JPH09189730A - 水晶振動子のq検出装置 - Google Patents
水晶振動子のq検出装置Info
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- JPH09189730A JPH09189730A JP1943196A JP1943196A JPH09189730A JP H09189730 A JPH09189730 A JP H09189730A JP 1943196 A JP1943196 A JP 1943196A JP 1943196 A JP1943196 A JP 1943196A JP H09189730 A JPH09189730 A JP H09189730A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】簡単な安価な小型装置で、水晶振動子のQを応
答良く連続データとして測定する。 【解決手段】Q値が測定される水晶振動子1を含むブリ
ッジ回路10と、このブリッジ回路の入力対角に、周波
数が電圧により制御される一定振幅の交流信号を供給す
る電圧制御発振器16と、ブリッジ回路10の出力対角
から発生する交流出力電圧を差動変換する差動増幅器1
2と、この差動増幅器の出力及び前記交流信号間の位相
を比較し、比較結果の位相差信号を前記電圧制御発振器
に供給して、位相同期ループを形成する位相比較器14
とを備え、前記ブリッジ回路からの出力がピーク位置を
指すように同期調整されることを特徴とする。
答良く連続データとして測定する。 【解決手段】Q値が測定される水晶振動子1を含むブリ
ッジ回路10と、このブリッジ回路の入力対角に、周波
数が電圧により制御される一定振幅の交流信号を供給す
る電圧制御発振器16と、ブリッジ回路10の出力対角
から発生する交流出力電圧を差動変換する差動増幅器1
2と、この差動増幅器の出力及び前記交流信号間の位相
を比較し、比較結果の位相差信号を前記電圧制御発振器
に供給して、位相同期ループを形成する位相比較器14
とを備え、前記ブリッジ回路からの出力がピーク位置を
指すように同期調整されることを特徴とする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ブリッジ回路に含まれ
る水晶振動子のQ値を連続的に測定する水晶振動子のQ
検出装置に関する。
る水晶振動子のQ値を連続的に測定する水晶振動子のQ
検出装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、水晶振動子は、様々な用途に使用
され例えば数CP以下の低粘度液体の高感度粘度センサ
として利用されている。この液体粘度センサは、厚み滑
り型水晶振動子を液体中で発振させ、その共振周波数や
共振の強度により、液体の粘度を測定するものである。
され例えば数CP以下の低粘度液体の高感度粘度センサ
として利用されている。この液体粘度センサは、厚み滑
り型水晶振動子を液体中で発振させ、その共振周波数や
共振の強度により、液体の粘度を測定するものである。
【0003】例えば粘度η、質量密度ρの液体中で水晶
振動子を発振させた場合には、水晶振動子のコンダクタ
ンスは共振点付近でローレンツ形の共振ピークとなり、
この最大点の周波数が共振周波数frである。この共振
周波数frは√ρηに比例するという関係がある。従っ
て、液体の質量密度ρが既知であれば、共振周波数を測
定することによって液体の粘度ηが求められる。しかし
ながら、液体中では水晶振動子の共振強度が低下するた
め、共振ピークが先鋭的にはならず共振周波数のばらつ
きが比較的大きい。
振動子を発振させた場合には、水晶振動子のコンダクタ
ンスは共振点付近でローレンツ形の共振ピークとなり、
この最大点の周波数が共振周波数frである。この共振
周波数frは√ρηに比例するという関係がある。従っ
て、液体の質量密度ρが既知であれば、共振周波数を測
定することによって液体の粘度ηが求められる。しかし
ながら、液体中では水晶振動子の共振強度が低下するた
め、共振ピークが先鋭的にはならず共振周波数のばらつ
きが比較的大きい。
【0004】更に精度良く粘度を測定するためには、共
振周波数frにおけるコンダクタンスの値を測定する方
法がある。このコンダクタンスは共振周波数において最
大となり、この値をG−maxとすると、このG−ma
xは1/√ρηに比例することから、液体の質量密度ρ
が既知の場合には、G−maxを測定することによって
液体の粘度が高精度に測定できる。
振周波数frにおけるコンダクタンスの値を測定する方
法がある。このコンダクタンスは共振周波数において最
大となり、この値をG−maxとすると、このG−ma
xは1/√ρηに比例することから、液体の質量密度ρ
が既知の場合には、G−maxを測定することによって
液体の粘度が高精度に測定できる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】一般に上記コンダクタ
ンスG−maxの測定には、ネットワークアナライザを
代表とする測定機器によって直接測定することができる
が、これらの機器は高価であり、機器自体が大きいこと
が問題として挙げられる。
ンスG−maxの測定には、ネットワークアナライザを
代表とする測定機器によって直接測定することができる
が、これらの機器は高価であり、機器自体が大きいこと
が問題として挙げられる。
【0006】ネットワークアナライザにおいては、G−
maxを測定するために周波数を掃引し、得られた波形
のピークを探す2段階の操作が必要となり、またG−m
axが1回の掃引で1つのデータしか得ることができな
い。正確な測定を行うためには周波数を掃引する高精度
の発振器が必要になる。また、少なくとも数KHzの掃
引間隔が必要であるので、粘度が短時間で変化する例え
ば反応溶液を測定することには応用できない。更に入力
周波数がステップ状に変化することに伴って、出力もス
テップ状に変化するため、場合によってはこのデータを
受信する側との同期も必要になる。
maxを測定するために周波数を掃引し、得られた波形
のピークを探す2段階の操作が必要となり、またG−m
axが1回の掃引で1つのデータしか得ることができな
い。正確な測定を行うためには周波数を掃引する高精度
の発振器が必要になる。また、少なくとも数KHzの掃
引間隔が必要であるので、粘度が短時間で変化する例え
ば反応溶液を測定することには応用できない。更に入力
周波数がステップ状に変化することに伴って、出力もス
テップ状に変化するため、場合によってはこのデータを
受信する側との同期も必要になる。
【0007】特開平6−18577号に開示された水晶
振動子のQ値測定装置は、周波数を掃引し、共振ピーク
点のデータをサンプル・ホールドするという構成がネッ
トワークアナライザと同様であるため、上述と同様な問
題を含んでいる。
振動子のQ値測定装置は、周波数を掃引し、共振ピーク
点のデータをサンプル・ホールドするという構成がネッ
トワークアナライザと同様であるため、上述と同様な問
題を含んでいる。
【0008】本発明は上述の水晶振動子のQまたはQ変
化を簡単な構成で、応答性良く、連続的に測定すること
を目的とする。
化を簡単な構成で、応答性良く、連続的に測定すること
を目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明による水晶振動子
のQ検出装置は、Q値が検出される水晶振動子を含むブ
リッジ回路と、このブリッジ回路の入力対角に発振周波
数が制御電圧で可変される一定振幅の交流信号を発生す
る電圧制御発振器と、ブリッジ回路のもう一方の対角
(出力対角)からの出力電圧の差分を演算する差動増幅
器と、この差動増幅器の出力信号の位相及びブリッジ回
路への交流信号の位相間を比較し、比較結果の位相差信
号を電圧制御発振器に供給して、位相同期ループを形成
する位相比較器とを備えている。
のQ検出装置は、Q値が検出される水晶振動子を含むブ
リッジ回路と、このブリッジ回路の入力対角に発振周波
数が制御電圧で可変される一定振幅の交流信号を発生す
る電圧制御発振器と、ブリッジ回路のもう一方の対角
(出力対角)からの出力電圧の差分を演算する差動増幅
器と、この差動増幅器の出力信号の位相及びブリッジ回
路への交流信号の位相間を比較し、比較結果の位相差信
号を電圧制御発振器に供給して、位相同期ループを形成
する位相比較器とを備えている。
【0010】また、位相比較器の出力はフィルタを経て
前記電圧制御発振器に入力され、ブリッジ回路の出力電
圧が検波整流されその後平滑されるピーク値変換回路が
設けられる。このピーク値変換回路は、ブリッジ回路の
出力のピーク値に対応した出力信号を得ている。更に、
電圧制御発振器、差動増幅器又は位相比較器の出力側に
は、位相が微調整できる位相補正回路が設けられる。
前記電圧制御発振器に入力され、ブリッジ回路の出力電
圧が検波整流されその後平滑されるピーク値変換回路が
設けられる。このピーク値変換回路は、ブリッジ回路の
出力のピーク値に対応した出力信号を得ている。更に、
電圧制御発振器、差動増幅器又は位相比較器の出力側に
は、位相が微調整できる位相補正回路が設けられる。
【0011】従って、コンダクタンスピークすなわちG
−maxは、ブリッジ回路の交流信号と出力信号を位相
同期させて、常に水晶振動子の共振ピーク点で発振を行
わせることにより検出される。
−maxは、ブリッジ回路の交流信号と出力信号を位相
同期させて、常に水晶振動子の共振ピーク点で発振を行
わせることにより検出される。
【0012】
【実施例】まず、本発明の原理を説明すると、水晶振動
子の共振点でのコンダクタンスG−maxは、次のよう
に共振点での純抵抗分Rの逆数で表される。 G−max=1/R ・・・(1)
子の共振点でのコンダクタンスG−maxは、次のよう
に共振点での純抵抗分Rの逆数で表される。 G−max=1/R ・・・(1)
【0013】また共振周波数frでの水晶振動子のQは
次式で表される。 Q=2πfrL/R ・・・(2)
次式で表される。 Q=2πfrL/R ・・・(2)
【0014】これら(1)、(2)式よりQは1/Rす
なわちG−maxに比例する事から、共振周波数frに
おける最大コンダクタンスG−maxを求める事とQ値
を求めることは同義である。
なわちG−maxに比例する事から、共振周波数frに
おける最大コンダクタンスG−maxを求める事とQ値
を求めることは同義である。
【0015】水晶振動子のQ値を測定する別の方法とし
て「特願平7−117633号」が提案されている。こ
の液体粘度センサは、図1に示すように2つの相対する
水晶振動子1,1と、これら水晶振動子1,1と等価並
列容量と等しい容量を持つ2つのコンデンサ2,2から
なるインピーダンスブリッジ回路10を備えている。
て「特願平7−117633号」が提案されている。こ
の液体粘度センサは、図1に示すように2つの相対する
水晶振動子1,1と、これら水晶振動子1,1と等価並
列容量と等しい容量を持つ2つのコンデンサ2,2から
なるインピーダンスブリッジ回路10を備えている。
【0016】このインピーダンスブリッジ回路10は、
入力対角a、b間に1Vppの正弦波を入力すると、出
力対角c、d間にブリッジ回路の共振点で水晶振動子1
のQに比例する交流電圧が発生する。図2は、このイン
ピーダンスブリッジ回路内の水晶振動子1を粘度の異な
る液体中に漬けた時のc、d間の出力電圧と、入出力信
号間の位相差のグラフとを示す。図2から明らかなよう
に、出力電圧のピーク付近における入力電圧と出力電圧
の位相差は、液体の粘度が変わってもほぼ90度で一定
である。
入力対角a、b間に1Vppの正弦波を入力すると、出
力対角c、d間にブリッジ回路の共振点で水晶振動子1
のQに比例する交流電圧が発生する。図2は、このイン
ピーダンスブリッジ回路内の水晶振動子1を粘度の異な
る液体中に漬けた時のc、d間の出力電圧と、入出力信
号間の位相差のグラフとを示す。図2から明らかなよう
に、出力電圧のピーク付近における入力電圧と出力電圧
の位相差は、液体の粘度が変わってもほぼ90度で一定
である。
【0017】本発明は、上記原理即ち、入力電圧と出力
電圧の位相差が常に一定(この例では90度)になるよ
うに回路のループを同期させることによって、出力信号
が常にピーク値すなわちG−maxに比例した電圧を示
すことを利用している。この位相同期ループ回路はいわ
ゆるPLL回路として知られており、市販の安価なIC
も供給されているため、簡単な回路構成で実現できる。
電圧の位相差が常に一定(この例では90度)になるよ
うに回路のループを同期させることによって、出力信号
が常にピーク値すなわちG−maxに比例した電圧を示
すことを利用している。この位相同期ループ回路はいわ
ゆるPLL回路として知られており、市販の安価なIC
も供給されているため、簡単な回路構成で実現できる。
【0018】本発明を用いて液体の粘度等を測定する場
合には、ブリッジ回路への入力電圧が常に一定のレベル
でなければならない。ここではブリッジ回路への交流信
号が正弦波である例を述べているが、この正弦波は自動
利得調整回路等で一定のレベルに保持されている必要が
ある。この交流信号は正弦波だけでなく三角波や、矩形
波でも同様の特性を示すことが確認されている。回路の
構成を簡単にする目的で、例えば矩形波の場合デジタル
回路からのパルスをアッテネータ等で分圧し、レベルを
減衰させた信号を交流信号とすることで、正弦波を利得
調整したと同等の交流信号が得られる。
合には、ブリッジ回路への入力電圧が常に一定のレベル
でなければならない。ここではブリッジ回路への交流信
号が正弦波である例を述べているが、この正弦波は自動
利得調整回路等で一定のレベルに保持されている必要が
ある。この交流信号は正弦波だけでなく三角波や、矩形
波でも同様の特性を示すことが確認されている。回路の
構成を簡単にする目的で、例えば矩形波の場合デジタル
回路からのパルスをアッテネータ等で分圧し、レベルを
減衰させた信号を交流信号とすることで、正弦波を利得
調整したと同等の交流信号が得られる。
【0019】ブリッジ回路の出力電圧が交流であること
から、出力段には差動増幅器を設け、接地レベルを基準
とした信号とする必要がある。例えばオペアンプにより
差動増幅器を構成した場合には当然信号に遅れが生じる
ことになり、ブリッジ回路の出力として位相ずれが生じ
てしまう。そこでこの位相ずれを補正する回路を設け、
ブリッジ回路の出力が正確にピーク値を示すように調整
されている。この位相補正回路は、差動増幅器出力と位
相比較器の間、またはレベル調整回路を含む電圧制御発
振器の出力とブリッジ回路の間に配置されることで同期
するべき位相を調整することができる。
から、出力段には差動増幅器を設け、接地レベルを基準
とした信号とする必要がある。例えばオペアンプにより
差動増幅器を構成した場合には当然信号に遅れが生じる
ことになり、ブリッジ回路の出力として位相ずれが生じ
てしまう。そこでこの位相ずれを補正する回路を設け、
ブリッジ回路の出力が正確にピーク値を示すように調整
されている。この位相補正回路は、差動増幅器出力と位
相比較器の間、またはレベル調整回路を含む電圧制御発
振器の出力とブリッジ回路の間に配置されることで同期
するべき位相を調整することができる。
【0020】ブリッジ回路からの出力信号は交流である
ので、検波、整流、平滑する事でピーク値に比例した直
流電圧出力を得ることができる。この直流電圧は連続的
に変化するアナログ電圧であるため、このままレコーダ
の入力や、例えばマイクロコンピュータのA/D変換器
に入力して利用できる。
ので、検波、整流、平滑する事でピーク値に比例した直
流電圧出力を得ることができる。この直流電圧は連続的
に変化するアナログ電圧であるため、このままレコーダ
の入力や、例えばマイクロコンピュータのA/D変換器
に入力して利用できる。
【0021】図3は、本発明による水晶振動子のQ検出
装置のブロック図を示す。インピーダンスブリッジ回路
10の入力対角a、b間には、電圧制御発振器16から
の交流信号が自動利得調整回路17を経て入力される。
インピーダンスブリッジ回路10の出力対角c、d間か
らはQに対応した交流電圧が出力されるので、これを差
動増幅器12によって差動信号に変換する。この差動信
号を位相補正回路13を経て位相比較器14の位相入力
端子に入力される。位相比較器14は、他方の入力端子
に後述されるブリッジ回路10への交流信号が入力さ
れ、両者の位相差を出力する。この位相差信号はPLL
回路の応答特性が最適になるように調整されたローパス
フィルタ15を通して直流電圧に変換され、電圧制御発
振器16の制御電圧として供給されて、位相同期ループ
が形成される。
装置のブロック図を示す。インピーダンスブリッジ回路
10の入力対角a、b間には、電圧制御発振器16から
の交流信号が自動利得調整回路17を経て入力される。
インピーダンスブリッジ回路10の出力対角c、d間か
らはQに対応した交流電圧が出力されるので、これを差
動増幅器12によって差動信号に変換する。この差動信
号を位相補正回路13を経て位相比較器14の位相入力
端子に入力される。位相比較器14は、他方の入力端子
に後述されるブリッジ回路10への交流信号が入力さ
れ、両者の位相差を出力する。この位相差信号はPLL
回路の応答特性が最適になるように調整されたローパス
フィルタ15を通して直流電圧に変換され、電圧制御発
振器16の制御電圧として供給されて、位相同期ループ
が形成される。
【0022】位相補正回路13は、ブリッジ回路10の
出力電圧が常にピーク値を示すように位相量が調整され
るもので、挿入位置が本図に示したほかに、P1、P
2、P3、P4のいずれの位置に挿入されても同様の効
果を得ることができる。
出力電圧が常にピーク値を示すように位相量が調整され
るもので、挿入位置が本図に示したほかに、P1、P
2、P3、P4のいずれの位置に挿入されても同様の効
果を得ることができる。
【0023】PLL回路によって最適な位相に同期され
た結果差動増幅器12の出力は常にG−maxに比例し
た交流電圧が出力されているので、これを検波器20、
整流器21、平滑コンデンサ22で直流信号に変換する
ことによって求める出力電圧Voutとする事ができ
る。Voutは連続的なアナログ電圧であるためこの信
号を受信する装置では同期等の特別な考慮は必要ない。
また本発明の回路の応答特性は、PLLのループ応答特
性と出力電圧を波形整形する際の平滑部の特性でほぼ決
定されるが、一旦ループが同期してからの応答はネット
ワークアナライザの掃引時間に比べれば格段に早く、イ
ンピーダンスブリッジ回路の共振周波数を数MHzとす
れば平滑の際の時間的な問題は実時間の中では問題ない
程度に収まる。
た結果差動増幅器12の出力は常にG−maxに比例し
た交流電圧が出力されているので、これを検波器20、
整流器21、平滑コンデンサ22で直流信号に変換する
ことによって求める出力電圧Voutとする事ができ
る。Voutは連続的なアナログ電圧であるためこの信
号を受信する装置では同期等の特別な考慮は必要ない。
また本発明の回路の応答特性は、PLLのループ応答特
性と出力電圧を波形整形する際の平滑部の特性でほぼ決
定されるが、一旦ループが同期してからの応答はネット
ワークアナライザの掃引時間に比べれば格段に早く、イ
ンピーダンスブリッジ回路の共振周波数を数MHzとす
れば平滑の際の時間的な問題は実時間の中では問題ない
程度に収まる。
【0024】図3における電圧制御発振器16及び位相
比較器14はいわゆるPLLICとして市販されている
もので代用でき、代表的なものとして標準CMOSIC
の中の74HC4046が挙げられる。このICはCR
発振で駆動でき、水晶発振回路等の高精度な回路を必要
としないが、PLLをかけることにより水晶発振回路と
同等の発振精度を得ることができる。
比較器14はいわゆるPLLICとして市販されている
もので代用でき、代表的なものとして標準CMOSIC
の中の74HC4046が挙げられる。このICはCR
発振で駆動でき、水晶発振回路等の高精度な回路を必要
としないが、PLLをかけることにより水晶発振回路と
同等の発振精度を得ることができる。
【0025】このようなパルス信号を出力するPLLI
Cの場合、出力信号のレベルはICの電源電圧によって
決定されるため、交流信号の場合のような自動利得調整
回路のような複雑な回路は必要ではなく、例えばポテン
ショメータ等の2つの抵抗で分圧した簡単なアッテネー
タ回路で電圧レベルを決めることができる。
Cの場合、出力信号のレベルはICの電源電圧によって
決定されるため、交流信号の場合のような自動利得調整
回路のような複雑な回路は必要ではなく、例えばポテン
ショメータ等の2つの抵抗で分圧した簡単なアッテネー
タ回路で電圧レベルを決めることができる。
【0026】本発明の構成回路により、あらかじめ粘度
ηと密度ρが測定された軽油の粘度測定を行った。上述
の通りQの関数であるコンダクタンスピークG−max
は1/√ρηに比例するが、本発明がQ測定に適してい
ることの証明として図4に示すように本発明の回路構成
の出力電圧Voutは√ρηに比例している。
ηと密度ρが測定された軽油の粘度測定を行った。上述
の通りQの関数であるコンダクタンスピークG−max
は1/√ρηに比例するが、本発明がQ測定に適してい
ることの証明として図4に示すように本発明の回路構成
の出力電圧Voutは√ρηに比例している。
【0027】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、水晶振動
子のQを応答性良く連続したデータとして測定すること
ができる。しかも簡単な回路で構成できるため安価で小
型な装置を提供できる。
子のQを応答性良く連続したデータとして測定すること
ができる。しかも簡単な回路で構成できるため安価で小
型な装置を提供できる。
【図1】水晶振動子を含んだインピーダンスブリッジ回
路の概略図である。
路の概略図である。
【図2】インピーダンスブリッジ回路の出力電圧と入力
電圧の位相差を示すグラフである。
電圧の位相差を示すグラフである。
【図3】本発明による水晶振動子のQ検出装置の1実施
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図4】本発明による水晶振動子のQ検出装置で計測し
た軽油の粘度測定特性図である。
た軽油の粘度測定特性図である。
1 水晶振動子 10 ブリッジ回路 12 差動増幅器 13 位相補正回路 14 位相比較器 15 ループフィルタ 16 電圧制御発振器 17 自動利得調整回路
Claims (4)
- 【請求項1】Q値が測定される水晶振動子を含むブリッ
ジ回路と、 このブリッジ回路の入力対角に、周波数が電圧により制
御される一定振幅の交流信号を供給する電圧制御発振器
と、 前記ブリッジ回路の出力対角から発生する交流出力電圧
を差動変換する差動増幅器と、 この差動増幅器の出力及び前記交流信号間の位相を比較
し、比較結果の位相差信号を前記電圧制御発振器に供給
して、位相同期ループを形成する位相比較器とを備え、 前記ブリッジ回路からの出力がピーク位置を指すように
同期調整されることを特徴とする水晶振動子のQ検出装
置。 - 【請求項2】前記位相同期ループは、前記ブリッジ回
路、前記位相比較器及び前記電圧制御発振器の入出力間
に、位相を調整する位相補正回路を設けた請求項1に記
載の水晶振動子のQ検出装置。 - 【請求項3】前記交流信号は矩形波であり、波高値が分
圧抵抗で調整される請求項1または2に記載の水晶振動
子のQ検出装置。 - 【請求項4】前記差動増幅器からの出力は整流平滑され
る請求項1、2または3に記載の水晶振動子のQ検出装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1943196A JPH09189730A (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 水晶振動子のq検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1943196A JPH09189730A (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 水晶振動子のq検出装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09189730A true JPH09189730A (ja) | 1997-07-22 |
Family
ID=11999102
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1943196A Pending JPH09189730A (ja) | 1996-01-10 | 1996-01-10 | 水晶振動子のq検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09189730A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109061282A (zh) * | 2018-11-06 | 2018-12-21 | 叶志刚 | 一种微弱直流电压信号的超高精度测量方法 |
-
1996
- 1996-01-10 JP JP1943196A patent/JPH09189730A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN109061282A (zh) * | 2018-11-06 | 2018-12-21 | 叶志刚 | 一种微弱直流电压信号的超高精度测量方法 |
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