JPH0846413A - Resonator and high frequency circuit element using the same - Google Patents
Resonator and high frequency circuit element using the sameInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、通信システムなどの高
周波信号処理装置に用いられるフィルター、分波器など
をはじめとする共振器を基本に構成される高周波回路素
子に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high-frequency circuit element based on a resonator such as a filter and a duplexer used in a high-frequency signal processing device such as a communication system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】高周波通信システムにおいては、フィル
ター、分波器などをはじめとする共振器を基本に構成さ
れる高周波回路素子は不可欠の要素である。特に、移動
体通信システムなどにおいては、周波数帯域の有効利用
のために、狭帯域なフィルターが要求される。また、移
動体通信の基地局や通信衛星などにおいては、狭帯域で
低損失でかつ小型で、大きな電力に耐えることのできる
フィルターが強く要望されている。2. Description of the Related Art In a high frequency communication system, a high frequency circuit element based on a resonator such as a filter or a duplexer is an essential element. Particularly in mobile communication systems and the like, narrow band filters are required for effective use of frequency bands. Further, in mobile communication base stations, communication satellites, and the like, there is a strong demand for a filter with a narrow band, low loss, small size, and capable of withstanding a large amount of power.
【０００３】現在用いられている共振器フィルターなど
の高周波回路素子としては、誘電体共振器を用いたも
の、伝送線路構造を用いたもの、表面弾性波素子を用い
たものなどが主流となっている。このうち、伝送線路構
造を用いたものは、小型で、マイクロ波、ミリ波領域の
高周波まで適用することができ、さらに、基板上に形成
する２次元的な構造であり、他の回路や素子との組み合
わせが容易であるため、広く利用されている。従来、こ
のタイプの共振器としては、伝送線路による１／２波長
共振器が最も一般的に利用されており、さらに、この１
／２波長共振器を複数個結合させることにより、フィル
ターなどの高周波回路素子が構成されている（詳解 例
題・演習 マイクロ波回路 東京電機大学出版局）。Mainly used high frequency circuit elements such as resonator filters are those using a dielectric resonator, those using a transmission line structure, and those using a surface acoustic wave element. There is. Among them, the one using a transmission line structure is small, can be applied to high frequencies in the microwave and millimeter wave regions, and is a two-dimensional structure formed on a substrate, and other circuits and elements. It is widely used because it can be easily combined with. Conventionally, as this type of resonator, a half-wavelength resonator using a transmission line is most commonly used.
A high-frequency circuit element such as a filter is constructed by combining multiple / 2 wavelength resonators (Detailed Example / Practice Microwave Circuit, Tokyo Denki University Press).
【０００４】また、他の従来例として、平面回路構造を
用いたものがある。その代表例としては、円板型共振器
を用い、その外周の一部に突起部を設けてダイポールモ
ードを結合させることにより、フィルター特性を発揮さ
せるものがある［電子通信学会論文誌，72/8 Ｖｏｌ．5
5-Ｂ Ｎｏ．8 「マイクロ波平面回路の解析的取扱い(A
nalysis of Microwave Planar Circuit)」 三好旦六、
大越孝敬］。Another conventional example uses a planar circuit structure. As a typical example, there is one that uses a disk type resonator and has a protrusion on a part of its outer periphery to couple dipole modes to exert a filter characteristic [Journal of the Institute of Electronics and Communication Engineers , 72 / 8 Vol. Five
5-B No. 8 "Analytical treatment of microwave planar circuits (A
nalysis of Microwave Planar Circuit) "
Takayoshi Ogoshi].
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかし、１／２波長共
振器などの伝送線路構造の共振器では、導体中における
高周波電流が部分的に集中するために、導体の抵抗によ
る損失が比較的大きく、共振器ではＱ値の劣化、フィル
ターを構成した場合には損失の増加を招いてしまう。ま
た、通常よく利用されるマイクロストリップ線路構造の
１／２波長共振器を用いた場合には、回路から空間への
放射による損失の影響も問題となる。However, in a resonator having a transmission line structure such as a half-wavelength resonator, high-frequency current in the conductor is partially concentrated, so that the loss due to the resistance of the conductor is relatively large. In the resonator, the Q value deteriorates, and when the filter is configured, the loss increases. Further, when a half-wave resonator having a microstrip line structure which is usually used is used, there is also a problem of the effect of loss due to radiation from the circuit to space.
【０００６】また、円板共振器に突起部を設けたタイプ
の平面回路構造の共振器では、突起部分において電流の
集中が起こり、さらに、突起部における構造の不連続性
は、信号波が空間へ放射する原因となるため、このタイ
プの共振器においてもＱ値の劣化を招き、このタイプの
共振器によってフィルターを構成した場合にも損失の増
加を招く。Further, in a resonator having a planar circuit structure of a type in which a disk resonator is provided with a projection, current concentration occurs at the projection, and the discontinuity of the structure at the projection causes signal waves to be spatial. Since this causes radiation to Q, deterioration of the Q value is caused also in this type of resonator, and loss is increased even when a filter is constituted by this type of resonator.
【０００７】これらの影響は、構造を小型化したり、動
作周波数を高くすると、さらに顕著になる。損失が比較
的小さく、耐電力性に優れた共振器としては、誘電体共
振器が利用されているが、これは立体構造を有してお
り、かつ、サイズが大きいために、高周波回路素子の小
型化にとっては問題である。These effects become more remarkable when the structure is downsized or the operating frequency is increased. A dielectric resonator is used as a resonator with relatively small loss and excellent power resistance, but it has a three-dimensional structure and is large in size. This is a problem for miniaturization.
【０００８】また、超伝導体を利用することにより、こ
れら高周波回路素子の低損失化を図ることも可能である
が、上記した従来の構造のものでは、電流の過度の集中
によって超伝導性が破壊されるために、大きな電力の信
号を利用することは困難である。実際の測定例でも、最
大入力電力は数十ｍＷ程度であり、実用的なレベルには
達していない。Further, it is possible to reduce the loss of these high-frequency circuit elements by utilizing a superconductor. However, in the above-mentioned conventional structure, the superconductivity is increased due to excessive concentration of current. It is difficult to utilize high power signals because they are destroyed. Even in the actual measurement example, the maximum input power is about several tens of mW, which is not a practical level.
【０００９】以上のようなことから、マイクロ波、ミリ
波などの高周波において、小型で、２次元的構造で他の
回路や素子との整合性が良く、かつ、高性能な共振器フ
ィルター等の高周波回路素子を実現するためには、伝送
線路構造や平面回路構造の共振器が有するこのような問
題を解決することが極めて重要である。From the above, at high frequencies such as microwaves and millimeter waves, a resonator filter or the like which has a small size, a two-dimensional structure, good matching with other circuits and elements, and a high performance is provided. In order to realize a high frequency circuit element, it is extremely important to solve such a problem that a resonator having a transmission line structure or a planar circuit structure has.
【００１０】本発明は、前記従来技術の課題を解決する
ため、導体の抵抗による損失が小さく、Ｑ値の高い共振
器を小型な構造で実現し、それを用いた高性能な高周波
回路素子を提供することを目的とする。In order to solve the above-mentioned problems of the prior art, the present invention realizes a resonator having a small loss due to resistance of a conductor and a high Q value with a small structure, and a high-performance high-frequency circuit element using the resonator. The purpose is to provide.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明に係る共振器の構成は、基板上に形成された
導体からなり、縮退していない直交する２つのダイポー
ルモードを共振モードとして有するものである。In order to achieve the above object, a resonator according to the present invention has a structure in which two non-degenerate orthogonal dipole modes, which are conductors formed on a substrate, are used as resonance modes. I have.
【００１２】また、前記本発明の共振器の構成において
は、導体が滑らかな輪郭形状を有するのが好ましい。ま
た、前記本発明の共振器の構成においては、導体の形状
が楕円形状であるのが好ましい。In addition, in the structure of the resonator of the present invention, it is preferable that the conductor has a smooth contour shape. Further, in the configuration of the resonator of the present invention, it is preferable that the conductor has an elliptical shape.
【００１３】また、前記本発明の共振器の構成において
は、マイクロストリップ線路構造、ストリップ線路構造
及びコプレナー導波路構造から選ばれる構造を有するの
が好ましく、この場合にはさらに、導体の周囲の基板上
に接地電極を形成するのが好ましい。Further, in the structure of the resonator of the present invention, it is preferable to have a structure selected from a microstrip line structure, a strip line structure and a coplanar waveguide structure. It is preferable to form a ground electrode on top.
【００１４】また、前記本発明の共振器の構成において
は、互いに平行に配置された２枚の接地面の間に配置さ
れた板状の導体からなるものが好ましい。また、前記本
発明の共振器の構成においては、導体にスリットを設け
るのが好ましく、この場合にはさらに、スリットを、共
振モードの電流方向と垂直に設けるのが好ましい。Further, in the structure of the resonator of the present invention, it is preferable that the resonator is composed of a plate-shaped conductor arranged between two ground planes arranged in parallel with each other. In the structure of the resonator of the present invention, it is preferable that the conductor is provided with a slit, and in this case, the slit is preferably provided perpendicular to the current direction of the resonance mode.
【００１５】また、本発明に係る高周波回路素子の第１
の構成は、前記本発明の共振器を備え、前記共振器を構
成する導体の外周上において、少なくとも１個の入出力
端子が前記共振器と結合しているものである。The first aspect of the high-frequency circuit element according to the present invention
In the above configuration, the resonator of the present invention is provided, and at least one input / output terminal is coupled to the resonator on the outer circumference of the conductor forming the resonator.
【００１６】また、前記高周波回路素子の第１の構成に
おいては、共振器を構成する導体の外周上で、前記共振
器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダイポー
ルモードのいずれか一方のモードのみが励振される互い
に相異なる２地点を入出力結合点１、２とし、前記入出
力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ前記共
振器と結合するのが好ましい。In the first configuration of the high-frequency circuit element, on the outer circumference of the conductor forming the resonator, one of two resonance modes of the resonator, one of the two dipole modes orthogonal to each other. It is preferable that two mutually different points where only one is excited are input / output coupling points 1 and 2, and that the input / output terminals are coupled to the resonator at the input / output coupling points 1 and 2, respectively.
【００１７】また、前記高周波回路素子の第１の構成に
おいては、共振器を構成する導体の外周上で、前記共振
器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダイポー
ルモードのいずれか一方のモードのみが励振される互い
に相異なる２地点を入出力結合点１、２とし、他方のモ
ードのみが励振される互いに相異なる２地点を入出力結
合点３、４とし、前記入出力結合点１〜４において、入
出力端子がそれぞれ前記共振器と結合するのが好まし
い。In the first configuration of the high-frequency circuit element, on the outer circumference of the conductor forming the resonator, one of two resonance modes of the resonator, one of the two dipole modes orthogonal to each other. Two points different from each other in which only one is excited are input / output coupling points 1 and 2, and two points different from each other in which only the other mode is excited are input / output coupling points 3 and 4. In 4, it is preferable that the input and output terminals are respectively coupled to the resonator.
【００１８】また、前記高周波回路素子の第１の構成に
おいては、共振器を構成する導体の外周上で、前記共振
器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダイポー
ルモードを同等に励振でき、かつ、互いに隣接する位置
関係にある２地点を入出力結合点１、２とし、前記入出
力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ前記共
振器と結合するのが好ましい。Further, in the first configuration of the high-frequency circuit element, two mutually orthogonal dipole modes of the resonance modes of the resonator can be equally excited on the outer circumference of the conductor forming the resonator. In addition, it is preferable that two points adjacent to each other are defined as input / output coupling points 1 and 2, and input / output terminals are coupled to the resonator at the input / output coupling points 1 and 2, respectively.
【００１９】また、前記高周波回路素子の第１の構成に
おいては、共振器を構成する導体の外周上で、前記共振
器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダイポー
ルモードを同等に励振でき、かつ、互いに対向する位置
関係にある２地点を入出力結合点１、２とし、前記入出
力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ前記共
振器と結合するのが好ましい。In the first structure of the high-frequency circuit element, two dipole modes, which are orthogonal to each other, of the resonance modes of the resonator can be equally excited on the outer circumference of the conductor forming the resonator. In addition, it is preferable that two points having a positional relationship facing each other be set as input / output coupling points 1 and 2, and that at the input / output coupling points 1 and 2, the input / output terminals are respectively coupled to the resonator.
【００２０】また、前記高周波回路素子の第１の構成に
おいては、共振器を構成する導体の外周上で、前記共振
器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダイポー
ルモードを同等に励振できる地点を入出力結合点１と
し、前記ダイポールモードのいずれか一方のモードのみ
が励振される地点を入出力結合点２、他方のモードのみ
が励振される地点を入出力結合点３とし、前記入出力結
合点１〜３において、前記入出力端子がそれぞれ前記共
振器と結合するのが好ましい。In the first configuration of the high-frequency circuit element, on the outer periphery of the conductor forming the resonator, a point where two mutually orthogonal dipole modes of the resonance modes of the resonator can be equally excited. Is the input / output coupling point 1, the point where only one of the dipole modes is excited is the input / output coupling point 2, and the point where only the other mode is excited is the input / output coupling point 3 It is preferable that the input / output terminals are coupled to the resonator at coupling points 1 to 3.
【００２１】また、本発明に係る高周波回路素子の第２
の構成は、前記本発明の共振器を複数個備え、前記共振
器が互いに結合しているものである。また、前記高周波
回路素子の第２の構成においては、共振器を構成する導
体の外周上で、前記共振器の共振モードのうち、２つの
互いに直交するダイポールモードを同等に励振でき、か
つ、互いに隣接する位置関係にある２地点を入出力結合
点１、２とし、複数個の前記共振器が前記入出力結合点
１、２を介して互いに直列に結合しており、かつ、前記
複数個の共振器のうちの両端に位置する共振器に属する
前記入出力結合点のうち、隣接する共振器と結合してい
ない方の結合点において、２つの入出力端子が前記両端
に位置する共振器とそれぞれ結合するのが好ましい。The second aspect of the high-frequency circuit element according to the present invention
In the above configuration, a plurality of the resonators of the present invention are provided, and the resonators are coupled to each other. Further, in the second configuration of the high-frequency circuit element, two mutually orthogonal dipole modes of the resonance modes of the resonator can be equally excited on the outer circumference of the conductor that configures the resonator, and the two dipole modes can be mutually excited. Two points adjacent to each other are defined as input / output coupling points 1 and 2, a plurality of the resonators are coupled in series via the input / output coupling points 1 and 2, and the plurality of resonators are coupled to each other in series. Of the input / output coupling points belonging to the resonators located at both ends of the resonator, at a coupling point that is not coupled to the adjacent resonator, two input / output terminals are connected to the resonators located at the both ends. It is preferable to bond each.
【００２２】また、前記高周波回路素子の構成において
は、入出力端子が伝送線路からなり、前記伝送線路の一
端が、共振器を構成する導体と容量性又は誘導性の結合
をしているのが好ましい。また、この場合には、伝送線
路の先端部分が、共振器を構成する導体の外周と間隙部
を挟んで対向することによって容量性の結合をしている
のが好ましく、さらには、伝送線路の先端部分の線路幅
を広げるのが好ましい。In the structure of the high-frequency circuit element, the input / output terminal is composed of a transmission line, and one end of the transmission line is capacitively or inductively coupled with a conductor forming the resonator. preferable. Further, in this case, it is preferable that the tip portion of the transmission line is capacitively coupled to the outer periphery of the conductor forming the resonator with a gap therebetween, and further, It is preferable to widen the track width at the tip portion.
【００２３】また、前記本発明の共振器又は前記本発明
の高周波回路素子の構成においては、導体材料として超
伝導体を用いるのが好ましい。In the structure of the resonator of the present invention or the high frequency circuit element of the present invention, it is preferable to use a superconductor as a conductor material.
【００２４】[0024]
【作用】前記本発明の共振器の構成によれば、基板上に
形成された導体からなり、縮退していない直交する２つ
のダイポールモードを共振モードとして有するものであ
るため、両モードを別々に利用することにより、１つの
共振器でありながら、共振周波数の異なる２つの共振器
として機能させることができるので、共振器回路の面積
の有効利用、すなわち、共振器の小型化を図ることがで
きる。According to the structure of the resonator of the present invention, since the conductor is formed on the substrate and two non-degenerate orthogonal dipole modes are used as resonance modes, both modes are separated. By using it, it is possible to make one resonator function as two resonators having different resonance frequencies, so that it is possible to effectively use the area of the resonator circuit, that is, to downsize the resonator. .
【００２５】また、前記本発明の共振器の構成におい
て、導体が滑らかな輪郭形状を有するという好ましい例
によれば、高周波電流が部分的に過度に集中して、信号
波が空間へ放射することはないので、放射損失の増大に
よるＱ値の低下を抑えることができ、その結果、高いＱ
（無負荷Ｑ）を実現することができる。また、高周波電
流が２次元的に均一に広がって分布するために、同じ電
力の高周波信号によって共振動作を行わせたときの最大
電流密度を低く抑えることができるので、大きな電力の
高周波信号を扱う場合にも、発熱等による導体材料の劣
化などの、高周波電流の過度の集中による悪影響を防止
することができ、その結果、さらに大きな電力の高周波
信号を扱うことが可能となる。According to a preferred example of the structure of the resonator of the present invention, in which the conductor has a smooth contour shape, the high frequency current is partially excessively concentrated and the signal wave is radiated into space. Therefore, it is possible to suppress a decrease in Q value due to an increase in radiation loss, resulting in a high Q value.
(No load Q) can be realized. Further, since the high-frequency current is evenly and two-dimensionally spread and distributed, the maximum current density when the resonance operation is performed by the high-frequency signal of the same power can be suppressed to a low level, so that a high-frequency signal of large power is handled. Also in this case, it is possible to prevent adverse effects due to excessive concentration of high-frequency current, such as deterioration of the conductor material due to heat generation, etc., and as a result, it is possible to handle high-frequency signals of even greater power.
【００２６】また、前記本発明の共振器の構成におい
て、導体の形状が楕円形状であるという好ましい例によ
れば、縮退していない直交する２つのダイポールモード
を共振モードとして有する共振器を容易に実現すること
ができる。According to a preferred example of the configuration of the resonator of the present invention, in which the conductor has an elliptical shape, a resonator having two degenerate orthogonal dipole modes as resonance modes can be easily prepared. Can be realized.
【００２７】また、前記本発明の共振器の構成におい
て、マイクロストリップ線路構造、ストリップ線路構造
及びコプレナー導波路構造から選ばれる構造を有すると
いう好ましい例によれば、以下のような利点がある。す
なわち、マイクロストリップ線路構造は、構造が簡単
で、かつ、他の回路との整合性も良い。また、ストリッ
プ線路構造は、放射損失が極めて小さいために、損失の
小さい高周波回路素子を実現することができる。また、
コプレナー導波路構造は、基板片面にグランドプレーン
を含めた全ての構造を作製することができるので、作製
プロセスを簡略化することができると共に、基板両面に
形成することが困難な高温超伝導薄膜を導体材料として
用いる場合に特に有用である。この場合、さらに、導体
の周囲の基板上に接地電極を形成するという好ましい例
によれば、電磁波が漏れ、動作の不安定化を防ぐことが
できるので、有効性が高い。Further, according to the preferable example of the structure of the resonator of the present invention, which has a structure selected from a microstrip line structure, a strip line structure and a coplanar waveguide structure, the following advantages can be obtained. That is, the microstrip line structure has a simple structure and has good compatibility with other circuits. Further, since the stripline structure has extremely small radiation loss, it is possible to realize a high-frequency circuit element with small loss. Also,
With the coplanar waveguide structure, all structures including the ground plane can be manufactured on one side of the substrate, so the manufacturing process can be simplified and high-temperature superconducting thin films that are difficult to form on both sides of the substrate can be formed. It is particularly useful when used as a conductor material. In this case, further, according to the preferable example in which the ground electrode is formed on the substrate around the conductor, it is possible to prevent electromagnetic waves from leaking and destabilize the operation, so that the effectiveness is high.
【００２８】また、前記本発明の共振器の構成におい
て、互いに平行に配置された２枚の接地面の間に配置さ
れた板状の導体からなるという好ましい例によれば、導
体の周囲が空気（あるいは、真空、適当な気体）等によ
って満たされているために、比誘電率の低い材料によっ
て囲まれた状態となり、その結果、共振器の特性インピ
ーダンスが上昇し、導体を流れる高周波電流を減少させ
ることができるので、共振器の損失を低減することがで
きる。Further, in the resonator of the present invention, according to a preferable example of the plate-shaped conductor arranged between two ground planes arranged in parallel to each other, the periphery of the conductor is air. Since it is filled with (or vacuum, a suitable gas), etc., it is surrounded by a material with a low relative permittivity, and as a result, the characteristic impedance of the resonator rises and the high-frequency current flowing through the conductor decreases. Therefore, the loss of the resonator can be reduced.
【００２９】また、前記本発明の共振器の構成におい
て、導体にスリットを設けるという好ましい例によれ
ば、スリットの方向や長さを変えることによって、２つ
の共振モードの共振周波数を変化させることができるの
で、共振器を作製した後にスリットを新たに形成する
か、あるいは既に形成されているスリットの長さを延ば
すことにより、２つの共振モードの共振周波数を微調整
することができる。この場合、さらに、スリットを、共
振モードの電流方向と垂直に設けるという好ましい例に
よれば、各共振モードに対してのみ、その共振周波数を
微調整することができるので、２つのモード間の周波数
差を簡単に微調整することができる。According to a preferred example of providing the slit in the conductor in the structure of the resonator of the present invention, the resonance frequencies of the two resonance modes can be changed by changing the direction and the length of the slit. Therefore, it is possible to finely adjust the resonance frequencies of the two resonance modes by forming a slit after forming the resonator or by extending the length of the slit that is already formed. In this case, further, according to the preferable example in which the slit is provided perpendicularly to the current direction of the resonance mode, the resonance frequency can be finely adjusted only for each resonance mode, so that the frequency between the two modes can be adjusted. The difference can be easily fine-tuned.
【００３０】また、前記本発明の高周波回路素子の第１
の構成において、共振器を構成する導体の外周上で、前
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードのいずれか一方のモードのみが励振され
る互いに相異なる２地点を入出力結合点１、２とし、前
記入出力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ
前記共振器と結合するという好ましい例によれば、入出
力端子間の透過特性が、励振されるモードの共振周波数
でピークとなる共振特性を示すため、前記入出力結合点
１、２における結合度を適当に設定することにより、本
高周波回路素子を帯域通過フィルターとして実用するこ
とができる。The first high-frequency circuit element of the present invention is also provided.
In the above configuration, on the outer circumference of the conductor that constitutes the resonator, two different points in which only one of the two dipole modes orthogonal to each other among the resonance modes of the resonator are excited are input and output. According to a preferred example in which the coupling points 1 and 2 are set and the input and output terminals are respectively coupled to the resonator at the input and output coupling points 1 and 2, the transmission characteristic between the input and output terminals is a resonance of the excited mode. The high frequency circuit element can be put to practical use as a band pass filter by appropriately setting the degree of coupling at the input / output coupling points 1 and 2 because it exhibits a resonance characteristic that peaks at a frequency.
【００３１】また、前記本発明の高周波回路素子の第１
の構成において、共振器を構成する導体の外周上で、前
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードのいずれか一方のモードのみが励振され
る互いに相異なる２地点を入出力結合点１、２とし、他
方のモードのみが励振される互いに相異なる２地点を入
出力結合点３、４とし、前記入出力結合点１〜４におい
て、入出力端子がそれぞれ前記共振器と結合するという
好ましい例によれば、前記入出力結合点１、２に結合さ
れた入出力端子間では一方のモードの共振周波数の共振
器として、前記入出力結合点３、４に結合された入出力
端子間では他方のモードの共振周波数の共振器として独
立に動作させることができるので、共振器の面積を有効
に利用することができ、その結果、素子の小型化を図る
ことができる。The first high frequency circuit element of the present invention is also provided.
In the above configuration, on the outer circumference of the conductor that constitutes the resonator, two different points in which only one of the two dipole modes orthogonal to each other among the resonance modes of the resonator are excited are input and output. The coupling points 1 and 2 are set, and two different points where only the other mode is excited are set to the input / output coupling points 3 and 4, and at the input / output coupling points 1 to 4, the input / output terminals are respectively coupled to the resonator. According to a preferred example of the above, between the input / output terminals coupled to the input / output coupling points 1 and 2, the input / output coupled to the input / output coupling points 3 and 4 serves as a resonator having a resonance frequency of one mode. Since it is possible to operate independently between the terminals as a resonator having the resonance frequency of the other mode, the area of the resonator can be effectively used, and as a result, the size of the element can be reduced.
【００３２】また、前記本発明の高周波回路素子の第１
の構成において、共振器を構成する導体の外周上で、前
記共振器の共振モードＡ、Ｂのうち、２つの互いに直交
するダイポールモード（共振周波数ｆA 、ｆB ）を同等
に励振でき、かつ、互いに隣接する位置関係にある２地
点を入出力結合点１、２とし、前記入出力結合点１、２
において、入出力端子がそれぞれ前記共振器と結合する
という好ましい例によれば、入出力端子間の入出力特性
が、異なる共振周波数ｆA 、ｆB を有する２つの共振器
が並列に接続された場合の特性と同じになるため、入出
力結合度を適当に設定することにより、帯域幅｜ｆA −
ｆB ｜の２段の帯域通過フィルターとして動作させるこ
とができる。そして、この２段の帯域通過フィルター
は、１つの導体に入出力端子を結合させるだけの簡単な
構成によって実現することができるので、素子の小型化
をも図ることができる。The first high frequency circuit device of the present invention is also provided.
In the above configuration, two mutually orthogonal dipole modes (resonance frequencies f A and f B ) of the resonance modes A and B of the resonator can be equally excited on the outer circumference of the conductor that constitutes the resonator, and , Two input and output connection points 1 and 2 which are adjacent to each other are defined as the input and output connection points 1 and 2.
According to a preferable example in which the input / output terminals are respectively coupled to the resonator, two resonators having different input / output characteristics between the input / output terminals and having resonance frequencies f A and f B are connected in parallel. Since the characteristics are the same as the case, the bandwidth | f A − can be set by appropriately setting the input / output coupling degree.
It can be operated as a two-stage band pass filter of f B |. Since the two-stage bandpass filter can be realized by a simple structure in which the input / output terminals are connected to one conductor, the size of the element can be reduced.
【００３３】また、前記本発明の高周波回路素子の第１
の構成において、共振器を構成する導体の外周上で、前
記共振器の共振モードＡ、Ｂのうち、２つの互いに直交
するダイポールモード（共振周波数ｆA 、ｆB ）を同等
に励振でき、かつ、互いに対向する位置関係にある２地
点を入出力結合点１、２とし、前記入出力結合点１、２
において、入出力端子がそれぞれ前記共振器と結合する
という好ましい例によれば、２つの共振器間の位相を反
転して並列に接続した場合と同じになるため、２つの共
振器の出力が互いに干渉し合い、周波数ｆA 、ｆB で透
過率が最大となり、周波数（ｆA ＋ｆB ）／２で透過率
が極小値をとるようなフィルター特性を有する高周波回
路素子を実現することができる。The first high frequency circuit device of the present invention is also provided.
In the above configuration, two mutually orthogonal dipole modes (resonance frequencies f A and f B ) of the resonance modes A and B of the resonator can be equally excited on the outer circumference of the conductor that constitutes the resonator, and , The two input and output connection points 1 and 2 which are in a positional relationship facing each other are defined as the input and output connection points 1 and 2.
According to a preferred example in which the input and output terminals are respectively coupled to the resonators, the phase becomes the same as when the phases of the two resonators are inverted and the two resonators are connected in parallel. It is possible to realize a high-frequency circuit element having filter characteristics that interfere with each other, maximize the transmittance at the frequencies f A and f B , and take the minimum value at the frequency (f A + f B ) / 2.
【００３４】また、前記本発明の高周波回路素子の第１
の構成において、共振器を構成する導体の外周上で、前
記共振器の共振モードＡ、Ｂのうち、２つの互いに直交
するダイポールモード（共振周波数ｆA 、ｆB ）を同等
に励振できる地点を入出力結合点１とし、前記ダイポー
ルモードのいずれか一方のモードＡ（共振周波数ｆA）
のみが励振される地点を入出力結合点２、他方のモード
Ｂ（共振周波数ｆB ）のみが励振される地点を入出力結
合点３とし、前記入出力結合点１〜３において、前記入
出力端子がそれぞれ前記共振器と結合するという好まし
い例によれば、前記入出力結合点１で前記共振器と結合
する入出力端子に高周波信号を入力したとき、上記高周
波信号の周波数ｆA 付近の周波数成分はモードＡと結合
し、周波数ｆB 付近の周波数成分はモードＢと結合す
る。そして、モードＡと結合した周波数成分は前記入出
力結合点２で前記共振器と結合する入出力端子に対して
のみ出力され、モードＢと結合した周波数成分は前記入
出力結合点３で前記共振器と結合する入出力端子に対し
てのみ出力される。従って、本高周波回路素子は、入力
信号の周波数成分を分離する分波器として機能する。こ
の分波器は、１つの導体からなる共振器のみを用いて実
現することができるので、素子の小型化をも図ることが
できる。また、前記入出力結合点２で前記共振器と結合
する入出力端子、及び前記入出力結合点３で前記共振器
と結合する入出力端子を信号入力に利用し、前記入出力
結合点１で前記共振器と結合する入出力端子を信号出力
に利用すれば、合波器として機能させることもできる。The first high frequency circuit element of the present invention is also provided.
In the above configuration, on the outer circumference of the conductor forming the resonator, a point at which two mutually orthogonal dipole modes (resonance frequencies f A and f B ) of the resonance modes A and B of the resonator can be equally excited. The input / output coupling point 1 is set, and one of the dipole modes A (resonance frequency f A )
The point at which only the excitation is performed is the input / output coupling point 2, and the point at which only the other mode B (resonance frequency f B ) is excited is the input / output coupling point 3. According to a preferred example in which the terminals are respectively coupled to the resonator, when a high frequency signal is input to the input / output terminals coupled to the resonator at the input / output coupling point 1, frequencies near the frequency f A of the high frequency signal. The component couples with mode A and the frequency components near frequency f B couple with mode B. The frequency component coupled to the mode A is output only to the input / output terminal coupled to the resonator at the input / output coupling point 2, and the frequency component coupled to the mode B is resonant at the input / output coupling point 3. Output only to the input / output terminals that are connected to the instrument. Therefore, the present high frequency circuit element functions as a duplexer that separates the frequency components of the input signal. This demultiplexer can be realized by using only a resonator composed of one conductor, so that the element can be downsized. The input / output coupling point 2 uses the input / output terminal coupled to the resonator and the input / output coupling point 3 couples the resonator to the input / output terminal for signal input. If an input / output terminal coupled to the resonator is used for signal output, it can also function as a multiplexer.
【００３５】また、前記本発明の高周波回路素子の第２
の構成によれば、前記本発明の共振器を複数個備え、前
記共振器が互いに結合していることにより、通過帯域と
阻止域との境界で、挿入損失のさらに急峻な変化を得る
ことができる。The second aspect of the high-frequency circuit device of the present invention is also provided.
According to the configuration of (1), since a plurality of the resonators of the present invention are provided and the resonators are coupled to each other, it is possible to obtain a sharper change of the insertion loss at the boundary between the pass band and the stop band. it can.
【００３６】また、前記高周波回路素子の第２の構成に
おいて、共振器を構成する導体の外周上で、前記共振器
の共振モードのうち、２つの互いに直交するダイポール
モードを同等に励振でき、かつ、互いに隣接する位置関
係にある２地点を入出力結合点１、２とし、複数個の前
記共振器が前記入出力結合点１、２を介して互いに直列
に結合しており、かつ、前記複数個の共振器のうちの両
端に位置する共振器に属する前記入出力結合点のうち、
隣接する共振器と結合していない方の結合点において、
２つの入出力端子が前記両端に位置する共振器とそれぞ
れ結合するという好ましい例によれば、各接合点におけ
る結合度、及び各導体の２つのダイポールモードの共振
周波数を適当に設定することにより、１段及び２段の帯
域通過フィルターの場合に比較して、さらに急峻な透過
特性を有する帯域通過フィルターを実現することができ
る。また、ｎ個の共振器を用いた場合には、２ｎ段の帯
域通過フィルターを構成することができるので、従来の
帯域通過フィルターに比べ、段数を増やした帯域通過フ
ィルターにおいても小型化を図ることができる。In the second structure of the high-frequency circuit element, two mutually orthogonal dipole modes among the resonance modes of the resonator can be equally excited on the outer circumference of the conductor forming the resonator, and , Two input and output coupling points 1 and 2 adjacent to each other are defined, a plurality of the resonators are coupled to each other in series via the input and output coupling points 1 and 2, and the plurality of resonators are connected to each other in series. Of the input / output coupling points belonging to the resonators located at both ends of the resonator,
At the coupling point that is not coupled to the adjacent resonator,
According to a preferable example in which the two input / output terminals are respectively coupled to the resonators located at the both ends, by appropriately setting the coupling degree at each junction and the two dipole mode resonance frequencies of each conductor, It is possible to realize a bandpass filter having steeper transmission characteristics as compared with the case of the one-stage and two-stage bandpass filters. Also, when n resonators are used, a 2n-stage bandpass filter can be configured, and therefore, the bandpass filter having an increased number of stages can be downsized as compared with the conventional bandpass filter. You can
【００３７】[0037]
【実施例】以下、実施例を用いて本発明をさらに具体的
に説明する。 （実施例１）図１は本発明に係る共振器の一実施例を示
す平面図である。図１に示すように、誘電体単結晶など
からなる基板１の上に、例えば真空蒸着とエッチングな
どを用いて金属膜からなる楕円形状の導体２を形成す
る。尚、必要に応じて、基板１の裏面にグランドプレー
ン１３を形成する（図１４参照）。EXAMPLES The present invention will be described in more detail below with reference to examples. (Embodiment 1) FIG. 1 is a plan view showing an embodiment of a resonator according to the present invention. As shown in FIG. 1, an elliptic conductor 2 made of a metal film is formed on a substrate 1 made of a dielectric single crystal or the like by using, for example, vacuum deposition and etching. A ground plane 13 is formed on the back surface of the substrate 1 as needed (see FIG. 14).
【００３８】このような構成において、適当な方法によ
って高周波信号を導体２に結合させれば、共振動作を行
わせることができ、共振器として動作させることができ
る。図１には、最も共振周波数の低い２つのモード（こ
こでは、モードＡ、モードＢと呼び、それぞれの共振周
波数をｆA 、ｆB とする）における高周波電流の流れる
方向を矢印で大まかに示した。このような共振モードの
電磁界やそれに伴う電位分布は計算によってある程度予
測することができる。ところで、これら２つのモード
Ａ、Ｂは、図１の矢印で示したように、電流の流れる方
向が楕円の直交した２つの軸方向を向いている。このよ
うなモードは、通常の円板型の共振器においては「ダイ
ポールモード」と呼ばれているものであるが、ここでも
同様の呼び方をする。これらダイポールモードは、同時
に独立して存在し得るため、共振器が２つ存在している
ように考えることもできる。ここで、もし、導体２が完
全な円形の場合には、２つのダイポールモードは縮退し
た状態にあり、２つのモードの共振周波数は全く等し
い。しかし、図１のような楕円形の場合には、両モード
は縮退しておらず、モードＡ、モードＢの共振周波数の
間に差が生じる。この両モードの共振周波数は、楕円の
長軸、短軸の長さから任意に設定することができる。そ
して、両モードを別々に利用することにより、１つの共
振器でありながら、共振周波数の異なる２つの共振器と
して機能させることができるので、共振器回路の面積の
有効利用、すなわち、共振器の小型化を図ることができ
る。In such a structure, if a high frequency signal is coupled to the conductor 2 by an appropriate method, a resonance operation can be performed and a resonator can be operated. In FIG. 1, the directions of the high-frequency currents in the two modes with the lowest resonance frequencies (herein, referred to as mode A and mode B, and the resonance frequencies thereof are f A and f B ) are roughly indicated by arrows. It was The electromagnetic field in the resonance mode and the potential distribution accompanying it can be predicted to some extent by calculation. By the way, in these two modes A and B, as shown by the arrows in FIG. 1, the direction of current flow is in the two axial directions of the ellipse orthogonal to each other. Such a mode is called a "dipole mode" in a normal disc type resonator, but the same name is used here. Since these dipole modes can exist independently at the same time, it can be considered that two resonators exist. Here, if the conductor 2 is a perfect circle, the two dipole modes are in a degenerate state, and the resonance frequencies of the two modes are exactly the same. However, in the case of an elliptical shape as shown in FIG. 1, both modes are not degenerate, and a difference occurs between the resonance frequencies of mode A and mode B. The resonance frequencies of both modes can be arbitrarily set from the lengths of the major axis and the minor axis of the ellipse. And, by using both modes separately, it is possible to function as two resonators having different resonance frequencies even though it is one resonator. Therefore, effective use of the area of the resonator circuit, that is, The size can be reduced.
【００３９】図２１に、導体２の面積を一定に保った場
合の短軸と長軸の比率（短軸長／長軸長）に対する両モ
ードの共振周波数の変化を真円の場合（短軸長／長軸長
＝１）と比較して示す。本発明の共振器においては、共
振周波数に差が生じることから、両ダイポールモード間
の結合は非常に小さく、両モードの共振周波数が非常に
近い場合（短軸長／長軸長≒１）を除けば、２つの共振
モードはほぼ独立して存在すると考えてよい。すなわ
ち、本発明において「縮退していない」と言う場合に
は、共振器の形状が実質的に対称形でないことを意味す
る。例えば、本実施例１のように楕円形状の共振器を用
いる場合、楕円率は０．１〜１であるのが好ましい。FIG. 21 shows a change in the resonance frequency of both modes with respect to the ratio of the short axis and the long axis (short axis length / long axis length) when the area of the conductor 2 is kept constant. Length / major axis length = 1). In the resonator of the present invention, since there is a difference in resonance frequency, coupling between both dipole modes is very small, and when the resonance frequencies of both modes are very close (minor axis length / major axis length ≈ 1). Except for this, it can be considered that the two resonance modes exist almost independently. That is, in the present invention, the term "non-degenerate" means that the shape of the resonator is not substantially symmetrical. For example, when an elliptical resonator is used as in Example 1, the ellipticity is preferably 0.1 to 1.
【００４０】ところで、従来の円板型共振器の場合に
は、高周波電流の分布が２次元的に比較的均一に広がる
ために、導体損失が小さく、かつ、放射損失の影響も少
ない。従って、同じ平面回路構造の他の形状の共振器や
通常の１／２波長共振器のような伝送線路共振器に比較
して、非常に高いＱ（無負荷Ｑ）を有する。一方、本発
明の共振器の場合には、図２１に示すように、モード
Ａ、モードＢ間の共振周波数に１０％の差をつけるのに
必要な長軸、短軸の長さの差は、約１０％程度でよいこ
とから、モード間の共振周波数差を非常に大きくしなけ
ればならない場合を除けば、実際的には円板型共振器の
場合とほぼ等しい電流分布を有すると予測することがで
きる。従って、本発明の共振器においても、高周波電流
が比較的均一に広がり、かつ、放射損失の影響が少ない
ため、非常に高いＱを実現することができる。By the way, in the case of the conventional disk resonator, the distribution of the high frequency current spreads two-dimensionally and relatively uniformly, so that the conductor loss is small and the influence of the radiation loss is small. Therefore, it has a very high Q (no-load Q) as compared with a resonator having another shape having the same planar circuit structure or a transmission line resonator such as a normal half-wave resonator. On the other hand, in the case of the resonator of the present invention, as shown in FIG. 21, the difference between the lengths of the major axis and the minor axis required to make a difference of 10% in the resonance frequency between modes A and B is Since about 10% is sufficient, it is predicted that the current distribution is practically almost equal to that of the disk-type resonator, except when the resonance frequency difference between modes must be very large. be able to. Therefore, also in the resonator of the present invention, the high-frequency current spreads relatively uniformly, and the influence of radiation loss is small, so that a very high Q can be realized.
【００４１】また、本発明の共振器において、高周波電
流が２次元的に広がって分布するということは、同じ電
力の高周波信号によって共振動作を行わせたときの最大
電流密度を低く抑えることができることを意味してい
る。このため、大きな電力の高周波信号を扱う場合に
も、発熱等による導体材料の劣化などの、高周波電流の
過度の集中による悪影響を防止することができ、その結
果、さらに大きな電力の高周波信号を扱うことが可能と
なる。In the resonator of the present invention, the fact that the high-frequency current is two-dimensionally spread and distributed means that the maximum current density when the resonance operation is performed by the high-frequency signal of the same power can be suppressed to be low. Means Therefore, even when handling a high-frequency signal of large power, it is possible to prevent adverse effects due to excessive concentration of the high-frequency current, such as deterioration of the conductor material due to heat generation, etc., and as a result, handling a high-frequency signal of higher power. It becomes possible.
【００４２】また、本発明の共振器の導体２の材料とし
て超伝導体を用いれば、さらに効果的である。一般に、
共振器の導体材料として超伝導体を用いれば、導体損失
が非常に小さくなり、共振器のＱ値を飛躍的に向上させ
ることができる。しかし、超伝導体を用いると、導体中
の最大の電流密度がその超伝導材料の有する高周波電流
に対する臨界電流密度の値を超えた場合に、超伝導性が
破壊されてしまい、共振器としての動作が不可能にな
る。前記したように、本発明の共振器では、最大電流密
度を低く抑えることができるため、導体２を超伝導体に
よって構成することにより、従来の構造の共振器よりも
大きな電力の高周波信号を扱うことが可能となり、その
結果、大電力の高周波信号に対しても高いＱ値を有する
共振器を実現することができるので、有効性が非常に高
い。It is even more effective if a superconductor is used as the material of the conductor 2 of the resonator of the present invention. In general,
If a superconductor is used as the conductor material of the resonator, the conductor loss becomes extremely small, and the Q value of the resonator can be dramatically improved. However, when a superconductor is used, when the maximum current density in the conductor exceeds the value of the critical current density for the high frequency current of the superconducting material, the superconductivity is destroyed and It becomes impossible to operate. As described above, in the resonator of the present invention, the maximum current density can be suppressed to a low level. Therefore, by forming the conductor 2 with a superconductor, a high-frequency signal having a power larger than that of the resonator having the conventional structure can be handled. This makes it possible to realize a resonator having a high Q value even for a high-power high-frequency signal, which is very effective.
【００４３】以上の本発明の共振器の有効性は、以下に
述べる本共振器を用いた高周波回路素子においても同様
に発揮されるものである。また、共振器のＱ値が高い場
合には、それを用いて高周波回路素子を構成した際に、
低損失化を図ることができるので、高周波回路素子に非
常に有効である。The effectiveness of the resonator of the present invention described above is similarly exhibited in the high frequency circuit element using the resonator described below. Also, when the Q value of the resonator is high, when a high frequency circuit element is constructed using it,
Since the loss can be reduced, it is very effective for a high frequency circuit element.
【００４４】（実施例２）図２に、本発明に係る共振器
を用いた高周波回路素子の一実施例を示す。図１の共振
器を実用に供するためには、適当な方法によって希望す
る共振モード（ダイポールモード）を励振し、期待され
る機能を発揮させる必要がある。希望するモードを励振
する方法としては、導体２の外周部３の適当な箇所にお
いて、入出力端子を導体２に結合させる方法が非常に簡
便であり、また、確実に希望するモードを励振すること
ができ有効である。ここでは、共振器のモードＡのみを
励振し、モードＢは励振されない位置を入出力結合点６
１、６２とし、これらの入出力結合点６１、６２に入出
力端子７１、７２が結合されている。そして、入出力端
子７１、７２の一方が高周波信号の入力側、他方が出力
側として用いられている。入出力結合点６１、６２の位
置は、楕円の対称軸が外周部３と交わるところに選べば
よく、各ダイポールモードで２カ所ずつ存在する。しか
し、導体２が任意の形状を有する場合に入出力結合点６
１、６２の位置を決定するには、容量性の結合方法（例
えば、コンデンサーなどを用いて接続する場合など）で
は、モードＡの電位分布を求め、それをもとに外周部３
で電位が最大（電流が０）となるところに設定すればよ
い。逆に、電流を励起する誘導性の結合方法（例えば、
タップなどのインダクタンスを有するものを用いて接続
する場合など）では、モードＡの電位分布を求め、それ
をもとに外周部３で電位が零（電流が最大）となるとこ
ろに設定すればよい。(Embodiment 2) FIG. 2 shows an embodiment of a high-frequency circuit device using the resonator according to the present invention. In order to put the resonator of FIG. 1 into practical use, it is necessary to excite a desired resonance mode (dipole mode) by an appropriate method so that the expected function can be exhibited. As a method for exciting the desired mode, it is very easy to connect the input / output terminal to the conductor 2 at an appropriate position on the outer peripheral portion 3 of the conductor 2, and it is necessary to surely excite the desired mode. It is possible and effective. Here, only the mode A of the resonator is excited, and the mode B is not excited.
1 and 62, and input / output terminals 71 and 72 are coupled to these input / output coupling points 61 and 62. One of the input / output terminals 71 and 72 is used as the input side of the high frequency signal and the other is used as the output side. The positions of the input / output coupling points 61 and 62 may be selected where the symmetry axis of the ellipse intersects the outer peripheral portion 3, and there are two positions in each dipole mode. However, when the conductor 2 has an arbitrary shape, the input / output coupling point 6
In order to determine the positions of 1 and 62, in the capacitive coupling method (for example, when connecting using a capacitor or the like), the potential distribution of the mode A is obtained, and the outer peripheral portion 3 is determined based on the potential distribution.
It may be set at a position where the potential becomes maximum (current is 0). Conversely, an inductive coupling method that excites a current (eg,
In the case of connection using an inductor having an inductance such as a tap), the potential distribution of the mode A is obtained, and the potential may be set to a position where the potential becomes zero (maximum current) in the outer peripheral portion 3 based on it. .
【００４５】このように構成した場合の入出力端子７
１、７２間の透過特性は、モードＡの共振周波数ｆA で
ピークとなる共振特性を示し、入出力結合点６１、６２
における結合度を適当に設定することにより、本高周波
回路素子を帯域通過フィルターとして実用することがで
きる。Input / output terminal 7 in the case of such a configuration
The transmission characteristic between 1 and 72 shows a resonance characteristic which has a peak at the resonance frequency f A of the mode A, and the input / output coupling points 61 and 62
By properly setting the degree of coupling in, the present high-frequency circuit element can be used as a bandpass filter.
【００４６】（実施例３）図３に、本発明に係る共振器
を用いた高周波回路素子の他の実施例を示す。図２の構
成に加え、モードＢのみを励振し、モードＡは励振され
ない位置を入出力結合点６３、６４とし、これらの入出
力結合点６３、６４に入出力端子７３、７４が結合され
ている。上記したように、モードＡとモードＢは縮退し
ていないため、両モード間の結合が生じることはほとん
どない。従って、入出力端子７１、７２間では共振周波
数ｆA の共振器として、入出力端子７３、７４間では共
振周波数ｆB の共振器として独立に動作させることがで
きるので、本発明の高周波回路素子は、既に述べた本発
明の共振器の利点を有するのに加え、共振器の面積を有
効に利用することができ、その結果、素子の小型化を図
ることができる。(Embodiment 3) FIG. 3 shows another embodiment of a high-frequency circuit device using the resonator according to the present invention. In addition to the configuration of FIG. 2, only the mode B is excited and the mode A is not excited at the input / output coupling points 63 and 64, and the input / output terminals 73 and 74 are coupled to these input / output coupling points 63 and 64. There is. As described above, the mode A and the mode B are not degenerate, so that coupling between the two modes hardly occurs. Therefore, since the resonator having the resonance frequency f A can be independently operated between the input / output terminals 71 and 72, and the resonator having the resonance frequency f B can be independently operated between the input / output terminals 73 and 74. Therefore, the high frequency circuit device of the present invention can be operated. In addition to having the advantages of the resonator of the present invention described above, the area of the resonator can be effectively used, and as a result, the size of the element can be reduced.
【００４７】（実施例４）図４に、本発明に係る共振器
を用いた高周波回路素子のさらに他の実施例を示す。図
３の入出力結合点６１〜６４のうち、隣接する２つの入
出力結合点の真ん中辺り（例えば、入出力結合点６１と
６３の真ん中辺りの位置）で、ちょうど、モードＡとモ
ードＢが同等に励振できる位置が、合計４箇所存在す
る。図４の高周波回路素子では、これら両モードを同等
に励振できる外周上の４箇所のうち、隣接する２箇所を
入出力結合点６１、６２とし、これらの入出力結合点６
１、６２に入出力端子７１、７２が結合されている。こ
の場合の入出力端子７１、７２間の入出力特性は、共振
周波数ｆA と共振周波数ｆB の２つの共振器が並列に接
続された場合の特性と同じになるため、入出力結合度を
適当に設定することにより、帯域幅｜ｆA −ｆB ｜の２
段の帯域通過フィルターとして動作させることができ
る。一般に利用されている２段の帯域通過フィルター
は、２つの１／２波長伝送線路共振器を結合して構成さ
れるのに対し、本発明の高周波回路素子は、１つの楕円
型導体２に入出力端子７１、７２を結合させるだけの簡
単で小型な構成によって実現することができる。また、
本発明の共振器は通常の１／２波長伝送線路型共振器に
比して高いＱ値を有することから、フィルターの小型化
だけでなく、低損失化をも図ることができる。(Embodiment 4) FIG. 4 shows still another embodiment of the high-frequency circuit device using the resonator according to the present invention. Of the input / output coupling points 61 to 64 in FIG. 3, the mode A and the mode B are exactly in the middle of two adjacent input / output coupling points (for example, the positions in the middle of the input / output coupling points 61 and 63). There are four positions that can be excited equally. In the high-frequency circuit element of FIG. 4, of the four locations on the outer circumference where both modes can be equally excited, two adjacent locations are designated as input / output coupling points 61 and 62, and these input / output coupling points 6
Input / output terminals 71, 72 are coupled to the terminals 1, 62. In this case, the input / output characteristic between the input / output terminals 71 and 72 is the same as the characteristic when two resonators of the resonance frequency f A and the resonance frequency f B are connected in parallel, and therefore the input / output coupling degree is With proper setting, the bandwidth | f A −f B |
It can be operated as a band pass filter in stages. While a generally used two-stage band pass filter is constructed by coupling two half-wavelength transmission line resonators, the high frequency circuit element of the present invention is inserted in one elliptical conductor 2. This can be realized by a simple and compact structure in which the output terminals 71 and 72 are simply combined. Also,
Since the resonator of the present invention has a high Q value as compared with a normal half-wavelength transmission line type resonator, not only the filter can be downsized, but also the loss can be reduced.
【００４８】（実施例５）図５に、本発明に係る共振器
を用いた高周波回路素子のさらに他の実施例を示す。本
構成の高周波回路素子では、モードＡとモードＢが同等
に励振できる導体２の外周部３の４つの入出力結合点の
うち、互いに対向する位置にある２つの点を入出力結合
点６１、６２としている。本構成においても、図４の構
成と同様に、共振周波数ｆA と共振周波数ｆB の２つの
共振器が並列に接続された場合と同じになるが、図４の
場合と異なり、２つの共振器間の位相を反転して並列に
接続したことになるため、２つの共振器の出力が互いに
干渉し合い、周波数ｆA 、ｆ B で透過率が最大となり、
周波数（ｆA ＋ｆB ）／２で透過率が極小値をとるよう
なフィルター特性を有する高周波回路素子を実現するこ
とができる。(Embodiment 5) FIG. 5 shows a resonator according to the present invention.
Another embodiment of the high-frequency circuit element using is shown. Book
In the high-frequency circuit element of the configuration, mode A and mode B are equivalent
Of the four input / output coupling points on the outer periphery 3 of the conductor 2 that can be excited to
Of these, two points that are opposite to each other are connected to the input / output.
The points are 61 and 62. Also in this configuration, the structure of FIG.
The resonance frequency fAAnd the resonance frequency fBTwo of
This is the same as when the resonators are connected in parallel.
Unlike the case, the phase between the two resonators is reversed and paralleled.
Since they are connected, the outputs of the two resonators are
Interfere with each other and frequency fA, F BThe maximum transmittance,
Frequency (fA+ FB) / 2 so that the transmittance has a minimum value
To realize high-frequency circuit elements with excellent filter characteristics
You can
【００４９】（実施例６）図６に、本発明に係る共振器
を用いた高周波回路素子のさらに他の実施例を示す。図
６において、共振器の２つのダイポールモード（モード
Ａ、モードＢ）を同等に励振する位置を入出力結合点６
１とし、モードＡのみを励振する位置を入出力結合点６
２、モードＢのみを励振する位置を入出力結合点６３と
する。そして、各入出力結合点６１〜６３に入出力端子
７１〜７３がそれぞれ結合されている。この構成におい
て、入出力端子７１に高周波信号を入力すれば、上記高
周波信号の周波数ｆA 付近の周波数成分はモードＡと結
合し、周波数ｆB 付近の周波数成分はモードＢと結合す
る。そして、モードＡに結合した周波数成分は入出力端
子７２に対してのみ出力され、モードＢと結合した周波
数成分は入出力端子７３に対してのみ出力される。従っ
て、本発明の高周波回路素子は、入力信号の周波数成分
を分離する分波器として機能する。また、入出力端子７
２、７３を信号入力に、入出力端子７１を信号出力に利
用すれば、合波器として機能させることもできる。従来
の分波器では少なくとも２つの共振器を用いる必要があ
ったが、本発明の高周波回路素子では１つの楕円型導体
からなる共振器のみを用いて実現することができ、その
結果、既に述べた本発明の共振器の有する利点に加え、
装置の小型化をも図ることができる。(Embodiment 6) FIG. 6 shows still another embodiment of the high-frequency circuit device using the resonator according to the present invention. In FIG. 6, the position at which the two dipole modes (mode A and mode B) of the resonator are equally excited is the input / output coupling point 6
1 and the position to excite only mode A is the input / output connection point 6
2. The input / output coupling point 63 is the position where only mode B is excited. Input / output terminals 71 to 73 are connected to the input / output connection points 61 to 63, respectively. In this arrangement, by inputting a high-frequency signal to the input terminal 71, the frequency component near frequency f A of the high frequency signal is combined with the mode A, the frequency component near frequency f B binds to mode B. The frequency component coupled to mode A is output only to the input / output terminal 72, and the frequency component coupled to mode B is output only to the input / output terminal 73. Therefore, the high frequency circuit element of the present invention functions as a duplexer that separates the frequency components of the input signal. Also, the input / output terminal 7
By using 2, 73 for signal input and the input / output terminal 71 for signal output, it is possible to function as a multiplexer. Although it is necessary to use at least two resonators in the conventional duplexer, the high-frequency circuit element of the present invention can be realized by using only a resonator composed of one elliptic conductor, and as a result, it has already been described. In addition to the advantages of the resonator of the present invention,
It is possible to reduce the size of the device.
【００５０】（実施例７）上記実施例２〜６において
は、単一の楕円型導体からなる共振器を用いて高周波回
路素子を構成した場合について説明したが、複数個の共
振器を組み合わせることによっても新規な高周波回路素
子を構成することができる。図４の高周波回路素子が２
段の帯域通過フィルターとして動作することは既に述べ
たが、通過帯域と阻止域との境界で、挿入損失のさらに
急峻な変化を要求する場合には、フィルターの段数を増
やす必要がある。(Embodiment 7) In the above Embodiments 2 to 6, the case where the high frequency circuit element is constituted by using the resonator made of a single elliptic conductor has been described, but a combination of a plurality of resonators is used. Also, a novel high frequency circuit element can be constructed. The high frequency circuit element of FIG.
Although it has already been described that the filter operates as a band-pass filter of stages, it is necessary to increase the number of stages of the filter when a sharper change in insertion loss is required at the boundary between the pass band and the stop band.
【００５１】図７に、複数個の楕円型導体からなる共振
器を用いた２段以上の帯域通過フィルターの一実施例を
示す。ここでは、３つの導体２１〜２３を用いて、６段
の帯域通過フィルターを構成した。図７の導体２１〜２
３では、２つのダイポールモードを同等に励振できる外
周上の４箇所のうち、隣接する２箇所を結合点８１〜８
６としている。そして、両端の導体２１、２３では、結
合点８１、８６に入出力端子７１、７２がそれぞれ結合
されている。また、導体２１、２３は、結合点８２〜８
５を介して導体２２と直接結合されている。この構成
で、結合点８１〜８６の結合度、及び導体２１〜２３の
２つのダイポールモードの共振周波数（ｆ A 、ｆB ）を
適当に設定すれば、１段及び２段の帯域通過フィルター
の場合に比較して、さらに急峻な透過特性を有する帯域
通過フィルターを構成することができる。FIG. 7 shows a resonance composed of a plurality of elliptical conductors.
Of one or more bandpass filters using a filter
Show. Here, three conductors 21 to 23 are used to form 6 stages.
The bandpass filter of was constructed. Conductors 21-2 of FIG.
In 3, the two dipole modes can be excited equally.
Of the four points on the circumference, two adjacent points are connected to the connecting points 81 to
6 is set. The conductors 21 and 23 at both ends are connected.
Input / output terminals 71 and 72 are connected to junction points 81 and 86, respectively.
Has been done. In addition, the conductors 21 and 23 are connected to the connecting points 82 to 8
It is directly connected to the conductor 22 via 5. This configuration
Then, the coupling degree of the coupling points 81 to 86 and the coupling degree of the conductors 21 to 23
Resonance frequency of two dipole modes (f A, FB)
One-stage and two-stage bandpass filters if set appropriately
Bands with even steeper transmission characteristics compared to
A pass filter can be constructed.
【００５２】尚、本実施例７においては、６段の帯域通
過フィルターを例に挙げて説明したが、必ずしも６段に
限定されるものではなく、さらに段数を増やしてもよ
い。一般に、ｎ個の共振器を用いた場合には、２ｎ段の
帯域通過フィルターを構成することができる。従って、
本発明の高周波回路素子の構造を採用すれば、従来の帯
域通過フィルターに比べ、段数を増やした帯域通過フィ
ルターにおいても小型化を図ることができる。In the seventh embodiment, a bandpass filter having six stages has been described as an example. However, the number of stages is not limited to six, and the number of stages may be increased. Generally, when n resonators are used, a 2n-stage bandpass filter can be constructed. Therefore,
By adopting the structure of the high-frequency circuit element of the present invention, it is possible to reduce the size of the bandpass filter having the increased number of stages as compared with the conventional bandpass filter.
【００５３】（実施例８）図８に、本発明に係る共振器
のさらに他の実施例を示す。図８に示すように、導体２
には、その中央部にスリット１５が設けられている。こ
の場合にも同様に、導体２は共振器として動作する。そ
して、スリット１５の方向や長さを変えることにより、
２つの共振モードの共振周波数を変化させることができ
る。従って、共振器を作製した後にスリット１５を新た
に形成するか、あるいは既に形成されているスリット１
５の長さを延ばすことにより、２つの共振モードの共振
周波数を微調整することが可能となる。スリット１５の
方向と一方の共振モードの電流方向とが一致している場
合（図８ではモードＡの場合）には、スリット１５の存
在はモードの電流分布に影響を与えないため、共振周波
数にもほとんど影響を与えないが、他方のモード（図８
ではモードＢ）の電流分布はスリット１５によって大き
く影響されるため、共振周波数も変化する。実際には、
スリット１５の長さを長くすれば、共振周波数が低下す
る方向に変化する。従って、スリット１５をどちらか一
方のモードの電流方向に垂直な方向に作製することによ
り、そのモードに対してのみ、その共振周波数を微調整
することができ、２つのモード間の周波数差の微調整な
どを容易に行うことができる。また、２本のスリットを
両モードの電流方向に対して、それぞれ垂直となるよう
形成すれば、２つのモードを個別に微調整することがで
きる。通常、円板型共振器において共振周波数を変える
には、円板の半径を変える必要があり、共振器作製後に
共振周波数を微調整することは非常に困難であった。し
かし、本発明の構成を採用すれば、共振器作製後に適当
な長さと方向のスリットを形成することによって、２つ
の共振モードの共振周波数をそれぞれ別々に微調整する
ことが可能となるので、実用上有用である。(Embodiment 8) FIG. 8 shows still another embodiment of the resonator according to the present invention. As shown in FIG. 8, the conductor 2
Is provided with a slit 15 at the center thereof. In this case as well, the conductor 2 similarly operates as a resonator. And by changing the direction and length of the slit 15,
The resonance frequencies of the two resonance modes can be changed. Therefore, after forming the resonator, the slit 15 is newly formed, or the slit 1 which has already been formed is formed.
By extending the length of 5, the resonance frequencies of the two resonance modes can be finely adjusted. When the direction of the slit 15 and the current direction of one resonance mode match (in the case of mode A in FIG. 8), the presence of the slit 15 does not affect the current distribution of the mode, and therefore the resonance frequency does not change. Has almost no effect, but the other mode (Fig. 8
Then, since the current distribution in mode B) is greatly affected by the slit 15, the resonance frequency also changes. actually,
When the length of the slit 15 is increased, the resonance frequency changes in the direction of decreasing. Therefore, by making the slit 15 in a direction perpendicular to the current direction of one of the modes, the resonance frequency can be finely adjusted only for that mode, and the frequency difference between the two modes can be finely adjusted. Adjustment and the like can be easily performed. Further, if the two slits are formed so as to be perpendicular to the current directions of both modes, the two modes can be finely adjusted individually. Usually, in order to change the resonance frequency in the disk resonator, it is necessary to change the radius of the disk, and it is very difficult to finely adjust the resonance frequency after manufacturing the resonator. However, if the configuration of the present invention is adopted, it is possible to finely adjust the resonance frequencies of the two resonance modes separately by forming slits of appropriate length and direction after the resonator is manufactured. Above useful.
【００５４】（実施例９）共振器がマイクロストリップ
線路構造あるいはストリップ線路構造を有する場合に
は、図９に示すように、共振器を構成する導体２の周囲
に接地電極１６を形成して利用することも可能である。
このような構成を採用すれば、電磁波が漏れ、動作の不
安定化を防ぐことができるので、有効性が高い。特に、
導体２の材料に超伝導体などの損失の小さい材料を用い
た場合などは、非常に僅かな漏れの影響が特性に大きな
影響を与えることが多いので、このような場合に本構成
の有効性が特に大きい。尚、本構成において入出力を行
う場合には、接地電極１６に部分的に切れ目を入れ、入
出力端子を導体２に導けばよい（図１８（ａ）参照）。(Embodiment 9) When the resonator has a microstrip line structure or a strip line structure, a ground electrode 16 is formed around the conductor 2 forming the resonator as shown in FIG. It is also possible to do so.
By adopting such a configuration, it is possible to prevent electromagnetic waves from leaking and destabilize the operation, so that the effectiveness is high. In particular,
When a material with a small loss such as a superconductor is used as the material of the conductor 2, the effect of a very small leakage often greatly affects the characteristics. Is especially large. When inputting and outputting in this configuration, it is sufficient to make a cut in the ground electrode 16 and lead the input / output terminal to the conductor 2 (see FIG. 18A).
【００５５】（実施例１０）入出力端子と共振器を構成
する導体とを結合する方法としては、容量性の結合又は
誘導性の結合の２通りの結合方法のいずれかを利用する
のが有効である。図１０に、容量性結合を利用した場合
の一実施例を示す。この場合には、入出力端子７１、７
２を伝送線路で構成し、間隙部１０におけるキャパシタ
ンスによって容量性結合を実現している。このような容
量性結合は、大きな外部Ｑを実現することができるた
め、共振器のＱ値（無負荷Ｑ）が大きい場合に整合がと
り易く、有効である。また、このような間隙による結合
の他に、容量性の個別部品（コンデンサー等）を用い、
入出力端子７１、７２と導体２の外周部３とを直接接続
することによっても、容量性結合を実現することができ
る。図１１に、誘導性結合を利用した場合の一実施例を
示す。この場合には、タップ１１の部分におけるインダ
クタンスよって誘導性結合を実現している。このような
誘導性の結合は、小さな外部Ｑを実現することができる
ため、共振器のＱ値（無負荷Ｑ）が小さい場合に整合が
とり易く、有効である。また、このようなタップ１１に
よる結合の他に、誘導性の個別部品（コイル等）や適当
な長さの細いリード線を用い、入出力端子７１、７２と
導体２の外周部３とを直接接続することによっても、誘
導性結合を実現することができる。(Embodiment 10) As a method of coupling the input / output terminal and the conductor forming the resonator, it is effective to use either of two coupling methods, capacitive coupling or inductive coupling. Is. FIG. 10 shows an example in which capacitive coupling is used. In this case, the input / output terminals 71, 7
2 is composed of a transmission line, and the capacitance in the gap 10 realizes capacitive coupling. Since such a capacitive coupling can realize a large external Q, it is effective because the matching can be easily achieved when the Q value (no-load Q) of the resonator is large. Also, in addition to the coupling by such a gap, capacitive individual components (capacitor, etc.) are used,
Capacitive coupling can also be realized by directly connecting the input / output terminals 71, 72 and the outer peripheral portion 3 of the conductor 2. FIG. 11 shows an example in which inductive coupling is used. In this case, inductive coupling is realized by the inductance in the portion of the tap 11. Since such an inductive coupling can realize a small external Q, it is effective because the matching can be easily performed when the Q value (unloaded Q) of the resonator is small. In addition to such coupling by the tap 11, inductive individual components (coil or the like) and thin lead wires having an appropriate length are used to directly connect the input / output terminals 71 and 72 and the outer peripheral portion 3 of the conductor 2. The inductive coupling can also be realized by connecting them.
【００５６】（実施例１１）図１０において、大きな入
出力結合度を必要とする場合には、間隙部１０の間隔を
小さくすればよいが、作製精度や大電力を用いた場合の
放電などの問題により、限界がある。この場合には、図
１２に示すように、結合部分で入出力端子７１、７２で
ある伝送線路の先端部１７を広げた構成を採用すること
により、大きな入出力結合度を必要とする場合でも、間
隙部１０の間隔を小さくする必要がないので、上記問題
を解消することができる。(Embodiment 11) In FIG. 10, when a large degree of input / output coupling is required, the gap of the gap portion 10 may be made small, but the manufacturing precision and the discharge in the case of using a large electric power, etc. There are limits due to problems. In this case, as shown in FIG. 12, even if a large degree of input / output coupling is required by adopting a configuration in which the tip portion 17 of the transmission line that is the input / output terminals 71 and 72 is widened at the coupling portion. Since it is not necessary to reduce the distance between the gap portions 10, the above problem can be solved.
【００５７】（実施例１２）上記実施例１〜１１におい
ては、共振器として楕円型導体からなる共振器を用いた
場合を例に挙げて説明したが、適用する用途によっては
必ずしも楕円型導体を用いる必要はなく、図１３に示す
ような任意形状の導体１２からなる平面回路共振器であ
っても、共振モードとして縮退していない２つの直交す
るダイポールモードを有していれば、基本的には同様の
動作を行わせることができる。但し、導体１２の輪郭形
状が滑らかでない場合には、高周波電流が部分的に過度
に集中し、損失の増大によってＱ値が低下したり、大電
力の高周波信号を与えたときに問題が生じる可能性があ
る。従って、楕円型以外の形状の場合には、滑らかな輪
郭形状を有する導体１２によって共振器を構成すること
により、有効性をさらに高めることができる。(Embodiment 12) In the above Embodiments 1 to 11, the case where the resonator made of an elliptical conductor is used as the resonator has been described as an example. However, depending on the application, the elliptical conductor may not necessarily be used. It is not necessary to use it, and even a planar circuit resonator composed of a conductor 12 having an arbitrary shape as shown in FIG. 13 basically has two orthogonal dipole modes that are not degenerate as resonance modes. Can perform the same operation. However, if the contour shape of the conductor 12 is not smooth, the high-frequency current is partially excessively concentrated, and the Q value decreases due to an increase in loss, or a problem may occur when a high-power high-frequency signal is applied. There is a nature. Therefore, in the case of a shape other than the elliptical shape, the effectiveness can be further enhanced by configuring the resonator with the conductor 12 having a smooth contour shape.
【００５８】（実施例１３）本発明の共振器及び高周波
回路素子においては、共振器の接地面を含めた構造とし
て、図１４、図１５、図１６に示すようなマイクロスト
リップ線路構造、ストリップ線路構造、コプレナー導波
路構造のどの構造を用いても、同様の優れた特徴を発揮
させることができる。この中で、マイクロストリップ線
路構造（図１４）は、放射に伴う損失が比較的大きい
が、構造が簡単で一般に最も広く用いられており、他の
回路との整合性が良い。ストリップ線路構造（図１５）
は、構造が複雑ではあるが、放射損失が極めて小さいた
め、損失の小さな高周波回路素子を実現することができ
る。コプレナー導波路構造（図１６）は、基板片面にグ
ランドプレーン１３を含めた全ての構造を作製すること
ができるため、作製プロセスを簡略化することができ
る。これは、基板両面に形成することが困難な高温超伝
導薄膜を導体材料として用いる場合に特に有用である。(Embodiment 13) In the resonator and the high frequency circuit element of the present invention, the structure including the ground plane of the resonator has a microstrip line structure and a strip line as shown in FIGS. 14, 15 and 16. Even if any of the structure and the coplanar waveguide structure is used, the same excellent characteristics can be exhibited. Among them, the microstrip line structure (FIG. 14) has a relatively large loss due to radiation, but has a simple structure, is generally most widely used, and has good compatibility with other circuits. Strip line structure (Fig. 15)
Although has a complicated structure, since the radiation loss is extremely small, it is possible to realize a high-frequency circuit element with small loss. Since the coplanar waveguide structure (FIG. 16) can manufacture all structures including the ground plane 13 on one surface of the substrate, the manufacturing process can be simplified. This is particularly useful when a high-temperature superconducting thin film, which is difficult to form on both surfaces of the substrate, is used as a conductor material.
【００５９】また、本発明の共振器及び高周波回路素子
としては、図１７に示すように、導体２を２つの相対向
する導体面１４、１４間に配置する構造を用いることも
できる。この構造は、図１５のストリップ線路構造に近
いが、図１５の基板１は存在せず、導体２が空間に浮か
んでいる構造となっている。この場合、導体２の周囲
は、空気（あるいは、真空、適当な気体）等で満たされ
るために、比誘電率の低い材料によって囲まれているこ
とになる。このため、共振器の特性インピーダンスが上
昇し、導体２を流れる高周波電流を減少させることがで
きるので、共振器の損失が小さくなる。従って、高いＱ
値を実現するためには、最も望ましい構成である。尚、
導体２を導体面１４、１４間に固定するには、テフロン
等の誘電率の低い材料によって固定する方法が有効であ
る。Further, as the resonator and the high frequency circuit element of the present invention, as shown in FIG. 17, it is possible to use a structure in which the conductor 2 is arranged between two conductor surfaces 14 and 14 facing each other. This structure is similar to the strip line structure of FIG. 15, but the substrate 1 of FIG. 15 does not exist, and the conductor 2 floats in the space. In this case, the circumference of the conductor 2 is filled with air (or vacuum, a suitable gas) or the like, and thus is surrounded by a material having a low relative dielectric constant. Therefore, the characteristic impedance of the resonator is increased, and the high frequency current flowing through the conductor 2 can be reduced, so that the loss of the resonator is reduced. Therefore, high Q
This is the most desirable configuration for realizing the value. still,
In order to fix the conductor 2 between the conductor surfaces 14 and 14, it is effective to fix it with a material having a low dielectric constant such as Teflon.
【００６０】今まで説明した本発明の高周波回路素子で
は、導体材料として金属薄膜を想定しているが、必ずし
も金属薄膜に限定されるものではなく、例えば超伝導体
薄膜を用いることもできる。超伝導体は、金属に比べて
はるかに損失が小さいことから、Ｑの非常に大きな共振
器を構成することができ、本発明の高周波回路素子にお
いても、超伝導体の利用は有効である。しかし、超伝導
体では、臨界電流密度の値を超えて超伝導電流を流すこ
とはできない。このことは、大きな電力の高周波信号を
扱う場合に問題となる。本発明の高周波回路素子では、
楕円型導体による共振器を用いているために、高周波電
流の分布が２次元的に、また、比較的均一に広がるの
で、同じ電力の高周波信号を扱った場合の最大電流密度
は、例えば１／２波長伝送線路共振器等よりも小さくな
る。このため、同じ臨界電流密度を有する超伝導体によ
って共振器を構成した場合、本発明の共振器では、さら
に大きな電力の高周波信号を扱うことが可能となる。従
って、本発明の高周波回路素子においても、その導体部
分に超伝導体を用いることにより、大電力の高周波信号
に対しても優れた特性を有する高周波回路素子を実現す
ることができる。In the high-frequency circuit element of the present invention described so far, a metal thin film is assumed as the conductor material, but the material is not necessarily limited to the metal thin film, and for example, a superconductor thin film can be used. Since the loss of the superconductor is much smaller than that of metal, it is possible to form a resonator having a very large Q, and the use of the superconductor is effective also in the high frequency circuit device of the present invention. However, in a superconductor, the superconducting current cannot flow beyond the value of the critical current density. This poses a problem when handling high-power high-frequency signals. In the high frequency circuit element of the present invention,
Since the resonator using the elliptic conductor is used, the distribution of the high-frequency current spreads two-dimensionally and relatively uniformly, so that the maximum current density when handling high-frequency signals of the same power is, for example, 1 / It is smaller than a two-wavelength transmission line resonator. Therefore, when the resonator is composed of superconductors having the same critical current density, the resonator of the present invention can handle a high-frequency signal of even higher power. Therefore, also in the high-frequency circuit element of the present invention, by using the superconductor in the conductor portion, it is possible to realize a high-frequency circuit element having excellent characteristics even for a high-power high-frequency signal.
【００６１】＜具体的実施例＞以下に、具体的実施例を
挙げて本発明をさらに詳細に説明する。図１８に、本実
施例で作製した高周波回路素子（フィルター）の構成を
示す。所望の特性は中心周波数が５ＧＨｚ、帯域幅が約
２％となるように設計した。作製方法は以下のとおりで
ある。まず、寸法１２ｍｍ×１２ｍｍ、厚さ０．５ｍｍ
のランタンアルミナ（ＬａＡｌＯ3 ）単結晶からなる基
板１の両面上に、真空蒸着法によって厚さ１０ｎｍのチ
タン薄膜と厚さ１μｍの金薄膜とを順に積層することに
より、２層構造の導体薄膜を形成した。ここで、チタン
薄膜は、金薄膜と基板との間の密着性を向上させるため
のものである。次いで、フォトリソグラフィーとアルゴ
ンイオンビームエッチングの手法により、一方の面上の
導体薄膜を、楕円型導体２と入力端子部７１、７２と接
地電極１６とにパターン化した。基板１の裏面の導体薄
膜はそのままグランドプレーン１３として用いた。パタ
ーン形状は、楕円型導体２の長軸径が７ｍｍ、短軸径が
６．８６ｍｍ、入出力端子７１、７２の線路幅が０．１
５ｍｍである。また、入出力端子７１、７２の先端部１
７においては、線路幅を１．２２ｍｍまで広げ、導体２
との間に２０μｍの間隙を置いて容量性結合を行った。
尚、接地電極１６と導体２及び入出力端子７１、７２と
の間には約１ｍｍの間隔を置いている。マイクロ波特性
の測定には、ＨＰ−８５１０Ｂネットワークアナライザ
ー（ヒューレットパッカード社製）を用いた。図１９
に、上記のようにして作製したフィルターの周波数応答
特性を示す。図１９から明らかなように、このフィルタ
ーは２段の帯域通過型フィルターの特性を示しており、
本発明の有効性が確認された。<Specific Examples> The present invention will be described in more detail with reference to specific examples. FIG. 18 shows the configuration of the high frequency circuit element (filter) manufactured in this example. The desired characteristics were designed so that the center frequency was 5 GHz and the bandwidth was about 2%. The manufacturing method is as follows. First, size 12mm x 12mm, thickness 0.5mm
A 10-nm thick titanium thin film and a 1-μm thick gold thin film are laminated in this order on both sides of the substrate 1 made of lanthanum alumina (LaAlO 3 ) single crystal to form a two-layer structure conductor thin film. Formed. Here, the titanium thin film is for improving the adhesion between the gold thin film and the substrate. Next, the conductor thin film on one surface was patterned into the elliptical conductor 2, the input terminal portions 71 and 72, and the ground electrode 16 by the method of photolithography and argon ion beam etching. The conductor thin film on the back surface of the substrate 1 was used as it was as the ground plane 13. As for the pattern shape, the major axis diameter of the elliptical conductor 2 is 7 mm, the minor axis diameter is 6.86 mm, and the line width of the input / output terminals 71 and 72 is 0.1.
It is 5 mm. In addition, the tip portions 1 of the input / output terminals 71 and 72
In No. 7, the line width was expanded to 1.22 mm, and the conductor 2
Capacitive coupling was performed with a gap of 20 μm between and.
A space of about 1 mm is provided between the ground electrode 16 and the conductor 2 and the input / output terminals 71 and 72. An HP-8510B network analyzer (manufactured by Hewlett Packard) was used for the measurement of microwave characteristics. FIG.
The frequency response characteristics of the filter manufactured as described above are shown in FIG. As is clear from FIG. 19, this filter exhibits the characteristics of a two-stage bandpass filter,
The effectiveness of the present invention was confirmed.
【００６２】また、同様のパターンのフィルター（図１
８参照）を、ランタンアルミナ基板上のＴｌＢａＣａＣ
ｕＯ超伝導体薄膜（厚さ０．７μｍ）によって形成し
た。基板裏面のグランドプレーンは、厚さ１０ｎｍのチ
タン薄膜と１μｍの金薄膜とを順に積層して形成した２
層構造の導体薄膜を利用した。マイクロ波特性を測定す
るに際しては、図２２に示すように、作製したフィルタ
ーチップ１００を真鍮製治具１０１に固定し、それをＨ
ｅガス循環式冷凍器１０２の冷却部に取り付けて、温度
制御を行った。尚、図２２において、１０３はコールド
ヘッド、１０４は窓用強化ガラス、１０５、１０６は高
周波コネクター、１０７は高周波ケーブルを示す。マイ
クロ波特性の測定には、上記と同様にＨＰ−８５１０Ｂ
ネットワークアナライザー（ヒューレットパッカード社
製）を用いた。図２０に、上記のようにして作製したフ
ィルターの温度２０ケルビンにおける挿入損失の入力電
力依存性を示す。図２０から明らかなように、挿入損失
は約０．４ｄＢであり、４１．８ｄＢｍ（約１５Ｗ）の
入力電力に対しても挿入損失が変化しないことが確認さ
れた。従来、高温超伝導体薄膜を用いた高周波フィルタ
ーは数〜数十ｍＷ程度よりも大きい高周波信号電力に対
しては超伝導性を失い、フィルターとしての動作を行わ
せることができなかったことから、本発明の高周波回路
素子（フィルター）は、信号電流の集中を抑え大きな入
力電力にも耐えることのできる構造であることが分か
る。A filter having a similar pattern (see FIG.
8)) on a lanthanum alumina substrate
It was formed of a uO superconductor thin film (thickness 0.7 μm). The ground plane on the back surface of the substrate was formed by sequentially stacking a titanium thin film having a thickness of 10 nm and a gold thin film having a thickness of 1 μm.
A layered conductor thin film was used. When measuring the microwave characteristics, as shown in FIG. 22, the produced filter chip 100 is fixed to a brass jig 101, and it is fixed to H
The temperature was controlled by mounting it on the cooling part of the e-gas circulation refrigerator 102. In FIG. 22, 103 is a cold head, 104 is a tempered glass for windows, 105 and 106 are high frequency connectors, and 107 is a high frequency cable. For the measurement of microwave characteristics, HP-8510B is used as described above.
A network analyzer (made by Hewlett Packard) was used. FIG. 20 shows the input power dependence of the insertion loss at a temperature of 20 Kelvin of the filter manufactured as described above. As is clear from FIG. 20, the insertion loss was about 0.4 dB, and it was confirmed that the insertion loss did not change even with an input power of 41.8 dBm (about 15 W). Conventionally, a high-frequency filter using a high-temperature superconductor thin film loses superconductivity for high-frequency signal power larger than about several to several tens of mW, and thus cannot operate as a filter. It can be seen that the high frequency circuit element (filter) of the present invention has a structure capable of suppressing the concentration of signal current and withstanding a large input power.
【００６３】[0063]
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る共振
器によれば、高周波電流が２次元的に均一に広がって分
布し、かつ、放射損失の影響も小さいので、高いＱ（無
負荷Ｑ）を実現することができる。また、高周波電流が
広く分布することから、大きな電力の高周波信号を扱う
ことが可能となり、特に導体材料として超伝導体を用い
た場合に、大電力高周波信号に対しても高いＱを実現す
ることができるので、その効果は大きい。また、２つの
ダイポールモードを利用することにより、１つの共振器
でありながら、共振周波数の異なる２つの共振器として
利用することができるので、共振器回路の面積の有効利
用、すなわち、共振器の小型化を図ることができる。As described above, according to the resonator of the present invention, the high frequency current is two-dimensionally uniformly spread and distributed, and the influence of radiation loss is small. Q) can be realized. Also, since the high-frequency current is widely distributed, it becomes possible to handle high-power high-frequency signals, and especially when a superconductor is used as the conductor material, a high Q can be realized even for high-power high-frequency signals. Because it can be done, its effect is great. Further, by using two dipole modes, it is possible to use two resonators having different resonance frequencies even though the resonator is one resonator. Therefore, it is possible to effectively use the area of the resonator circuit, that is, The size can be reduced.
【００６４】また、本発明に係る共振器を用いた高周波
回路素子によれば、導体の形状が不完全であったり、ま
た、入出力結合点が望ましい位置から僅かにずれてしま
った場合でも、２つのダイポールモードの共振周波数が
異なるために、両モード間の結合はほとんど生ずること
がなく、その結果、共振特性の劣化が少ないので、比較
的緩やかな作製精度でも、高いＱ値と動作安定性を実現
することができる。Further, according to the high frequency circuit element using the resonator according to the present invention, even if the shape of the conductor is incomplete or the input / output coupling point is slightly deviated from the desired position, Since the resonance frequencies of the two dipole modes are different, the coupling between the two modes hardly occurs, and as a result, the resonance characteristics are less deteriorated, so that the Q value and the operation stability are high even with relatively moderate manufacturing accuracy. Can be realized.
【図１】本発明に係る共振器の１番目の態様を示す平面
図である。FIG. 1 is a plan view showing a first mode of a resonator according to the present invention.
【図２】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子の
第１の構成の１番目の態様を示す平面図である。FIG. 2 is a plan view showing a first mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図３】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子の
第１の構成の２番目の態様を示す平面図である。FIG. 3 is a plan view showing a second mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図４】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子の
第１の構成の３番目の態様を示す平面図である。FIG. 4 is a plan view showing a third mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図５】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子の
第１の構成の４番目の態様を示す平面図である。FIG. 5 is a plan view showing a fourth mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図６】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子の
第１の構成の５番目の態様を示す平面図である。FIG. 6 is a plan view showing a fifth mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図７】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子の
第２の構成の一態様を示す平面図である。FIG. 7 is a plan view showing an aspect of a second configuration of a high-frequency circuit device using a resonator according to the present invention.
【図８】本発明に係る共振器の２番目の態様を示す平面
図である。FIG. 8 is a plan view showing a second mode of the resonator according to the present invention.
【図９】本発明に係る高周波回路素子第１の構成に用い
る共振器の３番目の態様を示す平面図である。FIG. 9 is a plan view showing a third mode of the resonator used in the first configuration of the high-frequency circuit device according to the present invention.
【図１０】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子
の第１の構成の６番目の態様を示す平面図である。FIG. 10 is a plan view showing a sixth aspect of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図１１】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子
の第１の構成の７番目の態様を示す平面図である。FIG. 11 is a plan view showing a seventh mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図１２】本発明に係る共振器を用いた高周波回路素子
の第１の構成の８番目の態様を示す平面図である。FIG. 12 is a plan view showing an eighth aspect of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention.
【図１３】本発明に係る共振器の４番目の態様を示す平
面図である。FIG. 13 is a plan view showing a fourth mode of the resonator according to the present invention.
【図１４】本発明に係る共振器の５番目の態様を示す断
面図である。FIG. 14 is a sectional view showing a fifth mode of the resonator according to the present invention.
【図１５】本発明に係る共振器の６番目の態様を示す断
面図である。FIG. 15 is a sectional view showing a sixth mode of the resonator according to the present invention.
【図１６】本発明に係る共振器の７番目の態様を示す断
面図である。FIG. 16 is a sectional view showing a seventh mode of the resonator according to the present invention.
【図１７】本発明に係る共振器の８番目の態様を示す断
面図である。FIG. 17 is a sectional view showing an eighth mode of the resonator according to the present invention.
【図１８】（ａ）は本発明に係る共振器を用いた高周波
回路素子の第１の構成の９番目の態様を示す平面図、
（ｂ）は（ａ）の断面図である。FIG. 18A is a plan view showing a ninth mode of the first configuration of the high-frequency circuit element using the resonator according to the present invention,
(B) is sectional drawing of (a).
【図１９】図１８に示す高周波回路素子の周波数応答の
測定結果の一例を示す特性図である。19 is a characteristic diagram showing an example of measurement results of frequency response of the high-frequency circuit element shown in FIG.
【図２０】図１８に示す高周波回路素子において、導体
を高温超伝導体薄膜で形成した場合の入力電力に対する
挿入損失の変化の測定結果の一例を示す図である。20 is a diagram showing an example of measurement results of changes in insertion loss with respect to input power when the conductor is formed of a high-temperature superconductor thin film in the high-frequency circuit element shown in FIG.
【図２１】本発明に係る共振器の短軸長軸の比とダイポ
ールモードの共振周波数との関係を示す図である。FIG. 21 is a diagram showing the relationship between the ratio of the minor axis to the major axis of the resonator according to the present invention and the resonance frequency of the dipole mode.
【図２２】図１８に示す高周波回路素子において、導体
を高温超伝導体薄膜で形成したものをＨｅガス循環式冷
凍器の冷却部に取り付けた状態を示す断面図である。22 is a cross-sectional view showing the high-frequency circuit element shown in FIG. 18, in which a conductor formed of a high-temperature superconductor thin film is attached to a cooling part of a He gas circulation refrigerator.
１ 基板 ２ 導体 ３ 外周部 １０ 間隙 １１ タップ １２ 導体 １３ グランドプレーン １４ 導体面 １５ スリット １６ 接地電極 １７ 先端部 ６１〜６４ 入出力結合点 ７１〜７４ 入出力端子 ８１〜８６ 結合点 1 board 2 conductor 3 outer peripheral part 10 gap 11 tap 12 conductor 13 ground plane 14 conductor surface 15 slit 16 ground electrode 17 tip part 61-64 input / output coupling point 71-74 input / output terminal 81-86 coupling point
Claims (20)
していない直交する２つのダイポールモードを共振モー
ドとして有する共振器。1. A resonator comprising a conductor formed on a substrate and having two non-degenerate orthogonal dipole modes as resonance modes.
１に記載の共振器。2. The resonator according to claim 1, wherein the conductor has a smooth contour shape.
記載の共振器。3. The resonator according to claim 1, wherein the conductor has an elliptical shape.
プ線路構造及びコプレナー導波路構造から選ばれる構造
を有する請求項１又は３に記載の共振器。4. The resonator according to claim 1, which has a structure selected from a microstrip line structure, a strip line structure, and a coplanar waveguide structure.
れた請求項４に記載の共振器。5. The resonator according to claim 4, wherein a ground electrode is formed on the substrate around the conductor.
間に配置された板状の導体からなる請求項１又は３に記
載の共振器。6. The resonator according to claim 1, comprising a plate-shaped conductor arranged between two ground planes arranged in parallel with each other.
に記載の共振器。7. The conductor according to claim 1, wherein the conductor is provided with a slit.
The resonator according to.
直に設けた請求項７に記載の共振器。8. The resonator according to claim 7, wherein the slit is provided perpendicularly to the current direction of the resonance mode.
を備え、前記共振器を構成する導体の外周上において、
少なくとも１個の入出力端子が前記共振器と結合する高
周波回路素子。9. A resonator according to any one of claims 1 to 8, comprising: on the outer circumference of a conductor forming the resonator,
A high-frequency circuit element having at least one input / output terminal coupled to the resonator.
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードのいずれか一方のモードのみが励振され
る互いに相異なる２地点を入出力結合点１、２とし、前
記入出力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ
前記共振器と結合する請求項９に記載の高周波回路素
子。10. On the outer circumference of a conductor forming a resonator, two different points are excited in which only one of two mutually orthogonal dipole modes among the resonance modes of the resonator is excited. The high frequency circuit element according to claim 9, wherein output coupling points 1 and 2 are provided, and input / output terminals are respectively coupled to the resonator at the input / output coupling points 1 and 2.
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードのいずれか一方のモードのみが励振され
る互いに相異なる２地点を入出力結合点１、２とし、他
方のモードのみが励振される互いに相異なる２地点を入
出力結合点３、４とし、前記入出力結合点１〜４におい
て、入出力端子がそれぞれ前記共振器と結合する請求項
９に記載の高周波回路素子。11. On the outer circumference of a conductor forming a resonator, two different points are excited in which only one of two mutually orthogonal dipole modes among the resonance modes of the resonator is excited. Output coupling points 1 and 2 are set, and two different points where only the other mode is excited are input / output coupling points 3 and 4. At the input / output coupling points 1 to 4, input / output terminals are respectively connected to the resonator. The high frequency circuit element according to claim 9, which is coupled.
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードを同等に励振でき、かつ、互いに隣接す
る位置関係にある２地点を入出力結合点１、２とし、前
記入出力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ
前記共振器と結合する請求項９に記載の高周波回路素
子。12. On the outer circumference of a conductor constituting a resonator, two dipole modes, which are orthogonal to each other, of the resonance modes of the resonator can be equally excited, and two points adjacent to each other are located. The high-frequency circuit element according to claim 9, wherein the input / output coupling points 1 and 2 are provided, and the input / output terminals at the input / output coupling points 1 and 2 are respectively coupled to the resonator.
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードを同等に励振でき、かつ、互いに対向す
る位置関係にある２地点を入出力結合点１、２とし、前
記入出力結合点１、２において、入出力端子がそれぞれ
前記共振器と結合する請求項９に記載の高周波回路素
子。13. On the outer circumference of a conductor forming a resonator, two dipole modes, which are orthogonal to each other among the resonance modes of the resonator, can be equally excited, and two points having a positional relationship facing each other are defined. The high frequency circuit element according to claim 9, wherein the input / output coupling points 1 and 2 are provided, and the input / output terminals at the input / output coupling points 1 and 2 are respectively coupled to the resonator.
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードを同等に励振できる地点を入出力結合点
１とし、前記ダイポールモードのいずれか一方のモード
のみが励振される地点を入出力結合点２、他方のモード
のみが励振される地点を入出力結合点３とし、前記入出
力結合点１〜３において、前記入出力端子がそれぞれ前
記共振器と結合する請求項９に記載の高周波回路素子。14. The input / output coupling point 1 is a point on the outer circumference of a conductor that constitutes a resonator, in which two mutually orthogonal dipole modes of the resonance mode of the resonator can be equally excited. A point where only one of the modes is excited is the input / output coupling point 2, and a point where only the other mode is excited is the input / output coupling point 3. At the input / output coupling points 1 to 3, the input / output terminals are The high frequency circuit element according to claim 9, which is coupled to each of the resonators.
器を複数個備え、前記共振器が互いに結合している高周
波回路素子。15. A high frequency circuit device comprising a plurality of resonators according to claim 1, wherein the resonators are coupled to each other.
記共振器の共振モードのうち、２つの互いに直交するダ
イポールモードを同等に励振でき、かつ、互いに隣接す
る位置関係にある２地点を入出力結合点１、２とし、複
数個の前記共振器が前記入出力結合点１、２を介して互
いに直列に結合しており、かつ、前記複数個の共振器の
うちの両端に位置する共振器に属する前記入出力結合点
のうち、隣接する共振器と結合していない方の結合点に
おいて、２つの入出力端子が前記両端に位置する共振器
とそれぞれ結合する請求項１５に記載の高周波回路素
子。16. On the outer circumference of a conductor forming a resonator, two dipole modes orthogonal to each other among the resonance modes of the resonator can be equally excited, and two points adjacent to each other are located. Input / output coupling points 1 and 2 are provided, and the plurality of resonators are coupled in series with each other through the input / output coupling points 1 and 2, and are located at both ends of the plurality of resonators. 16. The two input / output terminals are respectively coupled to the resonators located at the both ends at a coupling point which is not coupled to an adjacent resonator among the input / output coupling points belonging to the resonator. High frequency circuit element.
伝送線路の一端が、共振器を構成する導体と容量性又は
誘導性の結合をしている請求項９〜１６のいずれかに記
載の高周波回路素子。17. The input / output terminal comprises a transmission line, and one end of the transmission line is capacitively or inductively coupled to a conductor forming a resonator. High frequency circuit element.
する導体の外周と間隙部を挟んで対向することによって
容量性の結合をしている請求項１７に記載の高周波回路
素子。18. The high-frequency circuit element according to claim 17, wherein the tip portion of the transmission line is capacitively coupled to the outer circumference of the conductor forming the resonator with a gap therebetween.
請求項１８に記載の高周波回路素子。19. The high-frequency circuit element according to claim 18, wherein the line width of the tip portion of the transmission line is widened.
項１〜８のいずれかに記載の共振器又は請求項９〜１９
のいずれかに記載の高周波回路素子。20. The resonator according to any one of claims 1 to 8 or claim 9 to 19, wherein a superconductor is used as the conductor material.
The high-frequency circuit element according to any one of 1.
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