JPH09167944A - デジタル化信号の等化装置 - Google Patents
デジタル化信号の等化装置Info
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Abstract
確で円滑な変化で利得を増減されることができるデジタ
ル等化装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 n−1個の縦続フィルタ回路F1, F2はそ
れぞれ、デジタルローパスおよびハイパスフィルタTP,
HPの並列回路を含んでおり、それらローパスおよびハイ
パスフィルタTP,HPの周波数応答特性は相補型伝達関数
により連結され、それらの出力は加算器ad1, ad2で加算
れ、隣接周波数範囲間での上昇周波数方向の振幅におけ
る相対的増加または減少はデジタルハイパスおよびロー
パスフィルタTP,HPの出力を乗算器で係数を乗算して加
重することにより各フィルタ回路において行われ、加重
は供給された等化装置qからの制御信号eqを変形した
制御信号により行われることを特徴とする。
Description
め定められた制限内の振幅で任意に調節可能である隣接
周波数範囲の複数のデジタル化信号用の等化装置に関す
る。
ン制御装置として多かれ少かれ複雑な形態で使用され
る。元来、これらはアナログ信号のみを処理していた。
等化装置は可変で周波数依存レベル制御が所望される場
合に使用される。ビデオ信号範囲では、例えば等化装置
は特定のビデオ周波数範囲の大きさを増加または減少す
ることにより画像送信システムの性能の強化または画像
強化を許容する。信号処理回路のデジタル化を増加する
ことにより、このような等化装置はデジタル技術によっ
ても構成される。複雑性と価格の問題はデジタルフィル
タバンクにより解決され、これは供給されたデジタル信
号をデジタル帯域通過フィルタの大きさにより個々の周
波数範囲に分割し、帯域通過フィルタ処理した信号の個
々の振幅により所望の振幅応答特性を発生する。デジタ
ル等化装置用の可変帯域通過フィルタを有するこのよう
なフィルタバンクは例えば文献(“Tunable Digital Fr
equency Response Equalization Filters ”、IEEE Tra
nsactions on Acoustics,Speech,and Signal Processin
g 、ASSP-35 巻、No.1、1987年1月、118 〜120 頁)に
記載されている。ここで使用されている帯域通過フィル
タの帯域幅と勾配度はそれぞれのフィルタのオーダー
と、等化装置に課された要求による品質係数(Q)によ
って決定される。周波数応答特性の所望の変形は個々の
帯域通過フィルタの応答特性を増加または減少して得ら
れる。
な選択性によってこのタイプの等化装置には困難な問題
がある。例えば個々の帯域通過フィルタの帯域幅が比較
的狭く、Qが比較的高い(図2の曲線vbはQが0.8
に対応する)ように選択されるならば、隣接する帯域通
過フィルタの応答特性の相互の重複は小さい。しかしな
がら、2つの隣接する周波数範囲の大きさが共に増加ま
たは減少されるならば、この範囲の振幅特性は平坦であ
るが中間範囲で不所望なディップまたは不所望な振幅を
示す点で不都合である。個々の帯域通過フィルタの帯域
幅が比較的広くQが比較的小さい(図2の曲線vaはQ
が0.2に対応する)ように選択されるならば、不所望
なディップが防止されることができる。しかしながら、
その場合、新たな問題が生じる。帯域通過フィルタの広
い帯域幅と低いQにより、後者の効果はそれぞれの周波
数範囲に限定されないで、隣接範囲にも影響を与える。
例えば隣接帯域通過フィルタの周波数応答特性が共に1
2dBに増加されるならば、2つのフィルタ曲線が重畳
されて大きな重複範囲が生じ、従ってこの重複領域では
振幅が非常に増加される(図2では、所望の12dBの
代りに約17dBになる)結果となる。それ故、実際に
これらの2つの制限の妥協が一般の等化装置で必要とさ
れる。
ルタを選択すると、これは非常に計算の労力を要し、従
ってかなりの量の回路を必要とするが、この問題は緩和
される。マルチメディアサービスまたは他のデジタル信
号処理回路用のパーソナルコンピュータをも含む消費者
セクタの多数の応用では、実効的であるが、デジタル等
化装置に関して特にデジタル信号処理回路のモノリシッ
ク集積に適している廉価な解決策が必要とされる。
置の改良された回路を提供することであり、その周波数
範囲は、中間範囲で生じるオーバーシュートまたはギャ
ップがなく、予め定められた振幅応答特性に応じて、可
能な限り正確な大きさと可能な限り円滑な変化で増加ま
たは減少されることができることが要求される。
目的は以下のようにn個の周波数範囲のデジタル化信号
を有する等化装置で達成される。
有する等化装置はデジタルローパスフィルタおよびデジ
タルハイパスフィルタを備えたn−1個の縦続フィルタ
回路を具備し、それによって所望の振幅応答特性が調節
され、デジタルローパスフィルタとハイパスフィルタの
選択曲線のスカートが隣接周波数範囲間の周波数限界を
定めており、 −n−1個のフィルタ回路はそれぞれ信号流の方向で、
1つのデジタルローパスフィルタと1つのデジタルハイ
パスフィルタとの並列回路を含んでおり、前記デジタル
ローパスおよびハイパスフィルタのそれぞれの周波数応
答特性は相補型伝達関数により連結され、それらの出力
は結合段を経て相互結合され、 −隣接周波数範囲間の上昇周波数方向で振幅の相対的増
加または減少はデジタルハイパスおよびローパスフィル
タの出力を加重することにより関連するフィルタ回路に
おいて行われ、 −−振幅の相対的増加に対しては、デジタルハイパスフ
ィルタからの出力信号にはデジタルハイパスフィルタよ
りも大きな加重が割当てられ、 −−振幅の相対的減少に対しては、デジタルローパスフ
ィルタからの出力信号にはデジタルハイパスフィルタよ
りも大きな加重を割当てられ、 −加重はフィルタ回路の縦続にしたがって、供給された
等化装置制御信号から変更された制御信号を形成する制
御ユニットにより調節される。
選択される振幅応答特性は並列接続された独立した帯域
通過フィルタを使用している一般的な等化装置回路で可
能であるよりも非常に正確に近似されることができる。
本発明による等化装置は相互依存の縦続フィルタ回路に
基づいている。各フィルタ回路は相補型伝達関数を有す
るローパスフィルタおよびハイパスフィルタを具備し、
それぞれのフィルタの通過帯域利得は停止帯域減衰とは
異なって調節可能である。フィルタ回路の縦続により、
各周波数範囲の絶対レベルは全ての先行および後続のフ
ィルタ回路に依存される。n個の周波数帯域を有する等
化装置では、n−1個の縦続フィルタ回路またはフィル
タ素子が通常必要とされる。関連するアルゴリズムは簡
単であるが、個々のフィルタ回路の相互依存は所望の振
幅応答特性の調節を複雑にし、従ってこのような方法は
特に純粋にマニュアル制御の等化装置では不適切であ
る。モノリシック集積回路技術を使用して等化装置が構
成されるならば、所望の振幅応答特性を調節する簡単な
アルゴリズムは容易に自動化されることができ、即ち小
さいサブプログラムとして構成されることができる。
面を参照してより詳細に説明する。同様の部品または信
号は同一の参照符号により示されている。
調節装置を概略して示している。これはそれぞれ1つの
周波数範囲niに割当てられる6つのスライダー制御装
置srを含んでいる。一般的なアナログまたはデジタル
等化装置では、この周波数範囲niは帯域通過フィルタ
により決定され、この帯域通過フィルタの通過帯域利得
は他の帯域通過フィルタと独立してスライダー制御装置
srにより調節されることができる。耳の感度が対数特
性を有するので、同一の特性がスライダー制御装置に使
用され、それによって通常のdB調節が得られる。図1
では、全てのスライダー制御装置srの位置は図2で示
されている等化装置の所望の振幅応答特性vsに対応す
る。明瞭にする目的で、振幅応答特性と周波数軸は全て
の後述の図面では対数的に示されており、個々の周波数
範囲niは対数的に等しい幅を有する。これは絶対的に
必要なことではなく、特に例えばFFT技術を使用して
構成されるデジタルフィルタバンクの場合には、満たさ
れることは困難である。このようなフィルタバンクで
は、個々のフィルタ範囲niは通常絶対周波数スケール
で等しい帯域幅を有する。オーディオ信号の場合では対
数依存性はまた主観的周波数印象にも適用されるので、
絶対周波数スケールにおける一定帯域幅は帯域通過フィ
ルタで不所望である。ハイパスまたはローパスフィルタ
の使用により、個々の周波数範囲niの周波数限界は簡
単な方法で任意に予め設定され、従って周波数範囲全体
の最適な分割は本発明による等化装置で可能である。さ
らに、いくつかのフィルタ回路の周波数限界が可変であ
るならば、自由度がさらに得られる。
過フィルタで形成された1から6の6つの周波数範囲n
iを概略して示している。個々の利得は等しく、従って
振幅応答特性vは小さいリップルを除いて平坦である。
帯域通過フィルタを有する一般的な等化装置では、この
平坦特性は0−dB設定でのみ適用される。全ての他の
レベルでは、振幅の増加または減少は中間範囲で生じる
ので、これらが等しくても、この特性は適応されない。
しかしながら、本発明による等化装置では振幅の結合増
加または減少は相対的周波数応答特性に影響しないが、
周波数中立利得調節に対応する。オーディオ応用では、
これは周波数歪みのない音量制御に対応する。図3では
個々のフィルタ範囲niは僅かに重複する。
dB特性として振幅応答特性vを概略的に示している。
振幅応答特性vbは0.8の比較的高いQを有する帯域
通過フィルタに対応する。周波数範囲2、3(図3参
照)では所望の12dBは最大値において到達されるが
帯域通過フィルタが高いQのために、かなりのリップル
が存在し、周波数範囲2と3の間に所望の振幅減少が生
じることがわかる。振幅応答特性vaは低いQ帯域通過
フィルタ、即ちQが0.2であるフィルタに基づくもの
であり、それによってリップルは避けられる。しかしな
がら、低いQの結果として、個々の周波数範囲niはも
はや相互に独立せず、隣接周波数範囲との不所望な重畳
が生じる。すなわち、振幅応答特性vaは周波数範囲2
と3の間で17dBまで増加し、12dBの設定レベル
をかなり越える。図1の所望の振幅応答特性に対する良
好な近似値は1点鎖線vsにより表されており、これは
周波数範囲2と3で丁度12dBのレベルを有し、他の
周波数範囲で値0dBを想定し、転移が円滑で可能な限
り狭い。本発明はこの振幅応答特性vsを可能にする。
路Fiの基本構造をブロック図で示している。各フィル
タ回路はフィルタ装置全体の1段階を形成し、周波数限
界fgを限定する。振幅応答特性vを制御するため、こ
のフィルタ回路Fiはローパスフィルタtpとハイパス
フィルタhpの並列結合を使用し、その周波数応答特性
は、ローパスフィルタとハイパスフィルタが同一の利得
を有するならば、可能な限り平坦な振幅応答特性vが並
列結合に対して生じる。これはローパスフィルタとハイ
パスフィルタの周波数応答特性が相補型伝達関数により
結合される場合である。最も簡単な場合では、ローパス
フィルタは伝達関数h(tp)=g1・(1+z-1)/
2を有し、ハイパスフィルタは伝達関数(h(hp)=
g2・(1−z-1)/2を有する。係数g1、g2は加
重係数である。これらが等しいならば、即ちg1=g2
=gであるならば、以下の関係は2つの伝達関数の加算
を保持する。
ィルタが並列に接続されるならば、結果的な振幅応答特
性は平坦であり、加重係数gは配列回路の出力における
デジタル信号の均一な利得レベルに対応する。結果的な
伝達関数hは従って振幅が加重係数により変化されるこ
とを除いてデジタル信号に影響しない。
タが使用されるならば、ローパスフィルタとハイパスフ
ィルタの応答特性曲線のスカートはより急勾配になり、
振幅応答特性全体は変化のない加重係数では最大値が平
坦になる。このような相補型伝達関数は文献(“Multir
ate Systems Filter Banks”、第5章、“MaximallyDec
imated Filter Banks”、188 〜285 頁)に詳細に記載
されている。この章の序文の188 〜191 頁のセクション
5.0 〜5.02で説明されているように、例えばデジタル化
信号はローパスフィルタとハイパスフィルタにより周波
数分割され、続いて信号損失を生じることなく再結合で
きることが古くから知られている。アングロサクソンの
使用法では、このようなフィルタ結合の名称は“パワー
対称フィルタバンク”、“パワー相補型フィルタバン
ク”、“直角ミラーフィルタバンク”すなわち短くする
と“QMFバンク”または“パワー対称QMFバンク”
とも呼ばれている。本発明によるフィルタ回路では、こ
れは等化装置の縦続の結果として疑似信号による歪みを
起こすのでサンプリング速度変換が前述の文献のフィル
タ例のように生じるものはない。
デジタル信号が供給され、このデジタル信号は直接本来
の入力信号であるかまたは先行するフィルタ回路Fiか
ら来るものである。一般にローパスフィルタtpまたは
ハイパスフィルタhpの帯域幅はデジタル信号の値に影
響せず、従って通過帯域で0dBの利得が想定されるこ
とができる。これは図5の振幅応答特性vtとvhに対
応する。このようなローパスまたはハイパスフィルタで
は、信号の大きさにおける所望の増加または減少はロー
パスフィルタtpに続く乗算器mtおよびハイパスフィ
ルタhpに続く乗算器mhにより達成される。各乗算係
数入力には乗算係数、即ちローパスブランチの乗算係数
ktとハイパスブランチの乗算係数khとして加重係数
g1、g2が与えられる。フィルタ回路Fiは勿論、ハ
ードウェアまたはソフトウェアまたは混合した形態で構
成されてもよい。乗算器mtとmhはまたそれぞれロー
パスフィルタとハイパスフィルタの一部を形成してもよ
く、この場合、通過帯域の振幅応答特性vは0dBでは
なく、それぞれ乗算係数ktとkhに対応する。図4で
はローパスおよびハイパス信号ブランチの出力は混合
段、最も簡単な例では加算器adにより再結合される。
後者の出力信号は出力aoで現れ、その後のフィルタ回
路Fiに供給されるか等化装置のデータまたは信号出力
に転送される。
sed on two Allpass Filters”、84〜99頁から、デジタ
ルQMFバンクが知られており、これは特にローパスお
よびハイパスフィルタの相補型伝送関数を構成するのに
適している。ローパスフィルタおよびハイパスフィルタ
の代りに、これらは入力端で並列接続する2つのフィル
タサブ回路を含んでおり、その出力はローパス信号とハ
イパス信号をそれぞれ得るために加算されおよび減算さ
れる。各2つのフィルタ回路はデジタル全通過フィルタ
から構成されるが、これらのフィルタは異なった位相応
答特性を有する。減算の代りに、勿論2つの出力信号の
加算が行われてもよく、この場合第2のフィルタサブ回
路の出力は関連する加算器の前で取消されなければなら
ない。このような全通過フィルタを有する相補型のロー
パス/ハイパスフィルタ対の構成は、ローパスフィルタ
の計算の演算が相補型ハイパスフィルタを得るため単一
の減算で補足されなければならないだけなので特に簡単
である。従って、このような全通過フィルタが等化装置
に使用されるならば、ローパスフィルタのみが実際に計
算されなければならず、これはさらに構成が容易であ
る。一般的な等化装置は真の帯域通過フィルタを必要と
し、その計算は匹敵する品質でより複雑である。ローパ
スとハイパスブランチの信号は加算器と減算器の後また
は2つの加算器の後の各乗算器によりそれぞれ加重され
る。
性vtとハイパスフィルタhpの振幅応答特性vhとを
概略的に示している。ローパスフィルタでは、付加的な
振幅応答特性が加重係数g1=+6dB,+3dB,−
3dBに対して示されている。関連する周波数限界fg
は周波数範囲全体を第1の低周波数範囲fb1と第2の
高周波数範囲fb2に分割し、第1の周波数範囲fb1
はローパスフィルタtpの通過帯域に割当てられ、第2
の周波数範囲fb2はハイパスフィルタhpの通過帯域
に割当てられる。+6dBだけ増幅されるローパス信号
の例では、関連する振幅応答特性vt´は結果的な振幅
応答特性vrを得るため増幅されていないハイパスフィ
ルタの振幅応答特性vhと結合される。これは第1の周
波数範囲fb1で+6dBのレベルと、第2の周波数範
囲fb2で0dBのレベルとを有する。応答特性曲線の
スカートはもとの周波数限界fgから僅かにより高い周
波数方向へシフトしている。
フィルタ回路Fiでレベル制御できることが明白であ
る。ローパス信号ブランチのレベル増加または減少は第
1の周波数範囲fb1のレベルに影響し、ハイパスフィ
ルタhpのレベル増加または減少は第2の周波数範囲f
b2のレベルに影響する。従って、所望の振幅応答特性
は幾つかのフィルタ回路Fiの適切な組合わせにより設
定されることができる。
数範囲niの等化装置の完全なブロック図を示してい
る。3つの周波数範囲niは2つのフィルタ回路F1、
F2を必要とし、これは縦続接続され、ローパスフィル
タtp1、tp2とハイパスフィルタhp1、hp2と
をそれぞれ具備している。第1のフィルタ回路F1の入
力は等化装置のデータ入力Eに接続され、第2のフィル
タ回路F2の出力は等化装置のデータ出力Aに接続され
ている。等化装置の調節装置qは例えば図1で示されて
いるような手動の調節装置を含んでおり、その出力で等
化装置の制御信号eqを制御ユニットstへ提供する。
等化装置の制御信号はコードの形態の所望の振幅応答特
性を含んでおり、コード化は例えばスライダー制御装置
srのそれぞれの位置により決定される。マルチメディ
アおよび類似の応用では、等化装置の制御信号eqは勿
論、異なって発生されることができ、例えばスクリーン
上のメニュー制御または記憶された設定を経て自動的に
行われる。
qを、変更された制御信号kiに変換するアルゴリズム
を含んでおり、この変更された制御信号Kiは最終的に
個々の乗算係数k1乃至k4を表す。所望のレベルの第
1、第2の周波数範囲1、2が第1のフィルタ回路F1
の振幅応答特性v1により正確に設定されるならば、ア
ルゴリズムはとくに簡単であり、明白であり、第2のフ
ィルタ回路F2は第2と第3の周波数範囲2、3の間で
18dBだけ相対的レベル変化を実行しなければなら
ず、これは振幅応答特性v2にしたがって行われる。振
幅応答特性v1、v2、vは図7で示されている。第2
のフィルタ回路F2のローパスブランチを0dBに設定
することにより、3つのレベル値−3dB、+6dB、
−6dBからの4つの乗算係数k1乃至k4の数学的重
複決定の問題も解決される。これを図9と10を参照し
て詳細に考慮する。
は個々の乗算係数を与える。
チでは、k1=−3dB=0.707、第1のフィルタ
回路F1のハイパスブランチでは、k2=+6dB=
2、第2のフィルタ回路F2のローパスブランチでは、
k3=0dB=1、第2のフィルタ回路F2のハイパス
ブランチでは、k4=−18dB=1/8である。
の加算器ad2により第1、第2のフィルタ回路F1と
F2中で結合される。データ入力Eとデータ出力Aとの
間の個々のフィルタ回路Fiの配列とその数は任意であ
る。
は、振幅応答特性vの結果的なレベルは関連するローパ
スおよびハイパスフィルタの加重または乗算係数から導
出されることがすぐにわかる。関連する乗算係数の積は
それぞれの周波数範囲niの結果的なレベルを与える。
“各周波数範囲の関連する乗算係数”はこの範囲内でロ
ーパスフィルタまたはハイパスフィルタの一方の通過帯
域に割当てられる乗算係数を意味する。他の乗算係数は
関連する停止帯域に対して割当てられ、考慮しない。従
って、以下の積は図6、7で示されている3つの周波数
範囲に与えられる。
07=−3dB、 第2の周波数範囲では、 ni=2:k2・k3=2・1=2=+6dB、 第3の周波数範囲では、 ni=3:k2・k4=2・1/8=0.25=−12
dBである。
の実施例を概略的に示しており、これは本発明によると
3つのフィルタ回路F1、F2、F3を必要とする。図
7とは異なって、個々の乗算係数は異なった配列で構成
される。第1のフィルタ回路F1は第1の周波数限界f
1の所望のレベルではなく第2の周波数限界f2の所望
のレベルを受ける。ローパスブランチは−3dB(第2
の周波数範囲)で加重され、ハイパスブランチは+6d
B(第3の周波数範囲)で加重される。第1のフィルタ
回路F1の関連する振幅応答特性v1は図9で示されて
いる。
界f3において第3、第4の周波数範囲に割当てられ
る。第3の周波数範囲は既にその正確な値、即ち+6d
Bを有するので、この値は変化されてはならず、従って
第3のフィルタ回路F3のローパスブランチは加重係数
0dBが割当てられる。ハイパスブランチは+6dBと
−6dBとの間で相対的なレベル変化を実行しなければ
ならず、従って加重−12dBを割当てられる。結果的
な振幅応答特性v2もまた図9で示されている。
dBまでのレベル変化のみが存在するので、これは第3
のフィルタ回路F3で実行される。第2の周波数範囲の
レベルは既に所望の値、即ち−3dBを有するので、こ
の値は変化されなければならず、従って第3のフィルタ
回路F3のハイパスブランチは加重0dBが割当てられ
る。関連するローパスブランチは上昇する周波数方向に
おいて第1の周波数限界f1で+3dBから−3dBの
振幅減少を実行しなければならず、これは−6dBの相
対的レベル変化に対応する。これは第3のフィルタ回路
F3のローパスブランチの加重を+6dBに設定するこ
とによって達成される。
は図8の上部で示されており、図9は3つのフィルタ回
路F1、F2、F3の関連する振幅応答特性v1、v
2、v3を示している。明瞭にする目的で、図8には制
御ユニットは示されておらず、それぞれの乗算係数はd
B値として与えられている。各加重係数に関して
は、[]を施した選択的加重係数が図8で与えられてお
り、これは所望の振幅応答特性vを生じる。3つのフィ
ルタ回路F1、F2、F3の関連する振幅応答特性v
1、v2、v3が図10で示されている。図7と図10
の振幅応答特性の比較は相対的レベル変化の大きさおよ
び方向が等しいことを示している。振幅応答特性v1、
v3は+3dBと−3dBの一定のレベルシフトだけ異
なっている。
ル+3dB、−3dB、+6dB、−6dBから計算さ
れなければならない6つの乗算係数が重複決定される。
それ故、基本的な曲線形態では異ならずDCレベルでの
み異なる無数の異なった解が存在する。数学的にこれら
の解は等価であるが、実際の構成期間では、内部ダイナ
ミック範囲、即ち内部のビット数がかなりの量を超過
し、不必要なレベル変化がデジタル化雑音を増加する事
実から問題が生じる。それ故、完全なローパス/ハイパ
スフィルタの設定で開始することが適切であり、ここで
は図9のように主観的な感度は最大であり、即ちオーデ
ィオ信号の場合、約3000ヘルツである。ここから、
両周波数範囲において周波数範囲が0dBで変化しない
ようにする。この方法で、不必要なレベル切換えが防止
される。第3の周波数範囲ni=3では加重係数+9d
Bと−3dBは最終的に+6dBのレベルを構成するた
め接近するので、図10の実施例は最適ではない。
グラフ。
形態のブロック図。
図。
Claims (5)
- 【請求項1】 所望の振幅応答特性がデジタルローパス
フィルタとデジタルハイパスフィルタとを有するn−1
個の縦続フィルタ回路により調節され、デジタルローパ
スおよびハイパスフィルタの選択曲線のスカートが隣接
周波数範囲間の周波数限界を定めているデジタル信号用
のn個の周波数範囲を有する等化装置において、 n−1個のフィルタ回路はそれぞれ、信号流方向で1つ
のデジタルローパスフィルタと1つのデジタルハイパス
フィルタとの並列回路を含んでおり、前記デジタルロー
パスおよびハイパスフィルタのそれぞれの周波数応答特
性は相補型伝達関数により連結され、それらの出力は結
合段を経て相互結合され、 隣接周波数範囲間での上昇周波数方向の振幅における相
対的増加または減少はデジタルハイパスおよびローパス
フィルタの出力の加重により関連するフィルタ回路にお
いて行われ、 振幅の相対的増加に対しては、デジタルハイパスフィル
タからの出力信号がデジタルローパスフィルタからの出
力信号よりも大きな加重を割当てられ、 振幅の相対的減少に対しては、デジタルローパスフィル
タからの出力信号がデジタルハイパスフィルタからの出
力信号よりも大きな加重を割当てられ、 フィルタ回路の縦続にしたがって、加重は供給された等
化装置制御信号から変形された制御信号を形成する制御
ユニットにより調節されることを特徴とする等化装置。 - 【請求項2】 制御ユニットは乗算係数として個々の加
重を形成し、それによってデジタルローパスおよびハイ
パスフィルタからの出力信号は乗算されなければなら
ず、各周波数範囲において関連する加重の積は振幅応答
特性の設計レベル値に対応することを特徴とする請求項
1記載の等化装置。 - 【請求項3】 デジタルローパスおよびハイパスフィル
タの通過帯域において、後者のそれぞれの内部利得は単
一体に等しく、各ローパスおよびハイパスフィルタの出
力利得は関連する乗算器により調節可能であり、その乗
算係数入力には制御信号として関連する乗算係数が供給
されることを特徴とする請求項2記載の等化装置。 - 【請求項4】 デジタルローパスおよびハイパスフィル
タは直角ミラーフィルタバンクとして構成されることを
特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項記載の等化装
置。 - 【請求項5】 少なくとも1つのフィルタ回路におい
て、ローパスフィルタの乗算係数および/またはデジタ
ルハイパスフィルタの乗算係数は値1を有することを特
徴とする請求項1乃至4のいずれか1項記載の等化装
置。
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