JPH084383B2 - 電圧変換装置 - Google Patents
電圧変換装置Info
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- JPH084383B2 JPH084383B2 JP62040795A JP4079587A JPH084383B2 JP H084383 B2 JPH084383 B2 JP H084383B2 JP 62040795 A JP62040795 A JP 62040795A JP 4079587 A JP4079587 A JP 4079587A JP H084383 B2 JPH084383 B2 JP H084383B2
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、チャージポンプ回路を用いた一定電圧出力
用の電圧変換装置に関するものである。
用の電圧変換装置に関するものである。
（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、例えば第２図
及び第３図のようなものがあった。以下、その構成を説
明する。
及び第３図のようなものがあった。以下、その構成を説
明する。
第２図は従来の電圧変換装置の構成例を示すブロック
図である。
図である。
この電圧変換装置は安定した一定電圧を負荷回路１へ
供給する装置であり、電源電圧VCCと接地電位VSSの間に
接続され発振信号Ｓを出力するリングオシレータ回路10
と、同じく電源電圧VCCと接地電位VSSの間に接続され基
準電圧Vrを出力する基準電圧発生回路11とを備え、その
両回路10,11の出力側にチャージポンプ回路12が接続さ
れている。チャージポンプ回路12は発振信号Ｓに基づき
基準電圧Vrを所定電圧Vgに昇圧する回路であり、電源電
圧VCC側にノードＮを介して直列接続されたMOSトランジ
スタ13,14と、コンデンサ15とを備えている。MOSトラン
ジスタ13,14は電源電圧VCCに対して順方向のダイオード
としての機能を有し、その一方のMOSトランジスタ13の
ゲートが基準電圧発生回路11の出力側に接続されると共
に、その他方のMOSトランジスタ14のゲートがコンデン
サ15を介してリングオシレータ10の出力側に接続されて
いる。
供給する装置であり、電源電圧VCCと接地電位VSSの間に
接続され発振信号Ｓを出力するリングオシレータ回路10
と、同じく電源電圧VCCと接地電位VSSの間に接続され基
準電圧Vrを出力する基準電圧発生回路11とを備え、その
両回路10,11の出力側にチャージポンプ回路12が接続さ
れている。チャージポンプ回路12は発振信号Ｓに基づき
基準電圧Vrを所定電圧Vgに昇圧する回路であり、電源電
圧VCC側にノードＮを介して直列接続されたMOSトランジ
スタ13,14と、コンデンサ15とを備えている。MOSトラン
ジスタ13,14は電源電圧VCCに対して順方向のダイオード
としての機能を有し、その一方のMOSトランジスタ13の
ゲートが基準電圧発生回路11の出力側に接続されると共
に、その他方のMOSトランジスタ14のゲートがコンデン
サ15を介してリングオシレータ10の出力側に接続されて
いる。
チャージポンプ回路12の出力側と基準電圧発生回路11
の出力側との間には、MOSトランジスタからなるクラン
プ回路16が接続されている。このクランプ回路16は、チ
ャージポンプ回路12の出力電圧Vgの振幅最大値を一定レ
ベルにクランプする回路である。電源電圧VCC側には出
力電圧Voを送出する出力MOSトランジスタ17が接続さ
れ、その出力MOSトランジスタ17のゲートがチャージポ
ンプ回路12に接続されている。出力MOSトランジスタ17
は閾値電圧Vt（＜Vr）を有し、その出力側と大地との間
に負荷回路１が接続されている。
の出力側との間には、MOSトランジスタからなるクラン
プ回路16が接続されている。このクランプ回路16は、チ
ャージポンプ回路12の出力電圧Vgの振幅最大値を一定レ
ベルにクランプする回路である。電源電圧VCC側には出
力電圧Voを送出する出力MOSトランジスタ17が接続さ
れ、その出力MOSトランジスタ17のゲートがチャージポ
ンプ回路12に接続されている。出力MOSトランジスタ17
は閾値電圧Vt（＜Vr）を有し、その出力側と大地との間
に負荷回路１が接続されている。
次に動作について説明する。
例えば正の電源電圧VCCを印加すると、リングオシレ
ータ回路10は電源電圧VCCと接地電位VSS（＝OV）の間の
振幅値を有する交流の発振信号Ｓを出力し、チャージポ
ンプ回路12に供給する。基準電圧発生回路11は電流容量
の小さな基準電圧Vrを発生し、チャージポンプ回路12に
与える。この基準電圧Vrは、 VSS＜Vr＜VCC の関係にある。
ータ回路10は電源電圧VCCと接地電位VSS（＝OV）の間の
振幅値を有する交流の発振信号Ｓを出力し、チャージポ
ンプ回路12に供給する。基準電圧発生回路11は電流容量
の小さな基準電圧Vrを発生し、チャージポンプ回路12に
与える。この基準電圧Vrは、 VSS＜Vr＜VCC の関係にある。
チャージポンプ回路12は、発振信号ＳがVSSレベルの
とき、電源電圧VCC→MOSトランジスタ13→コンデンサ15
のルートでそのコンデンサ15に充電電圧V1を蓄えてお
き、発振信号ＳがVSSレベルからVCCレベルへと上昇する
ときに、その上昇電圧V2と充電電圧V1とを加算した電圧
VgをノードＮ→MOSトランジスタ14を通して出力MOSトラ
ンジスタ17のゲート側へ出力する。するとクランプ回路
16は Vg＝Vr＋Vt となるように、チャージポンプ回路12から出力される出
力電圧Vgの最大振幅値をクランプする。この出力電圧Vg
により出力MOSトランジスタ17の導通状態が制御され、
その出力MOSトランジスタ17から、電流容量が大きくか
つ一定電圧値の出力電圧Vo（＝Vr）が出力され、負荷回
路１へ供給される。
とき、電源電圧VCC→MOSトランジスタ13→コンデンサ15
のルートでそのコンデンサ15に充電電圧V1を蓄えてお
き、発振信号ＳがVSSレベルからVCCレベルへと上昇する
ときに、その上昇電圧V2と充電電圧V1とを加算した電圧
VgをノードＮ→MOSトランジスタ14を通して出力MOSトラ
ンジスタ17のゲート側へ出力する。するとクランプ回路
16は Vg＝Vr＋Vt となるように、チャージポンプ回路12から出力される出
力電圧Vgの最大振幅値をクランプする。この出力電圧Vg
により出力MOSトランジスタ17の導通状態が制御され、
その出力MOSトランジスタ17から、電流容量が大きくか
つ一定電圧値の出力電圧Vo（＝Vr）が出力され、負荷回
路１へ供給される。
第３図は従来の他の電圧変換装置の構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
この電圧変換装置では、第２図の装置における電源電
圧VCC側とリングオシレータ回路10との間に、閾値電圧V
t（＜Vr）を有するMOSトランジスタ20が接続され、その
MOSトランジスタ20のゲートが基準電圧発生回路11の出
力側に接続された回路構成となっている。そのためリン
グオシレータ回路10は、電位（Vr−Vt）と接地電位VSS
の間の振幅値を有する交流の発振信号Ｓを出力し、チャ
ージポンプ回路12に供給することになる。この電圧変換
装置では、電源電圧VCCが変動しても、それに影響され
ずに発振信号Ｓの振幅が一定であり、安定した電圧変換
が行なえる。
圧VCC側とリングオシレータ回路10との間に、閾値電圧V
t（＜Vr）を有するMOSトランジスタ20が接続され、その
MOSトランジスタ20のゲートが基準電圧発生回路11の出
力側に接続された回路構成となっている。そのためリン
グオシレータ回路10は、電位（Vr−Vt）と接地電位VSS
の間の振幅値を有する交流の発振信号Ｓを出力し、チャ
ージポンプ回路12に供給することになる。この電圧変換
装置では、電源電圧VCCが変動しても、それに影響され
ずに発振信号Ｓの振幅が一定であり、安定した電圧変換
が行なえる。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、上記構成の装置では、次のような問題
点があった。
点があった。
第２図の電圧変換装置では、リングオシレータ回路10
の発振信号Ｓが電源電圧VCCと接地電位VSSとの間の振幅
値を有するため、電源電圧VCCが変動すると、その発振
信号Ｓの振幅値も変化する。そのため、チャージポンプ
回路12の効率が変化し、安定な電圧変換が困難であると
いう問題点があった。
の発振信号Ｓが電源電圧VCCと接地電位VSSとの間の振幅
値を有するため、電源電圧VCCが変動すると、その発振
信号Ｓの振幅値も変化する。そのため、チャージポンプ
回路12の効率が変化し、安定な電圧変換が困難であると
いう問題点があった。
また第３図の電圧変換装置では、リングオシレータ回
路10の発振信号Ｓが電位（Vr−Vt）と接地電位VSSとの
間の振幅値を有するため、前記のような電源電圧変動に
よるチャージポンプ回路12の効率の変化という問題を除
去できるものの、発振信号Ｓの振幅値が小さいため、チ
ャージポンプ回路12の駆動能力が小さく、かつ電源電圧
VCCが低いか、あるいは電位（Vr−Vt）が低いと、リン
グオシレータ回路10の動作が困難となり、安定な電圧変
換を行なうことができないという問題点があった。
路10の発振信号Ｓが電位（Vr−Vt）と接地電位VSSとの
間の振幅値を有するため、前記のような電源電圧変動に
よるチャージポンプ回路12の効率の変化という問題を除
去できるものの、発振信号Ｓの振幅値が小さいため、チ
ャージポンプ回路12の駆動能力が小さく、かつ電源電圧
VCCが低いか、あるいは電位（Vr−Vt）が低いと、リン
グオシレータ回路10の動作が困難となり、安定な電圧変
換を行なうことができないという問題点があった。
本発明は前記従来技術が持っていた問題点として、電
源電圧変動によるチャージポンプ回路の効率の変化、チ
ャージポンプ回路の低効率化、リングオシレータ回路の
低電圧動作マージンの悪さの点について解決した電圧変
換装置を提供するものである。
源電圧変動によるチャージポンプ回路の効率の変化、チ
ャージポンプ回路の低効率化、リングオシレータ回路の
低電圧動作マージンの悪さの点について解決した電圧変
換装置を提供するものである。
（問題点を解決するための手段） 本発明は前記問題点を解決するために、発振信号に基
づき基準電圧を所定電圧に変換するチャージポンプ回路
の出力により、出力トランジスタの導通状態を制御して
一定電圧を出力する電圧変換装置において、電源電圧が
印加され基準電圧を生成して前記チャージポンプ回路へ
供給する定電流回路と、この定電流回路の基準電圧と接
地電位との間の振幅値を有する発振信号を生成して前記
チャージポンプ回路へ供給するオシレータ回路とを、備
えたものである。
づき基準電圧を所定電圧に変換するチャージポンプ回路
の出力により、出力トランジスタの導通状態を制御して
一定電圧を出力する電圧変換装置において、電源電圧が
印加され基準電圧を生成して前記チャージポンプ回路へ
供給する定電流回路と、この定電流回路の基準電圧と接
地電位との間の振幅値を有する発振信号を生成して前記
チャージポンプ回路へ供給するオシレータ回路とを、備
えたものである。
（作 用） 本発明によれば、以上のように電圧変換装置を構成し
たので、定電流回路は一定電流値の基準電圧を出力す
る。その定電流回路に直列に接続されたオシレータ回路
は、前記基準電圧の変動を抑制して一定に保持するよう
に働くと共に、広い電源電圧領域において振幅値の一定
な発振信号を出力する。この基準電圧と発振信号によ
り、チャージポンプ回路は安定な電圧変換を行なえる。
従って前記問題点を除去できるのである。
たので、定電流回路は一定電流値の基準電圧を出力す
る。その定電流回路に直列に接続されたオシレータ回路
は、前記基準電圧の変動を抑制して一定に保持するよう
に働くと共に、広い電源電圧領域において振幅値の一定
な発振信号を出力する。この基準電圧と発振信号によ
り、チャージポンプ回路は安定な電圧変換を行なえる。
従って前記問題点を除去できるのである。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す電圧変換装置の構成
ブロック図である。
ブロック図である。
この電圧変換回路は従来と同様に安定した一定電圧Vo
を負荷回路20へ供給する装置であり、電源電圧VCCと接
地電位VSSの間に定電流回路30とリングオシレータ回路4
0とが直列に接続され、その定電流回路30の出力側とリ
ングオシレータ回路40の出力側にチャージポンプ回路50
が接続されている。チャージポンプ回路50の出力側には
クランプ回路60と出力MOSトランジスタ70が接続されて
いる。
を負荷回路20へ供給する装置であり、電源電圧VCCと接
地電位VSSの間に定電流回路30とリングオシレータ回路4
0とが直列に接続され、その定電流回路30の出力側とリ
ングオシレータ回路40の出力側にチャージポンプ回路50
が接続されている。チャージポンプ回路50の出力側には
クランプ回路60と出力MOSトランジスタ70が接続されて
いる。
定電流回路30は電流容量が小さく、かつ一定電流値を
有する基準電圧Vrを出力する回路であり、例えば電源電
圧VCC側にMOSトランジスタ31,32が並列に接続され、そ
の両MOSトランジスタ31,32のゲートが共通接続され、そ
のゲートが抵抗値の大きな抵抗33を介して大地に接続さ
れた回路構成である。その定電流回路30は誤差増幅器と
して動作し、一定電流の基準電圧Vrを出力してリングオ
シレータ回路40及びチャージポンプ回路50に供給する。
有する基準電圧Vrを出力する回路であり、例えば電源電
圧VCC側にMOSトランジスタ31,32が並列に接続され、そ
の両MOSトランジスタ31,32のゲートが共通接続され、そ
のゲートが抵抗値の大きな抵抗33を介して大地に接続さ
れた回路構成である。その定電流回路30は誤差増幅器と
して動作し、一定電流の基準電圧Vrを出力してリングオ
シレータ回路40及びチャージポンプ回路50に供給する。
リングオシレータ回路40は基準電圧Vrと接地電位VSS
の間の振幅値を有する交流の発振信号Ｓを出力する回路
であり、例えば定電流回路30の出力側と大地との間に３
個の相補形MOSトランジスタ（以下、CMOSという）41,4
2,43が並列に接続され、さらにその各CMOS41,42,43の入
出力側が相互に接続された回路構成である。
の間の振幅値を有する交流の発振信号Ｓを出力する回路
であり、例えば定電流回路30の出力側と大地との間に３
個の相補形MOSトランジスタ（以下、CMOSという）41,4
2,43が並列に接続され、さらにその各CMOS41,42,43の入
出力側が相互に接続された回路構成である。
チャージポンプ回路50は、従来と同様に発振信号Ｓに
基づき基準電圧Vrを所定電圧Vgに変換する回路であり、
電源電圧VCC側に直列に接続されたMOSトランジスタ51,5
2と、コンデンサ53とを有し、一方のMOSトランジスタ51
のゲートが定電流回路30の出力側に接続されると共に、
他方のMOSトランジスタ52のゲートがコンデンサ53を介
してリングオシレータ回路40の出力側に接続されてい
る。またMOSトランジスタ51と52の接続点であるノード
Ｎは、MOSトランジスタ52のゲートに接続されている。
基づき基準電圧Vrを所定電圧Vgに変換する回路であり、
電源電圧VCC側に直列に接続されたMOSトランジスタ51,5
2と、コンデンサ53とを有し、一方のMOSトランジスタ51
のゲートが定電流回路30の出力側に接続されると共に、
他方のMOSトランジスタ52のゲートがコンデンサ53を介
してリングオシレータ回路40の出力側に接続されてい
る。またMOSトランジスタ51と52の接続点であるノード
Ｎは、MOSトランジスタ52のゲートに接続されている。
クランプ回路60はチャージポンプ回路50の出力電圧Vg
の振幅最大値を一定値にクランプする回路であり、チャ
ージポンプ回路50の出力側と定電流回路30の出力側との
間に接続されたMOSトランジスタ61を有し、そのMOSトラ
ンジスタ61がチャージポンプ回路50の出力側から定電流
回路30の出力側に向って順方向のダイオードとしての機
能を有している。
の振幅最大値を一定値にクランプする回路であり、チャ
ージポンプ回路50の出力側と定電流回路30の出力側との
間に接続されたMOSトランジスタ61を有し、そのMOSトラ
ンジスタ61がチャージポンプ回路50の出力側から定電流
回路30の出力側に向って順方向のダイオードとしての機
能を有している。
チャージポンプ回路50の出力側に接続された出力MOS
トランジスタ70は、閾値電圧Vtを有し、そのソースが電
源電圧VCC側に、そのゲートがチャージポンプ回路50の
出力側に、そのドレインが負荷回路20側にそれぞれ接続
され、ドレインから一定の出力電流Voを出力して負荷回
路20へ供給するトランジスタである。
トランジスタ70は、閾値電圧Vtを有し、そのソースが電
源電圧VCC側に、そのゲートがチャージポンプ回路50の
出力側に、そのドレインが負荷回路20側にそれぞれ接続
され、ドレインから一定の出力電流Voを出力して負荷回
路20へ供給するトランジスタである。
以上のように構成される電圧変換装置の動作を第４図
及び第５図を参照しつつ説明する。なお、第４図はリン
グオシレータ回路40の電圧・電流特性図であり、横軸に
印加電圧、縦軸に消費電流がとられている。第５図は定
電流回路30の出力電圧特性図であり、横軸に電源電圧VC
C、縦軸に出力である基準電圧Vrがとられている。
及び第５図を参照しつつ説明する。なお、第４図はリン
グオシレータ回路40の電圧・電流特性図であり、横軸に
印加電圧、縦軸に消費電流がとられている。第５図は定
電流回路30の出力電圧特性図であり、横軸に電源電圧VC
C、縦軸に出力である基準電圧Vrがとられている。
例えば正の電源電圧VCCが印加されると、定電流回路3
0は第５図に示すように、電源電圧VCCが小さい値のとき
には出力基準電圧Vrが上昇し、ある電源電圧値以上にな
ると飽和した基準電圧値を示す。通常、飽和した基準電
圧値の範囲内に電源電圧VCCを設定するため、定電流回
路30からは電源電圧VCCの変動にかかわらず、ほぼ一定
の基準電圧Vrが出力され、それがリングオシレータ回路
40及びチャージポンプ回路50に供給される。
0は第５図に示すように、電源電圧VCCが小さい値のとき
には出力基準電圧Vrが上昇し、ある電源電圧値以上にな
ると飽和した基準電圧値を示す。通常、飽和した基準電
圧値の範囲内に電源電圧VCCを設定するため、定電流回
路30からは電源電圧VCCの変動にかかわらず、ほぼ一定
の基準電圧Vrが出力され、それがリングオシレータ回路
40及びチャージポンプ回路50に供給される。
リングオシレータ回路40は、印加された基準電圧Vrと
接地電位VSS（＝OV）との間の振幅値を有する交流の発
振信号Ｓを出力し、クランプ回路50へ供給する。ここ
で、リングオシレータ回路40は、印加される基準電圧Vr
がほぼ一定のため、ほぼ一定の振幅値を有する発振信号
Ｓを出力する。さらにこのリングオシレータ回路40は、
第４図に示すように印加される基準電圧Vrが大きくなる
と、消費電流も大きくなる特性を有するため、印加され
る電圧Vrが大きくなると、消費電流も大きくなってその
基準電圧Vrを小さくするように働く。従って常に一定の
基準電圧Vrがチャージポンプ回路50に供給されることに
なる。
接地電位VSS（＝OV）との間の振幅値を有する交流の発
振信号Ｓを出力し、クランプ回路50へ供給する。ここ
で、リングオシレータ回路40は、印加される基準電圧Vr
がほぼ一定のため、ほぼ一定の振幅値を有する発振信号
Ｓを出力する。さらにこのリングオシレータ回路40は、
第４図に示すように印加される基準電圧Vrが大きくなる
と、消費電流も大きくなる特性を有するため、印加され
る電圧Vrが大きくなると、消費電流も大きくなってその
基準電圧Vrを小さくするように働く。従って常に一定の
基準電圧Vrがチャージポンプ回路50に供給されることに
なる。
チャージポンプ回路50では、発振信号ＳがVSSレベル
のときに、電源電圧VCC→MOSトランジスタ51→コンデン
サ53というルートでそのコンデンサ53に充電電圧を蓄え
ておき、発振信号ＳがVSSレベルからVrレベルへ変化す
るときに、その変化電圧を前記充電電圧に加算して、コ
ンデンサ53→ノードＮ→MOSトランジスタ52というルー
トで出力電圧Vgを出力し、出力MOSトランジスタ70のゲ
ートに供給する。この際、出力電圧Vgはクランプ回路60
により、電位（Vr＋Vt）にクランプされるため、 Vg＝Vr＋Vt の電圧が出力MOSトランジスタ70に印加されることにな
る。これにより、出力MOSトランジスタ70はソース・ド
レイン間の導通状態が制御され、そのドレインから、電
流容量が大きくかつ一定電圧値の出力電圧Vo（＝Vr）を
出力し、負荷回路20へ供給する。
のときに、電源電圧VCC→MOSトランジスタ51→コンデン
サ53というルートでそのコンデンサ53に充電電圧を蓄え
ておき、発振信号ＳがVSSレベルからVrレベルへ変化す
るときに、その変化電圧を前記充電電圧に加算して、コ
ンデンサ53→ノードＮ→MOSトランジスタ52というルー
トで出力電圧Vgを出力し、出力MOSトランジスタ70のゲ
ートに供給する。この際、出力電圧Vgはクランプ回路60
により、電位（Vr＋Vt）にクランプされるため、 Vg＝Vr＋Vt の電圧が出力MOSトランジスタ70に印加されることにな
る。これにより、出力MOSトランジスタ70はソース・ド
レイン間の導通状態が制御され、そのドレインから、電
流容量が大きくかつ一定電圧値の出力電圧Vo（＝Vr）を
出力し、負荷回路20へ供給する。
本実施例では、次のような利点を有している。
チャージポンプ回路50を駆動するための発振信号Ｓ
は、振幅値及び周期ともに、電源電圧VCCによらず、ほ
ぼ一定であるため、電源電圧VCCの変動に対して動作が
安定している。
は、振幅値及び周期ともに、電源電圧VCCによらず、ほ
ぼ一定であるため、電源電圧VCCの変動に対して動作が
安定している。
発振信号Ｓの振幅最大値は基準電圧Vrと同等であ
り、従来の第３図のようなトランジスタ閾値Vt分の損失
がないため、チャージポンプ回路50の効率を低下させな
い。同時に、リングオシレータ回路40も閾値電圧Vtの損
失がないため、より低い電源電圧、あるいは基準電圧設
定値に対しても、安定に動作する。
り、従来の第３図のようなトランジスタ閾値Vt分の損失
がないため、チャージポンプ回路50の効率を低下させな
い。同時に、リングオシレータ回路40も閾値電圧Vtの損
失がないため、より低い電源電圧、あるいは基準電圧設
定値に対しても、安定に動作する。
リングオシレータ回路40は印加電圧の変化に応じて
消費電流も変化するため、装置全体が電源電圧VCCの変
動にかかわらず、ほぼ一定の消費電力を示す。
消費電流も変化するため、装置全体が電源電圧VCCの変
動にかかわらず、ほぼ一定の消費電力を示す。
なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。
（ｉ） オシレータ回路としてリングオシレータ回路40
を用いたが、この回路40をCMOS41,42,43以外の素子で構
成したり、さらにはリングオシレータ回路40の代りに第
４図のような特性を有する他のオシレータ回路で構成す
ることも可能である。
を用いたが、この回路40をCMOS41,42,43以外の素子で構
成したり、さらにはリングオシレータ回路40の代りに第
４図のような特性を有する他のオシレータ回路で構成す
ることも可能である。
（ii） 定電流回路30、チャージポンプ回路50、クラン
プ回路60、及び出力MOSトランジスタ70は、MOSトランジ
スタ以外の素子を用いて構成したり、あるいはそれらを
他の構成の回路で置き換えることも可能である。
プ回路60、及び出力MOSトランジスタ70は、MOSトランジ
スタ以外の素子を用いて構成したり、あるいはそれらを
他の構成の回路で置き換えることも可能である。
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、定電流
回路とオシレータ回路とを電流電圧と接地電圧との間に
直列に接続する回路構成にしたので、定電流回路から出
力される基準電圧を一定に保持することができ、広い電
源電圧領域で安定な電圧変換を行うことが可能となる。
回路とオシレータ回路とを電流電圧と接地電圧との間に
直列に接続する回路構成にしたので、定電流回路から出
力される基準電圧を一定に保持することができ、広い電
源電圧領域で安定な電圧変換を行うことが可能となる。
第１図は本発明の実施例を示す電圧変換装置の構成ブロ
ック図、第２図及び第３図は従来の電圧変換装置の構成
ブロック図、第４図は第１図のリングオシレータ回路の
電圧・電流特性図、第５図は第１図の定電流回路の出力
電圧特性図である。 20……負荷回路、30……定電流回路、40……リングオシ
レータ回路、50……チャージポンプ回路、60……クラン
プ回路、70……出力MOSトランジスタ、Ｓ……発振信
号、VCC……電源電圧、Vo……出力電圧、Vr……基準電
圧、VSS……接地電位。
ック図、第２図及び第３図は従来の電圧変換装置の構成
ブロック図、第４図は第１図のリングオシレータ回路の
電圧・電流特性図、第５図は第１図の定電流回路の出力
電圧特性図である。 20……負荷回路、30……定電流回路、40……リングオシ
レータ回路、50……チャージポンプ回路、60……クラン
プ回路、70……出力MOSトランジスタ、Ｓ……発振信
号、VCC……電源電圧、Vo……出力電圧、Vr……基準電
圧、VSS……接地電位。
Claims (1)
- 【請求項１】発振信号に基づき基準電圧を所定電圧に変
換するチャージポンプ回路の出力により、出力トランジ
スタの導通状態を制御して一定電圧を出力する電圧変換
装置において、 電源電圧が印加され基準電圧を生成して前記チャージポ
ンプ回路へ供給する定電流回路と、 この定電流回路の基準電圧と接地電位との間の振幅値を
有する発振信号を生成して前記チャージポンプ回路へ供
給するオシレータ回路とを、 備えたことを特徴とする電圧変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62040795A JPH084383B2 (ja) | 1987-02-24 | 1987-02-24 | 電圧変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62040795A JPH084383B2 (ja) | 1987-02-24 | 1987-02-24 | 電圧変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63206815A JPS63206815A (ja) | 1988-08-26 |
| JPH084383B2 true JPH084383B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=12590552
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62040795A Expired - Lifetime JPH084383B2 (ja) | 1987-02-24 | 1987-02-24 | 電圧変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH084383B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2501590B2 (ja) * | 1987-07-29 | 1996-05-29 | 沖電気工業株式会社 | 半導体装置の駆動回路 |
| JP5426357B2 (ja) * | 2009-12-22 | 2014-02-26 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 昇圧回路、昇圧方法、半導体装置 |
-
1987
- 1987-02-24 JP JP62040795A patent/JPH084383B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63206815A (ja) | 1988-08-26 |
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