JPH089672A - Speed controller for motor - Google Patents
Speed controller for motorInfo
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- JPH089672A JPH089672A JP6163033A JP16303394A JPH089672A JP H089672 A JPH089672 A JP H089672A JP 6163033 A JP6163033 A JP 6163033A JP 16303394 A JP16303394 A JP 16303394A JP H089672 A JPH089672 A JP H089672A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、モータの速度制御装
置、特に、機械負荷を駆動するモータの速度制御装置に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor speed control device, and more particularly to a motor speed control device for driving a mechanical load.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来、機械負荷を駆動するモータの速度
制御装置において、負荷トルク印加時に発生する速度の
インパクトドロップや軸ねじり振動などを抑制する方法
として、特開平1−259777号公報に記載の方法が
知られている。この方法では、外乱オブザーバの手法に
より、モータの発生する駆動トルクのうち、モータの加
減速トルクに使われない成分として、モータ軸に作用す
る軸トルクを漸近的に推定する。ここで、モータの駆動
トルクはモータのトルク電流から、また、モータの加減
速トルクはモータ速度からそれぞれ演算される。推定さ
れた軸トルクを用いてモータトルク電流指令値を補償す
ることにより、機械負荷に作用する負荷トルクを補償し
て、速度のインパクトドロップを低減する。更に、軸ト
ルクに含まれた軸ねじりトルク成分を抑制するように補
償することで、モータと機械負荷との軸ねじり振動の励
起を抑制する。2. Description of the Related Art Conventionally, in a speed control device for a motor that drives a mechanical load, as a method for suppressing impact drop of speed, shaft torsional vibration, etc., which occurs when load torque is applied, it is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 1-259777. The method is known. In this method, the disturbance observer method asymptotically estimates the axial torque acting on the motor shaft as a component of the drive torque generated by the motor that is not used for the acceleration / deceleration torque of the motor. Here, the drive torque of the motor is calculated from the torque current of the motor, and the acceleration / deceleration torque of the motor is calculated from the motor speed. By compensating the motor torque current command value using the estimated shaft torque, the load torque acting on the mechanical load is compensated and the impact drop of the speed is reduced. Further, by compensating so as to suppress the shaft torsion torque component included in the shaft torque, excitation of shaft torsion vibration between the motor and the mechanical load is suppressed.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来の外乱オブザーバ
による方法では、モータのトルク電流とモータ速度の二
つの信号を入力として漸近的に軸トルクを推定する。軸
トルク推定の速さを速くするほど、軸トルクの変化に対
して遅れなく軸トルク推定値を演算できる。遅れの少な
い推定値を用いて負荷トルクや軸ねじりトルクの影響を
補償することで、特性の良好な速度制御が達成できる。
しかし、軸トルク推定の速さを速くすると、モータ速度
やモータ電流などに含まれる雑音や演算時間などの影響
により、速度制御系が不安定になる場合がある。特に、
モータ速度検出値は、その微分演算によりモータの加減
速トルクが演算されるので、雑音の高周波成分が増幅さ
れやすい。このため、軸トルクを十分高速に推定できな
かった。この結果、インパクト負荷の抑圧や軸ねじり振
動の抑制を応答よく達成するのが難しかった。本発明の
目的は、モータ速度検出値に含まれる雑音の影響がある
場合でも、応答よく軸トルクを推定して補償し、負荷ト
ルクによる速度変動や機械振動を抑制するに好適なモー
タの速度制御装置を提供することにある。In the conventional method using the disturbance observer, the shaft torque is asymptotically estimated by using two signals of the motor torque current and the motor speed as inputs. As the speed of shaft torque estimation is increased, the shaft torque estimated value can be calculated without delay with respect to changes in shaft torque. By compensating the influence of the load torque and the shaft torsion torque by using the estimated value with less delay, speed control with good characteristics can be achieved.
However, if the speed of shaft torque estimation is increased, the speed control system may become unstable due to the influence of noise included in the motor speed and motor current, the calculation time, and the like. In particular,
Since the acceleration / deceleration torque of the motor is calculated by the differential calculation of the detected motor speed value, the high frequency component of noise is easily amplified. Therefore, the shaft torque could not be estimated sufficiently fast. As a result, it has been difficult to satisfactorily respond to suppression of impact load and suppression of shaft torsional vibration. An object of the present invention is to control the speed of a motor, which is suitable for estimating and compensating the shaft torque with good response even when there is an influence of noise included in the detected value of the motor speed, and suppressing speed fluctuations and mechanical vibrations due to load torque. To provide a device.
【0004】[0004]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、外乱オブザーバへの二つの入力(モータトルク電流
とモータ速度)に対する一つの出力(軸トルク推定値)
までの伝達特性を分離し、モータトルク電流から軸トル
ク推定値までの特性を一次遅れ要素で、モータ速度から
軸トルク推定値までの特性を微分および一次遅れ要素
(近似微分要素とも呼ばれる)で表す。これらの伝達特
性を持つ補償手段をモータのトルク電流検出値およびモ
ータ速度検出値に対してそれぞれ個別に設け、各々の補
償手段の出力を個々にフィードバックしてトルク電流指
令値を補償する。In order to achieve the above object, one output (shaft torque estimated value) for two inputs (motor torque current and motor speed) to a disturbance observer.
The characteristics from the motor torque current to the shaft torque estimated value are expressed by the first-order lag element, and the characteristics from the motor speed to the shaft torque estimated value are expressed by the differential and first-order lag elements (also called approximate differential elements). . Compensation means having these transfer characteristics are individually provided for the detected torque current value and the detected motor speed value of the motor, and the output of each compensation means is individually fed back to compensate the torque current command value.
【0005】[0005]
【作用】モータのトルク電流に対する補償手段とモータ
速度に対する補償手段を分離することにより、モータト
ルク電流に対する一次遅れ補償の時定数と、モータ速度
に対する微分および一次遅れ補償(近似微分補償)の時
定数を個別に設定できる。 ここで、モータ速度に対す
る補償要素には微分項が含まれるため、従来の外乱オブ
ザーバの場合と同様に、高周波領域で雑音が増幅しない
ようにする必要がある。これは、モータ速度に対する近
似微分補償の時定数をある程度大きく設定して、高周波
領域における微分機能を抑制することで達成できる。一
方、モータのトルク電流は、高い制御応答の要求される
電流制御に用いられるため、検出雑音や検出遅れは小さ
い。また、補償要素に微分項を含まないため、高周波領
域における雑音の増幅はない。このため、安定性を損な
うことなく、モータトルク電流に対する一次遅れ補償の
時定数を十分小さくできる。これにより、モータトルク
電流に含まれる軸トルク成分の高周波成分をフィードバ
ックして補償できるので、軸トルクを高応答に推定して
補償するのと同様な効果が得られる。By separating the compensating means for the motor torque current and the compensating means for the motor speed, the time constants of the first-order lag compensation for the motor torque current and the time constants of the differential and the first-order lag compensation (approximate differential compensation) for the motor speed are obtained. Can be set individually. Here, since the compensation element for the motor speed includes the differential term, it is necessary to prevent the noise from being amplified in the high frequency region as in the case of the conventional disturbance observer. This can be achieved by setting the time constant of the approximate differential compensation for the motor speed to a relatively large value to suppress the differential function in the high frequency region. On the other hand, since the torque current of the motor is used for current control that requires a high control response, detection noise and detection delay are small. Further, since the compensation element does not include a differential term, there is no amplification of noise in the high frequency region. Therefore, the time constant of the first-order lag compensation for the motor torque current can be made sufficiently small without impairing the stability. As a result, the high-frequency component of the shaft torque component included in the motor torque current can be fed back and compensated, and the same effect as that of estimating and compensating the shaft torque with high response can be obtained.
【0006】[0006]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図1は、本発明の一実施例を示すモータ速度制御系
のブロック線図である。図1において、モータ1の出力
軸にトルク伝達用の連結軸2が結合され、これにより機
械負荷3が駆動される。また、機械負荷3には負荷トル
クτdが作用している。モータ1は誘導モータであり、
パワー変換器4により駆動される。速度制御器12は、
速度指令値ωrefとモータ速度検出値ωmの偏差を比例積
分してトルク電流指令値Ioutを演算する。電流検出器
6で検出されたモータ電流は、電流成分検出演算器7で
成分分解され、モータ駆動トルクτmに比例するトルク
電流成分Itと、それに直交する励磁電流成分Imとして
検出される。電流制御器5では、これらの電流検出値を
用いてベクトル制御を実行し、トルク電流指令値Iref
に従ってモータ駆動トルクτmが発生するように制御す
る。一方、モータ1には速度を検出するため、回転速度
に比例した周波数のパルス列が出力されるエンコーダ8
が取り付けられている。速度検出演算器9ではこのパル
ス列からモータ速度ωmを検出する。モータの速度制御
系は、一次遅れ補償器10、近似微分補償器11、速度
制御器12および加算器13,14とから構成する。こ
こで、一次遅れ補償器10では、モータのトルク電流検
出値Itに対して一次遅れ補償演算を実行し、補償電流
Ic1を出力する。一方、近似微分補償器11では、モー
タ速度検出値ωmに対して近似微分補償演算を実行し、
補償電流Ic2を出力する。ここで、二つの補償電流
Ic1,Ic2は、次式により演算される。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a motor speed control system showing an embodiment of the present invention. In FIG. 1, a torque transmitting connecting shaft 2 is coupled to an output shaft of a motor 1, and a mechanical load 3 is driven by this. A load torque τ d acts on the mechanical load 3. The motor 1 is an induction motor,
It is driven by the power converter 4. The speed controller 12 is
The torque current command value I out is calculated by proportionally integrating the deviation between the speed command value ω ref and the motor speed detection value ω m . Motor current detected by the current detector 6 is Decomposition in current component detector calculator 7, and the torque current component I t which is proportional to the motor driving torque tau m, is detected as an exciting current component I m orthogonal thereto . The current controller 5 executes vector control by using these detected current values, and outputs the torque current command value I ref.
The motor drive torque τ m is controlled according to the above. On the other hand, since the motor 1 detects the speed, an encoder 8 that outputs a pulse train having a frequency proportional to the rotation speed
Is attached. The speed detection calculator 9 detects the motor speed ω m from this pulse train. The speed control system of the motor includes a first-order delay compensator 10, an approximate differential compensator 11, a speed controller 12, and adders 13 and 14. Here, the first-order lag compensator 10 executes a first-order lag compensation calculation on the detected torque current value I t of the motor and outputs a compensation current I c1 . On the other hand, the approximate differential compensator 11 executes an approximate differential compensation operation on the detected motor speed value ω m ,
The compensation current I c2 is output. Here, the two compensation currents I c1 and I c2 are calculated by the following equation.
【数1】 ここで、sはラプラス演算子、k1およびTd1は一次遅
れ補償のゲインと時定数、k2およびTd2は近似微分補
償のゲインと時定数をそれぞれ表す。[Equation 1] Here, s is a Laplace operator, k 1 and T d1 are first-order lag compensation gain and time constant, and k 2 and T d2 are approximate differential compensation gain and time constant, respectively.
【0007】いま、速度指令値ωrefが速度制御器12
に与えられると、速度制御器12は、速度指令値ωref
と速度検出演算器9が検出したモータ速度検出値ωmの
偏差を比例積分して、トルク電流指令値Ioutを演算す
る。近似微分補償器11で演算された補償電流Ic2と一
次遅れ補償器10で演算された補償電流Ic1とは、それ
ぞれ加算器13,14においてトルク電流指令値Iout
に加減算され、電流制御器5に対するモータトルク電流
指令値Irefを演算する。Now, the speed command value ω ref is equal to the speed controller 12
To the speed command value ω ref
And the deviation of the motor speed detection value ω m detected by the speed detection calculator 9 are proportionally integrated to calculate the torque current command value I out . The compensation current I c2 calculated by the approximate differential compensator 11 and the compensation current I c1 calculated by the first-order lag compensator 10 are added to the torque current command value I out in the adders 13 and 14, respectively.
Is added or subtracted to calculate the motor torque current command value I ref for the current controller 5.
【数2】 一方、電流検出器6で検出されたモータ電流を電流成分
検出演算器7で成分分解し、モータ駆動トルクτmに比
例するトルク電流成分Itとそれに直交する励磁電流成
分Imを電流制御器5に入力する。電流制御器5では、
これらの電流検出値を用いてベクトル制御を実行し、ト
ルク電流指令値Irefに従ってモータ駆動トルクτmが発
生するようにパワー変換器4を作動し、モータ1を制御
する。[Equation 2] On the other hand, the current detector detected motor current and component resolution at a current component detector calculator 7 with 6, a torque current component I t and the current controller of the exciting current component I m orthogonal thereto which is proportional to the motor driving torque tau m Enter in 5. In the current controller 5,
Vector control is executed using these detected current values, the power converter 4 is operated so that the motor drive torque τ m is generated according to the torque current command value I ref , and the motor 1 is controlled.
【0008】次に、一次遅れ補償器10および近似微分
補償器11の動作を説明するにあたって、モータ1と機
械負荷3とが軸ねじり振動を示す場合の効果を説明す
る。まず、モータ1と機械負荷3との振動モデルを図2
に示す。図2において、モータ1と機械負荷3の慣性モ
ーメントJm,Jlがバネ201で結合され、バネ201
は連結軸2のねじり剛性を表す。ここで、モータの駆動
トルクをτm、モータ速度をωm、機械負荷速度をωl、
機械負荷に働く負荷トルクをτdとする。軸ねじり振動
状態では、モータ1と機械負荷3とがバネ201を介し
て振動する。この振動モデルの等価ブロック線図は、2
慣性系振動モデルとしてよく知られており、図3のよう
に表せる。ここで、モータトルク電流をIt、軸ねじり
トルクをτs、モータ軸に作用する軸トルクをτtとし、
その他の変数は図2と同じである。また、Ktはモータ
のトルク定数、Jmはモータの慣性モーメント、Jlは機
械負荷の慣性モーメント、Kfは軸ねじり剛性、cfはそ
の減衰係数を表す。図3の2慣性系振動モデルから、機
械負荷速度ωlは、軸ねじりトルクτsにより加減速さ
れ、その反力がモータ軸への軸トルクτtとなる。ここ
で、ωm,ωlとτs,τsとτt,τtとωlとの関係は、
次式で表せる。Next, in explaining the operations of the first-order lag compensator 10 and the approximate differential compensator 11, the effect when the motor 1 and the mechanical load 3 exhibit axial torsional vibration will be described. First, a vibration model of the motor 1 and the mechanical load 3 is shown in FIG.
Shown in. In FIG. 2, the moments of inertia J m and J l of the motor 1 and the mechanical load 3 are coupled by a spring 201,
Represents the torsional rigidity of the connecting shaft 2. Here, the motor drive torque is τ m , the motor speed is ω m , the mechanical load speed is ω l ,
The load torque acting on the mechanical load is τ d . In the axial torsional vibration state, the motor 1 and the mechanical load 3 vibrate via the spring 201. The equivalent block diagram of this vibration model is 2
It is well known as an inertial vibration model and can be expressed as shown in FIG. Here, the motor torque current is I t , the shaft torsion torque is τ s , and the shaft torque acting on the motor shaft is τ t ,
Other variables are the same as those in FIG. Further, K t is the torque constant of the motor, J m is the moment of inertia of the motor, J l is the moment of inertia of the mechanical load, K f is the torsional rigidity of the shaft, and c f is its damping coefficient. From the two-inertia vibration model of FIG. 3, the mechanical load speed ω l is accelerated and decelerated by the shaft torsion torque τ s , and the reaction force becomes the shaft torque τ t to the motor shaft. Here, the relationship between ω m , ω l and τ s , τ s and τ t , and τ t and ω l is
It can be expressed by the following formula.
【数3】 ここで、sはラプラス演算子、1/sは積分を表す。ま
た、τdは機械負荷に作用する負荷トルクを表す。一
方、モータ1と機械負荷3との軸ねじり振動による軸ト
ルクτtは、駆動トルクτmのうち、モータ速度の加減速
に用いられない成分に対応する。すなわち、モータ側の
関係式は、次式で表せる。[Equation 3] Here, s represents a Laplace operator, and 1 / s represents integration. Further, τ d represents the load torque that acts on the mechanical load. On the other hand, the axial torque τ t due to the axial torsional vibration between the motor 1 and the mechanical load 3 corresponds to a component of the drive torque τ m that is not used for acceleration / deceleration of the motor speed. That is, the relational expression on the motor side can be expressed by the following expression.
【数4】 これより、軸トルクτtは、モータトルク電流Itおよび
モータ速度ωmから次式のように演算されることが分か
る。[Equation 4] From this, it can be seen that the shaft torque τ t is calculated from the motor torque current I t and the motor speed ω m by the following equation.
【数5】 ここで、ラプラス演算子のsは微分を表す。[Equation 5] Here, s of the Laplace operator represents differentiation.
【0009】さて、このような駆動系に対して、本実施
例では、図1に示す一次遅れ補償器10、近似微分器1
1を設け、各補償器のゲインk1,k2を次式とする。With respect to such a drive system, in this embodiment, the first-order delay compensator 10 and the approximate differentiator 1 shown in FIG. 1 are used.
1, and the gains k 1 and k 2 of each compensator are given by the following equations.
【数6】 このときのトルク電流指令値Irefは、(数2)式に
(数1),(数6)式を代入して、次式のように表せ
る。[Equation 6] The torque current command value I ref at this time can be expressed by the following equation by substituting the equations (1) and (6) into the equation (2).
【数7】 ここで、Ktはトルク定数,Jmはモータ慣性モーメント
値であり、gおよびΔJmは可調節パラメータである。
(数7)式は、分母を(1+Td1s)で通分し、(数
5)式の関係を代入すると、次式のように等価変換でき
る。[Equation 7] Here, K t is a torque constant, J m is a motor inertia moment value, and g and ΔJ m are adjustable parameters.
Expression (7) can be equivalently converted as in the following expression by dividing the denominator by (1 + T d1 s) and substituting the relationship of expression (5).
【数8】 ここで、α1,α2,α3は次式で表せる。[Equation 8] Here, α 1 , α 2 , and α 3 can be expressed by the following equations.
【数9】 これより、モータトルク電流Itに対する一次遅れ補償
G1(s)のゲインk1、時定数Td1およびモータ速度ωm
に対する近似微分補償G2(s)のゲインk2、時定数Td2
を調整することにより、(数9)式における係数α1,
α2,α3をそれぞれ独立に調節できる。これにより、主
制御ループは、モータ速度ωmをフィードバックした制
御処理に加えて、モータ駆動系に作用する軸トルク
τt、および、モータ速度の一階微分sωm、更に、モー
タ速度の二階微分s2ωmをフィードバックする制御ルー
プを構成できる。ここで、モータ速度に対する近似微分
補償要素G2(s)の時定数Td2は、モータトルク電流に
対する一次遅れ補償G1(s)の時定数Td1より大きく設
定する。このとき、(数8)式の関係から明らかなよう
に、軸トルクτtはトルク電流の補償要素の持つ遅れ時
定数Td1で補償できている。一方、モータ速度の近似微
分の時定数Td2は、Td2≧Td1のように設定できるの
で、モータ速度検出値に含まれる雑音の高周波成分を増
大させることなく、応答よく軸トルク成分を補償でき
る。[Equation 9] From this, the gain k 1 of the first-order lag compensation G 1 (s) with respect to the motor torque current I t , the time constant T d1 and the motor speed ω m
To the approximate differential compensation G 2 (s) gain k 2 and time constant T d2
By adjusting the coefficient α 1 in the equation (9),
α 2 and α 3 can be adjusted independently. Thus, the main control loop, in addition to the control process by feeding back the motor speed omega m, shaft torque tau t acting on the motor drive system, and, first derivative Esuomega m of the motor speed, further, the second derivative of the motor speed A control loop for feeding back s 2 ω m can be constructed. Here, the time constant T d2 of the approximate differential compensation element G 2 (s) for the motor speed is set to be larger than the time constant T d1 of the first-order delay compensation G 1 (s) for the motor torque current. At this time, as is clear from the relationship of the equation (8), the axial torque τ t can be compensated by the delay time constant T d1 of the torque current compensation element. On the other hand, since the time constant T d2 of the approximate differentiation of the motor speed can be set as T d2 ≧ T d1 , the shaft torque component is compensated with good response without increasing the high frequency component of noise included in the detected motor speed value. it can.
【0010】次に、本発明による速度制御系のシュミレ
ーション波形を、従来(外乱オブザーバによる)方式に
よる速度制御系のシュミレーション波形と対比して、説
明する。まず、図4に、本発明による速度制御系の構成
を伝達関数を用いたブロック線図により示す。ここで、
一次遅れ補償器10および近似微分補償器11の伝達特
性は、(数1)式に示すように、ゲインk1,k2および
時定数Td1,Td2で表した。また、速度制御器12の積
分ゲインをki、比例ゲインをkpとした。電流制御系の
特性は応答時定数がTaの一次遅れ系とした。また、モ
ータおよび機械系の特性は15Hzと60Hzに共振ピ
ークを持つ振動系とした。一方、従来(外乱オブザーバ
による)方式の速度制御系を伝達関数により表したブロ
ック線図を図5に示す。ここで、外乱オブザーバ15
は、積分器1531/J1esと加算器154およびオブ
ザーバゲインko155とから構成され、オブザーバの
極の絶対値をkd(kd=ko/J1e)としたとき、1/
kdの時定数で軸トルクτtを推定する。外乱オブザーバ
からの推定値にゲインkfを乗算し、トルク電流指令値
から減算することにより、軸ねじり振動を抑制する。両
者のシミュレーション結果を図6に示す。モータの速度
指令値をステップ状に変化させたときのモータ速度(ω
m)、機械負荷速度(ωl)、モータトルク電流(It)
の波形を示す。ここで、(a)に外乱オブザーバを用い
た従来方式の結果を、(b)に本発明による結果を示
す。図6(a)の従来方式では、図5の構成において、
ki=20000,kp=800とし、Ta=1.6ms
とした。また、外乱オブザーバの時定数Td(Td=1/
kd)を3.3msとし、軸ねじりトルク推定値のフィ
ードバックゲインkfを1.2とした。図6(a)の結
果から明らかなように、機械負荷速度からモータと機械
負荷との軸ねじり振動はある程度抑制されているが、モ
ータ速度やモータトルク電流に不安定な持続振動が励起
している。これは、従来の外乱オブザーバ15による方
法では、軸トルク推定応答を十分高くできないため、こ
のような不安定振動が発生している。これに対して、図
6(b)の本発明では、ki,kp,Taを図6(a)と
同じとし、一次遅れ補償器10のk1および近似微分補
償器11のk2は、kf=1.2と同じ軸トルク推定値フ
ィードバックとなるように設定した。ここで、近似微分
補償器11の時定数Td2は、外乱オブザーバ15の時定
数Tdと同じ3.3msとし、一次遅れ補償器10の時
定数Td1を1msとした。図6(b)の結果から明らか
なように、本発明による速度制御系によれば、近似微分
補償器11の時定数Td2を小さくすることなく、一次遅
れ補償器10の時定数Td1を小さくすることで、不安定
振動の発生がなく、軸トルク推定の高応答化を達成でき
る。Next, the simulation waveform of the speed control system according to the present invention will be described in comparison with the simulation waveform of the speed control system according to the conventional method (by the disturbance observer). First, FIG. 4 shows a configuration of a speed control system according to the present invention by a block diagram using a transfer function. here,
The transfer characteristics of the first-order delay compensator 10 and the approximate differential compensator 11 are represented by the gains k 1 and k 2 and the time constants T d1 and T d2 as shown in the equation (1). The integral gain of the speed controller 12 is k i and the proportional gain is k p . The characteristic of the current control system is a first-order lag system whose response time constant is T a . Further, the characteristics of the motor and mechanical system are vibration systems having resonance peaks at 15 Hz and 60 Hz. On the other hand, FIG. 5 shows a block diagram in which a speed control system of a conventional (disturbance observer) system is represented by a transfer function. Where disturbance observer 15
Is composed of an integrator 1531 / J 1e s, an adder 154, and an observer gain k o 155. When the absolute value of the observer pole is k d (k d = k o / J 1e ), 1 /
The shaft torque τ t is estimated with the time constant of k d . Multiplied by the gain k f the estimated value from the disturbance observer, by subtracting from the torque current command value to suppress the axial torsional vibration. The simulation results of both are shown in FIG. When the motor speed command value is changed stepwise, the motor speed (ω
m), machine load speed (ω l), the motor torque current (I t)
Shows the waveform of. Here, (a) shows the result of the conventional method using the disturbance observer, and (b) shows the result of the present invention. In the conventional method of FIG. 6A, in the configuration of FIG.
With k i = 20000 and k p = 800, T a = 1.6 ms
And Also, the time constant of the disturbance observer T d (T d = 1 /
k d ) was set to 3.3 ms, and the feedback gain k f of the shaft torsion torque estimated value was set to 1.2. As is clear from the result of FIG. 6A, the shaft torsion vibration between the motor and the mechanical load is suppressed to some extent from the mechanical load speed, but unstable continuous vibration is excited in the motor speed and the motor torque current. There is. This is because such a unstable vibration occurs because the shaft torque estimation response cannot be made sufficiently high with the conventional method using the disturbance observer 15. In contrast, in the present invention in FIG. 6 (b), k i, k p, k of T a same city as FIGS. 6 (a) and, k 1 of the first-order lag compensator 10 and the approximate differentiation compensator 11 2 Was set so that the same shaft torque estimated value feedback as k f = 1.2 was obtained. Here, constant T d2 when approximate differentiation compensator 11, the same 3.3ms constant T d time of the disturbance observer 15, and a 1ms constant T d1 when first order delay compensator 10. As is apparent from the result of FIG. 6B, according to the speed control system of the present invention, the time constant T d1 of the first-order delay compensator 10 can be set without decreasing the time constant T d2 of the approximate differential compensator 11. By making it small, unstable vibration does not occur, and high response of shaft torque estimation can be achieved.
【0011】以上詳述したように、本実施例によれば、
モータのトルク電流Itの一次遅れ補償器G1(s)とモー
タ速度ωmの近似微分補償器G2(s)をそれぞれ個別に設
けることにより、モータトルク電流に対する一次遅れ補
償の時定数と、モータ速度に対する微分および一次遅れ
補償(近似微分補償)の時定数を独立に設定でき、これ
により、モータ速度の近似微分の高周波成分を増大する
ことなく、等価的に高応答に軸トルク推定値をフィード
バックして制御し、機械系の振動を励振することなく、
モータを高応答に速度制御する。すなわち、モータ速度
に対する近似微分補償の場合、補償要素に微分項が含ま
れるため、従来の外乱オブザーバの場合と同様に、高周
波領域で雑音が増幅しないようにする必要から、モータ
速度に対する近似微分補償の時定数をある程度大きく設
定して、高周波領域における微分機能を抑制し、速度検
出値に含まれる雑音の高周波成分の増大を防止する。一
方、モータのトルク電流Itの一次遅れ補償器の場合、
モータのトルク電流は、高い制御応答の要求される電流
制御に用いられるため、検出雑音や検出遅れは小さく、
また、補償要素に微分項を含まないため、高周波領域に
おける雑音の増幅はない。このため、安定性を損なうこ
となく、モータトルク電流に対する一次遅れ補償の時定
数を十分小さくできるので、軸トルクを高応答に推定し
て補償する。更に、(数8)に示すように、軸トルクだ
けでなく、モータ速度の一階微分および二階微分をフィ
ードバックできるので、微分による位相を進ませる効果
により、閉ループ制御系の安定性を向上できる利点もあ
る。As described in detail above, according to this embodiment,
By providing a first-order lag compensator G 1 (s) for the motor torque current I t and an approximate differential compensator G 2 (s) for the motor speed ω m , respectively, the time constant of the first-order lag compensation for the motor torque current can be obtained. , The time constants of the derivative with respect to the motor speed and the first-order lag compensation (approximate differential compensation) can be set independently, which makes it possible to equivalently estimate the shaft torque with high response without increasing the high frequency component of the approximate derivative of the motor speed. Is controlled by feedback, without exciting the vibration of the mechanical system,
Speed control the motor with high response. That is, in the case of the approximate differential compensation for the motor speed, since the compensating element includes the differential term, it is necessary to prevent the noise from being amplified in the high frequency region as in the case of the conventional disturbance observer. The time constant of is set to be large to some extent to suppress the differentiation function in the high frequency region and prevent an increase in the high frequency component of noise included in the speed detection value. On the other hand, if the first-order lag compensator torque current I t of the motor,
The motor torque current is used for current control that requires high control response, so detection noise and detection delay are small,
Further, since the compensation element does not include a differential term, there is no amplification of noise in the high frequency region. For this reason, the time constant of the first-order lag compensation for the motor torque current can be made sufficiently small without impairing the stability, so that the shaft torque is estimated to be highly responsive and compensated. Further, as shown in (Equation 8), not only the axial torque but also the first and second differentials of the motor speed can be fed back, so the stability of the closed loop control system can be improved by the effect of advancing the phase by the differential. There is also.
【0012】[0012]
【発明の効果】本発明によれば、モータのトルク電流の
一次遅れ補償器とモータ速度の近似微分補償器をそれぞ
れ個別に設けることにより、モータトルク電流に対する
一次遅れ補償の時定数を小さく、モータ速度に対する微
分および一次遅れ補償(近似微分補償)の時定数を大き
く独立に設定できるので、速度検出値に含まれる雑音の
高周波成分を増大させることなく、軸トルクを高応答に
フィードバック補償でき、外乱トルクを応答よく補償し
て、機械系の振動を励振することなく、モータを高応答
に速度制御することができる。また、速度制御系にモー
タ速度の一階および二階微分をフィードバックして制御
できるので、微分による位相を進ませる効果により、閉
ループ速度制御系の位相遅れを改善し、安定性を向上さ
せることができる。According to the present invention, by providing the motor torque current first-order lag compensator and the motor speed approximate differential compensator individually, the time constant of the first-order lag compensation for the motor torque current can be made small. Since the time constants of the differential with respect to the speed and the first-order lag compensation (approximate differential compensation) can be set independently, the axial torque can be feedback-compensated with high response without increasing the high frequency component of noise contained in the speed detection value, and the disturbance The torque can be compensated with good response, and the speed of the motor can be controlled with high response without exciting the vibration of the mechanical system. Further, since the first and second differentials of the motor speed can be fed back and controlled to the speed control system, the phase delay of the closed loop speed control system can be improved and the stability can be improved by the effect of advancing the phase by the differential. .
【図1】本発明の一実施例を示すモータ速度制御系のブ
ロック線図FIG. 1 is a block diagram of a motor speed control system showing an embodiment of the present invention.
【図2】機械負荷駆動系の振動モデル[Fig.2] Vibration model of mechanical load drive system
【図3】振動モデルのブロック線図FIG. 3 is a block diagram of a vibration model.
【図4】本発明による速度制御系を伝達関数により示す
ブロック線図FIG. 4 is a block diagram showing a speed control system according to the present invention by a transfer function.
【図5】従来方式(外乱オブザーバ)による速度制御系
を伝達関数により示すブロック線図FIG. 5 is a block diagram showing a transfer function of a speed control system by a conventional method (disturbance observer).
【図6】速度ステップ応答のシミュレーション結果を示
す図FIG. 6 is a diagram showing a simulation result of a velocity step response.
1 モータ 2 連結軸 3 機械負荷 4 パワー変換器 5 電流制御器 6 電流検出器 7 電流成分検出演算器 8 エンコーダ 9 速度検出演算器 10 一次遅れ補償器 11 近似微分補償器 12 速度制御器 1 Motor 2 Connected Shaft 3 Mechanical Load 4 Power Converter 5 Current Controller 6 Current Detector 7 Current Component Detection Calculator 8 Encoder 9 Speed Detection Calculator 10 Primary Delay Compensator 11 Approximate Differential Compensator 12 Speed Controller
Claims (4)
流及びモータ速度をそれぞれ検出する手段と、速度指令
値とモータ速度とからトルク電流指令値を演算する手段
と、モータ電流の検出値からモータのトルク電流を演算
する手段と、モータのトルク電流をトルク電流指令値に
従って制御する手段を有するモータの速度制御装置にお
いて、モータのトルク電流を遅れ補償手段を介してフィ
ードバックする制御ループと、モータ速度を微分および
遅れ補償(近似微分補償)手段を介してフィードバック
する制御ループとを個別に設け、前記トルク電流指令値
をこれら制御ループの出力で補償することを特徴とする
モータの速度制御装置。1. A motor for driving a mechanical load, a means for respectively detecting a motor current and a motor speed, a means for calculating a torque current command value from a speed command value and a motor speed, and a motor from a detected value of the motor current. In a motor speed control device having means for calculating the torque current of the motor and means for controlling the torque current of the motor in accordance with the torque current command value, a control loop for feeding back the torque current of the motor through the delay compensation means, and a motor speed Is separately provided with a control loop that feeds back through differential and delay compensation (approximate differential compensation) means, and the torque current command value is compensated by the output of these control loops.
流及びモータ速度をそれぞれ検出する手段と、速度指令
値とモータ速度とからトルク電流指令値を演算する手段
と、モータ電流の検出値からモータのトルク電流を演算
する手段と、モータのトルク電流をトルク電流指令値に
従って制御する手段を有するモータの速度制御装置にお
いて、トルク電流検出値を入力として遅れ補償を施す手
段と、モータ速度検出値を入力として微分および遅れ補
償(近似微分補償)を施す手段とをそれぞれ設け、モー
タ速度に対する近似微分補償の時定数をモータトルク電
流に対する一次遅れ補償の時定数より大きく設定して、
前記トルク電流指令値に、前記遅れ補償の演算結果およ
び前記近似微分補償の演算結果をそれぞれ加減算した結
果をトルク電流指令値として速度制御を実行することを
特徴とするモータの速度制御装置。2. A motor for driving a mechanical load, a means for respectively detecting a motor current and a motor speed, a means for calculating a torque current command value from a speed command value and a motor speed, and a motor from a detected value of the motor current. In the motor speed control device having a means for calculating the torque current and a means for controlling the motor torque current according to the torque current command value, a means for delay compensation using the detected torque current value as an input, and a motor speed detected value A means for applying differential and delay compensation (approximate differential compensation) is provided as an input, and the time constant of the approximate differential compensation for the motor speed is set to be larger than the time constant of the first-order delay compensation for the motor torque current.
A speed control device for a motor, wherein speed control is executed with a result obtained by adding and subtracting a calculation result of the delay compensation and a calculation result of the approximate differential compensation to the torque current command value as a torque current command value.
ク電流検出値に対する遅れ補償の伝達関数をG1(s)、
モータ速度検出値に対する微分および遅れ補償(近似微
分補償)の伝達関数をG2(s)としたとき、G1(s)を
(a)式で記述される一次遅れ補償、G2(s)を(b)
式で記述される微分および一次遅れ補償(近似微分補
償)とすることを特徴とするモータの速度制御装置。 【数10】 【数11】 ここで、sはラプラス演算子、k1およびTd1は一次遅
れ補償のゲインと時定数、k2およびTd2は微分および
一次遅れ補償(近似微分補償)のゲインと時定数をそれ
ぞれ表す。3. The transfer function for delay compensation with respect to a detected torque current according to claim 1 or 2, wherein G 1 (s) is
When the transfer function of differential and delay compensation (approximate differential compensation) with respect to the detected motor speed is G 2 (s), G 1 (s) is the first-order delay compensation described by equation (a), G 2 (s) (B)
A motor speed control device characterized by differential and first-order lag compensation (approximate differential compensation) described by equations. [Equation 10] [Equation 11] Here, s is a Laplace operator, k 1 and T d1 are gains and time constants for first-order lag compensation, and k 2 and T d2 are gains and time constants for differential and first-order lag compensation (approximate differential compensation), respectively.
指令値とモータ速度とから演算されるトルク電流指令値
に、軸トルク、モータ速度の一階微分および二階微分を
フィードバックして制御することを特徴とするモータの
速度制御装置。4. The control according to claim 1 or 2, wherein the torque current command value calculated from the speed command value and the motor speed is fed back with the axial torque, the first differential and the second differential of the motor speed. A speed control device for a motor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6163033A JPH089672A (en) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | Speed controller for motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6163033A JPH089672A (en) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | Speed controller for motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH089672A true JPH089672A (en) | 1996-01-12 |
Family
ID=15765915
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6163033A Pending JPH089672A (en) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | Speed controller for motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH089672A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020051183A (en) * | 2000-12-22 | 2002-06-28 | 신현준 | Apparatus for speed controlling roller by using current compensator |
CN109412474A (en) * | 2018-12-12 | 2019-03-01 | 上海航天控制技术研究所 | A kind of control method of brushless direct current motor sine torque output |
-
1994
- 1994-06-22 JP JP6163033A patent/JPH089672A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20020051183A (en) * | 2000-12-22 | 2002-06-28 | 신현준 | Apparatus for speed controlling roller by using current compensator |
CN109412474A (en) * | 2018-12-12 | 2019-03-01 | 上海航天控制技术研究所 | A kind of control method of brushless direct current motor sine torque output |
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