JPH09135570A - 多重整流回路 - Google Patents
多重整流回路Info
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- JPH09135570A JPH09135570A JP28861295A JP28861295A JPH09135570A JP H09135570 A JPH09135570 A JP H09135570A JP 28861295 A JP28861295 A JP 28861295A JP 28861295 A JP28861295 A JP 28861295A JP H09135570 A JPH09135570 A JP H09135570A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 少ないトランス容量と低コスト、小サイズで
高調波低減効果が大きい多重整流回路を提供する。 【解決手段】 相互に３０度の位相差をもち、振幅が等
しい第１、第２の３相交流電圧をそれぞれ３相交流入力
端子に入力して整流された直流電圧を出力する第１、第
２の３相全波整流回路（５、６）を出力側において相互
に並列接続して成る多重整流回路に関する発明である。
スター・デルタ結線またはデルタ・スター結線で構成さ
れ、１次、および２次巻線の電圧比が１：１の３相トラ
ンス（３）を有し、第１の３相全波整流回路の交流入力
端子は３相交流電源に接続され、３相トランスの１次巻
線は前記３相交流電源に接続され、３相トランスの２次
巻線の出力端子は第２の３相全波整流回路の３相交流入
力端子に接続されている。第１、第２の３相全波整流回
路の交流入力の、３相トランスの漏れインダクタンスに
よる位相ずれは３相リアクトル（４）によって補償され
る。
高調波低減効果が大きい多重整流回路を提供する。 【解決手段】 相互に３０度の位相差をもち、振幅が等
しい第１、第２の３相交流電圧をそれぞれ３相交流入力
端子に入力して整流された直流電圧を出力する第１、第
２の３相全波整流回路（５、６）を出力側において相互
に並列接続して成る多重整流回路に関する発明である。
スター・デルタ結線またはデルタ・スター結線で構成さ
れ、１次、および２次巻線の電圧比が１：１の３相トラ
ンス（３）を有し、第１の３相全波整流回路の交流入力
端子は３相交流電源に接続され、３相トランスの１次巻
線は前記３相交流電源に接続され、３相トランスの２次
巻線の出力端子は第２の３相全波整流回路の３相交流入
力端子に接続されている。第１、第２の３相全波整流回
路の交流入力の、３相トランスの漏れインダクタンスに
よる位相ずれは３相リアクトル（４）によって補償され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、３相交流電圧を制
御形または非制御形整流器で直流に変換する整流回路に
関し、特に整流回路を多重接続することにより電圧・電
流リップルを低減する多重整流回路に関する。
御形または非制御形整流器で直流に変換する整流回路に
関し、特に整流回路を多重接続することにより電圧・電
流リップルを低減する多重整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】サイリスタを用いた制御形整流回路で
は、制御位相角によって出力電圧のリップルが変化し、
制御角が９０°の時が最大になる。このとき、リップル
電流も同時に大きくなる。ダイオードを用いた非制御形
整流回路においても、平滑コンデンサを持ったコンデン
サインプット形では、電源の線間電圧がコンデンサ電圧
を超えた時点で急峻な電流が流れ始めるのでリップル電
流が大きい。
は、制御位相角によって出力電圧のリップルが変化し、
制御角が９０°の時が最大になる。このとき、リップル
電流も同時に大きくなる。ダイオードを用いた非制御形
整流回路においても、平滑コンデンサを持ったコンデン
サインプット形では、電源の線間電圧がコンデンサ電圧
を超えた時点で急峻な電流が流れ始めるのでリップル電
流が大きい。
【０００３】一般にリップル電流が大きいときには、電
源電流の高調波成分が大きくなり、電源の配電網におけ
る損失が増大する。また、この高調波成分は電源電圧の
波形を歪ませ、他の機器へも悪影響を及ぼす。電源電流
の高調波成分によって生じるこのような不都合は、リア
クトルを整流回路の交流側または直流側に挿入すること
によって改善されるが、十分な効果を得るにはリアクト
ルのインダクタンスを大きくする必要がある。しかし、
リアクトルのインダクタンスを大きくすると、その寸法
が大きくなりコストが高くなるとともに、インダクタン
スによる電圧降下が発生するという問題が生じる。
源電流の高調波成分が大きくなり、電源の配電網におけ
る損失が増大する。また、この高調波成分は電源電圧の
波形を歪ませ、他の機器へも悪影響を及ぼす。電源電流
の高調波成分によって生じるこのような不都合は、リア
クトルを整流回路の交流側または直流側に挿入すること
によって改善されるが、十分な効果を得るにはリアクト
ルのインダクタンスを大きくする必要がある。しかし、
リアクトルのインダクタンスを大きくすると、その寸法
が大きくなりコストが高くなるとともに、インダクタン
スによる電圧降下が発生するという問題が生じる。
【０００４】この高調波問題は、交流の相数が単相であ
っても３相であっても発生するけれども、特に、３相交
流を整流する場合について前記の問題の解決策として、
従来、デルタ結線またはスター結線の単一の１次巻線と
スター結線およびデルタ結線の２つの２次巻線を持つ３
相トランスと、２つの３相全波整流回路とを備えた多重
整流回路が採用されている。
っても３相であっても発生するけれども、特に、３相交
流を整流する場合について前記の問題の解決策として、
従来、デルタ結線またはスター結線の単一の１次巻線と
スター結線およびデルタ結線の２つの２次巻線を持つ３
相トランスと、２つの３相全波整流回路とを備えた多重
整流回路が採用されている。
【０００５】図３は、従来方式の多重整流回路のブロッ
ク図である。３相交流電源１は、トランス２の１次巻線
のデルタ結線端子に接続され、２次巻線のデルタ結線端
子は、３相全波整流回路５の交流側端子に接続されてい
る。また、トランス２の２次巻線のスター結線端子は３
相全波整流回路６の交流側端子に接続されている。この
ようにして、３相全波整流回路５および６の３相交流入
力電圧の対応する各相は相互に３０度の位相差をもつこ
とになる。３相全波整流回路５および６の直流側は並列
接続され、負荷機に直流電力を供給する。この装置にお
いて、トランス２の１次巻線に対する２つの２次巻線の
巻線比は、同一電圧比になるように設定されている。ま
た、３相全波整流回路５および６の回路の構成は同一で
ある。したがって、２つの整流回路の整流特性は同一で
ある。その結果、３相全波整流回路５および６の直流出
力は、いずれも交流電源の周波数ｆの６倍の周波数を持
ち、相互に同一の振幅を持ち、かつ、相互に３０度（交
流電源の１周期を３６０度とする）の位相差をもつ電圧
リップルを含んでいる。したがって、３相全波整流回路
５および６の出力を重ね合わせると、整流回路５および
６の直流出力電圧のリップルが相互に逆位相で重なって
相殺し、周波数が１２ｆで小振幅の電圧リップルにな
る。
ク図である。３相交流電源１は、トランス２の１次巻線
のデルタ結線端子に接続され、２次巻線のデルタ結線端
子は、３相全波整流回路５の交流側端子に接続されてい
る。また、トランス２の２次巻線のスター結線端子は３
相全波整流回路６の交流側端子に接続されている。この
ようにして、３相全波整流回路５および６の３相交流入
力電圧の対応する各相は相互に３０度の位相差をもつこ
とになる。３相全波整流回路５および６の直流側は並列
接続され、負荷機に直流電力を供給する。この装置にお
いて、トランス２の１次巻線に対する２つの２次巻線の
巻線比は、同一電圧比になるように設定されている。ま
た、３相全波整流回路５および６の回路の構成は同一で
ある。したがって、２つの整流回路の整流特性は同一で
ある。その結果、３相全波整流回路５および６の直流出
力は、いずれも交流電源の周波数ｆの６倍の周波数を持
ち、相互に同一の振幅を持ち、かつ、相互に３０度（交
流電源の１周期を３６０度とする）の位相差をもつ電圧
リップルを含んでいる。したがって、３相全波整流回路
５および６の出力を重ね合わせると、整流回路５および
６の直流出力電圧のリップルが相互に逆位相で重なって
相殺し、周波数が１２ｆで小振幅の電圧リップルにな
る。
【０００６】図４は、図３の多重整流回路をコンデンサ
インプット形整流回路に適用した例の回路図である。３
相交流電源１の各相端子はトランス２の１次巻線のデル
タ結線端子に接続され、２次巻線のデルタ結線端子は３
相全波整流回路５の各相交流入力端子に接続されてい
る。トランス２の２次巻線のスター結線端子は、３相全
波整流回路６の各相交流入力端子に接続されている。図
４の例では、３相全波整流回路５、６は、非制御形のダ
イオードブリッジ回路である。３相全波整流回路５、６
の直流出力側は並列接続され負荷機に接続されている。
平滑回路はコンデンサインプット形で、平滑コンデンサ
８は多重整流回路の出力電圧を平滑する。
インプット形整流回路に適用した例の回路図である。３
相交流電源１の各相端子はトランス２の１次巻線のデル
タ結線端子に接続され、２次巻線のデルタ結線端子は３
相全波整流回路５の各相交流入力端子に接続されてい
る。トランス２の２次巻線のスター結線端子は、３相全
波整流回路６の各相交流入力端子に接続されている。図
４の例では、３相全波整流回路５、６は、非制御形のダ
イオードブリッジ回路である。３相全波整流回路５、６
の直流出力側は並列接続され負荷機に接続されている。
平滑回路はコンデンサインプット形で、平滑コンデンサ
８は多重整流回路の出力電圧を平滑する。
【０００７】３相全波整流回路５，６はサイリスタを用
いた制御形３相ブリッジ回路でもダイオードを用いた非
制御形３相ブリッジ回路でもよいが、サイリスタ方式の
場合には直流側の電圧リップルの位相差によって生じる
循環電流を抑制するために、直流回路に相間リアクトル
を挿入することがある。この場合には、整流電圧は相間
リアクトルの中点から負荷機に供給される。
いた制御形３相ブリッジ回路でもダイオードを用いた非
制御形３相ブリッジ回路でもよいが、サイリスタ方式の
場合には直流側の電圧リップルの位相差によって生じる
循環電流を抑制するために、直流回路に相間リアクトル
を挿入することがある。この場合には、整流電圧は相間
リアクトルの中点から負荷機に供給される。
【０００８】図３、図４に示されている多重整流回路を
さらに改善した発明が、例えば、特開昭５８−１７０３
７０号公報に開示されている。この公報に記載されてい
る多重整流回路は、基本的に図３、４に示されている多
重整流回路と同一の構造をもつ制御形多重整流回路であ
るが、相間リアクトルに２次巻線を施して単相トランス
を構成し、相間リアクトル中を流れる電流の電流リップ
ルによってこの巻線に誘起される誘導電圧を全波整流
し、それによって得られた電圧を前記相間リアクトルの
出力電圧に直列に重畳して得られる電圧を負荷に印加す
るように構成されている。その結果、電圧リップルの周
波数は交流電源の周波数の２４倍になり、２４相の交流
を整流した場合と等価になる。この方法によって、直流
出力電圧のリップルを大幅に低減することができ、電源
電流の高調波成分も低減することができる。また、コン
デンサインプット形整流回路の場合にはコンデンサ電流
のリップルが低減するのでコンデンサを小形化すること
ができる。
さらに改善した発明が、例えば、特開昭５８−１７０３
７０号公報に開示されている。この公報に記載されてい
る多重整流回路は、基本的に図３、４に示されている多
重整流回路と同一の構造をもつ制御形多重整流回路であ
るが、相間リアクトルに２次巻線を施して単相トランス
を構成し、相間リアクトル中を流れる電流の電流リップ
ルによってこの巻線に誘起される誘導電圧を全波整流
し、それによって得られた電圧を前記相間リアクトルの
出力電圧に直列に重畳して得られる電圧を負荷に印加す
るように構成されている。その結果、電圧リップルの周
波数は交流電源の周波数の２４倍になり、２４相の交流
を整流した場合と等価になる。この方法によって、直流
出力電圧のリップルを大幅に低減することができ、電源
電流の高調波成分も低減することができる。また、コン
デンサインプット形整流回路の場合にはコンデンサ電流
のリップルが低減するのでコンデンサを小形化すること
ができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の多重整流
回路においては、前述したように、デルタ結線、スター
結線の２種類の２次巻線を持ったトランスを準備する必
要がある。しかも、そのトランスには負荷機の全負荷に
相当する変圧器容量が要求されるので、コストが高くな
るばかりでなくサイズも大きくなるという問題点があ
る。
回路においては、前述したように、デルタ結線、スター
結線の２種類の２次巻線を持ったトランスを準備する必
要がある。しかも、そのトランスには負荷機の全負荷に
相当する変圧器容量が要求されるので、コストが高くな
るばかりでなくサイズも大きくなるという問題点があ
る。
【００１０】本発明の目的は、電圧リップルを低減させ
ることができる従来の多重整流回路の長所を失うことな
く、トランスの容量が少なくコストが低く、かつ、サイ
ズが小さい多重整流回路を提供することにある。
ることができる従来の多重整流回路の長所を失うことな
く、トランスの容量が少なくコストが低く、かつ、サイ
ズが小さい多重整流回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の問題を解決するた
めに、本発明の多重整流回路は、第１の結線の１次巻線
と第２の結線の２次巻線で成り、電圧比が１：１の３相
トランスを有し、第１の３相全波整流回路の３相交流入
力端子は３相交流電源に接続され、前記３相トランスの
１次巻線の３相交流入力端子は前記３相交流電源に接続
され、前記３相トランスの２次巻線の３相交流出力端子
は第２の３相全波整流回路の３相交流入力端子に接続さ
れている。ここで、３相トランスのデルタ結線、スター
結線の一方を第１の結線とし、他方を第２の結線とす
る。このように、本発明においては、１次巻線と２次巻
線とをスター・デルタ結線またはデルタ・スター結線と
することによって、１つの２次巻線のみで第１、第２の
３相全波整流回路の３相交流入力に３０度の位相シフト
を持たせ、それによって、第１、第２の３相全波整流回
路の整流出力の電圧リップルを逆位相で重畳することが
できる。
めに、本発明の多重整流回路は、第１の結線の１次巻線
と第２の結線の２次巻線で成り、電圧比が１：１の３相
トランスを有し、第１の３相全波整流回路の３相交流入
力端子は３相交流電源に接続され、前記３相トランスの
１次巻線の３相交流入力端子は前記３相交流電源に接続
され、前記３相トランスの２次巻線の３相交流出力端子
は第２の３相全波整流回路の３相交流入力端子に接続さ
れている。ここで、３相トランスのデルタ結線、スター
結線の一方を第１の結線とし、他方を第２の結線とす
る。このように、本発明においては、１次巻線と２次巻
線とをスター・デルタ結線またはデルタ・スター結線と
することによって、１つの２次巻線のみで第１、第２の
３相全波整流回路の３相交流入力に３０度の位相シフト
を持たせ、それによって、第１、第２の３相全波整流回
路の整流出力の電圧リップルを逆位相で重畳することが
できる。
【００１２】２つの電圧リップルを逆位相で重畳して直
流出力に含まれる電圧リップルを抑圧するためには、第
１、第２の３相全波整流回路の交流入力が同じ振幅を持
ち、かつ、位相が相互に３０度シフトしている必要があ
る。前者は電圧比が１：１になるように、１次巻線と２
次巻線の巻数を定めることによって達成される。後者
は、３相トランスの漏れインダクタンスに起因して生じ
る、第１、第２の３相全波整流回路の３相交流入力間の
相対的な位相ずれを補償するための補償手段を設けるこ
とによって達成される。
流出力に含まれる電圧リップルを抑圧するためには、第
１、第２の３相全波整流回路の交流入力が同じ振幅を持
ち、かつ、位相が相互に３０度シフトしている必要があ
る。前者は電圧比が１：１になるように、１次巻線と２
次巻線の巻数を定めることによって達成される。後者
は、３相トランスの漏れインダクタンスに起因して生じ
る、第１、第２の３相全波整流回路の３相交流入力間の
相対的な位相ずれを補償するための補償手段を設けるこ
とによって達成される。
【００１３】補償手段として、３相トランスの漏れイン
ダクタンスと同じ大きさのインダクタンスをもつ３相リ
アクトルを、３相交流電源と第１の３相全波整流回路の
３相交流入力端子との間に接続することが適切である。
ダクタンスと同じ大きさのインダクタンスをもつ３相リ
アクトルを、３相交流電源と第１の３相全波整流回路の
３相交流入力端子との間に接続することが適切である。
【００１４】このようにして、従来方法の約半分の容量
の３相トランスで、従来方法と同様の高調波低減効果を
得ることができる。上記の３相リアクトルは、３相トラ
ンスの漏れインダクタンス相当であるので、３相トラン
スに比べて小形ですむ。
の３相トランスで、従来方法と同様の高調波低減効果を
得ることができる。上記の３相リアクトルは、３相トラ
ンスの漏れインダクタンス相当であるので、３相トラン
スに比べて小形ですむ。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態を示す
ブロック図である。以下の記述において、３相交流電源
電圧の周波数をｆとする。
ブロック図である。以下の記述において、３相交流電源
電圧の周波数をｆとする。
【００１６】本発明の多重整流回路は３相トランス３
（以下、トランス３と記す）、リアクトル４、３相全波
整流回路５、６を備えている。トランス３はデルタ・ス
ター結線で１次巻線のデルタ結線端子は３相交流電源１
に接続され、トランス３の２次巻線のスター結線端子は
３相全波整流回路６の３相交流入力端子（以下、交流入
力端子と記す）に接続されている。また、トランス３は
電圧比が１：１になるように、１次巻線と２次巻線との
巻数比が設定されている。これによって、もしトランス
３の漏れ磁束が非常に小さい場合には、３相全波整流回
路６の交流入力電圧と３相交流電源１の出力電圧とは相
互に３０度の位相差をもち、かつ、同一振幅を持つこと
になる。したがって、この場合には、３相交流電源１の
出力端子を直接３相全波整流回路５の交流入力端子に接
続するだけで、３相全波整流回路５の交流入力と３相全
波整流回路６の交流入力とが同一の振幅を持ち、かつ、
相互に３０度の位相差を持つようにすることが出来る。
以下、３相全波整流回路５の交流入力と３相全波整流回
路６の交流入力とが同一の振幅を持ち、かつ、相互に３
０度の位相差を持つという条件を振幅・位相条件と記
す。また、３相全波整流回路５、６の交流入力をそれぞ
れ第１、第２の交流入力と記す。
（以下、トランス３と記す）、リアクトル４、３相全波
整流回路５、６を備えている。トランス３はデルタ・ス
ター結線で１次巻線のデルタ結線端子は３相交流電源１
に接続され、トランス３の２次巻線のスター結線端子は
３相全波整流回路６の３相交流入力端子（以下、交流入
力端子と記す）に接続されている。また、トランス３は
電圧比が１：１になるように、１次巻線と２次巻線との
巻数比が設定されている。これによって、もしトランス
３の漏れ磁束が非常に小さい場合には、３相全波整流回
路６の交流入力電圧と３相交流電源１の出力電圧とは相
互に３０度の位相差をもち、かつ、同一振幅を持つこと
になる。したがって、この場合には、３相交流電源１の
出力端子を直接３相全波整流回路５の交流入力端子に接
続するだけで、３相全波整流回路５の交流入力と３相全
波整流回路６の交流入力とが同一の振幅を持ち、かつ、
相互に３０度の位相差を持つようにすることが出来る。
以下、３相全波整流回路５の交流入力と３相全波整流回
路６の交流入力とが同一の振幅を持ち、かつ、相互に３
０度の位相差を持つという条件を振幅・位相条件と記
す。また、３相全波整流回路５、６の交流入力をそれぞ
れ第１、第２の交流入力と記す。
【００１７】しかし、実際にはトランス３は漏れインダ
クタンスをを持つので、３相交流電源１の出力電圧を直
接３相全波整流回路５の交流入力端子に接続するだけで
は第１、第２の交流入力は振幅・位相条件を満たすこと
はできない。そのために、トランス３の漏れインダクタ
ンスとほぼ同一のインダクタンスをもつ３相リアクトル
４（以下、リアクトル４と記す）を３相交流電源１と３
相全波整流回路５との間に接続し、これによってトラン
ス３の漏れインダクタンスに起因する、第１、第２の交
流入力の、振幅・位相条件からのずれを補償する。この
ようにして、３相全波整流回路５の交流入力端子と３相
全波整流回路６の交流入力端子に印加される３相交流電
圧は、相互に３０度の位相差をもち、同一の振幅をも
つ。
クタンスをを持つので、３相交流電源１の出力電圧を直
接３相全波整流回路５の交流入力端子に接続するだけで
は第１、第２の交流入力は振幅・位相条件を満たすこと
はできない。そのために、トランス３の漏れインダクタ
ンスとほぼ同一のインダクタンスをもつ３相リアクトル
４（以下、リアクトル４と記す）を３相交流電源１と３
相全波整流回路５との間に接続し、これによってトラン
ス３の漏れインダクタンスに起因する、第１、第２の交
流入力の、振幅・位相条件からのずれを補償する。この
ようにして、３相全波整流回路５の交流入力端子と３相
全波整流回路６の交流入力端子に印加される３相交流電
圧は、相互に３０度の位相差をもち、同一の振幅をも
つ。
【００１８】３相全波整流回路５と３相全波整流回路６
とは同一の回路構成を持つ。したがって、第１、第２の
交流入力が振幅・位相条件を満たしている限り、３相全
波整流回路５の整流出力の電圧リップルと３相全波整流
回路６の整流出力の電圧リップルとは、３相交流電源電
圧の位相角に換算して相互に３０度の位相差をもつ。す
なわち、３相全波整流回路５の整流出力と３相全波整流
回路６の整流出力とはいずれも周波数が６ｆで相互に逆
位相かつ同一振幅の電圧リップルをもつ直流になる。し
たがって、この２つの整流出力を並列接続して重畳する
と、同一振幅、逆位相の電圧リップルが相殺し合って振
幅の小さな、周波数１２ｆの電圧リップルをもつ直流電
圧になる。このようにしてリップル振幅の小さな直流電
力が負荷機７に供給される。
とは同一の回路構成を持つ。したがって、第１、第２の
交流入力が振幅・位相条件を満たしている限り、３相全
波整流回路５の整流出力の電圧リップルと３相全波整流
回路６の整流出力の電圧リップルとは、３相交流電源電
圧の位相角に換算して相互に３０度の位相差をもつ。す
なわち、３相全波整流回路５の整流出力と３相全波整流
回路６の整流出力とはいずれも周波数が６ｆで相互に逆
位相かつ同一振幅の電圧リップルをもつ直流になる。し
たがって、この２つの整流出力を並列接続して重畳する
と、同一振幅、逆位相の電圧リップルが相殺し合って振
幅の小さな、周波数１２ｆの電圧リップルをもつ直流電
圧になる。このようにしてリップル振幅の小さな直流電
力が負荷機７に供給される。
【００１９】上記の実施形態において、３相リアクトル
４のインダクタンスはトランス３の漏れインダクタンス
とほぼ同じ大きさに設定される。したがって、トランス
３の漏れインダクタンスが小さいほど、リアクトル４が
小型になるので、本発明の目的に適うことになる。しか
し、実際には漏れインダクタンスが小さい場合にはトラ
ンスの内部インピーダンスが小さくなるので、負荷に短
絡等の不測の事態が発生したとき危険を伴うことにな
る。したがって、本発明の目的を達成するためには漏れ
インダクタンスが小さい方が有利であるという事情と、
漏れインダクタンスを余り小さくすることができないと
いう事情とを勘案して適当な漏れインダクタンスをもつ
ようにトランス３は設計される。いずれにしても、トラ
ンスの漏れインダクタンスは全インダクタンスの数パー
セント程度であるから、本発明のリアクトル４は、図
３、４のトランス２のデルタ結線の２次巻線に比較すれ
ば小型であることは勿論である。
４のインダクタンスはトランス３の漏れインダクタンス
とほぼ同じ大きさに設定される。したがって、トランス
３の漏れインダクタンスが小さいほど、リアクトル４が
小型になるので、本発明の目的に適うことになる。しか
し、実際には漏れインダクタンスが小さい場合にはトラ
ンスの内部インピーダンスが小さくなるので、負荷に短
絡等の不測の事態が発生したとき危険を伴うことにな
る。したがって、本発明の目的を達成するためには漏れ
インダクタンスが小さい方が有利であるという事情と、
漏れインダクタンスを余り小さくすることができないと
いう事情とを勘案して適当な漏れインダクタンスをもつ
ようにトランス３は設計される。いずれにしても、トラ
ンスの漏れインダクタンスは全インダクタンスの数パー
セント程度であるから、本発明のリアクトル４は、図
３、４のトランス２のデルタ結線の２次巻線に比較すれ
ば小型であることは勿論である。
【００２０】図１の多重整流回路では、デルタ・スター
結線のトランス３が用いられているが、スター・デルタ
結線のトランスを使用しても差し支えない。そのどちら
を選択するかは、中性点接地をトランス３の１次側にと
るか、２次側にとるかによって定められる。
結線のトランス３が用いられているが、スター・デルタ
結線のトランスを使用しても差し支えない。そのどちら
を選択するかは、中性点接地をトランス３の１次側にと
るか、２次側にとるかによって定められる。
【００２１】図２は図１の回路をコンデンサインプット
形整流回路に適用した例の回路図である。
形整流回路に適用した例の回路図である。
【００２２】３相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔ相端子は、３
相リアクトル４の入力端子、およびトランス３の１次巻
線のデルタ結線端子に接続されている。３相リアクトル
４の出力端子およびトランス３の２次巻線のスター結線
端子はそれぞれ３相全波整流回路５、６の３相ブリッジ
回路のＲ、Ｓ、Ｔ枝路に接続されている。３相全波整流
回路５、６はダイオードを用いた同一の回路構成をもつ
非制御形整流回路である。２つの整流回路の整流出力は
並列に接続され、平滑コンデンサ８によって平滑された
後、負荷機に供給される。
相リアクトル４の入力端子、およびトランス３の１次巻
線のデルタ結線端子に接続されている。３相リアクトル
４の出力端子およびトランス３の２次巻線のスター結線
端子はそれぞれ３相全波整流回路５、６の３相ブリッジ
回路のＲ、Ｓ、Ｔ枝路に接続されている。３相全波整流
回路５、６はダイオードを用いた同一の回路構成をもつ
非制御形整流回路である。２つの整流回路の整流出力は
並列に接続され、平滑コンデンサ８によって平滑された
後、負荷機に供給される。
【００２３】図２の多重整流回路は、３相全波整流回路
５、６の直流側を並列に接続してコンデンサ８で平滑す
るコンデンサインプット形である。平滑回路がコンデン
サインップト形である場合には、コンデンサを充電する
急峻な電流が３相全波整流回路５、６の交流側に流れる
が、トランス３のスター結線とデルタ結線の電圧の３０
度の位相差によってコンデンサを充電する急峻な電流は
相殺し合うので、トランスの１次巻線に流れる電流の高
調波は大幅に低減される。
５、６の直流側を並列に接続してコンデンサ８で平滑す
るコンデンサインプット形である。平滑回路がコンデン
サインップト形である場合には、コンデンサを充電する
急峻な電流が３相全波整流回路５、６の交流側に流れる
が、トランス３のスター結線とデルタ結線の電圧の３０
度の位相差によってコンデンサを充電する急峻な電流は
相殺し合うので、トランスの１次巻線に流れる電流の高
調波は大幅に低減される。
【００２４】図２の実施例では、三相全波整流回路とし
て非制御形の整流回路が採用されているが、整流出力電
力を可変にする必要がある場合には、サイリスタによっ
て構成される３相ブリッジ回路が採用される。サイリス
タ式の場合には、サイリスタの制御位相角が９０度のと
き電圧リップルは最大になる。このような場合には３相
全波整流回路５、６の直流側回路に相間リアクトルを挿
入することがあることは前述の通りである。
て非制御形の整流回路が採用されているが、整流出力電
力を可変にする必要がある場合には、サイリスタによっ
て構成される３相ブリッジ回路が採用される。サイリス
タ式の場合には、サイリスタの制御位相角が９０度のと
き電圧リップルは最大になる。このような場合には３相
全波整流回路５、６の直流側回路に相間リアクトルを挿
入することがあることは前述の通りである。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は次の効果
を有する。１）第１の結線の１次巻線と第２の結線の２
次巻線で成り、電圧比が１：１の３相トランスの２次電
圧を第２の３相全波整流回路に接続し、３相トランスの
漏れインダクタンスによって生じる３相交流電源電圧と
２次電圧との間の位相差の変化を補償手段によって補償
した後、３相交流電源電圧を第１の３相全波整流回路に
接続することによって、従来方式と同等の高調波低減効
果を保持しながら、３相トランスの容量を半減し、コス
トとサイズの低減を実現することができる。２）特に、
３相交流電源と第１の３相全波整流回路との間に、補償
手段として３相トランスの漏れインダクタンスにほぼ等
しいインダクタンスを有する３相リアクトルを接続する
ことにより、３相トランスに比べてごく小形なリアクト
ルで必要な補償をすることができる。
を有する。１）第１の結線の１次巻線と第２の結線の２
次巻線で成り、電圧比が１：１の３相トランスの２次電
圧を第２の３相全波整流回路に接続し、３相トランスの
漏れインダクタンスによって生じる３相交流電源電圧と
２次電圧との間の位相差の変化を補償手段によって補償
した後、３相交流電源電圧を第１の３相全波整流回路に
接続することによって、従来方式と同等の高調波低減効
果を保持しながら、３相トランスの容量を半減し、コス
トとサイズの低減を実現することができる。２）特に、
３相交流電源と第１の３相全波整流回路との間に、補償
手段として３相トランスの漏れインダクタンスにほぼ等
しいインダクタンスを有する３相リアクトルを接続する
ことにより、３相トランスに比べてごく小形なリアクト
ルで必要な補償をすることができる。
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明をコンデンサインプット形整流回路に適
用した例の回路図である。
用した例の回路図である。
【図３】従来方式の多重整流回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】図３の従来方式をコンデンサインプット形整流
回路に適用した例の回路図である。
回路に適用した例の回路図である。
１ ３相交流電源 ２、３ ３相トランス ４ リアクトル ５、６ ３相全波整流回路 ７ 負荷機 ８ 平滑コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 善家 充彦 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内
Claims (3)
- 【請求項１】 相互に３０度の位相差をもち、振幅が等
しい第１、第２の３相交流電圧をそれぞれ３相交流入力
端子に入力して整流された直流電圧を出力する第１、第
２の３相全波整流回路を有し、該第１、第２の３相全波
整流回路は同一の回路構成を有し、かつ、出力側におい
て相互に並列接続されて成る多重整流回路において、３
相トランスのデルタ結線、スター結線の一方を第１の結
線とし、他方を第２の結線とするとき、 第１の結線の１次巻線と第２の結線の２次巻線で成り、
電圧比が１：１の３相トランスを有し、第１の３相全波
整流回路の３相交流入力端子は３相交流電源に接続さ
れ、前記３相トランスの１次巻線は前記３相交流電源に
接続され、前記３相トランスの２次巻線は第２の３相全
波整流回路の３相交流入力端子に接続されていることを
特徴とする多重整流回路。 - 【請求項２】 前記３相トランスの漏れインダクタンス
に起因して生じる、第１、第２の３相全波整流回路の３
相交流入力間の相対的な位相ずれを補償する補償手段を
有する、請求項１に記載の多重整流回路。 - 【請求項３】 前記補償手段は、前記３相交流電源と前
記第１の３相全波整流回路の３相交流入力端子との間に
接続され、前記漏れインダクタンスとほぼ同等のインダ
クタンスを有する３相リアクトルを含んでいる、請求項
２に記載の多重整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28861295A JP3591548B2 (ja) | 1995-11-07 | 1995-11-07 | 多重整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28861295A JP3591548B2 (ja) | 1995-11-07 | 1995-11-07 | 多重整流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09135570A true JPH09135570A (ja) | 1997-05-20 |
| JP3591548B2 JP3591548B2 (ja) | 2004-11-24 |
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ID=17732472
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28861295A Expired - Fee Related JP3591548B2 (ja) | 1995-11-07 | 1995-11-07 | 多重整流回路 |
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Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003061360A (ja) * | 2001-08-16 | 2003-02-28 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 整流回路 |
| JP2008278713A (ja) * | 2007-05-07 | 2008-11-13 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 並列２４パルス整流回路 |
| CN102832877A (zh) * | 2011-06-14 | 2012-12-19 | 西芝电机株式会社 | 船舶用逆变器*** |
| JP2013056760A (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-28 | Mitsui Eng & Shipbuild Co Ltd | クレーン装置、コンテナヤード、および給電方法 |
| CN103248243A (zh) * | 2013-05-20 | 2013-08-14 | 镇江天力变压器有限公司 | 一种高频双***整流变压器 |
| JP2014217257A (ja) * | 2013-04-30 | 2014-11-17 | 株式会社ブリッジ・マーケット | 電源回路、駆動負荷及びｌｅｄ照明 |
| JPWO2015104922A1 (ja) * | 2014-01-09 | 2017-03-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2018133990A (ja) * | 2018-03-30 | 2018-08-23 | 株式会社トーメック | デルタ―レス高調波相殺装置 |
| CN109638939A (zh) * | 2018-12-18 | 2019-04-16 | 辽宁恒顺新能源科技有限公司 | 高压整流变压器单元 |
| WO2019139131A1 (ja) * | 2018-01-11 | 2019-07-18 | 株式会社Ｋａｋｉ | 電源及び制御装置 |
| CN114142748A (zh) * | 2021-11-19 | 2022-03-04 | 广东福德电子有限公司 | 一种大功率直流电源的主电路拓扑与控制方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8737097B1 (en) | 2012-11-29 | 2014-05-27 | Yaskawa America, Inc. | Electronically isolated method for an auto transformer 12-pulse rectification scheme suitable for use with variable frequency drives |
-
1995
- 1995-11-07 JP JP28861295A patent/JP3591548B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2008278713A (ja) * | 2007-05-07 | 2008-11-13 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 並列２４パルス整流回路 |
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| JP2013005524A (ja) * | 2011-06-14 | 2013-01-07 | Nishishiba Electric Co Ltd | 船舶用インバータシステム |
| JP2013056760A (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-28 | Mitsui Eng & Shipbuild Co Ltd | クレーン装置、コンテナヤード、および給電方法 |
| JP2014217257A (ja) * | 2013-04-30 | 2014-11-17 | 株式会社ブリッジ・マーケット | 電源回路、駆動負荷及びｌｅｄ照明 |
| CN103248243A (zh) * | 2013-05-20 | 2013-08-14 | 镇江天力变压器有限公司 | 一种高频双***整流变压器 |
| JPWO2015104922A1 (ja) * | 2014-01-09 | 2017-03-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2019139131A1 (ja) * | 2018-01-11 | 2019-07-18 | 株式会社Ｋａｋｉ | 電源及び制御装置 |
| JP2021057926A (ja) * | 2018-01-11 | 2021-04-08 | 株式会社Ｋａｋｉ | 電源及び制御装置 |
| JP2018133990A (ja) * | 2018-03-30 | 2018-08-23 | 株式会社トーメック | デルタ―レス高調波相殺装置 |
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| CN114142748A (zh) * | 2021-11-19 | 2022-03-04 | 广东福德电子有限公司 | 一种大功率直流电源的主电路拓扑与控制方法 |
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| JP3591548B2 (ja) | 2004-11-24 |
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