JPH09167944A - デジタル化信号の等化装置 - Google Patents
デジタル化信号の等化装置Info
- Publication number
- JPH09167944A JPH09167944A JP8212623A JP21262396A JPH09167944A JP H09167944 A JPH09167944 A JP H09167944A JP 8212623 A JP8212623 A JP 8212623A JP 21262396 A JP21262396 A JP 21262396A JP H09167944 A JPH09167944 A JP H09167944A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- pass filter
- pass
- digital
- equalizer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/005—Tone control or bandwidth control in amplifiers of digital signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/02—Manually-operated control
- H03G5/025—Equalizers; Volume or gain control in limited frequency bands
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
- H03H17/0264—Filter sets with mutual related characteristics
- H03H17/0266—Filter banks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0294—Variable filters; Programmable filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、予め定められた振幅応答特性で正
確で円滑な変化で利得を増減されることができるデジタ
ル等化装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 ｎ−１個の縦続フィルタ回路F1, F2はそ
れぞれ、デジタルローパスおよびハイパスフィルタTP，
HPの並列回路を含んでおり、それらローパスおよびハイ
パスフィルタTP，HPの周波数応答特性は相補型伝達関数
により連結され、それらの出力は加算器ad1, ad2で加算
れ、隣接周波数範囲間での上昇周波数方向の振幅におけ
る相対的増加または減少はデジタルハイパスおよびロー
パスフィルタTP，HPの出力を乗算器で係数を乗算して加
重することにより各フィルタ回路において行われ、加重
は供給された等化装置ｑからの制御信号ｅｑを変形した
制御信号により行われることを特徴とする。
確で円滑な変化で利得を増減されることができるデジタ
ル等化装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 ｎ−１個の縦続フィルタ回路F1, F2はそ
れぞれ、デジタルローパスおよびハイパスフィルタTP，
HPの並列回路を含んでおり、それらローパスおよびハイ
パスフィルタTP，HPの周波数応答特性は相補型伝達関数
により連結され、それらの出力は加算器ad1, ad2で加算
れ、隣接周波数範囲間での上昇周波数方向の振幅におけ
る相対的増加または減少はデジタルハイパスおよびロー
パスフィルタTP，HPの出力を乗算器で係数を乗算して加
重することにより各フィルタ回路において行われ、加重
は供給された等化装置ｑからの制御信号ｅｑを変形した
制御信号により行われることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は供給された信号が予
め定められた制限内の振幅で任意に調節可能である隣接
周波数範囲の複数のデジタル化信号用の等化装置に関す
る。
め定められた制限内の振幅で任意に調節可能である隣接
周波数範囲の複数のデジタル化信号用の等化装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】このような回路はオーディオ装置のトー
ン制御装置として多かれ少かれ複雑な形態で使用され
る。元来、これらはアナログ信号のみを処理していた。
等化装置は可変で周波数依存レベル制御が所望される場
合に使用される。ビデオ信号範囲では、例えば等化装置
は特定のビデオ周波数範囲の大きさを増加または減少す
ることにより画像送信システムの性能の強化または画像
強化を許容する。信号処理回路のデジタル化を増加する
ことにより、このような等化装置はデジタル技術によっ
ても構成される。複雑性と価格の問題はデジタルフィル
タバンクにより解決され、これは供給されたデジタル信
号をデジタル帯域通過フィルタの大きさにより個々の周
波数範囲に分割し、帯域通過フィルタ処理した信号の個
々の振幅により所望の振幅応答特性を発生する。デジタ
ル等化装置用の可変帯域通過フィルタを有するこのよう
なフィルタバンクは例えば文献（“Tunable Digital Fr
equency Response Equalization Filters ”、IEEE Tra
nsactions on Acoustics,Speech,and Signal Processin
g 、ASSP-35 巻、No.1、1987年１月、118 〜120 頁）に
記載されている。ここで使用されている帯域通過フィル
タの帯域幅と勾配度はそれぞれのフィルタのオーダー
と、等化装置に課された要求による品質係数（Ｑ）によ
って決定される。周波数応答特性の所望の変形は個々の
帯域通過フィルタの応答特性を増加または減少して得ら
れる。
ン制御装置として多かれ少かれ複雑な形態で使用され
る。元来、これらはアナログ信号のみを処理していた。
等化装置は可変で周波数依存レベル制御が所望される場
合に使用される。ビデオ信号範囲では、例えば等化装置
は特定のビデオ周波数範囲の大きさを増加または減少す
ることにより画像送信システムの性能の強化または画像
強化を許容する。信号処理回路のデジタル化を増加する
ことにより、このような等化装置はデジタル技術によっ
ても構成される。複雑性と価格の問題はデジタルフィル
タバンクにより解決され、これは供給されたデジタル信
号をデジタル帯域通過フィルタの大きさにより個々の周
波数範囲に分割し、帯域通過フィルタ処理した信号の個
々の振幅により所望の振幅応答特性を発生する。デジタ
ル等化装置用の可変帯域通過フィルタを有するこのよう
なフィルタバンクは例えば文献（“Tunable Digital Fr
equency Response Equalization Filters ”、IEEE Tra
nsactions on Acoustics,Speech,and Signal Processin
g 、ASSP-35 巻、No.1、1987年１月、118 〜120 頁）に
記載されている。ここで使用されている帯域通過フィル
タの帯域幅と勾配度はそれぞれのフィルタのオーダー
と、等化装置に課された要求による品質係数（Ｑ）によ
って決定される。周波数応答特性の所望の変形は個々の
帯域通過フィルタの応答特性を増加または減少して得ら
れる。
【０００３】使用される帯域通過フィルタの通常不満足
な選択性によってこのタイプの等化装置には困難な問題
がある。例えば個々の帯域通過フィルタの帯域幅が比較
的狭く、Ｑが比較的高い（図２の曲線ｖｂはＱが０．８
に対応する）ように選択されるならば、隣接する帯域通
過フィルタの応答特性の相互の重複は小さい。しかしな
がら、２つの隣接する周波数範囲の大きさが共に増加ま
たは減少されるならば、この範囲の振幅特性は平坦であ
るが中間範囲で不所望なディップまたは不所望な振幅を
示す点で不都合である。個々の帯域通過フィルタの帯域
幅が比較的広くＱが比較的小さい（図２の曲線ｖａはＱ
が０．２に対応する）ように選択されるならば、不所望
なディップが防止されることができる。しかしながら、
その場合、新たな問題が生じる。帯域通過フィルタの広
い帯域幅と低いＱにより、後者の効果はそれぞれの周波
数範囲に限定されないで、隣接範囲にも影響を与える。
例えば隣接帯域通過フィルタの周波数応答特性が共に１
２ｄＢに増加されるならば、２つのフィルタ曲線が重畳
されて大きな重複範囲が生じ、従ってこの重複領域では
振幅が非常に増加される（図２では、所望の１２ｄＢの
代りに約１７ｄＢになる）結果となる。それ故、実際に
これらの２つの制限の妥協が一般の等化装置で必要とさ
れる。
な選択性によってこのタイプの等化装置には困難な問題
がある。例えば個々の帯域通過フィルタの帯域幅が比較
的狭く、Ｑが比較的高い（図２の曲線ｖｂはＱが０．８
に対応する）ように選択されるならば、隣接する帯域通
過フィルタの応答特性の相互の重複は小さい。しかしな
がら、２つの隣接する周波数範囲の大きさが共に増加ま
たは減少されるならば、この範囲の振幅特性は平坦であ
るが中間範囲で不所望なディップまたは不所望な振幅を
示す点で不都合である。個々の帯域通過フィルタの帯域
幅が比較的広くＱが比較的小さい（図２の曲線ｖａはＱ
が０．２に対応する）ように選択されるならば、不所望
なディップが防止されることができる。しかしながら、
その場合、新たな問題が生じる。帯域通過フィルタの広
い帯域幅と低いＱにより、後者の効果はそれぞれの周波
数範囲に限定されないで、隣接範囲にも影響を与える。
例えば隣接帯域通過フィルタの周波数応答特性が共に１
２ｄＢに増加されるならば、２つのフィルタ曲線が重畳
されて大きな重複範囲が生じ、従ってこの重複領域では
振幅が非常に増加される（図２では、所望の１２ｄＢの
代りに約１７ｄＢになる）結果となる。それ故、実際に
これらの２つの制限の妥協が一般の等化装置で必要とさ
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】急勾配の帯域通過フィ
ルタを選択すると、これは非常に計算の労力を要し、従
ってかなりの量の回路を必要とするが、この問題は緩和
される。マルチメディアサービスまたは他のデジタル信
号処理回路用のパーソナルコンピュータをも含む消費者
セクタの多数の応用では、実効的であるが、デジタル等
化装置に関して特にデジタル信号処理回路のモノリシッ
ク集積に適している廉価な解決策が必要とされる。
ルタを選択すると、これは非常に計算の労力を要し、従
ってかなりの量の回路を必要とするが、この問題は緩和
される。マルチメディアサービスまたは他のデジタル信
号処理回路用のパーソナルコンピュータをも含む消費者
セクタの多数の応用では、実効的であるが、デジタル等
化装置に関して特にデジタル信号処理回路のモノリシッ
ク集積に適している廉価な解決策が必要とされる。
【０００５】それ故、本発明の目的は、デジタル等化装
置の改良された回路を提供することであり、その周波数
範囲は、中間範囲で生じるオーバーシュートまたはギャ
ップがなく、予め定められた振幅応答特性に応じて、可
能な限り正確な大きさと可能な限り円滑な変化で増加ま
たは減少されることができることが要求される。
置の改良された回路を提供することであり、その周波数
範囲は、中間範囲で生じるオーバーシュートまたはギャ
ップがなく、予め定められた振幅応答特性に応じて、可
能な限り正確な大きさと可能な限り円滑な変化で増加ま
たは減少されることができることが要求される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１によると、この
目的は以下のようにｎ個の周波数範囲のデジタル化信号
を有する等化装置で達成される。
目的は以下のようにｎ個の周波数範囲のデジタル化信号
を有する等化装置で達成される。
【０００７】−デジタル化信号用のｎ個の周波数範囲を
有する等化装置はデジタルローパスフィルタおよびデジ
タルハイパスフィルタを備えたｎ−１個の縦続フィルタ
回路を具備し、それによって所望の振幅応答特性が調節
され、デジタルローパスフィルタとハイパスフィルタの
選択曲線のスカートが隣接周波数範囲間の周波数限界を
定めており、 −ｎ−１個のフィルタ回路はそれぞれ信号流の方向で、
１つのデジタルローパスフィルタと１つのデジタルハイ
パスフィルタとの並列回路を含んでおり、前記デジタル
ローパスおよびハイパスフィルタのそれぞれの周波数応
答特性は相補型伝達関数により連結され、それらの出力
は結合段を経て相互結合され、 −隣接周波数範囲間の上昇周波数方向で振幅の相対的増
加または減少はデジタルハイパスおよびローパスフィル
タの出力を加重することにより関連するフィルタ回路に
おいて行われ、 −−振幅の相対的増加に対しては、デジタルハイパスフ
ィルタからの出力信号にはデジタルハイパスフィルタよ
りも大きな加重が割当てられ、 −−振幅の相対的減少に対しては、デジタルローパスフ
ィルタからの出力信号にはデジタルハイパスフィルタよ
りも大きな加重を割当てられ、 −加重はフィルタ回路の縦続にしたがって、供給された
等化装置制御信号から変更された制御信号を形成する制
御ユニットにより調節される。
有する等化装置はデジタルローパスフィルタおよびデジ
タルハイパスフィルタを備えたｎ−１個の縦続フィルタ
回路を具備し、それによって所望の振幅応答特性が調節
され、デジタルローパスフィルタとハイパスフィルタの
選択曲線のスカートが隣接周波数範囲間の周波数限界を
定めており、 −ｎ−１個のフィルタ回路はそれぞれ信号流の方向で、
１つのデジタルローパスフィルタと１つのデジタルハイ
パスフィルタとの並列回路を含んでおり、前記デジタル
ローパスおよびハイパスフィルタのそれぞれの周波数応
答特性は相補型伝達関数により連結され、それらの出力
は結合段を経て相互結合され、 −隣接周波数範囲間の上昇周波数方向で振幅の相対的増
加または減少はデジタルハイパスおよびローパスフィル
タの出力を加重することにより関連するフィルタ回路に
おいて行われ、 −−振幅の相対的増加に対しては、デジタルハイパスフ
ィルタからの出力信号にはデジタルハイパスフィルタよ
りも大きな加重が割当てられ、 −−振幅の相対的減少に対しては、デジタルローパスフ
ィルタからの出力信号にはデジタルハイパスフィルタよ
りも大きな加重を割当てられ、 −加重はフィルタ回路の縦続にしたがって、供給された
等化装置制御信号から変更された制御信号を形成する制
御ユニットにより調節される。
【０００８】このような等化装置により、使用者により
選択される振幅応答特性は並列接続された独立した帯域
通過フィルタを使用している一般的な等化装置回路で可
能であるよりも非常に正確に近似されることができる。
本発明による等化装置は相互依存の縦続フィルタ回路に
基づいている。各フィルタ回路は相補型伝達関数を有す
るローパスフィルタおよびハイパスフィルタを具備し、
それぞれのフィルタの通過帯域利得は停止帯域減衰とは
異なって調節可能である。フィルタ回路の縦続により、
各周波数範囲の絶対レベルは全ての先行および後続のフ
ィルタ回路に依存される。ｎ個の周波数帯域を有する等
化装置では、ｎ−１個の縦続フィルタ回路またはフィル
タ素子が通常必要とされる。関連するアルゴリズムは簡
単であるが、個々のフィルタ回路の相互依存は所望の振
幅応答特性の調節を複雑にし、従ってこのような方法は
特に純粋にマニュアル制御の等化装置では不適切であ
る。モノリシック集積回路技術を使用して等化装置が構
成されるならば、所望の振幅応答特性を調節する簡単な
アルゴリズムは容易に自動化されることができ、即ち小
さいサブプログラムとして構成されることができる。
選択される振幅応答特性は並列接続された独立した帯域
通過フィルタを使用している一般的な等化装置回路で可
能であるよりも非常に正確に近似されることができる。
本発明による等化装置は相互依存の縦続フィルタ回路に
基づいている。各フィルタ回路は相補型伝達関数を有す
るローパスフィルタおよびハイパスフィルタを具備し、
それぞれのフィルタの通過帯域利得は停止帯域減衰とは
異なって調節可能である。フィルタ回路の縦続により、
各周波数範囲の絶対レベルは全ての先行および後続のフ
ィルタ回路に依存される。ｎ個の周波数帯域を有する等
化装置では、ｎ−１個の縦続フィルタ回路またはフィル
タ素子が通常必要とされる。関連するアルゴリズムは簡
単であるが、個々のフィルタ回路の相互依存は所望の振
幅応答特性の調節を複雑にし、従ってこのような方法は
特に純粋にマニュアル制御の等化装置では不適切であ
る。モノリシック集積回路技術を使用して等化装置が構
成されるならば、所望の振幅応答特性を調節する簡単な
アルゴリズムは容易に自動化されることができ、即ち小
さいサブプログラムとして構成されることができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明と好ましい実施例を添付図
面を参照してより詳細に説明する。同様の部品または信
号は同一の参照符号により示されている。
面を参照してより詳細に説明する。同様の部品または信
号は同一の参照符号により示されている。
【００１０】図１はオーディオ信号の等化装置用の手動
調節装置を概略して示している。これはそれぞれ１つの
周波数範囲ｎｉに割当てられる６つのスライダー制御装
置ｓｒを含んでいる。一般的なアナログまたはデジタル
等化装置では、この周波数範囲ｎｉは帯域通過フィルタ
により決定され、この帯域通過フィルタの通過帯域利得
は他の帯域通過フィルタと独立してスライダー制御装置
ｓｒにより調節されることができる。耳の感度が対数特
性を有するので、同一の特性がスライダー制御装置に使
用され、それによって通常のｄＢ調節が得られる。図１
では、全てのスライダー制御装置ｓｒの位置は図２で示
されている等化装置の所望の振幅応答特性ｖｓに対応す
る。明瞭にする目的で、振幅応答特性と周波数軸は全て
の後述の図面では対数的に示されており、個々の周波数
範囲ｎｉは対数的に等しい幅を有する。これは絶対的に
必要なことではなく、特に例えばＦＦＴ技術を使用して
構成されるデジタルフィルタバンクの場合には、満たさ
れることは困難である。このようなフィルタバンクで
は、個々のフィルタ範囲ｎｉは通常絶対周波数スケール
で等しい帯域幅を有する。オーディオ信号の場合では対
数依存性はまた主観的周波数印象にも適用されるので、
絶対周波数スケールにおける一定帯域幅は帯域通過フィ
ルタで不所望である。ハイパスまたはローパスフィルタ
の使用により、個々の周波数範囲ｎｉの周波数限界は簡
単な方法で任意に予め設定され、従って周波数範囲全体
の最適な分割は本発明による等化装置で可能である。さ
らに、いくつかのフィルタ回路の周波数限界が可変であ
るならば、自由度がさらに得られる。
調節装置を概略して示している。これはそれぞれ１つの
周波数範囲ｎｉに割当てられる６つのスライダー制御装
置ｓｒを含んでいる。一般的なアナログまたはデジタル
等化装置では、この周波数範囲ｎｉは帯域通過フィルタ
により決定され、この帯域通過フィルタの通過帯域利得
は他の帯域通過フィルタと独立してスライダー制御装置
ｓｒにより調節されることができる。耳の感度が対数特
性を有するので、同一の特性がスライダー制御装置に使
用され、それによって通常のｄＢ調節が得られる。図１
では、全てのスライダー制御装置ｓｒの位置は図２で示
されている等化装置の所望の振幅応答特性ｖｓに対応す
る。明瞭にする目的で、振幅応答特性と周波数軸は全て
の後述の図面では対数的に示されており、個々の周波数
範囲ｎｉは対数的に等しい幅を有する。これは絶対的に
必要なことではなく、特に例えばＦＦＴ技術を使用して
構成されるデジタルフィルタバンクの場合には、満たさ
れることは困難である。このようなフィルタバンクで
は、個々のフィルタ範囲ｎｉは通常絶対周波数スケール
で等しい帯域幅を有する。オーディオ信号の場合では対
数依存性はまた主観的周波数印象にも適用されるので、
絶対周波数スケールにおける一定帯域幅は帯域通過フィ
ルタで不所望である。ハイパスまたはローパスフィルタ
の使用により、個々の周波数範囲ｎｉの周波数限界は簡
単な方法で任意に予め設定され、従って周波数範囲全体
の最適な分割は本発明による等化装置で可能である。さ
らに、いくつかのフィルタ回路の周波数限界が可変であ
るならば、自由度がさらに得られる。
【００１１】図３は図１の調節装置で調節される帯域通
過フィルタで形成された１から６の６つの周波数範囲ｎ
ｉを概略して示している。個々の利得は等しく、従って
振幅応答特性ｖは小さいリップルを除いて平坦である。
帯域通過フィルタを有する一般的な等化装置では、この
平坦特性は０−ｄＢ設定でのみ適用される。全ての他の
レベルでは、振幅の増加または減少は中間範囲で生じる
ので、これらが等しくても、この特性は適応されない。
しかしながら、本発明による等化装置では振幅の結合増
加または減少は相対的周波数応答特性に影響しないが、
周波数中立利得調節に対応する。オーディオ応用では、
これは周波数歪みのない音量制御に対応する。図３では
個々のフィルタ範囲ｎｉは僅かに重複する。
過フィルタで形成された１から６の６つの周波数範囲ｎ
ｉを概略して示している。個々の利得は等しく、従って
振幅応答特性ｖは小さいリップルを除いて平坦である。
帯域通過フィルタを有する一般的な等化装置では、この
平坦特性は０−ｄＢ設定でのみ適用される。全ての他の
レベルでは、振幅の増加または減少は中間範囲で生じる
ので、これらが等しくても、この特性は適応されない。
しかしながら、本発明による等化装置では振幅の結合増
加または減少は相対的周波数応答特性に影響しないが、
周波数中立利得調節に対応する。オーディオ応用では、
これは周波数歪みのない音量制御に対応する。図３では
個々のフィルタ範囲ｎｉは僅かに重複する。
【００１２】図２は図１による等化装置の設定において
ｄＢ特性として振幅応答特性ｖを概略的に示している。
振幅応答特性ｖｂは０．８の比較的高いＱを有する帯域
通過フィルタに対応する。周波数範囲２、３（図３参
照）では所望の１２ｄＢは最大値において到達されるが
帯域通過フィルタが高いＱのために、かなりのリップル
が存在し、周波数範囲２と３の間に所望の振幅減少が生
じることがわかる。振幅応答特性ｖａは低いＱ帯域通過
フィルタ、即ちＱが０．２であるフィルタに基づくもの
であり、それによってリップルは避けられる。しかしな
がら、低いＱの結果として、個々の周波数範囲ｎｉはも
はや相互に独立せず、隣接周波数範囲との不所望な重畳
が生じる。すなわち、振幅応答特性ｖａは周波数範囲２
と３の間で１７ｄＢまで増加し、１２ｄＢの設定レベル
をかなり越える。図１の所望の振幅応答特性に対する良
好な近似値は１点鎖線ｖｓにより表されており、これは
周波数範囲２と３で丁度１２ｄＢのレベルを有し、他の
周波数範囲で値０ｄＢを想定し、転移が円滑で可能な限
り狭い。本発明はこの振幅応答特性ｖｓを可能にする。
ｄＢ特性として振幅応答特性ｖを概略的に示している。
振幅応答特性ｖｂは０．８の比較的高いＱを有する帯域
通過フィルタに対応する。周波数範囲２、３（図３参
照）では所望の１２ｄＢは最大値において到達されるが
帯域通過フィルタが高いＱのために、かなりのリップル
が存在し、周波数範囲２と３の間に所望の振幅減少が生
じることがわかる。振幅応答特性ｖａは低いＱ帯域通過
フィルタ、即ちＱが０．２であるフィルタに基づくもの
であり、それによってリップルは避けられる。しかしな
がら、低いＱの結果として、個々の周波数範囲ｎｉはも
はや相互に独立せず、隣接周波数範囲との不所望な重畳
が生じる。すなわち、振幅応答特性ｖａは周波数範囲２
と３の間で１７ｄＢまで増加し、１２ｄＢの設定レベル
をかなり越える。図１の所望の振幅応答特性に対する良
好な近似値は１点鎖線ｖｓにより表されており、これは
周波数範囲２と３で丁度１２ｄＢのレベルを有し、他の
周波数範囲で値０ｄＢを想定し、転移が円滑で可能な限
り狭い。本発明はこの振幅応答特性ｖｓを可能にする。
【００１３】図４は本発明による等化装置のフィルタ回
路Ｆｉの基本構造をブロック図で示している。各フィル
タ回路はフィルタ装置全体の１段階を形成し、周波数限
界ｆｇを限定する。振幅応答特性ｖを制御するため、こ
のフィルタ回路Ｆｉはローパスフィルタｔｐとハイパス
フィルタｈｐの並列結合を使用し、その周波数応答特性
は、ローパスフィルタとハイパスフィルタが同一の利得
を有するならば、可能な限り平坦な振幅応答特性ｖが並
列結合に対して生じる。これはローパスフィルタとハイ
パスフィルタの周波数応答特性が相補型伝達関数により
結合される場合である。最も簡単な場合では、ローパス
フィルタは伝達関数ｈ（ｔｐ）＝ｇ１・（１＋ｚ-1）／
２を有し、ハイパスフィルタは伝達関数（ｈ（ｈｐ）＝
ｇ２・（１−ｚ-1）／２を有する。係数ｇ１、ｇ２は加
重係数である。これらが等しいならば、即ちｇ１＝ｇ２
＝ｇであるならば、以下の関係は２つの伝達関数の加算
を保持する。
路Ｆｉの基本構造をブロック図で示している。各フィル
タ回路はフィルタ装置全体の１段階を形成し、周波数限
界ｆｇを限定する。振幅応答特性ｖを制御するため、こ
のフィルタ回路Ｆｉはローパスフィルタｔｐとハイパス
フィルタｈｐの並列結合を使用し、その周波数応答特性
は、ローパスフィルタとハイパスフィルタが同一の利得
を有するならば、可能な限り平坦な振幅応答特性ｖが並
列結合に対して生じる。これはローパスフィルタとハイ
パスフィルタの周波数応答特性が相補型伝達関数により
結合される場合である。最も簡単な場合では、ローパス
フィルタは伝達関数ｈ（ｔｐ）＝ｇ１・（１＋ｚ-1）／
２を有し、ハイパスフィルタは伝達関数（ｈ（ｈｐ）＝
ｇ２・（１−ｚ-1）／２を有する。係数ｇ１、ｇ２は加
重係数である。これらが等しいならば、即ちｇ１＝ｇ２
＝ｇであるならば、以下の関係は２つの伝達関数の加算
を保持する。
【００１４】ｈ＝ｈ（ｔｐ）＋ｈ（ｈｐ）： ｈ＝ｇ・（１＋ｚ-1）／２＋ｇ・（１−ｚ-1）／２＝ｇ このことは適切なローパスフィルタと適切なハイパスフ
ィルタが並列に接続されるならば、結果的な振幅応答特
性は平坦であり、加重係数ｇは配列回路の出力における
デジタル信号の均一な利得レベルに対応する。結果的な
伝達関数ｈは従って振幅が加重係数により変化されるこ
とを除いてデジタル信号に影響しない。
ィルタが並列に接続されるならば、結果的な振幅応答特
性は平坦であり、加重係数ｇは配列回路の出力における
デジタル信号の均一な利得レベルに対応する。結果的な
伝達関数ｈは従って振幅が加重係数により変化されるこ
とを除いてデジタル信号に影響しない。
【００１５】より複雑なローパスおよびハイパスフィル
タが使用されるならば、ローパスフィルタとハイパスフ
ィルタの応答特性曲線のスカートはより急勾配になり、
振幅応答特性全体は変化のない加重係数では最大値が平
坦になる。このような相補型伝達関数は文献（“Multir
ate Systems Filter Banks”、第５章、“MaximallyDec
imated Filter Banks”、188 〜285 頁）に詳細に記載
されている。この章の序文の188 〜191 頁のセクション
5.0 〜5.02で説明されているように、例えばデジタル化
信号はローパスフィルタとハイパスフィルタにより周波
数分割され、続いて信号損失を生じることなく再結合で
きることが古くから知られている。アングロサクソンの
使用法では、このようなフィルタ結合の名称は“パワー
対称フィルタバンク”、“パワー相補型フィルタバン
ク”、“直角ミラーフィルタバンク”すなわち短くする
と“ＱＭＦバンク”または“パワー対称ＱＭＦバンク”
とも呼ばれている。本発明によるフィルタ回路では、こ
れは等化装置の縦続の結果として疑似信号による歪みを
起こすのでサンプリング速度変換が前述の文献のフィル
タ例のように生じるものはない。
タが使用されるならば、ローパスフィルタとハイパスフ
ィルタの応答特性曲線のスカートはより急勾配になり、
振幅応答特性全体は変化のない加重係数では最大値が平
坦になる。このような相補型伝達関数は文献（“Multir
ate Systems Filter Banks”、第５章、“MaximallyDec
imated Filter Banks”、188 〜285 頁）に詳細に記載
されている。この章の序文の188 〜191 頁のセクション
5.0 〜5.02で説明されているように、例えばデジタル化
信号はローパスフィルタとハイパスフィルタにより周波
数分割され、続いて信号損失を生じることなく再結合で
きることが古くから知られている。アングロサクソンの
使用法では、このようなフィルタ結合の名称は“パワー
対称フィルタバンク”、“パワー相補型フィルタバン
ク”、“直角ミラーフィルタバンク”すなわち短くする
と“ＱＭＦバンク”または“パワー対称ＱＭＦバンク”
とも呼ばれている。本発明によるフィルタ回路では、こ
れは等化装置の縦続の結果として疑似信号による歪みを
起こすのでサンプリング速度変換が前述の文献のフィル
タ例のように生じるものはない。
【００１６】図４では、フィルタ回路Ｆｉに入力ｅｉで
デジタル信号が供給され、このデジタル信号は直接本来
の入力信号であるかまたは先行するフィルタ回路Ｆｉか
ら来るものである。一般にローパスフィルタｔｐまたは
ハイパスフィルタｈｐの帯域幅はデジタル信号の値に影
響せず、従って通過帯域で０ｄＢの利得が想定されるこ
とができる。これは図５の振幅応答特性ｖｔとｖｈに対
応する。このようなローパスまたはハイパスフィルタで
は、信号の大きさにおける所望の増加または減少はロー
パスフィルタｔｐに続く乗算器ｍｔおよびハイパスフィ
ルタｈｐに続く乗算器ｍｈにより達成される。各乗算係
数入力には乗算係数、即ちローパスブランチの乗算係数
ｋｔとハイパスブランチの乗算係数ｋｈとして加重係数
ｇ１、ｇ２が与えられる。フィルタ回路Ｆｉは勿論、ハ
ードウェアまたはソフトウェアまたは混合した形態で構
成されてもよい。乗算器ｍｔとｍｈはまたそれぞれロー
パスフィルタとハイパスフィルタの一部を形成してもよ
く、この場合、通過帯域の振幅応答特性ｖは０ｄＢでは
なく、それぞれ乗算係数ｋｔとｋｈに対応する。図４で
はローパスおよびハイパス信号ブランチの出力は混合
段、最も簡単な例では加算器ａｄにより再結合される。
後者の出力信号は出力ａｏで現れ、その後のフィルタ回
路Ｆｉに供給されるか等化装置のデータまたは信号出力
に転送される。
デジタル信号が供給され、このデジタル信号は直接本来
の入力信号であるかまたは先行するフィルタ回路Ｆｉか
ら来るものである。一般にローパスフィルタｔｐまたは
ハイパスフィルタｈｐの帯域幅はデジタル信号の値に影
響せず、従って通過帯域で０ｄＢの利得が想定されるこ
とができる。これは図５の振幅応答特性ｖｔとｖｈに対
応する。このようなローパスまたはハイパスフィルタで
は、信号の大きさにおける所望の増加または減少はロー
パスフィルタｔｐに続く乗算器ｍｔおよびハイパスフィ
ルタｈｐに続く乗算器ｍｈにより達成される。各乗算係
数入力には乗算係数、即ちローパスブランチの乗算係数
ｋｔとハイパスブランチの乗算係数ｋｈとして加重係数
ｇ１、ｇ２が与えられる。フィルタ回路Ｆｉは勿論、ハ
ードウェアまたはソフトウェアまたは混合した形態で構
成されてもよい。乗算器ｍｔとｍｈはまたそれぞれロー
パスフィルタとハイパスフィルタの一部を形成してもよ
く、この場合、通過帯域の振幅応答特性ｖは０ｄＢでは
なく、それぞれ乗算係数ｋｔとｋｈに対応する。図４で
はローパスおよびハイパス信号ブランチの出力は混合
段、最も簡単な例では加算器ａｄにより再結合される。
後者の出力信号は出力ａｏで現れ、その後のフィルタ回
路Ｆｉに供給されるか等化装置のデータまたは信号出力
に転送される。
【００１７】前述の文献の第3.6 章の“IIR Filters Ba
sed on two Allpass Filters”、84〜99頁から、デジタ
ルＱＭＦバンクが知られており、これは特にローパスお
よびハイパスフィルタの相補型伝送関数を構成するのに
適している。ローパスフィルタおよびハイパスフィルタ
の代りに、これらは入力端で並列接続する２つのフィル
タサブ回路を含んでおり、その出力はローパス信号とハ
イパス信号をそれぞれ得るために加算されおよび減算さ
れる。各２つのフィルタ回路はデジタル全通過フィルタ
から構成されるが、これらのフィルタは異なった位相応
答特性を有する。減算の代りに、勿論２つの出力信号の
加算が行われてもよく、この場合第２のフィルタサブ回
路の出力は関連する加算器の前で取消されなければなら
ない。このような全通過フィルタを有する相補型のロー
パス／ハイパスフィルタ対の構成は、ローパスフィルタ
の計算の演算が相補型ハイパスフィルタを得るため単一
の減算で補足されなければならないだけなので特に簡単
である。従って、このような全通過フィルタが等化装置
に使用されるならば、ローパスフィルタのみが実際に計
算されなければならず、これはさらに構成が容易であ
る。一般的な等化装置は真の帯域通過フィルタを必要と
し、その計算は匹敵する品質でより複雑である。ローパ
スとハイパスブランチの信号は加算器と減算器の後また
は２つの加算器の後の各乗算器によりそれぞれ加重され
る。
sed on two Allpass Filters”、84〜99頁から、デジタ
ルＱＭＦバンクが知られており、これは特にローパスお
よびハイパスフィルタの相補型伝送関数を構成するのに
適している。ローパスフィルタおよびハイパスフィルタ
の代りに、これらは入力端で並列接続する２つのフィル
タサブ回路を含んでおり、その出力はローパス信号とハ
イパス信号をそれぞれ得るために加算されおよび減算さ
れる。各２つのフィルタ回路はデジタル全通過フィルタ
から構成されるが、これらのフィルタは異なった位相応
答特性を有する。減算の代りに、勿論２つの出力信号の
加算が行われてもよく、この場合第２のフィルタサブ回
路の出力は関連する加算器の前で取消されなければなら
ない。このような全通過フィルタを有する相補型のロー
パス／ハイパスフィルタ対の構成は、ローパスフィルタ
の計算の演算が相補型ハイパスフィルタを得るため単一
の減算で補足されなければならないだけなので特に簡単
である。従って、このような全通過フィルタが等化装置
に使用されるならば、ローパスフィルタのみが実際に計
算されなければならず、これはさらに構成が容易であ
る。一般的な等化装置は真の帯域通過フィルタを必要と
し、その計算は匹敵する品質でより複雑である。ローパ
スとハイパスブランチの信号は加算器と減算器の後また
は２つの加算器の後の各乗算器によりそれぞれ加重され
る。
【００１８】図５はローパスフィルタｔｐの振幅応答特
性ｖｔとハイパスフィルタｈｐの振幅応答特性ｖｈとを
概略的に示している。ローパスフィルタでは、付加的な
振幅応答特性が加重係数ｇ１＝＋６ｄＢ，＋３ｄＢ，−
３ｄＢに対して示されている。関連する周波数限界ｆｇ
は周波数範囲全体を第１の低周波数範囲ｆｂ１と第２の
高周波数範囲ｆｂ２に分割し、第１の周波数範囲ｆｂ１
はローパスフィルタｔｐの通過帯域に割当てられ、第２
の周波数範囲ｆｂ２はハイパスフィルタｈｐの通過帯域
に割当てられる。＋６ｄＢだけ増幅されるローパス信号
の例では、関連する振幅応答特性ｖｔ´は結果的な振幅
応答特性ｖｒを得るため増幅されていないハイパスフィ
ルタの振幅応答特性ｖｈと結合される。これは第１の周
波数範囲ｆｂ１で＋６ｄＢのレベルと、第２の周波数範
囲ｆｂ２で０ｄＢのレベルとを有する。応答特性曲線の
スカートはもとの周波数限界ｆｇから僅かにより高い周
波数方向へシフトしている。
性ｖｔとハイパスフィルタｈｐの振幅応答特性ｖｈとを
概略的に示している。ローパスフィルタでは、付加的な
振幅応答特性が加重係数ｇ１＝＋６ｄＢ，＋３ｄＢ，−
３ｄＢに対して示されている。関連する周波数限界ｆｇ
は周波数範囲全体を第１の低周波数範囲ｆｂ１と第２の
高周波数範囲ｆｂ２に分割し、第１の周波数範囲ｆｂ１
はローパスフィルタｔｐの通過帯域に割当てられ、第２
の周波数範囲ｆｂ２はハイパスフィルタｈｐの通過帯域
に割当てられる。＋６ｄＢだけ増幅されるローパス信号
の例では、関連する振幅応答特性ｖｔ´は結果的な振幅
応答特性ｖｒを得るため増幅されていないハイパスフィ
ルタの振幅応答特性ｖｈと結合される。これは第１の周
波数範囲ｆｂ１で＋６ｄＢのレベルと、第２の周波数範
囲ｆｂ２で０ｄＢのレベルとを有する。応答特性曲線の
スカートはもとの周波数限界ｆｇから僅かにより高い周
波数方向へシフトしている。
【００１９】図５より、２つの周波数範囲ｎｉは単一の
フィルタ回路Ｆｉでレベル制御できることが明白であ
る。ローパス信号ブランチのレベル増加または減少は第
１の周波数範囲ｆｂ１のレベルに影響し、ハイパスフィ
ルタｈｐのレベル増加または減少は第２の周波数範囲ｆ
ｂ２のレベルに影響する。従って、所望の振幅応答特性
は幾つかのフィルタ回路Ｆｉの適切な組合わせにより設
定されることができる。
フィルタ回路Ｆｉでレベル制御できることが明白であ
る。ローパス信号ブランチのレベル増加または減少は第
１の周波数範囲ｆｂ１のレベルに影響し、ハイパスフィ
ルタｈｐのレベル増加または減少は第２の周波数範囲ｆ
ｂ２のレベルに影響する。従って、所望の振幅応答特性
は幾つかのフィルタ回路Ｆｉの適切な組合わせにより設
定されることができる。
【００２０】図６は本発明による１乃至３の３つの周波
数範囲ｎｉの等化装置の完全なブロック図を示してい
る。３つの周波数範囲ｎｉは２つのフィルタ回路Ｆ１、
Ｆ２を必要とし、これは縦続接続され、ローパスフィル
タｔｐ１、ｔｐ２とハイパスフィルタｈｐ１、ｈｐ２と
をそれぞれ具備している。第１のフィルタ回路Ｆ１の入
力は等化装置のデータ入力Ｅに接続され、第２のフィル
タ回路Ｆ２の出力は等化装置のデータ出力Ａに接続され
ている。等化装置の調節装置ｑは例えば図１で示されて
いるような手動の調節装置を含んでおり、その出力で等
化装置の制御信号ｅｑを制御ユニットｓｔへ提供する。
等化装置の制御信号はコードの形態の所望の振幅応答特
性を含んでおり、コード化は例えばスライダー制御装置
ｓｒのそれぞれの位置により決定される。マルチメディ
アおよび類似の応用では、等化装置の制御信号ｅｑは勿
論、異なって発生されることができ、例えばスクリーン
上のメニュー制御または記憶された設定を経て自動的に
行われる。
数範囲ｎｉの等化装置の完全なブロック図を示してい
る。３つの周波数範囲ｎｉは２つのフィルタ回路Ｆ１、
Ｆ２を必要とし、これは縦続接続され、ローパスフィル
タｔｐ１、ｔｐ２とハイパスフィルタｈｐ１、ｈｐ２と
をそれぞれ具備している。第１のフィルタ回路Ｆ１の入
力は等化装置のデータ入力Ｅに接続され、第２のフィル
タ回路Ｆ２の出力は等化装置のデータ出力Ａに接続され
ている。等化装置の調節装置ｑは例えば図１で示されて
いるような手動の調節装置を含んでおり、その出力で等
化装置の制御信号ｅｑを制御ユニットｓｔへ提供する。
等化装置の制御信号はコードの形態の所望の振幅応答特
性を含んでおり、コード化は例えばスライダー制御装置
ｓｒのそれぞれの位置により決定される。マルチメディ
アおよび類似の応用では、等化装置の制御信号ｅｑは勿
論、異なって発生されることができ、例えばスクリーン
上のメニュー制御または記憶された設定を経て自動的に
行われる。
【００２１】制御ユニットｓｔは等化装置の制御信号ｅ
ｑを、変更された制御信号ｋｉに変換するアルゴリズム
を含んでおり、この変更された制御信号Ｋｉは最終的に
個々の乗算係数ｋ１乃至ｋ４を表す。所望のレベルの第
１、第２の周波数範囲１、２が第１のフィルタ回路Ｆ１
の振幅応答特性ｖ１により正確に設定されるならば、ア
ルゴリズムはとくに簡単であり、明白であり、第２のフ
ィルタ回路Ｆ２は第２と第３の周波数範囲２、３の間で
１８ｄＢだけ相対的レベル変化を実行しなければなら
ず、これは振幅応答特性ｖ２にしたがって行われる。振
幅応答特性ｖ１、ｖ２、ｖは図７で示されている。第２
のフィルタ回路Ｆ２のローパスブランチを０ｄＢに設定
することにより、３つのレベル値−３ｄＢ、＋６ｄＢ、
−６ｄＢからの４つの乗算係数ｋ１乃至ｋ４の数学的重
複決定の問題も解決される。これを図９と１０を参照し
て詳細に考慮する。
ｑを、変更された制御信号ｋｉに変換するアルゴリズム
を含んでおり、この変更された制御信号Ｋｉは最終的に
個々の乗算係数ｋ１乃至ｋ４を表す。所望のレベルの第
１、第２の周波数範囲１、２が第１のフィルタ回路Ｆ１
の振幅応答特性ｖ１により正確に設定されるならば、ア
ルゴリズムはとくに簡単であり、明白であり、第２のフ
ィルタ回路Ｆ２は第２と第３の周波数範囲２、３の間で
１８ｄＢだけ相対的レベル変化を実行しなければなら
ず、これは振幅応答特性ｖ２にしたがって行われる。振
幅応答特性ｖ１、ｖ２、ｖは図７で示されている。第２
のフィルタ回路Ｆ２のローパスブランチを０ｄＢに設定
することにより、３つのレベル値−３ｄＢ、＋６ｄＢ、
−６ｄＢからの４つの乗算係数ｋ１乃至ｋ４の数学的重
複決定の問題も解決される。これを図９と１０を参照し
て詳細に考慮する。
【００２２】等化装置の振幅応答特性ｖの所望レベル値
は個々の乗算係数を与える。
は個々の乗算係数を与える。
【００２３】第１のフィルタ回路Ｆ１のローパスブラン
チでは、ｋ１＝−３ｄＢ＝０．７０７、第１のフィルタ
回路Ｆ１のハイパスブランチでは、ｋ２＝＋６ｄＢ＝
２、第２のフィルタ回路Ｆ２のローパスブランチでは、
ｋ３＝０ｄＢ＝１、第２のフィルタ回路Ｆ２のハイパス
ブランチでは、ｋ４＝−１８ｄＢ＝１／８である。
チでは、ｋ１＝−３ｄＢ＝０．７０７、第１のフィルタ
回路Ｆ１のハイパスブランチでは、ｋ２＝＋６ｄＢ＝
２、第２のフィルタ回路Ｆ２のローパスブランチでは、
ｋ３＝０ｄＢ＝１、第２のフィルタ回路Ｆ２のハイパス
ブランチでは、ｋ４＝−１８ｄＢ＝１／８である。
【００２４】信号はそれぞれ第１の加算器ａｄ１と第２
の加算器ａｄ２により第１、第２のフィルタ回路Ｆ１と
Ｆ２中で結合される。データ入力Ｅとデータ出力Ａとの
間の個々のフィルタ回路Ｆｉの配列とその数は任意であ
る。
の加算器ａｄ２により第１、第２のフィルタ回路Ｆ１と
Ｆ２中で結合される。データ入力Ｅとデータ出力Ａとの
間の個々のフィルタ回路Ｆｉの配列とその数は任意であ
る。
【００２５】図６の実施形態では、各周波数範囲ｎｉで
は、振幅応答特性ｖの結果的なレベルは関連するローパ
スおよびハイパスフィルタの加重または乗算係数から導
出されることがすぐにわかる。関連する乗算係数の積は
それぞれの周波数範囲ｎｉの結果的なレベルを与える。
“各周波数範囲の関連する乗算係数”はこの範囲内でロ
ーパスフィルタまたはハイパスフィルタの一方の通過帯
域に割当てられる乗算係数を意味する。他の乗算係数は
関連する停止帯域に対して割当てられ、考慮しない。従
って、以下の積は図６、７で示されている３つの周波数
範囲に与えられる。
は、振幅応答特性ｖの結果的なレベルは関連するローパ
スおよびハイパスフィルタの加重または乗算係数から導
出されることがすぐにわかる。関連する乗算係数の積は
それぞれの周波数範囲ｎｉの結果的なレベルを与える。
“各周波数範囲の関連する乗算係数”はこの範囲内でロ
ーパスフィルタまたはハイパスフィルタの一方の通過帯
域に割当てられる乗算係数を意味する。他の乗算係数は
関連する停止帯域に対して割当てられ、考慮しない。従
って、以下の積は図６、７で示されている３つの周波数
範囲に与えられる。
【００２６】第１の周波数範囲では、 ｎｉ＝１：ｋ１・ｋ３＝１／（ＳＱＲ２）・１＝０．７
０７＝−３ｄＢ、 第２の周波数範囲では、 ｎｉ＝２：ｋ２・ｋ３＝２・１＝２＝＋６ｄＢ、 第３の周波数範囲では、 ｎｉ＝３：ｋ２・ｋ４＝２・１／８＝０．２５＝−１２
ｄＢである。
０７＝−３ｄＢ、 第２の周波数範囲では、 ｎｉ＝２：ｋ２・ｋ３＝２・１＝２＝＋６ｄＢ、 第３の周波数範囲では、 ｎｉ＝３：ｋ２・ｋ４＝２・１／８＝０．２５＝−１２
ｄＢである。
【００２７】図８は４つの周波数範囲を有する等化装置
の実施例を概略的に示しており、これは本発明によると
３つのフィルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を必要とする。図
７とは異なって、個々の乗算係数は異なった配列で構成
される。第１のフィルタ回路Ｆ１は第１の周波数限界ｆ
１の所望のレベルではなく第２の周波数限界ｆ２の所望
のレベルを受ける。ローパスブランチは−３ｄＢ（第２
の周波数範囲）で加重され、ハイパスブランチは＋６ｄ
Ｂ（第３の周波数範囲）で加重される。第１のフィルタ
回路Ｆ１の関連する振幅応答特性ｖ１は図９で示されて
いる。
の実施例を概略的に示しており、これは本発明によると
３つのフィルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を必要とする。図
７とは異なって、個々の乗算係数は異なった配列で構成
される。第１のフィルタ回路Ｆ１は第１の周波数限界ｆ
１の所望のレベルではなく第２の周波数限界ｆ２の所望
のレベルを受ける。ローパスブランチは−３ｄＢ（第２
の周波数範囲）で加重され、ハイパスブランチは＋６ｄ
Ｂ（第３の周波数範囲）で加重される。第１のフィルタ
回路Ｆ１の関連する振幅応答特性ｖ１は図９で示されて
いる。
【００２８】第２のフィルタ回路Ｆ２は第３の周波数限
界ｆ３において第３、第４の周波数範囲に割当てられ
る。第３の周波数範囲は既にその正確な値、即ち＋６ｄ
Ｂを有するので、この値は変化されてはならず、従って
第３のフィルタ回路Ｆ３のローパスブランチは加重係数
０ｄＢが割当てられる。ハイパスブランチは＋６ｄＢと
−６ｄＢとの間で相対的なレベル変化を実行しなければ
ならず、従って加重−１２ｄＢを割当てられる。結果的
な振幅応答特性ｖ２もまた図９で示されている。
界ｆ３において第３、第４の周波数範囲に割当てられ
る。第３の周波数範囲は既にその正確な値、即ち＋６ｄ
Ｂを有するので、この値は変化されてはならず、従って
第３のフィルタ回路Ｆ３のローパスブランチは加重係数
０ｄＢが割当てられる。ハイパスブランチは＋６ｄＢと
−６ｄＢとの間で相対的なレベル変化を実行しなければ
ならず、従って加重−１２ｄＢを割当てられる。結果的
な振幅応答特性ｖ２もまた図９で示されている。
【００２９】第１の周波数限界ｆ１で＋３ｄＢから−３
ｄＢまでのレベル変化のみが存在するので、これは第３
のフィルタ回路Ｆ３で実行される。第２の周波数範囲の
レベルは既に所望の値、即ち−３ｄＢを有するので、こ
の値は変化されなければならず、従って第３のフィルタ
回路Ｆ３のハイパスブランチは加重０ｄＢが割当てられ
る。関連するローパスブランチは上昇する周波数方向に
おいて第１の周波数限界ｆ１で＋３ｄＢから−３ｄＢの
振幅減少を実行しなければならず、これは−６ｄＢの相
対的レベル変化に対応する。これは第３のフィルタ回路
Ｆ３のローパスブランチの加重を＋６ｄＢに設定するこ
とによって達成される。
ｄＢまでのレベル変化のみが存在するので、これは第３
のフィルタ回路Ｆ３で実行される。第２の周波数範囲の
レベルは既に所望の値、即ち−３ｄＢを有するので、こ
の値は変化されなければならず、従って第３のフィルタ
回路Ｆ３のハイパスブランチは加重０ｄＢが割当てられ
る。関連するローパスブランチは上昇する周波数方向に
おいて第１の周波数限界ｆ１で＋３ｄＢから−３ｄＢの
振幅減少を実行しなければならず、これは−６ｄＢの相
対的レベル変化に対応する。これは第３のフィルタ回路
Ｆ３のローパスブランチの加重を＋６ｄＢに設定するこ
とによって達成される。
【００３０】等化装置の所望で結果的な振幅応答特性ｖ
は図８の上部で示されており、図９は３つのフィルタ回
路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の関連する振幅応答特性ｖ１、ｖ
２、ｖ３を示している。明瞭にする目的で、図８には制
御ユニットは示されておらず、それぞれの乗算係数はｄ
Ｂ値として与えられている。各加重係数に関して
は、［］を施した選択的加重係数が図８で与えられてお
り、これは所望の振幅応答特性ｖを生じる。３つのフィ
ルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の関連する振幅応答特性ｖ
１、ｖ２、ｖ３が図１０で示されている。図７と図１０
の振幅応答特性の比較は相対的レベル変化の大きさおよ
び方向が等しいことを示している。振幅応答特性ｖ１、
ｖ３は＋３ｄＢと−３ｄＢの一定のレベルシフトだけ異
なっている。
は図８の上部で示されており、図９は３つのフィルタ回
路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の関連する振幅応答特性ｖ１、ｖ
２、ｖ３を示している。明瞭にする目的で、図８には制
御ユニットは示されておらず、それぞれの乗算係数はｄ
Ｂ値として与えられている。各加重係数に関して
は、［］を施した選択的加重係数が図８で与えられてお
り、これは所望の振幅応答特性ｖを生じる。３つのフィ
ルタ回路Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の関連する振幅応答特性ｖ
１、ｖ２、ｖ３が図１０で示されている。図７と図１０
の振幅応答特性の比較は相対的レベル変化の大きさおよ
び方向が等しいことを示している。振幅応答特性ｖ１、
ｖ３は＋３ｄＢと−３ｄＢの一定のレベルシフトだけ異
なっている。
【００３１】図８では図６のように、４つの所望なレベ
ル＋３ｄＢ、−３ｄＢ、＋６ｄＢ、−６ｄＢから計算さ
れなければならない６つの乗算係数が重複決定される。
それ故、基本的な曲線形態では異ならずＤＣレベルでの
み異なる無数の異なった解が存在する。数学的にこれら
の解は等価であるが、実際の構成期間では、内部ダイナ
ミック範囲、即ち内部のビット数がかなりの量を超過
し、不必要なレベル変化がデジタル化雑音を増加する事
実から問題が生じる。それ故、完全なローパス／ハイパ
スフィルタの設定で開始することが適切であり、ここで
は図９のように主観的な感度は最大であり、即ちオーデ
ィオ信号の場合、約３０００ヘルツである。ここから、
両周波数範囲において周波数範囲が０ｄＢで変化しない
ようにする。この方法で、不必要なレベル切換えが防止
される。第３の周波数範囲ｎｉ＝３では加重係数＋９ｄ
Ｂと−３ｄＢは最終的に＋６ｄＢのレベルを構成するた
め接近するので、図１０の実施例は最適ではない。
ル＋３ｄＢ、−３ｄＢ、＋６ｄＢ、−６ｄＢから計算さ
れなければならない６つの乗算係数が重複決定される。
それ故、基本的な曲線形態では異ならずＤＣレベルでの
み異なる無数の異なった解が存在する。数学的にこれら
の解は等価であるが、実際の構成期間では、内部ダイナ
ミック範囲、即ち内部のビット数がかなりの量を超過
し、不必要なレベル変化がデジタル化雑音を増加する事
実から問題が生じる。それ故、完全なローパス／ハイパ
スフィルタの設定で開始することが適切であり、ここで
は図９のように主観的な感度は最大であり、即ちオーデ
ィオ信号の場合、約３０００ヘルツである。ここから、
両周波数範囲において周波数範囲が０ｄＢで変化しない
ようにする。この方法で、不必要なレベル切換えが防止
される。第３の周波数範囲ｎｉ＝３では加重係数＋９ｄ
Ｂと−３ｄＢは最終的に＋６ｄＢのレベルを構成するた
め接近するので、図１０の実施例は最適ではない。
【図１】等化装置の手動調節装置の概略図。
【図２】所望および不所望の振幅応答特性の例を示した
グラフ。
グラフ。
【図３】図１、２に属する周波数範囲の概略図。
【図４】本発明によるフィルタ回路のブロック図。
【図５】図４の回路の幾つかの振幅応答特性のグラフ。
【図６】２つのフィルタ回路を有する等化装置の１実施
形態のブロック図。
形態のブロック図。
【図７】図６の回路の幾つかの振幅応答特性図。
【図８】３つのフィルタ回路を有する等化装置の概略
図。
図。
【図９】図８の回路の幾つかの振幅応答特性図。
【図１０】図８の回路の幾つかの振幅応答特性図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アンドレーアス・メンクホッフ ドイツ連邦共和国、デー − 79098 フ ライブルク、レーオポルトリング ７
Claims (5)
- 【請求項１】 所望の振幅応答特性がデジタルローパス
フィルタとデジタルハイパスフィルタとを有するｎ−１
個の縦続フィルタ回路により調節され、デジタルローパ
スおよびハイパスフィルタの選択曲線のスカートが隣接
周波数範囲間の周波数限界を定めているデジタル信号用
のｎ個の周波数範囲を有する等化装置において、 ｎ−１個のフィルタ回路はそれぞれ、信号流方向で１つ
のデジタルローパスフィルタと１つのデジタルハイパス
フィルタとの並列回路を含んでおり、前記デジタルロー
パスおよびハイパスフィルタのそれぞれの周波数応答特
性は相補型伝達関数により連結され、それらの出力は結
合段を経て相互結合され、 隣接周波数範囲間での上昇周波数方向の振幅における相
対的増加または減少はデジタルハイパスおよびローパス
フィルタの出力の加重により関連するフィルタ回路にお
いて行われ、 振幅の相対的増加に対しては、デジタルハイパスフィル
タからの出力信号がデジタルローパスフィルタからの出
力信号よりも大きな加重を割当てられ、 振幅の相対的減少に対しては、デジタルローパスフィル
タからの出力信号がデジタルハイパスフィルタからの出
力信号よりも大きな加重を割当てられ、 フィルタ回路の縦続にしたがって、加重は供給された等
化装置制御信号から変形された制御信号を形成する制御
ユニットにより調節されることを特徴とする等化装置。 - 【請求項２】 制御ユニットは乗算係数として個々の加
重を形成し、それによってデジタルローパスおよびハイ
パスフィルタからの出力信号は乗算されなければなら
ず、各周波数範囲において関連する加重の積は振幅応答
特性の設計レベル値に対応することを特徴とする請求項
１記載の等化装置。 - 【請求項３】 デジタルローパスおよびハイパスフィル
タの通過帯域において、後者のそれぞれの内部利得は単
一体に等しく、各ローパスおよびハイパスフィルタの出
力利得は関連する乗算器により調節可能であり、その乗
算係数入力には制御信号として関連する乗算係数が供給
されることを特徴とする請求項２記載の等化装置。 - 【請求項４】 デジタルローパスおよびハイパスフィル
タは直角ミラーフィルタバンクとして構成されることを
特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の等化装
置。 - 【請求項５】 少なくとも１つのフィルタ回路におい
て、ローパスフィルタの乗算係数および／またはデジタ
ルハイパスフィルタの乗算係数は値１を有することを特
徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載の等化装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP95112740A EP0758817B1 (de) | 1995-08-12 | 1995-08-12 | Equalizer für digitalisierte Signale |
| DE95112740.6 | 1995-08-12 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09167944A true JPH09167944A (ja) | 1997-06-24 |
| JP4259626B2 JP4259626B2 (ja) | 2009-04-30 |
Family
ID=8219523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21262396A Expired - Fee Related JP4259626B2 (ja) | 1995-08-12 | 1996-08-12 | デジタル化信号の等化装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5714918A (ja) |
| EP (1) | EP0758817B1 (ja) |
| JP (1) | JP4259626B2 (ja) |
| KR (1) | KR100374395B1 (ja) |
| DE (1) | DE59509450D1 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7764731B2 (en) | 2004-11-29 | 2010-07-27 | Renesas Technology Corp. | Equalizer and semiconductor device |
| JP2012213077A (ja) * | 2011-03-31 | 2012-11-01 | Onkyo Corp | デジタル信号処理装置およびデジタル信号処理方法 |
| JP2013138421A (ja) * | 2011-12-16 | 2013-07-11 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | 固定された位相応答を有するデジタル等化フィルタ |
| CN105932982A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 跳蛙式开关电流复小波滤波器 |
| CN105932981A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 开关电流复小波滤波器 |
| CN105932980A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 跳蛙式多回路反馈开关电流滤波器 |
| CN105932978A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 一种开关电流滤波器 |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8023665B2 (en) * | 1998-05-04 | 2011-09-20 | Schwartz Stephen R | Microphone-tailored equalizing system |
| US7162046B2 (en) * | 1998-05-04 | 2007-01-09 | Schwartz Stephen R | Microphone-tailored equalizing system |
| US6795740B1 (en) | 2000-03-01 | 2004-09-21 | Apple Computer, Inc. | Rectifying overflow and underflow in equalized audio waveforms |
| DE10108664C1 (de) * | 2001-02-22 | 2002-08-29 | Harman Becker Automotive Sys | Entzerreranordnung und Verfahren zum Erzeugen eines Ausgangssignals durch Entzerren eines Eingangssignals |
| EP1263131A1 (en) * | 2001-05-28 | 2002-12-04 | Interuniversitair Micro-Elektronica Centrum | Filtering device and method of controlling said device |
| US6947608B2 (en) * | 2002-01-25 | 2005-09-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Equalizing circuit and method, and image processing circuit and method |
| US7668237B2 (en) * | 2002-02-22 | 2010-02-23 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | Equalizer containing a plurality of interference correcting equalizer sections |
| AU2003276579A1 (en) * | 2002-12-16 | 2004-07-09 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Noise suppression in an fm receiver |
| US6992542B2 (en) * | 2003-05-06 | 2006-01-31 | Stanford University | Method for fast design of multi-objective frequency-shaping equalizers |
| US7181165B2 (en) * | 2003-08-26 | 2007-02-20 | Uni-Art Precise Products Ltd. | Local wireless audio signal RF transmitter and receiver having a single downconverter without need for IF carrier |
| EP1709734B1 (en) * | 2004-01-19 | 2008-05-21 | Nxp B.V. | System for audio signal processing |
| US9319028B2 (en) * | 2005-02-23 | 2016-04-19 | Vios Medical Singapore Pte. Ltd. | Signal decomposition, analysis and reconstruction using high-resolution filter banks and component tracking |
| US8001170B2 (en) * | 2007-08-31 | 2011-08-16 | Mediatek Inc. | Equalizer system and filtering method |
| DE102008024534A1 (de) * | 2008-05-21 | 2009-12-03 | Siemens Medical Instruments Pte. Ltd. | Hörvorrichtung mit einem Entzerrungsfilter im Filterbank-System |
| JP2010154389A (ja) * | 2008-12-26 | 2010-07-08 | Yamaha Corp | 帯域分割装置 |
| US8988536B2 (en) | 2010-12-23 | 2015-03-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Image processing circuit, method of operation thereof, and digital camera including same |
| CN102355219B (zh) * | 2011-06-22 | 2013-11-27 | 中国电子科技集团公司第十三研究所 | 程控可变四位微波单片集成衰减器 |
| JP6880016B2 (ja) * | 2015-10-28 | 2021-06-02 | ジャン−マルク ジョット | オーディオ信号のスペクトル補正法 |
| US11757420B2 (en) * | 2021-05-19 | 2023-09-12 | Elite Semiconductor Microelectronics Technology Inc. | Method for dynamically adjusting adjustable gain value to equalize input signal to generate equalizer output signal and associated leveling equalizer |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5371803A (en) * | 1990-08-31 | 1994-12-06 | Bellsouth Corporation | Tone reduction circuit for headsets |
-
1995
- 1995-08-12 EP EP95112740A patent/EP0758817B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-08-12 DE DE59509450T patent/DE59509450D1/de not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-08-09 KR KR1019960033135A patent/KR100374395B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-08-09 US US08/696,032 patent/US5714918A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-08-12 JP JP21262396A patent/JP4259626B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7764731B2 (en) | 2004-11-29 | 2010-07-27 | Renesas Technology Corp. | Equalizer and semiconductor device |
| JP2012213077A (ja) * | 2011-03-31 | 2012-11-01 | Onkyo Corp | デジタル信号処理装置およびデジタル信号処理方法 |
| JP2013138421A (ja) * | 2011-12-16 | 2013-07-11 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | 固定された位相応答を有するデジタル等化フィルタ |
| CN105932982A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 跳蛙式开关电流复小波滤波器 |
| CN105932981A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 开关电流复小波滤波器 |
| CN105932980A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 跳蛙式多回路反馈开关电流滤波器 |
| CN105932978A (zh) * | 2016-04-18 | 2016-09-07 | 北京交通大学 | 一种开关电流滤波器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0758817A1 (de) | 1997-02-19 |
| JP4259626B2 (ja) | 2009-04-30 |
| DE59509450D1 (de) | 2001-08-30 |
| KR970013681A (ko) | 1997-03-29 |
| EP0758817B1 (de) | 2001-07-25 |
| KR100374395B1 (ko) | 2003-05-09 |
| US5714918A (en) | 1998-02-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4259626B2 (ja) | デジタル化信号の等化装置 | |
| US6137349A (en) | Filter combination for sampling rate conversion | |
| US4891841A (en) | Reciprocal, subtractive, audio spectrum equalizer | |
| US4703447A (en) | Mixer controlled variable passband finite impulse response filter | |
| JP3308055B2 (ja) | ディジタル・グラフィックイコライザ | |
| US4238744A (en) | Frequency band dividing filter using delay-line filter | |
| JPS6076804A (ja) | デイジタル伝送装置 | |
| US4827443A (en) | Corrective digital filter providing subdivision of a signal into several components of different frequency ranges | |
| US7584235B2 (en) | Variable passband autoregressive moving average filter | |
| US4803647A (en) | Sampled data audio tone control apparatus | |
| US6393450B1 (en) | Switched bandwidth digital filters with slewing | |
| US20030130751A1 (en) | New filter bank for graphics equalizer implementation | |
| JPH01227516A (ja) | デジタル伝送方法およびデジタル伝送装置 | |
| JPH08321796A (ja) | 音響エコーキャンセラ | |
| JPH0770951B2 (ja) | オクタ−ブ多重フイルタ | |
| Makhmudovich | The Role Of Methods And Algorithms Of Sound Processing | |
| JP2932761B2 (ja) | ディジタル信号等化器 | |
| JPH10261939A (ja) | 補間用デジタルフィルタ装置 | |
| JPS6114689B2 (ja) | ||
| Abbasovich et al. | Improving the Methods and Algorithms of Sound Processing | |
| JP2629705B2 (ja) | 音質調整装置 | |
| JPS63256009A (ja) | ト−ン制御回路 | |
| JPH05152897A (ja) | デジタルフイルタ | |
| JPH1084239A (ja) | デジタルグラフィックイコライザ | |
| JPS6134290B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060926 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061226 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070904 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20071204 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20071207 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080304 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080408 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080708 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080805 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20081105 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20081110 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081128 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090106 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090203 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120220 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130220 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130220 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140220 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |