JPH0834598B2 - 信号遷移強調装置 - Google Patents
信号遷移強調装置Info
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- JPH0834598B2 JPH0834598B2 JP63025867A JP2586788A JPH0834598B2 JP H0834598 B2 JPH0834598 B2 JP H0834598B2 JP 63025867 A JP63025867 A JP 63025867A JP 2586788 A JP2586788 A JP 2586788A JP H0834598 B2 JPH0834598 B2 JP H0834598B2
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- H—ELECTRICITY
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- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/646—Circuits for processing colour signals for image enhancement, e.g. vertical detail restoration, cross-colour elimination, contour correction, chrominance trapping filters
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- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば、カラーテレビジョン受像機のクロ
ミナンス信号を強調するのに有効である、信号遷移を改
善する装置に関する。
ミナンス信号を強調するのに有効である、信号遷移を改
善する装置に関する。
発明の背景 カラーテレビジョンの信号処理装置に使用される信号
遷移強調回路は、例えば、米国特許第4,553,042号明細
書および1985年８月に発行された「消費者用エレクトロ
ニクスに関するIEEEトランザクション」Vol.CE-31,No.3
に掲載されたハートムット ハーロス（Hartmut Harlo
s）氏による論文“カラーテレビジョン受像機における
画像信号の改善”により知られている。ハーロス氏の論
文は、遷移強調に関してアナログによる処理方法を開示
し、また米国特許第4,553,042号明細書は、遷移強調に
関して主としてディジタルによる処理方法を開示するも
のである。両方のシステムにおいて、予め定められる値
より大きい傾きを有する信号遷移が検出される。検出さ
れる遷移に応答する回路が、ほぼ遷移の継続期間中、遷
移の初期振幅値を保持するように設けられ、その後信号
遷移の最終値は信号出力装置に結合される。この遷移
は、遷移の初期値および最終値間で切り換えるのに必要
な時間まで短縮され、この時間は、通常、元の遷移時間
よりずっと短い。ハーロス氏の装置は、固定電位点に結
合される１つの端子を有する蓄積コンデンサが後に続く
信号路中に直列スイッチを組み込むことにより、この機
能を実現する。この直列スイッチは、遷移が検出される
まで閉じられたままであり、遷移が検出されるとき開か
れる。遷移の始まりにおける信号の値はコンデンサに貯
えられ、次の処理回路に出力される。このスイッチが開
かれた後一定時間が経つと、このスイッチは、入って来
る信号をコンデンサおよび次の処理回路に結合させるた
めに、閉じられた状態に戻される。
遷移強調回路は、例えば、米国特許第4,553,042号明細
書および1985年８月に発行された「消費者用エレクトロ
ニクスに関するIEEEトランザクション」Vol.CE-31,No.3
に掲載されたハートムット ハーロス（Hartmut Harlo
s）氏による論文“カラーテレビジョン受像機における
画像信号の改善”により知られている。ハーロス氏の論
文は、遷移強調に関してアナログによる処理方法を開示
し、また米国特許第4,553,042号明細書は、遷移強調に
関して主としてディジタルによる処理方法を開示するも
のである。両方のシステムにおいて、予め定められる値
より大きい傾きを有する信号遷移が検出される。検出さ
れる遷移に応答する回路が、ほぼ遷移の継続期間中、遷
移の初期振幅値を保持するように設けられ、その後信号
遷移の最終値は信号出力装置に結合される。この遷移
は、遷移の初期値および最終値間で切り換えるのに必要
な時間まで短縮され、この時間は、通常、元の遷移時間
よりずっと短い。ハーロス氏の装置は、固定電位点に結
合される１つの端子を有する蓄積コンデンサが後に続く
信号路中に直列スイッチを組み込むことにより、この機
能を実現する。この直列スイッチは、遷移が検出される
まで閉じられたままであり、遷移が検出されるとき開か
れる。遷移の始まりにおける信号の値はコンデンサに貯
えられ、次の処理回路に出力される。このスイッチが開
かれた後一定時間が経つと、このスイッチは、入って来
る信号をコンデンサおよび次の処理回路に結合させるた
めに、閉じられた状態に戻される。
米国特許第4,553,042号明細書において、例えば、２
進サンプルにより表わされる入力信号は直列のシフトレ
ジスタに供給される。信号遷移の検出に応答して、遷移
それ自体を表わしているサンプルを効果的に除去するた
めに、サンプルはシフトレジスタ段中の何れかの段に送
られる。除去されたサンプルは、シフトレジスタの出力
が、１サンプル期間において元の遷移時間より実質的に
速い信号遷移を発生させるように、遷移の終了点を表わ
すサンプルと置き換えられる。
進サンプルにより表わされる入力信号は直列のシフトレ
ジスタに供給される。信号遷移の検出に応答して、遷移
それ自体を表わしているサンプルを効果的に除去するた
めに、サンプルはシフトレジスタ段中の何れかの段に送
られる。除去されたサンプルは、シフトレジスタの出力
が、１サンプル期間において元の遷移時間より実質的に
速い信号遷移を発生させるように、遷移の終了点を表わ
すサンプルと置き換えられる。
以上述べたシステムの両方の欠点は、遷移の発生する
時点を遅らせる傾向があることである。このような回路
がクロミナンス信号路中に組み込まれているテレビジョ
ン受像機は、この追加されるクロミナンス信号遅延を相
殺するためにルミナンス信号路中に補償用遅延回路を含
んでいなければならない。
時点を遅らせる傾向があることである。このような回路
がクロミナンス信号路中に組み込まれているテレビジョ
ン受像機は、この追加されるクロミナンス信号遅延を相
殺するためにルミナンス信号路中に補償用遅延回路を含
んでいなければならない。
信号路中における遅延が減少された信号遷移強調装置
を提供することが本発明の目的である。
を提供することが本発明の目的である。
発明の概要 本発明による信号遷移強調装置は、信号が供給される
遅延回路を含んでいる。この遅延回路は、それぞれ異な
る時間期間だけ遅延された信号が発生される複数の出力
端子を有する。遅延された信号は、その出力端子が強調
された信号を発生するマルチプレクシング回路に結合さ
れる。このマルチプレクサは、遅延回路からの入力サン
プルを予め定められる順序で出力端子に結合させるよう
に遷移検出信号により条件付けられる。信号遷移が発生
しないとき、マルチプレクサは、通常、複数の出力端子
の中の中間の出力端子を出力端子に結合させるように条
件付けられる。
遅延回路を含んでいる。この遅延回路は、それぞれ異な
る時間期間だけ遅延された信号が発生される複数の出力
端子を有する。遅延された信号は、その出力端子が強調
された信号を発生するマルチプレクシング回路に結合さ
れる。このマルチプレクサは、遅延回路からの入力サン
プルを予め定められる順序で出力端子に結合させるよう
に遷移検出信号により条件付けられる。信号遷移が発生
しないとき、マルチプレクサは、通常、複数の出力端子
の中の中間の出力端子を出力端子に結合させるように条
件付けられる。
実施例 本発明は、遅延要素およびマルチプレクサ要素を適当
に選択することにより、アナログ形式あるいはディジタ
ル形式の何れでも実現することができる。従って、相互
接続結線は、単一導体（アナログ回路の場合）でもよい
し、あるいは多数の導体バス（並列ビットのディジタル
回路の場合）でもよい。回路要素の選択に依り、追加の
補償用遅延要素が或る種の回路要素間で必要とされる
が、回路設計の分野の当業者はこのような要素を容易に
挿入することができる。
に選択することにより、アナログ形式あるいはディジタ
ル形式の何れでも実現することができる。従って、相互
接続結線は、単一導体（アナログ回路の場合）でもよい
し、あるいは多数の導体バス（並列ビットのディジタル
回路の場合）でもよい。回路要素の選択に依り、追加の
補償用遅延要素が或る種の回路要素間で必要とされる
が、回路設計の分野の当業者はこのような要素を容易に
挿入することができる。
カラーテレビジョンのシステムについて考えてみよ
う。このようなシステムにおいては、２つの信号、すな
わちルミナンス信号およびクロミナンス信号が発生さ
れ、処理される。これらの信号は両方とも、例えば、カ
ラーテレビジョンのカメラからの赤、緑および青の画像
情報信号から得られる。クロミナンス信号は、テレビジ
ョン受像機において最終的には分離され、処理される２
つの色差信号の組み合わさったものである。元来同じ信
号から得られるルミナンス成分およびクロミナンス成分
は同じ帯域幅を有する。しかしながら、目はルミナンス
に対するほど色に対して感じやすくないので、カラーの
ビデオ信号が白黒のビデオ信号と同じチャネル周波数空
間で伝送されるように、すなわち白黒の放送信号と逆行
の両立性を保つように、クロミナンス情報は帯域制限さ
れる。
う。このようなシステムにおいては、２つの信号、すな
わちルミナンス信号およびクロミナンス信号が発生さ
れ、処理される。これらの信号は両方とも、例えば、カ
ラーテレビジョンのカメラからの赤、緑および青の画像
情報信号から得られる。クロミナンス信号は、テレビジ
ョン受像機において最終的には分離され、処理される２
つの色差信号の組み合わさったものである。元来同じ信
号から得られるルミナンス成分およびクロミナンス成分
は同じ帯域幅を有する。しかしながら、目はルミナンス
に対するほど色に対して感じやすくないので、カラーの
ビデオ信号が白黒のビデオ信号と同じチャネル周波数空
間で伝送されるように、すなわち白黒の放送信号と逆行
の両立性を保つように、クロミナンス情報は帯域制限さ
れる。
クロミナンス信号を帯域制限すると、ルミナンス信号
の対応する遷移に比べて、その高周波信号の遷移を長く
する傾向がある。このルミナンス信号およびクロミナン
ス信号間における遷移の不一致は、再生画像のエッジを
ぼやけさせる傾向があり、かつ／もしくは再生画像のエ
ッジに沿って不適当な色を発生させる傾向がある。従っ
て、信号を帯域制限するより引き伸ばされているクロミ
ナンス信号の遷移を強調することが望ましい。典型的に
は、この遷移強調は、復調されたベースバンドの色差信
号のクロミナンス信号成分に対して実行される。
の対応する遷移に比べて、その高周波信号の遷移を長く
する傾向がある。このルミナンス信号およびクロミナン
ス信号間における遷移の不一致は、再生画像のエッジを
ぼやけさせる傾向があり、かつ／もしくは再生画像のエ
ッジに沿って不適当な色を発生させる傾向がある。従っ
て、信号を帯域制限するより引き伸ばされているクロミ
ナンス信号の遷移を強調することが望ましい。典型的に
は、この遷移強調は、復調されたベースバンドの色差信
号のクロミナンス信号成分に対して実行される。
第２図において、波形Ａは帯域制限を受けた信号遷移
を表わすものである。波形Ａの傾き以下の傾きを有する
信号遷移は、一般に帯域制限により影響されないものと
考えらえる。元来、波形Ａ以上の傾きを有する信号遷移
は、波形Ａの傾きに近い傾きに帯域制限されているもの
と考えられる。信号が色副搬送周波数の４倍の周波数
（NTSC方式の信号の場合70nsのサンプル期間）でサンプ
リングされると、可能な限り最も速い、帯域制限されな
い遷移は波形Ｂで表わされる。従って、波形Ａは、波形
Ｂおよび波形Ａ間に入る傾きを有する任意の遷移を粗い
近似で表わしている。
を表わすものである。波形Ａの傾き以下の傾きを有する
信号遷移は、一般に帯域制限により影響されないものと
考えらえる。元来、波形Ａ以上の傾きを有する信号遷移
は、波形Ａの傾きに近い傾きに帯域制限されているもの
と考えられる。信号が色副搬送周波数の４倍の周波数
（NTSC方式の信号の場合70nsのサンプル期間）でサンプ
リングされると、可能な限り最も速い、帯域制限されな
い遷移は波形Ｂで表わされる。従って、波形Ａは、波形
Ｂおよび波形Ａ間に入る傾きを有する任意の遷移を粗い
近似で表わしている。
以下に説明する遷移強調回路は、強調された遷移を波
形Ａの遷移のほぼ中間点に位置づける。波形Ａが波形Ｂ
の帯域制限されたものを表わすならば、強調された遷移
は間隔τｄだけ移動される。ルミナンス遷移を対応する
強調されたクロミナンス遷移と整合させるために、ルミ
ナンス信号が移動間隔だけ遅延されなければならないこ
とは容易に理解されることである。この移動間隔は変化
するので、ルミナンスの遅延は、起こりうる移動間隔の
平均値、すなわち図示した例の場合は約140nsに等しく
なるように選択される。対応するルミナンス遷移の傾き
が検出されると、可変遅延ラインを用いることにより補
償のためのルミナンス遅延期間を移動間隔にほぼ等し
く、少なくとも１サンプル間隔の1/2以内にすることが
できる。図示した例の場合、クロミナンスのチャネルが
約650kHz（10％〜90％点間の測定で）に帯域制限されて
いるものと任意に仮定する。
形Ａの遷移のほぼ中間点に位置づける。波形Ａが波形Ｂ
の帯域制限されたものを表わすならば、強調された遷移
は間隔τｄだけ移動される。ルミナンス遷移を対応する
強調されたクロミナンス遷移と整合させるために、ルミ
ナンス信号が移動間隔だけ遅延されなければならないこ
とは容易に理解されることである。この移動間隔は変化
するので、ルミナンスの遅延は、起こりうる移動間隔の
平均値、すなわち図示した例の場合は約140nsに等しく
なるように選択される。対応するルミナンス遷移の傾き
が検出されると、可変遅延ラインを用いることにより補
償のためのルミナンス遅延期間を移動間隔にほぼ等し
く、少なくとも１サンプル間隔の1/2以内にすることが
できる。図示した例の場合、クロミナンスのチャネルが
約650kHz（10％〜90％点間の測定で）に帯域制限されて
いるものと任意に仮定する。
ビデオ信号処理の技術分野における当業者は、Ｒ−Ｙ
およびＢ−Ｙの色差信号が約500kHzに帯域制限されるこ
と、および広帯域のＩの色差信号が約1.3MHzに帯域制限
されることを容易に理解する。従って、処理されている
信号の実際の帯域幅に依り、遷移強調装置に使われるサ
ンプル遅延の数は、それに応じて選択されなければなら
ない。また、強調された遷移は、第２図（波形Ａ）に示
される振幅／継続期間を有する遷移についてのみ実際の
遷移間の中間で生じる。実際の遷移の振幅／継続期間が
波形Ａに示すものより大きいか、あるいは小さいと、強
調された遷移は、中間点より後、あるいは中間点より前
でそれぞれ発生する。通常、システムの成分が帯域制限
された遷移の平均の振幅／継続期間に対応できるように
選択されると、移動は中間点の１サンプル期間内で生じ
る。
およびＢ−Ｙの色差信号が約500kHzに帯域制限されるこ
と、および広帯域のＩの色差信号が約1.3MHzに帯域制限
されることを容易に理解する。従って、処理されている
信号の実際の帯域幅に依り、遷移強調装置に使われるサ
ンプル遅延の数は、それに応じて選択されなければなら
ない。また、強調された遷移は、第２図（波形Ａ）に示
される振幅／継続期間を有する遷移についてのみ実際の
遷移間の中間で生じる。実際の遷移の振幅／継続期間が
波形Ａに示すものより大きいか、あるいは小さいと、強
調された遷移は、中間点より後、あるいは中間点より前
でそれぞれ発生する。通常、システムの成分が帯域制限
された遷移の平均の振幅／継続期間に対応できるように
選択されると、移動は中間点の１サンプル期間内で生じ
る。
第２図において、波形Ｃは波形Ａに対応する強調され
た信号遷移を表わす。波形Ｃは、システムが変更のない
まま入力信号を出力する時点において、サンプルS0（時
間＝70ns）の値を４サンプル期間の間保持し、次いで４
サンプル期間前進させてサンプルS9（ｔ＝700ns）の値
にし、この値を４サンプル期間保持することにより発生
される。
た信号遷移を表わす。波形Ｃは、システムが変更のない
まま入力信号を出力する時点において、サンプルS0（時
間＝70ns）の値を４サンプル期間の間保持し、次いで４
サンプル期間前進させてサンプルS9（ｔ＝700ns）の値
にし、この値を４サンプル期間保持することにより発生
される。
第１図を参照すると、遷移の強調を必要とする信号が
端子10に供給される。例えば、テレビジョン受像機にお
いて、この信号はクロミナンス信号の復調器から得られ
る色差信号の１つである。入力信号は、縦続接続された
遅延段12a-12hを含んでいるシフトレジスタに結合され
る。この入力信号は色副搬送波の４倍のサンプリング周
波数で発生するパルス符号変調されたディジタル信号で
あるものと仮定する。従って、遅延段は、例えば、並列
ビットの２進ラッチで実現され、このラッチは入力サン
プルの周波数に同期してクロック制御される。入力信号
がアナログ信号の場合は、シフトレジスタの前にサンプ
ルアンドホールド回路が置かれ、またシフトレジスタは
電荷転送装置（CTD）で実現することができる。
端子10に供給される。例えば、テレビジョン受像機にお
いて、この信号はクロミナンス信号の復調器から得られ
る色差信号の１つである。入力信号は、縦続接続された
遅延段12a-12hを含んでいるシフトレジスタに結合され
る。この入力信号は色副搬送波の４倍のサンプリング周
波数で発生するパルス符号変調されたディジタル信号で
あるものと仮定する。従って、遅延段は、例えば、並列
ビットの２進ラッチで実現され、このラッチは入力サン
プルの周波数に同期してクロック制御される。入力信号
がアナログ信号の場合は、シフトレジスタの前にサンプ
ルアンドホールド回路が置かれ、またシフトレジスタは
電荷転送装置（CTD）で実現することができる。
例示の実施例において、各遅延段は供給された信号を
１サンプル期間τｓだけ遅延させる。信号サンプルは、
最初の遅延段への入力および全遅延段の出力における出
力タップOT1-OT9においてアクセスされる。９個の出力
タップOT1-OT9は９入力１出力のマルチプレクサ16に結
合される。カウンタ20からの制御入力信号に応答するマ
ルチプレクサ16は、出力タップOT1-OT9から供給される
サンプルを出力結線17に選択的に結合させる。
１サンプル期間τｓだけ遅延させる。信号サンプルは、
最初の遅延段への入力および全遅延段の出力における出
力タップOT1-OT9においてアクセスされる。９個の出力
タップOT1-OT9は９入力１出力のマルチプレクサ16に結
合される。カウンタ20からの制御入力信号に応答するマ
ルチプレクサ16は、出力タップOT1-OT9から供給される
サンプルを出力結線17に選択的に結合させる。
結線10における入力信号は、先に示した参考文献に開
示されている遷移検出器と同様のものである信号遷移検
出器14にも供給される。遷移検出器14は、予め定められ
る値以上の大きさの傾きを有する信号遷移を検出すると
出力信号を発生する。遷移検出器14からの出力信号は、
セットリセット型のフリップフロップ22のセット入力に
供給される。遷移検出器14からの出力信号に応答するフ
リップフロップ22は、カウンタ20のクロック入力CKにク
ロック信号CLOCKを通過させるようにアンドゲート24を
作動させる。
示されている遷移検出器と同様のものである信号遷移検
出器14にも供給される。遷移検出器14は、予め定められ
る値以上の大きさの傾きを有する信号遷移を検出すると
出力信号を発生する。遷移検出器14からの出力信号は、
セットリセット型のフリップフロップ22のセット入力に
供給される。遷移検出器14からの出力信号に応答するフ
リップフロップ22は、カウンタ20のクロック入力CKにク
ロック信号CLOCKを通過させるようにアンドゲート24を
作動させる。
信号CLOCKは、入力10における入力サンプルの発生に
同期してパルスを発生する。クロックパルスは、個々の
用途に応じてサンプル周波数あるいはサンプル周波数の
倍数または約数で発生する。またカウンタ20は、信号CL
OCKに応答し、９個のクロックパルスを計数した後リセ
ット信号も発生し、このリセット信号はフリップフロッ
プ22のリセット入力Ｒに供給される。フリップフロップ
22は、リセット信号に応答して、次に検出される信号遷
移が発生するまでアンドゲート24を非作動にし、カウン
タ20を非作動にする。
同期してパルスを発生する。クロックパルスは、個々の
用途に応じてサンプル周波数あるいはサンプル周波数の
倍数または約数で発生する。またカウンタ20は、信号CL
OCKに応答し、９個のクロックパルスを計数した後リセ
ット信号も発生し、このリセット信号はフリップフロッ
プ22のリセット入力Ｒに供給される。フリップフロップ
22は、リセット信号に応答して、次に検出される信号遷
移が発生するまでアンドゲート24を非作動にし、カウン
タ20を非作動にする。
カウンタ20は、０〜８まで計数するように構成され、
アンドゲート24が非作動化されると同時に０にリセット
される。マルチプレクサ16は、カウンタ20から発生され
る計数値に応答し、それに対応する入力端子０−８を出
力端子17に結合させる。従って、検出される信号遷移の
無い場合、マルチプレクサ16はシフトレジスタの中心の
タップCTを出力端子17に結合する。遷移が検出され、カ
ウンタ20が計数値０−８を順次計数すると、マルチプレ
クサ16は対応する入力端子０−８（そして０に戻る）を
逐次出力結線に結合する。従って、遷移が検出される
と、出力端子17に供給される一連のサンプルは、タップ
CT,OT6,OT7,OT8,OT9,OT1,OT2,OT3およびOT4から順に得
られる。
アンドゲート24が非作動化されると同時に０にリセット
される。マルチプレクサ16は、カウンタ20から発生され
る計数値に応答し、それに対応する入力端子０−８を出
力端子17に結合させる。従って、検出される信号遷移の
無い場合、マルチプレクサ16はシフトレジスタの中心の
タップCTを出力端子17に結合する。遷移が検出され、カ
ウンタ20が計数値０−８を順次計数すると、マルチプレ
クサ16は対応する入力端子０−８（そして０に戻る）を
逐次出力結線に結合する。従って、遷移が検出される
と、出力端子17に供給される一連のサンプルは、タップ
CT,OT6,OT7,OT8,OT9,OT1,OT2,OT3およびOT4から順に得
られる。
この装置は、信号遷移の開始がシフトレジスタの中心
のタップCTに得られるまで、カウンタ20が計数動作を開
始しないように遷移検出回路に十分な遅延を有するよう
に構成されている。サンプル周波数でタップCT,OT6,OT
7,OT8,OT9から順次得られるサンプルは、５つのサンプ
ル期間について同じサンプル値をサンプリングしたもの
か、もしくは５つのサンプル期間について初期値を保持
したものに対応する。実際に、第２図において時間70ns
で発生するサンプルは時間350nsまで保持される。タッ
プOT9をアクセスした後、マルチプレクサ16はタップOT1
に切り換える。
のタップCTに得られるまで、カウンタ20が計数動作を開
始しないように遷移検出回路に十分な遅延を有するよう
に構成されている。サンプル周波数でタップCT,OT6,OT
7,OT8,OT9から順次得られるサンプルは、５つのサンプ
ル期間について同じサンプル値をサンプリングしたもの
か、もしくは５つのサンプル期間について初期値を保持
したものに対応する。実際に、第２図において時間70ns
で発生するサンプルは時間350nsまで保持される。タッ
プOT9をアクセスした後、マルチプレクサ16はタップOT1
に切り換える。
マルチプレクサ16がタップOT9におけるサンプルをア
クセスすると、全体の信号遷移がシフトレジスタ中に入
っている。第２図においてS0-S8で示されるサンプル
は、タップOT9,OT8,OT7,OT6,CT,OT4,OT3,OT2およびOT1
からそれぞれ得られる。マルチプレクサ16がタップOT9
をアクセスした後の１サンプル期間の間に、すべてのサ
ンプル値はレジスタ中において右側にシフトされ、同時
にマルチプレクサ16はタップOT1におけるサンプルをア
クセスする。この時、第２図においてS9で示されるサン
プルはタップOT1に得られる。続く４つのクロック周期
（サンプル期間）の間、サンプルS9は遅延段12a-12d中
をシフトされ、またマルチプレクサ16はサンプル周波数
でタップOT2,OT3,OT4およびCTを順次アクセスする。従
って、信号遷移の終点に対応するS9で示されるサンプル
は５つのサンプル期間についての出力である。この時、
カウンタ20は自動的にリセットし、マルチプレクサ16の
走査動作を禁止し、中心のタップに生じる一連の信号サ
ンプルが出力17に供給される。
クセスすると、全体の信号遷移がシフトレジスタ中に入
っている。第２図においてS0-S8で示されるサンプル
は、タップOT9,OT8,OT7,OT6,CT,OT4,OT3,OT2およびOT1
からそれぞれ得られる。マルチプレクサ16がタップOT9
をアクセスした後の１サンプル期間の間に、すべてのサ
ンプル値はレジスタ中において右側にシフトされ、同時
にマルチプレクサ16はタップOT1におけるサンプルをア
クセスする。この時、第２図においてS9で示されるサン
プルはタップOT1に得られる。続く４つのクロック周期
（サンプル期間）の間、サンプルS9は遅延段12a-12d中
をシフトされ、またマルチプレクサ16はサンプル周波数
でタップOT2,OT3,OT4およびCTを順次アクセスする。従
って、信号遷移の終点に対応するS9で示されるサンプル
は５つのサンプル期間についての出力である。この時、
カウンタ20は自動的にリセットし、マルチプレクサ16の
走査動作を禁止し、中心のタップに生じる一連の信号サ
ンプルが出力17に供給される。
強調された信号遷移が、副搬送波サンプル周波数の４
倍の１サンプル期間と交差して生じるとき、この遷移
は、テレビジョン受像機システムの帯域幅が許容するも
のより速いものである。従って、信号出力経路中に低域
通過フィルタ18を入れることが望ましい。あるいは、カ
ウンタ20は、計数シーケンスの間に計数値５の代りに計
数値０を使い、次いで通常の方法で６−８の計数を続け
るように構成してもよい。この例の場合、遷移の間、出
力信号は、遷移の初期値の５つのサンプル、遷移の中間
点のサンプル値、および遷移の最終値の４つのサンプル
から成る。強調された遷移は、２つのサンプル期間にわ
たって生じ、１つのサンプル期間にわたって強調される
遷移よりも狭い帯域幅を有することになる。
倍の１サンプル期間と交差して生じるとき、この遷移
は、テレビジョン受像機システムの帯域幅が許容するも
のより速いものである。従って、信号出力経路中に低域
通過フィルタ18を入れることが望ましい。あるいは、カ
ウンタ20は、計数シーケンスの間に計数値５の代りに計
数値０を使い、次いで通常の方法で６−８の計数を続け
るように構成してもよい。この例の場合、遷移の間、出
力信号は、遷移の初期値の５つのサンプル、遷移の中間
点のサンプル値、および遷移の最終値の４つのサンプル
から成る。強調された遷移は、２つのサンプル期間にわ
たって生じ、１つのサンプル期間にわたって強調される
遷移よりも狭い帯域幅を有することになる。
回路を簡単化する別の構成例は、マルチプレクサ16の
代りに５つの中から１つを選ぶマルチプレクサを用いる
ものである。この場合、出力タップOT1,OT3,CT,OT7およ
びOT9は、マルチプレクサの５個の入力端子3,4,0,1およ
び２にそれぞれ結合される。この例の場合、カウンタ20
は、サンプル周波数の1/2で生じるクロックパルスを計
数するように構成されるモジュロ５のカウンタである。
強調された遷移の前の出力サンプルは、サンプルS0およ
びサンプルS1の値の間で切り換わり、また強調された遷
移の後の出力サンプルは、サンプルS9の値および次に連
続するサンプル値間で切り換わる。この望ましくない出
力信号の変調は低域通過フィルタ18により実質上除去さ
れる。
代りに５つの中から１つを選ぶマルチプレクサを用いる
ものである。この場合、出力タップOT1,OT3,CT,OT7およ
びOT9は、マルチプレクサの５個の入力端子3,4,0,1およ
び２にそれぞれ結合される。この例の場合、カウンタ20
は、サンプル周波数の1/2で生じるクロックパルスを計
数するように構成されるモジュロ５のカウンタである。
強調された遷移の前の出力サンプルは、サンプルS0およ
びサンプルS1の値の間で切り換わり、また強調された遷
移の後の出力サンプルは、サンプルS9の値および次に連
続するサンプル値間で切り換わる。この望ましくない出
力信号の変調は低域通過フィルタ18により実質上除去さ
れる。
図に示した例は約650kHzに周波数帯域制限された信号
の遷移を強調するように設計されている。より低いか、
または、より高い周波数に帯域制限される信号について
は、より多いか、または、より少ないシフトレジスタ段
がそれぞれ必要とされる。マルチプレクサおよびカウン
タの大きさは、それに応じて変えられる。
の遷移を強調するように設計されている。より低いか、
または、より高い周波数に帯域制限される信号について
は、より多いか、または、より少ないシフトレジスタ段
がそれぞれ必要とされる。マルチプレクサおよびカウン
タの大きさは、それに応じて変えられる。
この装置の変形例は本発明の精神から外れないで容易
に実現されるものと考えられる。例えば、強調された遷
移が帯域制限された遷移の中間点で常に生じるように各
遷移の継続期間を計算し、また遅延されたサンプルを順
序付けるようにマルチプレクサをプログラミングする遷
移検出器を使うこともできる。更に、テレビジョン受像
機の分野では、遷移検出器はクロミナンスのチャネルお
よびルミナンスのチャネルの両方における信号遷移に応
答するように設計することもできる。更に、本発明は、
ビデオ信号処理に関連して、例えば、ビデオカセットレ
コーダーにおけるルミナンス遷移を強調するように構成
することもできる。
に実現されるものと考えられる。例えば、強調された遷
移が帯域制限された遷移の中間点で常に生じるように各
遷移の継続期間を計算し、また遅延されたサンプルを順
序付けるようにマルチプレクサをプログラミングする遷
移検出器を使うこともできる。更に、テレビジョン受像
機の分野では、遷移検出器はクロミナンスのチャネルお
よびルミナンスのチャネルの両方における信号遷移に応
答するように設計することもできる。更に、本発明は、
ビデオ信号処理に関連して、例えば、ビデオカセットレ
コーダーにおけるルミナンス遷移を強調するように構成
することもできる。
第１図は、本発明を具体化する信号遷移強調装置のブロ
ック図である。 第２図は、本発明を説明するのに有用な時間対振幅の波
形図である。 10……入力端子、12a-12h……遅延段、14……信号遷移
検出器、16……マルチプレクサ、17……出力端子。
ック図である。 第２図は、本発明を説明するのに有用な時間対振幅の波
形図である。 10……入力端子、12a-12h……遅延段、14……信号遷移
検出器、16……マルチプレクサ、17……出力端子。
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号を受け取る信号入力端子と、 信号出力端子と、 前記信号入力端子に結合される入力端子を有し且つ複数
の出力端子を有する直列入力／並列出力レジスタであっ
て、該入力端子と該複数の出力端子の各々との間に異な
る信号遅延が発生される直列入力／並列出力レジスタ
と、 前記信号入力端子に結合され、信号遷移が発生すると制
御信号を発生する信号遷移検出器と、 前記複数の出力端子に結合される複数の入力結線を有
し、且つ前記信号出力端子に結合される出力端子を有
し、制御値に応答して、前記複数の出力端子を前記信号
出力端子に選択的に結合させるマルチプレクシング手段
と、 前記制御信号に応答し、予め定められる一連の値を予め
定められる割合で発生するカウンタであって、該一連の
値は前記マルチプレクシング手段の制御入力端子に供給
され、該マルチプレクシング手段を条件づけて、前記複
数の出力端子を予め定められる順序で前記信号出力端子
に選択的に結合させ、該順序は最初に、前記複数の出力
端子のうちの中間の端子、次に、前記複数の出力端子の
うちで該中間の端子よりも多い信号遅延を生じる端子、
次に、前記複数の出力端子のうちで該中間の端子よりも
少ない信号遅延を生じる端子、そして次に該中間の端子
となり、また前記制御信号の存在しないときには該中間
の端子を前記信号出力端子に結合させるカウンタとを含
む、信号遷移強調装置。 - 【請求項２】前記マルチプレクシング手段の出力端子と
前記信号出力端子との間に結合される低域フィルタを含
む、特許請求の範囲第１項記載の信号遷移強調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/012,392 US4777385A (en) | 1987-02-09 | 1987-02-09 | Signal transient improvement circuit |
| US12392 | 1998-01-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63203084A JPS63203084A (ja) | 1988-08-22 |
| JPH0834598B2 true JPH0834598B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=21754756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63025867A Expired - Fee Related JPH0834598B2 (ja) | 1987-02-09 | 1988-02-08 | 信号遷移強調装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4777385A (ja) |
| EP (1) | EP0278708B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0834598B2 (ja) |
| KR (1) | KR970000848B1 (ja) |
| DE (1) | DE3885473T2 (ja) |
| HK (1) | HK1004050A1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2680629B2 (ja) * | 1988-09-30 | 1997-11-19 | 三洋電機株式会社 | カラー画像の輪郭補正回路 |
| GB8924203D0 (en) * | 1989-10-27 | 1989-12-13 | Ncr Co | Delay measuring circuit |
| US5033067A (en) * | 1989-12-15 | 1991-07-16 | Alcatel Na Network Systems Corp. | Variable shift register |
| KR930002906B1 (ko) * | 1989-12-23 | 1993-04-15 | 삼성전자 주식회사 | 윤곽 보정회로 |
| DE4009730A1 (de) * | 1990-03-27 | 1991-10-02 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur versteilerung von signalflanken |
| FI913869A (fi) * | 1990-09-27 | 1992-03-28 | Philips Nv | Anordning foer foerbaettring av signaloevergaongar. |
| US5304854A (en) * | 1992-02-03 | 1994-04-19 | Rca Thomson Licensing Corporation | Signal transient improvement circuit |
| US5369446A (en) * | 1992-04-30 | 1994-11-29 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Video signal processor employing edge replacement, preshoots and overshoots for transient enhancement |
| JPH05333808A (ja) * | 1992-05-29 | 1993-12-17 | Sharp Corp | 表示駆動回路 |
| US6097848A (en) * | 1997-11-03 | 2000-08-01 | Welch Allyn, Inc. | Noise reduction apparatus for electronic edge enhancement |
| US5977805A (en) * | 1998-01-21 | 1999-11-02 | Atmel Corporation | Frequency synthesis circuit tuned by digital words |
| US5990713A (en) * | 1998-02-05 | 1999-11-23 | Harris Corporation | Adjustable phase clock circuit using the same and related methods |
| US6127858A (en) * | 1998-04-30 | 2000-10-03 | Intel Corporation | Method and apparatus for varying a clock frequency on a phase by phase basis |
| US6617911B2 (en) * | 2001-10-19 | 2003-09-09 | Intel Corporation | Reducing output capacitance of digital-to-time domain converter for very high frequency digital waveform synthesis |
| US6509771B1 (en) * | 2001-12-14 | 2003-01-21 | International Business Machines Corporation | Enhanced operational frequency for a precise and programmable duty cycle generator |
| US8213676B2 (en) | 2006-12-20 | 2012-07-03 | Ge Inspection Technologies Lp | Inspection apparatus method and apparatus comprising motion responsive control |
| US9633426B2 (en) | 2014-05-30 | 2017-04-25 | General Electric Company | Remote visual inspection image capture system and method |
| US8810636B2 (en) | 2006-12-20 | 2014-08-19 | Ge Inspection Technologies, Lp | Inspection apparatus method and apparatus comprising selective frame output |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3778543A (en) * | 1972-09-05 | 1973-12-11 | Ellanin Investments | Predictive-retrospective method for bandwidth improvement |
| US4330750A (en) * | 1979-03-13 | 1982-05-18 | International Computers Limited | Variable delay circuits |
| US4290022A (en) * | 1979-04-16 | 1981-09-15 | General Electric Company | Digitally programmable phase shifter |
| US4538178A (en) * | 1983-06-24 | 1985-08-27 | Rca Corporation | Digital signal peaking apparatus with controllable peaking level |
| US4553042A (en) * | 1983-07-27 | 1985-11-12 | Rca Corporation | Signal transition enhancement circuit |
| US4637018A (en) * | 1984-08-29 | 1987-01-13 | Burroughs Corporation | Automatic signal delay adjustment method |
| DE3541103C1 (de) * | 1985-11-21 | 1986-12-18 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung zum Erhoehen der Schaerfe von Farbkanten |
-
1987
- 1987-02-09 US US07/012,392 patent/US4777385A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-02-08 EP EP88301017A patent/EP0278708B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-02-08 DE DE88301017T patent/DE3885473T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-02-08 JP JP63025867A patent/JPH0834598B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1988-02-08 KR KR1019880001130A patent/KR970000848B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1998
- 1998-04-14 HK HK98103036A patent/HK1004050A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3885473T2 (de) | 1994-05-05 |
| JPS63203084A (ja) | 1988-08-22 |
| DE3885473D1 (de) | 1993-12-16 |
| US4777385A (en) | 1988-10-11 |
| HK1004050A1 (en) | 1998-11-13 |
| EP0278708A2 (en) | 1988-08-17 |
| EP0278708B1 (en) | 1993-11-10 |
| EP0278708A3 (en) | 1990-05-30 |
| KR970000848B1 (ko) | 1997-01-20 |
| KR880010616A (ko) | 1988-10-10 |
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