JPH0856178A - 受信機用制御信号、同期化装置、等化装置、同期化手順および対応する受信機 - Google Patents

受信機用制御信号、同期化装置、等化装置、同期化手順および対応する受信機

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JPH0856178A
JPH0856178A JP7154735A JP15473595A JPH0856178A JP H0856178 A JPH0856178 A JP H0856178A JP 7154735 A JP7154735 A JP 7154735A JP 15473595 A JP15473595 A JP 15473595A JP H0856178 A JPH0856178 A JP H0856178A
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JP
Japan
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signal
sequence
time
frequency
receiver
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JP7154735A
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Inventor
Alain Chiodini
アラン・シオジニ
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Alcatel CIT SA
Original Assignee
Alcatel Mobile Communication France SA
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Filing date
Publication date
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 受信機の周波数同期および時間同期および／
または受信機信号が受信した信号の等化に使用すること
ができる制御信号を提供する。 【構成】 本発明は、継続時間が同じで時間的に対称な
２要素の信号（２１、２２）の並置により形成される、
受信機のための制御信号に関する。同信号はたとえば、
少なくとも１つの第１疑似ランダム二進数列ｓ（ＮS −
１）〜ｓ（０）と、前記第１列と逆で、前記第１列の時
間的対称によって得られ周期的な、少なくとも１つの第
２疑似ランダム二進数列ｓ（ＮS −１）〜ｓ（０）とを
含むことができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明の分野はとくに移動体への
デジタル信号伝送の分野である。より正確には、本発明
は上記信号の受信の制御および最適化に関する。より詳
細には、本発明は上記信号の受信機の周波数同期化およ
び時間同期化とチャンネルの等化とに関する。
【０００２】本発明は、無線放送による無線電話通信シ
ステム、電子メールシステムなどあらゆる種類のデジタ
ル通信システムに応用される。本発明の最適な応用分野
の１つがセル型無線電話システムである。したがって本
発明は、たとえばＧｌｏｂａｌｓｔａｒなどの衛星によ
って伝播される符号分割多元接続システムや、ＧＳＭシ
ステムなどの地上伝播による時分割多元接続システム内
で実施することが可能である。
【０００３】
【従来の技術】セル型無線電話システムにおいては、同
期の取得が端末の電源入り後最初に行われる作業であ
る。同期の取得は通常、 − 周波数同期と呼ばれる、基地局の周波数基準を取得
する第１段階と、 − 時間同期と呼ばれる、基地局の時間軸を取得する第
２段階との ２つの段階を含む。
【０００４】従来より、これら２つの作業は独立してい
る。これら作業は異なる独立した基準信号に基づいてい
る。
【０００５】したがって、符号分割多元接続システムに
おいては各基地局は同期の取得および維持のため、次の
２つの信号を発信する。すなわち、 − データ割り振りに使用する、情報によって変調され
ない疑似ランダムＰＮ列を連続的に送信することから成
るパイロット信号。この信号は常時移動局によって追尾
され、時間および周波数同期を維持する。および − 送話の開始および受話時に有用な情報を送る同期信
号（セルのＩＤ、パイロット信号の出力、割り振り列の
初期遅れ）。
【０００６】この技法は複雑であり衛星放送システムに
は適していない。たとえば符号分割多元接続システムを
Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒシステムに適合させようとする
と、 − 衛星の周回速度が高速であるためドップラ偏移が強
く、衛星から発せられる信号がこのドップラ偏移の影響
をうける、 − 移動局と周回する衛星との距離が数分間で数千ｋｍ
も変化し、その結果伝播時間の瞬時変化が大きい、 という２つの大きな問題が生じる。
【０００７】同様にＧＳＭシステムなどの時分割多元接
続システムにおいては、初期同期化は、ＢＣＣＨ（放送
管理チャンネル）搬送波に載せて一定間隔で発せられる
２つの特殊なパケットを用いて行われる。そのパケット
とは、次の２つである。
【０００８】− 移動局が基地局の周波数基準を取得で
きるようにするＦＣＣＨ（周波数修正チャンネル）と呼
ばれる第１パケット。同パケットは完全な正弦波を含
む。および − 移動局が時間基準を取得できるようにするＳＣＨ
（同期チャンネル）と呼ばれる第２パケット。同パケッ
トは、有利な自己修正特性をもつ二進列を含む。
【０００９】定期的に発信されるこれら２つのパケット
は、ＢＣＣＨ搬送波において無視できない資源を占有す
る。
【００１０】さらに、送信機（基地局または移動局）が
伝送チャンネル内に記号列を送信すると、送信列が変化
し、受信機が受け取る記号列は元の記号列とは同一では
ないことがわかっている。これらの変化の主原因は、あ
る送信される記号は伝送チャンネル内でいくつもの経路
を取り得ることによる記号の干渉（周囲の障害物上での
多重反射）である。２つの可能な経路間の時間間隔が記
号の継続時間を上回る場合、相次ぐ２つの記号は相互に
干渉する。
【００１１】受信機側で記号間の干渉を修正するために
は、等化器を使用しなければならないが、等化器が正し
く作動するには、伝送チャンネルのパルス応答を知る必
要がある。
【００１２】ＧＳＭシステムにおいては、学習列と呼ば
れる特別な記号列が各伝送パケットの中央に挿入され
る。学習列の中身は、伝送チャンネルの特性とくに最長
経路と最短経路との時間間隔によって決まる伝送チャン
ネルの長さＬによって変わる（また伝送チャンネルの長
さは記号の継続時間で表される）。
【００１３】同システムにおいては、チャンネルのパル
ス応答性ｈ（ｔ）の計算は以下のようにして行われる。
受信機は使用学習列の返答を使用して、対応受信列と相
関をとる。相関の演算の結果は、等化器に送る１式の係
数ｈ（ｉ）（ｉは０からＬまで変化）となる。最短経路
はｈ（０）に相当する。チャンネルの推定は同期の後に
行われる。
【００１４】この既知の技法は、各データパケットに学
習列が存在しなければならず、そのため有用ビットが犠
牲になるという、大きな欠点がある。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、とくに現行
技術のこれら種々の欠点を解消することを目的とする。
【００１６】より詳細には、本発明の１つの目的は、周
波数においても（とくに符号分割多元接続の場合）時間
においても（とくに時分割多元接続の場合）必要とされ
る資源を制限することが可能な、周波数および時間同期
技術を提供することである。
【００１７】本発明の別の目的は、受信機において実施
が簡単であり安価な前記の技術を提供することである。
【００１８】本発明はまた、衛星放送に適合する、すな
わち周波数偏移とくにドップラ偏移および伝播特性を考
慮した前記の技術を提供することを目的とする。
【００１９】本発明はさらに、とくに符号分割多元接続
システムについて、既知の技術で可能な有効通信速度よ
りもすぐれた有効通信速度が得られるチャンネル等化技
術を提供することを目的とする。
【００２０】本発明のさらに別の目的は、唯一の制御信
号を使用する前記の諸技術を提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】これらの目的および後述
するその他の目的は、本発明によれば、継続時間が同じ
で時間的に対称な２要素の信号の並置により形成され
る、受信機のための制御信号を用いることにより達成さ
れる。
【００２２】同信号は、二進数列を基にして構成するこ
ともアナログ的方法によって得ることも可能である。
【００２３】前者の場合、信号は少なくとも１つの最小
同期第１疑似ランダム二進数列ｓ（０）〜ｓ（ＮS −
１）と、前記第１列と逆で、前記第１列の時間的対称に
よって得られる、周期的な、少なくとも１つの第２疑似
ランダム二進数列ｓ（ＮS −１）〜ｓ（０）とを含むこ
とができる。
【００２４】したがって本発明はとくに、受信機の周波
数同期化および時間同期化とチャンネルの等化にとくに
使用可能な、パイロット信号とも呼ばれる制御信号の構
造に関する。
【００２５】従来、前記信号は、受信機に関し既知の疑
似ランダム列であって、常時繰り返されるか（符号分割
多元接続システムの場合）、あるいは周期的に繰り返さ
れる（時分割多元接続システムの場合）列を含む。本発
明によれば、反転列が周期的に挿入される（すなわち時
間対称によって得られる）。
【００２６】後述のように、この信号構成により、分析
後、基地局の時間基準を回収すること、およびドップラ
偏移を測定することが可能になる。
【００２７】同期信号がデジタルに構成されている場合
には、疑似ランダムデジタル列のレベルと対応する変調
信号のレベルという２つのレベルで対称性が存在する。
その結果、第２部分はデジタルレベルで得られるか、あ
るいは変調信号に直接合成される。
【００２８】反転された第２列は、偽アラームの確率
と、連続して行われる２つの推定の間における受信機に
対するドップラ偏移許容最大変化量とをとくに考慮した
周期で周期的に挿入される。
【００２９】本発明の好ましい一実施様態によれば、前
記信号は前記第１列と前記第２列とを交互に含む。
【００３０】同信号はとくに、符号分割多元接続受信機
または時分割多元接続受信機を同期化するのに使用する
ことができる。
【００３１】上記の後者の場合、信号は主信号内に周期
的に挿入され、各々前記第１列と前記第２列とを相次い
で含む同期パケットの形態とすることができる。
【００３２】本発明の好ましい実施様態によれば、前記
信号は衛星によって送信される。
【００３３】本発明はまた、前記のような信号を利用し
て、デジタル信号受信機に装備するための周波数および
時間同期装置にも関する。
【００３４】同装置は、 − 前記列に対応する前記同期信号のサンプリング列ｘ
（ｉ）を送出するサンプリング装置と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、Ｎ個のセ
ルを含む第１シフトレジスタと、 − 前記第１シフトレジスタの出力部から供給を受け
る、Ｎ個のセルを含む第２シフトレジスタと、 − 前記第１および第２シフトレジスタの同列のセルの
内容を２つずつ乗算して、Ｎ個の値ｃ（０）〜ｃ（Ｎ−
１）を送出する手段と、 − 時間基準を示す第１情報と、たとえばドップラ偏移
などの周波数偏移を示す第２情報とを送出する、前記Ｎ
個の値のスペクトル分析手段とを含むことが好ましい。
【００３５】同装置はまた伝送チャンネルのパルス応答
性を推定するのにも使用することができる。
【００３６】本発明はさらに、上記のような信号を用
い、 − 前記第１列ｓ（０）〜ｓ（ＮS −１）のＮS 個のデ
ジタル要素と前記第２列ｓ（ＮS −１）〜ｓ（０）のＮ
S 個のデジタル要素に各々対応する２Ｎ個のサンプルを
受信する段階と、 − 前記各列について同列のデジタル要素を２つずつ乗
算し、Ｎ個の値ｃ（ｉ）＝ｘ（ｉ）＊ｘ（Ｎ−１−ｉ）
を送出する段階と、 − 時間基準を示す第１情報と、たとえばドップラ偏移
などの周波数偏移を示す第２情報とを決定するための、
前記Ｎ個の値のスペクトル分析を行う段階とを含む、周
波数および時間同期方法に関する。
【００３７】前記値ｃ（ｉ）は次式のように表記するの
が好ましい。
【００３８】
【数２】
【００３９】ただし、ｎは０からＮ−１まで変化する指
数であり、Ｔe は前記同期信号のサンプリング周期であ
り、δは前記周波数偏移を示し、Φは前記時間基準を示
す。
【００４０】前記分析段階は、 − 前記時間基準を決定するため、分割スペクトル信号
に対応する式（１）の第１項を分析する段階と、 −前記ドップラ偏移を示す前記情報を決定するため、周
波数２δの正弦曲線に対応する式（１）の第２項を分析
する段階とを含む。
【００４１】本発明はさらに、デジタル信号受信機のた
めの周波数および時間同期方法に関する。同方法によれ
ば、同期第１疑似ランダム二進数列ｓ（０）〜ｓ（ＮS
−１）と、前記第１列とは逆で、前記第１列の時間的対
称によって得られ、少なくとも周期的であり、少なくと
も１つの第２二進数列ｓ（ＮS −１）〜ｓ（０）とが前
記受信機に送信される。
【００４２】換言すれば、前記第２列は第１列以外のあ
るチャンネルに送信することができる。この場合、第２
列を送信する際、第１列の送信を中断する必要はない。
【００４３】本発明のその他の特徴および長所は、添付
の図面を参照しつつ、単に説明の為の非限定的な例とし
て示した、本発明の好ましい２つの実施様態についての
以下の説明を読むことにより明らかになろう。
【００４４】
【実施例】以下、符号分割多元接続システム（Ｇｌｏｂ
ａｌｓｔａｒ）と時分割多元接続システム（ＧＳＭ）と
に各々対応する、本発明による２つの好ましい実施様態
について説明する。
【００４５】Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒシステムは、世界的
な通信範囲の提供を目標とする符号分割多元接続セル型
システムである。同システムは以下の３つの部分から成
る。
【００４６】− ４８基の低軌道（１４１４ｋｍ）衛星
と、８基の予備衛星と、２つの星座確認センタとから成
る宇宙空間セグメント − 単一モード（すなわちＧｌｏｂａｌｓｔａｒとだけ
相互操作することが可能）または双対モード（すなわち
Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒ、およびＧＳＭまたはＤＣＳ１８
００などの地上セルシステムと相互操作することが可
能）の移動体または固定体に設置された携帯端末 − 交換公共網との接続および移動度の管理を可能にす
る接続ステーション。移動度の管理によって、移動体の
位置と移動体が加入しているサービスの属性とを一度に
示すデータベースの更新が可能となる。この能力により
移動通信網への統合が可能になる。その結果なんらの作
業も行わずして、双対モード加入者は自己の移動体番号
を保存し、地上網であるか衛星網であるかに関わらず呼
出をうけることができる。
【００４７】Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒの基本サービスは電
話通信である。またＧｌｏｂａｌｓｔａｒによってデー
タ通信も可能である。さらにＧｌｏｂａｌｓｔａｒによ
って新しいサービスの提供、全世界への送信先の拡大も
可能となるだろう。しかしながら、この拡大はサービス
エリアのみに限定される（すなわち人口の集中している
地域以外の地域では、セル型網によってカバーされる）
ことは明らかである。これらサービスエリア外の区域で
は、単方向無線メールサービスによってもたらされる呼
出信号を使用することが可能になるだろう。
【００４８】トランスペアレンシならびに公共網への統
合により、セル運用者網によって提供されるサービスと
同じサービスを受けることが可能になるだろう。
【００４９】図１は、Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒなどの符号
分割多元接続システムのための、既知の形式のパイロッ
ト信号の構成を示す図である。このパイロット信号は、
Ｎc 個の二進要素１２0 〜１２Nc-1から成る同一の疑似
ランダム（ＰＮ）列１１を連続的に繰り返すことにより
形成される。
【００５０】この列ＰＮはたとえば、適当な発生多項式
によって送出される３２７６７（１０15−１）ビット列
とすることが可能である。この列は受信機にとって既知
であるので、受信機は受信信号と時間同期することがで
きる。周波数同期は独立して行われ、ドップラ偏移につ
いては信頼性のある情報は得られない。
【００５１】本発明は、受信機の周波数および時間同期
を可能にする、図２に例示するような新しい同期信号を
提案する。
【００５２】この信号も、定期的に送信される第１列Ｐ
Ｎ（ｎ）２１（直接列と呼ばれる）を含む。しかしなが
らこの第１列２１は一定の間隔毎に、第１列ＰＮを基に
した時間対称によって得られる第２列ＰＮ（Ｎｃ−１−
ｎ）２２（反転列と呼ばれる）に置き換えられる。
【００５３】この対称形第２列は二進数（バイナリ）レ
ベルで得ることも（二進数の読み出し順の反転によ
り）、変調信号レベルで直接得ることも可能である。
【００５４】上記第２列は、システムの要求値（たとえ
ば検出不良数、許容ドップラ偏移）に応じた頻度で定期
的にパイロット信号に挿入される。図２の実施様態にお
いては、送信列には直接列２１と反転列２２とが交互に
現れている。
【００５５】図３は、図２の信号を利用する、周波数お
よび時間同期装置の略図である。
【００５６】変換器ＣＡＮ３２は受信パイロット信号３
１をサンプリングし、サンプリング周期Ｔｅで標本ｘ
（ｉ）を送出する。
【００５７】これら標本は、Ｎ個のセル（列ＰＮの長
さ）を含む第１シフトレジスタ３３に入力される。ＴPN
＝Ｎ．Ｔe が列ＰＮの継続時間になるようサンプリング
周期が選択される。
【００５８】レジスタ３３の出力側は、やはりＮ個のセ
ルを含む第２シフトレジスタの入力側に再ループされて
いる（３４）。したがって、ある時点においては、 − レジスタ３３は標本ｘ（０）〜ｘ（Ｎ−１）を含
む。
【００５９】− レジスタ３４は標本ｘ（Ｎ）〜ｘ（２
Ｎ−１）を含む。
【００６０】同装置はまた、各々がレジスタ３３、３５
の２つのセルの乗算を行い、ｃ（ｉ）＝ｘ（ｉ）．ｘ
（２Ｎ−１−ｉ） ｉは０からＮ−１まで変化となるよ
うなＮ個の係数３７ｃ（ｉ）を送出するような乗算手段
３６0 〜３６N-1 を含む。
【００６１】これら係数は以下のように書くことができ
る。
【００６２】
【数３】
【００６３】ある時点において、シフトレジスタ３３が
ちょうど直接列を含みシフトレジスタ３５がちょうど反
転列を含んだ時（いわゆる一致があった時）、次の等式
が得られる。
【００６４】 φ（ｎＴe ）＝φ［（２Ｎ−１−ｎ）Ｔe ］ すると、乗算器の出力側の信号は、
【００６５】
【数４】
【００６６】となる。
【００６７】− 第１項は分割スペクトル信号であるこ
と、および − 第２項は、正弦波そのもので、２δの関数であるこ
とは容易に確認される。
【００６８】反対に一致がない場合には、分割スペクト
ル信号しか得られない。
【００６９】乗算器から出力された係数の列は、スペク
トル分析手段３８に送信される。こうして行われる分析
により、従来の技術により、Ｔe 毎に、 − 一致があった時、基地局時間基準を取得すること、
および − ２δである正弦波の周波数を測定することにより、
ドップラ偏移の値を測定することが可能となる。
【００７０】また、ドップラ偏移を求めることにより周
波数同期の検証が行えるばかりでなく、無線位置標定な
ど他の応用例に対しても有益であることに留意された
い。なお無線位置標定については後で説明する。
【００７１】さらに、パイロット信号には必ずしも反転
信号を挿入しなければならない訳ではない点について留
意されたい。実際、別の実施様態によれば反転列は別の
周波数にて送信することが可能である。この場合、直接
列のみを含むパイロット信号を常時送信し、反転列は少
なくとも周期的に送信する。
【００７２】この場合、２つのシフトレジスタは接続さ
れているのではなく、各列からの入力を個別にうけるの
で、当然のことながら、図３の装置は適合するよう手を
加えなければならない。
【００７３】より一般的には、この装置について別の構
造も可能であり、したがって係数ｃ（ｉ）の計算を行
い、次にそれの分析を行う。
【００７４】本発明は時分割多元接続信号にも応用が可
能である。前記のように、ＧＳＭシステムにおいては現
在、同期用として２つの異なるパケットが設けられてい
る。その様子は図４に例示されている。
【００７５】ＦＣＣＨと呼ばれる第１パケット４１は完
全な正弦波である。これにより、周波数同期が可能であ
る。ＳＣＨと呼ばれる第２パケット４２は、その自己相
関特性により時間同期が可能な二進列を含む。
【００７６】これら２つのパケット４１と４２は、伝送
用として用意された搬送波ＢＣＣＨにより定期的に伝送
される。
【００７７】本発明によれば、これら２つのパケットに
代えて、時間および周波数同期が可能な唯一のパケット
を使用することが提案されている。そのようなパケット
は図５に例示されている。
【００７８】前記に説明した原理によれば、このパケッ
トは反転疑似ランダム列５２を含む。換言すれば、この
パケットの構成は対称軸５３を中心として対称である。
このパケット上で行われる処理は、図３を参照して説明
した処理と同一である。この技法により、とくにパケッ
トの伝送の効率化あるいは２つの同期用パケットの周期
の短期化をはかることができる。
【００７９】さらに本発明による信号は、前記に示した
ように、とくに伝送チャンネルの等化を目的とする同チ
ャンネルのパルス応答性の推定に使用することが可能で
ある。
【００８０】たとえば我々が時分割多元接続システム内
にいて、基地局がパイロット信号を含むパケットを定期
的に伝送すると仮定する。伝送チャンネルに移行後、移
動局は下記の信号を受信する。
【００８１】
【数５】
【００８２】ｎは１からＭまで変化する。
【００８３】この信号は、 − 直接成分（振幅Ａ0 ＋ドップラ偏移δ0 ） − Ｍ個の二次成分（振幅ＡN ＋ドップラ偏移δN ）で
構成される。
【００８４】この信号を図３の装置で分析することによ
り、信号の成分の合計数（Ｌ＋Ｍ）に等しい一致数が明
らかになる。伝送チャンネルのパルス応答性を判定する
には、第１回目の一致点（原点とする）とそれ以降の一
致点との間の時間および振幅における相対差を測定する
だけでよい。指数が０の第１一致点と指数がｎの一致点
との間隔（Ｔc の関数として表す）をΔ（０、ｎ）とす
ると、 τn ＝２Δ（０、ｎ） ｈ（τn ）＝Ａ’n ／Ａ’0 ｈ（ｔ）＝ｔ≠τn の時０ ここでＡ’は一致があった時に検出される正弦波の振幅
を示すが得られる。
【００８５】このように、チャンネルのパルス応答性を
判定するのに、もはや各伝送パケットに学習列を挿入す
る必要はない。判定は本発明による信号を用いて実現す
ることが可能である。
【００８６】前記の説明においては、継続時間が同じで
時間的に対称な２要素の信号の並置により形成される、
受信機のための制御信号について説明した。このように
して得られた信号により、衛星による無線電話システム
における限り使用接続モード（時分割多元接続または符
号分割多元接続）にかかわらず、端末の初期同期の取得
が容易になる。
【００８７】端末と周回衛星との間で無線電気接続を行
いこれを維持することは、伝送信号が同時に、強いドッ
プラ偏移と伝播時間の顕著な変化の両者の影響をうける
限り、両者とも難しい作業である。
【００８８】本発明による信号は一定間隔で伝送され、
それにより周波数同期および時間同期が同時に取得でき
るので（ＧＳＭシテスムにおいては、同じ結果を得るた
めには２つの特殊パケットを伝送しなければならな
い）、省チャンネル化をはかることができる。
【００８９】本発明による構成を全ての伝送パケット
（信号およびトラフィック）に敷延することにより、時
分割多元接続システムの場合、実際にはさらに改善する
ことが可能である。その場合、任意の送信パケットを使
用していつでも取得することができる。
【００９０】しかしながら、本発明を定義するのに使用
される制御信号という用語はある決められた応用例に限
定されるものではなく、前記に定めた意味すなわちとく
に同期機能または等化機能という意味での受信制御機能
を実現するのに使用することができるあらゆる信号に対
し適用される。
【００９１】長所は以下の通りである。
【００９２】− 専用の同期信号という概念が完全にな
くなる − 従来の時分割多元接続と比較した場合、２チャンネ
ル分省設備化をはかることが可能（ＧＳＭシステムにお
けるチャンネルＦＣＣＨおよびＳＣＨ） − 地上無線電話システムの場合、あるセルから他のセ
ルへの通信の切り換え（ハンドオーバー）速度が向上す
る − 衛星無線電話システムの場合、ある衛星から他の衛
星への通信の切り換え（チェンジオーバー）速度が向上
する − 伝送記号列を保護するために使用される検出コード
および補正コードの複雑さが軽減される（本発明による
構成は、伝送二進列の倍加したものと同じ価値をもつ） 次に、図６から図１０を参照して、本発明の無線位置標
定への応用について説明する。
【００９３】移動局の地理的位置標定は、将来の衛星無
線電話システムについて提案されているサービスのうち
の１つである。より一般的には、衛星による無線位置標
定は、今後発展が望まれる技術である。後記の無線位置
標定の場合、１つの衛星から発信された信号を受信する
だけでよい。
【００９４】後記の実施様態はとくにＧｌｏｂａｌｓｔ
ａｒシステム内で使用するように準備されている。
【００９５】この実施様態は同システムに対し、移動体
の位置標定などの機能を追加する。
【００９６】図６に、衛星の電波カバレージエリアを示
す。同エリアは、上側半円円盤１２’と下側半円円盤１
３’とをもつ円盤１１’による１回目の近似において描
くことができる。
【００９７】上側半円円盤１２’により、衛星から送ら
れてくる信号であって端末が受信する信号が正ドップラ
偏移（衛星が端末に近づく）の影響をうけるエリアが決
められる。
【００９８】下側半円円盤１３’により、衛星から送ら
れてくる信号であって端末が受信する信号が負ドップラ
偏移（衛星が端末から遠ざかる）の影響をうけるエリア
が決められる。
【００９９】これら２つの半円円盤１２’と１３’は、
無ドップラ径１４’によって形成され、無ドップラ径は
衛星の軌跡１５’に対し垂直である。
【０１００】図７は、既知の方法で移動体の位置標定を
行うのに必要なパラメータを示す図である。説明する実
施様態は限定的にこの位置標定方法に関するものではな
く、正確には必要な種々のパラメータの決定方法に関す
るものであることに留意されたい。
【０１０１】実際、周回する衛星２２’に対する移動体
２１’の瞬間位置は、以下の３つのパラメータによって
完全に決められることがわかっている： − 衛星２２’と移動局２１’の瞬間距離ｄ − 端末２１’に対する衛星２２’の瞬間俯角φ − 衛星の描く軌跡２３’の地表への投影と衛星−端末
間の方向２４’との角度θ これらのパラメータは図８に示す方法を用いることによ
り決められる。
【０１０２】この方法は２種類の処理を含む。１つは、
後記するように、衛星において一度だけ行われ、θの記
号から不確定性を除去することのできる初期化処理３
１’であり、もう１つは、適当な処理手段を具備する移
動体であればいつでも実行することができる位置標定処
理３２’である。
【０１０３】したがって移動体の位置標定処理３２’と
はすなわち唯一の衛星から発信された信号を基にして移
動体の位置を判定する作業である。
【０１０４】このため、本方法はまず衛星と移動局との
間の距離の判定の段階３３’を含む。
【０１０５】従来の方法では、たとえば衛星と端末との
間で伝送される信号の伝播時間を測定することにより、
この判別を行うことができる。
【０１０６】次に、衛星のｄと地上半径Ｒと高度ｈとを
基にして、端末に対する衛星の瞬間俯角φを算出する
（３４’）。移動端末自身で全ての位置標定処理を行う
場合には、このデータＲおよびｈは同端末にとって既知
である。より一般に言えば、端末はこの場合、当該衛星
の推算位置が全てわかっているのである。
【０１０７】端末の複雑さに制限を加えるため、移動局
の位置判定に関する処理の主要部分は、対応する地上局
によっても行うことができる。
【０１０８】また、ドップラ偏移δを判定する。この作
業は、初期同期化時に移動局によって行われ、以降一定
間隔で実行される。
【０１０９】この技術によれば、衛星は時間的に対称な
信号要素を含むパイロット信号と、たとえば少なくとも
１つの第１疑似ランダムデジタル列ｘ（０）〜ｘ（Ｎ−
１）と、前記第１列と逆で、前記第１列の時間的対称に
よって得られ周期的な、少なくとも１つの第２デジタル
列ｘ（Ｎ−１）〜ｘ（０）とを含む。
【０１１０】この信号構成により、分析後、基地局の時
間基準を回収することとドップラ偏移を測定することと
が可能になる。
【０１１１】ドップラ偏移は、
【０１１２】
【数６】
【０１１３】ここで ｖs は衛星の周回速度である ｃは光の速さである ｆp は搬送波周波数である ことがわかっている。
【０１１４】これら３つの情報は端末側でわかってい
る。したがって等式（１）よりｃｏｓ（θ）を求める
（３６’）ことが可能であり、したがってθは絶対値で
ある。
【０１１５】したがってθの記号について不確定性が残
る。この不確定性は特殊な２つのパイロット信号Ａ、Ｂ
を使用し、無線電気カバレージエリアを衛星の軌跡に対
応して２つのエリアに分割することにより、除去するこ
とができる。図９においてこれを例示する。
【０１１６】− 同期信号Ａは軌跡４１’の右側の半円
円盤４２’に対してのみ送られる。
【０１１７】− 同期信号Ｂは軌跡４１’の左側の半円
円盤４３’に対してのみ送られる。
【０１１８】これは初期化３１’に相当するが、初期化
中はカバレージエリアは２つの異なるエリアに分割（３
９’）され、これらエリアに、当然のことながら端末側
でわかっている各々異なる同期信号を割り当て（３１
０’）る。Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒシステムという特別な
場合には、無線電気カバレージエリアは、束５１’1 〜
５１’19から成る円盤１９になぞらえられる。図１０に
おいてこれを例示する。
【０１１９】パイロット信号Ａ、Ｂの分割は、同様の方
法により衛星の軌跡５２’の両側で行われる。
【０１２０】このように、位置標定３２’は、端末が半
円円盤４２’、４３’のいずれか一方の中に位置するこ
とを可能にする受信パイロット信号の周波数特性の分析
による、θの記号についての不確定性を除去する段階３
７’を含む。
【０１２１】前記のように、三重項（θ、φ、δ）がわ
かれば移動局の位置を判定する（３８’）ことができ
る。
【０１２２】この最後の段階は地上局が行うのが好まし
い。その場合、端末の役割は、 − 地上局が衛星−移動局間の伝播時間を測定できるよ
うにすることと、 − ドップラ偏移（記号と絶対値）の測定を行うこと
と、 − 検出同期信号を判定する（ＡまたはＢ）ことと、 − これら情報を地上局に伝送することと、に限定され
る。
【０１２３】伝播時間と、ドップラ偏移と、検出同期信
号と、周回する衛星の推定軌道要素と、地上半径とがわ
かれば、地上局は移動局の位置を計算することができ、
場合によっては移動局への伝送も可能となる（位置標定
サービス）。
【図面の簡単な説明】
【図１】符号分割多元接続無線電話システム用の、既知
の形式のパイロット信号の構成を示す図である。
【図２】同じく符号分割多元接続無線電話システム用
の、本発明によるパイロット信号の構成を示す図であ
る。
【図３】図２の信号を利用する、周波数および時間同期
装置の略図である。
【図４】ＧＳＭシステムにおいて従来使用されている、
各々、周波数同期および時間同期のための２つのパケッ
トを示す図である。
【図５】ＧＳＭシステムまたはその他のあらゆる時分割
多元接続システムにおいて使用可能な、本発明による周
波数同期および時間同期のための唯一のパケットを示す
図である。
【図６】電波標定への本発明の応用を示す図であり、衛
星の無線電気カバレージエリアの略図である。
【図７】電波標定への本発明の応用を示す図であり、衛
星に対する移動体の位置標定を可能にする３つのパラメ
ータｄ、φ、θを示す図である。
【図８】電波標定への本発明の応用を示す図であり、位
置標定方法を示す略図である。
【図９】電波標定への本発明の応用を示す図であり、瞬
間俯角の記号から不確定性を除去するために使用される
原理を示す図である。
【図１０】電波標定への本発明の応用を示す図であり、
Ｇｌｏｂａｌｓｔａｒシステムに対応する、図４の特別
な場合を示す図である。
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 7/216 7/212 Ｈ０４Ｌ 7/00 Ｇ Ｈ０４Ｂ 7/15 Ｄ Ｃ

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 継続時間が同じで時間的に対称な２要素
    の信号（２１、２２；５１、５２）の並置により形成さ
    れることを特徴とする、受信機のための制御信号。
  2. 【請求項２】 少なくとも１つの第１疑似ランダム二進
    数列（２１；５１）ｓ（ＮS −１）〜ｓ（０）と、前記
    第１列と逆で、前記第１列の時間的対称によって得られ
    周期的な、少なくとも１つの第２疑似ランダム二進数列
    （２２；５２）ｓ（ＮS −１）〜ｓ（０）とを含むこと
    を特徴とする、請求項１に記載の信号。
  3. 【請求項３】 前記第１列（２１）と前記第２列（２
    ２）とを交互に含むことを特徴とする、請求項１または
    ２に記載の信号。
  4. 【請求項４】 符号分割多元接続受信機の周波数および
    時間同期のために使用されることを特徴とする、請求項
    １から３のいずれか一項に記載の信号。
  5. 【請求項５】 時分割多元接続受信機の周波数および時
    間同期のために使用されることと、主信号内に周期的に
    挿入され各々が前記第１列と前記第２列とを相次いで含
    む同期パケット（図５）の形態をもつこととを特徴とす
    る、請求項１から３のいずれか一項に記載の信号。
  6. 【請求項６】 前記受信機が受信した信号を等化するの
    に使用されることを特徴とする、請求項１から５のいず
    れか一項に記載の信号。
  7. 【請求項７】 衛星によって送信されることを特徴とす
    る、請求項１から６のいずれか一項に記載の信号。
  8. 【請求項８】 − 前記列に対応する前記同期信号のサ
    ンプリング列ｓ（ｉ）を送出するサンプリング装置（３
    ２）と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、Ｎ個のセ
    ルを含む第１シフトレジスタ（３３）と、 − 前記第１シフトレジスタの出力部（３４）から供給
    を受ける、Ｎ個のセルを含む第２シフトレジスタ（３
    ５）と、 − 前記第１および第２シフトレジスタ（３３、３５）
    の同列のセルの内容を２つずつ倍加させる手段（３
    ６i ）であって、Ｎ個の値ｃ（０）〜ｃ（Ｎ−１）を送
    出する手段と、 − 時間基準を示す第１情報と、周波数偏移を示す第２
    情報とを送出する、前記Ｎ個の値のスペクトル分析手段
    （３８）と、を含むことを特徴とする、請求項１から７
    のいずれか一項に記載の信号を活用する周波数および時
    間同期装置。
  9. 【請求項９】 − 前記第１列ｓ（０）〜ｓ（ＮS −
    １）のＮS 個のデジタル要素と前記第２列ｓ（ＮS −
    １）〜ｓ（０）のＮS 個のデジタル要素に各々対応する
    ２Ｎ個のサンプルを受信する段階と、 − 前記列の各々について同列のデジタル要素を２つず
    つ乗算し、Ｎ個の値ｃ（ｉ）＝ｘ（ｉ）＊ｘ（Ｎ−１−
    ｉ）を送出する段階と、 − 時間基準を示す第１情報と、周波数偏移を示す第２
    情報とを判定するための、前記Ｎ個の値のスペクトル分
    析を行う段階と、を含むことを特徴とする、請求項１か
    ら７のいずれか一項に記載の信号を活用する周波数およ
    び時間同期方法。
  10. 【請求項１０】 前記値ｃ（ｉ）が 【数１】 ここでｎは０からＮ−１まで変化する指数である Ｔe は前記同期信号のサンプリング周期である δは前記周波数偏移を示す Φは前記時間基準を示す と表記されることと、 前記分析段階が、 − 前記時間基準を判定するため、分割スペクトル信号
    に対応する式（１）の第１項を分析する段階と、 − 前記周波数偏移を示す前記情報を判定するため、周
    波数２δの正弦曲線に対応する式（１）の第２項を分析
    する段階と、を含むこととを特徴とする、請求項９に記
    載の方法。
  11. 【請求項１１】 − 前記列に対応する前記同期信号の
    サンプリング列ｓ（ｉ）を送出するサンプリング装置
    （３２）と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、Ｎ個のセ
    ルを含む第１シフトレジスタ（３３）と、 − 前記第１シフトレジスタの出力部から供給を受け
    る、Ｎ個のセルを含む第２シフトレジスタ（３５）と、 − 前記第１および第２シフトレジスタの同列のセルの
    内容を２つずつ倍加させる手段（３６i ）であって、Ｎ
    個の値ｃ（０）〜ｃ（Ｎ−１）を送出する手段と、 − 伝送チャンネルのパルス応答性の推定手段（３８）
    と、を含むことを特徴とする、請求項１から７のいずれ
    か一項に記載の信号を活用する等化装置。
  12. 【請求項１２】 請求項８から１１のいずれか一項に記
    載の装置を含むことおよび／または請求項９または１０
    に記載の方法を利用することを特徴とする、符号分割多
    元接続伝送デジタル信号の受信機。
  13. 【請求項１３】 請求項６に記載の装置を含むことおよ
    び／または請求項７または８に記載の方法を利用するこ
    とを特徴とする、時分割多元接続伝送デジタル信号の受
    信機。
  14. 【請求項１４】 同期第１疑似ランダム二進数列ｓ
    （０）〜ｓ（ＮS −１）と、前記第１列と逆で、前記第
    １列の時間的対称によって得られ、少なくとも周期的で
    あり、少なくとも１つの第２二進数列ｓ（ＮS −１）〜
    ｓ（０）とを前記受信機に送信することを特徴とする、
    デジタル信号受信機のための周波数および時間同期方
    法。
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