JPH0856178A - 受信機用制御信号、同期化装置、等化装置、同期化手順および対応する受信機 - Google Patents
受信機用制御信号、同期化装置、等化装置、同期化手順および対応する受信機Info
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- JPH0856178A JPH0856178A JP7154735A JP15473595A JPH0856178A JP H0856178 A JPH0856178 A JP H0856178A JP 7154735 A JP7154735 A JP 7154735A JP 15473595 A JP15473595 A JP 15473595A JP H0856178 A JPH0856178 A JP H0856178A
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/14—Relay systems
- H04B7/15—Active relay systems
- H04B7/204—Multiple access
- H04B7/212—Time-division multiple access [TDMA]
- H04B7/2125—Synchronisation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信機の周波数同期および時間同期および/
または受信機信号が受信した信号の等化に使用すること
ができる制御信号を提供する。 【構成】 本発明は、継続時間が同じで時間的に対称な
2要素の信号(21、22)の並置により形成される、
受信機のための制御信号に関する。同信号はたとえば、
少なくとも1つの第1疑似ランダム二進数列s(NS −
1)〜s(0)と、前記第1列と逆で、前記第1列の時
間的対称によって得られ周期的な、少なくとも1つの第
2疑似ランダム二進数列s(NS −1)〜s(0)とを
含むことができる。
または受信機信号が受信した信号の等化に使用すること
ができる制御信号を提供する。 【構成】 本発明は、継続時間が同じで時間的に対称な
2要素の信号(21、22)の並置により形成される、
受信機のための制御信号に関する。同信号はたとえば、
少なくとも1つの第1疑似ランダム二進数列s(NS −
1)〜s(0)と、前記第1列と逆で、前記第1列の時
間的対称によって得られ周期的な、少なくとも1つの第
2疑似ランダム二進数列s(NS −1)〜s(0)とを
含むことができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明の分野はとくに移動体への
デジタル信号伝送の分野である。より正確には、本発明
は上記信号の受信の制御および最適化に関する。より詳
細には、本発明は上記信号の受信機の周波数同期化およ
び時間同期化とチャンネルの等化とに関する。
デジタル信号伝送の分野である。より正確には、本発明
は上記信号の受信の制御および最適化に関する。より詳
細には、本発明は上記信号の受信機の周波数同期化およ
び時間同期化とチャンネルの等化とに関する。
【0002】本発明は、無線放送による無線電話通信シ
ステム、電子メールシステムなどあらゆる種類のデジタ
ル通信システムに応用される。本発明の最適な応用分野
の1つがセル型無線電話システムである。したがって本
発明は、たとえばGlobalstarなどの衛星によ
って伝播される符号分割多元接続システムや、GSMシ
ステムなどの地上伝播による時分割多元接続システム内
で実施することが可能である。
ステム、電子メールシステムなどあらゆる種類のデジタ
ル通信システムに応用される。本発明の最適な応用分野
の1つがセル型無線電話システムである。したがって本
発明は、たとえばGlobalstarなどの衛星によ
って伝播される符号分割多元接続システムや、GSMシ
ステムなどの地上伝播による時分割多元接続システム内
で実施することが可能である。
【0003】
【従来の技術】セル型無線電話システムにおいては、同
期の取得が端末の電源入り後最初に行われる作業であ
る。同期の取得は通常、 − 周波数同期と呼ばれる、基地局の周波数基準を取得
する第1段階と、 − 時間同期と呼ばれる、基地局の時間軸を取得する第
2段階との 2つの段階を含む。
期の取得が端末の電源入り後最初に行われる作業であ
る。同期の取得は通常、 − 周波数同期と呼ばれる、基地局の周波数基準を取得
する第1段階と、 − 時間同期と呼ばれる、基地局の時間軸を取得する第
2段階との 2つの段階を含む。
【0004】従来より、これら2つの作業は独立してい
る。これら作業は異なる独立した基準信号に基づいてい
る。
る。これら作業は異なる独立した基準信号に基づいてい
る。
【0005】したがって、符号分割多元接続システムに
おいては各基地局は同期の取得および維持のため、次の
2つの信号を発信する。すなわち、 − データ割り振りに使用する、情報によって変調され
ない疑似ランダムPN列を連続的に送信することから成
るパイロット信号。この信号は常時移動局によって追尾
され、時間および周波数同期を維持する。および − 送話の開始および受話時に有用な情報を送る同期信
号(セルのID、パイロット信号の出力、割り振り列の
初期遅れ)。
おいては各基地局は同期の取得および維持のため、次の
2つの信号を発信する。すなわち、 − データ割り振りに使用する、情報によって変調され
ない疑似ランダムPN列を連続的に送信することから成
るパイロット信号。この信号は常時移動局によって追尾
され、時間および周波数同期を維持する。および − 送話の開始および受話時に有用な情報を送る同期信
号(セルのID、パイロット信号の出力、割り振り列の
初期遅れ)。
【0006】この技法は複雑であり衛星放送システムに
は適していない。たとえば符号分割多元接続システムを
Globalstarシステムに適合させようとする
と、 − 衛星の周回速度が高速であるためドップラ偏移が強
く、衛星から発せられる信号がこのドップラ偏移の影響
をうける、 − 移動局と周回する衛星との距離が数分間で数千km
も変化し、その結果伝播時間の瞬時変化が大きい、 という2つの大きな問題が生じる。
は適していない。たとえば符号分割多元接続システムを
Globalstarシステムに適合させようとする
と、 − 衛星の周回速度が高速であるためドップラ偏移が強
く、衛星から発せられる信号がこのドップラ偏移の影響
をうける、 − 移動局と周回する衛星との距離が数分間で数千km
も変化し、その結果伝播時間の瞬時変化が大きい、 という2つの大きな問題が生じる。
【0007】同様にGSMシステムなどの時分割多元接
続システムにおいては、初期同期化は、BCCH(放送
管理チャンネル)搬送波に載せて一定間隔で発せられる
2つの特殊なパケットを用いて行われる。そのパケット
とは、次の2つである。
続システムにおいては、初期同期化は、BCCH(放送
管理チャンネル)搬送波に載せて一定間隔で発せられる
2つの特殊なパケットを用いて行われる。そのパケット
とは、次の2つである。
【0008】− 移動局が基地局の周波数基準を取得で
きるようにするFCCH(周波数修正チャンネル)と呼
ばれる第1パケット。同パケットは完全な正弦波を含
む。および − 移動局が時間基準を取得できるようにするSCH
(同期チャンネル)と呼ばれる第2パケット。同パケッ
トは、有利な自己修正特性をもつ二進列を含む。
きるようにするFCCH(周波数修正チャンネル)と呼
ばれる第1パケット。同パケットは完全な正弦波を含
む。および − 移動局が時間基準を取得できるようにするSCH
(同期チャンネル)と呼ばれる第2パケット。同パケッ
トは、有利な自己修正特性をもつ二進列を含む。
【0009】定期的に発信されるこれら2つのパケット
は、BCCH搬送波において無視できない資源を占有す
る。
は、BCCH搬送波において無視できない資源を占有す
る。
【0010】さらに、送信機(基地局または移動局)が
伝送チャンネル内に記号列を送信すると、送信列が変化
し、受信機が受け取る記号列は元の記号列とは同一では
ないことがわかっている。これらの変化の主原因は、あ
る送信される記号は伝送チャンネル内でいくつもの経路
を取り得ることによる記号の干渉(周囲の障害物上での
多重反射)である。2つの可能な経路間の時間間隔が記
号の継続時間を上回る場合、相次ぐ2つの記号は相互に
干渉する。
伝送チャンネル内に記号列を送信すると、送信列が変化
し、受信機が受け取る記号列は元の記号列とは同一では
ないことがわかっている。これらの変化の主原因は、あ
る送信される記号は伝送チャンネル内でいくつもの経路
を取り得ることによる記号の干渉(周囲の障害物上での
多重反射)である。2つの可能な経路間の時間間隔が記
号の継続時間を上回る場合、相次ぐ2つの記号は相互に
干渉する。
【0011】受信機側で記号間の干渉を修正するために
は、等化器を使用しなければならないが、等化器が正し
く作動するには、伝送チャンネルのパルス応答を知る必
要がある。
は、等化器を使用しなければならないが、等化器が正し
く作動するには、伝送チャンネルのパルス応答を知る必
要がある。
【0012】GSMシステムにおいては、学習列と呼ば
れる特別な記号列が各伝送パケットの中央に挿入され
る。学習列の中身は、伝送チャンネルの特性とくに最長
経路と最短経路との時間間隔によって決まる伝送チャン
ネルの長さLによって変わる(また伝送チャンネルの長
さは記号の継続時間で表される)。
れる特別な記号列が各伝送パケットの中央に挿入され
る。学習列の中身は、伝送チャンネルの特性とくに最長
経路と最短経路との時間間隔によって決まる伝送チャン
ネルの長さLによって変わる(また伝送チャンネルの長
さは記号の継続時間で表される)。
【0013】同システムにおいては、チャンネルのパル
ス応答性h(t)の計算は以下のようにして行われる。
受信機は使用学習列の返答を使用して、対応受信列と相
関をとる。相関の演算の結果は、等化器に送る1式の係
数h(i)(iは0からLまで変化)となる。最短経路
はh(0)に相当する。チャンネルの推定は同期の後に
行われる。
ス応答性h(t)の計算は以下のようにして行われる。
受信機は使用学習列の返答を使用して、対応受信列と相
関をとる。相関の演算の結果は、等化器に送る1式の係
数h(i)(iは0からLまで変化)となる。最短経路
はh(0)に相当する。チャンネルの推定は同期の後に
行われる。
【0014】この既知の技法は、各データパケットに学
習列が存在しなければならず、そのため有用ビットが犠
牲になるという、大きな欠点がある。
習列が存在しなければならず、そのため有用ビットが犠
牲になるという、大きな欠点がある。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、とくに現行
技術のこれら種々の欠点を解消することを目的とする。
技術のこれら種々の欠点を解消することを目的とする。
【0016】より詳細には、本発明の1つの目的は、周
波数においても(とくに符号分割多元接続の場合)時間
においても(とくに時分割多元接続の場合)必要とされ
る資源を制限することが可能な、周波数および時間同期
技術を提供することである。
波数においても(とくに符号分割多元接続の場合)時間
においても(とくに時分割多元接続の場合)必要とされ
る資源を制限することが可能な、周波数および時間同期
技術を提供することである。
【0017】本発明の別の目的は、受信機において実施
が簡単であり安価な前記の技術を提供することである。
が簡単であり安価な前記の技術を提供することである。
【0018】本発明はまた、衛星放送に適合する、すな
わち周波数偏移とくにドップラ偏移および伝播特性を考
慮した前記の技術を提供することを目的とする。
わち周波数偏移とくにドップラ偏移および伝播特性を考
慮した前記の技術を提供することを目的とする。
【0019】本発明はさらに、とくに符号分割多元接続
システムについて、既知の技術で可能な有効通信速度よ
りもすぐれた有効通信速度が得られるチャンネル等化技
術を提供することを目的とする。
システムについて、既知の技術で可能な有効通信速度よ
りもすぐれた有効通信速度が得られるチャンネル等化技
術を提供することを目的とする。
【0020】本発明のさらに別の目的は、唯一の制御信
号を使用する前記の諸技術を提供することである。
号を使用する前記の諸技術を提供することである。
【0021】
【課題を解決するための手段】これらの目的および後述
するその他の目的は、本発明によれば、継続時間が同じ
で時間的に対称な2要素の信号の並置により形成され
る、受信機のための制御信号を用いることにより達成さ
れる。
するその他の目的は、本発明によれば、継続時間が同じ
で時間的に対称な2要素の信号の並置により形成され
る、受信機のための制御信号を用いることにより達成さ
れる。
【0022】同信号は、二進数列を基にして構成するこ
ともアナログ的方法によって得ることも可能である。
ともアナログ的方法によって得ることも可能である。
【0023】前者の場合、信号は少なくとも1つの最小
同期第1疑似ランダム二進数列s(0)〜s(NS −
1)と、前記第1列と逆で、前記第1列の時間的対称に
よって得られる、周期的な、少なくとも1つの第2疑似
ランダム二進数列s(NS −1)〜s(0)とを含むこ
とができる。
同期第1疑似ランダム二進数列s(0)〜s(NS −
1)と、前記第1列と逆で、前記第1列の時間的対称に
よって得られる、周期的な、少なくとも1つの第2疑似
ランダム二進数列s(NS −1)〜s(0)とを含むこ
とができる。
【0024】したがって本発明はとくに、受信機の周波
数同期化および時間同期化とチャンネルの等化にとくに
使用可能な、パイロット信号とも呼ばれる制御信号の構
造に関する。
数同期化および時間同期化とチャンネルの等化にとくに
使用可能な、パイロット信号とも呼ばれる制御信号の構
造に関する。
【0025】従来、前記信号は、受信機に関し既知の疑
似ランダム列であって、常時繰り返されるか(符号分割
多元接続システムの場合)、あるいは周期的に繰り返さ
れる(時分割多元接続システムの場合)列を含む。本発
明によれば、反転列が周期的に挿入される(すなわち時
間対称によって得られる)。
似ランダム列であって、常時繰り返されるか(符号分割
多元接続システムの場合)、あるいは周期的に繰り返さ
れる(時分割多元接続システムの場合)列を含む。本発
明によれば、反転列が周期的に挿入される(すなわち時
間対称によって得られる)。
【0026】後述のように、この信号構成により、分析
後、基地局の時間基準を回収すること、およびドップラ
偏移を測定することが可能になる。
後、基地局の時間基準を回収すること、およびドップラ
偏移を測定することが可能になる。
【0027】同期信号がデジタルに構成されている場合
には、疑似ランダムデジタル列のレベルと対応する変調
信号のレベルという2つのレベルで対称性が存在する。
その結果、第2部分はデジタルレベルで得られるか、あ
るいは変調信号に直接合成される。
には、疑似ランダムデジタル列のレベルと対応する変調
信号のレベルという2つのレベルで対称性が存在する。
その結果、第2部分はデジタルレベルで得られるか、あ
るいは変調信号に直接合成される。
【0028】反転された第2列は、偽アラームの確率
と、連続して行われる2つの推定の間における受信機に
対するドップラ偏移許容最大変化量とをとくに考慮した
周期で周期的に挿入される。
と、連続して行われる2つの推定の間における受信機に
対するドップラ偏移許容最大変化量とをとくに考慮した
周期で周期的に挿入される。
【0029】本発明の好ましい一実施様態によれば、前
記信号は前記第1列と前記第2列とを交互に含む。
記信号は前記第1列と前記第2列とを交互に含む。
【0030】同信号はとくに、符号分割多元接続受信機
または時分割多元接続受信機を同期化するのに使用する
ことができる。
または時分割多元接続受信機を同期化するのに使用する
ことができる。
【0031】上記の後者の場合、信号は主信号内に周期
的に挿入され、各々前記第1列と前記第2列とを相次い
で含む同期パケットの形態とすることができる。
的に挿入され、各々前記第1列と前記第2列とを相次い
で含む同期パケットの形態とすることができる。
【0032】本発明の好ましい実施様態によれば、前記
信号は衛星によって送信される。
信号は衛星によって送信される。
【0033】本発明はまた、前記のような信号を利用し
て、デジタル信号受信機に装備するための周波数および
時間同期装置にも関する。
て、デジタル信号受信機に装備するための周波数および
時間同期装置にも関する。
【0034】同装置は、 − 前記列に対応する前記同期信号のサンプリング列x
(i)を送出するサンプリング装置と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、N個のセ
ルを含む第1シフトレジスタと、 − 前記第1シフトレジスタの出力部から供給を受け
る、N個のセルを含む第2シフトレジスタと、 − 前記第1および第2シフトレジスタの同列のセルの
内容を2つずつ乗算して、N個の値c(0)〜c(N−
1)を送出する手段と、 − 時間基準を示す第1情報と、たとえばドップラ偏移
などの周波数偏移を示す第2情報とを送出する、前記N
個の値のスペクトル分析手段とを含むことが好ましい。
(i)を送出するサンプリング装置と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、N個のセ
ルを含む第1シフトレジスタと、 − 前記第1シフトレジスタの出力部から供給を受け
る、N個のセルを含む第2シフトレジスタと、 − 前記第1および第2シフトレジスタの同列のセルの
内容を2つずつ乗算して、N個の値c(0)〜c(N−
1)を送出する手段と、 − 時間基準を示す第1情報と、たとえばドップラ偏移
などの周波数偏移を示す第2情報とを送出する、前記N
個の値のスペクトル分析手段とを含むことが好ましい。
【0035】同装置はまた伝送チャンネルのパルス応答
性を推定するのにも使用することができる。
性を推定するのにも使用することができる。
【0036】本発明はさらに、上記のような信号を用
い、 − 前記第1列s(0)〜s(NS −1)のNS 個のデ
ジタル要素と前記第2列s(NS −1)〜s(0)のN
S 個のデジタル要素に各々対応する2N個のサンプルを
受信する段階と、 − 前記各列について同列のデジタル要素を2つずつ乗
算し、N個の値c(i)=x(i)*x(N−1−i)
を送出する段階と、 − 時間基準を示す第1情報と、たとえばドップラ偏移
などの周波数偏移を示す第2情報とを決定するための、
前記N個の値のスペクトル分析を行う段階とを含む、周
波数および時間同期方法に関する。
い、 − 前記第1列s(0)〜s(NS −1)のNS 個のデ
ジタル要素と前記第2列s(NS −1)〜s(0)のN
S 個のデジタル要素に各々対応する2N個のサンプルを
受信する段階と、 − 前記各列について同列のデジタル要素を2つずつ乗
算し、N個の値c(i)=x(i)*x(N−1−i)
を送出する段階と、 − 時間基準を示す第1情報と、たとえばドップラ偏移
などの周波数偏移を示す第2情報とを決定するための、
前記N個の値のスペクトル分析を行う段階とを含む、周
波数および時間同期方法に関する。
【0037】前記値c(i)は次式のように表記するの
が好ましい。
が好ましい。
【0038】
【数2】
【0039】ただし、nは0からN−1まで変化する指
数であり、Te は前記同期信号のサンプリング周期であ
り、δは前記周波数偏移を示し、Φは前記時間基準を示
す。
数であり、Te は前記同期信号のサンプリング周期であ
り、δは前記周波数偏移を示し、Φは前記時間基準を示
す。
【0040】前記分析段階は、 − 前記時間基準を決定するため、分割スペクトル信号
に対応する式(1)の第1項を分析する段階と、 −前記ドップラ偏移を示す前記情報を決定するため、周
波数2δの正弦曲線に対応する式(1)の第2項を分析
する段階とを含む。
に対応する式(1)の第1項を分析する段階と、 −前記ドップラ偏移を示す前記情報を決定するため、周
波数2δの正弦曲線に対応する式(1)の第2項を分析
する段階とを含む。
【0041】本発明はさらに、デジタル信号受信機のた
めの周波数および時間同期方法に関する。同方法によれ
ば、同期第1疑似ランダム二進数列s(0)〜s(NS
−1)と、前記第1列とは逆で、前記第1列の時間的対
称によって得られ、少なくとも周期的であり、少なくと
も1つの第2二進数列s(NS −1)〜s(0)とが前
記受信機に送信される。
めの周波数および時間同期方法に関する。同方法によれ
ば、同期第1疑似ランダム二進数列s(0)〜s(NS
−1)と、前記第1列とは逆で、前記第1列の時間的対
称によって得られ、少なくとも周期的であり、少なくと
も1つの第2二進数列s(NS −1)〜s(0)とが前
記受信機に送信される。
【0042】換言すれば、前記第2列は第1列以外のあ
るチャンネルに送信することができる。この場合、第2
列を送信する際、第1列の送信を中断する必要はない。
るチャンネルに送信することができる。この場合、第2
列を送信する際、第1列の送信を中断する必要はない。
【0043】本発明のその他の特徴および長所は、添付
の図面を参照しつつ、単に説明の為の非限定的な例とし
て示した、本発明の好ましい2つの実施様態についての
以下の説明を読むことにより明らかになろう。
の図面を参照しつつ、単に説明の為の非限定的な例とし
て示した、本発明の好ましい2つの実施様態についての
以下の説明を読むことにより明らかになろう。
【0044】
【実施例】以下、符号分割多元接続システム(Glob
alstar)と時分割多元接続システム(GSM)と
に各々対応する、本発明による2つの好ましい実施様態
について説明する。
alstar)と時分割多元接続システム(GSM)と
に各々対応する、本発明による2つの好ましい実施様態
について説明する。
【0045】Globalstarシステムは、世界的
な通信範囲の提供を目標とする符号分割多元接続セル型
システムである。同システムは以下の3つの部分から成
る。
な通信範囲の提供を目標とする符号分割多元接続セル型
システムである。同システムは以下の3つの部分から成
る。
【0046】− 48基の低軌道(1414km)衛星
と、8基の予備衛星と、2つの星座確認センタとから成
る宇宙空間セグメント − 単一モード(すなわちGlobalstarとだけ
相互操作することが可能)または双対モード(すなわち
Globalstar、およびGSMまたはDCS18
00などの地上セルシステムと相互操作することが可
能)の移動体または固定体に設置された携帯端末 − 交換公共網との接続および移動度の管理を可能にす
る接続ステーション。移動度の管理によって、移動体の
位置と移動体が加入しているサービスの属性とを一度に
示すデータベースの更新が可能となる。この能力により
移動通信網への統合が可能になる。その結果なんらの作
業も行わずして、双対モード加入者は自己の移動体番号
を保存し、地上網であるか衛星網であるかに関わらず呼
出をうけることができる。
と、8基の予備衛星と、2つの星座確認センタとから成
る宇宙空間セグメント − 単一モード(すなわちGlobalstarとだけ
相互操作することが可能)または双対モード(すなわち
Globalstar、およびGSMまたはDCS18
00などの地上セルシステムと相互操作することが可
能)の移動体または固定体に設置された携帯端末 − 交換公共網との接続および移動度の管理を可能にす
る接続ステーション。移動度の管理によって、移動体の
位置と移動体が加入しているサービスの属性とを一度に
示すデータベースの更新が可能となる。この能力により
移動通信網への統合が可能になる。その結果なんらの作
業も行わずして、双対モード加入者は自己の移動体番号
を保存し、地上網であるか衛星網であるかに関わらず呼
出をうけることができる。
【0047】Globalstarの基本サービスは電
話通信である。またGlobalstarによってデー
タ通信も可能である。さらにGlobalstarによ
って新しいサービスの提供、全世界への送信先の拡大も
可能となるだろう。しかしながら、この拡大はサービス
エリアのみに限定される(すなわち人口の集中している
地域以外の地域では、セル型網によってカバーされる)
ことは明らかである。これらサービスエリア外の区域で
は、単方向無線メールサービスによってもたらされる呼
出信号を使用することが可能になるだろう。
話通信である。またGlobalstarによってデー
タ通信も可能である。さらにGlobalstarによ
って新しいサービスの提供、全世界への送信先の拡大も
可能となるだろう。しかしながら、この拡大はサービス
エリアのみに限定される(すなわち人口の集中している
地域以外の地域では、セル型網によってカバーされる)
ことは明らかである。これらサービスエリア外の区域で
は、単方向無線メールサービスによってもたらされる呼
出信号を使用することが可能になるだろう。
【0048】トランスペアレンシならびに公共網への統
合により、セル運用者網によって提供されるサービスと
同じサービスを受けることが可能になるだろう。
合により、セル運用者網によって提供されるサービスと
同じサービスを受けることが可能になるだろう。
【0049】図1は、Globalstarなどの符号
分割多元接続システムのための、既知の形式のパイロッ
ト信号の構成を示す図である。このパイロット信号は、
Nc 個の二進要素120 〜12Nc-1から成る同一の疑似
ランダム(PN)列11を連続的に繰り返すことにより
形成される。
分割多元接続システムのための、既知の形式のパイロッ
ト信号の構成を示す図である。このパイロット信号は、
Nc 個の二進要素120 〜12Nc-1から成る同一の疑似
ランダム(PN)列11を連続的に繰り返すことにより
形成される。
【0050】この列PNはたとえば、適当な発生多項式
によって送出される32767(1015−1)ビット列
とすることが可能である。この列は受信機にとって既知
であるので、受信機は受信信号と時間同期することがで
きる。周波数同期は独立して行われ、ドップラ偏移につ
いては信頼性のある情報は得られない。
によって送出される32767(1015−1)ビット列
とすることが可能である。この列は受信機にとって既知
であるので、受信機は受信信号と時間同期することがで
きる。周波数同期は独立して行われ、ドップラ偏移につ
いては信頼性のある情報は得られない。
【0051】本発明は、受信機の周波数および時間同期
を可能にする、図2に例示するような新しい同期信号を
提案する。
を可能にする、図2に例示するような新しい同期信号を
提案する。
【0052】この信号も、定期的に送信される第1列P
N(n)21(直接列と呼ばれる)を含む。しかしなが
らこの第1列21は一定の間隔毎に、第1列PNを基に
した時間対称によって得られる第2列PN(Nc−1−
n)22(反転列と呼ばれる)に置き換えられる。
N(n)21(直接列と呼ばれる)を含む。しかしなが
らこの第1列21は一定の間隔毎に、第1列PNを基に
した時間対称によって得られる第2列PN(Nc−1−
n)22(反転列と呼ばれる)に置き換えられる。
【0053】この対称形第2列は二進数(バイナリ)レ
ベルで得ることも(二進数の読み出し順の反転によ
り)、変調信号レベルで直接得ることも可能である。
ベルで得ることも(二進数の読み出し順の反転によ
り)、変調信号レベルで直接得ることも可能である。
【0054】上記第2列は、システムの要求値(たとえ
ば検出不良数、許容ドップラ偏移)に応じた頻度で定期
的にパイロット信号に挿入される。図2の実施様態にお
いては、送信列には直接列21と反転列22とが交互に
現れている。
ば検出不良数、許容ドップラ偏移)に応じた頻度で定期
的にパイロット信号に挿入される。図2の実施様態にお
いては、送信列には直接列21と反転列22とが交互に
現れている。
【0055】図3は、図2の信号を利用する、周波数お
よび時間同期装置の略図である。
よび時間同期装置の略図である。
【0056】変換器CAN32は受信パイロット信号3
1をサンプリングし、サンプリング周期Teで標本x
(i)を送出する。
1をサンプリングし、サンプリング周期Teで標本x
(i)を送出する。
【0057】これら標本は、N個のセル(列PNの長
さ)を含む第1シフトレジスタ33に入力される。TPN
=N.Te が列PNの継続時間になるようサンプリング
周期が選択される。
さ)を含む第1シフトレジスタ33に入力される。TPN
=N.Te が列PNの継続時間になるようサンプリング
周期が選択される。
【0058】レジスタ33の出力側は、やはりN個のセ
ルを含む第2シフトレジスタの入力側に再ループされて
いる(34)。したがって、ある時点においては、 − レジスタ33は標本x(0)〜x(N−1)を含
む。
ルを含む第2シフトレジスタの入力側に再ループされて
いる(34)。したがって、ある時点においては、 − レジスタ33は標本x(0)〜x(N−1)を含
む。
【0059】− レジスタ34は標本x(N)〜x(2
N−1)を含む。
N−1)を含む。
【0060】同装置はまた、各々がレジスタ33、35
の2つのセルの乗算を行い、c(i)=x(i).x
(2N−1−i) iは0からN−1まで変化となるよ
うなN個の係数37c(i)を送出するような乗算手段
360 〜36N-1 を含む。
の2つのセルの乗算を行い、c(i)=x(i).x
(2N−1−i) iは0からN−1まで変化となるよ
うなN個の係数37c(i)を送出するような乗算手段
360 〜36N-1 を含む。
【0061】これら係数は以下のように書くことができ
る。
る。
【0062】
【数3】
【0063】ある時点において、シフトレジスタ33が
ちょうど直接列を含みシフトレジスタ35がちょうど反
転列を含んだ時(いわゆる一致があった時)、次の等式
が得られる。
ちょうど直接列を含みシフトレジスタ35がちょうど反
転列を含んだ時(いわゆる一致があった時)、次の等式
が得られる。
【0064】 φ(nTe )=φ[(2N−1−n)Te ] すると、乗算器の出力側の信号は、
【0065】
【数4】
【0066】となる。
【0067】− 第1項は分割スペクトル信号であるこ
と、および − 第2項は、正弦波そのもので、2δの関数であるこ
とは容易に確認される。
と、および − 第2項は、正弦波そのもので、2δの関数であるこ
とは容易に確認される。
【0068】反対に一致がない場合には、分割スペクト
ル信号しか得られない。
ル信号しか得られない。
【0069】乗算器から出力された係数の列は、スペク
トル分析手段38に送信される。こうして行われる分析
により、従来の技術により、Te 毎に、 − 一致があった時、基地局時間基準を取得すること、
および − 2δである正弦波の周波数を測定することにより、
ドップラ偏移の値を測定することが可能となる。
トル分析手段38に送信される。こうして行われる分析
により、従来の技術により、Te 毎に、 − 一致があった時、基地局時間基準を取得すること、
および − 2δである正弦波の周波数を測定することにより、
ドップラ偏移の値を測定することが可能となる。
【0070】また、ドップラ偏移を求めることにより周
波数同期の検証が行えるばかりでなく、無線位置標定な
ど他の応用例に対しても有益であることに留意された
い。なお無線位置標定については後で説明する。
波数同期の検証が行えるばかりでなく、無線位置標定な
ど他の応用例に対しても有益であることに留意された
い。なお無線位置標定については後で説明する。
【0071】さらに、パイロット信号には必ずしも反転
信号を挿入しなければならない訳ではない点について留
意されたい。実際、別の実施様態によれば反転列は別の
周波数にて送信することが可能である。この場合、直接
列のみを含むパイロット信号を常時送信し、反転列は少
なくとも周期的に送信する。
信号を挿入しなければならない訳ではない点について留
意されたい。実際、別の実施様態によれば反転列は別の
周波数にて送信することが可能である。この場合、直接
列のみを含むパイロット信号を常時送信し、反転列は少
なくとも周期的に送信する。
【0072】この場合、2つのシフトレジスタは接続さ
れているのではなく、各列からの入力を個別にうけるの
で、当然のことながら、図3の装置は適合するよう手を
加えなければならない。
れているのではなく、各列からの入力を個別にうけるの
で、当然のことながら、図3の装置は適合するよう手を
加えなければならない。
【0073】より一般的には、この装置について別の構
造も可能であり、したがって係数c(i)の計算を行
い、次にそれの分析を行う。
造も可能であり、したがって係数c(i)の計算を行
い、次にそれの分析を行う。
【0074】本発明は時分割多元接続信号にも応用が可
能である。前記のように、GSMシステムにおいては現
在、同期用として2つの異なるパケットが設けられてい
る。その様子は図4に例示されている。
能である。前記のように、GSMシステムにおいては現
在、同期用として2つの異なるパケットが設けられてい
る。その様子は図4に例示されている。
【0075】FCCHと呼ばれる第1パケット41は完
全な正弦波である。これにより、周波数同期が可能であ
る。SCHと呼ばれる第2パケット42は、その自己相
関特性により時間同期が可能な二進列を含む。
全な正弦波である。これにより、周波数同期が可能であ
る。SCHと呼ばれる第2パケット42は、その自己相
関特性により時間同期が可能な二進列を含む。
【0076】これら2つのパケット41と42は、伝送
用として用意された搬送波BCCHにより定期的に伝送
される。
用として用意された搬送波BCCHにより定期的に伝送
される。
【0077】本発明によれば、これら2つのパケットに
代えて、時間および周波数同期が可能な唯一のパケット
を使用することが提案されている。そのようなパケット
は図5に例示されている。
代えて、時間および周波数同期が可能な唯一のパケット
を使用することが提案されている。そのようなパケット
は図5に例示されている。
【0078】前記に説明した原理によれば、このパケッ
トは反転疑似ランダム列52を含む。換言すれば、この
パケットの構成は対称軸53を中心として対称である。
このパケット上で行われる処理は、図3を参照して説明
した処理と同一である。この技法により、とくにパケッ
トの伝送の効率化あるいは2つの同期用パケットの周期
の短期化をはかることができる。
トは反転疑似ランダム列52を含む。換言すれば、この
パケットの構成は対称軸53を中心として対称である。
このパケット上で行われる処理は、図3を参照して説明
した処理と同一である。この技法により、とくにパケッ
トの伝送の効率化あるいは2つの同期用パケットの周期
の短期化をはかることができる。
【0079】さらに本発明による信号は、前記に示した
ように、とくに伝送チャンネルの等化を目的とする同チ
ャンネルのパルス応答性の推定に使用することが可能で
ある。
ように、とくに伝送チャンネルの等化を目的とする同チ
ャンネルのパルス応答性の推定に使用することが可能で
ある。
【0080】たとえば我々が時分割多元接続システム内
にいて、基地局がパイロット信号を含むパケットを定期
的に伝送すると仮定する。伝送チャンネルに移行後、移
動局は下記の信号を受信する。
にいて、基地局がパイロット信号を含むパケットを定期
的に伝送すると仮定する。伝送チャンネルに移行後、移
動局は下記の信号を受信する。
【0081】
【数5】
【0082】nは1からMまで変化する。
【0083】この信号は、 − 直接成分(振幅A0 +ドップラ偏移δ0 ) − M個の二次成分(振幅AN +ドップラ偏移δN )で
構成される。
構成される。
【0084】この信号を図3の装置で分析することによ
り、信号の成分の合計数(L+M)に等しい一致数が明
らかになる。伝送チャンネルのパルス応答性を判定する
には、第1回目の一致点(原点とする)とそれ以降の一
致点との間の時間および振幅における相対差を測定する
だけでよい。指数が0の第1一致点と指数がnの一致点
との間隔(Tc の関数として表す)をΔ(0、n)とす
ると、 τn =2Δ(0、n) h(τn )=A’n /A’0 h(t)=t≠τn の時0 ここでA’は一致があった時に検出される正弦波の振幅
を示すが得られる。
り、信号の成分の合計数(L+M)に等しい一致数が明
らかになる。伝送チャンネルのパルス応答性を判定する
には、第1回目の一致点(原点とする)とそれ以降の一
致点との間の時間および振幅における相対差を測定する
だけでよい。指数が0の第1一致点と指数がnの一致点
との間隔(Tc の関数として表す)をΔ(0、n)とす
ると、 τn =2Δ(0、n) h(τn )=A’n /A’0 h(t)=t≠τn の時0 ここでA’は一致があった時に検出される正弦波の振幅
を示すが得られる。
【0085】このように、チャンネルのパルス応答性を
判定するのに、もはや各伝送パケットに学習列を挿入す
る必要はない。判定は本発明による信号を用いて実現す
ることが可能である。
判定するのに、もはや各伝送パケットに学習列を挿入す
る必要はない。判定は本発明による信号を用いて実現す
ることが可能である。
【0086】前記の説明においては、継続時間が同じで
時間的に対称な2要素の信号の並置により形成される、
受信機のための制御信号について説明した。このように
して得られた信号により、衛星による無線電話システム
における限り使用接続モード(時分割多元接続または符
号分割多元接続)にかかわらず、端末の初期同期の取得
が容易になる。
時間的に対称な2要素の信号の並置により形成される、
受信機のための制御信号について説明した。このように
して得られた信号により、衛星による無線電話システム
における限り使用接続モード(時分割多元接続または符
号分割多元接続)にかかわらず、端末の初期同期の取得
が容易になる。
【0087】端末と周回衛星との間で無線電気接続を行
いこれを維持することは、伝送信号が同時に、強いドッ
プラ偏移と伝播時間の顕著な変化の両者の影響をうける
限り、両者とも難しい作業である。
いこれを維持することは、伝送信号が同時に、強いドッ
プラ偏移と伝播時間の顕著な変化の両者の影響をうける
限り、両者とも難しい作業である。
【0088】本発明による信号は一定間隔で伝送され、
それにより周波数同期および時間同期が同時に取得でき
るので(GSMシテスムにおいては、同じ結果を得るた
めには2つの特殊パケットを伝送しなければならな
い)、省チャンネル化をはかることができる。
それにより周波数同期および時間同期が同時に取得でき
るので(GSMシテスムにおいては、同じ結果を得るた
めには2つの特殊パケットを伝送しなければならな
い)、省チャンネル化をはかることができる。
【0089】本発明による構成を全ての伝送パケット
(信号およびトラフィック)に敷延することにより、時
分割多元接続システムの場合、実際にはさらに改善する
ことが可能である。その場合、任意の送信パケットを使
用していつでも取得することができる。
(信号およびトラフィック)に敷延することにより、時
分割多元接続システムの場合、実際にはさらに改善する
ことが可能である。その場合、任意の送信パケットを使
用していつでも取得することができる。
【0090】しかしながら、本発明を定義するのに使用
される制御信号という用語はある決められた応用例に限
定されるものではなく、前記に定めた意味すなわちとく
に同期機能または等化機能という意味での受信制御機能
を実現するのに使用することができるあらゆる信号に対
し適用される。
される制御信号という用語はある決められた応用例に限
定されるものではなく、前記に定めた意味すなわちとく
に同期機能または等化機能という意味での受信制御機能
を実現するのに使用することができるあらゆる信号に対
し適用される。
【0091】長所は以下の通りである。
【0092】− 専用の同期信号という概念が完全にな
くなる − 従来の時分割多元接続と比較した場合、2チャンネ
ル分省設備化をはかることが可能(GSMシステムにお
けるチャンネルFCCHおよびSCH) − 地上無線電話システムの場合、あるセルから他のセ
ルへの通信の切り換え(ハンドオーバー)速度が向上す
る − 衛星無線電話システムの場合、ある衛星から他の衛
星への通信の切り換え(チェンジオーバー)速度が向上
する − 伝送記号列を保護するために使用される検出コード
および補正コードの複雑さが軽減される(本発明による
構成は、伝送二進列の倍加したものと同じ価値をもつ) 次に、図6から図10を参照して、本発明の無線位置標
定への応用について説明する。
くなる − 従来の時分割多元接続と比較した場合、2チャンネ
ル分省設備化をはかることが可能(GSMシステムにお
けるチャンネルFCCHおよびSCH) − 地上無線電話システムの場合、あるセルから他のセ
ルへの通信の切り換え(ハンドオーバー)速度が向上す
る − 衛星無線電話システムの場合、ある衛星から他の衛
星への通信の切り換え(チェンジオーバー)速度が向上
する − 伝送記号列を保護するために使用される検出コード
および補正コードの複雑さが軽減される(本発明による
構成は、伝送二進列の倍加したものと同じ価値をもつ) 次に、図6から図10を参照して、本発明の無線位置標
定への応用について説明する。
【0093】移動局の地理的位置標定は、将来の衛星無
線電話システムについて提案されているサービスのうち
の1つである。より一般的には、衛星による無線位置標
定は、今後発展が望まれる技術である。後記の無線位置
標定の場合、1つの衛星から発信された信号を受信する
だけでよい。
線電話システムについて提案されているサービスのうち
の1つである。より一般的には、衛星による無線位置標
定は、今後発展が望まれる技術である。後記の無線位置
標定の場合、1つの衛星から発信された信号を受信する
だけでよい。
【0094】後記の実施様態はとくにGlobalst
arシステム内で使用するように準備されている。
arシステム内で使用するように準備されている。
【0095】この実施様態は同システムに対し、移動体
の位置標定などの機能を追加する。
の位置標定などの機能を追加する。
【0096】図6に、衛星の電波カバレージエリアを示
す。同エリアは、上側半円円盤12’と下側半円円盤1
3’とをもつ円盤11’による1回目の近似において描
くことができる。
す。同エリアは、上側半円円盤12’と下側半円円盤1
3’とをもつ円盤11’による1回目の近似において描
くことができる。
【0097】上側半円円盤12’により、衛星から送ら
れてくる信号であって端末が受信する信号が正ドップラ
偏移(衛星が端末に近づく)の影響をうけるエリアが決
められる。
れてくる信号であって端末が受信する信号が正ドップラ
偏移(衛星が端末に近づく)の影響をうけるエリアが決
められる。
【0098】下側半円円盤13’により、衛星から送ら
れてくる信号であって端末が受信する信号が負ドップラ
偏移(衛星が端末から遠ざかる)の影響をうけるエリア
が決められる。
れてくる信号であって端末が受信する信号が負ドップラ
偏移(衛星が端末から遠ざかる)の影響をうけるエリア
が決められる。
【0099】これら2つの半円円盤12’と13’は、
無ドップラ径14’によって形成され、無ドップラ径は
衛星の軌跡15’に対し垂直である。
無ドップラ径14’によって形成され、無ドップラ径は
衛星の軌跡15’に対し垂直である。
【0100】図7は、既知の方法で移動体の位置標定を
行うのに必要なパラメータを示す図である。説明する実
施様態は限定的にこの位置標定方法に関するものではな
く、正確には必要な種々のパラメータの決定方法に関す
るものであることに留意されたい。
行うのに必要なパラメータを示す図である。説明する実
施様態は限定的にこの位置標定方法に関するものではな
く、正確には必要な種々のパラメータの決定方法に関す
るものであることに留意されたい。
【0101】実際、周回する衛星22’に対する移動体
21’の瞬間位置は、以下の3つのパラメータによって
完全に決められることがわかっている: − 衛星22’と移動局21’の瞬間距離d − 端末21’に対する衛星22’の瞬間俯角φ − 衛星の描く軌跡23’の地表への投影と衛星−端末
間の方向24’との角度θ これらのパラメータは図8に示す方法を用いることによ
り決められる。
21’の瞬間位置は、以下の3つのパラメータによって
完全に決められることがわかっている: − 衛星22’と移動局21’の瞬間距離d − 端末21’に対する衛星22’の瞬間俯角φ − 衛星の描く軌跡23’の地表への投影と衛星−端末
間の方向24’との角度θ これらのパラメータは図8に示す方法を用いることによ
り決められる。
【0102】この方法は2種類の処理を含む。1つは、
後記するように、衛星において一度だけ行われ、θの記
号から不確定性を除去することのできる初期化処理3
1’であり、もう1つは、適当な処理手段を具備する移
動体であればいつでも実行することができる位置標定処
理32’である。
後記するように、衛星において一度だけ行われ、θの記
号から不確定性を除去することのできる初期化処理3
1’であり、もう1つは、適当な処理手段を具備する移
動体であればいつでも実行することができる位置標定処
理32’である。
【0103】したがって移動体の位置標定処理32’と
はすなわち唯一の衛星から発信された信号を基にして移
動体の位置を判定する作業である。
はすなわち唯一の衛星から発信された信号を基にして移
動体の位置を判定する作業である。
【0104】このため、本方法はまず衛星と移動局との
間の距離の判定の段階33’を含む。
間の距離の判定の段階33’を含む。
【0105】従来の方法では、たとえば衛星と端末との
間で伝送される信号の伝播時間を測定することにより、
この判別を行うことができる。
間で伝送される信号の伝播時間を測定することにより、
この判別を行うことができる。
【0106】次に、衛星のdと地上半径Rと高度hとを
基にして、端末に対する衛星の瞬間俯角φを算出する
(34’)。移動端末自身で全ての位置標定処理を行う
場合には、このデータRおよびhは同端末にとって既知
である。より一般に言えば、端末はこの場合、当該衛星
の推算位置が全てわかっているのである。
基にして、端末に対する衛星の瞬間俯角φを算出する
(34’)。移動端末自身で全ての位置標定処理を行う
場合には、このデータRおよびhは同端末にとって既知
である。より一般に言えば、端末はこの場合、当該衛星
の推算位置が全てわかっているのである。
【0107】端末の複雑さに制限を加えるため、移動局
の位置判定に関する処理の主要部分は、対応する地上局
によっても行うことができる。
の位置判定に関する処理の主要部分は、対応する地上局
によっても行うことができる。
【0108】また、ドップラ偏移δを判定する。この作
業は、初期同期化時に移動局によって行われ、以降一定
間隔で実行される。
業は、初期同期化時に移動局によって行われ、以降一定
間隔で実行される。
【0109】この技術によれば、衛星は時間的に対称な
信号要素を含むパイロット信号と、たとえば少なくとも
1つの第1疑似ランダムデジタル列x(0)〜x(N−
1)と、前記第1列と逆で、前記第1列の時間的対称に
よって得られ周期的な、少なくとも1つの第2デジタル
列x(N−1)〜x(0)とを含む。
信号要素を含むパイロット信号と、たとえば少なくとも
1つの第1疑似ランダムデジタル列x(0)〜x(N−
1)と、前記第1列と逆で、前記第1列の時間的対称に
よって得られ周期的な、少なくとも1つの第2デジタル
列x(N−1)〜x(0)とを含む。
【0110】この信号構成により、分析後、基地局の時
間基準を回収することとドップラ偏移を測定することと
が可能になる。
間基準を回収することとドップラ偏移を測定することと
が可能になる。
【0111】ドップラ偏移は、
【0112】
【数6】
【0113】ここで vs は衛星の周回速度である cは光の速さである fp は搬送波周波数である ことがわかっている。
【0114】これら3つの情報は端末側でわかってい
る。したがって等式(1)よりcos(θ)を求める
(36’)ことが可能であり、したがってθは絶対値で
ある。
る。したがって等式(1)よりcos(θ)を求める
(36’)ことが可能であり、したがってθは絶対値で
ある。
【0115】したがってθの記号について不確定性が残
る。この不確定性は特殊な2つのパイロット信号A、B
を使用し、無線電気カバレージエリアを衛星の軌跡に対
応して2つのエリアに分割することにより、除去するこ
とができる。図9においてこれを例示する。
る。この不確定性は特殊な2つのパイロット信号A、B
を使用し、無線電気カバレージエリアを衛星の軌跡に対
応して2つのエリアに分割することにより、除去するこ
とができる。図9においてこれを例示する。
【0116】− 同期信号Aは軌跡41’の右側の半円
円盤42’に対してのみ送られる。
円盤42’に対してのみ送られる。
【0117】− 同期信号Bは軌跡41’の左側の半円
円盤43’に対してのみ送られる。
円盤43’に対してのみ送られる。
【0118】これは初期化31’に相当するが、初期化
中はカバレージエリアは2つの異なるエリアに分割(3
9’)され、これらエリアに、当然のことながら端末側
でわかっている各々異なる同期信号を割り当て(31
0’)る。Globalstarシステムという特別な
場合には、無線電気カバレージエリアは、束51’1 〜
51’19から成る円盤19になぞらえられる。図10に
おいてこれを例示する。
中はカバレージエリアは2つの異なるエリアに分割(3
9’)され、これらエリアに、当然のことながら端末側
でわかっている各々異なる同期信号を割り当て(31
0’)る。Globalstarシステムという特別な
場合には、無線電気カバレージエリアは、束51’1 〜
51’19から成る円盤19になぞらえられる。図10に
おいてこれを例示する。
【0119】パイロット信号A、Bの分割は、同様の方
法により衛星の軌跡52’の両側で行われる。
法により衛星の軌跡52’の両側で行われる。
【0120】このように、位置標定32’は、端末が半
円円盤42’、43’のいずれか一方の中に位置するこ
とを可能にする受信パイロット信号の周波数特性の分析
による、θの記号についての不確定性を除去する段階3
7’を含む。
円円盤42’、43’のいずれか一方の中に位置するこ
とを可能にする受信パイロット信号の周波数特性の分析
による、θの記号についての不確定性を除去する段階3
7’を含む。
【0121】前記のように、三重項(θ、φ、δ)がわ
かれば移動局の位置を判定する(38’)ことができ
る。
かれば移動局の位置を判定する(38’)ことができ
る。
【0122】この最後の段階は地上局が行うのが好まし
い。その場合、端末の役割は、 − 地上局が衛星−移動局間の伝播時間を測定できるよ
うにすることと、 − ドップラ偏移(記号と絶対値)の測定を行うこと
と、 − 検出同期信号を判定する(AまたはB)ことと、 − これら情報を地上局に伝送することと、に限定され
る。
い。その場合、端末の役割は、 − 地上局が衛星−移動局間の伝播時間を測定できるよ
うにすることと、 − ドップラ偏移(記号と絶対値)の測定を行うこと
と、 − 検出同期信号を判定する(AまたはB)ことと、 − これら情報を地上局に伝送することと、に限定され
る。
【0123】伝播時間と、ドップラ偏移と、検出同期信
号と、周回する衛星の推定軌道要素と、地上半径とがわ
かれば、地上局は移動局の位置を計算することができ、
場合によっては移動局への伝送も可能となる(位置標定
サービス)。
号と、周回する衛星の推定軌道要素と、地上半径とがわ
かれば、地上局は移動局の位置を計算することができ、
場合によっては移動局への伝送も可能となる(位置標定
サービス)。
【図1】符号分割多元接続無線電話システム用の、既知
の形式のパイロット信号の構成を示す図である。
の形式のパイロット信号の構成を示す図である。
【図2】同じく符号分割多元接続無線電話システム用
の、本発明によるパイロット信号の構成を示す図であ
る。
の、本発明によるパイロット信号の構成を示す図であ
る。
【図3】図2の信号を利用する、周波数および時間同期
装置の略図である。
装置の略図である。
【図4】GSMシステムにおいて従来使用されている、
各々、周波数同期および時間同期のための2つのパケッ
トを示す図である。
各々、周波数同期および時間同期のための2つのパケッ
トを示す図である。
【図5】GSMシステムまたはその他のあらゆる時分割
多元接続システムにおいて使用可能な、本発明による周
波数同期および時間同期のための唯一のパケットを示す
図である。
多元接続システムにおいて使用可能な、本発明による周
波数同期および時間同期のための唯一のパケットを示す
図である。
【図6】電波標定への本発明の応用を示す図であり、衛
星の無線電気カバレージエリアの略図である。
星の無線電気カバレージエリアの略図である。
【図7】電波標定への本発明の応用を示す図であり、衛
星に対する移動体の位置標定を可能にする3つのパラメ
ータd、φ、θを示す図である。
星に対する移動体の位置標定を可能にする3つのパラメ
ータd、φ、θを示す図である。
【図8】電波標定への本発明の応用を示す図であり、位
置標定方法を示す略図である。
置標定方法を示す略図である。
【図9】電波標定への本発明の応用を示す図であり、瞬
間俯角の記号から不確定性を除去するために使用される
原理を示す図である。
間俯角の記号から不確定性を除去するために使用される
原理を示す図である。
【図10】電波標定への本発明の応用を示す図であり、
Globalstarシステムに対応する、図4の特別
な場合を示す図である。
Globalstarシステムに対応する、図4の特別
な場合を示す図である。
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H04B 7/216 7/212 H04L 7/00 G H04B 7/15 D C
Claims (14)
- 【請求項1】 継続時間が同じで時間的に対称な2要素
の信号(21、22;51、52)の並置により形成さ
れることを特徴とする、受信機のための制御信号。 - 【請求項2】 少なくとも1つの第1疑似ランダム二進
数列(21;51)s(NS −1)〜s(0)と、前記
第1列と逆で、前記第1列の時間的対称によって得られ
周期的な、少なくとも1つの第2疑似ランダム二進数列
(22;52)s(NS −1)〜s(0)とを含むこと
を特徴とする、請求項1に記載の信号。 - 【請求項3】 前記第1列(21)と前記第2列(2
2)とを交互に含むことを特徴とする、請求項1または
2に記載の信号。 - 【請求項4】 符号分割多元接続受信機の周波数および
時間同期のために使用されることを特徴とする、請求項
1から3のいずれか一項に記載の信号。 - 【請求項5】 時分割多元接続受信機の周波数および時
間同期のために使用されることと、主信号内に周期的に
挿入され各々が前記第1列と前記第2列とを相次いで含
む同期パケット(図5)の形態をもつこととを特徴とす
る、請求項1から3のいずれか一項に記載の信号。 - 【請求項6】 前記受信機が受信した信号を等化するの
に使用されることを特徴とする、請求項1から5のいず
れか一項に記載の信号。 - 【請求項7】 衛星によって送信されることを特徴とす
る、請求項1から6のいずれか一項に記載の信号。 - 【請求項8】 − 前記列に対応する前記同期信号のサ
ンプリング列s(i)を送出するサンプリング装置(3
2)と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、N個のセ
ルを含む第1シフトレジスタ(33)と、 − 前記第1シフトレジスタの出力部(34)から供給
を受ける、N個のセルを含む第2シフトレジスタ(3
5)と、 − 前記第1および第2シフトレジスタ(33、35)
の同列のセルの内容を2つずつ倍加させる手段(3
6i )であって、N個の値c(0)〜c(N−1)を送
出する手段と、 − 時間基準を示す第1情報と、周波数偏移を示す第2
情報とを送出する、前記N個の値のスペクトル分析手段
(38)と、を含むことを特徴とする、請求項1から7
のいずれか一項に記載の信号を活用する周波数および時
間同期装置。 - 【請求項9】 − 前記第1列s(0)〜s(NS −
1)のNS 個のデジタル要素と前記第2列s(NS −
1)〜s(0)のNS 個のデジタル要素に各々対応する
2N個のサンプルを受信する段階と、 − 前記列の各々について同列のデジタル要素を2つず
つ乗算し、N個の値c(i)=x(i)*x(N−1−
i)を送出する段階と、 − 時間基準を示す第1情報と、周波数偏移を示す第2
情報とを判定するための、前記N個の値のスペクトル分
析を行う段階と、を含むことを特徴とする、請求項1か
ら7のいずれか一項に記載の信号を活用する周波数およ
び時間同期方法。 - 【請求項10】 前記値c(i)が 【数1】 ここでnは0からN−1まで変化する指数である Te は前記同期信号のサンプリング周期である δは前記周波数偏移を示す Φは前記時間基準を示す と表記されることと、 前記分析段階が、 − 前記時間基準を判定するため、分割スペクトル信号
に対応する式(1)の第1項を分析する段階と、 − 前記周波数偏移を示す前記情報を判定するため、周
波数2δの正弦曲線に対応する式(1)の第2項を分析
する段階と、を含むこととを特徴とする、請求項9に記
載の方法。 - 【請求項11】 − 前記列に対応する前記同期信号の
サンプリング列s(i)を送出するサンプリング装置
(32)と、 − 前記サンプリング装置から供給を受ける、N個のセ
ルを含む第1シフトレジスタ(33)と、 − 前記第1シフトレジスタの出力部から供給を受け
る、N個のセルを含む第2シフトレジスタ(35)と、 − 前記第1および第2シフトレジスタの同列のセルの
内容を2つずつ倍加させる手段(36i )であって、N
個の値c(0)〜c(N−1)を送出する手段と、 − 伝送チャンネルのパルス応答性の推定手段(38)
と、を含むことを特徴とする、請求項1から7のいずれ
か一項に記載の信号を活用する等化装置。 - 【請求項12】 請求項8から11のいずれか一項に記
載の装置を含むことおよび/または請求項9または10
に記載の方法を利用することを特徴とする、符号分割多
元接続伝送デジタル信号の受信機。 - 【請求項13】 請求項6に記載の装置を含むことおよ
び/または請求項7または8に記載の方法を利用するこ
とを特徴とする、時分割多元接続伝送デジタル信号の受
信機。 - 【請求項14】 同期第1疑似ランダム二進数列s
(0)〜s(NS −1)と、前記第1列と逆で、前記第
1列の時間的対称によって得られ、少なくとも周期的で
あり、少なくとも1つの第2二進数列s(NS −1)〜
s(0)とを前記受信機に送信することを特徴とする、
デジタル信号受信機のための周波数および時間同期方
法。
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FR9407590A FR2721466B1 (fr) | 1994-06-21 | 1994-06-21 | Signal de contrôle pour récepteurs, dispositif de synchronisation, dispositif d'égalisation, procédé de synchronisation et récepteurs correspondants. |
Publications (1)
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JP (1) | JPH0856178A (ja) |
CN (1) | CN1124904A (ja) |
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-
1995
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- 1995-06-19 AU AU21772/95A patent/AU698999B2/en not_active Ceased
- 1995-06-19 EP EP95401438A patent/EP0689302A1/fr not_active Withdrawn
- 1995-06-20 CA CA002152223A patent/CA2152223A1/fr not_active Abandoned
- 1995-06-20 US US08/492,613 patent/US5949794A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-06-20 CN CN95109144A patent/CN1124904A/zh active Pending
- 1995-06-21 JP JP7154735A patent/JPH0856178A/ja active Pending
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