the expression is confusing”) and the minimum Hamming distance. And the expected value of the received signal corresponding to the Hamming distance of (and this) is selected and output.
【0078】図15は、トーナメント型セレクタの第二
の実施の形態で、15の系列符号がある場合の符号選択
制御部を構成するトーナメント型セレクタを例に図示し
ている。構成的には図12と同じであるが、トーナメン
ト型セレクタを構成するトーナメント型セレクタの基本
形が図12の場合とは異なる。FIG. 15 is a second embodiment of the tournament type selector, and illustrates the tournament type selector constituting the code selection control unit when there are 15 sequence codes as an example. Although the configuration is the same as that of FIG. 12, the basic form of the tournament type selector constituting the tournament type selector is different from that of FIG.
【0079】図15において、2−7a−1は図14に
示したトーナメント型セレクタの基本形(その2)で、
同一形状の物は全て2−7−1と同じである。図15の
構成において、最低位(最も左の列)の基本形(その
2)の各々には15の受信信号の期待値の内の2の期待
値と、実際の受信信号と該2の期待値との間のハミング
距離が与えられ、該最低位の基本形(その2)の各々か
ら最小のハミング距離と、該最小のハミング距離に対
応する受信信号の期待値とが出力される。こうして、
最低位の隣合う2の基本形から出力される2の最小のハ
ミング距離と、該最小のハミング距離に対応する2の
受信信号の期待値は最低位の次(左から2番目の列)
の基本形(その2)に入力されて、同様に、最小のハミ
ング距離と、該最小のハミング距離に対応する受信信
号の期待値とが出力される。In FIG. 15, 2-7a-1 is the basic form (part 2) of the tournament type selector shown in FIG.
All the same shapes are the same as 2-7-1. In the configuration of FIG. 15, the expected value of 2 out of the expected values of 15 received signals, the actual received signal and the expected value of 2 for each of the basic forms (part 2) of the lowest order (the leftmost column) And a minimum Hamming distance and an expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output from each of the lowest basic forms (No. 2). Thus,
The minimum hamming distance of 2 output from the adjacent two lowest basic shapes and the expected value of the received signal of 2 corresponding to the minimum hamming distance are the next to the lowest (second column from the left).
Is input to the basic form (No. 2), and similarly, the minimum Hamming distance and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output.
【0080】このように、トーナメント形式で受信信号
と受信信号の期待値との間で最小のハミング距離と該最
小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が上位の
基本形(その2)に伝えられ、最終的に受信信号と15
の受信信号の期待値との間の最小のハミング距離と、該
最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が選択
される。In this way, the minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal in the tournament format and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are transmitted to the higher basic form (No. 2). And finally 15
The minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are selected.
【0081】これで本発明の拡散符号の初期捕捉回路に
ついて説明を終了し、該拡散符号の初期捕捉回路を適用
したスペクトラム拡散通信の受信機についての説明に移
る。図16は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路を適用
したスペクトラム拡散通信の受信機の要部である。This completes the explanation of the spread code initial acquisition circuit of the present invention, and the description of the spread spectrum communication receiver to which the spread code initial acquisition circuit is applied. FIG. 16 is a main part of a receiver of spread spectrum communication to which the spread code initial acquisition circuit of the present invention is applied.
【0082】図16において、1はm段のシフトレジス
タ(mは拡散符号である擬似ランダム符号の生成多項式
の次数nより大きい整数)、2は最小のハミング距離と
該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値を選
択して出力し、受信信号と受信信号の期待値とのハミン
グ距離が等しい期待値が複数ある場合には推定見送りフ
ラグを出力する符号推定デコーダ、3は該符号推定デコ
ーダが出力する推定符号を初期値として擬似ランダム符
号を生成する擬似ランダム符号発生部、4a及び4bは
拡散符号を生成するための遅延を補償する遅延部、5a
及び5bは拡散符号の初期捕捉のための逆拡散部、5c
乃至5fは遅延ロックのための逆拡散部、6a及び6b
は拡散符号の初期捕捉のための二乗部、6c乃至6fは
遅延ロックのための二乗部、9aは拡散符号の初期捕捉
のための全加算回路、9b及び9cは遅延ロックのため
の全加算回路、10は該全加算回路の出力の差を求める
減算回路、11は該減算回路の出力をアナログ変換する
デジタル・アナログ変換器、12は該デジタル・アナロ
グ変換器の出力の高周波成分を遮断して直流分を取り出
す低域ろ波器、13は該低域ろ波器が出力する直流によ
って周波数を制御されるクロック信号を後述する擬似ラ
ンダム符号発生部に供給するクロック発生部、14は中
間周波信号を2分岐するハイブリッド、15は2分岐さ
れた中間周波信号を直交する中間周波搬送波で検波する
直交検波部、16a及び16bは該直交検波部の二の出
力をデジタル変換するアナログ・デジタル変換器、17
はバイナリPSK復調部、18は中間周波発振器、23
は遅延ロック・ループを開閉するスイッチである。ここ
で、m段のシフトレジスタ1、符号推定デコーダ2、逆
拡散部5a及び5b、二乗部6a及び6b、全加算回路
9a、捕捉判定部7及びサーチ制御部8aによって拡散
符号の初期捕捉回路が構成され、逆拡散部5c乃至5
f、二乗部6c乃至6f、全加算回路9b及び9b、減
算回路10、デジタル・アナログ変換器11、スイッチ
23、低域ろ波器12及びクロック発生部13によって
遅延ロック回路が構成されている。In FIG. 16, 1 is a shift register of m stages (m is an integer greater than the degree n of the generating polynomial of the pseudo random code which is a spreading code), and 2 is the minimum Hamming distance and the minimum Hamming distance. A code estimation decoder that selects and outputs an expected value of a received signal, and outputs an estimated see-off flag when there are a plurality of expected values with the same Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal, and 3 is the code estimation decoder. , A pseudo-random code generator that generates a pseudo-random code using an estimated code as an initial value, 4a and 4b are delay units that compensate delays for generating spread codes, and 5a.
And 5b are despreading units for initial acquisition of spreading codes, 5c.
5f are despreaders for delay lock, 6a and 6b
Is a squaring unit for the initial acquisition of the spreading code, 6c to 6f is a squaring unit for the delay locking, 9a is a full adder circuit for the initial acquisition of the spreading code, and 9b and 9c are full addition circuits for the delay lock. Reference numeral 10 is a subtraction circuit for obtaining the difference between the outputs of the full adder circuit, 11 is a digital-analog converter for converting the output of the subtraction circuit into an analog signal, and 12 is a high-frequency component of the output of the digital-analog converter. A low-pass filter for extracting a DC component, a clock generator 13 for supplying a clock signal whose frequency is controlled by the DC output from the low-pass filter to a pseudo-random code generator described later, and 14 an intermediate frequency signal Is a two-branch hybrid, 15 is a quadrature detector that detects the two-branched intermediate frequency signals with orthogonal intermediate frequency carriers, and 16a and 16b are digital conversions of the two outputs of the quadrature detector. That analog-to-digital converter, 17
Is a binary PSK demodulator, 18 is an intermediate frequency oscillator, and 23
Is a switch that opens and closes the delay lock loop. Here, the m-stage shift register 1, the code estimation decoder 2, the despreading units 5a and 5b, the squaring units 6a and 6b, the full adder circuit 9a, the capture determination unit 7, and the search control unit 8a form an initial capture circuit for the spread code. Configured, the despreading units 5c to 5
A delay lock circuit is configured by f, the squaring units 6c to 6f, the full adder circuits 9b and 9b, the subtraction circuit 10, the digital-analog converter 11, the switch 23, the low-pass filter 12, and the clock generation unit 13.
【0083】図16の構成の動作の概要は、図20の構
成の動作の説明と、図1及び図10乃至図12の構成の
動作の説明とを併せ考えれば理解できるものであるが、
記述が分散されていることを考慮して以下において再度
の説明をする。即ち、直交検波出力をアナログ・デジタ
ル変換した2の出力の一方の符号ビットを取り出し、m
段のシフトレジスタに書込み、符号推定デコーダの中に
格納されている受信信号の期待値とを比較する。比較の
結果、受信信号とのハミング距離が最小になる受信信号
の期待値を選択して擬似ランダム符号生成の初期値とし
て擬似ランダム符号発生部にロードする。これによって
生成される擬似ランダム符号(これをオン・タイムの拡
散符号と呼ぶ。)は逆拡散部5a及び5bの乗算器に供
給される。そして、逆拡散部で演算された積分値を二乗
部6a及び6bによって二乗し、該二乗部の出力を全加
算回路9aによって加算して受信信号とオン・タイムの
拡散符号との相関値とする。該相関値が所定のしきい値
より大きければ捕捉判定部は初期捕捉に成功した旨の信
号をサーチ制御部に供給し、該サーチ制御部は擬似ラン
ダム符号発生部への以降の初期値のロードを禁止し、以
降は先にロードされた初期値による擬似ランダム符号の
生成を継続させる。もし捕捉判定部が初期捕捉に失敗し
た旨の信号をサーチ制御部に供給すれば、該サーチ制御
部は新たな初期値を擬似ランダム符号発生部にロードし
なおして再度初期捕捉を試みる。The outline of the operation of the configuration of FIG. 16 can be understood by considering the operation of the configuration of FIG. 20 and the operation of the configuration of FIGS. 1 and 10 to 12 together.
Considering that the description is distributed, it will be explained again below. That is, one sign bit of two outputs obtained by analog-digital converting the quadrature detection output is taken out, and m
Write to the shift register of the stage and compare with the expected value of the received signal stored in the code estimation decoder. As a result of the comparison, the expected value of the received signal that minimizes the Hamming distance from the received signal is selected and loaded into the pseudo random code generation unit as the initial value of the pseudo random code generation. The pseudo-random code generated by this (this is called an on-time spreading code) is supplied to the multipliers of the despreading units 5a and 5b. Then, the integral value calculated by the despreading unit is squared by the squaring units 6a and 6b, and the output of the squaring unit is added by the full adder circuit 9a to obtain the correlation value between the received signal and the on-time spreading code. . If the correlation value is larger than a predetermined threshold value, the acquisition determination unit supplies a signal indicating that the initial acquisition is successful to the search control unit, and the search control unit loads the pseudo random code generation unit with subsequent initial values. Is prohibited, and thereafter, the generation of the pseudo random code by the previously loaded initial value is continued. If the acquisition determination unit supplies a signal indicating that the initial acquisition has failed to the search control unit, the search control unit reloads a new initial value into the pseudo random code generation unit and tries the initial acquisition again.
【0084】又、受信信号とのハミング距離が等しくな
る受信信号の期待値が複数存在する時には、符号推定デ
コーダが出力する推定見送りフラグによってサーチ制御
部は擬似ランダム符号発生部に擬似ランダム符号の初期
値のロードを禁止する。Further, when there are a plurality of expected values of the received signal having the same Hamming distance from the received signal, the search control section causes the pseudo random code generation section to initialize the pseudo random code by the estimated send-off flag output from the code estimation decoder. Prohibit loading of values.
【0085】上記の動作と併行して、該オン・タイムの
拡散符号より1チップ位相が進んだ拡散符号(これをア
ーリーの拡散符号と呼ぶ。)と、該オン・タイムの拡散
符号より1チップ位相が遅れた拡散符号(これをレイト
の拡散符号と呼ぶ。)が擬似ランダム符号発生部から取
り出されて、逆拡散部5cと5d及び逆拡散部5eと5
fに供給される。そして、逆拡散部5c及び5d、二乗
部6c及び6d、全加算回路9bによってアーリーの拡
散符号と受信信号との相関値が求められ、逆拡散部5e
及び5f、二乗部6e及び6f、全加算回路9cによっ
てレイトの拡散符号と受信信号との相関値が求められ
る。オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれ
た時には、オン・タイムの拡散符号の位相で受信信号と
の相関値が最大になっている。この時、アーリーの拡散
符号と受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と
受信信号との相関値より1チップ進んだ位相で最大にな
り、レイトの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タ
イムの拡散符号と受信信号との相関値より1チップ遅れ
た位相で最大となる。この両者の差を減算回路で求める
ので、減算結果はアーリーの拡散符号と受信信号との相
関値が最大になる位相で最大となり、オン・タイムの拡
散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で原理的
に零となり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値が
最大になる位相で最小になるS曲線となる。In parallel with the above operation, a spreading code whose phase is advanced by one chip from the on-time spreading code (this is called an Early spreading code) and one chip from the on-time spreading code. A spread code having a delayed phase (this is called a late spread code) is taken out from the pseudo random code generator, and the despreaders 5c and 5d and the despreaders 5e and 5 are taken.
f. Then, the despreading units 5c and 5d, the squaring units 6c and 6d, and the full adder circuit 9b determine the correlation value between the early spreading code and the received signal, and the despreading unit 5e.
And 5f, the squaring units 6e and 6f, and the full adder circuit 9c determine the correlation value between the rate spread code and the received signal. When the correlation between the on-time spreading code and the received signal is obtained, the correlation value with the received signal becomes maximum at the phase of the on-time spreading code. At this time, the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum one phase ahead of the correlation value between the on-time spreading code and the received signal, and the correlation value between the late spreading code and the received signal. Is maximum at a phase delayed by one chip from the correlation value between the on-time spreading code and the received signal. Since the difference between the two is calculated by the subtraction circuit, the subtraction result becomes maximum at the phase where the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum, and the correlation value between the on-time spreading code and the received signal becomes maximum. In principle, the phase becomes zero at this phase, and the S curve becomes the minimum at the phase where the correlation value between the rate spread code and the received signal becomes maximum.
【0086】オン・タイムの拡散符号と受信信号との相
関がとれると、捕捉判定部の出力によって第二のスイッ
チ23が閉じられる。これによってS曲線のデジタル値
がアナログ変換された電圧が低域ろ波器に供給され、該
低域ろ波器でS曲線の直流分が抽出される。今、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相がぴったり一致し
ていれば、S曲線はアーリーの拡散符号と受信信号との
相関値が最大になる位相とレイトの拡散符号と受信信号
との相関値が最大になる位相の中心の位相に関して奇対
称になって低域ろ波器の出力の直流は零になり、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相が若干ずれている
時には低域ろ波器から零ではない直流が出力され、該直
流によってクロック発生部が発生するクロック信号の周
波数が制御される。この遅延ロック動作によってオン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相が正確に一致させ
られ、以降の逆拡散が安定に続けられる。そして、オン
・タイムの拡散符号によって逆拡散された信号はバイナ
リPSK復調部で復調される。又、該バイナリPSK復
調部で生成されたコスタス弁別信号によって中間周波発
振器に自動周波数制御がかけられる。When the on-time spreading code and the received signal are correlated with each other, the second switch 23 is closed by the output of the capture determination section. As a result, a voltage obtained by analog-converting the digital value of the S curve is supplied to the low-pass filter, and the DC component of the S curve is extracted by the low-pass filter. Now on
If the time spreading code and the phase of the received signal are exactly the same, the S curve shows the phase where the correlation value of the early spreading code and the received signal is maximum and the correlation value of the late spreading code and the received signal. The DC of the output of the low-pass filter becomes zero due to odd symmetry with respect to the center phase of the maximum phase,
When the time spread code and the received signal are slightly out of phase with each other, a non-zero direct current is output from the low pass filter, and the direct current controls the frequency of the clock signal generated by the clock generator. This delay lock operation enables
The phase of the time spreading code and the phase of the received signal are accurately matched, and the subsequent despreading continues stably. The signal despread by the on-time spreading code is demodulated by the binary PSK demodulation unit. Also, the Costas discriminating signal generated by the binary PSK demodulator automatically controls the intermediate frequency oscillator.
【0087】ここで、本発明の拡散符号の初期捕捉回路
による初期捕捉の成功率と従来のRASE方式による初
期捕捉の成功率を比較した結果は次のようになる。例え
ば周期1,023の擬似ランダム符号を拡散符号とする
場合に初期捕捉の成功率80%程度を確保するために
は、従来のRASE方式の場合には+3dB程度の搬送
波対雑音比が必要なのに対して、本発明の拡散符号の初
期捕捉回路で20チップの系列符号によって符号を推定
する場合には−1dB、30チップの系列符号によって
符号を推定する場合には−7dB程度の搬送波対雑音比
でよい。Here, the result of comparison between the success rate of initial acquisition by the initial acquisition circuit for the spread code of the present invention and the success rate of initial acquisition by the conventional RASE method is as follows. For example, in the case of using a pseudo-random code with a cycle of 1,023 as a spreading code, in order to secure a success rate of about 80% in initial acquisition, a carrier-to-noise ratio of about +3 dB is required in the conventional RASE method. With the spread code initial acquisition circuit of the present invention, a carrier-to-noise ratio of about -1 dB is used when a code is estimated using a 20-chip sequence code, and a carrier-noise ratio is about -7 dB when a code is estimated using a 30-chip sequence code. Good.
【0088】又、搬送波対雑音比を−7dBとすると、
従来のRASE方式による初期捕捉においては初期捕捉
の成功率は1%のオーダーになり、殆ど実用にはなりえ
ない。If the carrier-to-noise ratio is -7 dB,
In the conventional initial acquisition by the RASE method, the success rate of the initial acquisition is on the order of 1%, which is hardly practical.
【0089】尚、上記の改善効果は本発明の第一の原理
を適用したスペクトラム拡散通信の受信機においても、
本発明の第二の原理を適用したスペクトラム拡散通信の
受信機においても同程度である。The above-mentioned improvement effect is obtained even in the spread spectrum communication receiver to which the first principle of the present invention is applied.
The same applies to a spread spectrum communication receiver to which the second principle of the present invention is applied.
【0090】[0090]
【発明の効果】以上詳述した如く、本発明により、拡散
符号の初期捕捉の成功率が高い拡散符号の初期捕捉方法
が得られ、これにより拡散符号の初期捕捉時間を短縮す
ることが可能な拡散符号の初期捕捉回路及び該拡散符号
の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信
機が実現できる。As described in detail above, according to the present invention, an initial acquisition method of a spreading code having a high success rate of the initial acquisition of the spreading code can be obtained, which can shorten the initial acquisition time of the spreading code. An initial acquisition circuit for a spread code and a spread spectrum communication receiver to which the initial acquisition circuit for the spread code is applied can be realized.
【図1】 本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第一の原
理。FIG. 1 is a first principle of an initial acquisition circuit for a spread code according to the present invention.
【図2】 拡散符号の例。FIG. 2 is an example of a spread code.
【図3】 図1の構成における受信信号の期待値と符号
推定デコーダの推定結果との関係。FIG. 3 shows the relationship between the expected value of the received signal and the estimation result of the code estimation decoder in the configuration of FIG.
【図4】 8チップの系列符号間のハミング距離(その
1)。FIG. 4 is a Hamming distance between 8-chip sequence codes (No. 1).
【図5】 8チップの系列符号間のハミング距離(その
2)。FIG. 5 is a Hamming distance between 8-chip sequence codes (2).
【図6】 8チップの系列符号間のハミング距離(その
3)。FIG. 6 is a Hamming distance between 8-chip sequence codes (3).
【図7】 ハミング距離が3になる受信系列符号の組合
せ。FIG. 7 is a combination of received sequence codes with a Hamming distance of 3.
【図8】 ハミング距離2の受信系列符号から正しく推
定できない例。FIG. 8 is an example in which a received sequence code with a Hamming distance of 2 cannot be correctly estimated.
【図9】 本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第二の原
理。FIG. 9 is a second principle of the initial acquisition circuit for the spread code of the present invention.
【図10】 図1の構成における符号推定デコーダ。FIG. 10 is a code estimation decoder in the configuration of FIG.
【図11】 トーナメント型セレクタの基本形(その
1)。FIG. 11 is a basic form of a tournament type selector (No. 1).
【図12】 トーナメント型セレクタの第一の実施の形
態。FIG. 12 is a first embodiment of a tournament type selector.
【図13】 図9の構成における符号推定デコーダ。13 is a code estimation decoder in the configuration of FIG. 9.
【図14】 トーナメント型セレクタの基本形(その
2)。FIG. 14 is a basic form of a tournament type selector (No. 2).
【図15】 トーナメント型セレクタの第二の実施の形
態。FIG. 15 is a second embodiment of the tournament type selector.
【図16】 本発明の拡散符号の初期捕捉回路を適用し
たスペクトラム拡散通信の受信機の要部。FIG. 16 is a main part of a receiver of spread spectrum communication to which an initial acquisition circuit for a spread code of the present invention is applied.
【図17】 従来の符号系列推定方式による拡散符号の
初期捕捉回路。FIG. 17 is an initial acquisition circuit for a spread code by a conventional code sequence estimation method.
【図18】 図17の構成における拡散符号の初期捕捉
の様子(その1)。FIG. 18 is a view (1) of initial acquisition of a spread code in the configuration of FIG.
【図19】 図17の構成における拡散符号の初期捕捉
の様子(その2)。FIG. 19 shows the initial acquisition of the spread code in the configuration of FIG. 17 (No. 2).
【図20】 従来の拡散符号の初期捕捉回路を適用した
スペクトラム拡散通信の受信機の要部。FIG. 20 is a main part of a receiver of spread spectrum communication to which an initial acquisition circuit for a conventional spread code is applied.
1 m段のシフトレジスタ 2 符号推定デコーダ 3 擬似ランダム符号発生部(PN発生部) 4 遅延部 5 逆拡散部 6 二乗部 7 捕捉判定部 8 サーチ制御部 1 m-stage shift register 2 code estimation decoder 3 pseudo-random code generation unit (PN generation unit) 4 delay unit 5 despreading unit 6 squared unit 7 capture determination unit 8 search control unit
フロントページの続き (72)発明者 舟生 康人 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内Front page continued (72) Inventor Yasuhito Funao 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Fujitsu Limited
Claims (4)
号を拡散符号とするスペクトラム拡散通信の受信機にお
ける拡散符号の初期捕捉方法において、 受信信号から(n+1)チップ以上の符号を取り出し、 符号周期(2n −1)で繰り返す擬似ランダム符号の中
で連続する、該受信信号から取り出した符号と同じ長さ
の符号よりなる(2n −1)の受信信号の期待値と、該
受信信号から取り出した符号とを比較し、 該受信信号から取り出した符号と最も一致する受信信号
の期待値を選択し、 該選択された受信信号の期待値を初期値として擬似ラン
ダム符号を生成することを特徴とする拡散符号の初期捕
捉方法。1. A method for initial acquisition of a spread code in a spread spectrum communication receiver using a pseudo random code having a code period (2 n -1) as a spread code, wherein a code of (n + 1) chips or more is extracted from a received signal, The expected value of the received signal of (2 n -1) consisting of a code having the same length as the code extracted from the received signal that is continuous in the pseudo-random code that repeats in the code period (2 n -1), and the received value Comparing with the code extracted from the signal, selecting the expected value of the received signal that most matches the code extracted from the received signal, and generating a pseudo-random code with the expected value of the selected received signal as the initial value An initial acquisition method for a spread code characterized by.
号を取り出して書き込むシフトレジスタと、 符号周期(2n −1)で繰り返す擬似ランダム符号の中
で連続する、該受信信号から取り出した符号と同じ長さ
の符号よりなる(2n −1)の受信信号の期待値を格納
し、該(2n −1)の受信信号の期待値と該シフトレジ
スタに書き込まれた符号との一致度を比較し、該シフト
レジスタに書き込まれた符号と最も一致する受信信号の
期待値を選択して推定符号として出力する符号推定デコ
ーダと、該符号推定デコーダが出力する推定符号を初期
値として擬似ランダム符号を生成して逆拡散部に供給す
る擬似ランダム符号発生部とを備えることを特徴とする
拡散符号の初期捕捉回路。2. A shift register for extracting and writing a code of (n + 1) chips or more from a received signal, and a code extracted from the received signal that is continuous in a pseudo-random code that repeats at a code period (2 n -1). The expected value of the (2 n -1) received signal having the same length of code is stored, and the degree of coincidence between the expected value of the (2 n -1) received signal and the code written in the shift register is calculated. A code estimation decoder that compares and selects the expected value of the received signal that most matches the code written in the shift register and outputs it as an estimated code, and a pseudo random code with the estimated code output by the code estimation decoder as the initial value. And a pseudo-random code generation unit for generating and supplying to the despreading unit.
であって、 前記符号推定デコーダは、 直接比較される2の受信信号の期待値について、直接比
較される2の受信信号の期待値の一方をランダムに選択
する符号推定デコーダであることを特徴とする拡散符号
の初期捕捉回路。3. The spread code initial acquisition circuit according to claim 2, wherein the code estimation decoder is an expected value of the two received signals directly compared with respect to an expected value of the two received signals directly compared with each other. An initial acquisition circuit for a spread code, which is a code estimation decoder that randomly selects one of the two.
の拡散符号の初期捕捉回路を適用することを特徴とする
スペクトラム拡散通信の受信機。4. A spread spectrum communication receiver to which the initial acquisition circuit for a spread code according to claim 2 or 3 is applied.
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2009081603A (en) * | 2007-09-26 | 2009-04-16 | Mitsubishi Electric Corp | On-board communication device |
CN106549700A (en) * | 2016-09-23 | 2017-03-29 | 北京无线电计量测试研究所 | A kind of quick catching device for double pseudo-code satellite two-way signalings |
CN112910497A (en) * | 2021-01-18 | 2021-06-04 | 清华大学 | Quick code capture method for short-spreading-ratio satellite communication system |
CN114024648A (en) * | 2021-11-03 | 2022-02-08 | 哈尔滨工程大学 | Self-coding spread spectrum covert communication method |
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1996
- 1996-02-19 JP JP3070096A patent/JP3582206B2/en not_active Expired - Fee Related
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