JPH08336259A - 車両用交流発電機 - Google Patents
車両用交流発電機Info
- Publication number
- JPH08336259A JPH08336259A JP7139739A JP13973995A JPH08336259A JP H08336259 A JPH08336259 A JP H08336259A JP 7139739 A JP7139739 A JP 7139739A JP 13973995 A JP13973995 A JP 13973995A JP H08336259 A JPH08336259 A JP H08336259A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- rectifier
- power transistor
- generator
- battery
- mos power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 23
- 239000013078 crystal Substances 0.000 claims abstract description 5
- 238000001816 cooling Methods 0.000 claims description 55
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 47
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 41
- 238000010248 power generation Methods 0.000 claims 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 65
- 239000010410 layer Substances 0.000 description 47
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 24
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 12
- 239000012535 impurity Substances 0.000 description 11
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 10
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 description 8
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 8
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 7
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 6
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 6
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 5
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 5
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 5
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 4
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 239000000463 material Substances 0.000 description 3
- 230000001603 reducing effect Effects 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- IJGRMHOSHXDMSA-UHFFFAOYSA-N Atomic nitrogen Chemical compound N#N IJGRMHOSHXDMSA-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N aluminium oxide Inorganic materials [O-2].[O-2].[O-2].[Al+3].[Al+3] PNEYBMLMFCGWSK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 2
- 230000037230 mobility Effects 0.000 description 2
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 229910000679 solder Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000002195 synergetic effect Effects 0.000 description 2
- 238000009423 ventilation Methods 0.000 description 2
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N Silicium dioxide Chemical compound O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000012790 adhesive layer Substances 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 238000004512 die casting Methods 0.000 description 1
- 238000001312 dry etching Methods 0.000 description 1
- 229920006015 heat resistant resin Polymers 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 238000005468 ion implantation Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000000465 moulding Methods 0.000 description 1
- 229910052757 nitrogen Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000013021 overheating Methods 0.000 description 1
- 230000003647 oxidation Effects 0.000 description 1
- 238000007254 oxidation reaction Methods 0.000 description 1
- 229910021420 polycrystalline silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 229920005591 polysilicon Polymers 0.000 description 1
- 229920005989 resin Polymers 0.000 description 1
- 239000011347 resin Substances 0.000 description 1
- 229910052814 silicon oxide Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
- H01L29/772—Field effect transistors
- H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
- H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
- H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
- H01L29/7813—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors with trench gate electrode, e.g. UMOS transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
- H01L29/772—Field effect transistors
- H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
- H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
- H01L29/7802—Vertical DMOS transistors, i.e. VDMOS transistors
- H01L29/781—Inverted VDMOS transistors, i.e. Source-Down VDMOS transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
- H01L29/772—Field effect transistors
- H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
- H01L29/7827—Vertical transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K11/00—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection
- H02K11/04—Structural association of dynamo-electric machines with electric components or with devices for shielding, monitoring or protection for rectification
- H02K11/049—Rectifiers associated with stationary parts, e.g. stator cores
- H02K11/05—Rectifiers associated with casings, enclosures or brackets
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
- H01L29/16—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only elements of Group IV of the Periodic Table
- H01L29/1608—Silicon carbide
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
- H02K19/00—Synchronous motors or generators
- H02K19/16—Synchronous generators
- H02K19/36—Structural association of synchronous generators with auxiliary electric devices influencing the characteristic of the generator or controlling the generator, e.g. with impedances or switches
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Ceramic Engineering (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Connection Of Motors, Electrical Generators, Mechanical Devices, And The Like (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】低損失であり、整流器を横置き・排気管前側配
置方式のエンジンの前側に取り付け、発電機のハウジン
グの排気管側端壁に整流器を固定した車両用交流発電機
を提供する。 【構成】単結晶SiC半導体からなるMOSパワートラ
ンジスタを半導体整流素子として三相全波整流器19を
構成し、この三相全波整流器19を発電機のハウジング
の排気管側端壁に固定する。このようにすれば、整流器
19の発熱は格段に減少しかつその耐熱性が向上するの
で、排気管からの輻射熱により過酷な熱環境となる発電
機のハウジングの排気管側端壁に整流器19を設置して
も、整流器19の信頼性が劣化することがない。
置方式のエンジンの前側に取り付け、発電機のハウジン
グの排気管側端壁に整流器を固定した車両用交流発電機
を提供する。 【構成】単結晶SiC半導体からなるMOSパワートラ
ンジスタを半導体整流素子として三相全波整流器19を
構成し、この三相全波整流器19を発電機のハウジング
の排気管側端壁に固定する。このようにすれば、整流器
19の発熱は格段に減少しかつその耐熱性が向上するの
で、排気管からの輻射熱により過酷な熱環境となる発電
機のハウジングの排気管側端壁に整流器19を設置して
も、整流器19の信頼性が劣化することがない。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、ハウジングに整流器が
固定される車両用交流発電機に関する。
固定される車両用交流発電機に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、エンジンの小型高出力化傾向とエ
ンジンルーム容積縮小傾向が進んでおり、エンジンルー
ム容積を増大することなく大出力のエンジンを積載する
ために、FF形式においてエンジンを横置きし排気管を
エンジンから前方へ延設するいわゆる横置き・排気管前
側配置方式が多く採用されている。
ンジンルーム容積縮小傾向が進んでおり、エンジンルー
ム容積を増大することなく大出力のエンジンを積載する
ために、FF形式においてエンジンを横置きし排気管を
エンジンから前方へ延設するいわゆる横置き・排気管前
側配置方式が多く採用されている。
【0003】この横置き・排気管前側配置方式のエンジ
ン配置において、発電機もエンジンより前方に位置する
エンジンの側面に固定されるのが普通である。これは、
走行中の空気流による冷却及びエンジンルーム前端部に
設けた冷却ファンの空気流による冷却を利用して発電機
を冷却できる利点、及び、プーリー駆動という制約下に
おいて、エンジンの上方、下方、後方においてはエンジ
ンルームのスペースなどの点で制約があるためである。
ン配置において、発電機もエンジンより前方に位置する
エンジンの側面に固定されるのが普通である。これは、
走行中の空気流による冷却及びエンジンルーム前端部に
設けた冷却ファンの空気流による冷却を利用して発電機
を冷却できる利点、及び、プーリー駆動という制約下に
おいて、エンジンの上方、下方、後方においてはエンジ
ンルームのスペースなどの点で制約があるためである。
【0004】一方、従来の車両用交流発電機では整流器
は発電機のハウジングに固定される。これは、ハウジン
グの大熱容量及び良熱伝導性及び電気伝導性によりハウ
ジングをヒートシンクとして利用できるとともに接地端
(車体アース)としても利用できることと、発電機の電
機子巻線との接続距離が短く、損失低減及び配線作業の
点でも有利なためである。この整流器は従来において、
発電機のハウジングの反プーリー側端壁(後端壁ともい
う)に固定されるのが普通である。この理由は、整流器
を発電機のハウジングのプーリー側端壁に固定すると、
整流器が突出するため、ベルト掛け作業の邪魔になるた
めであり、整流器を発電機のハウジングの周壁に固定す
ると発電機の径方向寸法が増大して発電機をエンジンに
固定する場合の邪魔になるなどの問題が生じるためであ
る。
は発電機のハウジングに固定される。これは、ハウジン
グの大熱容量及び良熱伝導性及び電気伝導性によりハウ
ジングをヒートシンクとして利用できるとともに接地端
(車体アース)としても利用できることと、発電機の電
機子巻線との接続距離が短く、損失低減及び配線作業の
点でも有利なためである。この整流器は従来において、
発電機のハウジングの反プーリー側端壁(後端壁ともい
う)に固定されるのが普通である。この理由は、整流器
を発電機のハウジングのプーリー側端壁に固定すると、
整流器が突出するため、ベルト掛け作業の邪魔になるた
めであり、整流器を発電機のハウジングの周壁に固定す
ると発電機の径方向寸法が増大して発電機をエンジンに
固定する場合の邪魔になるなどの問題が生じるためであ
る。
【0005】また、特開平4ー138030号公報は、
整流器の半導体整流素子としてMOSパワートランジス
タを用いることを開示している。この種のMOSパワー
トランジスタとしては、耐圧確保及びオン抵抗低減のた
めにN型シリコン基板をMOSパワートランジスタの一
方の主電極とし、チップの表面部に形成されたP型ウエ
ル領域の表面部にもう一方の主電極をなすN+ 型の領域
を形成する縦型MOSパワートランジスタ構造を採用す
るのが通常である。
整流器の半導体整流素子としてMOSパワートランジス
タを用いることを開示している。この種のMOSパワー
トランジスタとしては、耐圧確保及びオン抵抗低減のた
めにN型シリコン基板をMOSパワートランジスタの一
方の主電極とし、チップの表面部に形成されたP型ウエ
ル領域の表面部にもう一方の主電極をなすN+ 型の領域
を形成する縦型MOSパワートランジスタ構造を採用す
るのが通常である。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】けれども、上述の如く
横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置を行い、車
両用交流発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発
電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定する場合、
エンジンルーム内におけるエンジン及び発電機の前後方
向又は上下方向の所要寸法を低減でき、走行により生じ
る自然冷却風や冷却用ファンにより生じる強制冷却風を
有効に発電機に当てることができるという利点があるも
のの、発電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定さ
れた整流器が高温の排気管に近接してしまい、その輻射
熱により整流器の温度が上昇してしまうという問題があ
った。従来、整流器の最高許容温度は約180℃であ
り、最悪の運転条件でもこの温度以下に整流器温度を維
持する必要がある。もちろん、反プーリー側端壁に固定
された整流器をこの反プーリー側端壁に固定されたエン
ドカバーで囲覆することにより整流器へ入射する輻射熱
を遮断し、また整流器を保護することは通常行われるこ
とである。しかし、このような高温環境においてエンド
カバーは金属製(通常アルミニウム)とせざるを得ず、
このエンドカバーが輻射熱により加熱されると、このエ
ンドカバーが輻射または伝熱により整流器やハウジング
を加熱することになる。
横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置を行い、車
両用交流発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発
電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定する場合、
エンジンルーム内におけるエンジン及び発電機の前後方
向又は上下方向の所要寸法を低減でき、走行により生じ
る自然冷却風や冷却用ファンにより生じる強制冷却風を
有効に発電機に当てることができるという利点があるも
のの、発電機のハウジングの反プーリー側端壁に固定さ
れた整流器が高温の排気管に近接してしまい、その輻射
熱により整流器の温度が上昇してしまうという問題があ
った。従来、整流器の最高許容温度は約180℃であ
り、最悪の運転条件でもこの温度以下に整流器温度を維
持する必要がある。もちろん、反プーリー側端壁に固定
された整流器をこの反プーリー側端壁に固定されたエン
ドカバーで囲覆することにより整流器へ入射する輻射熱
を遮断し、また整流器を保護することは通常行われるこ
とである。しかし、このような高温環境においてエンド
カバーは金属製(通常アルミニウム)とせざるを得ず、
このエンドカバーが輻射熱により加熱されると、このエ
ンドカバーが輻射または伝熱により整流器やハウジング
を加熱することになる。
【0007】すなわち、従来の横置き・排気管前側配置
方式のエンジン配置において発電機をエンジンの前側に
配置し、整流器を発電機のハウジングの反プーリー側端
壁に固定する最小スペース構成を採用しようとすると、
整流器の過熱が問題となってしまうという問題が生じ
た。もちろん、エンドカバーと排気管との間に熱遮断構
造を更に追加することも考えられるが、部品点数及び組
立工程の増大、保守作業の困難化という問題が新たに派
生してしまう。
方式のエンジン配置において発電機をエンジンの前側に
配置し、整流器を発電機のハウジングの反プーリー側端
壁に固定する最小スペース構成を採用しようとすると、
整流器の過熱が問題となってしまうという問題が生じ
た。もちろん、エンドカバーと排気管との間に熱遮断構
造を更に追加することも考えられるが、部品点数及び組
立工程の増大、保守作業の困難化という問題が新たに派
生してしまう。
【0008】一方、整流器温度をその最高許容温度(約
180℃)以下に維持するために整流器の冷却用フィン
を大型化し、発電機の内部冷却ファンにより生じる冷却
風により整流器を強力に冷却性を向上することも考えら
れる。しかし、この場合には、整流器の大型化、通風抵
抗の増加による電機子巻線や界磁巻線の温度上昇、整流
器の冷却フィンへ入射する輻射熱の増大が問題となって
しまう。
180℃)以下に維持するために整流器の冷却用フィン
を大型化し、発電機の内部冷却ファンにより生じる冷却
風により整流器を強力に冷却性を向上することも考えら
れる。しかし、この場合には、整流器の大型化、通風抵
抗の増加による電機子巻線や界磁巻線の温度上昇、整流
器の冷却フィンへ入射する輻射熱の増大が問題となって
しまう。
【0009】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置にお
いて発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発電機
のハウジングの反プーリー側端壁に固定する配置におい
て、上述した熱遮断構造や整流器の冷却フィンの大型化
といった二次的な問題を派生する方策を採用することな
く整流器の信頼性を確保することを、その目的としてい
る。
あり、横置き・排気管前側配置方式のエンジン配置にお
いて発電機をエンジンの前側に配置し、整流器を発電機
のハウジングの反プーリー側端壁に固定する配置におい
て、上述した熱遮断構造や整流器の冷却フィンの大型化
といった二次的な問題を派生する方策を採用することな
く整流器の信頼性を確保することを、その目的としてい
る。
【0010】本発明者らは、上記目的を達成するため
に、MOSパワートランジスタを半導体整流素子とする
整流器を採用することを考えた。MOSパワートランジ
スタを用いた整流器はダイオードを半導体整流素子とす
る整流器に比べて順方向接合損失による内部発熱がな
く、抵抗損失だけであるので低温化できる可能性があ
る。しかし、本発明者らの解析によれば上記した従来の
MOSパワートランジスタ式三相全波整流器には以下の
問題があることが判明した。
に、MOSパワートランジスタを半導体整流素子とする
整流器を採用することを考えた。MOSパワートランジ
スタを用いた整流器はダイオードを半導体整流素子とす
る整流器に比べて順方向接合損失による内部発熱がな
く、抵抗損失だけであるので低温化できる可能性があ
る。しかし、本発明者らの解析によれば上記した従来の
MOSパワートランジスタ式三相全波整流器には以下の
問題があることが判明した。
【0011】まず、車両用交流発電機では三相電機子巻
線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ量が大きいために、
それが瞬時に放出される事故に対する対策として、三相
全波整流器の各半導体電力素子の耐圧をバッテリ電圧す
なわち三相全波整流器の出力整流電圧の20倍以上例え
ば300V以上に設定する必要がある。更に、近時の車
載電気負荷(例えばデフロスト用ヒータなど)の増大か
ら100A以上の出力電流が要望され、このような高耐
圧、大電流構造のMOSパワートランジスタの電力損失
はダイオードのそれと同程度となってしまい、ダイオー
ドの代わりにわざわざ構造複雑なMOSパワートランジ
スタを用いる意味がなくなってしまう。
線や界磁コイルの蓄積磁気エネルギ量が大きいために、
それが瞬時に放出される事故に対する対策として、三相
全波整流器の各半導体電力素子の耐圧をバッテリ電圧す
なわち三相全波整流器の出力整流電圧の20倍以上例え
ば300V以上に設定する必要がある。更に、近時の車
載電気負荷(例えばデフロスト用ヒータなど)の増大か
ら100A以上の出力電流が要望され、このような高耐
圧、大電流構造のMOSパワートランジスタの電力損失
はダイオードのそれと同程度となってしまい、ダイオー
ドの代わりにわざわざ構造複雑なMOSパワートランジ
スタを用いる意味がなくなってしまう。
【0012】上記したMOSパワートランジスタ式三相
全波整流器の問題点を図4、図5を参照して以下、更に
詳細に解析する。ただし、図4はMOSパワートランジ
スタ式三相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路
であり、図5は典型的なMOSパワートランジスタの断
面構造例を示す。図4のNチャンネルMOSパワートラ
ンジスタのインバータ回路は、ハイサイドのMOSパワ
ートランジスタ101のドレイン電極Dとローサイドの
MOSパワートランジスタ102のソース電極Sとが三
相交流発電機(図示せず)の一相出力端に接続され、ロ
ーサイドのMOSパワートランジスタ102のドレイン
電極Dがバッテリ(図示せず)の低位端に接続され、ハ
イサイドのMOSパワートランジスタ101のソース電
極Sはバッテリの高位端に接続される。ちなみに充電時
における充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であ
る。
全波整流器の問題点を図4、図5を参照して以下、更に
詳細に解析する。ただし、図4はMOSパワートランジ
スタ式三相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路
であり、図5は典型的なMOSパワートランジスタの断
面構造例を示す。図4のNチャンネルMOSパワートラ
ンジスタのインバータ回路は、ハイサイドのMOSパワ
ートランジスタ101のドレイン電極Dとローサイドの
MOSパワートランジスタ102のソース電極Sとが三
相交流発電機(図示せず)の一相出力端に接続され、ロ
ーサイドのMOSパワートランジスタ102のドレイン
電極Dがバッテリ(図示せず)の低位端に接続され、ハ
イサイドのMOSパワートランジスタ101のソース電
極Sはバッテリの高位端に接続される。ちなみに充電時
における充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であ
る。
【0013】更に、上記MOSパワートランジスタ10
1、102ではP型ウエル領域とソース電極S又はドレ
イン電極Dとの間に原理的にソース接続側の寄生ダイオ
ードDsとドレイン接続側の寄生ダイオードDdとが図
示のように生じる。表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域であるP型ウエル領域(例えば図
5の103)への電位付与の必要からP型ウエル領域
と、反転チャンネルにより導通される反対導電型のソー
ス電極S(例えば図5の106)又はドレイン電極D
(例えば図5の104)のどちらかとは接続することが
通常行われるが、三相全波整流器の一相回路としてこの
インバータ回路を用いる場合、図4に図示するように、
P型ウエル領域(例えば図5では103)とドレイン電
極D(例えば図5では104)とを接続するすなわちド
レイン接続側の寄生ダイオードDdを短絡する必要があ
る。
1、102ではP型ウエル領域とソース電極S又はドレ
イン電極Dとの間に原理的にソース接続側の寄生ダイオ
ードDsとドレイン接続側の寄生ダイオードDdとが図
示のように生じる。表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域であるP型ウエル領域(例えば図
5の103)への電位付与の必要からP型ウエル領域
と、反転チャンネルにより導通される反対導電型のソー
ス電極S(例えば図5の106)又はドレイン電極D
(例えば図5の104)のどちらかとは接続することが
通常行われるが、三相全波整流器の一相回路としてこの
インバータ回路を用いる場合、図4に図示するように、
P型ウエル領域(例えば図5では103)とドレイン電
極D(例えば図5では104)とを接続するすなわちド
レイン接続側の寄生ダイオードDdを短絡する必要があ
る。
【0014】すなわち、車両用交流発電機では、P型ウ
エル領域(例えば図5では103)とソース電極S(例
えば図5では106)とを接続し、ソース接続側の寄生
ダイオードDsを短絡すると、ハイサイドのMOSパワ
ートランジスタのドレイン電極Dに接続される発電電圧
がバッテリ電圧より低下すればドレイン接続側の寄生ダ
イオードDdを通じて逆流電流が流れてしまう。同じ
く、ローサイドのMOSパワートランジスタのソース電
極Sに接続される発電電圧がバッテリ低位端の電位(接
地電位)電圧より上昇すればドレイン接続側の寄生ダイ
オードDdを通じて逆流電流が流れてしまう。したがっ
て、このような寄生ダイオードDdを通じた電流逆流を
防止するためには、P型ウエル領域103をドレイン電
極に接続して、ソース接続側の寄生ダイオードDsによ
り上記逆流を阻止する必要が生じる。結局、車両用交流
発電機に用いるMOSパワートランジスタのP型ウエル
領域(例えば図5では103)はドレイン電極Dに接続
する必要がある。
エル領域(例えば図5では103)とソース電極S(例
えば図5では106)とを接続し、ソース接続側の寄生
ダイオードDsを短絡すると、ハイサイドのMOSパワ
ートランジスタのドレイン電極Dに接続される発電電圧
がバッテリ電圧より低下すればドレイン接続側の寄生ダ
イオードDdを通じて逆流電流が流れてしまう。同じ
く、ローサイドのMOSパワートランジスタのソース電
極Sに接続される発電電圧がバッテリ低位端の電位(接
地電位)電圧より上昇すればドレイン接続側の寄生ダイ
オードDdを通じて逆流電流が流れてしまう。したがっ
て、このような寄生ダイオードDdを通じた電流逆流を
防止するためには、P型ウエル領域103をドレイン電
極に接続して、ソース接続側の寄生ダイオードDsによ
り上記逆流を阻止する必要が生じる。結局、車両用交流
発電機に用いるMOSパワートランジスタのP型ウエル
領域(例えば図5では103)はドレイン電極Dに接続
する必要がある。
【0015】ところが、図5に示す従来の縦型チャンネ
ルMOSパワートランジスタ構造では、P型ウエル領域
103とその表面部のN+ 型領域104とを短絡し、P
型ウエル領域103とN型エピタキシャル耐圧層105
との間のPN接合の空乏層107をN型エピタキシャル
耐圧層側に張り出して耐圧を稼がざるを得ない。すなわ
ち、上記した図5に示す従来のMOSパワートランジス
タ構造で上記車両用交流発電機を構成する場合、N+ 型
基板106をソース領域、N+ 型領域104をドレイン
領域とせざるを得ない。しかしこのようにすると、N型
耐圧層105の大きなソース寄生抵抗Rsが実質的なソ
ース端S’とソース電極との間に直列接続されることに
なる。
ルMOSパワートランジスタ構造では、P型ウエル領域
103とその表面部のN+ 型領域104とを短絡し、P
型ウエル領域103とN型エピタキシャル耐圧層105
との間のPN接合の空乏層107をN型エピタキシャル
耐圧層側に張り出して耐圧を稼がざるを得ない。すなわ
ち、上記した図5に示す従来のMOSパワートランジス
タ構造で上記車両用交流発電機を構成する場合、N+ 型
基板106をソース領域、N+ 型領域104をドレイン
領域とせざるを得ない。しかしこのようにすると、N型
耐圧層105の大きなソース寄生抵抗Rsが実質的なソ
ース端S’とソース電極との間に直列接続されることに
なる。
【0016】MOSトランジスタのドレイン飽和電流I
dsatは、しきい値電圧Vtを簡単化のために無視
し、Kを比例定数、ΔVgsをゲート・ソース間電圧
(Vg−Vs)、Vgをゲート電圧、Vs’=Vs+I
dsat・Rsを実質的なソース端S’の電位とすれ
ば、
dsatは、しきい値電圧Vtを簡単化のために無視
し、Kを比例定数、ΔVgsをゲート・ソース間電圧
(Vg−Vs)、Vgをゲート電圧、Vs’=Vs+I
dsat・Rsを実質的なソース端S’の電位とすれ
ば、
【0017】
【数1】 Idsat=K(Vg−Vs’)2 =K(ΔVgs−Idsat・Rs)2 となる。すなわち、ドレイン飽和電流(所定ゲート電圧
印加時の最大電流)Idsatは、Idsat・Rsの
分だけゲート電圧Vgが低くなったことに等しいことに
なる。なお、基板効果によるしきい値電圧Vtの変化も
無視する。
印加時の最大電流)Idsatは、Idsat・Rsの
分だけゲート電圧Vgが低くなったことに等しいことに
なる。なお、基板効果によるしきい値電圧Vtの変化も
無視する。
【0018】例えばゲート電圧が+20V、ソース(バ
ッテリ)電位が+12V、電流が100A、ソース寄生
抵抗Rsが0.05オームとすれば、実際のソース電位
Vs’は17Vとなり、チャンネル電流はRsが0の場
合に比べて9/64まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Rsの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。
ッテリ)電位が+12V、電流が100A、ソース寄生
抵抗Rsが0.05オームとすれば、実際のソース電位
Vs’は17Vとなり、チャンネル電流はRsが0の場
合に比べて9/64まで低下することになる。すなわ
ち、わずかのソース寄生抵抗Rsの増加により、チャン
ネル電流が極端に減少することがわかる。以下、この電
流減少作用言い換えればチャンネル抵抗増加作用をソー
ス抵抗帰還効果という。
【0019】上記式はドレイン電流飽和領域のものであ
るが、同様に非飽和領域においてもRsの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Rsの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。
るが、同様に非飽和領域においてもRsの増加により同
様にドレイン非飽和電流は減少する。このようなドレイ
ン電流の減少はチャンネル抵抗の増大を意味しており、
上記ソース寄生抵抗Rsの増加はそれ自身による電力損
失の他、チャンネル抵抗の増加による電力損失を招くの
で、全体として大幅な電力損失、発熱を招くことがわか
る。
【0020】もちろん、図5のMOSパワートランジス
タ構造においてソース寄生抵抗Rsの低減のためにN型
耐圧層105を薄くすることは可能であるが、上記した
ように車両用交流発電機では300Vといった高耐圧を
必要とするので、N型耐圧層105を薄くすることは困
難である。すなわち、通常のシリコンMOSパワートラ
ンジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は約30V
/μmであり、上記300Vの耐圧をN型耐圧層105
だけで稼ぐとすれば、N型耐圧層105中の電界強度が
一定と仮定しても10μmの厚さが必要となる。N型耐
圧層105中の電界強度を約30V/μmとし、N型耐
圧層105が300Vを負担するには、実際にはその厚
さを約20μm以上必要とし、その不純物濃度を約1×
1015原子/cm3 以下とせねばならない。
タ構造においてソース寄生抵抗Rsの低減のためにN型
耐圧層105を薄くすることは可能であるが、上記した
ように車両用交流発電機では300Vといった高耐圧を
必要とするので、N型耐圧層105を薄くすることは困
難である。すなわち、通常のシリコンMOSパワートラ
ンジスタにおいて、シリコンの降伏電界強度は約30V
/μmであり、上記300Vの耐圧をN型耐圧層105
だけで稼ぐとすれば、N型耐圧層105中の電界強度が
一定と仮定しても10μmの厚さが必要となる。N型耐
圧層105中の電界強度を約30V/μmとし、N型耐
圧層105が300Vを負担するには、実際にはその厚
さを約20μm以上必要とし、その不純物濃度を約1×
1015原子/cm3 以下とせねばならない。
【0021】耐圧確保のためにこのような厚さ及び不純
物濃度をもつN型耐圧層105を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Rsの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少(チャンネル抵抗
の大幅な増大)を招き、その結果として、上記公報のM
OSパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途(すなわちリアクタンス負荷分野)におい
て、PN接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。
物濃度をもつN型耐圧層105を形成することは、上記
したソース寄生抵抗Rsの増加及びそれによる抵抗損失
とともに上記したドレイン電流の減少(チャンネル抵抗
の大幅な増大)を招き、その結果として、上記公報のM
OSパワートランジスタ式三相全波整流器は車両用交流
発電機用途(すなわちリアクタンス負荷分野)におい
て、PN接合ダイオード式三相全波整流器を凌駕するこ
とは理論的に無理であり、構造及び制御が複雑という欠
点だけが残るため実用化のメリットがなかった。
【0022】一方、上記した図5のMOSパワートラン
ジスタ構造において、N+ 型領域104をソース電極、
N+ 型基板106をドレイン電極とし、図4のようにP
型ウエル領域103とN+ 型ドレイン領域106とを短
絡することも考えられる。しかしながら、この方式では
N+ 型領域(ソース電極)104とP型ウエル領域10
3との間に上記した300Vもの耐圧を確保し、ゲート
電極とP型ウエル領域107及びN+ 型領域104との
間の耐圧も確保することは極めて困難なことである。
ジスタ構造において、N+ 型領域104をソース電極、
N+ 型基板106をドレイン電極とし、図4のようにP
型ウエル領域103とN+ 型ドレイン領域106とを短
絡することも考えられる。しかしながら、この方式では
N+ 型領域(ソース電極)104とP型ウエル領域10
3との間に上記した300Vもの耐圧を確保し、ゲート
電極とP型ウエル領域107及びN+ 型領域104との
間の耐圧も確保することは極めて困難なことである。
【0023】本発明は、上記説明した理由により車両用
交流発電機に用いるMOSパワートランジスタは現状の
シリコンMOSパワートランジスタでは実施困難である
こと、MOSパワートランジスタ式三相全波整流器の実
現には耐圧層抵抗の格段の低減が必須であること、その
ためには耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃度の格
段の増大が必須であること、更には、このような耐圧層
の厚さの格段の低減及び不純物濃度の増大は耐圧層の降
伏電界強度の格段の向上を実現して始めて可能であると
いうことの解析結果に基づいて、耐圧層の降伏電界強度
の向上が実現できれば、車両用交流発電機の損失及び発
熱を著しく低減できるという知見にもとづいてなされ
た。
交流発電機に用いるMOSパワートランジスタは現状の
シリコンMOSパワートランジスタでは実施困難である
こと、MOSパワートランジスタ式三相全波整流器の実
現には耐圧層抵抗の格段の低減が必須であること、その
ためには耐圧層の厚さの格段の低減及び不純物濃度の格
段の増大が必須であること、更には、このような耐圧層
の厚さの格段の低減及び不純物濃度の増大は耐圧層の降
伏電界強度の格段の向上を実現して始めて可能であると
いうことの解析結果に基づいて、耐圧層の降伏電界強度
の向上が実現できれば、車両用交流発電機の損失及び発
熱を著しく低減できるという知見にもとづいてなされ
た。
【0024】したがって、本発明の他の目的は、従来に
比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡単で耐熱性も
良好な整流器をハウジングに取り付けることにより小型
で設置スペースもとらず高温部位にも配置可能な整流器
を有する車両用交流発電機を提供することにある。更
に、上記したMOSパワートランジスタを縦型チャンネ
ル構造を有する縦型MOSパワートランジスタとし、整
流器のハイサイドスイッチをなす縦型MOSパワートラ
ンジスタの基板106をバッテリの高位端に接続される
金属基板(又は冷却フィン)に接合し、整流器のローサ
イドスイッチをなす縦型MOSパワートランジスタの基
板106をバッテリの低位端に接続される金属基板(又
は冷却フィン)に接合することは、整流器の構成上、非
常にコンパクトで配線が簡単な構造となるが、このよう
にすると、ローサイドスイッチ側の縦型MOSパワート
ランジスタにおいて、Pウエル領域の電位設定のために
従来行っているn+ 表面領域とPウエル領域との短絡に
より寄生ダイオードを通じて大電流が流れてしまうとい
う厄介な問題が生じた。
比べて格段に損失を低減できかつ冷却も簡単で耐熱性も
良好な整流器をハウジングに取り付けることにより小型
で設置スペースもとらず高温部位にも配置可能な整流器
を有する車両用交流発電機を提供することにある。更
に、上記したMOSパワートランジスタを縦型チャンネ
ル構造を有する縦型MOSパワートランジスタとし、整
流器のハイサイドスイッチをなす縦型MOSパワートラ
ンジスタの基板106をバッテリの高位端に接続される
金属基板(又は冷却フィン)に接合し、整流器のローサ
イドスイッチをなす縦型MOSパワートランジスタの基
板106をバッテリの低位端に接続される金属基板(又
は冷却フィン)に接合することは、整流器の構成上、非
常にコンパクトで配線が簡単な構造となるが、このよう
にすると、ローサイドスイッチ側の縦型MOSパワート
ランジスタにおいて、Pウエル領域の電位設定のために
従来行っているn+ 表面領域とPウエル領域との短絡に
より寄生ダイオードを通じて大電流が流れてしまうとい
う厄介な問題が生じた。
【0025】したがって、本発明の他の目的は、寄生電
流を抑止しつつPウエル領域の電位設定が可能なMOS
パワートランジスタからなる全波整流器を有する車両用
交流発電機を提供することにある。
流を抑止しつつPウエル領域の電位設定が可能なMOS
パワートランジスタからなる全波整流器を有する車両用
交流発電機を提供することにある。
【0026】
【課題を解決するための手段】本発明の第1の構成は、
排気管が車両前側に配置される横置きエンジンに固定さ
れるハウジングと、前記ハウジングに固定される半導体
整流素子で構成される整流器とを有して前記エンジンに
よりベルト駆動される車両用交流発電機において、前記
半導体整流素子が、表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルにより導
通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域を含
む基板が単結晶SiCを素材として形成されるMOSト
ランジスタからなるとともに、前記整流器は、前記ハウ
ジングの排気管側端壁に固定されることを特徴とする車
両用交流発電機である。
排気管が車両前側に配置される横置きエンジンに固定さ
れるハウジングと、前記ハウジングに固定される半導体
整流素子で構成される整流器とを有して前記エンジンに
よりベルト駆動される車両用交流発電機において、前記
半導体整流素子が、表面に反転チャンネルが形成される
一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルにより導
通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域を含
む基板が単結晶SiCを素材として形成されるMOSト
ランジスタからなるとともに、前記整流器は、前記ハウ
ジングの排気管側端壁に固定されることを特徴とする車
両用交流発電機である。
【0027】本発明の第2の構成は、上記第1の構成に
おいて更に、前記ハウジングの前記排気管側端壁の外端
面に固定された前記整流器を覆って前記排気管側端壁の
外端面に固定されるとともに、外表面が前記排気管に対
面して配設されるエンドカバーを有することを特徴とし
ている。本発明の第3の構成は、上記第1又は第2の構
成において更に、前記整流器は、前記MOSトランジス
タの断続を制御するゲートコントローラ及びバッテリ電
圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パッケー
ジに収容されることを特徴としている。
おいて更に、前記ハウジングの前記排気管側端壁の外端
面に固定された前記整流器を覆って前記排気管側端壁の
外端面に固定されるとともに、外表面が前記排気管に対
面して配設されるエンドカバーを有することを特徴とし
ている。本発明の第3の構成は、上記第1又は第2の構
成において更に、前記整流器は、前記MOSトランジス
タの断続を制御するゲートコントローラ及びバッテリ電
圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パッケー
ジに収容されることを特徴としている。
【0028】本発明の第4の構成は、上記第1乃至第3
のいずれかの構成において更に、前記MOSトランジス
タは、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの
高位端とを個別に接続するハイサイドスイッチと、前記
発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの低位端とを
個別に接続するローサイドスイッチとで構成され、前記
ハイサイドスイッチは、バッテリの高位端側の主電極が
n+ 基板からなるとともにPウエル領域が電機子巻線側
の主電極に接続される縦型MOSパワートランジスタか
らなり、前記ローサイドスイッチは、バッテリ側の低位
端側の主電極がn+ 基板からなるとともにPウエル領域
が電機子巻線側の主電極に電流制限用の高抵抗を介して
接続される縦型MOSパワートランジスタからなること
を特徴としている。
のいずれかの構成において更に、前記MOSトランジス
タは、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの
高位端とを個別に接続するハイサイドスイッチと、前記
発電機の電機子巻線の各出力端とバッテリの低位端とを
個別に接続するローサイドスイッチとで構成され、前記
ハイサイドスイッチは、バッテリの高位端側の主電極が
n+ 基板からなるとともにPウエル領域が電機子巻線側
の主電極に接続される縦型MOSパワートランジスタか
らなり、前記ローサイドスイッチは、バッテリ側の低位
端側の主電極がn+ 基板からなるとともにPウエル領域
が電機子巻線側の主電極に電流制限用の高抵抗を介して
接続される縦型MOSパワートランジスタからなること
を特徴としている。
【0029】本発明の第5の構成は、電機子巻線の各出
力端とバッテリの高位端とを個別に接続するハイサイド
スイッチと、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッ
テリの低位端とを個別に接続するローサイドスイッチと
で構成される整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチは、Pウエル領域が電機子
巻線側の主電極をなすn+表面領域に接続されるととも
にn+ 基板が前記バッテリの高位端に接続されるB端子
側冷却フィンに接合される縦型MOSパワートランジス
タからなり、前記ローサイドスイッチは、Pウエル領域
が高抵抗を通じて電機子巻線側の主電極をなすn+ 表面
領域に接続されるとともにn+ 基板が前記バッテリの低
位端に接続される接地側冷却フィンに接合される縦型M
OSパワートランジスタからなることを特徴とする車両
用交流発電機である。
力端とバッテリの高位端とを個別に接続するハイサイド
スイッチと、前記発電機の電機子巻線の各出力端とバッ
テリの低位端とを個別に接続するローサイドスイッチと
で構成される整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチは、Pウエル領域が電機子
巻線側の主電極をなすn+表面領域に接続されるととも
にn+ 基板が前記バッテリの高位端に接続されるB端子
側冷却フィンに接合される縦型MOSパワートランジス
タからなり、前記ローサイドスイッチは、Pウエル領域
が高抵抗を通じて電機子巻線側の主電極をなすn+ 表面
領域に接続されるとともにn+ 基板が前記バッテリの低
位端に接続される接地側冷却フィンに接合される縦型M
OSパワートランジスタからなることを特徴とする車両
用交流発電機である。
【0030】本発明の第6の構成は、上記第5の構成に
おいて更に、前記各ハイサイドスイッチが第1の半導体
チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第2の
半導体チップに集積されることを特徴としている。本発
明の第7の構成は、上記第5又は第6の構成において更
に、前記接地側冷却フィンが前記車両用交流発電機のハ
ウジングに密着され、前記B端子側冷却フィンが前記接
地側冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで密着されること
を特徴としている。
おいて更に、前記各ハイサイドスイッチが第1の半導体
チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第2の
半導体チップに集積されることを特徴としている。本発
明の第7の構成は、上記第5又は第6の構成において更
に、前記接地側冷却フィンが前記車両用交流発電機のハ
ウジングに密着され、前記B端子側冷却フィンが前記接
地側冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで密着されること
を特徴としている。
【0031】
【作用及び発明の効果】本発明の第1の構成では、Si
Cを素材とするMOSパワートランジスタを半導体整流
素子として用いる整流器を発電機のハウジングの排気管
側端壁すなわち反プーリー側端壁に固定する。上記した
ように、車両用交流発電機では三相電機子巻線の蓄積磁
気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に放出される
ことに対する対策として、三相全波整流器の各半導体電
力素子の耐圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の
出力整流電圧の20倍以上例えば300V程度に設定す
る必要があり、また、その最大出力電流としては近時の
車載電気負荷の増大から100A以上といった大電流が
必要となっている。
Cを素材とするMOSパワートランジスタを半導体整流
素子として用いる整流器を発電機のハウジングの排気管
側端壁すなわち反プーリー側端壁に固定する。上記した
ように、車両用交流発電機では三相電機子巻線の蓄積磁
気エネルギ量が大きいために、それが瞬時に放出される
ことに対する対策として、三相全波整流器の各半導体電
力素子の耐圧をバッテリ電圧すなわち三相全波整流器の
出力整流電圧の20倍以上例えば300V程度に設定す
る必要があり、また、その最大出力電流としては近時の
車載電気負荷の増大から100A以上といった大電流が
必要となっている。
【0032】ここでSiCの降伏電界強度は約400V
/μmであり、Siの約13倍となっている。このよう
にSiCの降伏電界強度がSiCのそれに比べて格段に
高いということは、それを車両用交流発電機の構成素子
とした場合にMOSパワートランジスタの電力損失を格
段に低減できるという効果を奏する。以下、上記降伏電
界強度の差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明
する。
/μmであり、Siの約13倍となっている。このよう
にSiCの降伏電界強度がSiCのそれに比べて格段に
高いということは、それを車両用交流発電機の構成素子
とした場合にMOSパワートランジスタの電力損失を格
段に低減できるという効果を奏する。以下、上記降伏電
界強度の差に基づく電力損失低減効果を更に詳しく説明
する。
【0033】いま例として上記した図3の車両用交流発
電機にSiCのMOSパワートランジスタを用いて耐圧
300Vを確保する場合を一例として考える。簡単のた
めにN型耐圧層105(例えば図4参照)が300Vを
全て負担すると考える。簡単にこの耐圧300VをN型
耐圧層105で負担すると考えると、SiCの降伏電界
強度を400V/μmとすると、N型耐圧層105の必
要厚さは約4μm、その不純物濃度は2×1016原子/
cm3 、抵抗率は約1.25Ω・cmとなる。一方、上
記説明したSiのMOSパワートランジスタの300V
耐圧層の必要厚さは約20μm、その不純物濃度は1×
1015原子/cm3 、抵抗率は約5Ω・cmとなる。し
たがって、SiCのMOSパワートランジスタのN型耐
圧層105の抵抗はSiのMOSパワートランジスタの
N型耐圧層105の抵抗に比べて1/20にまで低減で
きることになる。ただし、N型耐圧層105の不純物濃
度はP型ウエル領域103の不純物濃度との関係で上記
値よりもっと低濃度とすることもできるのは当然であ
る。
電機にSiCのMOSパワートランジスタを用いて耐圧
300Vを確保する場合を一例として考える。簡単のた
めにN型耐圧層105(例えば図4参照)が300Vを
全て負担すると考える。簡単にこの耐圧300VをN型
耐圧層105で負担すると考えると、SiCの降伏電界
強度を400V/μmとすると、N型耐圧層105の必
要厚さは約4μm、その不純物濃度は2×1016原子/
cm3 、抵抗率は約1.25Ω・cmとなる。一方、上
記説明したSiのMOSパワートランジスタの300V
耐圧層の必要厚さは約20μm、その不純物濃度は1×
1015原子/cm3 、抵抗率は約5Ω・cmとなる。し
たがって、SiCのMOSパワートランジスタのN型耐
圧層105の抵抗はSiのMOSパワートランジスタの
N型耐圧層105の抵抗に比べて1/20にまで低減で
きることになる。ただし、N型耐圧層105の不純物濃
度はP型ウエル領域103の不純物濃度との関係で上記
値よりもっと低濃度とすることもできるのは当然であ
る。
【0034】その結果、本発明のSiCのMOSパワー
トランジスタを用いた車両用交流発電機は、耐圧層すな
わちソース寄生抵抗Rsの抵抗電力損失自体を大幅に低
減できる他、上記ソース抵抗帰還効果の低減によるチャ
ンネル抵抗の大幅な低減も実現でき、それらの相乗効果
によりSiのMOSパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機及びそれと同程度の電力損失を有するダイオ
ード式三相全波整流器に比較して格段に低損失となり、
その冷却も極めて簡単となるという優れた効果を奏す
る。
トランジスタを用いた車両用交流発電機は、耐圧層すな
わちソース寄生抵抗Rsの抵抗電力損失自体を大幅に低
減できる他、上記ソース抵抗帰還効果の低減によるチャ
ンネル抵抗の大幅な低減も実現でき、それらの相乗効果
によりSiのMOSパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機及びそれと同程度の電力損失を有するダイオ
ード式三相全波整流器に比較して格段に低損失となり、
その冷却も極めて簡単となるという優れた効果を奏す
る。
【0035】このようにSiCーMOSトランジスタを
半導体整流素子として用いた三相全波整流器(整流器)
は、既存の車両用三相全波整流器に比較して格段に低損
失かつ高耐熱性であるので、その分、ヒートシンクや冷
却フィンなどの冷却構造の簡素化、小型化を図ることが
でき、かつ冷却風量や冷却空気流温度などの条件を従来
より格段に緩和することが可能となる。
半導体整流素子として用いた三相全波整流器(整流器)
は、既存の車両用三相全波整流器に比較して格段に低損
失かつ高耐熱性であるので、その分、ヒートシンクや冷
却フィンなどの冷却構造の簡素化、小型化を図ることが
でき、かつ冷却風量や冷却空気流温度などの条件を従来
より格段に緩和することが可能となる。
【0036】このようにすれば、SiCーMOSトラン
ジスタからなる整流器自体の発熱が小さく、かつ、その
耐熱性が高いので整流器に大きな冷却フィンを設置した
り、排気管からの輻射熱を低減する特別の熱シールド構
造を設けることなく、横置き・排気管前側配置方式のエ
ンジンの前側に固定された車両用交流発電機の排気管側
端壁に整流器を固定することができ、これにより、整流
器の信頼性の低下を防止しつつ、整流器の冷却フィンの
小型化による発電機の寸法の縮小や電機子巻線や界磁巻
線の冷却効果の向上、ベルト掛け作業の困難化の回避、
走行により生じる自然冷却風や冷却用ファンにより生じ
る強制冷却風による発電機の冷却、エンジンルーム内の
エンジン及び発電機の必要スペースの削減、整流器と排
気管との間の熱遮断構造の省略といった種々の効果を奏
することができる。
ジスタからなる整流器自体の発熱が小さく、かつ、その
耐熱性が高いので整流器に大きな冷却フィンを設置した
り、排気管からの輻射熱を低減する特別の熱シールド構
造を設けることなく、横置き・排気管前側配置方式のエ
ンジンの前側に固定された車両用交流発電機の排気管側
端壁に整流器を固定することができ、これにより、整流
器の信頼性の低下を防止しつつ、整流器の冷却フィンの
小型化による発電機の寸法の縮小や電機子巻線や界磁巻
線の冷却効果の向上、ベルト掛け作業の困難化の回避、
走行により生じる自然冷却風や冷却用ファンにより生じ
る強制冷却風による発電機の冷却、エンジンルーム内の
エンジン及び発電機の必要スペースの削減、整流器と排
気管との間の熱遮断構造の省略といった種々の効果を奏
することができる。
【0037】本発明の第2の構成では、上記第1の構成
において更に、ハウジングの排気管側端壁の外端面に固
定された整流器を覆って排気管側端壁の外端面に固定さ
れるエンドカバーが排気管に対して露出して配設される
構成を採用する。すなわち、このエンドカバーは熱遮断
部材を介することなく排気管に対面して排気管から輻射
熱を受ける。このようにすれば、熱遮断部材をエンドカ
バーと排気管との間の狭隘な隙間において両者に接触せ
ずに(伝熱防止のため)介設する困難、及び、発電機そ
の他の補機の保守作業が困難となるという不具合を回避
することができ、部品点数、組立工数の低減も図ること
ができる。
において更に、ハウジングの排気管側端壁の外端面に固
定された整流器を覆って排気管側端壁の外端面に固定さ
れるエンドカバーが排気管に対して露出して配設される
構成を採用する。すなわち、このエンドカバーは熱遮断
部材を介することなく排気管に対面して排気管から輻射
熱を受ける。このようにすれば、熱遮断部材をエンドカ
バーと排気管との間の狭隘な隙間において両者に接触せ
ずに(伝熱防止のため)介設する困難、及び、発電機そ
の他の補機の保守作業が困難となるという不具合を回避
することができ、部品点数、組立工数の低減も図ること
ができる。
【0038】本発明の第3の構成では、上記第1又は第
2の構成において更に、前記整流器が、前記MOSトラ
ンジスタの断続を制御するゲートコントローラ及びバッ
テリ電圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パ
ッケージに収容される。すなわち、第1の構成の整流器
の発熱が小さいので、ゲートコントローラ及びレギュレ
ータをなすICチップを整流器チップと同一基板に搭載
して単一のハイブリッドICとすることが可能となり、
配線作業の著しい簡単化を実現することができる。
2の構成において更に、前記整流器が、前記MOSトラ
ンジスタの断続を制御するゲートコントローラ及びバッ
テリ電圧を基準レベルに維持するレギュレータと同一パ
ッケージに収容される。すなわち、第1の構成の整流器
の発熱が小さいので、ゲートコントローラ及びレギュレ
ータをなすICチップを整流器チップと同一基板に搭載
して単一のハイブリッドICとすることが可能となり、
配線作業の著しい簡単化を実現することができる。
【0039】本発明の第4の構成では、上記第1乃至第
3のいずれかの構成において更に、整流器のハイサイド
スイッチ及びローサイドスイッチを縦型MOSパワート
ランジスタ構造とするとともに、そのn+ 基板をバッテ
リの高位端側及び低位端側の主電極とする。このように
すれば、これらローサイドスイッチをなすMOSパワー
トランジスタの基板をバッテリの低位端に接続される共
通の金属基板(接地側冷却フィン)に直接固定でき、こ
れらハイサイドスイッチをなすMOSパワートランジス
タの基板をバッテリの高位端に接続される共通の金属基
板(B端子側冷却フィン)に直接固定でき、整流器の構
造を極めて簡素とすることができる。
3のいずれかの構成において更に、整流器のハイサイド
スイッチ及びローサイドスイッチを縦型MOSパワート
ランジスタ構造とするとともに、そのn+ 基板をバッテ
リの高位端側及び低位端側の主電極とする。このように
すれば、これらローサイドスイッチをなすMOSパワー
トランジスタの基板をバッテリの低位端に接続される共
通の金属基板(接地側冷却フィン)に直接固定でき、こ
れらハイサイドスイッチをなすMOSパワートランジス
タの基板をバッテリの高位端に接続される共通の金属基
板(B端子側冷却フィン)に直接固定でき、整流器の構
造を極めて簡素とすることができる。
【0040】好適な一例においては、三相全波整流器の
各ハイサイドスイッチを単一の半導体チップで構成する
こともでき、三相全波整流器の各ローサイドスイッチを
単一の半導体チップで構成することもできる。なお、ロ
ーサイドスイッチにおける電流制限用の高抵抗は、ロー
サイドスイッチをなすMOSパワートランジスタのPウ
エル領域の電位設定のためのものである。ちなみに、縦
型MOSパワートランジスタにおいてPウエル領域は表
面のn+ 領域から電位設定する必要がある。これは、n
+ 基板とPウエル領域との間に設けたn- 耐圧層により
耐圧を確保する必要があるからである。
各ハイサイドスイッチを単一の半導体チップで構成する
こともでき、三相全波整流器の各ローサイドスイッチを
単一の半導体チップで構成することもできる。なお、ロ
ーサイドスイッチにおける電流制限用の高抵抗は、ロー
サイドスイッチをなすMOSパワートランジスタのPウ
エル領域の電位設定のためのものである。ちなみに、縦
型MOSパワートランジスタにおいてPウエル領域は表
面のn+ 領域から電位設定する必要がある。これは、n
+ 基板とPウエル領域との間に設けたn- 耐圧層により
耐圧を確保する必要があるからである。
【0041】本発明の第5の構成では、縦型MOSパワ
ートランジスタをハイサイドスイッチ又はローサイドス
イッチとする整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチのPウエル領域を電機子巻
線側の主電極をなすn+ 表面領域に接続し、ローサイド
スイッチのPウエル領域を高抵抗を通じて電機子巻線側
の主電極をなすn+ 表面領域に接続する。
ートランジスタをハイサイドスイッチ又はローサイドス
イッチとする整流器を有する車両用交流発電機におい
て、前記ハイサイドスイッチのPウエル領域を電機子巻
線側の主電極をなすn+ 表面領域に接続し、ローサイド
スイッチのPウエル領域を高抵抗を通じて電機子巻線側
の主電極をなすn+ 表面領域に接続する。
【0042】このようにすれば、両スイッチのPウエル
領域の電位設定を行うことができるとともに、ハイサイ
ドスイッチをなす縦型MOSパワートランジスタのn+
基板をB端子側冷却フィンに直接マウントすることがで
き、ローサイドスイッチをなす縦型MOSパワートラン
ジスタのn+ 基板を接地側冷却フィンに直接マウントす
ることができ、整流器の配線構造及び全体構造が極めて
簡素、コンパクトとすることができ、冷却も良好とな
る。
領域の電位設定を行うことができるとともに、ハイサイ
ドスイッチをなす縦型MOSパワートランジスタのn+
基板をB端子側冷却フィンに直接マウントすることがで
き、ローサイドスイッチをなす縦型MOSパワートラン
ジスタのn+ 基板を接地側冷却フィンに直接マウントす
ることができ、整流器の配線構造及び全体構造が極めて
簡素、コンパクトとすることができ、冷却も良好とな
る。
【0043】本発明の第6の構成では、上記第5の構成
において更に、前記各ハイサイドスイッチが第1の半導
体チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第2
の半導体チップに集積されるので、一層、構成が簡素と
なる。本発明の第7の構成は、上記第5又は第6の構成
において更に、前記接地側冷却フィンを車両用交流発電
機のハウジングに接合し、B端子側冷却フィンを接地側
冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで接合している。
において更に、前記各ハイサイドスイッチが第1の半導
体チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第2
の半導体チップに集積されるので、一層、構成が簡素と
なる。本発明の第7の構成は、上記第5又は第6の構成
において更に、前記接地側冷却フィンを車両用交流発電
機のハウジングに接合し、B端子側冷却フィンを接地側
冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで接合している。
【0044】このようにすれば、伝熱冷却性能の向上を
実現しつつ小型化及び配線の簡素化を実現することがで
きる。
実現しつつ小型化及び配線の簡素化を実現することがで
きる。
【0045】
(実施例1)車両用エンジン及び車両用交流発電機の配
置を図1に示し、車両用交流発電機の全体構造を図2を
参照して説明する。100は横置き・排気管前側配置方
式のエンジンであり、その排気管101は車両の前方側
へ延設され、冷却用ファン102の冷却風や車両の走行
に伴う通風により良好に冷却される構成となっている。
200は車両用交流発電機であって、その回転軸に固定
されたプーリ201はベルト202を通じてエンジン1
00により駆動されている。車両用交流発電機の反プー
リー側(排気管側)の端壁にはエンドカバー23に囲覆
されて電圧調整器18が固定されている。
置を図1に示し、車両用交流発電機の全体構造を図2を
参照して説明する。100は横置き・排気管前側配置方
式のエンジンであり、その排気管101は車両の前方側
へ延設され、冷却用ファン102の冷却風や車両の走行
に伴う通風により良好に冷却される構成となっている。
200は車両用交流発電機であって、その回転軸に固定
されたプーリ201はベルト202を通じてエンジン1
00により駆動されている。車両用交流発電機の反プー
リー側(排気管側)の端壁にはエンドカバー23に囲覆
されて電圧調整器18が固定されている。
【0046】発電機100のハウジングは、アルミダイ
キャストで形成されたドライブフレーム1とリアフレー
ム2で構成されており、複数のスタッドボルト(図示せ
ず)により直接結合されている。リアフレーム2の後端
壁(反プーリー側端壁又は排気管側端壁)2aにはアル
ミニウム板を成形してなるエンドカバー23が固定され
ており、後端壁2aの外表面には、エンドカバー23に
囲覆されて電圧調整器18が固定されている。エンドカ
バー23は排気管101に近接して配置されており、エ
ンドカバー23は排気管101の輻射熱を吸収してい
る。
キャストで形成されたドライブフレーム1とリアフレー
ム2で構成されており、複数のスタッドボルト(図示せ
ず)により直接結合されている。リアフレーム2の後端
壁(反プーリー側端壁又は排気管側端壁)2aにはアル
ミニウム板を成形してなるエンドカバー23が固定され
ており、後端壁2aの外表面には、エンドカバー23に
囲覆されて電圧調整器18が固定されている。エンドカ
バー23は排気管101に近接して配置されており、エ
ンドカバー23は排気管101の輻射熱を吸収してい
る。
【0047】フレーム1の内周にはステータコア3が固
定され、ステータコア3には三相の電機子巻線5が巻装
されている。フレーム1及び2に固定されたベアリング
13及び14はシャフト9を回転自在に支持しており、
シャフト9にはステータコア3の内周に位置してロータ
コア6が固定されている。ロータコア6には界磁コイル
10が巻装されており、ロータコア6の両端面には冷却
ファン11、12が配設されている。Wはドライブフレ
ーム1及びリアフレーム2の端壁に開口された冷却空気
流入窓であり、W’はドライブフレーム1及びリアフレ
ーム2の周壁に開口された冷却空気流出窓である。
定され、ステータコア3には三相の電機子巻線5が巻装
されている。フレーム1及び2に固定されたベアリング
13及び14はシャフト9を回転自在に支持しており、
シャフト9にはステータコア3の内周に位置してロータ
コア6が固定されている。ロータコア6には界磁コイル
10が巻装されており、ロータコア6の両端面には冷却
ファン11、12が配設されている。Wはドライブフレ
ーム1及びリアフレーム2の端壁に開口された冷却空気
流入窓であり、W’はドライブフレーム1及びリアフレ
ーム2の周壁に開口された冷却空気流出窓である。
【0048】次に、本実施例の車両用交流発電機の回路
構成について図3を用いて説明する。電圧調整器18
は、三相全波整流器(整流器)19と、整流器19のM
OSパワートランジスタ19a〜19fの断続制御のた
めのゲート制御電圧を発生するとともにと界磁電流を断
続制御するコントローラ(ゲートコントローラ兼レギュ
レータ)20とからなる。
構成について図3を用いて説明する。電圧調整器18
は、三相全波整流器(整流器)19と、整流器19のM
OSパワートランジスタ19a〜19fの断続制御のた
めのゲート制御電圧を発生するとともにと界磁電流を断
続制御するコントローラ(ゲートコントローラ兼レギュ
レータ)20とからなる。
【0049】整流器19は、単結晶SiCを素材とする
Nチャンネルエンハンスメント形式のMOSパワートラ
ンジスタ19a〜19fからなる三相全波整流器であっ
て、ハイサイドのトランジスタ19a〜19cは三相電
機子巻線5の各相出力端とバッテリ21の高位端とを接
続しており、ローサイドのトランジスタ19d〜19f
は三相電機子巻線5の各相出力端とバッテリ21の低位
端とを接続している。
Nチャンネルエンハンスメント形式のMOSパワートラ
ンジスタ19a〜19fからなる三相全波整流器であっ
て、ハイサイドのトランジスタ19a〜19cは三相電
機子巻線5の各相出力端とバッテリ21の高位端とを接
続しており、ローサイドのトランジスタ19d〜19f
は三相電機子巻線5の各相出力端とバッテリ21の低位
端とを接続している。
【0050】電圧調整器18は、ブラシ16、スリップ
リング17を介して界磁巻線10と接続されている。電
圧調整器18には三相電機子巻線5の各相出力端から各
相発電電圧が入力されており、これらの入力信号に基づ
いてMOSパワートランジスタ19a〜19fの各ゲー
ト電極に印加するゲート電圧を制御している。その電圧
制御動作を簡単に説明すると、エンジン(図示せず)に
よりロータコア6が回転し、電圧調整器18がバッテリ
21の電圧を読み取り、それが一定となるように界磁巻
線10を断続制御すると、三相電機子巻線5に三相交流
電圧が誘起され、それにより三相全波整流器19により
全波整流された直流電流がバッテリ21を充電し、ま
た、車両電子負荷等で消費される。冷却ファン11、1
2が回転し、界磁巻線10、三相電機子巻線5及び電圧
調整器18などを冷却する。
リング17を介して界磁巻線10と接続されている。電
圧調整器18には三相電機子巻線5の各相出力端から各
相発電電圧が入力されており、これらの入力信号に基づ
いてMOSパワートランジスタ19a〜19fの各ゲー
ト電極に印加するゲート電圧を制御している。その電圧
制御動作を簡単に説明すると、エンジン(図示せず)に
よりロータコア6が回転し、電圧調整器18がバッテリ
21の電圧を読み取り、それが一定となるように界磁巻
線10を断続制御すると、三相電機子巻線5に三相交流
電圧が誘起され、それにより三相全波整流器19により
全波整流された直流電流がバッテリ21を充電し、ま
た、車両電子負荷等で消費される。冷却ファン11、1
2が回転し、界磁巻線10、三相電機子巻線5及び電圧
調整器18などを冷却する。
【0051】次に、コントローラ20による三相全波整
流器19の各MOSパワートランジスタ19a〜19f
の開閉制御について説明する。コントローラ20は、各
相の三相電機子巻線5の出力端の電位である各相発電電
圧Vu,Vv,Vwを読み込み、その線間発電電圧Vu
−Vv,Vv−Vw,Vw−Vuの中から、バッテリ2
1の端子電圧より大きい線間発電電圧を選択し、この選
択した線間発電電圧がバッテリ21に印加されるよう
に、ハイサイドのMOSパワートランジスタ19a〜1
9cの中の一つのMOSパワートランジスタと、ローサ
イドのMOSパワートランジスタ19d〜19fの中の
一つのMOSパワートランジスタとをオンさせる。これ
により、選択された三相電機子巻線からバッテリ21へ
充電電流が給電される。
流器19の各MOSパワートランジスタ19a〜19f
の開閉制御について説明する。コントローラ20は、各
相の三相電機子巻線5の出力端の電位である各相発電電
圧Vu,Vv,Vwを読み込み、その線間発電電圧Vu
−Vv,Vv−Vw,Vw−Vuの中から、バッテリ2
1の端子電圧より大きい線間発電電圧を選択し、この選
択した線間発電電圧がバッテリ21に印加されるよう
に、ハイサイドのMOSパワートランジスタ19a〜1
9cの中の一つのMOSパワートランジスタと、ローサ
イドのMOSパワートランジスタ19d〜19fの中の
一つのMOSパワートランジスタとをオンさせる。これ
により、選択された三相電機子巻線からバッテリ21へ
充電電流が給電される。
【0052】また、コントローラ20は通常のレギュレ
ータと同様に、バッテリ21の端子電圧を検出し、検出
電圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小
に基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ21の端子
電圧を目標レベルに維持することは従来通りである。上
記したSiCを用いたMOSパワートランジスタ(単に
MOSトランジスタともいう)式三相全波整流器の詳細
を図4及び図5を参照して以下、更に説明する。ただ
し、図4はこの実施例のMOSパワートランジスタ式三
相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路であり、
図5はMOSパワートランジスタ19a〜19cの断面
構造の一例を示し、図6にMOSパワートランジスタ1
9d〜19fの断面構造の一例を示す。
ータと同様に、バッテリ21の端子電圧を検出し、検出
電圧と予め設定してある基準電圧とを比較し、その大小
に基づいて励磁電流を断続制御してバッテリ21の端子
電圧を目標レベルに維持することは従来通りである。上
記したSiCを用いたMOSパワートランジスタ(単に
MOSトランジスタともいう)式三相全波整流器の詳細
を図4及び図5を参照して以下、更に説明する。ただ
し、図4はこの実施例のMOSパワートランジスタ式三
相全波整流器の一相部分を示すインバータ回路であり、
図5はMOSパワートランジスタ19a〜19cの断面
構造の一例を示し、図6にMOSパワートランジスタ1
9d〜19fの断面構造の一例を示す。
【0053】図4に示すNチャンネルMOSパワートラ
ンジスタのインバータ回路では、ハイサイドのMOSパ
ワートランジスタ101のドレイン電極Dとローサイド
のMOSパワートランジスタ102のソース電極Sとが
三相電機子巻線5の一相出力端に接続され、ローサイド
のMOSパワートランジスタ102のドレイン電極Dが
バッテリ21の低位端に接続され、ハイサイドのMOS
パワートランジスタ101のソース電極Sはバッテリ2
1の高位端に接続される。なお、バッテリ充電時におけ
る充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソー
ス電極Sはこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネ
ルへ注入する側の電極をいう。
ンジスタのインバータ回路では、ハイサイドのMOSパ
ワートランジスタ101のドレイン電極Dとローサイド
のMOSパワートランジスタ102のソース電極Sとが
三相電機子巻線5の一相出力端に接続され、ローサイド
のMOSパワートランジスタ102のドレイン電極Dが
バッテリ21の低位端に接続され、ハイサイドのMOS
パワートランジスタ101のソース電極Sはバッテリ2
1の高位端に接続される。なお、バッテリ充電時におけ
る充電電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソー
ス電極Sはこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネ
ルへ注入する側の電極をいう。
【0054】MOSパワートランジスタ101、102
では後述のP型ウエル領域103(すなわちゲート電極
101直下の領域)とソース電極S又はドレイン電極D
との間にソース接続側の寄生ダイオードDsとドレイン
接続側の寄生ダイオードDdとが図示のように生じる
が、MOSパワートランジスタ101ではP型ウエル領
域103への電位付与の必要からP型ウエル領域103
とドレイン電極Dとが短絡される。これにより、ソース
接続側の寄生ダイオードDsがバッテリ21からの上記
逆流を阻止する。
では後述のP型ウエル領域103(すなわちゲート電極
101直下の領域)とソース電極S又はドレイン電極D
との間にソース接続側の寄生ダイオードDsとドレイン
接続側の寄生ダイオードDdとが図示のように生じる
が、MOSパワートランジスタ101ではP型ウエル領
域103への電位付与の必要からP型ウエル領域103
とドレイン電極Dとが短絡される。これにより、ソース
接続側の寄生ダイオードDsがバッテリ21からの上記
逆流を阻止する。
【0055】一方、MOSパワートランジスタ102で
はP型ウエル領域103への電位付与の必要からP型ウ
エル領域103とソース電極Sとが電流制限用の高抵抗
rを通じて接続される。次に、この実施例のハイサイド
スイッチ19a、19b、19cをなすMOSパワート
ランジスタ101の断面構造の一例を図5を参照して説
明する。
はP型ウエル領域103への電位付与の必要からP型ウ
エル領域103とソース電極Sとが電流制限用の高抵抗
rを通じて接続される。次に、この実施例のハイサイド
スイッチ19a、19b、19cをなすMOSパワート
ランジスタ101の断面構造の一例を図5を参照して説
明する。
【0056】SiCのN+ 型基板106上にN型耐圧層
105がエピタキシャル成長により形成され、N型耐圧
層105の表面部にP型ウエル領域103がエピタキシ
ャル成長により形成され、更にP型ウエル領域103の
表面部にN+ 型領域104が窒素のイオン注入により形
成される。そして、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域
だけを開口してレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知の
R.I.Eドライエッチングによりトレンチ108が凹
設され、その後、トレンチ108の表面に熱酸化法によ
りシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜109を形成
し、その後、トレンチ108にドープドポリシリコンか
らなるゲート電極110を形成する。その後、金属電極
111をN+ 型領域(ドレイン電極)及びP型ウエル領
域の表面104にコンタクトし、金属電極112をN+
型基板(ソース電極)106の表面にコンタクトして素
子を完成する。
105がエピタキシャル成長により形成され、N型耐圧
層105の表面部にP型ウエル領域103がエピタキシ
ャル成長により形成され、更にP型ウエル領域103の
表面部にN+ 型領域104が窒素のイオン注入により形
成される。そして、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域
だけを開口してレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知の
R.I.Eドライエッチングによりトレンチ108が凹
設され、その後、トレンチ108の表面に熱酸化法によ
りシリコン酸化膜からなるゲート絶縁膜109を形成
し、その後、トレンチ108にドープドポリシリコンか
らなるゲート電極110を形成する。その後、金属電極
111をN+ 型領域(ドレイン電極)及びP型ウエル領
域の表面104にコンタクトし、金属電極112をN+
型基板(ソース電極)106の表面にコンタクトして素
子を完成する。
【0057】一方、この実施例のローサイドスイッチ1
9d、19e、19fをなすMOSパワートランジスタ
102の断面構造の一例を図6を参照して説明する。図
6は図4において、ドレインDとPウエル領域103と
の短絡を止め、Pウエル領域103を高抵抗rを通じて
ソースSに接続したものである。したがって、ハイサイ
ドスイッチ19a、19b、19cではソースSは図5
に示す基板106で構成され、ローサイドスイッチ19
d、19e、19fでは図6に示すn+ 表面領域104
がソースSを構成することになる。
9d、19e、19fをなすMOSパワートランジスタ
102の断面構造の一例を図6を参照して説明する。図
6は図4において、ドレインDとPウエル領域103と
の短絡を止め、Pウエル領域103を高抵抗rを通じて
ソースSに接続したものである。したがって、ハイサイ
ドスイッチ19a、19b、19cではソースSは図5
に示す基板106で構成され、ローサイドスイッチ19
d、19e、19fでは図6に示すn+ 表面領域104
がソースSを構成することになる。
【0058】したがってこの実施例では、MOSパワー
トランジスタ101がオフしている場合に高電圧(例え
ば+300V)がソース電極106とドレイン電極11
1との間に印加されると、主にN型耐圧層105に空乏
層を張り出してこの高電圧に耐えることになる。その結
果、このN型耐圧層105はソース帰還抵抗Rsとな
り、上述したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増
加効果との両方の原因により電力損失を発生する。しか
し、この実施例では単結晶SiCを素材とするので、N
型耐圧層105の厚さ及び不純物濃度を従来のSiに比
較して大幅に向上することができる。
トランジスタ101がオフしている場合に高電圧(例え
ば+300V)がソース電極106とドレイン電極11
1との間に印加されると、主にN型耐圧層105に空乏
層を張り出してこの高電圧に耐えることになる。その結
果、このN型耐圧層105はソース帰還抵抗Rsとな
り、上述したようにそれ自身の抵抗とチャンネル抵抗増
加効果との両方の原因により電力損失を発生する。しか
し、この実施例では単結晶SiCを素材とするので、N
型耐圧層105の厚さ及び不純物濃度を従来のSiに比
較して大幅に向上することができる。
【0059】以下、N型耐圧層105の耐圧を300V
とする場合のN型耐圧層105の設計条件を考える。S
iの場合、その降伏電界強度は約30V/μmであり、
簡単にこの耐圧300VをN型耐圧層107で負担する
と考えると、耐圧層の必要厚さは約20μm、その不純
物濃度は1×1015原子/cm3 、抵抗率は約5Ω・c
mとなる。
とする場合のN型耐圧層105の設計条件を考える。S
iの場合、その降伏電界強度は約30V/μmであり、
簡単にこの耐圧300VをN型耐圧層107で負担する
と考えると、耐圧層の必要厚さは約20μm、その不純
物濃度は1×1015原子/cm3 、抵抗率は約5Ω・c
mとなる。
【0060】一方、SiCの降伏電界強度を400V/
μmとすると、N型耐圧層105の必要厚さは約4μ
m、その不純物濃度は2×1016原子/cm3 、抵抗率
は約1.25Ω・cmとなる。したがって、SiCのM
OSパワートランジスタのN型耐圧層107の抵抗はS
iのMOSパワートランジスタのN型耐圧層107の抵
抗に比べて1/20にまで低減できることになる。
μmとすると、N型耐圧層105の必要厚さは約4μ
m、その不純物濃度は2×1016原子/cm3 、抵抗率
は約1.25Ω・cmとなる。したがって、SiCのM
OSパワートランジスタのN型耐圧層107の抵抗はS
iのMOSパワートランジスタのN型耐圧層107の抵
抗に比べて1/20にまで低減できることになる。
【0061】結局、本実施例のSiCのMOSパワート
ランジスタにおける上記ソース寄生抵抗RsはSiのそ
れに比較して1/20に低減することができ、またそれ
に応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減
少することができ、それらの相乗効果により極めて低損
失の車両用交流発電機用の三相全波整流器を実現するこ
とができる。
ランジスタにおける上記ソース寄生抵抗RsはSiのそ
れに比較して1/20に低減することができ、またそれ
に応じて上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減
少することができ、それらの相乗効果により極めて低損
失の車両用交流発電機用の三相全波整流器を実現するこ
とができる。
【0062】すなわち、SiCを採用したことによるN
型耐圧層105の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器19を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はN型耐圧層105に300V以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。次に、同一チップサイ
ズ及び設計ルールで製造したSiダイオードとSiのM
OSパワートランジスタとSiCのMOSパワートラン
ジスタの電圧・電流特性を図7〜図9に示す。ただしそ
れらの耐圧は250Vとしている。図7はSiダイオー
ドの特性を示し、図8はSiのMOSパワートランジス
タの特性を示し、図9はSiCのMOSパワートランジ
スタの実験結果を示す。図7〜図9からわかるように、
出力電流75Aの条件において本実施例の三相全波整流
器19は従来の三相全波整流器に比較して電力損失(発
熱)を90%以上削減することが可能となった。
型耐圧層105の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流器19を実現できることがわかった。当然、上記
した関係はN型耐圧層105に300V以外の他の高電
圧を印加した場合も同じである。次に、同一チップサイ
ズ及び設計ルールで製造したSiダイオードとSiのM
OSパワートランジスタとSiCのMOSパワートラン
ジスタの電圧・電流特性を図7〜図9に示す。ただしそ
れらの耐圧は250Vとしている。図7はSiダイオー
ドの特性を示し、図8はSiのMOSパワートランジス
タの特性を示し、図9はSiCのMOSパワートランジ
スタの実験結果を示す。図7〜図9からわかるように、
出力電流75Aの条件において本実施例の三相全波整流
器19は従来の三相全波整流器に比較して電力損失(発
熱)を90%以上削減することが可能となった。
【0063】図10に、MOSパワートランジスタの要
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
N型耐圧層105の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図10か
らわかるように高耐圧領域ではN型耐圧層105の上記
抵抗が支配的となる。
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
N型耐圧層105の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図10か
らわかるように高耐圧領域ではN型耐圧層105の上記
抵抗が支配的となる。
【0064】すなわち、耐圧が増加してもチャンネル抵
抗自体はほとんど変化しないが(ソース寄生抵抗Rsの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合)、N型耐圧層105の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Siでは耐
圧25V近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、SiCでは耐圧250VまではN型
耐圧層105の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧25
0Vを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
抗自体はほとんど変化しないが(ソース寄生抵抗Rsの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合)、N型耐圧層105の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Siでは耐
圧25V近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、SiCでは耐圧250VまではN型
耐圧層105の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧25
0Vを超えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
【0065】次に、同一チップサイズのSiCのMOS
パワートランジスタ及びSiのMOSパワートランジス
タ(比較例)を組込んだ三相全波整流器19を採用した
車両用交流発電機の特性を本実施例の参考のために図1
1に示す。ただし、三相全波整流器19は従来との比較
条件を同一とするためにリアフレーム2の外面に固定し
た。出力電流は約10%(12極、5000rpm時)
向上し、また、整流損失がほとんど無視できるので整流
効率も約3〜5%向上できた。
パワートランジスタ及びSiのMOSパワートランジス
タ(比較例)を組込んだ三相全波整流器19を採用した
車両用交流発電機の特性を本実施例の参考のために図1
1に示す。ただし、三相全波整流器19は従来との比較
条件を同一とするためにリアフレーム2の外面に固定し
た。出力電流は約10%(12極、5000rpm時)
向上し、また、整流損失がほとんど無視できるので整流
効率も約3〜5%向上できた。
【0066】以下、Si−MOSパワートランジスタと
SiC−MOSパワートランジスタとの耐圧と抵抗値と
の関係について、以下に説明する。なお、上記した各実
施例のMOSパワートランジスタ19a〜19fは6H
−SiCを素材として耐圧250Vに設計しているが、
この6H−SiCのMOSパワートランジスタ19a〜
19fを用いた車両用交流発電機用の三相全波整流器1
9と、SiのMOSパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機19との抵抗値の解析結果(図10参照)を
以下に理論的に説明する。ただし、ここではソース寄生
抵抗Rsの帰還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無
視するものとする。また、回路構造は、図5、図6の縦
型構造とし、チップ面積は等しくする。 トランジスタ
の抵抗Rは、チャンネル抵抗rcとN+ 型耐圧層105
の抵抗rbとの和であり、
SiC−MOSパワートランジスタとの耐圧と抵抗値と
の関係について、以下に説明する。なお、上記した各実
施例のMOSパワートランジスタ19a〜19fは6H
−SiCを素材として耐圧250Vに設計しているが、
この6H−SiCのMOSパワートランジスタ19a〜
19fを用いた車両用交流発電機用の三相全波整流器1
9と、SiのMOSパワートランジスタを用いた車両用
交流発電機19との抵抗値の解析結果(図10参照)を
以下に理論的に説明する。ただし、ここではソース寄生
抵抗Rsの帰還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無
視するものとする。また、回路構造は、図5、図6の縦
型構造とし、チップ面積は等しくする。 トランジスタ
の抵抗Rは、チャンネル抵抗rcとN+ 型耐圧層105
の抵抗rbとの和であり、
【0067】
【数2】rc=L/W・(1/μs・εs・εo)-1・
(Tox/(Vg−Vt))
(Tox/(Vg−Vt))
【0068】
【数3】 rb=4Vb2 ・(1/μ・εs・εo・Ec・A) とすると、SiのMOSパワートランジスタに比較して
SiCのMOSパワートランジスタは約1/15の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度EcはSiが3×1
05 ,SiCは3×106 V/cm、比誘電率εsはS
iが11.8,SiCが10.0、面積Aは両者とも1
mm2 、Vbはブレークダウン電圧(耐圧)である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Siが110
0、SiCは370cm2 /(V・S)、チャンネル長
Lは両者とも1μm、チャンネル幅Wは両者とも222
μm、μsは電子のチャンネル移動度であって、Siが
500、SiCは100cm2 /(V・S)とした。
SiCのMOSパワートランジスタは約1/15の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度EcはSiが3×1
05 ,SiCは3×106 V/cm、比誘電率εsはS
iが11.8,SiCが10.0、面積Aは両者とも1
mm2 、Vbはブレークダウン電圧(耐圧)である。更
に、μは電子のバルク移動度であって、Siが110
0、SiCは370cm2 /(V・S)、チャンネル長
Lは両者とも1μm、チャンネル幅Wは両者とも222
μm、μsは電子のチャンネル移動度であって、Siが
500、SiCは100cm2 /(V・S)とした。
【0069】上記式から、耐圧50V以上ではSiCの
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Rsの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりSiの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧100V以上では確実にSiCのMOSパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。
方が抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計
算では基板をドレインとしているので、基板をソースと
する場合には上記説明したソース寄生抵抗Rsの帰還効
果によるチャンネル抵抗増加によりSiの抵抗は格段に
増大する筈である。したがって、設計ルールが多少変化
しても耐圧100V以上では確実にSiCのMOSパワ
ートランジスタが低抵抗となると推定することができ
る。
【0070】次に、図12及び図13を参照して、本実
施例の電圧調整器18の構造及び配置方法について更に
詳しく説明する。なお、図12は電圧調整器18の特に
整流器19の部位における部分平面図を示し、図13は
図12に図示される電圧調整器18の断面図を示す。電
圧調整器18はアルミニウム板からなるローサイド基板
(接地側冷却フィン)190及びその周縁にて溶接され
たアルミニウム板からなる蓋(接地側冷却フィン)19
1を有している。ローサイド基板190に開口された穴
192に挿通されたボルト193はリアフレーム2の後
端壁2aに開口された螺子穴に螺入され、これにより蓋
191は後端壁2aに押し付けられている。したがっ
て、ローサイド基板190に伝えられた熱は、蓋191
を通じて後端壁2aに良好に伝達されることができる。
施例の電圧調整器18の構造及び配置方法について更に
詳しく説明する。なお、図12は電圧調整器18の特に
整流器19の部位における部分平面図を示し、図13は
図12に図示される電圧調整器18の断面図を示す。電
圧調整器18はアルミニウム板からなるローサイド基板
(接地側冷却フィン)190及びその周縁にて溶接され
たアルミニウム板からなる蓋(接地側冷却フィン)19
1を有している。ローサイド基板190に開口された穴
192に挿通されたボルト193はリアフレーム2の後
端壁2aに開口された螺子穴に螺入され、これにより蓋
191は後端壁2aに押し付けられている。したがっ
て、ローサイド基板190に伝えられた熱は、蓋191
を通じて後端壁2aに良好に伝達されることができる。
【0071】ローサイド基板190の内部表面には、ロ
ーサイドスイッチをなすMOSパワートランジスタ19
d〜19f(図6参照)のn+ 基板106と、電気絶縁
フィルム194と、アルミナ配線基板195とが接合さ
れている。アルミナ配線基板195には、必要な配線1
950がパターニングされている。なお、図示簡単のた
めに図12では配線基板195の図示は省略されてい
る。
ーサイドスイッチをなすMOSパワートランジスタ19
d〜19f(図6参照)のn+ 基板106と、電気絶縁
フィルム194と、アルミナ配線基板195とが接合さ
れている。アルミナ配線基板195には、必要な配線1
950がパターニングされている。なお、図示簡単のた
めに図12では配線基板195の図示は省略されてい
る。
【0072】電気絶縁フィルム194にはアルミニウム
板からなるB端子側冷却フィン1940が接着されてお
り、B端子側冷却フィン1940にはハイサイドスイッ
チをなすMOSパワートランジスタ19a〜19c(図
5参照)のn+ 基板106が接着されている。196は
MOSパワートランジスタ19a、19dのn+ 表面領
域のコンタクト電極と三相電機子巻線5のU相出力端と
を接続するブスバーであり、そのコンタクト部分には金
めっき又ははんだめっきがなされていて公知の接合方法
によりチップ側のコンタクト電極と良好に接合されてい
る。同様に、197はMOSパワートランジスタ19
b、19eのn+ 表面領域のコンタクト電極と三相電機
子巻線5のV相出力端とを接続するブスバーであり、1
98はMOSパワートランジスタ19c、19fのn+
表面領域のコンタクト電極と三相電機子巻線5のW相出
力端とを接続するブスバーである。
板からなるB端子側冷却フィン1940が接着されてお
り、B端子側冷却フィン1940にはハイサイドスイッ
チをなすMOSパワートランジスタ19a〜19c(図
5参照)のn+ 基板106が接着されている。196は
MOSパワートランジスタ19a、19dのn+ 表面領
域のコンタクト電極と三相電機子巻線5のU相出力端と
を接続するブスバーであり、そのコンタクト部分には金
めっき又ははんだめっきがなされていて公知の接合方法
によりチップ側のコンタクト電極と良好に接合されてい
る。同様に、197はMOSパワートランジスタ19
b、19eのn+ 表面領域のコンタクト電極と三相電機
子巻線5のV相出力端とを接続するブスバーであり、1
98はMOSパワートランジスタ19c、19fのn+
表面領域のコンタクト電極と三相電機子巻線5のW相出
力端とを接続するブスバーである。
【0073】20aは、コントローラ20を具現するS
iバイポーラ集積回路を搭載するチップであり、ボンデ
ィングワイヤ199にて配線1950にそれぞれ接続さ
れている。1990はMOSパワートランジスタ19a
〜19fのゲート電極110(図5、図6参照)に接続
されるコンタクト領域1991配線1950とを接続す
るボンディングワイヤである。
iバイポーラ集積回路を搭載するチップであり、ボンデ
ィングワイヤ199にて配線1950にそれぞれ接続さ
れている。1990はMOSパワートランジスタ19a
〜19fのゲート電極110(図5、図6参照)に接続
されるコンタクト領域1991配線1950とを接続す
るボンディングワイヤである。
【0074】各ブスバー196〜198は例えば図13
に示すように基板190にハーメチックシール1902
により固定されたピン1901に接続され、外部に導出
されている。同様に、基板190にはハーメチックシー
ルによりボルト状のB端子(図示せず)が固定されてお
り、このB端子は基板1940に接合されている。ま
た、各種の信号端子もピン1901と同様なピンによ
り、外部に導出されている。なお、基板190と194
0とは樹脂フィルム194の代わりに熱伝導性に優れた
セラミックシートを挟んで配設されることもできる。こ
の場合には、このセラミックシートにはんだ層又は導電
性接着剤層を形成しておくとよい。すなわち、基板19
0とチップ(例えば19d)との接合、基板190とセ
ラミックシートとの接合、セラミックシートと基板19
40との接合、基板1940とチップ(例えば19a)
との接合に、はんだを用いることができる。
に示すように基板190にハーメチックシール1902
により固定されたピン1901に接続され、外部に導出
されている。同様に、基板190にはハーメチックシー
ルによりボルト状のB端子(図示せず)が固定されてお
り、このB端子は基板1940に接合されている。ま
た、各種の信号端子もピン1901と同様なピンによ
り、外部に導出されている。なお、基板190と194
0とは樹脂フィルム194の代わりに熱伝導性に優れた
セラミックシートを挟んで配設されることもできる。こ
の場合には、このセラミックシートにはんだ層又は導電
性接着剤層を形成しておくとよい。すなわち、基板19
0とチップ(例えば19d)との接合、基板190とセ
ラミックシートとの接合、セラミックシートと基板19
40との接合、基板1940とチップ(例えば19a)
との接合に、はんだを用いることができる。
【0075】以上説明したように本実施例によれば、三
相全波整流器19の発熱が大きく下がったこと及びSi
Cが耐熱性に優れるために、排気管101に近接して整
流器19を設けることが可能となる。そして、整流器1
9の発熱が小さいので整流器19とコントローラ20と
を一体化してパッケージ化することもでき、配線の簡素
化を実現することもできる。
相全波整流器19の発熱が大きく下がったこと及びSi
Cが耐熱性に優れるために、排気管101に近接して整
流器19を設けることが可能となる。そして、整流器1
9の発熱が小さいので整流器19とコントローラ20と
を一体化してパッケージ化することもでき、配線の簡素
化を実現することもできる。
【0076】なお、電圧調整器18を囲覆するエンドカ
バー23は、金属板の代わりに耐熱樹脂を素材として形
成してもよい。また、三相全波整流器19と排気管との
間に遮熱構造を介設する必要もなり、構造、工程の簡素
化が実現する。また、整流器19に大型の冷却フィンを
設ける必要がなく、三相電機子巻線5や界磁コイル10
の冷却も充分に行うことができる。
バー23は、金属板の代わりに耐熱樹脂を素材として形
成してもよい。また、三相全波整流器19と排気管との
間に遮熱構造を介設する必要もなり、構造、工程の簡素
化が実現する。また、整流器19に大型の冷却フィンを
設ける必要がなく、三相電機子巻線5や界磁コイル10
の冷却も充分に行うことができる。
【0077】上記した電圧調整器18の他例を図14及
び図15に図示する。 (実施例2)実施例1におけるMOSパワートランジス
タ19a〜19cを1チップに集積したチップ断面図を
図16に示し、実施例1におけるMOSパワートランジ
スタ19d〜19fを1チップに集積したチップ断面図
を図17に示す。
び図15に図示する。 (実施例2)実施例1におけるMOSパワートランジス
タ19a〜19cを1チップに集積したチップ断面図を
図16に示し、実施例1におけるMOSパワートランジ
スタ19d〜19fを1チップに集積したチップ断面図
を図17に示す。
【0078】T1は基板106に達する深いトレンチで
あり、T2はn型耐圧層105に達する浅いトレンチで
あり、トレンチT2の表面にゲート絶縁膜(図示せず)
が形成され、その上にゲート電極110が形成される。
このようにすれば、一層の小型化を実現することができ
る。
あり、T2はn型耐圧層105に達する浅いトレンチで
あり、トレンチT2の表面にゲート絶縁膜(図示せず)
が形成され、その上にゲート電極110が形成される。
このようにすれば、一層の小型化を実現することができ
る。
【図1】実施例の車両用交流発電機が装着されたエンジ
ンの配置図である。
ンの配置図である。
【図2】図1の車両用交流発電機の断面図である。
【図3】図1の車両用交流発電機の回路図である。
【図4】図1の三相全波整流器の一相分を示すインバー
タ回路の等価回路図である。
タ回路の等価回路図である。
【図5】図1の三相全波整流器のハイサイドスイッチ1
9a、19b、19cを構成するMOSパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
9a、19b、19cを構成するMOSパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図6】図1の三相全波整流器のローサイドスイッチ1
9d、19e、19fを構成するMOSパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
9d、19e、19fを構成するMOSパワートランジ
スタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図7】従来のSiを素材とするPNダイオードの電圧
−電流特性図である。
−電流特性図である。
【図8】従来のSiを素材とするMOSパワートランジ
スタの電圧−電流特性図である。
スタの電圧−電流特性図である。
【図9】本実施例のSiCを素材とするMOSパワート
ランジスタの電圧−電流特性図である。
ランジスタの電圧−電流特性図である。
【図10】図7及び図8のMOSパワートランジスタの
耐圧と素子導通時のオン抵抗との関係を示す図である。
耐圧と素子導通時のオン抵抗との関係を示す図である。
【図11】Si−MOSパワートランジスタ式三相全波
整流器とSiC−MOSパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機の出力電流及び
効率と回転数との関係を示す図である。
整流器とSiC−MOSパワートランジスタ式三相全波
整流器を用いた場合の車両用交流発電機の出力電流及び
効率と回転数との関係を示す図である。
【図12】電圧調整器18の部分平面図である。
【図13】図12の縦断面図である。
【図14】変形態様における電圧調整器18の配置を示
す図である。
す図である。
【図15】図14における電圧調整器18の形状を示す
図である。
図である。
【図16】実施例2におけるハイサイドスイッチ19
a、19b、19cを1チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
a、19b、19cを1チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
【図17】実施例2におけるローサイドスイッチ19
d、19e、19fを1チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
d、19e、19fを1チップに集積した状態を示すチ
ップ断面図である。
5は三相電機子巻線、21がバッテリ、19a〜19c
はハイサイドのMOSパワートランジスタ、19d〜1
9fはローサイドのMOSパワートランジスタ、18は
電圧調整器、19は三相全波整流器。
はハイサイドのMOSパワートランジスタ、19d〜1
9fはローサイドのMOSパワートランジスタ、18は
電圧調整器、19は三相全波整流器。
Claims (7)
- 【請求項1】排気管が車両前側に配置される横置きエン
ジンに固定されるハウジングと、前記ハウジングに固定
される半導体整流素子で構成される整流器とを有して前
記エンジンによりベルト駆動される車両用交流発電機に
おいて、 前記半導体整流素子は、表面に反転チャンネルが形成さ
れる一導電型の半導体領域及び前記反転チャンネルによ
り導通される反対導電型のソース領域及びドレイン領域
を含む基板が単結晶SiCを素材として形成されるMO
Sトランジスタからなるとともに、前記整流器は前記ハ
ウジングの排気管側端壁に固定されることを特徴とする
車両用交流発電機。 - 【請求項2】前記ハウジングの前記排気管側端壁の外端
面に固定された前記整流器を覆って前記排気管側端壁の
外端面に固定されるとともに、外表面が前記排気管に対
面して配設されるエンドカバーを有する請求項1記載の
車両用交流発電機。 - 【請求項3】前記整流器は、前記MOSトランジスタの
断続を制御するゲートコントローラ及びバッテリ電圧を
基準レベルに維持するレギュレータと同一パッケージに
収容される請求項1乃至2のいずれか記載の車両用交流
発電機。 - 【請求項4】前記MOSトランジスタは、前記発電機の
電機子巻線の各出力端とバッテリの高位端とを個別に接
続するハイサイドスイッチと、前記発電機の電機子巻線
の各出力端とバッテリの低位端とを個別に接続するロー
サイドスイッチとで構成され、前記ハイサイドスイッチ
は、バッテリの高位端側の主電極がn+ 基板からなると
ともにPウエル領域が電機子巻線側の主電極に接続され
る縦型MOSパワートランジスタからなり、前記ローサ
イドスイッチは、バッテリ側の低位端側の主電極がn+
基板からなるとともにPウエル領域が電機子巻線側の主
電極に電流制限用の高抵抗を介して接続される縦型MO
Sパワートランジスタからなる請求項1乃至3のいずれ
か記載の車両用交流発電機。 - 【請求項5】電機子巻線の各出力端とバッテリの高位端
とを個別に接続するハイサイドスイッチと、前記発電機
の電機子巻線の各出力端とバッテリの低位端とを個別に
接続するローサイドスイッチとで構成される整流器を有
する車両用交流発電機において、 前記ハイサイドスイッチは、Pウエル領域が電機子巻線
側の主電極をなすn+表面領域に接続されるとともにn
+ 基板が前記バッテリの高位端に接続されるB端子側冷
却フィンに接合される縦型MOSパワートランジスタか
らなり、 前記ローサイドスイッチは、Pウエル領域が高抵抗を通
じて電機子巻線側の主電極をなすn+ 表面領域に接続さ
れるとともにn+ 基板が前記バッテリの低位端に接続さ
れる接地側冷却フィンに接合される縦型MOSパワート
ランジスタからなることを特徴とする車両用交流発電
機。 - 【請求項6】前記各ハイサイドスイッチは第1の半導体
チップに集積され、前記各ローサイドスイッチは第2の
半導体チップに集積される請求項5記載の車両用交流発
電機。 - 【請求項7】前記接地側冷却フィンは前記車両用交流発
電機のハウジングに密着され、前記B端子側冷却フィン
は前記接地側冷却フィンに絶縁フィルムを挟んで密着さ
れる請求項5又は6記載の車両用交流発電機。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7139739A JPH08336259A (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 車両用交流発電機 |
GB9611854A GB2301949A (en) | 1995-06-06 | 1996-06-06 | Mounting SiC rectifiers in an AC generator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7139739A JPH08336259A (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 車両用交流発電機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08336259A true JPH08336259A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=15252255
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7139739A Pending JPH08336259A (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 車両用交流発電機 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH08336259A (ja) |
GB (1) | GB2301949A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102010060873A1 (de) | 2009-12-01 | 2011-07-21 | DENSO CORPORATION, Aichi-pref. | Fahrzeugleistungsgenerator mit verbesserter Fehlertoleranz |
DE102011000199A1 (de) | 2010-01-20 | 2011-09-01 | Denso Corporation | Fahrzeuggenerator |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9780716B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-10-03 | General Electric Company | High power-density, high back emf permanent magnet machine and method of making same |
US20120126728A1 (en) * | 2010-11-19 | 2012-05-24 | El-Refaie Ayman Mohamed Fawzi | Integrated electric machine and silicon carbide power converter assembly and method of making same |
US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0657992B1 (en) * | 1993-12-07 | 1998-04-15 | Denso Corporation | Alternating current generator for motor vehicles |
JP3223671B2 (ja) * | 1993-12-07 | 2001-10-29 | 株式会社デンソー | 車両用交流発電機の三相全波整流器 |
-
1995
- 1995-06-06 JP JP7139739A patent/JPH08336259A/ja active Pending
-
1996
- 1996-06-06 GB GB9611854A patent/GB2301949A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102010060873A1 (de) | 2009-12-01 | 2011-07-21 | DENSO CORPORATION, Aichi-pref. | Fahrzeugleistungsgenerator mit verbesserter Fehlertoleranz |
DE102011000199A1 (de) | 2010-01-20 | 2011-09-01 | Denso Corporation | Fahrzeuggenerator |
US8570004B2 (en) | 2010-01-20 | 2013-10-29 | Denso Corporation | Vehicle generator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2301949A (en) | 1996-12-18 |
GB9611854D0 (en) | 1996-08-07 |
GB2301949A9 (en) | 1997-01-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100275658B1 (ko) | 효율적인 고온 작동용의 밀봉된 정류장치를 가진 차량용 교류 발전기 | |
JP3374491B2 (ja) | 車両用発電電動装置 | |
US5708352A (en) | A.C. Generator for vehicles | |
JP3415326B2 (ja) | 車両用発電機の出力制御装置 | |
JP4147987B2 (ja) | 多相式交流回転電機 | |
JP3508363B2 (ja) | 車両用電源システム | |
US5731689A (en) | Control system for A.C. generator | |
US5726557A (en) | Vehicular electric power system | |
US9450477B2 (en) | B+ mounted integrated active rectifier electronics | |
JP3223671B2 (ja) | 車両用交流発電機の三相全波整流器 | |
JPH08336259A (ja) | 車両用交流発電機 | |
JPH08336239A (ja) | 車両用交流発電機の制御装置 | |
JPH08336268A (ja) | 車両用交流発電機 | |
JP3575110B2 (ja) | 車両用交流発電機 | |
JPH08336267A (ja) | 車両用交流発電機 | |
JPH07163148A (ja) | 車両用交流発電機の三相全波整流器 | |
JPH07170797A (ja) | 車両用交流発電機の励磁電流制御装置 | |
JP2003244913A (ja) | 車両用交流発電機の電圧制御装置 | |
JPH07170746A (ja) | 車両用交流発電機の三相全波整流器 | |
JPH08336298A (ja) | 車両用交流発電機の制御装置 | |
JP2004201467A (ja) | 多相交流回転電機搭載インバータ |