JPH0866038A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH0866038A JPH0866038A JP22087294A JP22087294A JPH0866038A JP H0866038 A JPH0866038 A JP H0866038A JP 22087294 A JP22087294 A JP 22087294A JP 22087294 A JP22087294 A JP 22087294A JP H0866038 A JPH0866038 A JP H0866038A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】昇圧チョッパ回路を用いることなく簡単な構成
で、高力率で高効率の交流入力スイッチング電源を提供
する。 【構成】交流電源２０に接続された全波整流器２１と、
その出力端子間に接続された平滑コンデンサ２８と、そ
の端子間に接続されたトランス２９の１次巻線３０とス
イッチ素子３３との直列回路と、トランスの２次巻線３
１に接続された整流平滑回路３５と、その出力端子とス
イッチ素子との間に接続され整流平滑回路３５の出力を
所定の電圧になるようにスイッチ素子を制御する制御回
路４１とを有するスイッチング電源において、全波整流
器２１の一方の出力端と平滑コンデンサ２８との間に接
続されたインダクタ２６とダイオード２７との直列回路
と、このインダクタとダイオードとの接続点と全波整流
器の他方の出力端との間に接続されたトランス２９の制
御巻線３２とコンデンサ３４との直列回路とを備えてい
る。
で、高力率で高効率の交流入力スイッチング電源を提供
する。 【構成】交流電源２０に接続された全波整流器２１と、
その出力端子間に接続された平滑コンデンサ２８と、そ
の端子間に接続されたトランス２９の１次巻線３０とス
イッチ素子３３との直列回路と、トランスの２次巻線３
１に接続された整流平滑回路３５と、その出力端子とス
イッチ素子との間に接続され整流平滑回路３５の出力を
所定の電圧になるようにスイッチ素子を制御する制御回
路４１とを有するスイッチング電源において、全波整流
器２１の一方の出力端と平滑コンデンサ２８との間に接
続されたインダクタ２６とダイオード２７との直列回路
と、このインダクタとダイオードとの接続点と全波整流
器の他方の出力端との間に接続されたトランス２９の制
御巻線３２とコンデンサ３４との直列回路とを備えてい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流を入力とするスイ
ッチング電源に関するものである。
ッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来の交流入力のスイッチング電
源の第１の回路構成例を示す。図６のスイッチング電源
は、商用交流電源１、ダイオード３，４，５，６から構
成された全波整流器２、平滑コンデンサ７、１次巻線９
および２次巻線１０を有するトランス８、スイッチ素子
１１、整流平滑回路１２、負荷１３、制御回路１４より
なる。この従来のスイッチング電源の動作は、商用交流
電源１の入力を全波整流器２で整流し、平滑コンデンサ
７でリプルの少ない直流に平滑した後、スイッチ素子１
１を入力商用交流周波数より高い周波数で、オン，オフ
することによって、トランス８の１次巻線９に交流電圧
が与えられ、その出力はトランス８の２次巻線１０から
整流平滑回路１２に与えられて整流平滑し、直流の出力
電圧として負荷１３に与えられる。ここで、制御回路１
４は、整流平滑回路１２の出力電圧を検出して、それが
所定の電圧となるように、スイッチ素子１１のオン，オ
フ周期を制御するものである。このように、従来の第１
の回路構成に示すスイッチング電源は、商用交流電源１
の交流電圧を安定した直流電圧に交換し、出力する機能
を持っている。
源の第１の回路構成例を示す。図６のスイッチング電源
は、商用交流電源１、ダイオード３，４，５，６から構
成された全波整流器２、平滑コンデンサ７、１次巻線９
および２次巻線１０を有するトランス８、スイッチ素子
１１、整流平滑回路１２、負荷１３、制御回路１４より
なる。この従来のスイッチング電源の動作は、商用交流
電源１の入力を全波整流器２で整流し、平滑コンデンサ
７でリプルの少ない直流に平滑した後、スイッチ素子１
１を入力商用交流周波数より高い周波数で、オン，オフ
することによって、トランス８の１次巻線９に交流電圧
が与えられ、その出力はトランス８の２次巻線１０から
整流平滑回路１２に与えられて整流平滑し、直流の出力
電圧として負荷１３に与えられる。ここで、制御回路１
４は、整流平滑回路１２の出力電圧を検出して、それが
所定の電圧となるように、スイッチ素子１１のオン，オ
フ周期を制御するものである。このように、従来の第１
の回路構成に示すスイッチング電源は、商用交流電源１
の交流電圧を安定した直流電圧に交換し、出力する機能
を持っている。
【０００３】図７は従来の交流入力のスイッチング電源
の第２の回路例を示す。同図中、図６と同一構成部分に
は同一符号を付し、その説明を省略する。図６の構成と
異なる部分はインダクタ１６、スイッチ素子１７、ダイ
オード１８および制御回路１９から構成された昇圧チョ
ッパ回路１５を、平滑コンデンサ７の前に設けたもので
ある。制御回路１９は昇圧チョッパ回路１５の出力電
圧、即ち平滑コンデンサ７の電圧を一定値に制御する制
御回路である。この従来の第２の回路構成例の動作は、
スイッチ素子１７が、入力商用交流周波数より高い周波
数でオン，オフし、オン時にインダクタ１６に電流を蓄
え、オフ時に放出する動作を繰り返すことによって、入
力電流Ｉin（２）の波形を電圧波形の正弦波に近似させ
る。従って、力率の高い電源を構成できる。
の第２の回路例を示す。同図中、図６と同一構成部分に
は同一符号を付し、その説明を省略する。図６の構成と
異なる部分はインダクタ１６、スイッチ素子１７、ダイ
オード１８および制御回路１９から構成された昇圧チョ
ッパ回路１５を、平滑コンデンサ７の前に設けたもので
ある。制御回路１９は昇圧チョッパ回路１５の出力電
圧、即ち平滑コンデンサ７の電圧を一定値に制御する制
御回路である。この従来の第２の回路構成例の動作は、
スイッチ素子１７が、入力商用交流周波数より高い周波
数でオン，オフし、オン時にインダクタ１６に電流を蓄
え、オフ時に放出する動作を繰り返すことによって、入
力電流Ｉin（２）の波形を電圧波形の正弦波に近似させ
る。従って、力率の高い電源を構成できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この従
来の２つのスイッチング電源の回路構成例には、以下の
ような問題点がある。図８は図６の従来の第１の回路構
成例に示したスイッチング電源の動作波形を示す。同図
においてＶin（１）は商用交流電源１の電圧に対する全
波整流器２の出力電圧を示し、Ｉin（１）は商用交流電
源１からの入力電流の波形を示す。同図からわかるよう
に、第１の回路構成例では、入力電流がサージ状にな
り、力率が極めて低いという問題がある。また、図９は
図７の従来の回路構成例に示したスイッチング電源の動
作波形を示す。同図中、Ｖin（２）は商用交流電源１の
電圧に対する全波整流器２の出力電圧を示し、Ｉin
（２）は、商用交流電源１からの入力電流の波形を示
す。同図からわかるように、第２の回路構成例では入力
電流のピーク値を結んだ線が、入力電圧の正弦波と近似
しているので全波整流器２の直前か、直後に、高周波リ
プル除去用のローパスフィルタを使用すれば、入力電流
を近似的に正弦波にすることができ、力率の高い電源を
実現できる。
来の２つのスイッチング電源の回路構成例には、以下の
ような問題点がある。図８は図６の従来の第１の回路構
成例に示したスイッチング電源の動作波形を示す。同図
においてＶin（１）は商用交流電源１の電圧に対する全
波整流器２の出力電圧を示し、Ｉin（１）は商用交流電
源１からの入力電流の波形を示す。同図からわかるよう
に、第１の回路構成例では、入力電流がサージ状にな
り、力率が極めて低いという問題がある。また、図９は
図７の従来の回路構成例に示したスイッチング電源の動
作波形を示す。同図中、Ｖin（２）は商用交流電源１の
電圧に対する全波整流器２の出力電圧を示し、Ｉin
（２）は、商用交流電源１からの入力電流の波形を示
す。同図からわかるように、第２の回路構成例では入力
電流のピーク値を結んだ線が、入力電圧の正弦波と近似
しているので全波整流器２の直前か、直後に、高周波リ
プル除去用のローパスフィルタを使用すれば、入力電流
を近似的に正弦波にすることができ、力率の高い電源を
実現できる。
【０００５】しかし、図７が示すように、力率を高くす
るために、昇圧チョッパ回路１５を使用しており、従来
の第１の回路構成例に対して、インダクタ１６、ダイオ
ード１８、スイッチ素子１７と、制御回路１９が必要で
あり、制御回路が２系統となり、部品数もかなり増加し
て複雑になり、小型化できないという問題がある。さら
に、昇圧チョッパ回路１５を使用しているために商用交
流入力電圧Ｖに対して、昇圧チョッパ回路１５の出力電
圧、即ち、平滑コンデンサ７の電圧が高くなり、スイッ
チ素子１１として高耐圧のものを使用しなければならず
高耐圧のスイッチ素子はオン抵抗が大きいために、スイ
ッチ素子１１がオンした時にスイッチ素子１１の端子間
に発生する電圧が大きくなり、そこで消費する電力が増
加してスイッチング電源の効率を低下させるという問題
がある。本発明は上記の点を鑑みなされたもので、１組
のスイッチ素子と制御回路からなる簡単な構成で、高力
率で高効率の交流入力スイッチング電源を提供すること
を目的とする。
るために、昇圧チョッパ回路１５を使用しており、従来
の第１の回路構成例に対して、インダクタ１６、ダイオ
ード１８、スイッチ素子１７と、制御回路１９が必要で
あり、制御回路が２系統となり、部品数もかなり増加し
て複雑になり、小型化できないという問題がある。さら
に、昇圧チョッパ回路１５を使用しているために商用交
流入力電圧Ｖに対して、昇圧チョッパ回路１５の出力電
圧、即ち、平滑コンデンサ７の電圧が高くなり、スイッ
チ素子１１として高耐圧のものを使用しなければならず
高耐圧のスイッチ素子はオン抵抗が大きいために、スイ
ッチ素子１１がオンした時にスイッチ素子１１の端子間
に発生する電圧が大きくなり、そこで消費する電力が増
加してスイッチング電源の効率を低下させるという問題
がある。本発明は上記の点を鑑みなされたもので、１組
のスイッチ素子と制御回路からなる簡単な構成で、高力
率で高効率の交流入力スイッチング電源を提供すること
を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源は、交流電源と、該交流電源に接続された全波整流器
と、該全波整流器の出力端子間に接続された平滑コンデ
ンサと、該平滑コンデンサの端子間に接続されたトラン
スの１次巻線とスイッチ素子との直列回路と、該トラン
スの２次巻線に接続されると共にその出力端子に負荷が
接続される整流平滑回路と、該整流平滑回路の出力端子
と前記スイッチ素子との間に接続され該整流平滑回路の
出力電圧を所定の電圧になるように該スイッチ素子を制
御する制御回路とを有するスイッチング電源において、
前記全波整流器の一方の出力端と前記平滑コンデンサと
の間に接続されたインダクタとダイオードとの直列回路
と、該インダクタとダイオードとの接続点と前記全波整
流器の他方の出力端との間に接続された前記トランスの
制御巻線とコンデンサとの直列回路とを備えたものであ
る。
源は、交流電源と、該交流電源に接続された全波整流器
と、該全波整流器の出力端子間に接続された平滑コンデ
ンサと、該平滑コンデンサの端子間に接続されたトラン
スの１次巻線とスイッチ素子との直列回路と、該トラン
スの２次巻線に接続されると共にその出力端子に負荷が
接続される整流平滑回路と、該整流平滑回路の出力端子
と前記スイッチ素子との間に接続され該整流平滑回路の
出力電圧を所定の電圧になるように該スイッチ素子を制
御する制御回路とを有するスイッチング電源において、
前記全波整流器の一方の出力端と前記平滑コンデンサと
の間に接続されたインダクタとダイオードとの直列回路
と、該インダクタとダイオードとの接続点と前記全波整
流器の他方の出力端との間に接続された前記トランスの
制御巻線とコンデンサとの直列回路とを備えたものであ
る。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明の第１の実施例である。この
実施例の構成は、商用交流電源２０、ダイオード２２、
２３，２４，２５から構成された全波整流器２１、イン
ダクタ２６、１次巻線３０，２次巻線３１および制御巻
線３２を有するトランス２９、コンデンサ３４、平滑コ
ンデンサ２８、ダイオード２７、スイッチ素子３３、ダ
イオード３６，３７，インダクタ３８およびコンデンサ
３９から構成された整流平滑回路３５、負荷４０、制御
回路４１よりなる。また、図４は図１の各部の電圧電流
波形を示したものであり、ＶSW ,ＩSWはそれぞれスイッ
チ素子３３の電圧及び電流波形、Ｖb ，Ｉb はそれぞれ
コンデンサ３４の電圧及び電流波形、ＶCH ,ＩCHはそれ
ぞれインダクタ２６の電圧及び電流波形である。また、
横軸の単位は時間であり、Ｔはスイッチ素子３３がスイ
ッチングしている１周期であり、この期間は図に示して
あるように、スイッチ素子３３がオンしている期間ＴON
と、オフしている期間ＴOFF とに分かれる。
実施例の構成は、商用交流電源２０、ダイオード２２、
２３，２４，２５から構成された全波整流器２１、イン
ダクタ２６、１次巻線３０，２次巻線３１および制御巻
線３２を有するトランス２９、コンデンサ３４、平滑コ
ンデンサ２８、ダイオード２７、スイッチ素子３３、ダ
イオード３６，３７，インダクタ３８およびコンデンサ
３９から構成された整流平滑回路３５、負荷４０、制御
回路４１よりなる。また、図４は図１の各部の電圧電流
波形を示したものであり、ＶSW ,ＩSWはそれぞれスイッ
チ素子３３の電圧及び電流波形、Ｖb ，Ｉb はそれぞれ
コンデンサ３４の電圧及び電流波形、ＶCH ,ＩCHはそれ
ぞれインダクタ２６の電圧及び電流波形である。また、
横軸の単位は時間であり、Ｔはスイッチ素子３３がスイ
ッチングしている１周期であり、この期間は図に示して
あるように、スイッチ素子３３がオンしている期間ＴON
と、オフしている期間ＴOFF とに分かれる。
【０００８】次に図１の実施例の動作を説明する。ま
ず、平滑コンデンサ２８とトランス２９の１次巻線３
０，２次巻線３１、スイッチ素子３３、整流平滑回路３
５、負荷４０、制御回路４１は通常のＤＣ／ＤＣコンバ
ータを構成しており、その動作も前述した従来例のもの
と同じである。即ち、スイッチ素子３３がオン・オフす
ることによって、平滑コンデンサ２８の電圧が、トラン
ス２９の１次巻線３０に印加され、その電圧がトランス
２９の１次巻線３０の巻数Ｎ１と２次巻線３１の巻数Ｎ
２との巻数比で変換されて、整流平滑回路３５の入力側
に印加され、それが整流平滑されることによって負荷に
直流電圧が供給される。また、制御回路４１は、負荷４
０に印加されると出力電圧が所定の値になるように、ス
イッチ素子３３のオン・オフ比を変えている。次に、前
記ＤＣ／ＤＣコンバータ部以外の力率改善動作について
説明する。まず、図４の中でＴONの期間はトランス２９
の１次巻線３０，２次巻線３１，制御巻線３２の巻数を
それぞれＮ１，Ｎ２，Ｎ３とし、平滑コンデンサ２８の
電圧をＶa とすると、スイッチ素子３３がオンとなって
いるためトランス２の制御巻線３２には、次の（１）式
による電圧が発生する。
ず、平滑コンデンサ２８とトランス２９の１次巻線３
０，２次巻線３１、スイッチ素子３３、整流平滑回路３
５、負荷４０、制御回路４１は通常のＤＣ／ＤＣコンバ
ータを構成しており、その動作も前述した従来例のもの
と同じである。即ち、スイッチ素子３３がオン・オフす
ることによって、平滑コンデンサ２８の電圧が、トラン
ス２９の１次巻線３０に印加され、その電圧がトランス
２９の１次巻線３０の巻数Ｎ１と２次巻線３１の巻数Ｎ
２との巻数比で変換されて、整流平滑回路３５の入力側
に印加され、それが整流平滑されることによって負荷に
直流電圧が供給される。また、制御回路４１は、負荷４
０に印加されると出力電圧が所定の値になるように、ス
イッチ素子３３のオン・オフ比を変えている。次に、前
記ＤＣ／ＤＣコンバータ部以外の力率改善動作について
説明する。まず、図４の中でＴONの期間はトランス２９
の１次巻線３０，２次巻線３１，制御巻線３２の巻数を
それぞれＮ１，Ｎ２，Ｎ３とし、平滑コンデンサ２８の
電圧をＶa とすると、スイッチ素子３３がオンとなって
いるためトランス２の制御巻線３２には、次の（１）式
による電圧が発生する。
【０００９】
【数１】 従って、コンデンサ３４の電圧をＶb とするとインダク
タ２６には次の（２）式による電圧が印加される。
タ２６には次の（２）式による電圧が印加される。
【００１０】
【数２】 そのため、インダクタ２６の電流は増加しながら商用交
流電源２０から全波整流供給２１，インダクタ２６，ト
ランス２９の制御巻線３２，コンデンサ３４，全波整流
供給２１，商用交流電源２０というルートで流れる。そ
こで、この期間に商用交流電源２０からの電力がインダ
クタ２６に蓄えられる。また、この期間にコンデンサ３
４の電圧Ｖb は増加するので、その分、インダクタ２６
に印加される電圧は減少し、その結果、インダクタ２６
の電流の増加を抑えるように働き、過電流が流れるのを
防いでいる。
流電源２０から全波整流供給２１，インダクタ２６，ト
ランス２９の制御巻線３２，コンデンサ３４，全波整流
供給２１，商用交流電源２０というルートで流れる。そ
こで、この期間に商用交流電源２０からの電力がインダ
クタ２６に蓄えられる。また、この期間にコンデンサ３
４の電圧Ｖb は増加するので、その分、インダクタ２６
に印加される電圧は減少し、その結果、インダクタ２６
の電流の増加を抑えるように働き、過電流が流れるのを
防いでいる。
【００１１】次に、スイッチ素子３３がオフになるとト
ランス２９の制御巻線３２には、フライバック電圧が発
生してＣ点の電圧が上昇し、ダイオード２７がオンする
ためインダクタ２６には次の（３）式の電圧が印加され
る。
ランス２９の制御巻線３２には、フライバック電圧が発
生してＣ点の電圧が上昇し、ダイオード２７がオンする
ためインダクタ２６には次の（３）式の電圧が印加され
る。
【数３】ＶcH(OFF) ＝Ｖa −Ｖin （３） 従って、インダクタ２６の電流は減少しながら商用交流
電源２０から全波整流供給２１，インダクタ２６，ダイ
オード２７，平滑コンデンサ２８，全波整流供給２１，
商用交流電源２０というルートで流れる。そこで、この
期間にインダクタ２６からの電力が、平滑コンデンサ２
８に蓄えられる。また、この期間にコンデンサ３４に
は、トランス２９の制御巻線３２から、トランス２９の
励磁電流が制御巻線３２，ダイオード２７，平滑コンデ
ンサ２８，コンデンサ３４から制御巻線３２に戻るルー
トで流れるため、コンデンサ３４の電圧は減少して、次
にスイッチ素子３３がオンした時に再びインダクタ２６
の電流が流れ易くなるようにしている。以上のような働
きで、入力電圧Ｖinの商用電源電圧１周期の中の任意の
電圧に対してインダクタ２６には、固有の電流が流れ、
その電流値Ｉinは、入力電圧Ｖinの電圧が高いほど大き
くなることが実験で確認されている。そこで、入力電流
波形は図５に示すように正弦波に近い波形となり、力率
が改善される。
電源２０から全波整流供給２１，インダクタ２６，ダイ
オード２７，平滑コンデンサ２８，全波整流供給２１，
商用交流電源２０というルートで流れる。そこで、この
期間にインダクタ２６からの電力が、平滑コンデンサ２
８に蓄えられる。また、この期間にコンデンサ３４に
は、トランス２９の制御巻線３２から、トランス２９の
励磁電流が制御巻線３２，ダイオード２７，平滑コンデ
ンサ２８，コンデンサ３４から制御巻線３２に戻るルー
トで流れるため、コンデンサ３４の電圧は減少して、次
にスイッチ素子３３がオンした時に再びインダクタ２６
の電流が流れ易くなるようにしている。以上のような働
きで、入力電圧Ｖinの商用電源電圧１周期の中の任意の
電圧に対してインダクタ２６には、固有の電流が流れ、
その電流値Ｉinは、入力電圧Ｖinの電圧が高いほど大き
くなることが実験で確認されている。そこで、入力電流
波形は図５に示すように正弦波に近い波形となり、力率
が改善される。
【００１２】図２は本発明の第２の実施例である。同図
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図１の第１の実施例の構成と異なる部分は
ＤＣ／ＤＣコンバータ部で、トランス２９の２次巻線３
１と整流平滑回路４２との接続の極性が逆になっている
ところである。即ち、図１の第１の実施例は、フィード
フォワード型であるのに対して、図２の第２の実施例は
フライバック型になっているところである。従って、こ
の第２の実施例も前記した第１の実施例と同様に力率が
改善させるものである。
中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図１の第１の実施例の構成と異なる部分は
ＤＣ／ＤＣコンバータ部で、トランス２９の２次巻線３
１と整流平滑回路４２との接続の極性が逆になっている
ところである。即ち、図１の第１の実施例は、フィード
フォワード型であるのに対して、図２の第２の実施例は
フライバック型になっているところである。従って、こ
の第２の実施例も前記した第１の実施例と同様に力率が
改善させるものである。
【００１３】図３は本発明の第３の実施例である。同図
中、図１と同一構成部分には、同一符号を付し、その説
明を省略する。図１の構成と異なる部分はＤＣ／ＤＣコ
ンバータ部であり、図１が一石フォワードコンバータを
構成しているのに対し、図３は二石フォワードコンバー
タを構成している点である。この第３の実施例の構成
は、平滑コンデンサ２８のプラス側から第１のスイッチ
素子４５とトランス２９の１次巻線３０と、第２のスイ
ッチ素子４６の直列回路が、平滑コンデンサ２８の端子
間に接続され、さらに第１のスイッチ素子４５と、トラ
ンス２９の１次巻線３０との接続点と、平滑コンデンサ
２８のマイナス側との間に第１のダイオード４８を接続
し、トランス２９の１次巻線３０と第２のスイッチ素子
４６との接続点と、平滑コンデンサ２８のプラス側との
間に第２のダイオード４７を接続している点である。こ
の回路例では、第１のスイッチ素子４５と、第２のスイ
ッチ素子４６は、常に、同時にオンまたはオフとなるの
で２個のスイッチがオンの期間には平滑コンデンサ２８
の電圧は、トランス２９の１次巻線３０に印加され、平
滑コンデンサ２８のエネルギはトランス２９の１次巻線
３０から２次巻線３１，整流平滑回路３５を介して負荷
４０へ送られる。また、それと同時に、インダクタ２６
の電流は、トランス２９の制御巻線３２からコンデンサ
３４を介して流れる。一方、スイッチ素子４５と４６が
オフの期間にはトランスの励磁エネルギは、トランス２
９の１次巻線３０の両端子からそれぞれ第１のダイオー
ド４８と、第２のダイオード４７を介して平滑コンデン
サ２８の端子間に入る経路で、平滑コンデンサ２８に送
られる。またインダクタ２６の電流は、ダイオード２７
を介して平滑コンデンサ２８に流れ、インダクタ２６か
らの電力が平滑コンデンサ２８に蓄えられる。
中、図１と同一構成部分には、同一符号を付し、その説
明を省略する。図１の構成と異なる部分はＤＣ／ＤＣコ
ンバータ部であり、図１が一石フォワードコンバータを
構成しているのに対し、図３は二石フォワードコンバー
タを構成している点である。この第３の実施例の構成
は、平滑コンデンサ２８のプラス側から第１のスイッチ
素子４５とトランス２９の１次巻線３０と、第２のスイ
ッチ素子４６の直列回路が、平滑コンデンサ２８の端子
間に接続され、さらに第１のスイッチ素子４５と、トラ
ンス２９の１次巻線３０との接続点と、平滑コンデンサ
２８のマイナス側との間に第１のダイオード４８を接続
し、トランス２９の１次巻線３０と第２のスイッチ素子
４６との接続点と、平滑コンデンサ２８のプラス側との
間に第２のダイオード４７を接続している点である。こ
の回路例では、第１のスイッチ素子４５と、第２のスイ
ッチ素子４６は、常に、同時にオンまたはオフとなるの
で２個のスイッチがオンの期間には平滑コンデンサ２８
の電圧は、トランス２９の１次巻線３０に印加され、平
滑コンデンサ２８のエネルギはトランス２９の１次巻線
３０から２次巻線３１，整流平滑回路３５を介して負荷
４０へ送られる。また、それと同時に、インダクタ２６
の電流は、トランス２９の制御巻線３２からコンデンサ
３４を介して流れる。一方、スイッチ素子４５と４６が
オフの期間にはトランスの励磁エネルギは、トランス２
９の１次巻線３０の両端子からそれぞれ第１のダイオー
ド４８と、第２のダイオード４７を介して平滑コンデン
サ２８の端子間に入る経路で、平滑コンデンサ２８に送
られる。またインダクタ２６の電流は、ダイオード２７
を介して平滑コンデンサ２８に流れ、インダクタ２６か
らの電力が平滑コンデンサ２８に蓄えられる。
【００１４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、従来の
交流入力スイッチング電源に対し、スイッチ素子３３と
制御回路４１は従来と同様でありながら、力率は従来の
約０．６５から約０．９８まで高くすることができ、さ
らに従来の交流入力スイッチング電源の第２の構成に比
べると平滑コンデンサ２８の電圧を低く設定することが
可能であるため、低耐圧でオン抵抗の小さいスイッチ素
子が使用でき、スイッチング電源の高効率化を図ること
ができる優れた効果を奏する。
交流入力スイッチング電源に対し、スイッチ素子３３と
制御回路４１は従来と同様でありながら、力率は従来の
約０．６５から約０．９８まで高くすることができ、さ
らに従来の交流入力スイッチング電源の第２の構成に比
べると平滑コンデンサ２８の電圧を低く設定することが
可能であるため、低耐圧でオン抵抗の小さいスイッチ素
子が使用でき、スイッチング電源の高効率化を図ること
ができる優れた効果を奏する。
【図１】本発明の第１の実施例回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例回路図である。
【図４】本発明の第１の実施例の各部の電圧電流波形図
である。
である。
【図５】本発明の第１の実施例の入力電圧，電流波形図
である。
である。
【図６】従来例の回路図である。
【図７】従来例の他の回路図である。
【図８】従来例の回路の動作波形図である。
【図９】従来例の他の回路の動作波形図である。
１，２０ 交流電源 ２，２１ 全波整流器 ３，４，５，６，１８，２２，２３，２４，２５，２
７，３６，３７，４３，４７，４８ ダイオード ７，２８，３９，４４ 平滑コンデンサ ８，２９ トランス ９，３０ トランスの１次巻線 １０，３１ トランスの２次巻線 １１，１７，３３，４５，４６ スイッチ素子 １２，３５，４２ 整流平滑回路 １３，４０ 負荷 １４，１９，４１ 制御回路 １５ 昇圧チョッパ回路 １６，２６，３８ インダクタ ３２ トランスの制御巻線 ３４ コンデンサ
７，３６，３７，４３，４７，４８ ダイオード ７，２８，３９，４４ 平滑コンデンサ ８，２９ トランス ９，３０ トランスの１次巻線 １０，３１ トランスの２次巻線 １１，１７，３３，４５，４６ スイッチ素子 １２，３５，４２ 整流平滑回路 １３，４０ 負荷 １４，１９，４１ 制御回路 １５ 昇圧チョッパ回路 １６，２６，３８ インダクタ ３２ トランスの制御巻線 ３４ コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源と、該交流電源に接続された全
波整流器と、該全波整流器の出力端子間に接続された平
滑コンデンサと、該平滑コンデンサの端子間に接続され
たトランスの１次巻線とスイッチ素子との直列回路と、
該トランスの２次巻線に接続されると共にその出力端子
に負荷が接続される整流平滑回路と、該整流平滑回路の
出力端子と前記スイッチ素子との間に接続され該整流平
滑回路の出力電圧を所定の電圧になるように該スイッチ
素子を制御する制御回路とを有するスイッチング電源に
おいて、 前記全波整流器の一方の出力端と前記平滑コンデンサと
の間に接続されたインダクタとダイオードとの直列回路
と、 該インダクタとダイオードとの接続点と前記全波整流器
の他方の出力端子との間に接続された前記トランスの制
御巻線とコンデンサとの直列回路とを備えたことを特徴
とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 前記平滑コンデンサと前記トランスの１
次巻線との間に接続された第２のスイッチ素子と、該第
２のスイッチ素子と前記トランスの１次巻線との接続点
と前記平滑コンデンサと前記スイッチ素子との接続点と
の間に接続された第１のダイオードと、前記トランスの
１次巻線と前記スイッチ素子との接続点と前記平滑コン
デンサと前記第２のスイッチ素子との接続点との間に接
続された第２のダイオードとを備えた請求項１記載のス
イッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22087294A JP3400132B2 (ja) | 1994-08-24 | 1994-08-24 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22087294A JP3400132B2 (ja) | 1994-08-24 | 1994-08-24 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0866038A true JPH0866038A (ja) | 1996-03-08 |
| JP3400132B2 JP3400132B2 (ja) | 2003-04-28 |
Family
ID=16757866
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22087294A Expired - Fee Related JP3400132B2 (ja) | 1994-08-24 | 1994-08-24 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3400132B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103280984A (zh) * | 2013-01-15 | 2013-09-04 | 中国矿业大学(北京) | 基于单级功率变换模块的级联式变流器 |
| JP2014117050A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 電源回路及び照明装置 |
-
1994
- 1994-08-24 JP JP22087294A patent/JP3400132B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014117050A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 電源回路及び照明装置 |
| CN103280984A (zh) * | 2013-01-15 | 2013-09-04 | 中国矿业大学(北京) | 基于单级功率变换模块的级联式变流器 |
| CN103280984B (zh) * | 2013-01-15 | 2017-03-15 | 中国矿业大学(北京) | 基于单级功率变换模块的级联式变流器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3400132B2 (ja) | 2003-04-28 |
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