【発明の詳細な説明】
非同期ＣＤＭＡチャネル用の相関解除受信機
技術分野
本発明は、一般に通信装置に関し、さらに詳しくは、ＣＤＭＡ通信装置に関す
る。
背景
パーソナル通信システムおよびセルラ通信システムにおいて、多数の移動ユー
ザは共通のチャネルを共用することにより中央基地局を介して通信する。このよ
うなシステムにおいて、すべてのユーザが確実に通信できるようにユーザがチャ
ネルを共用することを可能にするため、多重接続方式を採用しなければならない
。従来、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）および時分割多元接続（ＴＤＭＡ）が
利用されてきた。近年、直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）が
都市型デジタル移動無線ネットワーク用にＦＤＭＡおよびＴＤＭＡに代わる有力
な手段として大きな注目を集めている。ＤＳ−ＣＤＭＡでは、各移動ユーザに固
有のシグナチャ・シーケンス（signature seqeunce）を割り当てることにより多
重化が行われるが、特定のユー
ザのデータを復調するためには、このユーザの符号の知識が基地局において必要
とされる。ＣＤＭＡの主張される利点の１つは、ＦＤＭＡまたはＴＤＭＡに比べ
てより多くの同時ユーザをサポートできることである。ＣＤＭＡに従来伴う欠点
は、いわゆる近遠（near-far）問題で、この問題は移動信号の受信エネルギが不
均等な強度で基地局に着信するときに生じる。従来、この近遠問題を克服するた
めに、電力制御が提唱された。しかし、電力制御はシステムの複雑さを大幅にま
して、近遠問題を解消せず、この問題を緩和するにすぎない。
この問題に対する１つの解決方法として、逆相関マトリクス（inverse decorr
elation matrix）を利用して、着信信号全体を相関解除（decorrelate）する方
法がある。この方法は、R．Lupas and S．Verduによって″Near‐far resistanc
e of multi‐user detectors in asynchronous channels″published in IEEE T
ransaction on Communications，Volume 38，Number 4，pp．496‐508，April 1
990において提唱される。この引例において提唱される相関解除検出器（decorre
lating detector）は、バックグランド加法ガウス白雑音（background additive
white Gaussian noise）を高めるという犠牲を払いながら、受信エネルギの知
識なしに、Ｋユーザの直接シーケンス符号分割多元接続通信システムにおいてｋ
香目のユーザの最終判定統計から
多重接続干渉（ＭＡＩ：multiple‐access interference）を完全に除去するこ
とが知られている。しかし、もともと提唱されるように、相関解除検出器は、Ｍ
Ｋ相関マトリクスによるＭＫの反転を必要とし、ここでＭはすべてのユーザの共
通メッセージ長である。Ｍが大きい場合、マトリクス反転の算出は実際的でない
。別の実施方法として、Ｍ−−−＞∞の限定的な場合、相関解除検出器は、伝達
関数がユーザのシグナチャ・シーケンス（拡散符号）間の相互相関によって決定
されるＫ入力・Ｋ出力線形時間独立フィルタ（K‐input K‐output linear time
‐invariant filter）となることがこの引例で提示された。しかし、この解決方
法はシステムに対するユーザの追加および／または削除に対処できないので、包
括的ではない。
別の手法では、タイム・ウィンドウ化相関解除受信機（time windowed decorr
elating receiver）が提唱される。これは、Electronics Letters，Volume 28，
Number 17，pp．1596‐1598，August 13，1992に出版されたS．S．H．Wijayasur
iya，J．P．Mcgeehan and G．H．Nortonによる″Sliding window decorrelating
algorithm for DS‐CDMA receivers″にみられる。この手法では、各ユーザの
送信機列にレート１／２畳込み符号を組み込むことにより、ビット極性を推定す
るかなり複雑な方式を提唱する。この手法
は、受信機におけるかかる方式の全体的な用途を大幅に制限する。さらに、この
手法では、着信信号のインタリーブ／デインタリーブを必要とする。これら２つ
の条件により、システムで用いられる送信機および受信機の両方の複雑さが増す
。さらに、この引例で提唱されるウィンドウはスライディング・ウィンドウであ
る。スライディング・ウィンドウとは、あるウィンドウから別のウィンドウにビ
ットをスライドさせるウィンドウのことである。すなわち、５ビットのウィンド
ウ長では、第１ウィンドウはビット１〜５を収容し、第２ウィンドウはビット２
〜６を収容する。着信信号をこのようにウィンドウ化する方式では、部分的に重
複するウィンドウの数が大きくなる。各ウィンドウは逆相関マトリクスによって
乗算しなければならないので、この方式は大きな演算負担を必要とする。
従って、従来技術の複雑さなしに着信信号を相関解除する受信機が必要とされ
る。
図面の簡単な説明
第１図は、本発明による通信装置のブロック図を示す。
第２図は、本発明による通信装置の動作のフローチャートを示す。
第３図は、本発明による通信システムを示す。
好適な実施例の詳細な説明
ＣＤＭＡ用途において、受信機は、さまざまな電力レベルを有する着信信号を
相関解除する必要がある。利用可能な方法では、膨大な演算負担を必要とし、そ
の結果、効率が低下し、遅延が増加する。本発明は、送信機において信号に周期
的に追加されるパイロット・シンボルを提供する。受信機側で、これらのパイロ
ット・シンボルは、ウィンドウを形成する際にセパレーターとして用いられる。
パイロット・シンボルの極性は既知であるので、推定を必要とせず、よってウィ
ンドウは重複する必要がない。ウィンドウ内の干渉は、逆相関マトリクスを利用
して除去される。ウィンドウ外からの干渉は、パイロット・シンボル・ビットの
既知の極性を利用して最小限に抑えられる。この手法は、遅延および受信機の全
体的な複雑さを大幅に低減する。
本発明の原理は、図面、特に第３図を参照してよく理解され、ここで本発明に
よる通信システムを示す。システム３００は、システム３００の基地局として機
能する通信装置１００を含む。それぞれアンテナ３０３，３０５，３０７を有す
る複数の無線装置３０２，３０４，３０６も含まれる。無線装置３０２，３０４
，３０６は、パイロット・シンボル支援変調（ＰＳＡＭ：Pilot System Assiste
d Modulation）を利用して変調された直接シーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−
ＣＤＭＡ）信号を用いて互いに通信
する。当技術分野で周知なように、ＣＤＭＡ信号は、「シグナチャ符号（signat
ure codc）」と呼ばれるシーケンス符号を介して変調された信号を含む。すべて
の符号化信号は、同一チャネルを用いて通信される。個別のシグナチャ符号に基
づいて信号を実質的に分離する相関解除（decorrelation）を介して復調は行わ
れる。好適な実施例では、通信装置１００は、各無線装置３０２，３０４，３０
６によって用いられるシグナチャ符号を認識する。これは、装置１００がまず最
初に無線装置に符号を割り当てるか、あるいはそれ以外の場合には符号に関する
情報を所得しているためである。各受信機３０２，３０４，３０６によって受信
される信号に対する近遠問題の影響を低減するため、通信装置１００は、まず信
号を相関解除し、次にこれらを同期的に再送信しなければならない。信号の同期
送信により、近遠問題に関係なく受信側ユニットにおける復調が簡単になる。通
信装置１００の要素は、電力制御を必要とせずに、あるいは大きな遅延を導入せ
ずに、多数の非同期ＤＳ−ＣＤＭＡ−ＰＳＡＭ信号を相関解除する機構を提供す
る。
第１図を参照して、複数のＤＳ−ＣＤＭＡ−ＰＳＡＭはアンテナ１０１で受信
される。これらの信号は、遅延素子１０２および時間遅延アナライザ１１５に結
合される。アンテナを通過した受信信号は、各Ｋ個の無線装置３０２，３０４，
３０６から送信された個別のＤＳ−ＣＤＭＡ−Ｐ
ＳＡＭ信号と、加法チャネル雑音との和である。無線送信機は、Ｌ番目のデータ
・シンボルごとに発信側データ・ストリームにパイロット・シンボル（例えば、
「＋１」）を挿入する。これらのパイロット・シンボルは、相関解除された信号
から干渉を除去するために用いられる。
時間遅延アナライザは、各受信信号に伴う時間遅延を判定する。これらの遅延
は、整合フィルタ・バンク１０３と、演算装置１０５とに送られる。遅延素子１
０２は、整合フィルタ・バンク１０３が時間遅延アナライザ１１５から時間遅延
を得るまで、受信信号を遅延する。整合フィルタ・バンク１０３は、Ｋ個のフィ
ルタを含み、各フィルタは着信ＤＳ−ＣＤＭＡ−ＰＳＡＭ信号の符号シーケンス
の１つに整合される。整合フィルタのＫ個の出力は、サンプラ１０４に結合され
る。サンプラ１０４は、各シンボル・インタバルの最後に各Ｋ個の入力信号をサ
ンプリングし、入力（パイロット・シンボル）の各（Ｌ＋１）番目のセットを捨
てる。Ｋ個の出力のセットは、メモリ・ユニット１０７に送られる。メモリ・ユ
ニット１０７は、Ｋ入力のＬ個の連続したセットを格納し、それによりＬｘＫ個
の要素を含むベクトルを形成する。サンプラ１０４がパイロット・シンボルの着
信セットを捨てるとき、メモリ・ユニット１０７はその内容を加算器１０９に送
り、それにより内容を空にする。
演算装置１０５は、時間遅延アナライザ１１５から送出
されたタイミング遅延と、既知のＣＤＭＡ符号シーケンス（シグナチャ・シーケ
ンス）とから逆相関マトリクス（または逆相互相関マトリクス）を算出する。こ
の逆相関マトリクスは、第２メモリ・デバイス１０６に送られる。メモリ・デバ
イス１０６は、逆相関マトリクスの一部（サブマトリクス）を乗算器１０８に送
り、マトリクス全体を第２乗算器１１０に送る。パイロット・シンボルが同じ極
性に選ばれる好適な実施例では、乗算器１０８は、メモリ・ユニット１０６から
のサブマトリクスを、エネルギ推定器１１１から送出されたエネルギ推定値と乗
算する。この結果は、加算器１０９に送られる。異なる極性のパイロット・シン
ボルが用いられる場合、エネルギ推定器１１１からの出力は、パイロット・シン
ボルの特定の極性に関する情報を含んでいなければならないことに留意されたい
。これは、パイロット・シンボルの極性をミキサ１１４を介してエネルギ推定値
に組み込むことによって達成される。ＰＳＡＭ極性メモリ・ユニット１１３は、
各無線装置のパイロット・シンボルの極性を格納する。一般に、ある無線装置は
パイロット・シンボル（−１）を選択でき、別の無線装置は（＋１）を選択でき
る。ミキサ１１４は、エネルギ推定値を、メモリ１１３から来る対応する極性と
乗算する。ミキサ１０８の出力は、加算器１０９に結合される。
加算器１０９は、メモリ・ユニット１０７によって送出されたベクトルから、
ミキサ１０８の出力を減算する。こ
の段階は、カレント・データ・ウィンドウ外のシンボルから干渉を除去する。ミ
キサ１１０は、逆相関マトリクスを外部干渉のないベクトルと乗算する。これは
、カレント・データ・ウィンドウにおけるシンボルを「相関解除」し、通信シス
テム１００が受信エネルギ・レベルから独立して（すなわち、近遠影響を受けず
に）シンボル極性判定を行うことを可能にする。ミキサ１１０の出力は、エネル
ギ推定器１１１および復号器１１２に送られる。エネルギ推定器１１１は、パイ
ロット・シンボルの受信エネルギ・レベル（外部干渉）を推定する。その結果は
、次のデータ・ウィンドウで用いるためにミキサ１０８に送られる。一番最初の
データ・ウインドウについて、エネルギ推定器１１１はゼロに等しいエネルギを
生成する。復号器１１２は、カレント・データ・ウィンドウ内の各無線装置のす
べてのシンボルについて最終的なシンボル極性判定を行う。復号器１１２の出力
は、無線装置への同期送信のため同期送信機１１３に送られる。
第２図を参照して、本発明による通信装置１００のフローチャートを示す。開
始ブロック２００から、複数のＤＳ−ＣＤＭＡ−ＰＳＡＭ信号が受信される。こ
れらの信号は、ブロック２０６において遅延され、次にブロック２０８において
整合フィルタ・ブロックを介して濾波される。濾波された信号は、ブロック２１
０においてサンプリングされ、次にブロック２１２において、Ｌ個の連続したセ
ットのサ
ンプルからなるベクトルとしてメモリ１０７に格納される。次に、ブロック２１
４において、逆相関マトリクスおよびそのサブマトリクスが算出される。ブロッ
ク２１６において、乗算器１１０はサブマトリクスを、前回のウィンドウ中に受
信エネルギの極性推定値で乗算する。推定される前回のウィンドウがないので、
最初のエネルギ推定値はゼロであることに留意されたい。ブロック２１８におい
て、加算器１０９は、生成干渉を整合フィルタ出力のベクトルから減算して、修
正ベクトルを生成する。ブロック２２０において、修正ベクトルは逆相関マトリ
クスと乗算される。ブロック２２２において複数の信号が復号される前に、ブロ
ック２２１においてエネルギ推定値が求められる。信号が復号されると、これら
の信号は無線装置３０２，３０４，３０６に同期送信される。
要するに、装置１００は、受信信号（すべての無線装置３０２，３０４，３０
６の合成信号）を、１つのフィルタが各許容シグナチャ・シーケンスに整合され
た整合フィルタ・バンクにかけることにより、電力制御なしにＣＤＭＡシステム
における干渉を除去する。整合フィルタの出力は、適切にサンプリングされ、い
くつかの連続した出力（ウィンドウを形成する）はメモリ１０７に格納される。
装置１００は、既知のアクティブ・シグナチャ・シーケンスと、無線装置の受信
信号間の捕捉された相対的時間遅延とから、逆相関マトリクスを算出する。次に
、装置１００は、この
マトリクスを格納された相関フィルタ出力のベクトルで乗算し、干渉を実質的に
「相殺」あるいは信号を「相関解除」する。この乗算を行う前に、装置１００は
まず、カレント・ウィンドウ直前および直後のすべての無線装置３０２，３０４
，３０６の極性を含む受信エネルギの推定値を減算しなければならない。ウィン
ドウの直前および直後の無線信号の極性は、パイロット・シンボルが各ウィンド
ウ間で送信されるので既知である。受信エネルギ推定値は、前回のウィンドウの
相関解除の解の大きさをとることにより得られる。最後に、逆相関マトリクスで
乗算した後、受信機は、生成出力の符号に基づいて、最終的な極性判定（＋１ま
たは−１）を行う。無線装置の信号を相関解除することにより、装置１００は、
ある無線装置の信号の他の無線装置の信号受信エネルギに対する依存性を排除す
る。
無線装置１００が動作の仕方を説明するため、２ユーザ・システムを想定し、
第１ウィンドウの相関解除の解が生成ベクトル［３．５６１，−９．３４８］T
となり、ただしＴは転置演算を表すものとする。そのとき、装置１００は、ユー
ザ１の第１ビットは＋１で、ユーザ２の第１ビットは−１であると判定する。次
に受信機は、第１ユーザのエネルギ推定値として３．５６１を、第２ユーザのエ
ネルギ推定値として９．３４８を用いる。これらの推定値は、ユーザ１およびユ
ーザ２の次のウィンドウの値から減算されてから、逆相関マトリクスによって再
度乗算される。このプ
ロセスは、信号が相関解除されるまで続く。
本発明の重要な利点は、送信シーケンスのほんのわずかな部分（ウィンドウ）
を一度に利用することにより、復号遅延を小さくし、格納条件を小さくし、極め
て小さい行列しか反転を必要としない。これは、装置１００の複雑さを抑え、は
るかに高い効率でより高速に相関解除された結果を生成する。さらに、パイロッ
ト・シンボル支援変調（ＰＳＡＭ）をシステムに内蔵することにより、装置１０
０は各ウィンドウの前後のビットの極性の推定値を形成する必要がない。各ウィ
ンドウ間で、すべての無線装置３０２，３０４，３０６は、既知の極性のパイロ
ット・ビットを送信する。従って、装置１００はウィンドウ間のすべてのビット
の極性を把握し、推定方式は必要ない。さらに、ここで提唱されるウィンドウは
、データを重複しない（スライドしない）ブロックに分割する。例えば、５ビッ
トのウィンドウ長を選択すると、第１ウィンドウはビット１〜５を収容し、第２
ウィンドウはビット６〜１０を収容する。これは、スライディング・ウィンドウ
を採用する従来技術で提唱されるウィンドウ方式に比べてはるかに効率的である
。Detailed Description of the Invention
De-correlation receiver for asynchronous CDMA channel
Technical field
The present invention relates generally to communication devices, and more particularly to CDMA communication devices.
It
background
In personal and cellular communication systems, a large number of mobile users
They communicate via a central base station by sharing a common channel. This
In such a system, users are required to make sure that all users can communicate.
Multiple connection method must be adopted to enable sharing of channels
. Traditionally, frequency division multiple access (FDMA) and time division multiple access (TDMA)
It has been used. In recent years, direct sequence code division multiple access (DS-CDMA)
A leading alternative to FDMA and TDMA for urban digital mobile radio networks
Has attracted great attention as a means. DS-CDMA is mobile-user specific.
Existing signature sequence (signature seqeunce)
Duplication occurs, but certain users
Knowledge of this user's code is required at the base station to demodulate the data
It is said that One of the claimed advantages of CDMA over FDMA or TDMA
And support more concurrent users. Drawbacks associated with CDMA
Is a so-called near-far problem, in which the received energy of the mobile signal is
It occurs when arriving at the base station with equal strength. Traditionally, we have overcome this near-far problem.
For that reason, power control was proposed. However, power control greatly reduces system complexity.
Then, it does not solve the near-far problem but only alleviates this problem.
One solution to this problem is the inverse decorr
who uses the elation matrix) to decorrelate the entire incoming signal
There is a law. This method is described by R. Lupas and S. Verdu by "Near-far resistanc
e of multi‐user detectors in asynchronous channels ″ published in IEEE T
ransaction on Communications, Volume 38, Number 4, pp. 496-508, April 1
Proposed in 990. The decorrelation detector proposed in this reference (decorre
The lating detector is a background additive Gaussian white noise (background additive).
Knowing the received energy at the cost of increasing white Gaussian noise)
Unknowingly, in the direct sequence code division multiple access communication system of K users, k
From the final judgment statistics of fragrance users
Completely eliminates multiple access interference (MAI).
Is known. However, as originally proposed, the decorrelation detector is
Requires the inversion of MK by the K correlation matrix, where M is the joint of all users.
It is the general message length. Calculating matrix inversion is impractical if M is large
. Alternatively, in the limited case of M ---> ∞, the decorrelation detector may
Function determined by cross-correlation between user signature sequences (spreading codes)
K-input K-output linear time independent filter
-Invariant filter) was proposed in this reference. But this solution
The law cannot handle adding and / or removing users from the system, so
Not comprehensive.
Another approach is to use a time windowed decorr.
elating receiver) is proposed. This is Electronics Letters, Volume 28,
Number 17, pp. S. 1596-1598, August 13, 1992. S. H. Wijayasur
iya, J. P. Mcgeehan and G. H. ″ Sliding window decorrelating by Norton
algorithm for DS-CDMA receivers ″.
Estimate bit polarity by incorporating a rate 1/2 convolutional code in the transmitter train
Advocate a rather complicated method. This technique
Greatly limits the overall application of such schemes in receivers. Furthermore, this
The approach requires interleaving / deinterleaving of the incoming signal. These two
Conditions increase the complexity of both transmitters and receivers used in the system
. Furthermore, the window proposed in this reference is a sliding window.
It A sliding window is a window from one window to another.
It is a window that slides. Ie 5 bit window
C) In length, the first window contains bits 1-5 and the second window has bits 2
Accommodates ~ 6. This method of windowing the incoming signal partially overlaps
The number of overlapping windows becomes large. Each window has an inverse correlation matrix
Since it has to be multiplied, this method requires a large calculation load.
Therefore, there is a need for a receiver that decorrelates the incoming signal without the complexity of the prior art.
It
Brief description of the drawings
FIG. 1 shows a block diagram of a communication device according to the invention.
FIG. 2 shows a flowchart of the operation of the communication device according to the present invention.
FIG. 3 shows a communication system according to the present invention.
Detailed description of the preferred embodiment
In CDMA applications, the receiver receives incoming signals with various power levels.
Need to be decorrelated. The available methods require a huge computational burden and
As a result, the efficiency is reduced and the delay is increased. The present invention allows the transmitter to cycle the signal
A pilot symbol to be added in a static manner. On the receiver side, these pyro
The dot symbol is used as a separator in forming the window.
Since the polarities of the pilot symbols are known, no estimation is needed, and
The windows do not have to overlap. Interference within the window uses the inverse correlation matrix
Then removed. Interference from outside the window causes the pilot symbol bits to
It is minimized using a known polarity. This technique can be used for delay and receiver
Greatly reduces physical complexity.
The principles of the present invention may be better understood with reference to the drawings, and in particular to FIG.
1 shows a communication system according to the present invention. The system 300 serves as a base station for the system 300.
Enabled communication device 100. Each has an antenna 303, 305, 307
A plurality of wireless devices 302, 304, 306 are also included. Wireless devices 302 and 304
, 306 are pilot symbol assisted modulation (PSAM).
d Sequence Modulation Direct Sequence Code Division Multiple Access (DS-
Communicate with each other using CDMA) signals
To do. As is well known in the art, a CDMA signal has a "signat code".
ure codc) ”and includes a signal modulated via a sequence code. all
The coded signals of are communicated using the same channel. Based on individual signature code
Demodulation is performed via decorrelation, which substantially separates the signal based on
Be done. In the preferred embodiment, the communication device 100 includes each wireless device 302, 304, 30.
6 recognizes the signature code used by This is because the device 100 is the
Assign a code to the wireless device first, or otherwise
This is because they earn information. Received by each receiver 302, 304, 306
In order to reduce the influence of the near-far problem on the transmitted signal, the communication device 100 first transmits
The signals must be decorrelated and then they must be retransmitted synchronously. Signal synchronization
The transmission simplifies demodulation at the receiving unit regardless of near-far problems. Communication
Elements of the communication device 100 may require no power control or introduce large delays.
Without providing a mechanism for decorrelating a large number of asynchronous DS-CDMA-PSAM signals.
It
Referring to FIG. 1, a plurality of DS-CDMA-PSAMs are received by antenna 101.
To be done. These signals are coupled to delay element 102 and time delay analyzer 115.
Are combined. The received signal that has passed through the antenna is transmitted to each of the K wireless devices 302, 304,
Individual DS-CDMA-P transmitted from 306
It is the sum of the SAM signal and the additive channel noise. The wireless transmitter is the Lth data
• For each symbol, pilot symbols (eg,
"+1") is inserted. These pilot symbols are the decorrelated signal
Used to remove interference from.
The time delay analyzer determines the time delay associated with each received signal. These delays
Are sent to the matched filter bank 103 and the arithmetic unit 105. Delay element 1
02 indicates that the matched filter bank 103 is time delayed from the time delay analyzer 115.
Delay the received signal until The matched filter bank 103 has K filters.
Filter, each filter including the code sequence of the incoming DS-CDMA-PSAM signal.
Is matched to one of The K outputs of the matched filter are coupled to sampler 104.
It The sampler 104 supports each K input signals at the end of each symbol interval.
And discard each (L + 1) th set of inputs (pilot symbols).
It's The set of K outputs is sent to the memory unit 107. Memory unit
The knit 107 stores L consecutive sets of K inputs, thereby giving LxK
Form a vector containing the elements of. Sampler 104 wears pilot symbol
When discarding the signal set, the memory unit 107 sends its contents to the adder 109.
And empty the contents accordingly.
The arithmetic unit 105 outputs from the time delay analyzer 115.
Timing delay and known CDMA code sequence (signature sequence
The inverse correlation matrix (or inverse cross-correlation matrix) is calculated. This
The inverse correlation matrix of is sent to the second memory device 106. Memory device
The chair 106 sends a part (submatrix) of the inverse correlation matrix to the multiplier 108.
And sends the entire matrix to the second multiplier 110. Pole with the same pilot symbol
In the preferred embodiment, the multiplier 108 is implemented from the memory unit 106.
The sub-matrix of x with the energy estimate sent from the energy estimator 111.
Calculate The result is sent to the adder 109. Pilot thins with different polarities
If Vol is used, the output from the energy estimator 111 is the pilot sync.
Note that it must contain information about the specific polarity of the Vol
. This is the polarity estimation of the pilot symbol via mixer 114.
It is achieved by incorporating. The PSAM polarity memory unit 113 is
Store the polarity of the pilot symbols for each wireless device. In general, some wireless devices
Pilot symbol (-1) can be selected, another wireless device can select (+1)
It The mixer 114 compares the energy estimate with the corresponding polarity coming from the memory 113.
To multiply. The output of mixer 108 is coupled to adder 109.
From the vector sent by the memory unit 107, the adder 109
The output of mixer 108 is subtracted. This
Stage removes interference from symbols outside the current data window. Mi
The mixer 110 multiplies the inverse correlation matrix by a vector without external interference. this is
, "Correlate" the symbol in the current data window,
System 100 is independent of received energy level (ie
It is possible to make symbol polarity judgment. The output of the mixer 110 is the energy
It is sent to the gee estimator 111 and the decoder 112. The energy estimator 111 is
Estimate the received energy level (external interference) of the lot symbols. The result is
, To the mixer 108 for use in the next data window. The very first
For the data window, the energy estimator 111 gives an energy equal to zero.
To generate. Decoder 112 is a wireless device for each wireless device in the current data window.
Final symbol polarity determination is performed for all symbols. Output of decoder 112
Are sent to the synchronous transmitter 113 for synchronous transmission to the wireless device.
Referring to FIG. 2, a flowchart of the communication device 100 according to the present invention is shown. Open
From the start block 200, a plurality of DS-CDMA-PSAM signals are received. This
These signals are delayed in block 206 and then in block 208.
Filtered through a matched filter block. The filtered signal is block 21.
Sampled at 0 and then at block 212 at L consecutive sequences.
The service
It is stored in the memory 107 as a vector composed of samples. Next, block 21
At 4, the inverse correlation matrix and its sub-matrix are calculated. Block
At 216, the multiplier 110 receives the submatrix during the previous window.
Multiply by the polarity estimate of the signal energy. Since there is no estimated previous window,
Note that the initial energy estimate is zero. Smell in block 218
Then, the adder 109 subtracts the generated interference from the vector of the matched filter output, and corrects it.
Generate a positive vector. At block 220, the correction vector is the inverse correlation matrix.
It is multiplied by cus. Before the signals are decoded in block 222, the block
An estimated energy value is obtained in the clock 221. Once the signal is decoded, these
Signal is synchronously transmitted to the wireless devices 302, 304 and 306.
In essence, the device 100 receives the received signal (all wireless devices 302, 304, 30).
6 composite signals), one filter matched to each allowed signature sequence
CDMA system without power control by applying matched matched filter bank
Eliminate the interference in. The output of the matched filter is properly sampled and
Several consecutive outputs (forming a window) are stored in memory 107.
The device 100 receives the known active signature sequence and the reception of the wireless device.
An inverse correlation matrix is calculated from the captured relative time delays between the signals. next
, The device 100
Multiplying the matrix by the vector of stored correlation filter outputs, effectively eliminating interference
"Offset" or "correlate" the signal. Before performing this multiplication, the device 100
First, all wireless devices 302, 304 immediately before and immediately after the current window
, 306, the estimated value of the received energy including the polarity must be subtracted. win
The polarity of the radio signal immediately before and immediately after the
It is known because it is transmitted between C. The received energy estimate is the previous window
It is obtained by taking the magnitude of the decorrelation solution. Finally, with the inverse correlation matrix
After multiplication, the receiver then makes a final polarity decision (+1 or up) based on the sign of the generated output.
Or -1). By decorrelating the signal of the wireless device, device 100
Eliminates the dependence of the signal of one radio device on the received energy of the signal of another radio device
It
To illustrate how wireless device 100 operates, assume a two-user system,
The solution of the decorrelation in the first window is the generation vector [3.561, -9.3348].T
Where T represents transpose operation. At that time, the device 100 is
It is determined that the first bit of the 1 is +1 and the first bit of the user 2 is -1. Next
The receiver then uses 3.561 as the energy estimate for the first user and the energy estimate for the second user.
9.348 is used as the energy estimate. These estimates are for User 1 and User.
User 2 is subtracted from the value in the next window and then re-correlated by the inverse correlation matrix.
It is multiplied by. This program
The process continues until the signal is decorrelated.
An important advantage of the present invention is that only a small part (window) of the transmission sequence
To reduce the decoding delay, storage conditions, and
Only small matrices need inversion. This reduces the complexity of the device 100 and
Produces decorrelated results with much higher efficiency and faster. In addition,
Device 10 by incorporating a remote symbol assisted modulation (PSAM) into the system.
Zero does not have to form an estimate of the polarity of the bits before and after each window. Each we
Between wireless devices 302, 304, 306, all wireless devices
Send a set bit. Therefore, the device 100 has all bits between windows.
Grasping the polarity of, the estimation method is not necessary. Furthermore, the window proposed here is
, Divide the data into non-overlapping (non-sliding) blocks. For example, 5 bits
The first window contains bits 1-5 and the second window
The window contains bits 6-10. This is a sliding window
Is much more efficient than the window method proposed in the prior art
.