JPH088743A - Analog/digital signal converter - Google Patents
Analog/digital signal converterInfo
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- JPH088743A JPH088743A JP13532894A JP13532894A JPH088743A JP H088743 A JPH088743 A JP H088743A JP 13532894 A JP13532894 A JP 13532894A JP 13532894 A JP13532894 A JP 13532894A JP H088743 A JPH088743 A JP H088743A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、プロセス計装に用いら
れる工業計器に係わり、プロセスアナログ信号を、ディ
ジタル信号に変換するアナログ／ディジタル信号変換器
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an industrial instrument used for process instrumentation, and more particularly to an analog / digital signal converter for converting a process analog signal into a digital signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】工業計器における一般的なアナログ電圧
信号をディジタル値に変換する回路構成を図８に示す。
１はアナログ電圧信号、５はＡ／Ｄコンバータ６の入力
として電圧信号を適切な電圧レンジに変換するためのバ
イアス回路、７はＡ／Ｄ変換器のパルス出力をディジタ
ルデータに演算するためのＭＰＵである。一般に電子部
品には約３０〜５０(ppm／℃）の温度影響があるため、
周囲温度が変動した場合に、前記アナログ電圧信号１
は、前記バイアス回路５，前記Ａ／Ｄコンバータ６の温
度影響により、前記ＭＰＵ７に取り込むＡ／Ｄ変換値が
変動してしまう。例えば５０(ppm／℃）の電子部品３個
では３σの値から約８５(ppm／℃）の温度影響となり、
前記アナログ電圧信号１の真値を得るためには、これら
の電子部品の温度影響による誤差を検出し何らかの補正
処理をする必要がある。そこで、一般に使われている従
来の温度補償回路を図７に示し、以下説明する。2. Description of the Related Art FIG. 8 shows a circuit configuration for converting a general analog voltage signal into a digital value in an industrial instrument.
1 is an analog voltage signal, 5 is a bias circuit for converting the voltage signal into an appropriate voltage range as an input of the A / D converter 6, and 7 is an MPU for calculating the pulse output of the A / D converter into digital data. Is. Generally, electronic parts have a temperature effect of about 30 to 50 (ppm / ° C).
When the ambient temperature changes, the analog voltage signal 1
Due to the temperature influence of the bias circuit 5 and the A / D converter 6, the A / D conversion value taken into the MPU 7 fluctuates. For example, with 3 electronic components of 50 (ppm / ° C), a temperature effect of about 85 (ppm / ° C) from the value of 3σ,
In order to obtain the true value of the analog voltage signal 1, it is necessary to detect an error due to the temperature effect of these electronic components and perform some correction processing. Therefore, a commonly used conventional temperature compensation circuit is shown in FIG. 7 and described below.
【０００３】図７において、１はアナログ電圧信号、２
は温度影響の少ない電圧発生回路で基準電圧を発生す
る。４はアナログ入力切り換え用マルチプレクサ、５は
バイアス回路、６はＡ／Ｄコンバータ、７は温度補正演
算を行うＭＰＵである。In FIG. 7, 1 is an analog voltage signal and 2 is
Generates a reference voltage with a voltage generation circuit that is less affected by temperature. Reference numeral 4 is an analog input switching multiplexer, 5 is a bias circuit, 6 is an A / D converter, and 7 is an MPU for performing temperature correction calculation.
【０００４】温度補正を行うためには、最初に温度補償
用部品の特性を学習しておく必要がある。以下に、前記
温度補償用部品の特性を学習する方法を説明する。In order to perform temperature correction, it is necessary to first learn the characteristics of the temperature compensating component. Hereinafter, a method for learning the characteristics of the temperature compensation component will be described.
【０００５】まず周囲温度が安定した状態（常温）にお
いて、前記マルチプレクサ４を前記アナログ電圧信号１
に切り換える。前記アナログ電圧信号１のゼロ点入力
（以下ＡZEROと称す）におけるＡ／Ｄ変換ディジタル値
（以下ＤZEROと称す）と、アナログ電圧信号１のスパン
点入力（以下ＡSPANと称す）におけるＡ／Ｄ変換ディジ
タル値（以下ＤSPANと称す）からＡ／Ｄ変換特性直線
（数１）を得る。First, in a state where the ambient temperature is stable (normal temperature), the multiplexer 4 is connected to the analog voltage signal 1
Switch to. A / D conversion digital value (hereinafter referred to as D ZERO ) at the zero point input (hereinafter referred to as A ZERO ) of the analog voltage signal 1 and A / at the span point input (hereinafter referred to as A SPAN ) of the analog voltage signal 1 An A / D conversion characteristic straight line (Equation 1) is obtained from the D conversion digital value (hereinafter referred to as D SPAN ).
【０００６】[0006]
【数１】 [Equation 1]
【０００７】である。[0007]
【０００８】次に、前記マルチプレクサ４を前記基準電
圧に切り換え、前記Ａ／Ｄコンバータ６のＡ／Ｄ変換デ
ィジタル値ＤREF を得て、ＤREF と前記（数１）より逆
算し、（数２）により前記基準電圧のアナログ値ＡREF
を算出する。Next, the multiplexer 4 is switched to the reference voltage, the A / D conversion digital value D REF of the A / D converter 6 is obtained, and back calculation is performed from D REF and the above ( Formula 1), ) By the analog value A REF of the reference voltage
To calculate.
【０００９】[0009]
【数２】 [Equation 2]
【００１０】基準電圧（ＡREF ）は、温度影響が小さい
ため一定と考える。このＡREF の値を補正計算パラメー
タとして前記ＣＰＵ７に格納する。The reference voltage (A REF ) is considered to be constant because it is less affected by temperature. The value of A REF is stored in the CPU 7 as a correction calculation parameter.
【００１１】次に基準電圧値ＡREF を用いた温度補正計
算について説明する。温度影響により、アナログ電圧信
号１に対するＡ／Ｄ変換特性直線が前記(数１）から(数
３）に変化したとする。ただし、補正計算用パラメータ
ＡREF は一定とする。Next, the temperature correction calculation using the reference voltage value A REF will be described. It is assumed that the A / D conversion characteristic straight line with respect to the analog voltage signal 1 is changed from (Equation 1) to (Equation 3) due to the influence of temperature. However, the correction calculation parameter A REF is constant.
【００１２】[0012]
【数３】 Ｄ＝ａ′・Ａ＋ｂ′ …（数３） ここに ａ′，ｂ′は温度影響により変化したＡ／Ｄ変換特性直
線のパラメータ Ａ＝任意の入力電圧信号値 Ｄ＝任意のＡ／Ｄ変換ディジタル値 である。[Equation 3] D = a ′ · A + b ′ (Equation 3) where a ′ and b ′ are parameters of the A / D conversion characteristic straight line changed due to temperature influence A = arbitrary input voltage signal value D = arbitrary A / D conversion digital value.
【００１３】しかし、従来の温度補正計算ではバイアス
ｂの変化分を無視し、利得ａの変化分のみでＡ／Ｄ変換
特性直線の補正計算を行っており、（数４）としてい
る。However, in the conventional temperature correction calculation, the change amount of the bias b is ignored, and the correction calculation of the A / D conversion characteristic straight line is performed only by the change amount of the gain a, which is expressed by (Equation 4).
【００１４】[0014]
【数４】 ｂ＝ｂ′ …（数４） まず、温度影響により変化したＡ／Ｄ変換特性直線前記
（数３）の利得ａ′を求めるため、前記基準電圧のＡ／
Ｄ変換を行う。## EQU00004 ## b = b '(Equation 4) First, in order to obtain the gain a'of the A / D conversion characteristic straight line (Equation 3) changed by the temperature influence, A / D of the reference voltage is calculated.
Perform D conversion.
【００１５】前記マルチプレクサ４を前記基準電圧に切
り換え、前記基準電圧ＡREF におけるディジタル変換値
ＤREF′を得る。The multiplexer 4 is switched to the reference voltage, and the digital conversion value D REF 'at the reference voltage A REF is obtained.
【００１６】ＤREF′は（数３）を用いて次式のように
表すことができる。D REF 'can be expressed by the following equation using (Equation 3).
【００１７】[0017]
【数５】 ＤREF′＝ａ′・ＡREF＋ｂ′ …（数５） よって、前記（数４)，(数５）より前記（数３）のａ′
は次式のように求めることができる。[Equation 5] D REF ′ = a ′ · A REF + b ′ (Equation 5) Therefore, from the above (Equation 4) and (Equation 5), a ′ of the above (Equation 3) is obtained.
Can be calculated as follows.
【００１８】[0018]
【数６】 (Equation 6)
【００１９】したがって、温度影響で変化したＡ／Ｄ変
換特性直線（数３）から逆算して、（数７）により温度
影響を受けたディジタル変換値Ｄに対する温度影響を補
正した入力電圧信号値Ａを算出することができる。Therefore, the input voltage signal value A is obtained by back-calculating from the A / D conversion characteristic straight line (Equation 3) changed by the temperature influence and correcting the temperature influence on the digital converted value D affected by the temperature by (Equation 7). Can be calculated.
【００２０】[0020]
【数７】 (Equation 7)
【００２１】[0021]
課題１ 電子部品の高性能・高精度化に伴い、工業計器の仕様も
高性能・高精度なものへと進んできている。従って、前
記工業計器の精度を上げるためには電子部品の温度影響
を補償する温度補償回路が必要不可欠である。前記従来
方式の温度補償回路では温度影響３０〜５０(ppm／℃）
以内に抑えるのが限界であった。しかし、工業計器を校
正する装置のような場合、変換回路自体には温度影響１
０(ppm／℃）以下の精度が必要である。Challenge 1 As electronic components become more sophisticated and more accurate, the specifications of industrial instruments are also becoming more sophisticated and more accurate. Therefore, in order to improve the accuracy of the industrial instrument, a temperature compensating circuit for compensating the temperature effect of electronic parts is indispensable. In the conventional temperature compensation circuit, temperature effect is 30 to 50 (ppm / ℃)
The limit was to keep it within. However, in the case of a device that calibrates industrial instruments, the conversion circuit itself has a temperature effect 1
Accuracy of 0 (ppm / ° C) or less is required.
【００２２】本発明の目的は、上記高精度化を満足する
ため従来技術に比べより高精度な温度補償を、基準電圧
発生回路の出力する基準電圧（以下基準電圧Ｈと称す）
の他に、前記基準電圧を温度変化に対し分圧比影響の小
さい既製のネットワーク抵抗により分圧し２つめの基準
電圧（以下基準電圧Ｌと称す）とすることで実現し、し
かも簡単な回路構成で温度補償を行うことにある。An object of the present invention is to provide a more accurate temperature compensation than that of the prior art in order to satisfy the above-mentioned high accuracy, and a reference voltage output from a reference voltage generating circuit (hereinafter referred to as a reference voltage H).
In addition, it is realized by dividing the reference voltage into a second reference voltage (hereinafter referred to as reference voltage L) by dividing the reference voltage with an off-the-shelf network resistor having a small effect on the voltage division ratio, and with a simple circuit configuration. There is temperature compensation.
【００２３】課題２ 上記課題１を実現した場合において、前記基準電圧発生
回路を分圧する前記ネットワーク抵抗は、前記基準電圧
発生回路に負荷影響を及ぼすことの無いよう消費電流を
抑える必要から、全抵抗値の大きな値のものを使うこと
が望ましい。しかし、前記バイアス回路，前記Ａ／Ｄコ
ンバータの負荷に対し、前記基準電圧発生回路からの前
記基準電圧Ｈ，基準電圧Ｌを一定に保つためには、ある
程度、前記ネットワーク抵抗に電流を流す必要があり、
そのためには前記ネットワーク抵抗の全抵抗値を小さく
する必要がある。以上のように、前記ネットワーク抵抗
は、前記基準電圧発生回路に負荷影響を及ぼすことの無
いこと、前記バイアス回路，Ａ／Ｄコンバータの負荷に
対し、前記基準電圧発生回路からの出力電圧を一定に保
つことについて考慮し抵抗値を決定する必要があり、上
記のような条件を満足するネットワーク抵抗を入手する
ことは容易ではない。逆に、既製の前記ネットワーク抵
抗を使用して前記基準電圧発生回路に負荷影響を及ぼさ
ないためには、前記バイアス回路，Ａ／Ｄコンバータの
負荷値を考慮する必要から回路構成が複雑になる。Problem 2 In the case where the above-mentioned problem 1 is realized, since the network resistance for dividing the reference voltage generating circuit needs to suppress the consumption current so as not to affect the load on the reference voltage generating circuit, the total resistance is reduced. It is desirable to use one with a large value. However, in order to keep the reference voltage H and the reference voltage L from the reference voltage generation circuit constant with respect to the loads of the bias circuit and the A / D converter, it is necessary to flow a current through the network resistor to some extent. Yes,
For that purpose, it is necessary to reduce the total resistance value of the network resistance. As described above, the network resistance does not affect the load on the reference voltage generation circuit, and the output voltage from the reference voltage generation circuit is constant with respect to the loads of the bias circuit and the A / D converter. It is necessary to determine the resistance value in consideration of keeping, and it is not easy to obtain the network resistance that satisfies the above conditions. On the contrary, in order to prevent the load effect on the reference voltage generating circuit by using the ready-made network resistor, the circuit configuration becomes complicated because it is necessary to consider the load values of the bias circuit and the A / D converter.
【００２４】本発明の目的は、上記のような前記ネット
ワーク抵抗，前記バイアス回路，前記Ａ／Ｄコンバータ
に対する制約を解決するために、前記ネットワーク抵抗
への消費電流をインピーダンス変換素子から供給するよ
うにし、簡単な回路構成のままで前記従来の温度補償に
比べより高精度な温度補償を行うことにある。An object of the present invention is to supply current consumption to the network resistor from an impedance conversion element in order to solve the above-mentioned restrictions on the network resistor, the bias circuit and the A / D converter. The present invention is to perform temperature compensation with higher accuracy than the conventional temperature compensation with the simple circuit configuration.
【００２５】[0025]
手段１ 上記課題１を達成するために、前記従来の温度補償で行
っていた前記（数１）の利得ａに対する補正に加え、前
記（数１）のバイアスｂに対しても補正を行う。そのた
めには、温度影響の少ない基準電圧が２つ必要であるこ
とから、温度変化に対し分圧比影響の小さいネットワー
ク抵抗を前記基準電圧に繋ぎ、マルチプレクサには前記
基準電圧（基準電圧Ｈ）の他に、前記ネットワーク抵抗
による分圧電圧（基準電圧Ｌ）を温度補正基準値として
新たに接続し、これら基準値のＡ／Ｄ変換値をＭＰＵに
取り込むことで、前記バイアスｂに対しての温度補正演
算も可能にするものである。一般にネットワーク抵抗
は、製造工程において同一抵抗ペーストで作られ、素子
相互間の抵抗特性が合っているため、温度変化に対する
分圧比影響を５〜１０(ppm／℃）に追い込むことが可能
であり、また比較的安価に手に入れることができる。Means 1 In order to achieve the above-mentioned subject 1, in addition to the correction for the gain a of the above (Formula 1), which is performed by the conventional temperature compensation, the bias b of the above (Formula 1) is also corrected. For that purpose, two reference voltages having a small temperature influence are required. Therefore, a network resistor having a small voltage division ratio influence with respect to a temperature change is connected to the reference voltage, and the multiplexer has the other reference voltage (reference voltage H). In addition, the divided voltage (reference voltage L) by the network resistance is newly connected as a temperature correction reference value, and the A / D converted value of these reference values is fetched into the MPU, so that the temperature correction for the bias b is performed. It also enables calculation. Generally, the network resistance is made with the same resistance paste in the manufacturing process, and the resistance characteristics between the elements are matched, so it is possible to drive the effect of partial pressure ratio to temperature change to 5-10 (ppm / ° C). It can also be obtained at a relatively low cost.
【００２６】手段２ 上記課題２を達成するために、前記基準電圧発生回路に
負荷影響を及ぼさず、かつ、前記バイアス回路，前記Ａ
／Ｄコンバータの負荷に対する出力電圧を一定に保つよ
うに、前記基準電圧発生回路の出力を、インピーダンス
変換素子を介してネットワーク抵抗に印加するようにし
たものである。前記インピーダンス変換素子の温度影響
による前記ネットワーク抵抗への印加電圧（以下電圧比
上限電圧と称す）の変動が生じても、問題ないよう、前
記電圧比上限電圧とネットワーク抵抗で分圧される電圧
（以下電圧比下限電圧と称す）との電圧比と、前記イン
ピーダンス変換素子を介さない前記基準電圧発生回路出
力（以下基準電圧と称す）をもとに温度補正演算できる
ようにするものである。前記基準電圧は、新たにマルチ
プレクサの入力として設け、ＭＰＵに取り込めるように
する。Means 2 In order to achieve the above-mentioned subject 2, there is no load effect on the reference voltage generation circuit, and the bias circuit, A
The output of the reference voltage generating circuit is applied to a network resistor via an impedance conversion element so that the output voltage to the load of the / D converter is kept constant. Even if the voltage applied to the network resistance (hereinafter referred to as the voltage ratio upper limit voltage) changes due to the temperature effect of the impedance conversion element, there is no problem so that the voltage divided by the voltage ratio upper limit voltage and the network resistance ( A voltage ratio lower limit voltage) and a reference voltage generation circuit output (hereinafter referred to as a reference voltage) that does not pass through the impedance conversion element (hereinafter referred to as a reference voltage). The reference voltage is newly provided as an input of the multiplexer so that it can be taken into the MPU.
【００２７】[0027]
作用１ すなわち手段１により、前記ネットワーク抵抗は温度影
響に対し分圧比影響が小さいことから、温度影響の少な
い前記基準電圧（基準電圧Ｈ）に対し前記ネットワーク
抵抗の降下電圧は一定な基準電圧（基準電圧Ｌ）と見な
すことができる。これにより基準電圧を２点設けること
ができ、従来の１点補正では不可能であった前記（数
１）バイアス分ｂの補正演算が可能となる。Function 1 That is, the means 1 means that the network resistance has a small effect on the voltage division ratio with respect to the temperature effect. Therefore, the drop voltage of the network resistance has a fixed reference voltage (reference It can be regarded as the voltage L). As a result, two reference voltages can be provided, and it becomes possible to perform the correction calculation of the above-mentioned (Equation 1) bias component b, which is impossible with the conventional one-point correction.
【００２８】温度補正演算は、前記基準電圧Ｈ，前記基
準電圧Ｌをパラメータとし、ＭＰＵに取り込むことで回
路上の温度影響を検出し、前記アナログ電圧信号をより
高精度に温度補正してディジタル値に変換することがで
きる。In the temperature correction calculation, the reference voltage H and the reference voltage L are used as parameters, and the temperature effect on the circuit is detected by incorporating them in the MPU, and the analog voltage signal is temperature-corrected with higher accuracy to obtain a digital value. Can be converted to.
【００２９】作用２ すなわち手段２により、インピーダンス変換素子はネッ
トワーク抵抗に基準電圧発生回路の出力電圧を印加する
と共に、前記ネットワーク抵抗の消費電流を供給する。
それによって、まず前記ネットワーク抵抗値の違いによ
る、前記電圧発生回路への負荷影響が無くなる。また、
前記ネットワーク抵抗値を小さくし、電流を多く流すこ
とでバイアス回路，Ａ／Ｄコンバータの負荷を考慮せず
に済み、前記ネットワーク抵抗の抵抗値に対する制約を
極めて少なくできる。Action 2 By the means 2, the impedance conversion element applies the output voltage of the reference voltage generating circuit to the network resistor and supplies the consumption current of the network resistor.
As a result, the load on the voltage generating circuit due to the difference in the network resistance value is eliminated. Also,
By reducing the network resistance value and flowing a large amount of current, it is not necessary to consider the load of the bias circuit and the A / D converter, and the restriction on the resistance value of the network resistance can be extremely reduced.
【００３０】温度補正演算は、前記基準電圧発生回路か
らインピーダンス変換素子を介さない基準電圧と、イン
ピーダンス変換素子の温度影響を受けても一定と見なせ
る前記ネットワーク抵抗出力による前記基準電圧比を温
度補正パラメータとしてMPUに取り込むことで回路上の
温度影響を検出し、アナログ電圧信号を温度補正してデ
ィジタル値に変換することができる。In the temperature correction calculation, the reference voltage which does not pass through the impedance conversion element from the reference voltage generation circuit and the reference voltage ratio based on the network resistance output which can be regarded as constant even when the temperature of the impedance conversion element is affected are temperature correction parameters. The temperature effect on the circuit can be detected by taking it into the MPU, and the analog voltage signal can be temperature-corrected and converted into a digital value.
【００３１】[0031]
実施例１ 以下、本発明の実施例１を図１により説明する。図１
は、入力信号変換部の構成図、図３はマルチプレクサ切
り換えの動作説明図である。Example 1 Hereinafter, Example 1 of the present invention will be described with reference to FIG. FIG.
FIG. 3 is a configuration diagram of an input signal conversion unit, and FIG. 3 is an operation explanatory diagram of multiplexer switching.
【００３２】図１において１はアナログ電圧信号、２は
温度影響の少ない電圧発生回路で基準電圧Ｈを発生す
る。３は温度変化に対し分圧比影響の小さい２素子ネッ
トワーク抵抗で、前記基準電圧Ｈを分圧し基準電圧Ｌを
発生する、４はアナログ入力切り換え用マルチプレク
サ、５はバイアス回路、６はＡ／Ｄコンバータ、７は温
度補正演算を行うＭＰＵである。In FIG. 1, reference numeral 1 is an analog voltage signal, and 2 is a voltage generating circuit having a small temperature influence to generate a reference voltage H. Reference numeral 3 is a two-element network resistor having a small voltage division ratio effect on temperature change, which divides the reference voltage H to generate a reference voltage L. 4 is an analog input switching multiplexer. 5 is a bias circuit. 6 is an A / D converter. , 7 are MPUs for performing temperature correction calculation.
【００３３】図３に示すように、マルチプレクサのアナ
ログ入力切り換えは、通常アナログ電圧信号ＡIN1 を選
択しているが、あらかじめ定められた周期（Ｃ回）毎に
補正演算を行うため、基準電圧Ｈ ＡIN2，基準電圧Ｌ
ＡIN3に切り換えている。As shown in FIG. 3, when the analog input of the multiplexer is switched, the analog voltage signal A IN1 is usually selected, but since the correction calculation is performed every predetermined cycle (C times), the reference voltage H A IN2 , reference voltage L
Switching to A IN3 .
【００３４】本実施例１において温度補正を行うために
は、最初に温度補償用部品の特性を学習しておく必要が
ある。以下に、前記温度補償用部品特性の学習方法につ
いて説明する。In order to perform the temperature correction in the first embodiment, it is necessary to first learn the characteristics of the temperature compensating component. Hereinafter, a method of learning the characteristic of the temperature compensation component will be described.
【００３５】まず、周囲温度が安定した状態（常温）に
おいて、前記マルチプレクサ４を前記アナログ電圧信号
１に切り換える。前記アナログ電圧信号１のゼロ点入力
（ＡZERO）におけるＡ／Ｄ変換ディジタル値（ＤZERO）
と、前記アナログ電圧信号１のスパン点入力（ＡSPAN）
におけるＡ／Ｄ変換ディジタル値（ＤSPAN）から、図５
（ａ）のＡ／Ｄ変換特性直線が得られる。この変換特性
直線は前記(数１)で表すことができる。First, the multiplexer 4 is switched to the analog voltage signal 1 in a state where the ambient temperature is stable (normal temperature). A / D conversion digital value (D ZERO ) at the zero point input (A ZERO ) of the analog voltage signal 1
And a span point input (A SPAN ) of the analog voltage signal 1
From the A / D conversion digital value (D SPAN ) in FIG.
The A / D conversion characteristic straight line of (a) is obtained. This conversion characteristic straight line can be expressed by the above (Equation 1).
【００３６】次に、前記マルチプレクサ４を前記基準電
圧Ｈに切り換え、前記Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換ディジ
タル値ＤREFHを得て、ＤREFHと前記（数１）より逆算
し、（数８）より基準電圧Ｈのアナログ電圧値ＡREFHを
算出する。Next, the multiplexer 4 is switched to the reference voltage H, the A / D conversion digital value D REFH of the A / D converter is obtained, and the inverse calculation is performed from D REFH and the ( Equation 1). The analog voltage value A REFH of the reference voltage H is calculated from 8).
【００３７】[0037]
【数８】 [Equation 8]
【００３８】つづいて、前記マルチプレクサ４を前記基
準電圧Ｌに切り換え、同様にＡ／Ｄ変換ディジタル値か
ら前記基準電圧ＬのＡ／Ｄ変換ディジタル値ＤREFLを得
て、ＤREFLと前記（数１）から逆算し、（数９）により
前記基準電圧Ｌのアナログ電圧値ＡREFLを算出する。Subsequently, the multiplexer 4 is switched to the reference voltage L, and similarly, the A / D conversion digital value D REFL of the reference voltage L is obtained from the A / D conversion digital value, and D REFL and the above (formula 1) are obtained. ), And the analog voltage value A REFL of the reference voltage L is calculated by ( Equation 9).
【００３９】[0039]
【数９】 [Equation 9]
【００４０】前記基準電圧Ｈ(ＡREFH）と、前記基準電
圧Ｌ(ＡREFL）は、温度影響が少ないため一定と見なす
ことができる。この前記ＡREFHと前記ＡREFLの値を補正
演算パラメータとして前記ＭＰＵ７に格納する。The reference voltage H (A REFH ) and the reference voltage L (A REFL ) can be regarded as constant because they have little temperature influence. The values of the A REFH and the A REFL are stored in the MPU 7 as correction calculation parameters.
【００４１】次に前記基準電圧ＡREFH，ＡREFLを用いた
温度補正計算について説明する。温度影響により、前記
アナログ電圧信号１に対するＡ／Ｄ変換特性直線が前記
図５（ａ）から図５（ｂ）のように遷移し、特性式は前
記（数１）から前記（数３）に変化したと考える。ただ
し、補正演算用パラメータＡREFH，ＡREFLは一定とす
る。Next, the temperature correction calculation using the reference voltages A REFH and A REFL will be described. Due to the temperature influence, the A / D conversion characteristic straight line for the analog voltage signal 1 transits from FIG. 5 (a) to FIG. 5 (b), and the characteristic equation changes from (Equation 1) to (Equation 3). I think it has changed. However, the correction calculation parameters A REFH and A REFL are constant.
【００４２】まず温度影響により変化したＡ／Ｄ変換特
性直線のパラメータである利得ａ′とバイアスｂ′を求
めるため、前記ＡREFH，ＡREFLのＡ／Ｄ変換を行う。First, in order to obtain the gain a'and the bias b'which are the parameters of the A / D conversion characteristic straight line changed by the temperature effect, the A / D conversion of the above A REFH and A REFL is performed.
【００４３】マルチプレクサを基準電圧Ｈに切り換え、
アナログ電圧ＡREFHにおけるディジタル変換値ＤREFH′
を得る。Switching the multiplexer to the reference voltage H,
Digital conversion value D REFH ′ at analog voltage A REFH
To get
【００４４】マルチプレクサを基準電圧Ｌに切り換え、
アナログ電圧ＡREFHにおけるディジタル変換値ＤREFL′
を得る。Switching the multiplexer to the reference voltage L,
Digital conversion value D REFL ′ at analog voltage A REFH
To get
【００４５】ＤREFH′，ＤREFL′は前記（数３）を用い
て次式のように表すことができる。D REFH ′ and D REFL ′ can be expressed by the following equation using the above-mentioned (Equation 3).
【００４６】[0046]
【数１０】 ＤREFH′＝ａ′・ＡREFH＋ｂ′ …（数１０）[ Equation 10] D REFH ′ = a ′ · A REFH + b ′ ( Equation 10)
【００４７】[0047]
【数１１】 ＤREFL′＝ａ′・ＡREFL＋ｂ′ …（数１１） よって、上記（数１０)，(数１１）より前記（数３）の
利得ａ′は次式のように求めることができる。[ Equation 11] D REFL ′ = a ′ · A REFL + b ′ (Equation 11) Therefore, from the above (Equation 10) and (Equation 11), the gain a ′ in the above (Equation 3) can be obtained by the following equation. You can
【００４８】[0048]
【数１２】 [Equation 12]
【００４９】さらに、上記（数１０)，(数１２）より前
記（数３）のバイアスｂ′は次式のように求めることが
できる。Further, the bias b'of the above (Equation 3) can be obtained from the above (Equation 10) and (Equation 12) by the following equation.
【００５０】[0050]
【数１３】 [Equation 13]
【００５１】従って、温度影響で変化したＡ／Ｄ変換特
性直線、前記（数３）から逆算して、（数１４）により
温度影響を受けたディジタル変換値Ｄに対する温度影響
を補正したアナログ電圧信号Ａを算出することができ
る。Accordingly, the A / D conversion characteristic straight line changed by the temperature influence, the analog voltage signal in which the temperature influence on the digital converted value D affected by the temperature is corrected by (equation 14) is calculated by back calculation. A can be calculated.
【００５２】[0052]
【数１４】 [Equation 14]
【００５３】実施例２ 以下、本発明の実施例２を図２により説明する。図２
は、入力信号変換部の構成図、図４はマルチプレクサ切
り換えの動作説明図である。Example 2 Hereinafter, Example 2 of the present invention will be described with reference to FIG. Figure 2
FIG. 4 is a configuration diagram of an input signal conversion unit, and FIG. 4 is an operation explanatory diagram of multiplexer switching.
【００５４】図２において１はアナログ電圧信号、２は
温度影響の少ない電圧発生回路、３は温度変化に対し分
圧比影響が小さい２素子ネットワーク抵抗で、基準電圧
比を発生する。４はアナログ入力切り換え用マルチプレ
クサ、５はバイアス回路、６はＡ／Ｄコンバータ、７は
温度補正演算を行うＭＰＵ、８は前記２素子ネットワー
ク抵抗３に電流を供給するインピーダンス変換素子であ
る。In FIG. 2, reference numeral 1 is an analog voltage signal, 2 is a voltage generating circuit having a small temperature effect, and 3 is a two-element network resistance having a small voltage division ratio effect with respect to temperature change, and generates a reference voltage ratio. Reference numeral 4 is an analog input switching multiplexer, 5 is a bias circuit, 6 is an A / D converter, 7 is an MPU for performing temperature correction calculation, and 8 is an impedance conversion element for supplying a current to the two-element network resistor 3.
【００５５】図４に示すように、マルチプレクサ４のア
ナログ入力切り換えは、通常アナログ電圧信号ＡIN1 を
選択しているが、あらかじめ定められた周期（Ｃ回）毎
に補正演算を行うため、基準電圧ＡIN4 ，基準電圧比を
得るための電圧比上限電圧ＡIN2，電圧比下限電圧ＡIN3
に切り換えている。As shown in FIG. 4, when the analog input of the multiplexer 4 is switched, the analog voltage signal A IN1 is usually selected, but since the correction calculation is performed every predetermined period (C times), the reference voltage is changed. A IN4 , voltage ratio upper limit voltage A IN2 for obtaining reference voltage ratio, voltage ratio lower limit voltage A IN3
Has been switched to.
【００５６】本実施例において温度補正を行うために
は、最初に温度補償用部品の特性を学習しておく必要が
ある。以下に、前記温度補償用部品の特性の学習方法に
ついて説明する。In order to perform temperature correction in this embodiment, it is necessary to first learn the characteristics of the temperature compensating component. Hereinafter, a method for learning the characteristics of the temperature compensation component will be described.
【００５７】まず、周囲温度が安定した状態（常温）に
おいて、マルチプレクサ４を前記ＡIN1 に切り換える。
前記アナログ電圧信号１のゼロ点入力（ＡZERO）におけ
るＡ／Ｄ変換ディジタル値（ＤZERO）と、前記アナログ
電圧信号１のスパン点入力（ＡSPAN）におけるＡ／Ｄ変
換ディジタル値（ＤSPAN）から、図６（ａ）のＡ／Ｄ変
換特性直線が得られる。この変換特性直線は前記（数
１）により表すことができる。First, in a state where the ambient temperature is stable (normal temperature), the multiplexer 4 is switched to the A IN1 .
A / D conversion digital value (D ZERO ) at the zero point input (A ZERO ) of the analog voltage signal 1 and A / D conversion digital value (D SPAN ) at the span point input (A SPAN ) of the analog voltage signal 1 From this, the A / D conversion characteristic straight line of FIG. This conversion characteristic straight line can be expressed by the above (Equation 1).
【００５８】次に、前記マルチプレクサ４を前記ＡIN4
に切り換え、前記Ａ／Ｄ変換器６のＡ／Ｄ変換ディジタ
ル値ＤREFを得て、ＤREFと前記（数１）より逆算し、
（数１５）より前記基準電圧のアナログ電圧値ＡREF を
算出する。Next, the multiplexer 4 is connected to the A IN4
To obtain the A / D conversion digital value D REF of the A / D converter 6, and perform back calculation from D REF and the ( Equation 1),
The analog voltage value A REF of the reference voltage is calculated from (Equation 15).
【００５９】[0059]
【数１５】 (Equation 15)
【００６０】つづいて、マルチプレクサを前記ＡIN2 に
切り換え、同様に電圧比上限電圧のＡ／Ｄ変換ディジタ
ル値ＤRATHを得て、ＤRATHと前記（数１）から逆算し、
（数１６）により前記電圧比上限電圧値ＡRATHを算出す
る。Subsequently, the multiplexer is switched to the A IN2 , and similarly, the A / D conversion digital value D RATH of the voltage ratio upper limit voltage is obtained and back calculated from D RATH and ( Equation 1),
The above-mentioned voltage ratio upper limit voltage value A RATH is calculated by ( Equation 16).
【００６１】[0061]
【数１６】 [Equation 16]
【００６２】また、マルチプレクサを前記ＡIN3 に切り
換え、同じく電圧比下限電圧のＡ／Ｄ変換ディジタル値
ＤRATLを得て、ＤRATLと前記（数１）から逆算し、(数
１７)により前記電圧比下限電圧値ＡRATLを算出する。Further, the multiplexer is switched to the A IN3 , the A / D conversion digital value D RATL of the voltage ratio lower limit voltage is also obtained, and back calculation is performed from D RATL and the ( expression 1), and the voltage is calculated by the ( expression 17). Calculate the specific lower limit voltage value A RATL .
【００６３】[0063]
【数１７】 [Equation 17]
【００６４】前記ＡRATL，ＡRATHから基準電圧比ＡRAT
を（数１８）により求める。Reference voltage ratio A RAT from A RATL and A RATH
Is calculated by (Equation 18).
【００６５】[0065]
【数１８】 (Equation 18)
【００６６】前記基準電圧ＡREFと、前記基準電圧比Ａ
RATは、温度影響が少ないため一定であると考える。こ
のＡREFとＡRATの値を補正計算パラメータとして前記Ｍ
ＰＵ７に格納する。The reference voltage A REF and the reference voltage ratio A
The RAT is considered to be constant because it is less affected by temperature. The values of A REF and A RAT are used as the correction calculation parameters for the M
Store in PU7.
【００６７】次に前記補正計算用パラメータＡREF，Ａ
RATを用いた温度補正計算について説明する。温度影響
により、前記アナログ電圧信号１に対するＡ／Ｄ変換特
性が前記図６（ａ）から図６（ｂ）に遷移し、Ａ／Ｄ変
換特性直線が前記（数１）から前記（数３）に変化した
とする。ただし、補正計算用パラメータＡREF，ＡRATは
一定と見なす。Next, the correction calculation parameters A REF , A
The temperature correction calculation using RAT will be described. Due to the temperature influence, the A / D conversion characteristic for the analog voltage signal 1 transits from FIG. 6 (a) to FIG. 6 (b), and the A / D conversion characteristic straight line changes from (Formula 1) to (Formula 3). It has changed to. However, the correction calculation parameters A REF and A RAT are regarded as constant.
【００６８】まず温度影響により変化したＡ／Ｄ変換特
性直線のパラメータである利得ａ′とゲインｂ′を求め
るため、前記ＡREF，ＡRATH，ＡRATLのＡ／Ｄ変換を行
う。マルチプレクサを前記ＡIN4に切り換え、入力電圧
ＡREFにおけるディジタル変換値ＤREF′を得る。First, in order to obtain the gain a'and the gain b'which are the parameters of the A / D conversion characteristic straight line changed by the temperature effect, the A REF conversion of A REF , A RATH and A RATL is performed. The multiplexer is switched to A IN4 to obtain the digital conversion value D REF ′ at the input voltage A REF .
【００６９】マルチプレクサを前記ＡIN2 に切り換え、
入力電圧ＡRATH′におけるディジタル変換値ＤRATH′を
得る。Switch the multiplexer to A IN2 ,
The digital conversion value D RATH ′ at the input voltage A RATH ′ is obtained.
【００７０】マルチプレクサを前記ＡIN3 に切り換え、
入力電圧ＡRATL′におけるディジタル変換値ＤRATL′を
得る。Switch the multiplexer to A IN3 ,
The digital conversion value D RATL ′ at the input voltage A RATL ′ is obtained.
【００７１】ＤREF′，ＤRATH′，ＤRATL′ は前記（数
３）を用いて次式のように表すことができる。D REF ′, D RATH ′, and D RATL ′ can be expressed by the following equation using the above (Formula 3).
【００７２】[0072]
【数１９】 ＤREF′＝ａ′・ＡREF＋ｂ′ …（数１９） Equation 19 D REF ′ = a ′ · A REF + b ′ (Equation 19)
【００７３】[0073]
【数２０】 ＤRATH′＝ａ′・ＡRATH′＋ｂ′ …（数２０）[ Equation 20] D RATH ′ = a ′ · A RATH ′ + b ′ ( Equation 20)
【００７４】[0074]
【数２１】 ＤRATL′＝ａ′・ＡRATL′＋ｂ′ …（数２１） また、前記ＡRAT が一定と見なせることから前記（数１
８）に対し次式が成り立つ。[ Equation 21] D RATL ′ = a ′ · A RATL ′ + b ′ ( Equation 21) Further, since the A RAT can be regarded as constant, the above ( Equation 1
The following equation holds for 8).
【００７５】[0075]
【数２２】 [Equation 22]
【００７６】前記（数１９)，(数２０)，(数２１)，(数
２２）より前記（数３）のｂ′は次式のように求めるこ
とができる。From the above (Formula 19), (Formula 20), (Formula 21) and (Formula 22), b ′ in the above (Formula 3) can be obtained as follows.
【００７７】[0077]
【数２３】 [Equation 23]
【００７８】さらに、前記（数１９)，(数２３）より前
記（数３）のａ′は次式のように求めることができる。Further, from the above (Equation 19) and (Equation 23), a'in the above (Equation 3) can be obtained by the following equation.
【００７９】[0079]
【数２４】 [Equation 24]
【００８０】従って、温度影響で変化したＡ／Ｄ変換特
性直線前記（数３）から、逆算した前記（数１４）と前
記（数２３)，(数２４）により温度影響を受けた、ディ
ジタル変換値Ｄに対する温度影響を補正した入力電圧信
号Ａを算出することができる。Therefore, from the A / D conversion characteristic straight line (Equation 3) that changes due to temperature influence, the back-calculated (Equation 14) and (Equation 23), (Equation 24) digital conversion affected by temperature by (Equation 23) It is possible to calculate the input voltage signal A in which the influence of temperature on the value D is corrected.
【００８１】なお、前記アナログ電圧信号を前記Ａ／Ｄ
変換器の適当なレンジとするために、前記マルチプレク
サと前記Ａ／Ｄ変換器の間に前記バイアス回路を接続し
ているが、前記バイアス回路を必要とせず、前記マルチ
プレクサの出力を直接前記Ａ／Ｄ変換器に接続する場合
にも、本発明のアナログ／ディジタル変換回路が利用で
きることは明らかである。The analog voltage signal is converted into the A / D signal.
The bias circuit is connected between the multiplexer and the A / D converter in order to achieve the proper range of the converter, but the bias circuit is not required and the output of the multiplexer is directly connected to the A / D converter. Obviously, the analog / digital conversion circuit of the present invention can be used even when connected to a D converter.
【００８２】[0082]
【発明の効果】かくのごとく、本発明によれば、入力電
圧信号をディジタル値に変換する回路において、回路を
構成する電子部品の温度影響による入力電圧信号の変動
を補正してディジタル信号に変換することができる。し
かも、温度影響の少ない基準電圧発生回路，温度変化に
対し分圧比影響が小さい既存のネットワーク抵抗から成
る簡単な回路構成で実現できる。As described above, according to the present invention, in the circuit for converting the input voltage signal into a digital value, the fluctuation of the input voltage signal due to the temperature influence of the electronic components constituting the circuit is corrected and converted into the digital signal. can do. In addition, it can be realized with a simple circuit configuration including a reference voltage generating circuit having a small temperature effect and an existing network resistor having a small voltage division ratio effect with respect to a temperature change.
【図１】本発明に係わる、アナログ／ディジタル変換回
路の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an analog / digital conversion circuit according to the present invention.
【図２】本発明に係わる、アナログ／ディジタル変換回
路の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of an analog / digital conversion circuit according to the present invention.
【図３】本発明に係わる、図１のアナログ／ディジタル
変換回路のマルチプレクサ入力切り換えフロー図であ
る。3 is a multiplexer input switching flow chart of the analog / digital conversion circuit of FIG. 1 according to the present invention.
【図４】本発明に係わる、図２のアナログ／ディジタル
変換回路のマルチプレクサ入力切り換えフロー図であ
る。FIG. 4 is a multiplexer input switching flow chart of the analog / digital conversion circuit of FIG. 2 according to the present invention.
【図５】図１のアナログ／ディジタル変換回路に対応し
た、常温でのＡ／Ｄ変換特性直線及び温度影響によるＡ
／Ｄ変換特性直線の遷移を示す図である。5 is an A / D conversion characteristic line at room temperature corresponding to the analog / digital conversion circuit of FIG.
It is a figure which shows the transition of a / D conversion characteristic straight line.
【図６】図２のディジタル／アナログ変換回路に対応し
た、常温でのＡ／Ｄ変換特性直線及び温度影響によるＡ
／Ｄ変換特性直線の遷移を示す図である。FIG. 6 is an A / D conversion characteristic line at room temperature corresponding to the digital / analog conversion circuit of FIG.
It is a figure which shows the transition of a / D conversion characteristic straight line.
【図７】従来からの、温度補償回路の有るアナログ／デ
ィジタル変換回路図である。FIG. 7 is a conventional analog / digital conversion circuit diagram having a temperature compensation circuit.
【図８】温度補償回路の無いアナログ／ディジタル変換
回路図である。FIG. 8 is an analog / digital conversion circuit diagram without a temperature compensation circuit.
１…アナログ電圧信号、２…電圧発生回路、３…２素子
ネットワーク抵抗、４…マルチプレクサ、５…バイアス
回路、６…Ａ／Ｄコンバータ、７…ＭＰＵ、８…インピ
ーダンス変換素子。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Analog voltage signal, 2 ... Voltage generation circuit, 3 ... 2 element network resistance, 4 ... Multiplexer, 5 ... Bias circuit, 6 ... A / D converter, 7 ... MPU, 8 ... Impedance conversion element.
Claims (2)
込むための、マルチプレクサと，アナログ／ディジタル
変換を行うためのＡ／Ｄコンバータと，マイクロプロセ
ッシングユニットＭＰＵとを具備した、アナログ／ディ
ジタル信号変換器において、外部からのアナログ電圧信
号を前記マルチプレクサの第１入力とし、基準電圧発生
回路を具備しこの基準電圧を、第１の抵抗と，第２の抵
抗との直列回路に印加し、第１および第２の抵抗の両端
電圧を前記マルチプレクサの第２の入力とし、前記第２
の抵抗の両端電圧を、前記マルチプレクサの第３の入力
とし、前記マルチプレクサの第２の入力をスパン点の温
度補正用に、第３の入力をゼロ点の温度補正用として、
前記ＭＰＵで補正演算を行うことにより周囲温度の影響
を受けないようにしたことを特徴としたアナログ／ディ
ジタル信号変換器。1. An analog / digital signal converter comprising a multiplexer for switching in and capturing an external analog voltage signal, an A / D converter for performing analog / digital conversion, and a microprocessing unit MPU. An analog voltage signal from the outside is used as a first input of the multiplexer, a reference voltage generating circuit is provided, and the reference voltage is applied to a series circuit of a first resistor and a second resistor, The voltage across the second resistor is used as the second input of the multiplexer, and
The voltage across the resistance of the multiplexer as the third input of the multiplexer, the second input of the multiplexer for temperature correction of the span point, and the third input for temperature correction of the zero point,
An analog / digital signal converter characterized in that it is prevented from being affected by ambient temperature by performing a correction calculation in the MPU.
から、前記第１および第２の抵抗からなる直列抵抗に至
る線間に、インピーダンス変換素子を挿入し、前記基準
電圧発生回路の基準電圧が負荷電流により変動すること
がないように防止するとともに、前記基準電圧を前記マ
ルチプレクサの第４の入力とし、この入力信号を、前記
インピーダンス変換素子の温度補正用に前記ＭＰＵで補
正演算を行うことを特徴としたアナログ／ディジタル信
号変換器。2. The reference voltage of the reference voltage generating circuit according to claim 1, wherein an impedance conversion element is inserted between a line from the reference voltage generating circuit to a series resistor formed of the first and second resistors. Is prevented from fluctuating due to a load current, and the reference voltage is used as a fourth input of the multiplexer, and the input signal is corrected by the MPU for temperature correction of the impedance conversion element. Analog / digital signal converter characterized by.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13532894A JPH088743A (en) | 1994-06-17 | 1994-06-17 | Analog/digital signal converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13532894A JPH088743A (en) | 1994-06-17 | 1994-06-17 | Analog/digital signal converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088743A true JPH088743A (en) | 1996-01-12 |
Family
ID=15149201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13532894A Pending JPH088743A (en) | 1994-06-17 | 1994-06-17 | Analog/digital signal converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088743A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006222654A (en) * | 2005-02-09 | 2006-08-24 | Denso Corp | Comparator circuit |
| CN104107032A (en) * | 2014-06-24 | 2014-10-22 | 深圳市迈泰生物医疗有限公司 | Electronic thermometer and temperature calibration method thereof |
-
1994
- 1994-06-17 JP JP13532894A patent/JPH088743A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006222654A (en) * | 2005-02-09 | 2006-08-24 | Denso Corp | Comparator circuit |
| JP4650011B2 (en) * | 2005-02-09 | 2011-03-16 | 株式会社デンソー | Comparator circuit |
| CN104107032A (en) * | 2014-06-24 | 2014-10-22 | 深圳市迈泰生物医疗有限公司 | Electronic thermometer and temperature calibration method thereof |
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