JPH09223989A - Initial acquisition method for spreading code, initial acquisition circuit for spreading code and receiver for spread spectrum communication - Google Patents

Initial acquisition method for spreading code, initial acquisition circuit for spreading code and receiver for spread spectrum communication

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JPH09223989A
JPH09223989A JP3070096A JP3070096A JPH09223989A JP H09223989 A JPH09223989 A JP H09223989A JP 3070096 A JP3070096 A JP 3070096A JP 3070096 A JP3070096 A JP 3070096A JP H09223989 A JPH09223989 A JP H09223989A
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initial acquisition
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利彦 那和
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泰哲 大塚
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an initial acquisition circuit of a spreading code for which initial acquisition time is short even when a line state is bad by selecting the expected value of reception signals most similar to written reception signals as a search code. SOLUTION: A pseudo random code generator 3 generates a pseudo random code which is the spreading code with the initial sequence of the pseudo random code selected by a code estimation decoder 2 as an initial value. A delay part 4 selects a sequence code by (m) stages of shift registers, the code estimation decoder 2 and the pseudo random code generator 3 and compensates delay until the pseudo random code is generated. An acquisition judgement part 7 compares the output of a square part 6 with a predetermined threshold value and judges whether or not initial acquisition is successful. Then, a search control part 8 refers to the judged result of the acquisition judgement part 7 and an estimation send-off flag outputted by the code estimation decoder 2 and loads the selected initial sequence of the pseudo random code to the pseudo random code generator 3.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信における拡散符号の初期捕捉方法、拡散符号の初期
捕捉回路及びスペクトラム拡散通信の受信機に係り、特
に、拡散符号の初期捕捉時間を短縮することが可能な拡
散符号の初期捕捉方法、拡散符号の初期捕捉回路及び該
拡散符号の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通
信の受信機に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a spread code initial acquisition method in spread spectrum communication, a spread code initial acquisition circuit, and a spread spectrum communication receiver, and more particularly to shortening the spread code initial acquisition time. The present invention relates to a spread code initial acquisition method, a spread code initial acquisition circuit, and a spread spectrum communication receiver to which the spread code initial acquisition circuit is applied.

【０００２】スペクトラム拡散通信は、情報を伝送する
のに最低限度必要な周波数帯域より遙かに広い帯域に信
号のスペクトラムを拡散して伝送する通信方式で、スペ
クトラムの拡散は拡散符号と呼ぶ広帯域符号によって搬
送波を変調することによって行なう。そして、受信側で
送信の際に使用したのと同じ拡散符号を使って受信信号
との相関をとる（これを逆拡散するという。）ことによ
って復調する。Spread spectrum communication is a communication method in which a signal spectrum is spread and transmitted in a band much wider than a minimum frequency band required for transmitting information. Spread spectrum is a wide band code called a spread code. By modulating the carrier wave. Then, demodulation is performed by obtaining the correlation with the received signal using the same spreading code used at the time of transmission on the receiving side (this is called despreading).

【０００３】従って、受信信号における（送信側の）拡
散符号の位相と逆拡散のための（受信側の）拡散符号の
位相を一致させることが必要である。両者の位相を一致
させることを同期という。この同期のステップには拡
散符号を生成して受信信号との相関をとり、相関値が期
待値を超える拡散符号の位相を探索する拡散符号の初期
捕捉と、捕捉された拡散符号の位相と受信信号の位相
との位相関係のロックの２ステップがあるが、本発明は
前者に関するものである。Therefore, it is necessary to match the phase of the spreading code (on the transmitting side) in the received signal with the phase of the spreading code (on the receiving side) for despreading. Synchronizing both phases is called synchronization. In this synchronization step, a spreading code is generated to correlate with the received signal, and an initial acquisition of the spreading code that searches for the phase of the spreading code whose correlation value exceeds the expected value and the phase of the acquired spreading code and the reception The present invention relates to the former, though there are two steps of locking the phase relationship with the phase of the signal.

【０００４】通常、直接拡散方式のスペクトラム拡散通
信においては、拡散符号として擬似ランダム符号が適用
される。擬似ランダム符号は各瞬間における値がランダ
ム分布に準ずる分布をする周期的な符号であるので、拡
散符号の位相を初期捕捉するということは受信信号にお
ける擬似ランダム符号の位相に一致した擬似ランダム符
号を受信側で生成することに他ならない。Usually, in direct spread spectrum spread communication, a pseudo random code is applied as a spread code. Since the pseudo-random code is a periodic code in which the value at each moment has a distribution that is similar to the random distribution, the initial acquisition of the phase of the spread code means that the pseudo-random code that matches the phase of the pseudo-random code in the received signal is used. It is nothing but generation on the receiving side.

【０００５】さて、直接拡散方式のスペクトラム拡散通
信における拡散符号の初期捕捉方式には、マッチドフ
ィルタを使用した方式と、スライディング相関器を使
用した方式とがあるが、宇宙通信や地上の移動通信等に
おいて、特に拡散符号が長い場合にはスライディング相
関方式が適用されることが多い。その中でも、単純サー
チ方式と符号系列推定方式が最もよく知られた初期捕捉
方式である。There are two types of initial acquisition methods for spread codes in direct spread spectrum spread communication: a method using a matched filter and a method using a sliding correlator. Space communication and terrestrial mobile communication, etc. In particular, the sliding correlation method is often applied especially when the spreading code is long. Among them, the simple search method and the code sequence estimation method are the most well-known initial acquisition methods.

【０００６】この両者を比較すると、単純サーチ方式
は、搬送波対雑音比（所謂Ｃ／Ｎ）にかかわらず確実に
拡散符号の初期捕捉を行なうことができるという利点を
有する反面、初期捕捉時間が比較的長いという欠点を持
つ。一方、符号系列推定方式は、搬送波対雑音比が比較
的良好な場合には初期捕捉時間が単純サーチ方式に比較
して遙かに短時間であるが、搬送波対雑音比が悪くなる
に従って、よくても単純サーチ方式程度、悪くすると単
純サーチ方式より長時間を要することになる。Comparing the two, the simple search method has an advantage that the initial acquisition of the spread code can be surely performed regardless of the carrier-to-noise ratio (so-called C / N), but the initial acquisition time is compared. It has the disadvantage of being long. On the other hand, the code sequence estimation method has a much shorter initial acquisition time than the simple search method when the carrier-to-noise ratio is relatively good, but as the carrier-to-noise ratio gets worse, Even if it is a simple search method, it will take longer than the simple search method.

【０００７】ところで、スペクトラム拡散通信において
は信号のスペクトラムを非常に広帯域に拡散するので、
単位帯域当たりの信号電力が非常に小さくなっており、
搬送波対雑音比（所謂Ｃ／Ｎ）はマイナス（搬送波レベ
ルの方が雑音レベルより小さい。）であることが通常で
ある。従って、低搬送波対雑音比において短時間に拡散
符号を初期捕捉することができる符号系列推定方式の開
発が待たれている。By the way, in the spread spectrum communication, the spectrum of the signal is spread over a very wide band.
The signal power per unit band is very small,
The carrier-to-noise ratio (so-called C / N) is usually negative (the carrier level is smaller than the noise level). Therefore, development of a code sequence estimation method that can initially acquire a spread code in a short time with a low carrier-to-noise ratio is awaited.

【０００８】[0008]

【従来の技術】図１７は従来の符号系列推定方式による
拡散符号の初期捕捉回路で、一般にＲＡＳＥ（Recurtio
n Aided Sequential Estimation の略）方式と呼ばれる
方式による拡散符号の初期捕捉回路である。2. Description of the Related Art FIG. 17 shows an initial acquisition circuit for a spread code by a conventional code sequence estimation method, which generally uses RASE (Recurtio).
n Aided Sequential Estimation) This is an initial acquisition circuit for spreading codes by a method called the method.

【０００９】図１７において、５は乗算器５−１及び積
分器５−２よりなる逆拡散部、６は二乗部、７は捕捉判
定部、８ｂはサーチ制御部、１９は切替スイッチ、２０
は半加算回路、２１はシフトレジスタ、２２はＲＡＳＥ
判定部である。ここで、シフトレジスタのビット数が４
で、シフトレジスタの４チップ目（ＬＳＢ）と１チップ
目（ＭＳＢ）の排他的論理和をとるようになっているの
で、図１７は生成多項式（Ｘ4 ＋１）の、符号周期が１
５の擬似ランダム符号に対する初期捕捉回路を示してい
る。In FIG. 17, reference numeral 5 is a despreading section composed of a multiplier 5-1 and an integrator 5-2, 6 is a squaring section, 7 is a capture determination section, 8b is a search control section, 19 is a changeover switch, and 20 is a switch.
Is a half adder circuit, 21 is a shift register, 22 is RASE
It is a judgment unit. Where the number of bits in the shift register is 4
Then, since the exclusive OR of the fourth chip (LSB) and the first chip (MSB) of the shift register is obtained, FIG. 17 shows that the code period of the generator polynomial (X 4 +1) is 1
5 shows an initial acquisition circuit for a pseudo-random code of 5.

【００１０】図１７の構成においては、まず切替スイッ
チを下側の端子に接続して受信信号（正確には受信信号
をアナログ・デジタル変換した信号の符号）をシフトレ
ジスタに書き込んでゆく。そして、シフトレジスタに受
信信号が４チップ書き込まれると、その半加算回路及び
ＲＡＳＥ判定部において４チップ目と１チップ目の半加
算が行なわれ、擬似ランダム符号が生成される。この
内、ＲＡＳＥ判定部においては該４チップ目と１チップ
目の半加算結果と次に受信されたチップ信号との一致が
検定され、両者の一致がとれるとサーチ制御部にその旨
の信号が供給される。両者の一致がとれると、サーチ制
御部は切替スイッチを上側の端子に接続し、シフトレジ
スタと半加算回路とによって周期的な擬似ランダム符号
を生成するようにし、該周期的な擬似ランダム符号を逆
拡散部を構成する乗算器に供給する。In the configuration of FIG. 17, first, the changeover switch is connected to the lower terminal, and the received signal (more accurately, the sign of the signal obtained by analog-digital converting the received signal) is written in the shift register. Then, when four chips of the received signal are written in the shift register, half addition of the fourth chip and the first chip is performed in the half adder circuit and the RASE determination unit, and a pseudo random code is generated. Of these, the RASE determination unit verifies the match between the half-added result of the fourth chip and the first chip and the next received chip signal, and when the two match, a signal to that effect is sent to the search control unit. Supplied. When the two match, the search control unit connects the changeover switch to the upper terminal so that the shift register and the half adder circuit generate a periodic pseudo random code, and the periodic pseudo random code is reversed. It is supplied to the multiplier that constitutes the diffusion unit.

【００１１】逆拡散部においては、擬似ランダム符号と
受信信号との乗算を行ない、その積を所定の期間積分す
る。二乗部では該積分値を二乗して捕捉判定部に供給す
る。In the despreading section, the pseudo random code is multiplied by the received signal, and the product is integrated for a predetermined period. The squaring unit squares the integrated value and supplies it to the capture determination unit.

【００１２】捕捉判定部では、該二乗値と予め定められ
ているしきい値とを比較し、該二乗値が該しきい値以上
の場合に初期捕捉が完了したものと判定し、切替スイッ
チの接続を固定し、上記の動作を継続する。以降は、捕
捉された拡散符号である擬似ランダム符号と受信信号と
の位相関係をロックするための遅延ロック動作に移行す
るが、遅延ロック動作にかかわる回路素子は図１７には
図示していない。The capture determination unit compares the squared value with a predetermined threshold value, and when the squared value is equal to or larger than the threshold value, determines that the initial capture is completed, and the changeover switch Fix the connection and continue the above operation. After that, the process shifts to the delay lock operation for locking the phase relationship between the captured pseudo random code and the received signal, but the circuit elements related to the delay lock operation are not shown in FIG.

【００１３】逆に、もし該二乗値が該しきい値より小さ
い場合には、捕捉判定部からの信号によってサーチ制御
部は再び切替スイッチを下側の端子に接続し、拡散符号
の初期捕捉を再度試みる。On the other hand, if the squared value is smaller than the threshold value, the search control unit again connects the changeover switch to the lower terminal by the signal from the acquisition determination unit to perform the initial acquisition of the spread code. Try again.

【００１４】図１８は、図１７の構成における拡散符号
の初期捕捉の様子（その１）で、回線状態がよくて受信
信号に誤りがない場合の初期捕捉の様子を示す。初期捕
捉をする時には、送信側から送られるデータは特定のデ
ータに決められている。今は（１１１１）からスタート
して生成多項式（Ｘ4 ＋１）で生成される擬似ランダム
符号が送られてくるものとすると、受信信号は図１８の
最も上の段に示されているようになる。ここで、受信信
号において１５チップ毎に太線で区切っているのは、生
成多項式（Ｘ4 ＋１）による擬似ランダム符号の符号長
（擬似ランダム符号の周期）を示すためである。FIG. 18 shows the initial acquisition of the spread code (part 1) in the configuration of FIG. 17, and shows the initial acquisition when the line condition is good and there is no error in the received signal. At the time of initial acquisition, the data sent from the sender is determined to be specific data. Now, assuming that the pseudo random code generated by the generator polynomial (X 4 +1) is sent starting from (1111), the received signal becomes as shown in the uppermost stage of FIG. . Here, the reason that the received signal is separated by a bold line for every 15 chips is to show the code length (the period of the pseudo random code) of the pseudo random code by the generator polynomial (X 4 +1).

【００１５】今、特定のタイミングで図１７のシフトレ
ジスタに書き込まれた符号（これをサーチ符号と呼ぶこ
とにする。）が（１１１０）であるとすると、図１７の
半加算回路において最上位のチップの“１”と最下位の
チップ“０”の半加算が演算されて、“１”が生成され
る。これは、受信信号の次のチップの“１”に一致し、
ＲＡＳＥ判定部がその旨の信号をサーチ制御部に供給す
るので、サーチ制御部は切替スイッチを上側の端子に接
続する。即ち、シフトレジスタと半加算回路とによって
生成多項式（Ｘ4 ＋１）による擬似ランダム符号が継続
的に生成されるようになる。Now, assuming that the code written in the shift register of FIG. 17 at a specific timing (which will be referred to as a search code) is (1110), it is the highest in the half adder circuit of FIG. Half addition of the chip "1" and the lowest chip "0" is calculated to generate "1". This matches the "1" of the next chip in the received signal,
Since the RASE determination unit supplies a signal to that effect to the search control unit, the search control unit connects the changeover switch to the upper terminal. That is, the pseudo random code by the generator polynomial (X 4 +1) is continuously generated by the shift register and the half adder circuit.

【００１６】即ち、次のタイミングには、今生成された
“１”とサーチ符号の２チップ目の“１”の半加算が演
算されて“０”が生成され、その次には、今生成された
“０”とサーチ符号の３チップ目の“１”とで“１”が
生成され・・・というように擬似ランダム符号が生成さ
れる。That is, at the next timing, the half addition of the "1" just generated and the "1" of the second chip of the search code is calculated to generate "0", and then the next generation is performed. The generated "0" and the third chip "1" of the search code generate "1", and so on, so that a pseudo-random code is generated.

【００１７】今は、受信信号に誤りがない場合を考えて
いるので、生成される擬似ランダム符号は全てのチップ
において受信信号と一致し、切替スイッチは上側の端子
に接続され続け、擬似ランダム符号の生成が継続され
る。この擬似ランダム符号が逆拡散部を構成する乗算器
に供給されて受信信号との積の積分が演算される。それ
を二乗した値は予め設定されたしきい値を超えるので、
初期捕捉動作を終了する。Now, since it is considered that there is no error in the received signal, the generated pseudo random code matches the received signal in all the chips, and the changeover switch continues to be connected to the upper terminal, so that the pseudo random code is generated. Is continued to be generated. This pseudo-random code is supplied to the multiplier that constitutes the despreading unit, and the product integral with the received signal is calculated. The squared value exceeds the preset threshold, so
Finish the initial capture operation.

【００１８】ところで、受信信号に誤りがない場合には
図１７のシフトレジスタに如何なる位相でサーチ符号が
書き込まれても生成される擬似ランダム符号と以降の受
信信号とが全てのチップで一致することは、擬似ランダ
ム符号の生成多項式が送信側と受信側とで同じであるこ
とに着目すれば容易に理解できる。即ち、ＲＡＳＥ方式
による拡散符号の初期捕捉においては、受信信号に誤り
がなければ図１７のシフトレジスタにサーチ符号として
如何なる位相で受信信号が書き込まれても、以降生成さ
れる擬似ランダム符号と受信信号とが必ず一致するので
直ちに拡散符号の初期捕捉は成功する。従って、サーチ
符号を仮定して擬似ランダム符号を生成して逆拡散を試
み、相関値が所定のしきい値に満たない時には該サーチ
符号の位相をシフトして逆拡散を再度試みる単純サーチ
方式に比較して初期捕捉時間は短くなる。ＲＡＳＥ方式
におけるこの利点は、擬似ランダム符号の周期（拡散符
号の符号長）が長くなればなるほど顕著になる。If there is no error in the received signal, the pseudo-random code generated when the search code is written in the shift register of FIG. Can be easily understood by noting that the generator polynomial of the pseudo-random code is the same on the transmitting side and the receiving side. That is, in the initial acquisition of the spread code by the RASE method, if there is no error in the received signal, no matter what phase the received signal is written as the search code in the shift register of FIG. Since and always match, the initial acquisition of the spreading code immediately succeeds. Therefore, assuming a search code, a pseudo random code is generated and despreading is attempted. When the correlation value is less than a predetermined threshold, the phase of the search code is shifted and despreading is retried again. In comparison, the initial acquisition time becomes shorter. This advantage of the RASE method becomes more remarkable as the period of the pseudo random code (code length of the spread code) becomes longer.

【００１９】上においては、理解しやすいように受信信
号に誤りがない場合として説明したが、受信信号に誤り
がないことはＲＡＳＥ方式が有利であるための必要条件
ではなく、サーチ符号として図１７のシフトレジスタに
書き込まれた受信信号に誤りがなく、受信信号全体の誤
り率が所定の値以下であればよい。In the above description, the case where there is no error in the received signal has been described for easy understanding, but the fact that there is no error in the received signal is not a necessary condition for the RASE method to be advantageous, and FIG. There is no error in the received signal written in the shift register and the error rate of the entire received signal is equal to or less than a predetermined value.

【００２０】さて、図２０は、従来の拡散符号の初期捕
捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信機の要部
である。図２０において、４ａ及び４ｂは拡散符号を生
成するための遅延を補償する遅延部、５ａ及び５ｂは拡
散符号の初期捕捉のための逆拡散部、５ｃ乃至５ｆは遅
延ロックのための逆拡散部、６ａ及び６ｂは拡散符号の
初期捕捉のための二乗部、６ｃ乃至６ｆは遅延ロックの
ための二乗部、９ａは拡散符号の初期捕捉のための全加
算回路、９ｂ及び９ｃは遅延ロックのための全加算回
路、１０は該全加算回路の出力の差を求める減算回路、
１１は該減算回路の出力をアナログ変換するデジタル・
アナログ変換器、１２は該デジタル・アナログ変換器の
出力の高周波成分を遮断して直流分を取り出す低域ろ波
器、１３は該低域ろ波器が出力する直流によって周波数
を制御されるクロック信号を後述するシフトレジスタに
供給するクロック発生部、１４は中間周波信号を２分岐
するハイブリッド、１５は２分岐された中間周波信号を
直交する中間周波搬送波で検波する直交検波部、１６ａ
及び１６ｂは該直交検波部の二の出力をデジタル変換す
るアナログ・デジタル変換器、１７はバイナリＰＳＫ復
調部、１８は中間周波発振器、１９は後述するシフトレ
ジスタへの入力信号を切り替えるスイッチ、２０は半加
算回路、２１は半加算回路２０と共に擬似ランダム符号
を生成して各々の逆拡散部に供給するシフトレジスタ、
２２はシフトレジスタ２１と共に擬似ランダム符号を生
成し、該擬似ランダム符号が受信信号と一致するか否か
を判定するＲＡＳＥ判定部、２３は遅延ロック・ループ
を開閉する第二のスイッチである。ここで、シフトレジ
スタ２１、半加算回路２０及びＲＡＳＥ判定部２２、ス
イッチ１９、逆拡散部５ａ及び５ｂ、二乗部６ａ及び６
ｂ、全加算回路９ａ、捕捉判定部７及びサーチ制御部８
ｂによって拡散符号の初期捕捉回路が構成され、逆拡散
部５ｃ乃至５ｆ、二乗部６ｃ乃至６ｆ、全加算回路９ｂ
及び９ｂ、減算回路１０、デジタル・アナログ変換器１
１、スイッチ２３、低域ろ波器１２及びクロック発生部
１３によって遅延ロック回路が構成されている。Now, FIG. 20 shows a main part of a spread spectrum communication receiver to which a conventional spread code initial acquisition circuit is applied. In FIG. 20, 4a and 4b are delay units for compensating the delay for generating the spreading code, 5a and 5b are despreading units for initial acquisition of the spreading codes, and 5c to 5f are despreading units for delay locking. , 6a and 6b are squaring units for initial acquisition of spreading codes, 6c to 6f are squaring units for delay locking, 9a is a full adder circuit for initial acquisition of spreading codes, and 9b and 9c are for delay locking. , A subtraction circuit for obtaining a difference between outputs of the full addition circuit,
11 is a digital circuit for converting the output of the subtraction circuit into an analog signal.
An analog converter, 12 is a low-pass filter that cuts off high-frequency components of the output of the digital-analog converter and extracts a DC component, and 13 is a clock whose frequency is controlled by the direct current output from the low-pass filter. A clock generator for supplying a signal to a shift register, which will be described later, a hybrid for bifurcating the intermediate frequency signal into two, a quadrature detector for detecting the bifurcated intermediate frequency signal with an orthogonal intermediate frequency carrier, 16a
And 16b are analog-digital converters for digitally converting the two outputs of the quadrature detection unit, 17 is a binary PSK demodulation unit, 18 is an intermediate frequency oscillator, 19 is a switch for switching an input signal to a shift register described later, and 20 is A half adder circuit, 21 is a shift register together with the half adder circuit 20, which generates a pseudo random code and supplies it to each despreading unit,
Reference numeral 22 is a RASE determination unit that generates a pseudo random code together with the shift register 21, and determines whether or not the pseudo random code matches the received signal, and reference numeral 23 is a second switch that opens and closes the delay lock loop. Here, the shift register 21, the half addition circuit 20, the RASE determination unit 22, the switch 19, the despreading units 5a and 5b, and the squaring units 6a and 6 are used.
b, full adder circuit 9a, capture determination unit 7 and search control unit 8
An initial acquisition circuit for the spread code is configured by b, and the despreading units 5c to 5f, the squaring units 6c to 6f, and the full adder circuit 9b.
And 9b, subtraction circuit 10, digital-analog converter 1
1, the switch 23, the low pass filter 12 and the clock generator 13 constitute a delay lock circuit.

【００２１】図２０の構成の動作の概要は次の通りであ
る。即ち、直交検波出力をアナログ・デジタル変換した
二の出力の一方の符号ビットを取り出し、スイッチ１９
を下側の端子に接続して該符号ビットをシフトレジスタ
に書き込んでゆき、サーチ符号とする。該サーチ符号の
４チップ目と１チップ目との半加算を半加算回路及び１
ＡＳＥ判定部で行ない、該ＲＡＳＥ判定部が該半加算の
結果が次の受信信号との一致を検定する。一致と判定さ
れると該ＲＡＳＥ判定部の出力によってサーチ制御部が
スイッチ１９を上側の端子に接続する。これによって、
半加算回路とシフトレジスタとによって擬似ランダム符
号の生成が継続され、該擬似ランダム符号（これをオン
・タイムの拡散符号と呼ぶ。）は逆拡散部５ａ及び５ｂ
の乗算器に供給される。そして、逆拡散部で演算された
積分値を二乗部６ａ及び６ｂによって二乗し、該二乗部
の出力を全加算回路９ａによって加算して受信信号とオ
ン・タイムの拡散符号との相関値とする。該相関値が所
定のしきい値より大きければ捕捉判定部は初期捕捉に成
功した旨の信号をサーチ制御部に供給し、該サーチ制御
部はスイッチ１９の接続を固定する。もし捕捉判定部が
初期捕捉に失敗した旨の信号をサーチ制御部に供給すれ
ば、該サーチ制御部はスイッチ１９を上側の端子に接続
しなおして初期捕捉を再度試みる。The outline of the operation of the configuration of FIG. 20 is as follows. That is, one sign bit of the two outputs obtained by analog-digital converting the quadrature detection output is taken out, and the switch 19
Is connected to the lower terminal and the code bit is written in the shift register to form a search code. A half addition circuit and a half addition circuit for half-adding the fourth and first chips of the search code.
The ASE determination unit performs the verification, and the RASE determination unit verifies that the result of the half addition matches the next received signal. When it is determined that they match, the search control section connects the switch 19 to the upper terminal by the output of the RASE determination section. by this,
Generation of a pseudo random code is continued by the half adder circuit and the shift register, and the pseudo random code (this is called an on-time spreading code) is despreading units 5a and 5b.
Is supplied to the multiplier. Then, the integral value calculated by the despreading unit is squared by the squaring units 6a and 6b, and the output of the squaring unit is added by the full adder circuit 9a to obtain the correlation value between the received signal and the on-time spreading code. . If the correlation value is larger than the predetermined threshold value, the capture determination unit supplies a signal indicating that the initial capture has been successful to the search control unit, and the search control unit fixes the connection of the switch 19. If the acquisition determination unit supplies a signal indicating that the initial acquisition has failed to the search control unit, the search control unit reconnects the switch 19 to the upper terminal and tries the initial acquisition again.

【００２２】上記の動作と併行して、該オン・タイムの
拡散符号より１チップ位相が進んだ拡散符号（これをア
ーリーの拡散符号と呼ぶ。）がシフトレジスタの３チッ
プ目から取り出され、該オン・タイムの拡散符号より１
チップ位相が遅れた拡散符号（これをレイトの拡散符号
と呼ぶ。）がシフトレジスタの１チップ目から取り出さ
れて、逆拡散部５ｃと５ｄ及び逆拡散部５ｅと５ｆに供
給される。そして、逆拡散部５ｃ及び５ｄ、二乗部６ｃ
及び６ｄ、全加算回路９ｂによってアーリーの拡散符号
と受信信号との相関値が求められ、逆拡散部５ｅ及び５
ｆ、二乗部６ｅ及び６ｆ、全加算回路９ｃによってレイ
トの拡散符号と受信信号との相関値が求められる。オン
・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれた時に
は、オン・タイムの拡散符号の位相で受信信号との相関
値が最大になっている。この時、アーリーの拡散符号と
受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と受信信
号との相関値より１チップ進んだ位相で最大になり、レ
イトの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タイムの
拡散符号と受信信号との相関値より１チップ遅れた位相
で最大となる。この両者の差を減算回路で求めるので、
減算結果はアーリーの拡散符号と受信信号との相関値が
最大になる位相で最大となり、オン・タイムの拡散符号
と受信信号との相関値が最大になる位相で原理的に零と
なり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値が最大に
なる位相で最小になる。この意味で両者の差である減算
回路の出力をＳ曲線と呼ぶ。In parallel with the above operation, a spread code whose phase is advanced by one chip from the on-time spread code (this is called an Early spread code) is extracted from the third chip of the shift register, and 1 from on-time spreading code
A spread code with a delayed chip phase (this is called a late spread code) is extracted from the first chip of the shift register and supplied to the despreading units 5c and 5d and the despreading units 5e and 5f. Then, the despreading units 5c and 5d, the squaring unit 6c
And 6d, the full adder circuit 9b obtains the correlation value between the Early spreading code and the received signal, and the despreading units 5e and 5e.
The correlation value between the spread code of the rate and the received signal is obtained by f, the squaring units 6e and 6f, and the full adder circuit 9c. When the correlation between the on-time spreading code and the received signal is obtained, the correlation value with the received signal becomes maximum at the phase of the on-time spreading code. At this time, the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum one phase ahead of the correlation value between the on-time spreading code and the received signal, and the correlation value between the late spreading code and the received signal. Is maximum at a phase delayed by one chip from the correlation value between the on-time spreading code and the received signal. Since the subtraction circuit calculates the difference between the two,
The subtraction result becomes maximum at the phase where the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum, and becomes zero in principle at the phase where the correlation value between the on-time spreading code and the received signal becomes maximum, and the rate It becomes minimum at the phase where the correlation value between the spread code and the received signal becomes maximum. In this sense, the output of the subtraction circuit, which is the difference between the two, is called the S curve.

【００２３】オン・タイムの拡散符号と受信信号との相
関がとれると、捕捉判定部の出力によって第二のスイッ
チ２３が閉じられる。これによってＳ曲線のデジタル値
がアナログ変換された電圧が低域ろ波器に供給され、該
低域ろ波器でＳ曲線の直流分が抽出される。今、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相がぴったり一致し
ていれば、Ｓ曲線はアーリーの拡散符号と受信信号との
相関値が最大になる位相とレイトの拡散符号と受信信号
との相関値が最大になる位相の中心の位相に関して奇対
称になり、低域ろ波器の出力の直流は零になり、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相がずれている時に
は低域ろ波器から零ではない直流が出力され、該直流に
よってクロック発生部が発生するクロック信号の周波数
が制御される。この遅延ロック動作によってオン・タイ
ムの拡散符号と受信信号との位相が正確に一致させら
れ、以降の逆拡散が安定に続けられる。そして、オン・
タイムの拡散符号によって逆拡散された信号はバイナリ
ＰＳＫ復調部で復調される。又、該バイナリＰＳＫ復調
部で生成されたコスタス弁別信号によって中間周波発振
器に自動周波数制御がかけられる。When the on-time spreading code and the received signal are correlated with each other, the second switch 23 is closed by the output of the capture determination section. As a result, a voltage obtained by analog-converting the digital value of the S curve is supplied to the low-pass filter, and the DC component of the S curve is extracted by the low-pass filter. Now on
If the time spreading code and the phase of the received signal are exactly the same, the S curve shows the phase where the correlation value of the early spreading code and the received signal is maximum and the correlation value of the late spreading code and the received signal. It becomes symmetric about the center phase of the maximum phase, the DC of the output of the low-pass filter becomes zero, and
When the time spread code and the received signal are out of phase with each other, non-zero direct current is output from the low-pass filter, and the direct current controls the frequency of the clock signal generated by the clock generator. By this delay lock operation, the phases of the on-time spreading code and the received signal are accurately matched, and the subsequent despreading continues stably. And on
The signal despread by the time spreading code is demodulated by the binary PSK demodulation unit. Also, the Costas discriminating signal generated by the binary PSK demodulator automatically controls the intermediate frequency oscillator.

【００２４】従って、スペクトラム拡散通信の受信機に
おける同期の良否は、拡散符号の初期捕捉時間の長短と
遅延ロックによる正確な位相制御の両者によっており、
特に、スペクトラム拡散通信の効率を高めるには拡散符
号の初期捕捉が速い初期捕捉回路を使用することが必要
である。Therefore, the quality of the synchronization in the receiver of the spread spectrum communication depends on both the length of the initial acquisition time of the spread code and the accurate phase control by the delay lock.
In particular, in order to improve the efficiency of spread spectrum communication, it is necessary to use an initial acquisition circuit that can quickly acquire the spread code.

【００２５】ＲＡＳＥ方式の初期捕捉時間は、サーチ符
号として書き込まれた受信信号に誤りがなく、受信信号
全体の誤り率が所定の値以下であれば単純サーチ方式に
比較して短時間であるので、図１の如くＲＡＳＥ方式を
適用したスペクトラム拡散通信は単純サーチ方式を適用
したスペクトラム拡散通信に比較して通信効率を高くす
ることができる。The initial acquisition time of the RASE method is shorter than that of the simple search method if the received signal written as the search code has no error and the error rate of the entire received signal is less than a predetermined value. As shown in FIG. 1, spread spectrum communication to which the RASE method is applied can have higher communication efficiency than spread spectrum communication to which the simple search method is applied.

【００２６】[0026]

【発明が解決しようとする課題】しかし、受信信号の誤
り率が高くなって、サーチ符号として図１７のシフトレ
ジスタに書き込まれた受信信号に誤りが含まれると様相
は一変する。However, if the error rate of the received signal becomes high and the received signal written in the shift register of FIG. 17 as the search code contains an error, the situation changes completely.

【００２７】図１９は、図１７の構成における拡散符号
の初期捕捉の様子（その２）で、受信信号の誤り率が高
く、サーチ符号として書き込まれた受信信号に誤りが含
まれる場合には初期捕捉に成功しにくいことを示す図で
ある。FIG. 19 is a view (part 2) of initial acquisition of the spread code in the configuration of FIG. 17, and in the case where the error rate of the received signal is high and the received signal written as the search code contains an error, it is initialized. It is a figure which shows that it is hard to succeed in acquisition.

【００２８】図１９における受信信号は、本来は図１８
における受信信号と同じ筈であるが、回線状態が悪いた
めに・を付したチップにおいて誤りが生じている。今、
サーチ符号として最初に書き込まれた受信信号が図１９
のであるとする。本来（１１１０）であるべきサーチ
符号がのサーチ符号では（１０１０）になっている。
こののサーチ符号から図１７の構成によって擬似ラン
ダム符号を生成すると、それは図１９の「受信側で生成
する擬似ランダム符号」に示すようになり、受信信号と
一致するチップは少なく、逆拡散の結果の相関値が所定
の値に達しない可能性が高い。逆拡散の結果の相関値が
所定の値に達しない場合には、図１７の切替スイッチを
再び下側の端子に接続して新たな受信信号をサーチ符号
としてシフトレジスタに書き込み直して再び逆拡散を試
みる。The received signal in FIG. 19 is originally the signal shown in FIG.
It should be the same as the received signal in, but an error has occurred in the chip marked with because the line condition is bad. now,
The received signal initially written as the search code is shown in FIG.
It is assumed that The search code that should originally be (1110) is (1010).
When a pseudo random code is generated from this search code with the configuration of FIG. 17, it becomes as shown in “Pseudo random code generated on the receiving side” of FIG. 19, and there are few chips that match the received signal, and the result of despreading is There is a high possibility that the correlation value of will not reach the predetermined value. If the correlation value as a result of despreading does not reach a predetermined value, the changeover switch of FIG. 17 is connected to the lower terminal again, a new received signal is rewritten as a search code in the shift register, and despread again. Try.

【００２９】２回目に書き込まれた受信信号がのサー
チ符号（０１１０）であるが、においても先頭の
“０”が誤りである。従って、以降に生成される擬似ラ
ンダム符号と以降の受信信号とのチップ毎の一致はとれ
にくく、逆拡散の結果の相関値が所定の値に達しない可
能性が高い。もし、のサーチ符号によっても相関値が
所定の値に達しなければ更に初期捕捉をやり直さなけれ
ばならない。Although the received signal written the second time is the search code (0110), the leading "0" is also an error. Therefore, it is difficult to match the pseudo-random code generated thereafter and the received signal thereafter for each chip, and there is a high possibility that the correlation value as a result of despreading will not reach a predetermined value. If the correlation code does not reach the predetermined value even with the search code of, the initial acquisition must be redone.

【００３０】受信信号全体の誤り率が高ければサーチ符
号の中に誤りが含まれる確率が高いので、こうしたサー
チ符号から生成される擬似ランダム符号は受信信号と一
致する確率が低い。従って、受信信号全体の誤り率が高
い場合には、ＲＡＳＥ方式による拡散符号の初期捕捉に
は長時間を要するようになることが容易に理解できる。
そして、よくても単純サーチ方式程度、悪ければ単純サ
ーチ方式より長時間を要するようになる。If the error rate of the entire received signal is high, the probability that an error is included in the search code is high, so that the pseudo-random code generated from such a search code has a low probability of matching the received signal. Therefore, when the error rate of the entire received signal is high, it can be easily understood that it takes a long time for the initial acquisition of the spread code by the RASE method.
Then, at best, it takes about the simple search method, and if it is bad, it takes a longer time than the simple search method.

【００３１】従って、ＲＡＳＥ方式の初期捕捉回路を適
用したスペクトラム拡散通信の受信機の通信効率も誤り
率の劣化と共に低下する。この誤り率の劣化は搬送波対
雑音比の低下、即ち回線状態の悪化との関係が深い。Therefore, the communication efficiency of the receiver of the spread spectrum communication to which the RASE type initial acquisition circuit is applied also decreases with the deterioration of the error rate. The deterioration of the error rate is closely related to the deterioration of the carrier-to-noise ratio, that is, the deterioration of the line condition.

【００３２】本発明は、かかる問題を解決すべく、回線
状態が悪い場合にも初期捕捉時間が短い符号系列推定方
式による拡散符号の初期捕捉方法と拡散符号の初期捕捉
回路を提供し、以て通信効率が高いスペクトラム拡散通
信の受信機を提供することを目的とする。In order to solve such a problem, the present invention provides an initial acquisition method for a spread code and a spread code initial acquisition circuit by a code sequence estimation method in which the initial acquisition time is short even when the line condition is bad. An object of the present invention is to provide a spread spectrum communication receiver with high communication efficiency.

【００３３】[0033]

【課題を解決するための手段】本発明の第一の手段は、
擬似ランダム符号の生成多項式の次数より多いチップ数
を有するシフトレジスタに受信信号を書き込み、格納さ
れている複数の受信信号の期待値と該書き込まれた受信
信号との一致度を確かめ、最も確からしいと判断される
受信信号の期待値を選択してサーチ符号として以降の擬
似ランダム符号の生成に使用する。The first means of the present invention is as follows:
The received signal is written in the shift register having the number of chips larger than the order of the pseudo-random code generator polynomial, and the degree of agreement between the expected values of the plurality of stored received signals and the written received signals is confirmed, and it is most probable. The expected value of the received signal that is determined to be selected is selected and used as a search code in the subsequent generation of pseudo random code.

【００３４】本発明の第一の手段によれば、書き込まれ
た受信信号に最も類似している受信信号の期待値をサー
チ符号として選択するので、受信信号に含まれている誤
りの影響が少ない系列符号をサーチ符号とすることが可
能になり、回線状態が悪くても初期捕捉時間が短い拡散
符号の初期捕捉回路を実現することが可能になる。According to the first means of the present invention, the expected value of the received signal that is most similar to the written received signal is selected as the search code, so that the influence of the error contained in the received signal is small. It becomes possible to use a sequence code as a search code, and it is possible to realize an initial acquisition circuit of a spread code that has a short initial acquisition time even if the line condition is poor.

【００３５】本発明の第二の手段は、擬似ランダム符号
の生成多項式の次数より多いチップ数を有するシフトレ
ジスタに受信信号を書き込み、格納されている複数の受
信信号の期待値と該書き込まれた受信信号との一致度を
確かめ、最も確からしいと判断される受信信号の期待値
を選択してサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の
生成に使用し、該書き込まれた受信信号との一致度が同
じになる受信信号の期待値が複数ある場合には一致度が
等しい該複数の期待値からランダムに選択された期待値
をサーチ符号として以降の擬似ランダム符号の生成に使
用するものである。The second means of the present invention writes the received signal to a shift register having a number of chips larger than the degree of the pseudo-random code generator polynomial, and expects a plurality of stored received signals and the written values. Confirm the degree of coincidence with the received signal, select the expected value of the received signal that is judged to be the most probable, and use it as a search code in the generation of subsequent pseudo-random codes. When there are a plurality of expected values of the same received signal, the expected value randomly selected from the plurality of expected values having the same degree of coincidence is used as a search code in the subsequent generation of pseudo random code.

【００３６】本発明の第二の手段によれば、書き込まれ
た受信信号に最も類似している受信信号の期待値をサー
チ符号として選択するので、受信信号に含まれている誤
りの影響が少ない系列符号をサーチ符号とすることが可
能になり、回線状態が悪くても初期捕捉時間が短い拡散
符号の初期捕捉回路を実現することが可能になる。又、
書き込まれた受信信号との一致度が同じになる受信信号
の期待値が複数ある場合には、一致度が等しい該複数の
期待値からランダムに選択された期待値をサーチ符号と
仮定して擬似ランダム符号の生成を行なうことよる初期
捕捉の成功率はサーチ符号の選択を再度試みる場合と同
程度であるので、本発明の第一の手段と同程度の性能を
有する拡散符号の初期捕捉回路を実現することが可能で
ある。According to the second means of the present invention, since the expected value of the received signal that is most similar to the written received signal is selected as the search code, the influence of the error contained in the received signal is small. It becomes possible to use a sequence code as a search code, and it is possible to realize an initial acquisition circuit of a spread code that has a short initial acquisition time even if the line condition is poor. or,
When there are a plurality of expected values of the received signal that have the same degree of coincidence with the written received signal, the expected value randomly selected from the plurality of expected values with the same degree of coincidence is assumed to be the search code, and pseudo Since the success rate of initial acquisition by generating a random code is about the same as when a search code is selected again, an initial acquisition circuit for a spreading code having the same performance as the first means of the present invention is used. It can be realized.

【００３７】本発明の第三の手段は、上記第一の手段又
は第二の手段を拡散符号の初期捕捉回路として適用した
スペクトラム拡散通信の受信機である。本発明の第三の
手段によれば、回線状態が悪くても短時間で初期捕捉を
することができる拡散符号の初期捕捉回路の適用によ
り、通信効率が高いスペクトラム拡散通信の受信機を実
現することができる。A third means of the present invention is a receiver for spread spectrum communication in which the first means or the second means is applied as an initial acquisition circuit for a spread code. According to the third means of the present invention, a spread spectrum communication receiver having high communication efficiency is realized by applying an initial acquisition circuit for a spread code capable of performing initial acquisition in a short time even if the line condition is bad. be able to.

【００３８】[0038]

【発明の実施の形態】図１は、本発明の拡散符号の初期
捕捉回路の第一の原理である。図１において、１は拡散
符号として使用する擬似ランダム符号の生成多項式の次
数ｎより大きい整数ｍを段数として持つｍ段のシフトレ
ジスタ、２は格納している複数の受信信号の期待値と該
ｍ段のシフトレジスタに書き込まれた受信信号との一致
度が最も高い系列符号を選択して擬似ランダム符号の初
期系列を決定してその旨の信号を後述するサーチ制御部
に供給する符号推定デコーダ、３は該符号推定デコーダ
が選択した擬似ランダム符号の初期系列を初期値（従来
の技術におけるサーチ符号に対応する。）として拡散符
号である擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号
発生器（図ではＰＮ符号発生器と標記している。）、４
は該ｍ段のシフトレジスタ、符号推定デコーダ及び擬似
ランダム符号発生器によって系列符号を選択して擬似ラ
ンダム符号を発生するまでの遅延を補償する遅延部、５
は拡散符号としての擬似ランダム符号と受信信号とを乗
算する乗算器と該乗算器の出力を所定の期間積分する積
分器により構成される逆拡散部、６は該逆拡散部の出力
を二乗する二乗部、７は該二乗部の出力と予め定められ
ているしきい値とを比較して初期捕捉が成功したか否か
を判定する捕捉判定部、８は該捕捉判定部の判定結果及
び該符号推定デコーダが出力する推定見送りフラグを参
照して選択された擬似ランダム符号の初期系列を擬似ラ
ンダム符号発生器にロードするサーチ制御部である。
尚、サーチ制御部からｍ段のシフトレジスタに供給され
る信号は、符号の推定、相関値の演算の間に該ｍ段のシ
フトレジスタの内容が書き変わらないようにするための
信号で、例えば、該ｍ段のシフトレジスタの中にはこの
信号によってロードされてカウントを開始するカウンタ
と該カウンタのキャリーによってクロックをマスクする
論理積回路を設けておけばよい。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT FIG. 1 shows the first principle of the spread code initial acquisition circuit of the present invention. In FIG. 1, 1 is an m-stage shift register having an integer m as the number of stages, which is greater than the degree n of a pseudo-random code generator polynomial used as a spreading code, and 2 is an expected value of a plurality of stored received signals and the m A code estimation decoder that selects the sequence code having the highest degree of coincidence with the received signal written in the shift register of the stage to determine the initial sequence of the pseudo-random code and supplies a signal to that effect to the search control unit described later, 3 is a pseudo-random code generator (PN in the figure, which generates a pseudo-random code that is a spreading code using an initial sequence of pseudo-random codes selected by the code estimation decoder as an initial value (corresponding to a search code in the related art). It is referred to as a code generator.), 4
Is a delay unit for compensating the delay until the pseudo random code is generated by selecting the sequence code by the m-stage shift register, the code estimation decoder and the pseudo random code generator.
Is a despreading unit composed of a multiplier that multiplies the received signal by a pseudo-random code as a spreading code and an integrator that integrates the output of the multiplier for a predetermined period, and 6 squares the output of the despreading unit. A squaring unit, 7 is a capture determination unit that compares the output of the squaring unit with a predetermined threshold value to determine whether the initial capture is successful, and 8 is a determination result of the capture determination unit and the capture result. It is a search control unit that loads an initial sequence of pseudo-random codes selected with reference to the estimated send-off flag output by the code estimation decoder into a pseudo-random code generator.
The signal supplied from the search control unit to the m-stage shift register is a signal for preventing the contents of the m-stage shift register from being rewritten during the code estimation and the correlation value calculation. In the m-stage shift register, a counter loaded by this signal to start counting and an AND circuit for masking the clock by the carry of the counter may be provided.

【００３９】ここで、符号推定デコーダが行なう、格納
している複数の受信信号の期待値と該ｍ段シフトレジス
タに書き込まれた受信信号との一致度の検定は、格納し
ている複数の受信信号の期待値の中で受信信号とのハミ
ング距離が最小の受信信号の期待値を選択することによ
って行なうことができる。ところで、ハミング距離を求
めてそれが最小になる受信信号の期待値を選択すること
は、以下にのべる如く、受信信号の期待値と実際の受信
信号との相関値を求めて該相関値が最大になる受信信号
の期待値を選択することと等価である。Here, the verification of the degree of coincidence between the expected value of a plurality of stored received signals and the received signal written in the m-stage shift register, which is performed by the code estimation decoder, is carried out. This can be done by selecting the expected value of the received signal that has the smallest Hamming distance from the received signal among the expected values of the signal. By the way, to obtain the Hamming distance and select the expected value of the received signal that minimizes the Hamming distance is as follows, and the correlation value between the expected value of the received signal and the actual received signal is obtained and the correlation value becomes maximum. It is equivalent to selecting the expected value of the received signal.

【００４０】まず、受信信号の期待値と実際の受信信号
とのハミング距離は、チップ毎に両者の半加算演算を行
なってその結果を整数として加算することで求められる
ので、全てのチップで両者が一致している場合にはハミ
ング距離は０、全てのチップで両者が一致していない場
合にはハミング距離はｍ（上記の如く、ｍチップの受信
信号とその期待値とを比較しているからである。）とな
る。一方、受信信号の期待値と実際の受信信号との相関
値は、チップ毎に両者の半加算演算結果の否定をとって
その結果を整数として加算することによって求めること
ができるので、全てのチップで両者が一致している時に
は相関値はｍ、全てのチップで両者が一致していない時
には相関値は０となる。即ち、ハミング距離の演算と相
関値の演算とでは、回路的には両者の半加算演算をする
か、両者の半加算演算結果を否定するか違いでしかな
く、演算結果の大小がハミング距離と相関値とで逆にな
るだけである。First, the Hamming distance between the expected value of the received signal and the actual received signal can be obtained by performing a half addition operation for each chip and adding the result as an integer. , The hamming distance is 0 when they match, and the hamming distance is m when both do not match in all chips (as described above, the received signal of m chips is compared with its expected value). It is from). On the other hand, the correlation value between the expected value of the received signal and the actual received signal can be obtained by taking the negation of the half addition operation result of each chip and adding the result as an integer, so all chips are When the two are in agreement, the correlation value is m, and when the two are not in agreement in all chips, the correlation value is 0. That is, the calculation of the Hamming distance and the calculation of the correlation value are different only in terms of the circuit, that is, the half addition operation of both is performed or the half addition operation result of both is denied. It only reverses with the correlation value.

【００４１】従って、一致度の検定は、ハミング距離に
よっても相関値によっても行なうことができるので、検
定の方法をいずれかに限定する必要はない。ただ、以下
においては、一致度の検定はハミング距離の演算によっ
て行なうものとして説明を行なう。Therefore, since the coincidence test can be performed by the Hamming distance or the correlation value, it is not necessary to limit the test method to any one. However, in the following description, the matching degree test will be described as being performed by calculating the Hamming distance.

【００４２】又、受信信号の期待値としては、拡散符号
として採用されている系列符号と同じ系列符号を適用す
る必要がある。通常はＭ系列の擬似ランダム符号が拡散
符号として使用されるので、以下においては、受信信号
の期待値はＭ系列の擬似ランダム符号であるとする。As the expected value of the received signal, it is necessary to apply the same sequence code as the sequence code adopted as the spread code. Normally, an M-sequence pseudo-random code is used as a spreading code, and henceforth, the expected value of the received signal is assumed to be an M-sequence pseudo-random code.

【００４３】さて、まずハミング距離による受信信号の
推定の可能性について説明する。簡単のために、符号周
期が１５のＭ系列擬似ランダム符号を例に説明する。符
号周期が１５のＭ系列擬似ランダム符号の生成多項式は
（Ｘ4 ＋１）であるので、該擬似ランダム符号は、図２
の（イ）に示すように、４段のシフトレジスタの４段目
と１段目の内容の半加算を演算し、該半加算結果を該シ
フトレジスタの１段目に供給すると同時に符号出力とし
て取り出すことによって得ることができる。The possibility of estimating the received signal based on the Hamming distance will be described first. For simplicity, an M-sequence pseudo-random code having a code period of 15 will be described as an example. Since the generator polynomial of the M-sequence pseudo-random code with a code period of 15 is (X 4 +1), the pseudo-random code is as shown in FIG.
As shown in (a) of (4), half-addition of the contents of the fourth and first stages of the four-stage shift register is calculated, and the half-addition result is supplied to the first stage of the shift register and at the same time, as a code output It can be obtained by taking it out.

【００４４】今、図２（イ）のシフトレジスタの各段に
全て“１”が書き込まれた状態を初期状態とする擬似ラ
ンダム符号の生成について考える。図２（イ）において
は、シフトレジスタの４段目と１段目の内容の半加算結
果が該シフトレジスタの１段目に供給される、該シフト
レジスタの内容はクロックによって１段ずつ右にシフト
される。Now, consider the generation of a pseudo-random code whose initial state is a state in which all "1" s are written in each stage of the shift register of FIG. In FIG. 2A, the result of half addition of the contents of the fourth and first stages of the shift register is supplied to the first stage of the shift register. The contents of the shift register are shifted to the right one stage at a time by a clock. Be shifted.

【００４５】まず、全て“１”が書き込まれた初期状態
（これが、図２（ロ）の符号番号１に示されている。）
では、４チップ目の“１”と１チップ目の“１”との半
加算結果は“０”であるので、次のタイミングには該シ
フトレジスタの内容は１段右にシフトされると共に該
“０”が１チップ目に書き込まれる。この状態の符号が
図２（ロ）の符号番号２の符号である。この時の４チッ
プ目の“１”と１チップ目の“０”との半加算結果は
“１”であるので、次のタイミングには該シフトレジス
タの内容は１段右にシフトされると共に該“１”が１チ
ップ目に書き込まれる。この状態の符号が図２（ロ）の
符号番号３の符号である。この演算の繰り返しで、符号
番号１５の状態になる。この時の４チップ目の“０”と
１チップ目の“１”の半加算結果は“１”であるので、
次のタイミングには該シフトレジスタの内容は１段右に
シフトされると共に該“１”が１チップ目に書き込まれ
て、該シフトレジスタの内容は全て“１”になる。この
状態の符号は符号１にほかならず、（Ｘ4 ＋１）を生成
多項式とする擬似ランダム符号は符号周期が１５である
ことがこの説明からも理解できる。そして、この場合に
拡散符号として出力されるのは、符号番号２の１チップ
目の“０”を先頭にし、符号番号１の１チップ目の
“１”を最後尾とする“０１０１１００１０００１１１
１”の繰り返しである。First, an initial state in which all "1" s are written (this is indicated by reference numeral 1 in FIG. 2B).
Then, since the half addition result of "1" of the fourth chip and "1" of the first chip is "0", the contents of the shift register are shifted to the right by one stage at the next timing. "0" is written in the first chip. The code in this state is the code of code number 2 in FIG. At this time, since the half addition result of "1" of the fourth chip and "0" of the first chip is "1", the contents of the shift register are shifted to the right by one stage at the next timing. The "1" is written in the first chip. The code in this state is the code of code number 3 in FIG. By repeating this calculation, the state of code number 15 is obtained. At this time, the half addition result of "0" on the fourth chip and "1" on the first chip is "1".
At the next timing, the contents of the shift register are shifted to the right by one step and the "1" is written in the first chip, so that the contents of the shift register are all "1". It can be understood from this description that the code in this state is none other than the code 1, and that the pseudo-random code having (X 4 +1) as a generator polynomial has a code period of 15. In this case, the spreading code is output as "01011001000111" with the first chip "0" of code number 2 as the head and the first chip "1" of code number 1 as the end.
It is a repetition of 1 ".

【００４６】従って、受信信号の期待値は符号系列“０
１０１１００１０００１１１１”に準拠して決められ
る。さて、上で受信信号のｍ〔ｍ＞（ｎ＋１）〕チップ
をシフトレジスタに書き込み、同じチップ数の期待値と
比較すると述べたが、この場合にはｎは４であるので、
５チップ以上の受信信号と期待値を比較することにな
る。何故４チップではいけないかというと、４チップの
中に１チップの誤りがあり得ると考えれば拡散符号の位
相を特定することができないからである。即ち、例えば
“０１００”が受信された時、上の符号系列の中で７チ
ップ目乃至９チップ目の“０１００”が誤りなく受信さ
れたのか、上の符号系列の中で１チップ目乃至４チップ
目の“０１０１”の最後尾が１チップ誤って受信された
のか、上の符号系列の中で３チップ目乃至６チップ目の
“０１１０”の３番目が１チップ誤って受信されたの
か、上の符号系列の中で４チップ目乃至７チップ目の
“１１００”の先頭が１チップ誤って受信されたのかを
特定できない。即ち、４チップの受信信号と同数の受信
符号の期待値を比較して、ハミング距離が最小の符号が
正しい符号だとして推定する方法で符号を選択すると、
初期捕捉に成功する可能性が低いことが理解できる。Therefore, the expected value of the received signal is the code sequence "0".
101100100011111 ". Now, it has been stated above that the m [m> (n + 1)] chips of the received signal are written in the shift register and compared with the expected value of the same number of chips. In this case, n is Since it is 4,
The expected value is compared with the received signal of 5 chips or more. The reason why 4 chips should not be used is that the phase of the spread code cannot be specified if there is an error of 1 chip in 4 chips. That is, for example, when "0100" is received, whether the "0100" of the 7th chip to the 9th chip in the above code sequence is received without error, or whether the 1st chip to the 4th chip of the above code sequence are received. Whether the last part of "0101" of the chip is erroneously received by one chip, or the third of "0110" of the third to sixth chips in the above code sequence is erroneously received by one chip, In the above code sequence, it is not possible to specify whether the head of "1100" of the 4th to 7th chips is erroneously received by one chip. That is, when a code is selected by a method of comparing a 4-chip received signal with expected values of the same number of received codes and estimating that the code with the smallest Hamming distance is the correct code,
It can be seen that the initial capture is unlikely to be successful.

【００４７】次に５チップにしてみる。例えば“０１０
００”が受信された時、上の符号系列の中には“０１０
０１”、“０１０１０”、“０００００”、“１１００
０”は存在しえないので、これらが１チップ誤って受信
されたものではないことが判り、唯一“０１１００”の
３番目が１チップ誤って受信されたのと判別できないだ
けである。従って、５チップで受信信号とその期待値と
を比較すれば、正しいと思われる受信信号を推定できる
確率が格段に上がるが、この例でも正しい推定を行なう
ことができない。従って、実用的には更に長い系列符号
で推定することが望ましい。Next, try to make 5 chips. For example, "010
When “00” is received, “010
01 "," 01010 "," 00000 "," 1100 "
Since 0 "cannot exist, it can be seen that these are not one chip erroneously received, and only the third" 01100 "cannot be identified as one chip erroneously received. If the received signal and its expected value are compared with 5 chips, the probability of estimating the received signal that seems to be correct is significantly increased, but correct estimation cannot be performed in this example as well. It is desirable to estimate with a sequence code.

【００４８】そこで、８チップの受信信号とその期待値
とを比較して正しいと思われる符号を推定する場合につ
いて検討してみる。図３は、図１の構成における受信信
号の期待値と符号推定デコーダの推定結果の関係を説明
する図で、８チップの受信信号と同じチップ数の受信信
号の期待値を比較した結果、正しいと思われる８チップ
の受信信号が符号番号１乃至１５の受信信号の期待値の
いずれかであると判定された時には、それに対応して示
されている４チップの系列符号を推定結果とすることを
示している。例えば、符号番号１の期待値“０１０１１
００１”が選択された時には“１００１”が推定結果で
ある。図３の場合、選択された期待値の下位４チップを
推定結果として図示しているが、これに限定される訳で
はなく、８チップの期待値の中の連続する任意の４チッ
プを推定結果であるとすることができる。Therefore, let us consider a case where a received signal of 8 chips is compared with its expected value to estimate a code that seems to be correct. FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between the expected value of the received signal and the estimation result of the code estimation decoder in the configuration of FIG. 1. As a result of comparing the expected value of the received signal of 8 chips with the expected value of the received signal of the same number of chips, the result is correct. When it is determined that the 8-chip received signal that is considered to be one of the expected values of the received signals of code numbers 1 to 15, the 4-chip sequence code corresponding to it is used as the estimation result. Is shown. For example, the expected value “01011” of code number 1
When “001” is selected, “1001” is the estimation result. In FIG. 3, the lower 4 chips of the selected expected value are shown as the estimation result, but the estimation result is not limited to this. Any four consecutive chips in the expected value of chips can be taken as the estimation result.

【００４９】図４乃至図６は、８チップの系列符号間の
ハミング距離（その１）、８チップの系列符号間のハミ
ング距離（その２）、８チップの系列符号間のハミング
距離（その３）である。4 to 6 show Hamming distances between 8-chip sequence codes (1), Hamming distances between 8-chip sequence codes (2), and Hamming distances between 8-chip sequence codes (3). ).

【００５０】図４乃至図６の見方は次の通りである。即
ち、１５通りの８チップの系列符号の全ての組合せにつ
いてハミング距離を求めるので、符号番号１の系列符号
に対しては符号番号１乃至符号番号１５の系列符号との
組合せを考える必要がある。次に符号番号２の系列符号
についても符号番号１乃至１５の系列符号との組合せを
考える必要があるが、符号番号１と符号番号２との組合
せは既に検討されているので除外されている。符号番号
３の系列符号以下についても同様である。そして、例え
ば符号番号１の系列符号と符号番号１０の系列符号との
ハミング距離は３であると読み取ればよい。The views of FIGS. 4 to 6 are as follows. That is, since the Hamming distance is obtained for all 15 combinations of 8-chip series codes, it is necessary to consider combinations with the series codes of code numbers 1 to 15 for the series code of code number 1. Next, it is necessary to consider the combination of the sequence code of the code number 2 with the sequence code of the code numbers 1 to 15, but the combination of the code number 1 and the code number 2 has already been examined and is therefore excluded. The same applies to the sequence code of code number 3 and thereafter. Then, for example, the Hamming distance between the sequence code with the code number 1 and the sequence code with the code number 10 may be read as 3.

【００５１】そして、図４乃至図６の全ての組合せにつ
いてハミング距離を見ると、符号周期１５の擬似ランダ
ム符号の８チップで形成される系列符号間のハミング距
離は、自分と同一の符号とのハミング距離を除いて、３
が最小であることが判る。即ち、符号理論の定理によっ
て、３チップの誤りは検出することができるが誤りを訂
正することはできない。これを判り易く図示したのが図
７に示したハミング距離が３になる系列符号の組合せで
ある。これは、図４乃至図６の結果を異なる表現方法で
示したものである。例えば、３チップの誤りがある場合
に符号番号１の系列符号が受信されたとしたら、符号番
号４、５、１０、１１の系列符号のいずれが誤って符号
番号１の系列符号として受信されたかを判別することは
できない。そして、全ての系列符号について複数の系列
符号が３チップ誤って受信される可能性があるので、３
チップの誤りがあればどの系列符号から誤ったかの推定
は不確定になる。Looking at the Hamming distances for all the combinations of FIGS. 4 to 6, the Hamming distance between the sequence codes formed by 8 chips of the pseudo-random code with the code period 15 is the same as that of itself. 3 excluding Hamming distance
It turns out that is the minimum. That is, according to the theorem of code theory, the error of 3 chips can be detected, but the error cannot be corrected. This is clearly illustrated in the combination of sequence codes having a Hamming distance of 3 shown in FIG. This shows the results of FIGS. 4 to 6 in different representation methods. For example, if the sequence code with the code number 1 is received when there is an error of 3 chips, which of the sequence codes with the code numbers 4, 5, 10, and 11 is erroneously received as the sequence code with the code number 1 is determined. It cannot be determined. Then, since there is a possibility that a plurality of sequence codes for all the sequence codes will be erroneously received by 3 chips,
If there is a chip error, the estimation of which sequence code is wrong is uncertain.

【００５２】又、２チップの誤りがありうる場合には、
詳細は図示しないが、その誤った系列符号とハミング距
離が２である系列符号と、その誤った系列符号とハミン
グ距離が１である系列符号が存在しうるので、やはり、
どの符号から誤ったかの推定が不確定になる。図８に、
ハミング距離２の系列符号から正しい推定ができない例
として、２チップ誤った系列符号とハミング距離１にな
る元の系列符号以外の系列符号の例を示している。If there is a possibility of a 2-chip error,
Although not shown in detail, since there may be an erroneous sequence code and a sequence code with a Hamming distance of 2, and an erroneous sequence code and a sequence code with a Hamming distance of 1, so that
The estimation of which code is wrong is uncertain. In FIG.
As an example in which correct estimation cannot be performed from a sequence code with a Hamming distance of 2, an example of a sequence code other than the original sequence code with a two-chip error and a Hamming distance of 1 is shown.

【００５３】最後に、或る系列符号が１チップ誤って受
信された場合について検証してみると、元の系列符号以
外の系列符号とその誤った系列符号とのハミング距離は
２以上になり、元の系列符号とその誤った系列符号との
ハミング距離が最小になるので、完全に元の系列符号を
推定することができる。Finally, when a case where a certain sequence code is erroneously received by one chip is verified, the Hamming distance between the sequence code other than the original sequence code and the incorrect sequence code becomes 2 or more, Since the Hamming distance between the original sequence code and the incorrect sequence code is minimized, the original sequence code can be estimated completely.

【００５４】８チップの受信信号の中に必ず１チップの
誤りがあるということは、誤り率にすれば１０％超とい
う極めて悪い状態である。これを完全に推定できるとい
うことは、大幅な改善である。The fact that there is always an error of 1 chip in the received signal of 8 chips is an extremely bad condition of more than 10% in terms of error rate. Being able to fully estimate this is a significant improvement.

【００５５】本発明の第一の原理は、受信信号と受信信
号の期待値のハミング距離が最小になる受信信号の期待
値を正しい受信信号として選択することを特徴とする。
図９は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第二の原理
である。The first principle of the present invention is characterized in that the expected value of the received signal that minimizes the Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal is selected as the correct received signal.
FIG. 9 shows a second principle of the initial acquisition circuit for the spread code of the present invention.

【００５６】図９において、１は拡散符号として使用す
る擬似ランダム符号の生成多項式の次数ｎより大きい整
数ｍを段数として持つｍ段のシフトレジスタ、２ａは格
納している複数の受信信号の期待値と該ｍ段のシフトレ
ジスタに書き込まれた受信信号との一致度を検定するこ
とによって正しいと思われる系列符号を推定して擬似ラ
ンダム符号の初期系列とし、両者の一致度が等しい受信
信号の期待値が複数ある場合には一致度が等しい複数の
期待値の中からランダムに一の期待値を選択して擬似ラ
ンダム符号の初期系列としてサーチ制御部に供給する符
号推定デコーダ、３は該符号推定デコーダが推定する擬
似ランダム符号の初期系列を初期値として拡散符号であ
る擬似ランダム符号を生成する擬似ランダム符号発生器
（図ではＰＮ符号発生器と標記している。）、４は該ｍ
段のシフトレジスタ、符号推定デコーダ及び擬似ランダ
ム符号発生器によって系列符号を推定して擬似ランダム
符号を発生するまでの遅延を補償する遅延部、５は拡散
符号としての擬似ランダム符号と受信信号とを乗算する
乗算器と該乗算器の出力を所定の期間積分する積分器に
よって構成される逆拡散部、６は該逆拡散部の出力を二
乗する二乗部、７は該二乗部の出力と予め定められてい
るしきい値とを比較して初期捕捉が成功したか否かを判
定する捕捉判定部、８は該捕捉判定部の判定結果を参照
して、推定された擬似ランダム符号の初期系列を擬似ラ
ンダム符号発生器にロードするサーチ制御部である。
尚、サーチ制御部からｍ段のシフトレジスタに供給され
る信号は、符号の推定、相関値の演算の間に該ｍ段のシ
フトレジスタの内容が書き変わらないようにするための
信号で、例えば、該ｍ段のシフトレジスタの中にはこの
信号によってロードされてカウントを開始するカウンタ
と該カウンタのキャリーによってクロックをマスクする
論理積回路を設けておけばよい。In FIG. 9, 1 is an m-stage shift register having an integer m as the number of stages, which is greater than the degree n of the generator polynomial of the pseudo-random code used as the spreading code, and 2a is the expected value of a plurality of received signals stored therein. And a received signal written in the m-stage shift register are tested to estimate a sequence code that seems to be correct and used as an initial sequence of the pseudo-random code. When there are a plurality of values, a code estimation decoder which randomly selects one expected value from a plurality of expected values having the same degree of coincidence and supplies it to the search control unit as an initial sequence of the pseudo-random code A pseudo-random code generator (PN code in the figure) that generates a pseudo-random code that is a spreading code using an initial sequence of pseudo-random codes estimated by the decoder as an initial value. Are labeled as raw instrument.), 4 the m
A delay unit 5 that estimates a sequence code by a stage shift register, a code estimation decoder, and a pseudo random code generator to compensate for a delay until a pseudo random code is generated. A despreading unit composed of a multiplier for multiplication and an integrator for integrating the output of the multiplier for a predetermined period, 6 is a squaring unit for squaring the output of the despreading unit, and 7 is an output of the squaring unit. A capture determination unit that determines whether or not the initial capture is successful by comparing it with a threshold value that is set, 8 refers to the determination result of the capture determination unit, and determines the estimated initial sequence of pseudo-random codes. It is a search control unit that is loaded into the pseudo random code generator.
The signal supplied from the search control unit to the m-stage shift register is a signal for preventing the contents of the m-stage shift register from being rewritten during the code estimation and the correlation value calculation. In the m-stage shift register, a counter loaded by this signal to start counting and an AND circuit for masking the clock by the carry of the counter may be provided.

【００５７】図９の構成は、基本的には図１の構成と同
じものである。唯一異なるのは、図１における符号推定
デコーダは、直接比較する期待値のハミング距離が同じ
になる時には固定的に一方を選択するのに対して、図９
の符号推定デコーダは、受信信号と同じハミング距離に
なる系列符号が複数存在する時にはハミング距離が同一
である複数の系列符号の中からランダムに系列符号を選
択して推定結果とする点である。The configuration of FIG. 9 is basically the same as the configuration of FIG. The only difference is that the code estimation decoder in FIG. 1 fixedly selects one when the Hamming distances of expected values to be directly compared are the same, whereas in FIG.
The code estimation decoder of is that, when there are a plurality of sequence codes having the same Hamming distance as the received signal, a sequence code is randomly selected from a plurality of sequence codes having the same Hamming distance to obtain an estimation result.

【００５８】受信信号中の誤りの数が多い場合には、ハ
ミング距離が同一である２の期待値の中からランダムに
系列符号を選択して推定結果としても、固定的に一方を
選択する場合と平均的には初期捕捉の効率は同程度であ
ると期待できる。When the number of errors in the received signal is large, a sequence code is randomly selected from the two expected values having the same Hamming distance, and one is fixedly selected as the estimation result. It can be expected that, on average, the efficiency of the initial capture is similar.

【００５９】図１０は、図１の構成における符号推定デ
コーダで、周期が１５である擬似ランダム符号において
８チップの受信信号と受信信号の期待値とのハミング距
離によって期待値を推定する場合を例に示したものであ
る。FIG. 10 shows an example of a case where the expected value is estimated by the Hamming distance between the received signal of 8 chips and the expected value of the received signal in the pseudo-random code having a period of 15 in the code estimation decoder in the configuration of FIG. It is shown in.

【００６０】図１０において、１−１乃至１−３は受信
信号を書き込むシフトレジスタ、２−１乃至２−３は受
信信号の期待値を格納しているレジスタ、２−４乃至２
−６は該シフトレジスタに書き込まれた受信信号と該レ
ジスタに格納されている期待値とを比較してハミング距
離を求めるハミング距離演算部である。そして、シフト
レジスタとレジスタとハミング距離演算部とを一組とし
て、１５のシフトレジスタとレジスタとハミング距離演
算部の組が設けられている。２−７は１５のハミング距
離演算部が出力する距離情報の最小値を求め、該最小値
を出力するハミング距離演算部と組になっているレジス
タに格納されている４チップの系列符号を選択し、１５
のハミング距離演算部の中に等しいハミング距離を出力
する複数のハミング距離演算部がある時には推定見送り
フラグを出力する符号選択制御部である。該符号選択制
御部は、トーナメント型セレクタによって構成される。In FIG. 10, 1-1 to 1-3 are shift registers for writing received signals, 2-1 to 2-3 are registers for storing expected values of received signals, and 2-4 to 2
Reference numeral -6 is a Hamming distance calculation unit that compares a received signal written in the shift register with an expected value stored in the register to obtain a Hamming distance. Further, a set of the shift register, the register and the Hamming distance calculation unit is provided as a set of 15 shift registers, the register and the Hamming distance calculation unit. 2-7 obtains the minimum value of the distance information output by the 15 Hamming distance calculation unit, and selects the 4-chip sequence code stored in the register paired with the Hamming distance calculation unit that outputs the minimum value. And then 15
Is a code selection control unit that outputs an estimated see-off flag when there is a plurality of Hamming distance calculation units that output the same Hamming distance. The code selection control unit is composed of a tournament type selector.

【００６１】図１１は、トーナメント型セレクタの基本
形（その１）である。図１１において、２−７−１１は
二のハミング距離演算部より供給される符号間のハミン
グ距離を比較して二の符号間距離が等しくない旨の出力
を供給する比較部、２−７−１２は該比較部の二の出力
のうち二のハミング距離が等しくない旨の出力によって
該二のハミング距離の一方を選択する第一のセレクタ、
２−７−１３は該比較部の二の出力のうち二のハミング
距離が等しくない旨の出力によって該二の期待値の一方
を選択する第二のセレクタ、２−７−１４及び２−７−
１５は該第一、第二のセレクタの出力をラッチするフリ
ップ・フロップである。FIG. 11 shows the basic form (part 1) of the tournament type selector. In FIG. 11, 2-7-11 is a comparison unit that compares the Hamming distances between the codes supplied from the second Hamming distance calculation unit and that supplies an output indicating that the two inter-code distances are not equal, 2-7- Reference numeral 12 is a first selector that selects one of the two Hamming distances according to the output indicating that the two Hamming distances of the two outputs of the comparison unit are not equal to each other.
2-7-13 is a second selector for selecting one of the two expected values by the output indicating that the two Hamming distances of the two outputs of the comparison unit are not equal, 2-7-14 and 2-7. −
Reference numeral 15 is a flip-flop that latches the outputs of the first and second selectors.

【００６２】ここで比較部は、ハミング距離演算部１の
出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより大きい場合
にはＡ＞Ｂの出力端子に“１”を、ハミング距離演算部
１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより小さい
場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“０”を、ハミング距離演
算部１の出力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂと等し
い場合にはＡ＞Ｂの出力端子に“０”を出力するように
構成する。これは、Ａ＝Ｂの時に“１”を出力し、Ａ≠
Ｂの時に“０”を出力する第一のコンパレータと、Ａ＞
Ｂの時に“１”を出力し、Ａ＜Ｂの時に“０”を出力す
る第二のコンパレータと、第一のコンパレータの出力の
否定と第二のコンパレータの出力の論理積を演算する論
理積回路とを備え、該論理積回路の出力をＡ＞Ｂの出力
端子とすればよい。Here, when the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is larger than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, the comparison unit outputs "1" to the output terminal of A> B and outputs the output of the Hamming distance calculation unit 1. When A is smaller than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, "0" is output to the output terminal of A> B, and when the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is equal to the output B of the Hamming distance calculation unit 2, A It is configured to output "0" to the output terminal of> B. This outputs "1" when A = B, and A ≠
A first comparator that outputs "0" when B, A>
A second comparator that outputs “1” when B and outputs “0” when A <B, and a logical product that calculates the logical product of the negation of the output of the first comparator and the output of the second comparator Circuit, and the output of the AND circuit may be the output terminal of A> B.

【００６３】そして、セレクタは、選択端子に供給され
る信号が“０”の時にａを選択し、選択端子に供給され
る信号が“１”の時にｂを選択するものとすれば、Ａ＜
ＢとＡ＝Ｂの時にはａ側を選択し、Ａ＞Ｂの時にはｂ側
を選択するので、第一のセレクタ２−７−１２は二のハ
ミング距離のうち大きくない方（正確には「大きくない
方」であるが、表現が紛らわしいので、以降は「大きく
ない方」の意味で「最小」と表現する。）を選択して出
力し（この出力をと標記する。）、第二のセレクタ２
−７−１３は該選択されたハミング距離に対応する受信
信号の期待値を選択して出力する（この出力をと標記
する。）。If the selector selects a when the signal supplied to the selection terminal is "0" and selects b when the signal supplied to the selection terminal is "1", then A <
Since the a side is selected when B and A = B and the b side is selected when A> B, the first selector 2-7-12 selects the lesser of the two Hamming distances (to be exact, "larger"). However, the expression is confusing, so in the following, it will be expressed as "minimum" in the sense of "not big".) Is selected and output (this output is marked as), and the second selector is selected. Two
-7-13 selects and outputs the expected value of the received signal corresponding to the selected Hamming distance (this output is marked as).

【００６４】図１２は、トーナメント型セレクタの第一
の実施の形態で、１５の系列符号がある場合の符号選択
制御部を構成するトーナメント型セレクタを例に示して
いる。FIG. 12 is a first embodiment of the tournament type selector, and shows an example of the tournament type selector which constitutes the code selection control unit when there are 15 sequence codes.

【００６５】図１２において、２−７−１は図１１に示
したトーナメント型セレクタの基本形（その１）で、同
一形状の物は全て図１１に示したトーナメント型セレク
タの基本形（その１）である。In FIG. 12, 2-7-1 is the basic form (part 1) of the tournament type selector shown in FIG. 11, and all the same shaped parts are the basic form (part 1) of the tournament type selector shown in FIG. is there.

【００６６】図１２の構成において、最低位（最も左の
列）の基本形（その１）の各々には１５の受信信号の期
待値の内の２の期待値と、実際の受信信号と該２の期待
値との間のハミング距離が与えられ、該最低位の基本形
（その１）の各々から最小のハミング距離と、該最小
のハミング距離に対応する受信信号の期待値とが出力
される。こうして、最低位の隣合う２の基本形から出力
される２の最小のハミング距離と、該最小のハミング
距離に対応する２の受信信号の期待値は最低位の次
（左から２番目の列）の基本形（その１）に入力され
て、同様に、最小のハミング距離と、該最小のハミン
グ距離に対応する受信信号の期待値とが出力される。In the configuration shown in FIG. 12, two of the expected values of the 15 received signals, the actual received signal and the 2 Is provided, and the minimum Hamming distance and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output from each of the lowest basic forms (No. 1). Thus, the minimum hamming distance of 2 output from the adjacent two lowest basic shapes and the expected value of the received signal of 2 corresponding to the minimum hamming distance are next to the lowest (second column from the left). To the basic form (No. 1), and similarly, the minimum Hamming distance and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output.

【００６７】このように、トーナメント形式で受信信号
と受信信号の期待値との間で最小のハミング距離と該最
小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が上位の
基本形（その１）に伝えられ、最終的に受信信号と１５
の受信信号の期待値との間の最小のハミング距離と、該
最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が選択
される。As described above, the minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal in the tournament format and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are transmitted to the higher basic form (No. 1). And finally 15
The minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are selected.

【００６８】もし、受信信号と１５の受信信号の期待値
との間のハミング距離に等しいものがなければ、最上位
の基本形（その１）が出力する最小のハミング距離は真
に最小のハミング距離であり、最上位の基本形（その
１）が出力する該最小のハミング距離に対応する受信信
号の期待値は推定符号として選択された符号である。If there is nothing equal to the Hamming distance between the received signal and the expected value of the 15 received signals, the minimum Hamming distance output by the highest basic form (No. 1) is truly the minimum Hamming distance. The expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance output by the highest basic form (No. 1) is the code selected as the estimated code.

【００６９】該推定符号を図１０における擬似ランダム
符号発生器にロードして、逆拡散部に供給する擬似ラン
ダム符号を生成する。もし、受信信号と１５の受信信号
の期待値との間のハミング距離に等しいものがあって
も、最上位の基本形（その１）が出力するハミング距離
は最小であることには変わりがないので、最上位の基本
形（その１）が出力する該最小のハミング距離に対応す
る受信信号の期待値は推定符号として選択された符号と
なる。The estimated code is loaded into the pseudo random code generator in FIG. 10 to generate the pseudo random code to be supplied to the despreading section. Even if there is something equal to the Hamming distance between the received signal and the expected value of the 15 received signals, the Hamming distance output by the highest basic form (No. 1) is still the minimum. , The expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance output from the highest basic form (No. 1) is the code selected as the estimated code.

【００７０】該推定符号を図１０における擬似ランダム
符号発生器にロードして、逆拡散部に供給する擬似ラン
ダム符号を生成する。図１３は、図９の構成における符
号推定デコーダで、周期が１５である擬似ランダム符号
において８チップの受信信号と受信信号の期待値とのハ
ミング距離によって期待値を推定する場合を例に示した
ものである。構成的には図１０と同一であるが、符号選
択制御部の詳細は図１０とは異なっている。The estimated code is loaded into the pseudo random code generator in FIG. 10 to generate the pseudo random code to be supplied to the despreading section. FIG. 13 shows an example in which the expected value is estimated by the Hamming distance between the received signal of 8 chips and the expected value of the received signal in the pseudo-random code having a period of 15 in the code estimation decoder in the configuration of FIG. It is a thing. Although the configuration is the same as that of FIG. 10, the details of the code selection control unit are different from those of FIG.

【００７１】図１３において、１−１乃至１−３は受信
信号を書き込むシフトレジスタ、２−１乃至２−３は受
信信号の期待値を格納しているレジスタ、２−４乃至２
−６は該シフトレジスタに書き込まれた受信信号と該レ
ジスタに格納されている期待値とを比較してハミング距
離を求めるハミング距離演算部である。そして、シフト
レジスタとレジスタとハミング距離演算部とを一組とし
て、１５のシフトレジスタとレジスタとハミング距離演
算部の組が設けられている。２−７ａは１５のハミング
距離演算部が出力する距離情報の最小値を求め、該最小
値を出力するハミング距離演算部と組になっているレジ
スタに格納されている４チップの系列符号を選択し、１
５のハミング距離演算部の中に等しいハミング距離を出
力する複数のハミング距離演算部がある時には該等しい
ハミング距離になる複数の受信信号の期待値からランダ
ムに選択した系列符号を推定符号として出力する符号選
択制御部である。該符号選択制御部は、トーナメント型
セレクタによって構成される。In FIG. 13, 1-1 to 1-3 are shift registers for writing received signals, 2-1 to 2-3 are registers for storing expected values of received signals, and 2-4 to 2
Reference numeral -6 is a Hamming distance calculation unit that compares a received signal written in the shift register with an expected value stored in the register to obtain a Hamming distance. Further, a set of the shift register, the register and the Hamming distance calculation unit is provided as a set of 15 shift registers, the register and the Hamming distance calculation unit. 2-7a obtains the minimum value of the distance information output by the 15 Hamming distance calculation unit, and selects the 4-chip sequence code stored in the register paired with the Hamming distance calculation unit that outputs the minimum value. Then 1
When there are a plurality of Hamming distance calculating units that output the same Hamming distance among the 5 Hamming distance calculating units, the sequence code randomly selected from the expected values of the plurality of received signals having the same Hamming distance is output as the estimation code. It is a code selection control unit. The code selection control unit is composed of a tournament type selector.

【００７２】図１４は、トーナメント型セレクタの基本
形（その２）である。図１４において、２−７ａ−１１
は２のハミング距離演算部より供給される符号間のハミ
ング距離を比較して２の符号間距離が等しくない旨の出
力と２のハミング距離が等しい旨の出力を供給する比較
部、２−７ａ−１２は２のハミング距離の内の一方を選
択する第一のセレクタ、２−７ａ−１３は２の期待値の
内の一方を選択する第二のセレクタ、２−７ａ−１４は
２のハミング距離が等しくない時には該比較部のＡ＞Ｂ
端子の出力を選択し、２のハミング距離が等しい時には
後述するカウンタのＬＳＢを選択して該第一のセレクタ
に選択信号を供給する第三のセレクタ、２：７ａ−１５
は２のハミング距離が等しくない時には該比較部のＡ＞
Ｂ端子の出力を選択し、２のハミング距離が等しい時に
は後述するカウンタのＬＳＢを選択して該第一のセレク
タに選択信号を供給する第四のセレクタ、２−７ａ−１
６はチップ・クロックとは非同期で周波数がチップ・ク
ロックの２倍のクロックをカウントしてＬＳＢを出力す
るカウンタ、２−７ａ−１７は該カウンタの出力をラッ
チするフリップ・フロップ、２−７ａ−１８及び２−７
ａ−１９は該第一、第二のセレクタの出力をラッチする
フリップ・フロップである。FIG. 14 shows the basic form (part 2) of the tournament type selector. In FIG. 14, 2-7a-11
2-7a, which compares the Hamming distances between the codes supplied from the Hamming distance calculating unit 2 and supplies an output indicating that the inter-code distances of 2 are not equal and an output indicating that the Hamming distances of 2 are equal. -12 is a first selector that selects one of the Hamming distances of 2, 2-7a-13 is a second selector that selects one of the expected values of 2, and 2-7a-14 is a Hamming of 2 When the distances are not equal, A> B of the comparison unit
When the output of the terminal is selected and the Hamming distances of 2 are equal, the LSB of the counter described later is selected to supply the selection signal to the first selector.
When the Hamming distances of 2 are not equal, A> of the comparison unit
A fourth selector, 2-7a-1, which selects the output of the B terminal and, when the Hamming distances of 2 are equal, selects the LSB of a counter to be described later and supplies a selection signal to the first selector.
6 is a counter that counts a clock whose frequency is twice that of the chip clock and outputs LSB asynchronously with the chip clock; 2-7a-17 is a flip-flop that latches the output of the counter; 2-7a- 18 and 2-7
Reference numeral a-19 is a flip-flop that latches the outputs of the first and second selectors.

【００７３】ここで比較部はハミング距離演算部１の出
力Ａがハミング距離演算部２の出力Ｂより大きい場合に
はＡ＞Ｂの出力端子に“１”を、Ａ＝Ｂの出力端子には
“０”を出力し、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミ
ング距離演算部２の出力Ｂより小さい場合にはＡ＞Ｂの
出力端子に“０”を、Ａ＝Ｂの出力端子には“０”を出
力し、ハミング距離演算部１の出力Ａがハミング距離演
算部２の出力Ｂと等しい場合にはＡ＞Ｂの出力端子には
“０”を、Ａ＝Ｂの出力端子には“１”を出力するよう
に構成する。これは、Ａ＝Ｂの時に“１”を出力し、Ａ
≠Ｂの時に“０”を出力する第一のコンパレータと、Ａ
＞Ｂの時に“１”を出力し、Ａ＜Ｂの時に“０”を出力
する第二のコンパレータと、第一のコンパレータの出力
の否定と第二のコンパレータの出力の論理積を演算する
論理積回路とを備え、該第一のコンパレータの出力をＡ
＝Ｂの出力端子とし、該論理積回路の出力をＡ＞Ｂの出
力端子とすればよい。Here, when the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is larger than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, the comparison unit outputs "1" to the output terminal of A> B and outputs "1" to the output terminal of A = B. When “0” is output and the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is smaller than the output B of the Hamming distance calculation unit 2, “0” is output to the output terminal of A> B and “0” is output to the output terminal of A = B. When the output A of the Hamming distance calculation unit 1 is equal to the output B of the Hamming distance calculation unit 2, "0" is output to the output terminal of A> B and "0" is output to the output terminal of A = B. It is configured to output 1 ". This outputs "1" when A = B and A
A first comparator that outputs “0” when ≠ B, and A
> B for outputting “1” when A <B, and outputting “0” for A <B, and a logic for calculating the logical product of the negation of the output of the first comparator and the output of the second comparator A product circuit and outputs the output of the first comparator to A
= B output terminal, and the output of the AND circuit may be an A> B output terminal.

【００７４】そして、セレクタは、選択端子に供給され
る信号が“０”の時にａ端子を選択し、選択端子に供給
される信号が“１”の時にｂ端子を選択するものとすれ
ば、Ａ＝Ｂでない時には第三のセレクタ及び第四のセレ
クタの選択端子には“０”が供給されるので、該第三及
び第四のセレクタは比較部のＡ＞Ｂ端子の出力を選択し
て、それぞれ、第一及び第二のセレクタの選択端子に供
給する。一方、Ａ＝Ｂの時には第三のセレクタ及び第四
のセレクタの選択端子には“１”が供給されるので、該
第三及び第四のセレクタはカウンタが出力するカウント
値のＬＳＢを選択して、それぞれ、第一及び第二のセレ
クタの選択端子に供給する。If the selector selects the a terminal when the signal supplied to the selection terminal is "0" and selects the b terminal when the signal supplied to the selection terminal is "1", When A = B is not satisfied, "0" is supplied to the selection terminals of the third selector and the fourth selector, so that the third and fourth selectors select the output of the A> B terminal of the comparison unit. , To the selection terminals of the first and second selectors, respectively. On the other hand, when A = B, "1" is supplied to the selection terminals of the third selector and the fourth selector, so that the third and fourth selectors select the LSB of the count value output by the counter. And supply them to the selection terminals of the first and second selectors, respectively.

【００７５】従って、Ａ＞Ｂの時には第一のセレクタに
よってハミング距離Ｂが選択され、第二のセレクタによ
って該ハミング距離Ｂに対応する受信信号の期待値２が
選択されて出力される。又、Ａ＜Ｂの時には第一のセレ
クタによってハミング距離Ａが選択され、第二のセレク
タによって該ハミング距離Ａに対応する受信信号の期待
値１が選択されて出力される。Therefore, when A> B, the Hamming distance B is selected by the first selector, and the expected value 2 of the received signal corresponding to the Hamming distance B is selected and output by the second selector. When A <B, the Hamming distance A is selected by the first selector, and the expected value 1 of the received signal corresponding to the Hamming distance A is selected and output by the second selector.

【００７６】一方、Ａ＝Ｂの時には次のように動作す
る。即ち、カウンタのＬＳＢには“０”と“１”とが現
れ、しかも該カウンタのクロックはチップ・クロックと
は非同期でチップ・クロックの周波数の２倍のクロック
であるので、第一のセレクタにおいて２のハミング距離
Ａ及びＢはランダムに選択される。この時、ハミング距
離Ａが選択された時には第二のセレクタにおいて該Ａに
対応する受信信号の期待値１が選択され、ハミング距離
Ｂが選択された時には第二のセレクタにおいて該Ｂに対
応する受信信号の期待値２が選択されて出力される。On the other hand, when A = B, the operation is as follows. That is, "0" and "1" appear in the LSB of the counter, and the clock of the counter is asynchronous with the chip clock and is twice the frequency of the chip clock. The Hamming distances A and B of 2 are randomly selected. At this time, when the hamming distance A is selected, the expected value 1 of the received signal corresponding to the A is selected by the second selector, and when the hamming distance B is selected, the reception value corresponding to the B is received by the second selector. The expected value 2 of the signal is selected and output.

【００７７】上記のようにして、図１４の構成は大きく
ない方（表現が紛らわしいので「大きくない」の意味で
「最小」と表現する。）のハミング距離（これをとす
る。）と該最小のハミング距離に対応する受信信号の期
待値（これをとする。）とを選択して出力する。As described above, the configuration of FIG. 14 is not large (expressed as “minimum” to mean “not large because the expression is confusing”) and the minimum Hamming distance. And the expected value of the received signal corresponding to the Hamming distance of (and this) is selected and output.

【００７８】図１５は、トーナメント型セレクタの第二
の実施の形態で、１５の系列符号がある場合の符号選択
制御部を構成するトーナメント型セレクタを例に図示し
ている。構成的には図１２と同じであるが、トーナメン
ト型セレクタを構成するトーナメント型セレクタの基本
形が図１２の場合とは異なる。FIG. 15 is a second embodiment of the tournament type selector, and illustrates the tournament type selector constituting the code selection control unit when there are 15 sequence codes as an example. Although the configuration is the same as that of FIG. 12, the basic form of the tournament type selector constituting the tournament type selector is different from that of FIG.

【００７９】図１５において、２−７ａ−１は図１４に
示したトーナメント型セレクタの基本形（その２）で、
同一形状の物は全て２−７−１と同じである。図１５の
構成において、最低位（最も左の列）の基本形（その
２）の各々には１５の受信信号の期待値の内の２の期待
値と、実際の受信信号と該２の期待値との間のハミング
距離が与えられ、該最低位の基本形（その２）の各々か
ら最小のハミング距離と、該最小のハミング距離に対
応する受信信号の期待値とが出力される。こうして、
最低位の隣合う２の基本形から出力される２の最小のハ
ミング距離と、該最小のハミング距離に対応する２の
受信信号の期待値は最低位の次（左から２番目の列）
の基本形（その２）に入力されて、同様に、最小のハミ
ング距離と、該最小のハミング距離に対応する受信信
号の期待値とが出力される。In FIG. 15, 2-7a-1 is the basic form (part 2) of the tournament type selector shown in FIG.
All the same shapes are the same as 2-7-1. In the configuration of FIG. 15, the expected value of 2 out of the expected values of 15 received signals, the actual received signal and the expected value of 2 for each of the basic forms (part 2) of the lowest order (the leftmost column) And a minimum Hamming distance and an expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output from each of the lowest basic forms (No. 2). Thus,
The minimum hamming distance of 2 output from the adjacent two lowest basic shapes and the expected value of the received signal of 2 corresponding to the minimum hamming distance are the next to the lowest (second column from the left).
Is input to the basic form (No. 2), and similarly, the minimum Hamming distance and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are output.

【００８０】このように、トーナメント形式で受信信号
と受信信号の期待値との間で最小のハミング距離と該最
小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が上位の
基本形（その２）に伝えられ、最終的に受信信号と１５
の受信信号の期待値との間の最小のハミング距離と、該
最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値が選択
される。In this way, the minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal in the tournament format and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are transmitted to the higher basic form (No. 2). And finally 15
The minimum Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal and the expected value of the received signal corresponding to the minimum Hamming distance are selected.

【００８１】これで本発明の拡散符号の初期捕捉回路に
ついて説明を終了し、該拡散符号の初期捕捉回路を適用
したスペクトラム拡散通信の受信機についての説明に移
る。図１６は、本発明の拡散符号の初期捕捉回路を適用
したスペクトラム拡散通信の受信機の要部である。This completes the explanation of the spread code initial acquisition circuit of the present invention, and the description of the spread spectrum communication receiver to which the spread code initial acquisition circuit is applied. FIG. 16 is a main part of a receiver of spread spectrum communication to which the spread code initial acquisition circuit of the present invention is applied.

【００８２】図１６において、１はｍ段のシフトレジス
タ（ｍは拡散符号である擬似ランダム符号の生成多項式
の次数ｎより大きい整数）、２は最小のハミング距離と
該最小のハミング距離に対応する受信信号の期待値を選
択して出力し、受信信号と受信信号の期待値とのハミン
グ距離が等しい期待値が複数ある場合には推定見送りフ
ラグを出力する符号推定デコーダ、３は該符号推定デコ
ーダが出力する推定符号を初期値として擬似ランダム符
号を生成する擬似ランダム符号発生部、４ａ及び４ｂは
拡散符号を生成するための遅延を補償する遅延部、５ａ
及び５ｂは拡散符号の初期捕捉のための逆拡散部、５ｃ
乃至５ｆは遅延ロックのための逆拡散部、６ａ及び６ｂ
は拡散符号の初期捕捉のための二乗部、６ｃ乃至６ｆは
遅延ロックのための二乗部、９ａは拡散符号の初期捕捉
のための全加算回路、９ｂ及び９ｃは遅延ロックのため
の全加算回路、１０は該全加算回路の出力の差を求める
減算回路、１１は該減算回路の出力をアナログ変換する
デジタル・アナログ変換器、１２は該デジタル・アナロ
グ変換器の出力の高周波成分を遮断して直流分を取り出
す低域ろ波器、１３は該低域ろ波器が出力する直流によ
って周波数を制御されるクロック信号を後述する擬似ラ
ンダム符号発生部に供給するクロック発生部、１４は中
間周波信号を２分岐するハイブリッド、１５は２分岐さ
れた中間周波信号を直交する中間周波搬送波で検波する
直交検波部、１６ａ及び１６ｂは該直交検波部の二の出
力をデジタル変換するアナログ・デジタル変換器、１７
はバイナリＰＳＫ復調部、１８は中間周波発振器、２３
は遅延ロック・ループを開閉するスイッチである。ここ
で、ｍ段のシフトレジスタ１、符号推定デコーダ２、逆
拡散部５ａ及び５ｂ、二乗部６ａ及び６ｂ、全加算回路
９ａ、捕捉判定部７及びサーチ制御部８ａによって拡散
符号の初期捕捉回路が構成され、逆拡散部５ｃ乃至５
ｆ、二乗部６ｃ乃至６ｆ、全加算回路９ｂ及び９ｂ、減
算回路１０、デジタル・アナログ変換器１１、スイッチ
２３、低域ろ波器１２及びクロック発生部１３によって
遅延ロック回路が構成されている。In FIG. 16, 1 is a shift register of m stages (m is an integer greater than the degree n of the generating polynomial of the pseudo random code which is a spreading code), and 2 is the minimum Hamming distance and the minimum Hamming distance. A code estimation decoder that selects and outputs an expected value of a received signal, and outputs an estimated see-off flag when there are a plurality of expected values with the same Hamming distance between the received signal and the expected value of the received signal, and 3 is the code estimation decoder. , A pseudo-random code generator that generates a pseudo-random code using an estimated code as an initial value, 4a and 4b are delay units that compensate delays for generating spread codes, and 5a.
And 5b are despreading units for initial acquisition of spreading codes, 5c.
5f are despreaders for delay lock, 6a and 6b
Is a squaring unit for the initial acquisition of the spreading code, 6c to 6f is a squaring unit for the delay locking, 9a is a full adder circuit for the initial acquisition of the spreading code, and 9b and 9c are full addition circuits for the delay lock. Reference numeral 10 is a subtraction circuit for obtaining the difference between the outputs of the full adder circuit, 11 is a digital-analog converter for converting the output of the subtraction circuit into an analog signal, and 12 is a high-frequency component of the output of the digital-analog converter. A low-pass filter for extracting a DC component, a clock generator 13 for supplying a clock signal whose frequency is controlled by the DC output from the low-pass filter to a pseudo-random code generator described later, and 14 an intermediate frequency signal Is a two-branch hybrid, 15 is a quadrature detector that detects the two-branched intermediate frequency signals with orthogonal intermediate frequency carriers, and 16a and 16b are digital conversions of the two outputs of the quadrature detector. That analog-to-digital converter, 17
Is a binary PSK demodulator, 18 is an intermediate frequency oscillator, and 23
Is a switch that opens and closes the delay lock loop. Here, the m-stage shift register 1, the code estimation decoder 2, the despreading units 5a and 5b, the squaring units 6a and 6b, the full adder circuit 9a, the capture determination unit 7, and the search control unit 8a form an initial capture circuit for the spread code. Configured, the despreading units 5c to 5
A delay lock circuit is configured by f, the squaring units 6c to 6f, the full adder circuits 9b and 9b, the subtraction circuit 10, the digital-analog converter 11, the switch 23, the low-pass filter 12, and the clock generation unit 13.

【００８３】図１６の構成の動作の概要は、図２０の構
成の動作の説明と、図１及び図１０乃至図１２の構成の
動作の説明とを併せ考えれば理解できるものであるが、
記述が分散されていることを考慮して以下において再度
の説明をする。即ち、直交検波出力をアナログ・デジタ
ル変換した２の出力の一方の符号ビットを取り出し、ｍ
段のシフトレジスタに書込み、符号推定デコーダの中に
格納されている受信信号の期待値とを比較する。比較の
結果、受信信号とのハミング距離が最小になる受信信号
の期待値を選択して擬似ランダム符号生成の初期値とし
て擬似ランダム符号発生部にロードする。これによって
生成される擬似ランダム符号（これをオン・タイムの拡
散符号と呼ぶ。）は逆拡散部５ａ及び５ｂの乗算器に供
給される。そして、逆拡散部で演算された積分値を二乗
部６ａ及び６ｂによって二乗し、該二乗部の出力を全加
算回路９ａによって加算して受信信号とオン・タイムの
拡散符号との相関値とする。該相関値が所定のしきい値
より大きければ捕捉判定部は初期捕捉に成功した旨の信
号をサーチ制御部に供給し、該サーチ制御部は擬似ラン
ダム符号発生部への以降の初期値のロードを禁止し、以
降は先にロードされた初期値による擬似ランダム符号の
生成を継続させる。もし捕捉判定部が初期捕捉に失敗し
た旨の信号をサーチ制御部に供給すれば、該サーチ制御
部は新たな初期値を擬似ランダム符号発生部にロードし
なおして再度初期捕捉を試みる。The outline of the operation of the configuration of FIG. 16 can be understood by considering the operation of the configuration of FIG. 20 and the operation of the configuration of FIGS. 1 and 10 to 12 together.
Considering that the description is distributed, it will be explained again below. That is, one sign bit of two outputs obtained by analog-digital converting the quadrature detection output is taken out, and m
Write to the shift register of the stage and compare with the expected value of the received signal stored in the code estimation decoder. As a result of the comparison, the expected value of the received signal that minimizes the Hamming distance from the received signal is selected and loaded into the pseudo random code generation unit as the initial value of the pseudo random code generation. The pseudo-random code generated by this (this is called an on-time spreading code) is supplied to the multipliers of the despreading units 5a and 5b. Then, the integral value calculated by the despreading unit is squared by the squaring units 6a and 6b, and the output of the squaring unit is added by the full adder circuit 9a to obtain the correlation value between the received signal and the on-time spreading code. . If the correlation value is larger than a predetermined threshold value, the acquisition determination unit supplies a signal indicating that the initial acquisition is successful to the search control unit, and the search control unit loads the pseudo random code generation unit with subsequent initial values. Is prohibited, and thereafter, the generation of the pseudo random code by the previously loaded initial value is continued. If the acquisition determination unit supplies a signal indicating that the initial acquisition has failed to the search control unit, the search control unit reloads a new initial value into the pseudo random code generation unit and tries the initial acquisition again.

【００８４】又、受信信号とのハミング距離が等しくな
る受信信号の期待値が複数存在する時には、符号推定デ
コーダが出力する推定見送りフラグによってサーチ制御
部は擬似ランダム符号発生部に擬似ランダム符号の初期
値のロードを禁止する。Further, when there are a plurality of expected values of the received signal having the same Hamming distance from the received signal, the search control section causes the pseudo random code generation section to initialize the pseudo random code by the estimated send-off flag output from the code estimation decoder. Prohibit loading of values.

【００８５】上記の動作と併行して、該オン・タイムの
拡散符号より１チップ位相が進んだ拡散符号（これをア
ーリーの拡散符号と呼ぶ。）と、該オン・タイムの拡散
符号より１チップ位相が遅れた拡散符号（これをレイト
の拡散符号と呼ぶ。）が擬似ランダム符号発生部から取
り出されて、逆拡散部５ｃと５ｄ及び逆拡散部５ｅと５
ｆに供給される。そして、逆拡散部５ｃ及び５ｄ、二乗
部６ｃ及び６ｄ、全加算回路９ｂによってアーリーの拡
散符号と受信信号との相関値が求められ、逆拡散部５ｅ
及び５ｆ、二乗部６ｅ及び６ｆ、全加算回路９ｃによっ
てレイトの拡散符号と受信信号との相関値が求められ
る。オン・タイムの拡散符号と受信信号との相関がとれ
た時には、オン・タイムの拡散符号の位相で受信信号と
の相関値が最大になっている。この時、アーリーの拡散
符号と受信信号との相関値はオン・タイムの拡散符号と
受信信号との相関値より１チップ進んだ位相で最大にな
り、レイトの拡散符号と受信信号との相関値はオン・タ
イムの拡散符号と受信信号との相関値より１チップ遅れ
た位相で最大となる。この両者の差を減算回路で求める
ので、減算結果はアーリーの拡散符号と受信信号との相
関値が最大になる位相で最大となり、オン・タイムの拡
散符号と受信信号との相関値が最大になる位相で原理的
に零となり、レイトの拡散符号と受信信号との相関値が
最大になる位相で最小になるＳ曲線となる。In parallel with the above operation, a spreading code whose phase is advanced by one chip from the on-time spreading code (this is called an Early spreading code) and one chip from the on-time spreading code. A spread code having a delayed phase (this is called a late spread code) is taken out from the pseudo random code generator, and the despreaders 5c and 5d and the despreaders 5e and 5 are taken.
f. Then, the despreading units 5c and 5d, the squaring units 6c and 6d, and the full adder circuit 9b determine the correlation value between the early spreading code and the received signal, and the despreading unit 5e.
And 5f, the squaring units 6e and 6f, and the full adder circuit 9c determine the correlation value between the rate spread code and the received signal. When the correlation between the on-time spreading code and the received signal is obtained, the correlation value with the received signal becomes maximum at the phase of the on-time spreading code. At this time, the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum one phase ahead of the correlation value between the on-time spreading code and the received signal, and the correlation value between the late spreading code and the received signal. Is maximum at a phase delayed by one chip from the correlation value between the on-time spreading code and the received signal. Since the difference between the two is calculated by the subtraction circuit, the subtraction result becomes maximum at the phase where the correlation value between the early spreading code and the received signal becomes maximum, and the correlation value between the on-time spreading code and the received signal becomes maximum. In principle, the phase becomes zero at this phase, and the S curve becomes the minimum at the phase where the correlation value between the rate spread code and the received signal becomes maximum.

【００８６】オン・タイムの拡散符号と受信信号との相
関がとれると、捕捉判定部の出力によって第二のスイッ
チ２３が閉じられる。これによってＳ曲線のデジタル値
がアナログ変換された電圧が低域ろ波器に供給され、該
低域ろ波器でＳ曲線の直流分が抽出される。今、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相がぴったり一致し
ていれば、Ｓ曲線はアーリーの拡散符号と受信信号との
相関値が最大になる位相とレイトの拡散符号と受信信号
との相関値が最大になる位相の中心の位相に関して奇対
称になって低域ろ波器の出力の直流は零になり、オン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相が若干ずれている
時には低域ろ波器から零ではない直流が出力され、該直
流によってクロック発生部が発生するクロック信号の周
波数が制御される。この遅延ロック動作によってオン・
タイムの拡散符号と受信信号との位相が正確に一致させ
られ、以降の逆拡散が安定に続けられる。そして、オン
・タイムの拡散符号によって逆拡散された信号はバイナ
リＰＳＫ復調部で復調される。又、該バイナリＰＳＫ復
調部で生成されたコスタス弁別信号によって中間周波発
振器に自動周波数制御がかけられる。When the on-time spreading code and the received signal are correlated with each other, the second switch 23 is closed by the output of the capture determination section. As a result, a voltage obtained by analog-converting the digital value of the S curve is supplied to the low-pass filter, and the DC component of the S curve is extracted by the low-pass filter. Now on
If the time spreading code and the phase of the received signal are exactly the same, the S curve shows the phase where the correlation value of the early spreading code and the received signal is maximum and the correlation value of the late spreading code and the received signal. The DC of the output of the low-pass filter becomes zero due to odd symmetry with respect to the center phase of the maximum phase,
When the time spread code and the received signal are slightly out of phase with each other, a non-zero direct current is output from the low pass filter, and the direct current controls the frequency of the clock signal generated by the clock generator. This delay lock operation enables
The phase of the time spreading code and the phase of the received signal are accurately matched, and the subsequent despreading continues stably. The signal despread by the on-time spreading code is demodulated by the binary PSK demodulation unit. Also, the Costas discriminating signal generated by the binary PSK demodulator automatically controls the intermediate frequency oscillator.

【００８７】ここで、本発明の拡散符号の初期捕捉回路
による初期捕捉の成功率と従来のＲＡＳＥ方式による初
期捕捉の成功率を比較した結果は次のようになる。例え
ば周期１，０２３の擬似ランダム符号を拡散符号とする
場合に初期捕捉の成功率８０％程度を確保するために
は、従来のＲＡＳＥ方式の場合には＋３ｄＢ程度の搬送
波対雑音比が必要なのに対して、本発明の拡散符号の初
期捕捉回路で２０チップの系列符号によって符号を推定
する場合には−１ｄＢ、３０チップの系列符号によって
符号を推定する場合には−７ｄＢ程度の搬送波対雑音比
でよい。Here, the result of comparison between the success rate of initial acquisition by the initial acquisition circuit for the spread code of the present invention and the success rate of initial acquisition by the conventional RASE method is as follows. For example, in the case of using a pseudo-random code with a cycle of 1,023 as a spreading code, in order to secure a success rate of about 80% in initial acquisition, a carrier-to-noise ratio of about +3 dB is required in the conventional RASE method. With the spread code initial acquisition circuit of the present invention, a carrier-to-noise ratio of about -1 dB is used when a code is estimated using a 20-chip sequence code, and a carrier-noise ratio is about -7 dB when a code is estimated using a 30-chip sequence code. Good.

【００８８】又、搬送波対雑音比を−７ｄＢとすると、
従来のＲＡＳＥ方式による初期捕捉においては初期捕捉
の成功率は１％のオーダーになり、殆ど実用にはなりえ
ない。If the carrier-to-noise ratio is -7 dB,
In the conventional initial acquisition by the RASE method, the success rate of the initial acquisition is on the order of 1%, which is hardly practical.

【００８９】尚、上記の改善効果は本発明の第一の原理
を適用したスペクトラム拡散通信の受信機においても、
本発明の第二の原理を適用したスペクトラム拡散通信の
受信機においても同程度である。The above-mentioned improvement effect is obtained even in the spread spectrum communication receiver to which the first principle of the present invention is applied.
The same applies to a spread spectrum communication receiver to which the second principle of the present invention is applied.

【００９０】[0090]

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明により、拡散
符号の初期捕捉の成功率が高い拡散符号の初期捕捉方法
が得られ、これにより拡散符号の初期捕捉時間を短縮す
ることが可能な拡散符号の初期捕捉回路及び該拡散符号
の初期捕捉回路を適用したスペクトラム拡散通信の受信
機が実現できる。As described in detail above, according to the present invention, an initial acquisition method of a spreading code having a high success rate of the initial acquisition of the spreading code can be obtained, which can shorten the initial acquisition time of the spreading code. An initial acquisition circuit for a spread code and a spread spectrum communication receiver to which the initial acquisition circuit for the spread code is applied can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第一の原
理。FIG. 1 is a first principle of an initial acquisition circuit for a spread code according to the present invention.

【図２】 拡散符号の例。FIG. 2 is an example of a spread code.

【図３】 図１の構成における受信信号の期待値と符号
推定デコーダの推定結果との関係。FIG. 3 shows the relationship between the expected value of the received signal and the estimation result of the code estimation decoder in the configuration of FIG.

【図４】 ８チップの系列符号間のハミング距離（その
１）。FIG. 4 is a Hamming distance between 8-chip sequence codes (No. 1).

【図５】 ８チップの系列符号間のハミング距離（その
２）。FIG. 5 is a Hamming distance between 8-chip sequence codes (2).

【図６】 ８チップの系列符号間のハミング距離（その
３）。FIG. 6 is a Hamming distance between 8-chip sequence codes (3).

【図７】 ハミング距離が３になる受信系列符号の組合
せ。FIG. 7 is a combination of received sequence codes with a Hamming distance of 3.

【図８】 ハミング距離２の受信系列符号から正しく推
定できない例。FIG. 8 is an example in which a received sequence code with a Hamming distance of 2 cannot be correctly estimated.

【図９】 本発明の拡散符号の初期捕捉回路の第二の原
理。FIG. 9 is a second principle of the initial acquisition circuit for the spread code of the present invention.

【図１０】 図１の構成における符号推定デコーダ。FIG. 10 is a code estimation decoder in the configuration of FIG.

【図１１】 トーナメント型セレクタの基本形（その
１）。FIG. 11 is a basic form of a tournament type selector (No. 1).

【図１２】 トーナメント型セレクタの第一の実施の形
態。FIG. 12 is a first embodiment of a tournament type selector.

【図１３】 図９の構成における符号推定デコーダ。13 is a code estimation decoder in the configuration of FIG. 9.

【図１４】 トーナメント型セレクタの基本形（その
２）。FIG. 14 is a basic form of a tournament type selector (No. 2).

【図１５】 トーナメント型セレクタの第二の実施の形
態。FIG. 15 is a second embodiment of the tournament type selector.

【図１６】 本発明の拡散符号の初期捕捉回路を適用し
たスペクトラム拡散通信の受信機の要部。FIG. 16 is a main part of a receiver of spread spectrum communication to which an initial acquisition circuit for a spread code of the present invention is applied.

【図１７】 従来の符号系列推定方式による拡散符号の
初期捕捉回路。FIG. 17 is an initial acquisition circuit for a spread code by a conventional code sequence estimation method.

【図１８】 図１７の構成における拡散符号の初期捕捉
の様子（その１）。FIG. 18 is a view (1) of initial acquisition of a spread code in the configuration of FIG.

【図１９】 図１７の構成における拡散符号の初期捕捉
の様子（その２）。FIG. 19 shows the initial acquisition of the spread code in the configuration of FIG. 17 (No. 2).

【図２０】 従来の拡散符号の初期捕捉回路を適用した
スペクトラム拡散通信の受信機の要部。FIG. 20 is a main part of a receiver of spread spectrum communication to which an initial acquisition circuit for a conventional spread code is applied.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ｍ段のシフトレジスタ ２ 符号推定デコーダ ３ 擬似ランダム符号発生部（ＰＮ発生部） ４ 遅延部 ５ 逆拡散部 ６ 二乗部 ７ 捕捉判定部 ８ サーチ制御部 1 m-stage shift register 2 code estimation decoder 3 pseudo-random code generation unit (PN generation unit) 4 delay unit 5 despreading unit 6 squared unit 7 capture determination unit 8 search control unit

フロントページの続き (72)発明者 舟生 康人 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内Front page continued (72) Inventor Yasuhito Funao 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Fujitsu Limited

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 符号周期（２n −１）の擬似ランダム符
号を拡散符号とするスペクトラム拡散通信の受信機にお
ける拡散符号の初期捕捉方法において、 受信信号から（ｎ＋１）チップ以上の符号を取り出し、 符号周期（２n −１）で繰り返す擬似ランダム符号の中
で連続する、該受信信号から取り出した符号と同じ長さ
の符号よりなる（２n −１）の受信信号の期待値と、該
受信信号から取り出した符号とを比較し、 該受信信号から取り出した符号と最も一致する受信信号
の期待値を選択し、 該選択された受信信号の期待値を初期値として擬似ラン
ダム符号を生成することを特徴とする拡散符号の初期捕
捉方法。1. A method for initial acquisition of a spread code in a spread spectrum communication receiver using a pseudo random code having a code period (2 n -1) as a spread code, wherein a code of (n + 1) chips or more is extracted from a received signal, The expected value of the received signal of (2 n -1) consisting of a code having the same length as the code extracted from the received signal that is continuous in the pseudo-random code that repeats in the code period (2 n -1), and the received value Comparing with the code extracted from the signal, selecting the expected value of the received signal that most matches the code extracted from the received signal, and generating a pseudo-random code with the expected value of the selected received signal as the initial value An initial acquisition method for a spread code characterized by. 【請求項２】 受信信号から（ｎ＋１）チップ以上の符
号を取り出して書き込むシフトレジスタと、 符号周期（２n −１）で繰り返す擬似ランダム符号の中
で連続する、該受信信号から取り出した符号と同じ長さ
の符号よりなる（２n −１）の受信信号の期待値を格納
し、該（２n −１）の受信信号の期待値と該シフトレジ
スタに書き込まれた符号との一致度を比較し、該シフト
レジスタに書き込まれた符号と最も一致する受信信号の
期待値を選択して推定符号として出力する符号推定デコ
ーダと、該符号推定デコーダが出力する推定符号を初期
値として擬似ランダム符号を生成して逆拡散部に供給す
る擬似ランダム符号発生部とを備えることを特徴とする
拡散符号の初期捕捉回路。2. A shift register for extracting and writing a code of (n + 1) chips or more from a received signal, and a code extracted from the received signal that is continuous in a pseudo-random code that repeats at a code period (2 n -1). The expected value of the (2 n -1) received signal having the same length of code is stored, and the degree of coincidence between the expected value of the (2 n -1) received signal and the code written in the shift register is calculated. A code estimation decoder that compares and selects the expected value of the received signal that most matches the code written in the shift register and outputs it as an estimated code, and a pseudo random code with the estimated code output by the code estimation decoder as the initial value. And a pseudo-random code generation unit for generating and supplying to the despreading unit. 【請求項３】 請求項２記載の拡散符号の初期捕捉回路
であって、 前記符号推定デコーダは、 直接比較される２の受信信号の期待値について、直接比
較される２の受信信号の期待値の一方をランダムに選択
する符号推定デコーダであることを特徴とする拡散符号
の初期捕捉回路。3. The spread code initial acquisition circuit according to claim 2, wherein the code estimation decoder is an expected value of the two received signals directly compared with respect to an expected value of the two received signals directly compared with each other. An initial acquisition circuit for a spread code, which is a code estimation decoder that randomly selects one of the two. 【請求項４】 請求項２又は請求項３のいずれかに記載
の拡散符号の初期捕捉回路を適用することを特徴とする
スペクトラム拡散通信の受信機。4. A spread spectrum communication receiver to which the initial acquisition circuit for a spread code according to claim 2 or 3 is applied.
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