JPH088694A - Voltage-controlled oscillator - Google Patents
Voltage-controlled oscillatorInfo
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- JPH088694A JPH088694A JP6141399A JP14139994A JPH088694A JP H088694 A JPH088694 A JP H088694A JP 6141399 A JP6141399 A JP 6141399A JP 14139994 A JP14139994 A JP 14139994A JP H088694 A JPH088694 A JP H088694A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ変調回路などに用い
られる電圧制御発振器に関し、とくに低電源電圧での動
作に適したものに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage controlled oscillator used in an FM modulation circuit or the like, and more particularly to a voltage controlled oscillator suitable for operation at a low power supply voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＦＭ変復調回路などに用いられる電圧制
御発振器として、たとえば特公昭５２−２４３７０号公
報に示されるようなエミッタ結合型マルチバイブレータ
を用いたものが一般的に良く知られており、その中で、
低電源電圧での動作に適したこの種の装置として、たと
えば特開昭６１−２５３９２０号公報や、槙富士雄氏
(他４)著“カメラ一体型VTRの低消費電力化(下）アナロ
グ回路も＋３.５V対応に”（日経エレクトロニクス，１
９９２年３月２日号，no.548，pp.255−266．）と題す
る論文などが知られている。2. Description of the Related Art As a voltage controlled oscillator used in an FM modulator / demodulator circuit, one using an emitter-coupled multivibrator as disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 52-24370 is generally well known. Inside,
As a device of this kind suitable for operation at a low power supply voltage, for example, JP-A-61-253920 and Fujio Maki
(Others 4) "Low power consumption of VTR with integrated camera (bottom) analog circuit compatible with + 3.5V" (Nikkei Electronics, 1
March 2, 992, no.548, pp.255-266. ) Is known.
【０００３】図５は、エミッタ結合型マルチバイブレー
タを用いた一般的な電圧制御発振器の一例を示したもの
で、同図においてＱ１〜Ｑ１３はトランジスタ、Ｒ１〜
Ｒ４は抵抗、Ｃ１はコンデンサ、Ｔ１は出力端子、Ａ１
〜Ａ３は電流源、ＶＣＣは電源である。トランジスタＱ
１、Ｑ２のエミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、エ
ミッタが共通接続されたトランジスタＱ３、Ｑ４のコレ
クタは、それぞれトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタに
接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタには電流
源Ａ１が接続される。トランジスタＱ１、Ｑ２のコレク
タにはそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２の一端が接続され、抵抗
Ｒ１、Ｒ２の他端は共通接続されて、ベース・コレクタ
をダイオード接続されたトランジスタＱ７を介して電源
ＶＣＣに接続される。トランジスタＱ１のコレクタより
導出された発振信号はエミッタホロワ動作するトランジ
スタＱ８を介してトランジスタＱ２のベースに供給され
るとともに、トランジスタＱ８エミッタに直列接続され
たトランジスタＱ９、Ｑ１０の直流レベルシフト回路を
介してトランジスタＱ３のベースに供給される。トラン
ジスタＱ２のコレクタより導出された発振信号はエミッ
タホロワ動作するトランジスタＱ１１を介してトランジ
スタＱ１のベースに供給されると動時に出力端子Ｔ１に
も供給され、さらにトランジスタＱ１１エミッタに直列
接続されたトランジスタＱ１２、Ｑ１３の直流レベルシ
フト回路を介してトランジスタＱ４のベースに供給され
る。トランジスタＱ１０、Ｑ１３のエミッタにはそれぞ
れ電流源Ａ２，Ａ３が接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４は電
源ＶＣＣとアース間に直列接続され、抵抗Ｒ３、Ｒ４の
接続点から導出された電圧はトランジスタＱ５、Ｑ６ベ
ースに供給され、トランジスタＱ５、Ｑ６エミッタはそ
れぞれトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタに接続され、
トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタより導出された発振
信号の振幅を制限する。FIG. 5 shows an example of a general voltage controlled oscillator using an emitter-coupled multivibrator. In FIG. 5, Q1 to Q13 are transistors, and R1 to R13.
R4 is a resistor, C1 is a capacitor, T1 is an output terminal, A1
A3 is a current source, and VCC is a power source. Transistor Q
A capacitor C1 is connected between the emitters of Q1 and Q2, the collectors of the transistors Q3 and Q4 whose emitters are commonly connected are connected to the emitters of the transistors Q1 and Q2, respectively, and the current source A1 is connected to the emitters of the transistors Q3 and Q4. Connected. One ends of resistors R1 and R2 are respectively connected to the collectors of the transistors Q1 and Q2, the other ends of the resistors R1 and R2 are commonly connected, and the bases and collectors thereof are connected to a power supply VCC through a diode-connected transistor Q7. It The oscillation signal derived from the collector of the transistor Q1 is supplied to the base of the transistor Q2 via the transistor Q8 that operates as an emitter follower, and is also transmitted via the DC level shift circuit of the transistors Q9 and Q10 connected in series to the emitter of the transistor Q8. Supplied to the base of Q3. When the oscillation signal derived from the collector of the transistor Q2 is supplied to the base of the transistor Q1 via the transistor Q11 that operates as an emitter follower, the oscillation signal is also supplied to the output terminal T1 during operation, and further, the transistor Q12 connected in series to the emitter of the transistor Q11, It is supplied to the base of the transistor Q4 via the DC level shift circuit of Q13. Current sources A2 and A3 are connected to the emitters of the transistors Q10 and Q13, respectively. The resistors R3 and R4 are connected in series between the power supply VCC and the ground, the voltage derived from the connection point of the resistors R3 and R4 is supplied to the bases of the transistors Q5 and Q6, and the emitters of the transistors Q5 and Q6 are the collectors of the transistors Q1 and Q2, respectively. Connected to the
The amplitude of the oscillation signal derived from the collectors of the transistors Q1 and Q2 is limited.
【０００４】上記の回路動作は周知であるので、以下簡
単に説明する。The above circuit operation is well known, and will be briefly described below.
【０００５】ダイオード接続されたトランジスタＱ７は
振幅制限するトランジスタＱ５、Ｑ６のベース・エミッ
タ間電圧ＶＢＥの温度補償のために設けられており、ト
ランジスタＱ５、Ｑ６によって振幅制限されるトランジ
スタＱ１、Ｑ２のコレクタより導出される発振信号振幅
は、発振振幅をＶｏ、電源ＶＣＣの電圧値をＶｃｃ、抵
抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値をＲ３、Ｒ４とすると下式で表わ
される。The diode-connected transistor Q7 is provided for temperature compensation of the base-emitter voltage VBE of the amplitude limiting transistors Q5 and Q6, and the collectors of the transistors Q1 and Q2 whose amplitude is limited by the transistors Q5 and Q6. The oscillation signal amplitude thus derived is represented by the following equation, where the oscillation amplitude is Vo, the voltage value of the power supply VCC is Vcc, and the resistance values of the resistors R3 and R4 are R3 and R4.
【０００６】 Ｖo＝Ｖcc・Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）……………………（１） さらに発振周波数ｆは、コンデンサＣ１の容量値をＣ、
電流源Ａ１の電流値をＩとすると下式で表わされる。Vo = Vcc · R3 / (R3 + R4) (1) Further, the oscillation frequency f is the capacitance value of the capacitor C1, C
When the current value of the current source A1 is I, it is expressed by the following equation.
【０００７】 ｆ＝Ｉ／（４・Ｖo・Ｃ） ……………………………（２） この回路をＦＭ変調回路として用いる場合は上式より明
らかなように、発振周波数ｆは電流源Ａ１の電流値Ｉに
比例することから、被変調信号によって電流源Ａ１の電
流値Ｉを制御すればよいわけである。F = I / (4 · Vo · C) ………………………… (2) When this circuit is used as an FM modulation circuit, the oscillation frequency f is Since it is proportional to the current value I of the current source A1, it suffices to control the current value I of the current source A1 by the modulated signal.
【０００８】また、トランジスタＱ３、Ｑ４の差動対
は、特公昭５２−２４３７０号公報に示されるように、
ＦＭ変復調回路として用いた場合の第２高調波の発生を
防止する有効な手段として設けられている。The differential pair of the transistors Q3 and Q4 is as shown in Japanese Patent Publication No. 52-24370.
It is provided as an effective means for preventing the generation of the second harmonic when used as an FM modulation / demodulation circuit.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】カメラ一体型のＶＴＲ
などにおいてはバッテリー電源で動作できるよう、低電
源動作できる回路が望ましい。しかし、上述した図５に
しめす従来回路では、発振特性の安定化するための回路
や発振信号を伝えるためのレベルシフト回路など、電源
とアース間に多くのトランジスタを直列接続するため
に、電源電圧をあまり下げることができないという不都
合を生じる。A camera-integrated VTR
In such cases, it is desirable to have a circuit that can operate with low power so that it can operate with battery power. However, in the conventional circuit shown in FIG. 5 described above, in order to connect many transistors in series between the power supply and the ground, such as a circuit for stabilizing the oscillation characteristic and a level shift circuit for transmitting the oscillation signal, the power supply voltage is increased. However, there is an inconvenience that it cannot be lowered so much.
【００１０】そこで本発明の目的は、より低電源電圧で
の動作を可能にする電圧制御発振器を提供することにあ
る。Therefore, an object of the present invention is to provide a voltage controlled oscillator which can operate at a lower power supply voltage.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的は、第１、第２
のトランジスタのエミッタ間にコンデンサが接続され、
それぞれのコレクタが前記第１、第２のトランジスタの
エミッタに接続された第３、第４のトランジスタより成
る差動対と、前記第３、第４のトランジスタの共通接続
されたエミッタに接続された第１の電流源とから成るエ
ミッタ結合型マルチバイブレータにおいて、エミッタが
共通接続されると同時にそれぞれベースとコレクタをダ
イオード接続した第５、第６のトランジスタと、前記第
１のトランジスタのコレクタおよび前記第２のトランジ
スタのコレクタからそれぞれ導出された信号に応じた第
１、第２の信号電流を出力する回路手段とを設け、前記
第５のトランジスタのベース・コレクタは前記第４のト
ランジスタのベースに、前記第６のトランジスタのベー
ス・コレクタは前記第３のトランジスタのベースに接続
され、前記第１、第２の信号電流が前記第５、第６のト
ランジスタに供給されて前記第３、第４のトランジスタ
より成る差動対のスイッチ動作を制御することにより達
成される。[Means for Solving the Problems] The above objects are the first and the second.
A capacitor is connected between the emitters of
Each collector is connected to a differential pair of third and fourth transistors connected to the emitters of the first and second transistors, and to a commonly connected emitter of the third and fourth transistors. In an emitter-coupled multivibrator including a first current source, fifth and sixth transistors, whose emitters are commonly connected and whose base and collector are diode-connected, the collector of the first transistor and the first transistor, respectively. Circuit means for outputting first and second signal currents according to signals respectively derived from the collectors of the second transistors, the base and collector of the fifth transistor being at the base of the fourth transistor, The base and collector of the sixth transistor are connected to the base of the third transistor, It said second signal current 5, the is supplied to the transistor of the sixth third is achieved by controlling the switching operation of the differential pair consisting of the fourth transistor.
【００１２】[0012]
【作用】本発明は、電圧信号振幅が重要なファクターと
なるのは前記第１、第２のトランジスタのベースに供給
される発振信号のみで、前記第３、第４のトランジスタ
はスイッチ制御できれば電圧振幅は問わないことに着目
し考案したもである。According to the present invention, the amplitude of the voltage signal becomes an important factor only for the oscillation signal supplied to the bases of the first and second transistors, and the voltage of the third and fourth transistors can be controlled by the switch control. It was devised by paying attention to the fact that the amplitude does not matter.
【００１３】上記構成では、前記第１、第２のコレクタ
より導出された発振信号を電流に変換し、その電流信号
をダイオード接続された前記トランジスタＱ５、Ｑ６に
供給することにより、前記第３、第４のトランジスタよ
り成る差動対をスイッチ制御できるため、従来の直流レ
ベルシフト回路を必要とせず、電源とアース間に接続さ
れるトランジスタ数を減らせることができ、さらに電流
信号でスイッチ動作するので、発振電圧振幅に応じた各
素子間の動作電圧余裕をとる必要も無いことから、より
低電源動作を可能にするものである。In the above configuration, the oscillation signals derived from the first and second collectors are converted into currents, and the current signals are supplied to the diode-connected transistors Q5 and Q6, whereby the third, Since the differential pair composed of the fourth transistor can be switch-controlled, the conventional DC level shift circuit is not required, the number of transistors connected between the power supply and the ground can be reduced, and the switch operation is performed by the current signal. Therefore, it is not necessary to secure an operating voltage margin between the respective elements according to the oscillation voltage amplitude, which enables a lower power supply operation.
【００１４】[0014]
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１により説明す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
【００１５】図１は、本発明による電圧制御発振器の一
実施例を示す回路図であり、先に図５で述べた従来回路
と同一のもの、または同一機能のものには同じ符号を付
けて、その詳細な説明は省略する。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the voltage-controlled oscillator according to the present invention. The same circuit as that of the conventional circuit described above with reference to FIG. , Its detailed description is omitted.
【００１６】図１において、Ｑ１４〜Ｑ２４はトランジ
スタ、Ｒ５〜Ｒ６は抵抗、Ａ４〜Ａ５は電流源である。
トランジスタＱ１４のベース・コレクタはトランジスタ
Ｑ１のコレクタに接続され、トランジスタＱ１６ベース
はトランジスタＱ１４のベース・コレクタに接続されて
カレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ１５の
ベース・コレクタはトランジスタＱ２のコレクタに接続
され、トランジスタＱ１７ベースはトランジスタＱ１５
のベース・コレクタに接続されてカレントミラー回路を
構成する。トランジスタＱ１６、Ｑ１７コレクタはそれ
ぞれトランジスタＱ１８、Ｑ１９のベース・コレクタに
接続され、トランジスタＱ１８、Ｑ１９のエミッタは共
通接続されて、ベース・コレクタがダイオード接続され
たトランジスタＱ２０を介して接地される。トランジス
タＱ１８のベース・コレクタはトランジスタＱ４、Ｑ２
２のベースに、さらにトランジスタＱ１９のベース・コ
レクタはトランジスタＱ３、Ｑ２１のベースに接続され
る。トランジスタＱ２１、Ｑ２２はエミッタが共通接続
されて電流源Ａ４を介して接地され、トランジスタＱ２
１、Ｑ２２のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ５、Ｒ６の一端
に接続されると同時に、トランジスタＱ２１のコレクタ
はトランジスタＱ１のベースに接続され、トランジスタ
Ｑ２２のコレクタはトランジスタＱ２のベースとトラン
ジスタＱ２４のベースに接続される。抵抗Ｒ５、Ｒ６の
他端は共通接続されて、ベース・コレクタがダイオード
接続されたトランジスタＱ２３を介して電源ＶＣＣに接
続される。トランジスタＱ２４エミッタは電流源Ａ５を
介して接地されてエミッタホロワ回路を構成し、トラン
ジスタＱ２４エミッタより端子Ｔ１を介して発振信号が
出力される。In FIG. 1, Q14 to Q24 are transistors, R5 to R6 are resistors, and A4 to A5 are current sources.
The base and collector of the transistor Q14 are connected to the collector of the transistor Q1, and the base of the transistor Q16 is connected to the base and collector of the transistor Q14 to form a current mirror circuit. The base and collector of the transistor Q15 are connected to the collector of the transistor Q2, and the base of the transistor Q17 is the transistor Q15.
Connected to the base and collector of to form a current mirror circuit. The collectors of the transistors Q16 and Q17 are respectively connected to the bases and collectors of the transistors Q18 and Q19, the emitters of the transistors Q18 and Q19 are commonly connected, and the bases and collectors thereof are grounded via the diode-connected transistor Q20. The base and collector of the transistor Q18 are transistors Q4 and Q2.
2 and the base and collector of the transistor Q19 are connected to the bases of the transistors Q3 and Q21. Transistors Q21 and Q22 have their emitters commonly connected and are grounded via a current source A4.
The collectors of the transistors Q1 and Q22 are connected to one ends of the resistors R5 and R6, respectively, and at the same time, the collector of the transistor Q21 is connected to the base of the transistor Q1 and the collector of the transistor Q22 is connected to the bases of the transistor Q2 and the transistor Q24. It The other ends of the resistors R5 and R6 are commonly connected, and are connected to the power supply VCC via a transistor Q23 whose base and collector are diode-connected. The emitter of the transistor Q24 is grounded via the current source A5 to form an emitter follower circuit, and an oscillation signal is output from the emitter of the transistor Q24 via the terminal T1.
【００１７】次に動作について説明する。いま図１にお
いて、トランジスタＱ２はカットオフし、電流源Ａ１の
電流ＩがトランジスタＱ１を流れているとすると、トラ
ンジスタＱ１４、Ｑ１６のカレントミラー回路によっ
て、トランジスタＱ１を流れる電流と等しい電流がトラ
ンジスタＱ１８、Ｑ２０を流れる。また、トランジスタ
Ｑ２はカットオフしているため、トランジスタＱ１５、
Ｑ１７、Ｑ１９には電流が流れない。Next, the operation will be described. In FIG. 1, assuming that the transistor Q2 is cut off and the current I of the current source A1 is flowing through the transistor Q1, the current mirror circuit of the transistors Q14 and Q16 causes a current equal to the current flowing through the transistor Q1 to pass through the transistor Q18. It flows through Q20. Since the transistor Q2 is cut off, the transistor Q15,
No current flows through Q17 and Q19.
【００１８】トランジスタＱ３、Ｑ４およびトランジス
タＱ２１、Ｑ２２の差動対はトランジスタＱ１８、Ｑ１
９に流れる電流比に比例して電流を流すように動作す
る。すなわち、トランジスタＱ１８、Ｑ１９に流れる電
流をＩ０１、Ｉ０２とし、トランジスタＱ３、Ｑ４に流
れる電流をＩ１１、Ｉ１２、トランジスタＱ２１、Ｑ２
２に流れる電流をＩ２１、Ｉ２２とするとその関係は下
式で表わされる。The differential pair of the transistors Q3 and Q4 and the transistors Q21 and Q22 is the transistors Q18 and Q1.
It operates so as to flow a current in proportion to the ratio of the current flowing in 9. That is, the currents flowing in the transistors Q18 and Q19 are I01 and I02, and the currents flowing in the transistors Q3 and Q4 are I11 and I12 and the transistors Q21 and Q2.
When the currents flowing in 2 are I21 and I22, the relationship is expressed by the following equation.
【００１９】 Ｉ０１：Ｉ０２＝Ｉ１２：Ｉ１１＝Ｉ２２：Ｉ２１ ……………（３） したがって、トランジスタＱ１８に電流Ｉが流れ、トラ
ンジスタＱ１９はカットオフしているので、トランジス
タＱ４に電流源Ａ１の電流が、トランジスタＱ２２に電
流源Ａ４の電流がすべて流れ、トランジスタＱ３、Ｑ２
１はカットオフする。トランジスタＱ２２を電流が流れ
ることから、トランジスタＱ１のベース電位はトランジ
スタＱ２のベース電位よりも高く、これより、電流源Ａ
１の電流はトランジスタＱ１、コンデンサＣ１、トラン
ジスタＱ４の経路で流れ、コンデンサＣ１が充電されて
トランジスタＱ２のエミッタの電位が下降し、やがてト
ランジスタＱ２がオフからオンに変わる時点までそれら
の状態は保持される。I01: I02 = I12: I11 = I22: I21 (3) Therefore, since the current I flows through the transistor Q18 and the transistor Q19 is cut off, the current of the current source A1 flows through the transistor Q4. However, all the current of the current source A4 flows through the transistor Q22, and the transistors Q3 and Q2
1 cuts off. Since the current flows through the transistor Q22, the base potential of the transistor Q1 is higher than the base potential of the transistor Q2.
The current of 1 flows through the path of the transistor Q1, the capacitor C1, and the transistor Q4, the capacitor C1 is charged, the potential of the emitter of the transistor Q2 drops, and those states are maintained until the transistor Q2 changes from off to on. It
【００２０】次に、トランジスタＱ２のエミッタの電位
が下降し、トランジスタＱ２がオフからオンに変わると
電流源Ａ１の電流はトランジスタＱ１からＱ２へと流れ
が移りはじめる。すると、トランジスタＱ１５、Ｑ１７
のカレントミラー回路、トランジスタＱ１９、Ｑ２１と
電流が流れ始め、その結果トランジスタＱ２２のコレク
タ電位が上昇し始めるため、トランジスタＱ１はオンか
らオフ、トランジスタＱ２はオフからオンへと加速的に
動作進行する。やがてトランジスタＱ１が完全にカット
オフすると、トランジスタＱ１４、Ｑ１６のカレントミ
ラー回路もカットオフし、トランジスタＱ１５、Ｑ１７
のカレントミラー回路によって、トランジスタＱ２を流
れる電流と等しい電流がトランジスタＱ１９、Ｑ２０を
流れ、トランジスタＱ１８はカットオフする。すると先
に説明したとは逆に、トランジスタＱ３に電流源Ａ１の
電流が、トランジスタＱ２１に電流源Ａ４の電流がすべ
て流れ、トランジスタＱ４、Ｑ２２はカットオフする。
トランジスタＱ２１を電流がすべて流れることから、ト
ランジスタＱ２のベース電位がトランジスタＱ１のベー
ス電位よりも高くなり、これより、電流源Ａ１の電流は
トランジスタＱ２、コンデンサＣ１、トランジスタＱ３
の経路で流れて、コンデンサＣ１が充電されてトランジ
スタＱ１のエミッタの電位が下降し、やがてトランジス
タＱ１がオフからオンに変わる時点までそれらの状態は
保持される。Next, when the potential of the emitter of the transistor Q2 drops and the transistor Q2 changes from OFF to ON, the current of the current source A1 starts to flow from the transistor Q1 to Q2. Then, transistors Q15 and Q17
A current starts to flow through the current mirror circuit and the transistors Q19 and Q21, and as a result, the collector potential of the transistor Q22 starts to rise, so that the transistor Q1 accelerates from ON to OFF and the transistor Q2 progresses from OFF to ON. When the transistor Q1 is completely cut off, the current mirror circuits of the transistors Q14 and Q16 are also cut off, and the transistors Q15 and Q17 are cut off.
By the current mirror circuit of, a current equal to the current flowing through the transistor Q2 flows through the transistors Q19 and Q20, and the transistor Q18 is cut off. Then, contrary to the above description, the current of the current source A1 flows through the transistor Q3 and the current of the current source A4 flows through the transistor Q21, and the transistors Q4 and Q22 are cut off.
Since all the current flows through the transistor Q21, the base potential of the transistor Q2 becomes higher than the base potential of the transistor Q1. Therefore, the current of the current source A1 is the transistor Q2, the capacitor C1, and the transistor Q3.
, The capacitor C1 is charged, the potential of the emitter of the transistor Q1 drops, and those states are maintained until the transistor Q1 changes from off to on.
【００２１】この一連の動作を繰り返して発振動作がお
こなわれるもので、本実施例における発振振幅Ｖｏ、発
振周波数ｆは下式で表わされる。The oscillation operation is performed by repeating this series of operations. The oscillation amplitude Vo and the oscillation frequency f in this embodiment are expressed by the following equations.
【００２２】 Ｖｏ＝Ｒｓ・Ｉｓ ……………………………（４） ｆ＝Ｉ／（４・Ｖｏ・Ｃ） ……………………（５） ただし、Ｒｓは抵抗Ｒ５、Ｒ６の抵抗値、Ｉｓは電流源
Ａ４の電流値、ＣはコンデンサＣ１の容量値、Ｉは電流
源Ａ１の電流値である。本実施例でも図５で説明したと
同様に、電流源Ａ１の電流値Ｉを変えることにより、そ
の発振周波数を制御できる。Vo = Rs · Is (4) f = I / (4 · Vo · C) (5) where Rs is the resistance R5 , R6 is a resistance value, Is is a current value of the current source A4, C is a capacitance value of the capacitor C1, and I is a current value of the current source A1. Also in the present embodiment, the oscillation frequency can be controlled by changing the current value I of the current source A1 in the same manner as described with reference to FIG.
【００２３】次に図１に示す回路の動作に必要な電源電
圧値について説明する。いま、トランジスタＱ１、コン
デンサＣ１、トランジスタＱ４の経路で電流源Ａ１の電
流が流れ、電流源Ａ４の電流はトランジスタＱ２３、抵
抗Ｒ６、トランジスタＱ２２の経路で流れている。この
ときコンデンサＣ１が充電されてトランジスタＱ２のエ
ミッタの電位が下降し、やがてトランジスタＱ２がオフ
からオンに変わる瞬間のトランジスタＱ２のエミッタ電
位Ｖ１は、トランジスタのベース・エミッタ間電圧を皆
等しくＶＢＥとすると下式で表わされる。Next, the power supply voltage value necessary for the operation of the circuit shown in FIG. 1 will be described. Now, the current of the current source A1 flows through the path of the transistor Q1, the capacitor C1, and the transistor Q4, and the current of the current source A4 flows through the path of the transistor Q23, the resistor R6, and the transistor Q22. At this time, the capacitor C1 is charged, the potential of the emitter of the transistor Q2 drops, and the emitter potential V1 of the transistor Q2 at the moment when the transistor Q2 changes from off to on is assumed that the base-emitter voltages of the transistors are all equal to VBE. It is expressed by the following formula.
【００２４】 Ｖ１＝ＶＣＣ−（Ｖｏ＋２・ＶＢＥ） …………………………（６） また、このときトランジスタＱ４のベース電位Ｖ２は下
式で表わされる。V1 = VCC- (Vo + 2 · VBE) (6) Further, at this time, the base potential V2 of the transistor Q4 is expressed by the following equation.
【００２５】 Ｖ２＝２・ＶＢＥ ……………………………（７） これより図１に示した回路では、トランジスタＱ４にお
いてコレクタ電位Ｖ１がベース電位Ｖ２より低くならな
ければ、不都合なく動作できる。したがって回路電源Ｖ
ＣＣは、Ｖ１＞Ｖ２を満足する範囲であれば良いのであ
るから下式の関係が得られる。V2 = 2 · VBE (7) From this, in the circuit shown in FIG. 1, unless the collector potential V1 becomes lower than the base potential V2 in the transistor Q4, there is no problem. Can work. Therefore, the circuit power supply V
It is sufficient for CC to be in a range that satisfies V1> V2, and therefore the following relationship is obtained.
【００２６】 ＶＣＣ＞Ｖｏ＋４・ＶＢＥ ……………………………（８） 上式より、ＶＢＥ＝０．７ｖ、Ｖｏ＝０．５ｖとする
と、回路の電源ＶＣＣは３．５ｖ程度の低電圧で動作で
きる。VCC> Vo + 4 · VBE (8) From the above equation, assuming that VBE = 0.7v and Vo = 0.5v, the power supply VCC of the circuit is about 3.5v. Can operate at low voltage.
【００２７】上記説明したように、本発明ではトランジ
スタＱ１、Ｑ２のエミッタ間に接続されたコンデンサＣ
１の充放電電流を切り替えるトランジスタＱ３、Ｑ４差
動対のスイッチ動作を、トランジスタＱ１８、Ｑ１９を
流れる電流値により制御できるため、図５で説明した従
来回路での直流レベルシフト回路を必要とせず、したが
って回路電源ＶＣＣとアース間に直列接続されるトラン
ジスタ数を削減でき、低電源電圧での動作が可能とな
る。さらに、トランジスタＱ３、Ｑ４のスイッチ動作を
トランジスタＱ１８、Ｑ１９を流れる電流値により制御
することから、従来の電圧振幅によるスイッチ動作制御
に比べ、各素子間の電圧動作余裕をとる必要がなくな
り、さらに低電源電圧化が可能となる効果がある。As described above, according to the present invention, the capacitor C connected between the emitters of the transistors Q1 and Q2.
Since the switching operation of the differential pair of the transistors Q3 and Q4 for switching the charge / discharge current of 1 can be controlled by the current value flowing through the transistors Q18 and Q19, the DC level shift circuit in the conventional circuit described in FIG. Therefore, the number of transistors connected in series between the circuit power supply VCC and the ground can be reduced, and operation at a low power supply voltage becomes possible. Furthermore, since the switching operation of the transistors Q3 and Q4 is controlled by the value of the current flowing through the transistors Q18 and Q19, it is not necessary to secure a voltage operation margin between each element as compared with the conventional switch operation control by the voltage amplitude, and the switching operation is further reduced. There is an effect that a power supply voltage can be obtained.
【００２８】図２は、図１に示した本発明による電圧制
御発振器を用いたＦＭ変調回路の一実施例を示す回路図
で、図１で述べたものと同一のもの、または同一機能の
ものには同じ符号を付けてその詳細な説明は省略する。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of an FM modulation circuit using the voltage controlled oscillator according to the present invention shown in FIG. 1, which is the same as that described in FIG. 1 or has the same function. Are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【００２９】図２において、Ｑ２５〜Ｑ３６はトランジ
スタ、Ｒ７〜Ｒ１９は抵抗、Ｔ２は入力端子である。ト
ランジスタＱ２５のベースは入力端子Ｔ２に接続され、
トランジスタＱ２５のエミッタは抵抗Ｒ７を介して接地
され、トランジスタＱ２５のコレクタはトランジスタＱ
２６のベース・コレクタに接続される。トランジスタＱ
２７のベースはトランジスタＱ２６ベース・コレクタに
接続され、トランジスタＱ２６、Ｑ２７のエミッタはそ
れぞれ抵抗Ｒ８、Ｒ９を介して回路電源ＶＣＣに接続さ
れてカレントミラー回路を構成する。トランジスタＱ２
７のコレクタはトランジスタＱ２８ベース・コレクタに
接続され、トランジスタＱ２９のベースはトランジスタ
Ｑ２８ベース・コレクタに接続され、トランジスタＱ２
８、Ｑ２９のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ１０、Ｒ１１を
介して接地されてカレントミラー回路を構成する。トラ
ンジスタＱ２９のコレクタはトランジスタＱ３、Ｑ４の
エミッタに接続され、トランジスタＱ２０のエミッタは
抵抗Ｒ１２を介して接地される。回路電源ＶＣＣとアー
ス間に抵抗Ｒ１７と、ベース・コレクタがダイオード接
続されトランジスタＱ３３と、抵抗Ｒ１６が直列に接続
され、トランジスタＱ３０、Ｑ３１、Ｑ３２のベースは
トランジスタＱ３３のベース・コレクタに接続され、ト
ランジスタＱ３０、Ｑ３１、Ｑ３２のエミッタはそれぞ
れ抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５を介して接地されて電流
源を構成する。トランジスタＱ３４、Ｑ３５のエミッタ
は共通接続されてトランジスタＱ３０コレクタに接続さ
れ、トランジスタＱ３４、Ｑ３５のベースはトランジス
タＱ１８、Ｑ１９のベース・コレクタに接続される。ト
ランジスタＱ３４、Ｑ３５のコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ
１８、Ｒ１９を介して回路電源ＶＣＣに接続され、トラ
ンジスタＱ３５コレクタより導出された信号はトランジ
スタＱ３６を介して出力端子Ｔ１に供給される。In FIG. 2, Q25 to Q36 are transistors, R7 to R19 are resistors, and T2 is an input terminal. The base of the transistor Q25 is connected to the input terminal T2,
The emitter of the transistor Q25 is grounded through the resistor R7, and the collector of the transistor Q25 is the transistor Q25.
It is connected to 26 base collectors. Transistor Q
The base of 27 is connected to the base / collector of the transistor Q26, and the emitters of the transistors Q26 and Q27 are connected to the circuit power supply VCC via the resistors R8 and R9, respectively, to form a current mirror circuit. Transistor Q2
The collector of 7 is connected to the base / collector of transistor Q28, the base of transistor Q29 is connected to the base / collector of transistor Q28, and transistor Q2
The emitters of 8 and Q29 are grounded via resistors R10 and R11, respectively, to form a current mirror circuit. The collector of the transistor Q29 is connected to the emitters of the transistors Q3 and Q4, and the emitter of the transistor Q20 is grounded via the resistor R12. A resistor R17, a base / collector of which is diode-connected between the circuit power supply VCC and ground, a transistor Q33 and a resistor R16 are connected in series, and the bases of the transistors Q30, Q31, and Q32 are connected to the base / collector of the transistor Q33. The emitters of Q30, Q31 and Q32 are grounded via resistors R13, R14 and R15, respectively, to form a current source. The emitters of the transistors Q34 and Q35 are commonly connected to the collector of the transistor Q30, and the bases of the transistors Q34 and Q35 are connected to the bases and collectors of the transistors Q18 and Q19. The collectors of the transistors Q34 and Q35 are resistors R, respectively.
A signal derived from the collector of the transistor Q35 is supplied to the output terminal T1 via the transistor Q36.
【００３０】次に動作について説明する。入力端子Ｔ２
から入力された被変調信号はトランジスタＱ２５ベース
に供給され、トランジスタＱ２５のエミッタとアース間
に接続された抵抗Ｒ７にて電流に変換される。電流に変
換された被変調信号は、トランジスタＱ２６、Ｑ２７よ
り成るカレントミラー回路と、トランジスタＱ２８、Ｑ
２９より成るカレントミラー回路を介して伝送され、ト
ランジスタＱ３、Ｑ４に電流変換された被変調信号が供
給される。これら回路は、図１に示した電流源Ａ１に相
当するものであり、したがって、入力端子Ｔ２から入力
された信号に応じてコンデンサＣ１を流れる電流が変化
するので、ＦＭ変調器として動作する。また、トランジ
スタＱ３４、Ｑ３５、抵抗Ｒ１８、Ｒ１９よりなる増幅
回路により、発振信号が増幅されて出力端子Ｔ１より出
力される。Next, the operation will be described. Input terminal T2
The modulated signal input from is supplied to the base of the transistor Q25, and is converted into a current by the resistor R7 connected between the emitter of the transistor Q25 and the ground. The modulated signal converted into a current is supplied to a current mirror circuit including transistors Q26 and Q27 and transistors Q28 and Q27.
The modulated signal, which is transmitted through the current mirror circuit composed of 29 and is converted into current, is supplied to the transistors Q3 and Q4. These circuits correspond to the current source A1 shown in FIG. 1. Therefore, since the current flowing through the capacitor C1 changes according to the signal input from the input terminal T2, the circuits operate as an FM modulator. Further, the oscillation signal is amplified by the amplifier circuit including the transistors Q34 and Q35 and the resistors R18 and R19, and is output from the output terminal T1.
【００３１】本実施例においても、図１と同様に低電源
電圧で動作できる効果があることは言うまでもない。It goes without saying that this embodiment also has the effect that it can operate with a low power supply voltage as in FIG.
【００３２】また本実施例では、トランジスタＱ２０エ
ミッタは抵抗Ｒ１２を介して接地されることにより、発
振周波数を変えるために電流変化しても、抵抗Ｒ１２と
抵抗Ｒ１１の抵抗値を合わせておくことで、トランジス
タＱ２９を飽和させることがないという効果がある。Further, in this embodiment, the emitter of the transistor Q20 is grounded through the resistor R12, so that the resistance values of the resistor R12 and the resistor R11 are matched even if the current changes to change the oscillation frequency. The effect is that the transistor Q29 is not saturated.
【００３３】さらに本実施例では、出力端子Ｔ１より出
力する発振信号と、トランジスタＱ１、Ｑ２ベースに帰
還される発振信号とを異なる増幅回路にて発生させるこ
とにより、出力端子Ｔ１より出力する発振信号振幅を発
振周波数と関係なく設定できる効果がある。Further, in this embodiment, the oscillation signal output from the output terminal T1 and the oscillation signal fed back to the bases of the transistors Q1 and Q2 are generated by different amplifier circuits, so that the oscillation signal output from the output terminal T1 is generated. The effect is that the amplitude can be set regardless of the oscillation frequency.
【００３４】図３は、本発明による電圧制御発振器のそ
の他の一実施例を示す回路図であり、先に図１で述べた
ものと同一、または同一機能のものには同じ符号を付け
て、その詳細な説明は省略する。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the voltage controlled oscillator according to the present invention. The same reference numerals are given to the same components or those having the same functions as those described above with reference to FIG. Detailed description thereof will be omitted.
【００３５】図３において、Ｑ３７〜Ｑ４３はトランジ
スタ、Ａ６〜Ａ８は電流源である。ダイオード接続され
たトランジスタＱ３８、Ｑ３９のベース・コレクタはそ
れぞれトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタに接続され、
トランジスタＱ３８、Ｑ３９のエミッタは共通接続され
て、ダイオード接続されたトランジスタＱ３７を介して
回路電源ＶＣＣに接続される。トランジスタＱ４０、Ｑ
４１のベースはそれぞれトランジスタＱ３８、Ｑ３９の
ベース・コレクタに接続され、トランジスタＱ４０、Ｑ
４１のエミッタは共通接続されて、電流源Ａ６を介して
回路電源ＶＣＣに接続され、トランジスタＱ４０、Ｑ４
１のコレクタはそれぞれトランジスタＱ１８、Ｑ１９の
ベース・コレクタに接続される。トランジスタＱ４２、
Ｑ４３のエミッタは電流源Ａ７、Ａ８を介して接地され
てエミッタホロワを構成し、それぞれトランジスタＱ２
１、Ｑ２２コレクタより導出された信号をトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２のベースに供給動作し、トランジスタＱ４３
エミッタからは出力端子Ｔ１にも信号供給される。In FIG. 3, Q37 to Q43 are transistors and A6 to A8 are current sources. The bases and collectors of the diode-connected transistors Q38 and Q39 are connected to the collectors of the transistors Q1 and Q2, respectively.
The emitters of the transistors Q38 and Q39 are commonly connected and are connected to the circuit power supply VCC through the diode-connected transistor Q37. Transistors Q40, Q
The base of 41 is connected to the bases and collectors of transistors Q38 and Q39, respectively.
The emitters of 41 are commonly connected and connected to the circuit power supply VCC through the current source A6, and the transistors Q40 and Q4 are connected.
The collector of 1 is connected to the bases and collectors of transistors Q18 and Q19, respectively. Transistor Q42,
The emitter of Q43 is grounded via current sources A7 and A8 to form an emitter follower, and transistor Q2
The signals derived from the collectors of Q1 and Q22 are supplied to the bases of the transistors Q1 and Q2 to operate,
A signal is also supplied from the emitter to the output terminal T1.
【００３６】第３図の実施例においては、トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２のコレクタを流れる信号電流を検出し伝送す
る手段として、トランジスタＱ３８、Ｑ３９とトランジ
スタＱ４０、Ｑ４１からなる電流比のミラー回路を用い
たもので、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタを流れる
信号電流（すなわちトランジスタＱ３８、Ｑ３９のベー
ス・コレクタに流れる電流）をＩ３１、Ｉ３２、トラン
ジスタＱ４０、Ｑ４１のコレクタより導出される電流を
Ｉ４１、Ｉ４２とするると下式の関係で表わされる。In the embodiment shown in FIG. 3, a mirror circuit having a current ratio composed of transistors Q38 and Q39 and transistors Q40 and Q41 is used as means for detecting and transmitting the signal current flowing through the collectors of the transistors Q1 and Q2. Let I31 and I32 be the signal currents flowing through the collectors of the transistors Q1 and Q2 (that is, the currents flowing into the bases and collectors of the transistors Q38 and Q39), and I41 and I42 be the currents derived from the collectors of the transistors Q40 and Q41. It is expressed by the following equation.
【００３７】 Ｉ３１：Ｉ３２＝Ｉ４１：Ｉ４２ ………………………（９） 本実施例においては、図１で説明したものに比べてトラ
ンジスタ１個分余計に電源電圧が高く必要となるが、お
よそ４ｖ程度での動作が可能である。そして、本実施例
をＦＭ変調器として用いた場合、電流源Ａ１の電流値を
変えて発振周波数を制御しても、トランジスタＱ４０、
Ｑ４１およびトランジスタＱ１８、Ｑ１９を流れるスイ
ッチング電流は電流源Ａ６によって保たれるために変化
せず、したがって発振周波数を広範囲に変化させても安
定に動作できる効果がある。I31: I32 = I41: I42 (9) In this embodiment, an extra power supply voltage is required for one transistor as compared with the one described in FIG. However, it is possible to operate at about 4v. When the present embodiment is used as an FM modulator, the transistor Q40, even if the oscillation frequency is controlled by changing the current value of the current source A1.
The switching current flowing through Q41 and the transistors Q18 and Q19 does not change because it is maintained by the current source A6. Therefore, there is an effect that stable operation is possible even if the oscillation frequency is changed in a wide range.
【００３８】図４は、本発明による電圧制御発振器のさ
らにその他の一実施例で、ＦＭ変調回路を構成した回路
図であり、先に図１および図２で説明したものと同一、
または同一機能のものには同じ符号を付けて、その詳細
な説明は省略する。FIG. 4 is a circuit diagram of an FM modulation circuit in still another embodiment of the voltage controlled oscillator according to the present invention, which is the same as that described with reference to FIGS. 1 and 2.
Alternatively, components having the same function are designated by the same reference numeral, and detailed description thereof will be omitted.
【００３９】図４において、Ｑ４４〜Ｑ５２はトランジ
スタ、Ｒ２０〜Ｒ２２は抵抗、Ａ９〜Ａ１３は電流源で
ある。トランジスタＱ４４ベースはトランジスタＱ２８
のベース・コレクタに接続され、トランジスタＱ４４エ
ミッタは抵抗Ｒ２０を介して接地され、トランジスタＱ
４４コレクタはトランジスタＱ４５、Ｑ４６の共通接続
されたエミッタに接続される。トランジスタＱ４５、Ｑ
４６のベースはそれぞれトランジスタＱ１８、Ｑ１９の
ベース・コレクタに接続され、トランジスタＱ４５、Ｑ
４６コレクタはトランジスタＱ１、Ｑ２エミッタに接続
される。トランジスタＱ４７、Ｑ４８のベース・コレク
タは電源回路電源ＶＣＣに接続され、そのエミッタはそ
れぞれトランジスタＱ４９、Ｑ５０のベースとトランジ
スタＱ１、Ｑ２のコレクタに接続される。トランジスタ
Ｑ４９、Ｑ５０のエミッタは共通接続されて電流源Ａ９
を介して接地され、そのコレクタはそれぞれ抵抗Ｒ２
１、Ｒ２２を介して回路電源ＶＣＣに接続される。トラ
ンジスタＱ５１のエミッタは電流源Ａ１０を介して接地
されてエミッタホロワ回路を構成し、このエミッタホロ
ワ回路はトランジスタＱ５０コレクタより導出された発
振信号をトランジスタＱ２およびＱ４０ベースに供給
し、トランジスタＱ５２のエミッタは電流源Ａ１１を介
して接地されてエミッタホロワ回路を構成し、このエミ
ッタホロワ回路はトランジスタＱ４９コレクタより導出
された発振信号をトランジスタＱ１およびＱ４１ベース
に供給する。トランジスタＱ３４、Ｑ３５エミッタは電
流源Ａ１２を介して接地され、トランジスタＱ３６エミ
ッタは電流源Ａ１３を介して接地される。In FIG. 4, Q44 to Q52 are transistors, R20 to R22 are resistors, and A9 to A13 are current sources. Transistor Q44 base is transistor Q28
Of the transistor Q44 is connected to the base and collector of the transistor Q44, and the emitter of the transistor Q44 is grounded via the resistor R20.
The 44 collector is connected to the commonly connected emitters of the transistors Q45 and Q46. Transistors Q45, Q
The base of 46 is connected to the bases and collectors of the transistors Q18 and Q19, respectively.
The collector of 46 is connected to the emitters of the transistors Q1 and Q2. The bases and collectors of the transistors Q47 and Q48 are connected to the power supply circuit power supply VCC, and the emitters thereof are connected to the bases of the transistors Q49 and Q50 and the collectors of the transistors Q1 and Q2, respectively. The emitters of the transistors Q49 and Q50 are commonly connected to connect to the current source A9.
Is grounded via a resistor R2
1, and is connected to the circuit power supply VCC via R22. The emitter of the transistor Q51 is grounded via the current source A10 to form an emitter follower circuit. The emitter follower circuit supplies the oscillation signal derived from the collector of the transistor Q50 to the bases of the transistors Q2 and Q40, and the emitter of the transistor Q52 is the current source. It is grounded via A11 to form an emitter follower circuit, and this emitter follower circuit supplies the oscillation signal derived from the collector of the transistor Q49 to the bases of the transistors Q1 and Q41. The emitters of the transistors Q34 and Q35 are grounded via the current source A12, and the emitter of the transistor Q36 is grounded via the current source A13.
【００４０】本実施例では、トランジスタＱ１、Ｑ２の
コレクタを流れる発振電流から、まずトランジスタＱ４
７、Ｑ４８、Ｑ４９、Ｑ５０および抵抗Ｒ２１、Ｒ２２
からなる増幅回路にて発振電圧信号を発生させ、その発
振電圧信号をトランジスタＱ１、Ｑ２に供給すること
で、帰還する電圧信号の遅延を減らすことができる。し
たがって、高い周波数でのＦＭ変調器に適する効果があ
る。その後にこの発振電圧信号からトランジスタＱ３、
Ｑ４のスイッチ制御する電流を発生させることで、先に
説明した本発明による各実施例と同様に低電源電圧動作
ができるものである。In the present embodiment, the transistor Q4 is first determined from the oscillating current flowing through the collectors of the transistors Q1 and Q2.
7, Q48, Q49, Q50 and resistors R21, R22
By generating an oscillating voltage signal with the amplifier circuit including and supplying the oscillating voltage signal to the transistors Q1 and Q2, the delay of the voltage signal to be fed back can be reduced. Therefore, there is an effect suitable for an FM modulator at a high frequency. After that, from this oscillation voltage signal, the transistor Q3,
By generating the current for the switch control of Q4, the low power supply voltage operation can be performed as in the above-described embodiments of the present invention.
【００４１】しかし、発振電圧信号を発生させた後にト
ランジスタＱ３、Ｑ４のスイッチ制御する電流を発生さ
せるために、トランジスタＱ３、Ｑ４のスイッチ動作に
若干の遅延を生じ、とくに高い周波数でのＦＭ変調器と
して使用した際に、入力被変調信号に対する発振周波数
の直線性が劣化するという不都合を生じる場合がある。
これを解決するための装置が、トランジスタＱ４５、Ｑ
４６からなる差動対と、トランジスタＱ４４、抵抗Ｒ２
０からなる電流源である。以下その動作を説明する。However, since the switching control currents of the transistors Q3 and Q4 are generated after the oscillation voltage signal is generated, the switching operation of the transistors Q3 and Q4 is slightly delayed, and the FM modulator at a particularly high frequency is generated. When used as, there may arise a problem that the linearity of the oscillation frequency with respect to the input modulated signal deteriorates.
A device for solving this is a transistor Q45, Q.
46, a transistor Q44, a resistor R2
It is a current source consisting of zero. The operation will be described below.
【００４２】抵抗Ｒ２０、Ｒ１１の抵抗値を等しくして
おくことで、トランジスタＱ４４、Ｑ２９のコレクタに
は等しい被変調信号電流が流れる。トランジスタＱ４
５、Ｑ４６はトランジスタＱ３、Ｑ４と逆極性にてトラ
ンジスタＱ４４、Ｑ２９のコレクタに流れる被変調信号
電流を切り替える。By setting the resistances of the resistors R20 and R11 to be equal, equal modulated signal currents flow in the collectors of the transistors Q44 and Q29. Transistor Q4
Reference numerals 5 and Q46 switch the modulated signal currents flowing through the collectors of the transistors Q44 and Q29 in the opposite polarity to the transistors Q3 and Q4.
【００４３】今、トランジスタＱ２９のコレクタを流れ
る被変調信号電流がトランジスタＱ１、コンデンサＣ
１、トランジスタＱ４を流れているとする。するとトラ
ンジスタＱ４４のコレクタを流れる被変調信号電流は、
トランジスタＱ１はオン、トランジスタＱ２はオフして
いるので、トランジスタＱ１からトランジスタＱ４５を
流れる。すなわち、トランジスタＱ４４のコレクタを流
れる被変調信号電流はコンデンサＣ１を流れないので、
充放電動作に影響しない。つぎにトランジスタＱ２のエ
ミッタ電位が下降し、トランジスタＱ２に流れ始める
と、前記したトランジスタＱ４９、Ｑ５０の増幅回路よ
り発振電圧信号が帰還され、トランジスタＱ２のベース
電位が上昇、トランジスタＱ１のベース電位が下降し、
トランジスタＱ１はオフ、トランジスタＱ２はオンとな
る。この時点で、トランジスタＱ３、Ｑ４の切り替え制
御が遅れていると、トランジスタＱ２９のコレクタを流
れる被変調信号電流はトランジスタＱ２からトランジス
タＱ４の経路でながれており、コンデンサＣ１を充放電
できない。しかし、この状態において、トランジスタＱ
１がオフじた時点でトランジスタＱ４４のコレクタを流
れる被変調信号電流が、トランジスタＱ２、コンデンサ
Ｃ１、トランジスタＱ４５の経路で流れ始める。つま
り、トランジスタＱ３、Ｑ４の切り替え制御が遅れてい
る間のみ、コンデンサＣ１の充放電動作をトランジスタ
Ｑ４４のコレクタを流れる被変調信号電流にて行うので
ある。しかもトランジスタＱ２９、Ｑ４４は、同じトラ
ンジスタＱ２８と対をなすカレントミラー回路であるた
め、入力端子Ｔ２から入力された被変調信号に応じて常
に等しく被変調信号電流が流れている。これにより、ト
ランジスタＱ３、Ｑ４の切り替え制御が遅れても不都合
なく動作でき、入力被変調信号に対する発振周波数の直
線性が劣化することのないＦＭ変調器を構成できる効果
がある。Now, the modulated signal current flowing through the collector of the transistor Q29 is the transistor Q1 and the capacitor C.
1. It is assumed that the transistor Q4 is flowing. Then, the modulated signal current flowing through the collector of the transistor Q44 is
Since the transistor Q1 is on and the transistor Q2 is off, the current flows from the transistor Q1 to the transistor Q45. That is, since the modulated signal current flowing through the collector of the transistor Q44 does not flow through the capacitor C1,
Does not affect charge / discharge operation. Next, when the emitter potential of the transistor Q2 drops and begins to flow into the transistor Q2, the oscillation voltage signal is fed back from the amplification circuit of the transistors Q49 and Q50, the base potential of the transistor Q2 rises, and the base potential of the transistor Q1 falls. Then
The transistor Q1 turns off and the transistor Q2 turns on. At this time point, if the switching control of the transistors Q3 and Q4 is delayed, the modulated signal current flowing through the collector of the transistor Q29 flows from the transistor Q2 to the transistor Q4, and the capacitor C1 cannot be charged / discharged. However, in this state, the transistor Q
When 1 is turned off, the modulated signal current flowing through the collector of the transistor Q44 begins to flow in the path of the transistor Q2, the capacitor C1 and the transistor Q45. That is, the charging / discharging operation of the capacitor C1 is performed by the modulated signal current flowing through the collector of the transistor Q44 only while the switching control of the transistors Q3 and Q4 is delayed. Moreover, since the transistors Q29 and Q44 are a current mirror circuit forming a pair with the same transistor Q28, the modulated signal current always flows equally according to the modulated signal input from the input terminal T2. As a result, even if the switching control of the transistors Q3 and Q4 is delayed, the operation can be performed without any inconvenience, and there is an effect that it is possible to configure an FM modulator that does not deteriorate the linearity of the oscillation frequency with respect to the input modulated signal.
【００４４】[0044]
【発明の効果】本発明によれば、エミッタ結合型マルチ
バイブレータの充放電電流を切り替え制御する信号を、
電圧信号から電流信号としたことにより、電源アース間
に直列接続していた直流レベルシフト回路が不要とな
り、低電源電圧での動作が可能となる効果がある。According to the present invention, a signal for switching and controlling the charging / discharging current of the emitter-coupled multivibrator,
Since the voltage signal is changed to the current signal, the DC level shift circuit connected in series between the power supply grounds is unnecessary, and there is an effect that the operation can be performed at a low power supply voltage.
【図１】本発明による電圧制御発振器の一実施例を示す
回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a voltage controlled oscillator according to the present invention.
【図２】本発明による電圧制御発振器を用いたFM変復調
回路の一実施例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of an FM modulation / demodulation circuit using a voltage controlled oscillator according to the present invention.
【図３】本発明による電圧制御発振器のその他の一実施
例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the voltage controlled oscillator according to the present invention.
【図４】本発明による電圧制御発振器のその他の一実施
例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the voltage controlled oscillator according to the present invention.
【図５】従来のエミッタ結合型マルチバイブレータを用
いた電圧制御発振器の一例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a voltage-controlled oscillator using a conventional emitter-coupled multivibrator.
Ｑ１、Ｑ２…エミッタ結合型マルチバイブレータを構成
するトランジスタ、Ｃ１…コンデンサ、 Ｑ３、Ｑ４…差動対を構成するトランジスタ、 Ｑ１８、Ｑ１９…ダイオード接続されたトランジスタ。Q1, Q2 ... Transistors forming emitter-coupled multivibrator, C1 ... Capacitors, Q3, Q4 ... Transistors forming differential pair, Q18, Q19 ... Diode-connected transistors.
Claims (8)
第２のトランジスタのエミッタ間に接続されたコンデン
サと、エミッタが共通接続された第３、第４のトランジ
スタより成る第１の差動対と、前記第３、第４のトラン
ジスタの共通接続されたエミッタに接続された第１の電
流源とを設け、前記第３のトランジスタのコレクタを前
記第１のトランジスタのエミッタに、また前記第４のト
ランジスタのコレクタを前記第２のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ接続した、エミッタ結合型マルチバイブ
レータにおいて、 エミッタが共通接続されると同時にそれぞれベースとコ
レクタをダイオード接続した第５、第６のトランジスタ
を設け、前記第５のトランジスタのベース・コレクタは
前記第４のトランジスタのベースに、前記第６のトラン
ジスタのベース・コレクタは前記第３のトランジスタの
ベースに接続され、前記第５、第６のトランジスタに流
れる電流比によって前記第１の差動対のスイッチ動作を
制御することを特徴とする電圧制御発振器。1. A first transistor, a second transistor, and the first,
A capacitor connected between the emitters of the second transistors, a first differential pair of third and fourth transistors whose emitters are commonly connected, and a common connection of the third and fourth transistors. A first current source connected to the emitter, the collector of the third transistor is connected to the emitter of the first transistor, and the collector of the fourth transistor is connected to the emitter of the second transistor. In the emitter-coupled multivibrator, the fifth and sixth transistors, whose emitters are commonly connected and whose base and collector are diode-connected, are provided, and the base and collector of the fifth transistor are the fourth transistor. The base and collector of the sixth transistor are connected to the base of the third transistor. A voltage-controlled oscillator connected to a base, wherein the switching operation of the first differential pair is controlled by the ratio of currents flowing through the fifth and sixth transistors.
第２のトランジスタのエミッタ間に接続されたコンデン
サと、エミッタが共通接続された第３、第４のトランジ
スタより成る第１の差動対と、前記第３、第４のトラン
ジスタの共通接続されたエミッタに接続された第１の電
流源とを設け、前記第３のトランジスタのコレクタを前
記第１のトランジスタのエミッタに、また前記第４のト
ランジスタのコレクタを前記第２のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ接続した、エミッタ結合型マルチバイブ
レータにおいて、 エミッタが共通接続されると同時にそれぞれベースとコ
レクタをダイオード接続した第５、第６のトランジスタ
と、エミッタが共通接続された第７、第８のトランジス
タより成る第２の差動対と、前記第７、第８のトランジ
スタの共通接続されたエミッタに接続された第２の電流
源とを設け、前記第５のトランジスタのベース・コレク
タは前記第４、第７のトランジスタのベースに、前記第
６のトランジスタのベース・コレクタは前記第３、第８
のトランジスタのベースに接続され、前記第７、第８の
トランジスタのコレクタはそれぞれ前記第１、第２のエ
ミッタに接続され、前記第５、第６のトランジスタに流
れる電流比によって前記第１および前記第２の差動対の
スイッチ動作を制御することを特徴とする電圧制御発振
器。2. A first transistor and a second transistor, and the first and second transistors.
A capacitor connected between the emitters of the second transistors, a first differential pair of third and fourth transistors whose emitters are commonly connected, and a common connection of the third and fourth transistors. A first current source connected to the emitter, the collector of the third transistor is connected to the emitter of the first transistor, and the collector of the fourth transistor is connected to the emitter of the second transistor. In the emitter-coupled multivibrator, the fifth and sixth transistors, whose emitters are commonly connected and whose base and collector are respectively diode-connected, and the seventh and eighth transistors, whose emitters are commonly connected, are also provided. Two differential pairs and a second current connected to the commonly connected emitters of the seventh and eighth transistors. And a source and a source of the fifth transistor, the base and collector of the fifth transistor are the bases of the fourth and seventh transistors, and the base and collector of the sixth transistor are the third and eighth transistors.
Connected to the bases of the transistors, the collectors of the seventh and eighth transistors are connected to the first and second emitters, respectively, and the first and the second transistors are connected according to the ratio of the currents flowing through the fifth and sixth transistors. A voltage-controlled oscillator characterized by controlling a switch operation of a second differential pair.
第２のトランジスタのエミッタ間に接続されたコンデン
サと、エミッタが共通接続された第３、第４のトランジ
スタより成る第１の差動対と、前記第３、第４のトラン
ジスタの共通接続されたエミッタに接続された第１の電
流源とを設け、前記第３のトランジスタのコレクタを前
記第１のトランジスタのエミッタに、また前記第４のト
ランジスタのコレクタを前記第２のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ接続した、エミッタ結合型マルチバイブ
レータにおいて、 エミッタが共通接続されると同時にベースとコレクタを
ダイオード接続した第５、第６のトランジスタと、エミ
ッタが共通接続された第７、第８のトランジスタより成
る第２の差動対と、前記第７、第８のトランジスタのコ
レクタにそれぞれ接続された第１、第２の抵抗と、前記
第１のトランジスタのコレクタに流れる電流に応じた第
１の電流出力と、前記第２のトランジスタのコレクタに
流れる電流に応じた第２の電流出力とを備えた電流増幅
回路を設け、 前記第５のトランジスタのベース・コレクタは前記第
４、第８のトランジスタのベースに、前記第６のトラン
ジスタのベース・コレクタは前記第３、第７のトランジ
スタのベースにそれぞれ接続され、前記第７のトランジ
スタのコレクタは、前記第１のトランジスタのベース
に、前記第８のトランジスタのコレクタは、前記第２の
トランジスタのベースにそれぞれ接続され、前記電流増
幅回路の第１の電流出力を前記第５のトランジスタのベ
ース・コレクタに、前記電流増幅回路の第２の電流出力
を前記第６のトランジスタのベース・コレクタにそれぞ
れ供給するよう接続したことを特徴とする電圧制御発振
器。3. A first transistor, a second transistor, and the first,
A capacitor connected between the emitters of the second transistors, a first differential pair of third and fourth transistors whose emitters are commonly connected, and a common connection of the third and fourth transistors. A first current source connected to the emitter, the collector of the third transistor is connected to the emitter of the first transistor, and the collector of the fourth transistor is connected to the emitter of the second transistor. In the emitter-coupled multivibrator, a second and a fifth transistor, in which the emitters are commonly connected and the base and collector are diode-connected, and the seventh and eighth transistors are commonly connected in the emitter. Differential pair, first and second resistors respectively connected to collectors of the seventh and eighth transistors, and A current amplifier circuit having a first current output according to a current flowing through the collector of the first transistor and a second current output according to a current flowing through the collector of the second transistor; The base and collector of the transistor are connected to the bases of the fourth and eighth transistors, and the base and collector of the sixth transistor are connected to the bases of the third and seventh transistors, respectively. The collector is connected to the base of the first transistor and the collector of the eighth transistor is connected to the base of the second transistor, and the first current output of the current amplifier circuit is connected to the fifth transistor. The second current output of the current amplifier circuit is supplied to the base-collector of the sixth transistor, respectively. A voltage-controlled oscillator characterized in that it is connected in such a manner.
ベース・コレクタが前記第１のトランジスタのコレクタ
に接続された第９のトランジスタと、ベースが前記第９
のトランジスタのベース・コレクタに接続されてカレン
トミラー回路を構成する第１０のトランジスタと、ベー
ス・コレクタが前記第２のトランジスタのコレクタに接
続された第１１のトランジスタと、ベースが前記第１１
のトランジスタのベース・コレクタに接続されてカレン
トミラー回路を構成する第１２のトランジスタとから成
り、前記第１０、第１２のトランジスタのコレクタより
導出された電流を前記電流増幅回路の第１、第２の電流
出力としたことを特徴とする電圧制御発振器。4. The current amplifying circuit according to claim 3,
A ninth transistor whose base and collector are connected to the collector of the first transistor;
A transistor connected to the base / collector of the second transistor to form a current mirror circuit, an eleventh transistor whose base / collector is connected to the collector of the second transistor, and a base which is the eleventh transistor.
And a twelfth transistor connected to the bases and collectors of the transistors to form a current mirror circuit. The currents derived from the collectors of the tenth and twelfth transistors are supplied to the first and second transistors of the current amplification circuit. A voltage-controlled oscillator characterized by having a current output of.
エミッタが共通接続されると同時にそれぞれベース・コ
レクタがダイオード接続された第１３、第１４のトラン
ジスタと、エミッタが共通接続されると同時にそれぞれ
のベースが前記第１３、第１４のトランジスタのベース
・コレクタに接続された１５、第１６のトランジスタよ
り成る第３の差動対と、前記第１５、第１６のトランジ
スタの共通接続されたエミッタに接続された第２の電流
源とを設け、前記第１３、第１４のトランジスタのベー
ス・コレクタはそれぞれ前記第１、第２のトランジスタ
のコレクタに接続され、前記第１５、第１６のトランジ
スタのコレクタより導出された電流を、前記電流増幅回
路の第１、第２の電流出力としたことを特徴とする電圧
制御発振器。5. The current amplification circuit according to claim 3,
Thirteenth and fourteenth transistors whose emitters are commonly connected and whose bases and collectors are diode-connected respectively, and whose emitters are commonly connected and whose respective bases are bases and collectors of the thirteenth and fourteenth transistors. A third differential pair composed of a fifteenth and a sixteenth transistor connected to each other; and a second current source connected to a commonly connected emitter of the fifteenth and sixteenth transistors, The bases and collectors of the fourteenth transistors are connected to the collectors of the first and second transistors, respectively, and the currents derived from the collectors of the fifteenth and sixteenth transistors are supplied to the first and second current amplifying circuits, respectively. A voltage-controlled oscillator having a second current output.
第２のトランジスタのエミッタ間に接続されたコンデン
サと、エミッタが共通接続された第３、第４のトランジ
スタより成る第１の差動対と、前記第３、第４のトラン
ジスタの共通接続されたエミッタに接続された第１の電
流源とを設け、前記第３のトランジスタのコレクタを前
記第１のトランジスタのエミッタに、また前記第４のト
ランジスタのコレクタを前記第２のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ接続した、エミッタ結合型マルチバイブ
レータにおいて、 エミッタが共通接続されると同時にベースとコレクタを
ダイオード接続した第５、第６のトランジスタと、前記
第１のトランジスタのコレクタより導出された第１の発
振信号を前記第２のトランジスタのベースに、前記第２
のトランジスタのコレクタより導出された第２の発振信
号を前記第１のトランジスタのベースに供給する第１の
回路手段と、前記第１、第２の発振信号を入力として前
記第１の発振信号に応じた第１の電流出力と前記第２の
発振信号に応じた第２の電流出力とを出力する第２の回
路手段とを備え、 前記第５のトランジスタのベース・コレクタは前記第４
のトランジスタのベースに、前記第６のトランジスタの
ベース・コレクタは前記第３のトランジスタのベースに
それぞれ接続され、前記第２の回路手段の前記第１の電
流出力を前記第５のトランジスタのベース・コレクタ
に、前記第２の回路手段の第２の電流出力を前記第６の
トランジスタのベース・コレクタにそれぞれ供給するよ
う接続したことを特徴とする電圧制御発振器。6. A first and a second transistor and the first and second transistors,
A capacitor connected between the emitters of the second transistors, a first differential pair of third and fourth transistors whose emitters are commonly connected, and a common connection of the third and fourth transistors. A first current source connected to the emitter, the collector of the third transistor is connected to the emitter of the first transistor, and the collector of the fourth transistor is connected to the emitter of the second transistor. In the emitter-coupled multivibrator, the fifth and sixth transistors whose emitters are commonly connected and whose base and collector are diode-connected, and the first oscillation signal derived from the collector of the first transistor are The second transistor is formed on the base of the second transistor.
Circuit means for supplying a second oscillation signal derived from the collector of the transistor to the base of the first transistor, and the first and second oscillation signals as input to the first oscillation signal. A second current output corresponding to the second oscillation signal and a second current output corresponding to the second oscillating signal, wherein the base and collector of the fifth transistor are the fourth current output.
The base of the sixth transistor is connected to the base of the third transistor, and the base of the third transistor is connected to the base of the third transistor, and the first current output of the second circuit means is connected to the base of the fifth transistor. A voltage controlled oscillator, wherein the collector is connected to supply the second current output of the second circuit means to the base and collector of the sixth transistor, respectively.
は、エミッタが共通接続された第７、第８のトランジス
タより成る第２の差動対と、前記第７、第８のトランジ
スタの共通接続されたエミッタに接続された第２の電流
源とから成り、前記第７、第８のトランジスタのベース
にそれぞれ前記第１、第２の発振信号が供給され、前記
第７、第８のトランジスタのコレクタより導出された電
流を、前記第２の回路手段の第１、第２の電流出力とし
たことを特徴とする電圧制御発振器。7. The second circuit means according to claim 6, wherein the second differential circuit includes a second differential pair formed by seventh and eighth transistors whose emitters are commonly connected, and the seventh and eighth transistors. A second current source connected to the commonly connected emitters, and the first and second oscillation signals are supplied to the bases of the seventh and eighth transistors, respectively. A voltage controlled oscillator characterized in that the current derived from the collector of the transistor is used as the first and second current outputs of the second circuit means.
第２のトランジスタのエミッタ間に接続されたコンデン
サと、エミッタが共通接続された第３、第４のトランジ
スタより成る第１の差動対と、前記第３、第４のトラン
ジスタの共通接続されたエミッタに接続された第１の電
流源とを設け、前記第３のトランジスタのコレクタを前
記第１のトランジスタのエミッタに、また前記第４のト
ランジスタのコレクタを前記第２のトランジスタのエミ
ッタにそれぞれ接続した、エミッタ結合型マルチバイブ
レータにおいて、 エミッタが共通接続されると同時にベースとコレクタを
ダイオード接続した第５、第６のトランジスタと、前記
第１のトランジスタのコレクタより導出された第１の発
振信号を前記第２のトランジスタのベースに、前記第２
のトランジスタのコレクタより導出された第２の発振信
号を前記第１のトランジスタのベースに供給する第１の
回路手段と、前記第１、第２の発振信号を入力として前
記第１の発振信号に応じた第１の電流出力と前記第２の
発振信号に応じた第２の電流出力とを出力する第２の回
路手段と、エミッタが共通接続された第９、第１０のト
ランジスタより成る第３の差動対と、前記第９、第１０
のトランジスタの共通接続されたエミッタに接続された
第３の電流源とを備え、 前記第５のトランジスタのベース・コレクタは前記第４
および第９のトランジスタのベースに、前記第６のトラ
ンジスタのベース・コレクタは前記第３および第１０の
トランジスタのベースにそれぞれ接続され、前記第９、
第１０のトランジスタのコレクタはそれぞれ前記第２、
第１のエミッタに接続され、前記第２の回路手段の前記
第１の電流出力を前記第５のトランジスタのベース・コ
レクタに、前記第２の回路手段の第２の電流出力を前記
第６のトランジスタのベース・コレクタにそれぞれ供給
するよう接続したことを特徴とする電圧制御発振器。8. A first and a second transistor and the first and second transistors,
A capacitor connected between the emitters of the second transistors, a first differential pair of third and fourth transistors whose emitters are commonly connected, and a common connection of the third and fourth transistors. A first current source connected to the emitter, the collector of the third transistor is connected to the emitter of the first transistor, and the collector of the fourth transistor is connected to the emitter of the second transistor. In the emitter-coupled multivibrator, the fifth and sixth transistors whose emitters are commonly connected and whose base and collector are diode-connected, and the first oscillation signal derived from the collector of the first transistor are The second transistor is formed on the base of the second transistor.
Circuit means for supplying a second oscillation signal derived from the collector of the transistor to the base of the first transistor, and the first and second oscillation signals as input to the first oscillation signal. A third circuit including second circuit means for outputting a corresponding first current output and a second current output corresponding to the second oscillation signal, and ninth and tenth transistors having emitters commonly connected. Differential pair, and the ninth and tenth
A third current source connected to the commonly connected emitters of the fifth transistor, and the base and collector of the fifth transistor are connected to the fourth current source.
And a base of the ninth transistor, a base and collector of the sixth transistor are respectively connected to bases of the third and tenth transistors, and
The collectors of the tenth transistors are the second and
Connected to a first emitter, the first current output of the second circuit means to the base-collector of the fifth transistor, and the second current output of the second circuit means to the sixth circuit. A voltage-controlled oscillator characterized in that it is connected so as to supply to the base and collector of a transistor, respectively.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6141399A JPH088694A (en) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | Voltage-controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6141399A JPH088694A (en) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | Voltage-controlled oscillator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088694A true JPH088694A (en) | 1996-01-12 |
Family
ID=15291102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6141399A Pending JPH088694A (en) | 1994-06-23 | 1994-06-23 | Voltage-controlled oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088694A (en) |
-
1994
- 1994-06-23 JP JP6141399A patent/JPH088694A/en active Pending
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