JPH08331890A - Controller and control method for induction motor - Google Patents
Controller and control method for induction motorInfo
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- JPH08331890A JPH08331890A JP7155217A JP15521795A JPH08331890A JP H08331890 A JPH08331890 A JP H08331890A JP 7155217 A JP7155217 A JP 7155217A JP 15521795 A JP15521795 A JP 15521795A JP H08331890 A JPH08331890 A JP H08331890A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、任意の出力電圧及び出
力周波数を得ることができるインバータによって誘導電
動機を制御する方法及び装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method and an apparatus for controlling an induction motor with an inverter capable of obtaining an arbitrary output voltage and output frequency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＰＷＭ制御インバータを用いて三相誘導
電動機を加速させる場合、加速勾配（単位時間当りの周
波数増加幅）が大きい場合や負荷側の慣性が電動機回転
子の慣性に比べて非常に大きい場合、電動機に過大な電
流が流れる。この電流がＰＷＭインバータの許容範囲外
になるとインバータの過電流保護機能が働き、インバー
タが停止状態となり、電動機が加速不可能となる。即
ち、従来の方式では、電動機電流の相電流（二相又は三
相）を検出して、この三相全波整流電流値、又はその平
均電流値等を過電流レベルと比較し、過電流レベルを越
えた時点で、ＰＷＭ制御インバータの出力を遮断（全ア
ームのスイッチをオフ）とし、検出電流が過電流レベル
を下回ったら再びインバータを動作させた。過電流保護
の別の従来方法として、検出電流が過電流レベルを越え
たら、インバータの出力周波数の加速勾配を緩やかにす
るか、又は加速勾配をゼロにし、過電流レベルを下回っ
たらもとの加速勾配で加速する方法が知られている。2. Description of the Related Art When accelerating a three-phase induction motor using a PWM control inverter, the acceleration on the acceleration side (frequency increase width per unit time) is large, and the inertia on the load side is much higher than the inertia of the motor rotor. If it is large, excessive current will flow through the motor. When this current is out of the allowable range of the PWM inverter, the inverter overcurrent protection function operates, the inverter is stopped, and the electric motor cannot be accelerated. That is, in the conventional method, the phase current (two-phase or three-phase) of the motor current is detected, and the three-phase full-wave rectified current value or its average current value is compared with the overcurrent level to determine the overcurrent level. The output of the PWM control inverter was cut off (switches of all the arms were turned off) at the time when the value exceeded the value, and the inverter was operated again when the detected current fell below the overcurrent level. As another conventional method of overcurrent protection, when the detected current exceeds the overcurrent level, the acceleration gradient of the inverter output frequency is made gentle, or the acceleration gradient is set to zero and the original acceleration is performed when it falls below the overcurrent level. A method of accelerating on a gradient is known.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のイン
バータを停止する方法では、電流は抑制されるが、電動
機の無制御状態が瞬時的に生じ、トルクが出なくなる。
従って、過電流状態が解除された後に再びインバータを
所定の加速勾配に従って駆動しても電動機の速度の上昇
に遅れが生じ、十分な加速が不可能になり、目標速度に
達するまでの所要時間が長くなる。また、インバータの
出力を瞬時的に遮断することによって、等価的にインバ
ータの平均スイッチング周波数が低下し、それに伴い電
動機電流にもその周波数が重畳され、電動機から耳ざわ
りな騒音が発生すると言った欠点がある。また、従来の
過電流時に加速勾配を緩やかにするか、又はゼロにする
方法では、インバータの出力電流を直ぐに低下させるこ
とができず、電流が過電流レベルを大幅に越えたままに
なることがある。更に、電動機電流（相電流）のピーク
レベルが一定にならず、トルクも振動的に変化する。ま
た、慣性が小さい場合には、加速勾配の変化中に電動機
の実速度が指令速度を上回ることがある。この場合には
減速トルクが発生してしまい、円滑な加速が困難にな
る。By the way, in the conventional method of stopping the inverter, the current is suppressed, but the uncontrolled state of the electric motor is instantaneously generated, and the torque is not output.
Therefore, even if the inverter is driven again according to the predetermined acceleration gradient after the overcurrent state is released, the increase in the speed of the electric motor is delayed, sufficient acceleration becomes impossible, and the time required to reach the target speed is reduced. become longer. Also, by instantaneously shutting off the output of the inverter, the average switching frequency of the inverter is equivalently lowered, and the frequency is also superimposed on the motor current, which causes the noise that the motor produces annoying noise. is there. Further, in the conventional method of making the acceleration gradient gentle or making it zero at the time of overcurrent, the output current of the inverter cannot be immediately reduced, and the current may remain largely exceeding the overcurrent level. is there. Further, the peak level of the motor current (phase current) is not constant, and the torque also changes oscillatingly. When the inertia is small, the actual speed of the electric motor may exceed the command speed during the change of the acceleration gradient. In this case, deceleration torque is generated, which makes smooth acceleration difficult.
【０００４】そこで、本発明の目的は、加速制御時に過
電流状態が生じても円滑な加速を行うことができる誘導
電動機の制御方法及び装置を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a method and apparatus for controlling an induction motor that can perform smooth acceleration even if an overcurrent state occurs during acceleration control.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本願の方法の発明は、任意の出力電圧及び出力周波数
を得ることができるインバータによって誘導電動機を制
御する方法であって、前記インバータの目標出力周波数
Ｆ0 よりも実際の出力周波数Ｆn が低い時に両者の差を
解消するために実際の出力周波数Ｆn を勾配を有して増
大させるための所定の加速勾配ΔＦ0 を設定するステッ
プと、前記目標出力周波数Ｆ0 と前記実際の出力周波数
Ｆn との差を解消するために前記所定の加速勾配ΔＦ0
に従って前記実際の出力周波数Ｆn を上昇させるステッ
プと、前記所定の加速勾配ΔＦ0による前記実際の出力
周波数Ｆn の上昇中の前記インバータの出力電流が所定
の過電流レベルを越えたか否かを判断するステップと、
前記出力電流が前記所定の過電流レベルを越えていない
時には前記所定の加速勾配ΔＦ0 に従って前記実際の出
力周波数Ｆn を上昇させるが、前記出力電流が前記所定
の過電流レベルを越えている時には負の加速勾配−ΔＦ
a によって前記実際の出力周波数Ｆn を下げるステップ
と、前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベル
に復帰した時点を検出するステップと、前記出力電流が
前記過電流レベルよりも低いレベルに復帰した時点の直
後に、前記出力電流が過電流レベルになる直前の加速勾
配よりも傾きの緩い新しい加速勾配によって前記実際の
出力周波数（Ｆn ）を上昇させるステップとを備えてい
ることを特徴とする誘導電動機の制御方法に係わるもの
である。本願の装置の発明は、任意の出力電圧及び出力
周波数を得ることができるインバータによって誘導電動
機を制御する装置であって、前記インバータの目標出力
周波数Ｆ0 を設定する出力周波数設定手段と、前記イン
バータの目標出力周波数Ｆ0 よりも実際の出力周波数Ｆ
n が低い時に両者の差を解消するために実際の出力周波
数Ｆn を勾配を有して増大させるための所定の加速勾配
ΔＦ0 を設定する加速勾配設定手段と、前記インバータ
の出力電流を検出するための電流検出器と、前記電流検
出器で検出された出力電流が所定の過電流レベルを越え
ているか否かを検出するための過電流検出器と、前記目
標出力周波数Ｆ0 と前記実際の出力周波数Ｆn との差に
基づいて前記加速勾配による加速の必要性を判断し、加
速の必要性のある時には前記所定の加速勾配ΔＦ0 に従
って前記実際の出力周波数Ｆn を上昇させ、前記所定の
加速勾配ΔＦ0 による前記実際の出力周波数Ｆn の上昇
中に前記インバータの出力電流が所定の過電流レベルを
越えた時には、負の加速勾配−ΔＦa によって前記実際
の出力周波数Ｆn を下げるように前記インバータを制御
する加速勾配制御回路と、前記出力電流が前記過電流レ
ベルよりも低いレベルに復帰した時点を検出する過電流
復帰検出器と、前記出力電流が前記過電流レベルよりも
低いレベルに復帰した時点の直後に、前記出力電流が過
電流レベルになる直前の加速勾配よりも傾きの緩い新し
い加速勾配によって前記実際の出力周波数（Ｆn ）を上
昇させる手段とを備えていることを特徴とする誘導電動
機の制御装置に係わるものである。また、請求項２及び
４に示すように、過電流レベルを越えている時間幅Ｔa
を計測し、これを考慮して新しい加速勾配を決定するこ
とが望ましい。The invention of the method of the present application for achieving the above object is a method of controlling an induction motor by an inverter capable of obtaining an arbitrary output voltage and output frequency, the method comprising: When the actual output frequency Fn is lower than the target output frequency F0, a step of setting a predetermined acceleration gradient ΔF0 for increasing the actual output frequency Fn with a gradient in order to eliminate the difference between the two, and the target In order to eliminate the difference between the output frequency F0 and the actual output frequency Fn, the predetermined acceleration gradient ΔF0
The step of increasing the actual output frequency Fn in accordance with the above, and determining whether the output current of the inverter during the increase of the actual output frequency Fn due to the predetermined acceleration gradient ΔF0 exceeds a predetermined overcurrent level. When,
When the output current does not exceed the predetermined overcurrent level, the actual output frequency Fn is increased according to the predetermined acceleration gradient ΔF0, but when the output current exceeds the predetermined overcurrent level, it becomes negative. Acceleration gradient-ΔF
The step of lowering the actual output frequency Fn by a, the step of detecting the time when the output current returns to a level lower than the overcurrent level, and the step of the output current returning to a level lower than the overcurrent level. Immediately after the time point, a step of increasing the actual output frequency (Fn) by a new acceleration gradient having a gentler inclination than the acceleration gradient immediately before the output current reaches the overcurrent level is provided. It relates to a method of controlling an electric motor. The invention of the device of the present application is a device for controlling an induction motor by an inverter capable of obtaining an arbitrary output voltage and output frequency, which comprises an output frequency setting means for setting a target output frequency F0 of the inverter, and an inverter of the inverter. Actual output frequency F rather than target output frequency F0
In order to detect the output current of the inverter, an acceleration gradient setting means for setting a predetermined acceleration gradient ΔF0 for increasing the actual output frequency Fn with a gradient in order to eliminate the difference between the two when n is low. Current detector, an overcurrent detector for detecting whether or not the output current detected by the current detector exceeds a predetermined overcurrent level, the target output frequency F0 and the actual output frequency The necessity of acceleration by the acceleration gradient is judged based on the difference from Fn, and when there is a need for acceleration, the actual output frequency Fn is increased according to the predetermined acceleration gradient ΔF0, and the acceleration frequency ΔF0 is increased by the predetermined acceleration gradient ΔF0. When the output current of the inverter exceeds a predetermined overcurrent level while the actual output frequency Fn is increasing, the actual output frequency Fn is decreased by the negative acceleration gradient -ΔFa. An acceleration gradient control circuit for controlling the inverter, an overcurrent recovery detector for detecting a time when the output current returns to a level lower than the overcurrent level, and a level for the output current lower than the overcurrent level. Immediately after the time point when the output current is returned to, the means for increasing the actual output frequency (Fn) by a new acceleration gradient having a gentler inclination than the acceleration gradient immediately before the output current reaches the overcurrent level is provided. The present invention relates to a control device for an induction motor. Further, as described in claims 2 and 4, the time width Ta in which the overcurrent level is exceeded
It is desirable to measure and to consider this to determine a new acceleration gradient.
【０００６】[0006]
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、加速
勾配制御即ちインバータの出力周波数を時間と共に高め
る制御を実行している時に過電流状態が発生すると、負
の加速勾配の制御を行う。このために、インバータの動
作を継続させつつ出力電流の抑制を行うことができる。
これにより、過電流解消後における加速が比較的迅速に
達成され、円滑な加速が達成される。また、過電流解消
後には過電流発生直前の加速勾配よりも緩い加速勾配と
なるので、再び過電流状態が生じることを抑制しつつ円
滑に加速を進めることができる。また、請求項２及び４
の発明によれば、過電流解消後により理想的な加速勾配
で制御できる。According to the inventions of the respective claims, when an overcurrent state occurs during execution of the acceleration gradient control, that is, the control for increasing the output frequency of the inverter with time, the negative acceleration gradient is controlled. . Therefore, the output current can be suppressed while continuing the operation of the inverter.
As a result, acceleration after the overcurrent is eliminated is achieved relatively quickly, and smooth acceleration is achieved. Further, after the overcurrent is eliminated, the acceleration gradient becomes gentler than the acceleration gradient immediately before the occurrence of the overcurrent, so that the acceleration can be smoothly advanced while suppressing the occurrence of the overcurrent state again. Further, claims 2 and 4
According to the invention, the control can be performed with an ideal acceleration gradient after the overcurrent is eliminated.
【０００７】[0007]
【実施例】次に、図１〜図６を参照して本発明の実施例
に係わる誘導電動機の制御方法及び装置を説明する。図
１に示すように誘導電動機の制御装置は、３相交流電源
端子１に接続された３相整流平滑回路２と、この一対の
直流出力端子２ａ、２ｂ間に接続された３相インバータ
回路３と、インバータ回路３に接続された３相誘導電動
機４と、インバータ制御回路５と、第１及び第２の電流
検出器６ａ、６ｂと、加速勾配制御回路７と、電動機の
速度設定器としての働きを有するインバータ出力周波数
設定器８と、出力周波数生成器９とから成る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, an induction motor control method and apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 1, the induction motor controller includes a three-phase rectifying / smoothing circuit 2 connected to a three-phase AC power supply terminal 1 and a three-phase inverter circuit 3 connected between the pair of DC output terminals 2a and 2b. A three-phase induction motor 4 connected to the inverter circuit 3, an inverter control circuit 5, first and second current detectors 6a and 6b, an acceleration gradient control circuit 7, and a speed setting device for the motor. The inverter output frequency setter 8 and the output frequency generator 9 have a function.
【０００８】インバータ回路３は周知の３相ブリッジ型
インバータ回路であって、６個のＩＧＢＴ即ち絶縁ゲー
ト・バイポーラ・トランジスタから成る第１〜第６のス
イッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各スイッチＱ
1 〜Ｑ6 に逆並列に帰還用ダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接続
したものである。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1、
Ｑ2 の直列回路から成る第１相アームと、第３及び第４
のスイッチＱ3 、Ｑ4の直列回路から成る第２相アーム
と、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路から
成る第３相アームを直流電源端子としての整流平滑回路
２の出力端子２ａ、２ｂにそれぞれ接続し、各相アーム
の中点から出力ライン３ａ、３ｂ、３ｃを導出したもの
である。The inverter circuit 3 is a well-known three-phase bridge type inverter circuit, in which six IGBTs, that is, first to sixth switches Q1 to Q6 composed of insulated gate bipolar transistors are connected in a three-phase bridge, and Switch Q
Feedback diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to 1 to Q6. That is, the first and second switches Q1,
First phase arm consisting of Q2 series circuit, and third and fourth
The output terminal 2a of the rectifying / smoothing circuit 2 using the second phase arm composed of the series circuit of the switches Q3 and Q4 and the third phase arm composed of the series circuit of the fifth and sixth switches Q5 and Q6 as DC power supply terminals, 2b, and output lines 3a, 3b, 3c are derived from the midpoint of each phase arm.
【０００９】誘導電動機４は、１次巻線４ａ、４ｂ、４
ｃから成る固定子の他に回転子（図示せず）を有し、こ
の回転子に負荷が結合されているものである。なお、こ
の実施例では１次巻線４ａ、４ｂ、４ｃがＹ結線され、
インバータ回路３の出力ライン３ａ、３ｂ、３ｃに接続
されている。The induction motor 4 has primary windings 4a, 4b, 4
In addition to the stator composed of c, a rotor (not shown) is provided, and a load is coupled to this rotor. In this embodiment, the primary windings 4a, 4b, 4c are Y-connected,
It is connected to the output lines 3a, 3b, 3c of the inverter circuit 3.
【００１０】インバータ制御回路５は、インバータ回路
３のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ＰＷＭ制御すると共にＶ
／ｆ＝一定（但しＶはインバータ出力電圧、ｆはインバ
ータ出力周波数）となるように制御するものである。The inverter control circuit 5 controls the switches Q1 to Q6 of the inverter circuit 3 in three-phase PWM and at the same time V
/ F = constant (where V is the inverter output voltage and f is the inverter output frequency).
【００１１】電流検出器６ａ、６ｂはインバータ回路３
の出力ライン３ａ、３ｃに結合され、インバータ出力電
流即ち電動機入力電流を検出する。この電流検出器６
ａ、６ｂは加速勾配制御回路７に接続され、過電流時の
加速勾配の制御に利用されている。なお、この電流検出
器６ａ、６ｂは加速時以外の電流検出にも勿論使用され
る。The current detectors 6a and 6b are the inverter circuit 3
Is connected to the output lines 3a, 3c of the inverter and detects the inverter output current, that is, the motor input current. This current detector 6
a and 6b are connected to the acceleration gradient control circuit 7 and are used for controlling the acceleration gradient at the time of overcurrent. The current detectors 6a and 6b are of course also used for current detection other than during acceleration.
【００１２】加速勾配制御回路７は、加速勾配制御を実
行すると共に、この加速勾配制御中において過電流状態
が発生した時に新しい加速勾配制御を実行するものであ
る。The acceleration gradient control circuit 7 executes the acceleration gradient control and also executes a new acceleration gradient control when an overcurrent state occurs during the acceleration gradient control.
【００１３】出力周波数設定器８は、電動機４の目標回
転速度に対応するインバータの目標出力周波数を示すア
ナログ値（例えば電圧値）又はディジタル値を設定する
ものである。The output frequency setting unit 8 sets an analog value (for example, a voltage value) or a digital value indicating the target output frequency of the inverter corresponding to the target rotation speed of the electric motor 4.
【００１４】出力周波数生成器９は、加速勾配制御回路
７から与えられた加速勾配指令と出力周波数設定器８か
ら与えられたインバータの目標出力周波数とに基づいて
インバータの出力周波数指令を示すアナログ値又はディ
ジタル値をインバータ制御回路５に与えるものである。The output frequency generator 9 is an analog value indicating the output frequency command of the inverter based on the acceleration gradient command given from the acceleration gradient control circuit 7 and the target output frequency of the inverter given from the output frequency setting device 8. Alternatively, a digital value is given to the inverter control circuit 5.
【００１５】図２は図１のインバータ制御回路５の詳細
を示すものである。このインバータ制御回路５は例えば
特開昭５７−４０３６９号公報で周知のＶ／ｆ＝一定の
制御を行うと共にＰＷＭ制御を行うものであって、出力
周波数指令ライン１１と、電圧決定回路１２と、三相正
弦波発生器１３と、三角波キャリア発生器１４と、３つ
の比較器１５、１６、１７と、ゲートドライブ回路１８
とから成る。出力周波数指令ライン１１は図１の出力周
波数指令生成器９に接続され、インバータの目標周波数
指令値を電圧決定回路１２及び三相正弦波発生回路１３
に与える。電圧決定回路１２は、ライン１１の周波数指
令値Ｆn に応答してＶn ／Ｆn ＝一定の条件に従う出力
電圧Ｖn を特性線１２ａで示すように発生する。三相正
弦波発生器１３は、ライン１１の周波数指令値Ｆn で指
定された周波数の三相正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswを図
４（Ａ）に示すように発生する。この電圧Ｖsu、Ｖsv、
Ｖswの振幅は電圧決定回路１２の電圧Ｖn に比例するよ
うに制御される。三角波キャリア発振器１４は図４に示
すように正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswの周波数（例えば
０〜５０Hz）よりも十分に高い周波数（例えば２０kHz
）の三角波電圧Ｖtを発生する。比較器１５、１６、１
７は正弦波電圧Ｖsu、Ｖsv、Ｖswと三角波電圧Ｖt とを
比較して図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭパルスを出力
する。ゲートドライブ回路１８は比較器１５、１６、１
７から得られた図４（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）のＰＷＭ信号を
第１、第３及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ3 、Ｑ5 のゲー
ト（制御電極）に与えると共に、図４（Ｂ）（Ｃ）
（Ｄ）と逆相のＰＷＭ信号を第２、第４及び第６のスイ
ッチＱ2 、Ｑ4 、Ｑ6 に与える。なお、この実施例では
三相正弦波発生器１３がメモリとＤ／Ａ変換器で構成さ
れている。このメモリには多数の電圧レベルの正弦波デ
ータが格納されており、電圧決定回路１２の電圧Ｖnに
相当する正弦波データがライン１１の周波数Ｆn に対応
するクロックで読み出され、これがＤ／Ａ変換されて正
弦波となる。FIG. 2 shows details of the inverter control circuit 5 of FIG. The inverter control circuit 5 performs V / f = constant control and PWM control, which is well known in Japanese Patent Laid-Open No. 57-40369, and includes an output frequency command line 11, a voltage determination circuit 12, and Three-phase sine wave generator 13, triangular wave carrier generator 14, three comparators 15, 16, 17 and gate drive circuit 18
It consists of and. The output frequency command line 11 is connected to the output frequency command generator 9 shown in FIG. 1, and outputs the target frequency command value of the inverter to the voltage determination circuit 12 and the three-phase sine wave generation circuit 13.
Give to. The voltage determination circuit 12 responds to the frequency command value Fn on the line 11 to generate an output voltage Vn according to a condition of Vn / Fn = constant as shown by a characteristic line 12a. The three-phase sine wave generator 13 generates three-phase sine wave voltages Vsu, Vsv, Vsw having a frequency designated by the frequency command value Fn of the line 11 as shown in FIG. 4 (A). This voltage Vsu, Vsv,
The amplitude of Vsw is controlled so as to be proportional to the voltage Vn of the voltage determination circuit 12. As shown in FIG. 4, the triangular wave carrier oscillator 14 has a frequency (for example, 20 kHz) sufficiently higher than the frequencies (for example, 0 to 50 Hz) of the sine wave voltages Vsu, Vsv, and Vsw.
) Triangular wave voltage Vt is generated. Comparators 15, 16, 1
Reference numeral 7 compares the sine wave voltages Vsu, Vsv and Vsw with the triangular wave voltage Vt and outputs the PWM pulse shown in FIGS. 4 (B) (C) (D). The gate drive circuit 18 includes comparators 15, 16 and 1
The PWM signals of FIGS. 4 (B) (C) (D) obtained from FIG. 7 are applied to the gates (control electrodes) of the first, third and fifth switches Q1, Q3, Q5, and FIG. (C)
A PWM signal having a phase opposite to that of (D) is applied to the second, fourth and sixth switches Q2, Q4 and Q6. In this embodiment, the three-phase sine wave generator 13 is composed of a memory and a D / A converter. This memory stores a large number of voltage level sine wave data, and the sine wave data corresponding to the voltage Vn of the voltage determination circuit 12 is read at the clock corresponding to the frequency Fn of the line 11, and this is read by the D / A. It is converted into a sine wave.
【００１６】図３は図１の加速勾配制御回路７を詳しく
示すものである。この加速勾配制御回路７は、正常加速
時における加速勾配指令をアナログ又はディジタル値で
与える加速勾配設定器２１の他に、過電流時における加
速勾配指令を形成するために過電流検出器２２、過電流
レベル設定器２３、カウンタ２４、過電流復帰検出器２
５、及び加速勾配生成器２６を有する。なお、加速勾配
設定器２１、加速勾配生成器２６は出力周波数生成器９
と共にマイクロコンピュータ即ちマイクロプロセッサで
構成されている。FIG. 3 shows the acceleration gradient control circuit 7 of FIG. 1 in detail. This acceleration gradient control circuit 7 includes an overcurrent detector 22, an overcurrent detector 22 and an overcurrent detector 22 for forming an acceleration gradient command at the time of overcurrent, in addition to the acceleration gradient setting device 21 which gives an acceleration gradient command at the time of normal acceleration by an analog or digital value. Current level setter 23, counter 24, overcurrent recovery detector 2
5 and an acceleration gradient generator 26. The acceleration gradient setter 21 and the acceleration gradient generator 26 are the output frequency generator 9
And a microcomputer, that is, a microprocessor.
【００１７】過電流検出器２２は、電流検出器６ａ、６
ｂで検出されたインバータ出力電流に対応した電圧と過
電流レベル設定器２３で設定された過電流レベルＩmax
に対応した電圧とを電圧コンパレータで比較し、過電流
期間を示す信号を出力するものである。この過電流検出
器２２からは例えば図６（Ａ）のように出力電流が過電
流レベルＩmax 以上の期間ｔ2 〜ｔ3 において高レベル
出力を発生し、その他で低レベル出力を発生する。The overcurrent detector 22 is a current detector 6a, 6a.
The voltage corresponding to the inverter output current detected in b and the overcurrent level Imax set by the overcurrent level setter 23
The voltage comparator compares the voltage corresponding to the above with a voltage comparator and outputs a signal indicating the overcurrent period. From this overcurrent detector 22, for example, as shown in FIG. 6A, a high level output is generated during a period t2 to t3 in which the output current is equal to or higher than the overcurrent level Imax, and a low level output is generated in other cases.
【００１８】過電流検出器２２に接続されたカウンタ２
４は、出力電流が過電流レベルＩmax 以上になる時間幅
Ｔa を計測するものであり、計測結果をディジタル値で
加速勾配生成器２６に送る。Counter 2 connected to overcurrent detector 22
4 measures the time width Ta at which the output current becomes equal to or higher than the overcurrent level Imax, and sends the measurement result as a digital value to the acceleration gradient generator 26.
【００１９】過電流検出器２２に接続された過電流復帰
検出器２５は、インバータ出力電流が過電流レベルＩma
x よりも下回る時点即ち図６の過電流復帰時点ｔ3 を検
出し、これを加速勾配生成器２６に与えるものである。In the overcurrent recovery detector 25 connected to the overcurrent detector 22, the inverter output current is overcurrent level Ima.
A time point below x, that is, an overcurrent recovery time point t3 in FIG. 6 is detected and given to the acceleration gradient generator 26.
【００２０】加速勾配生成器２６は、加速動作（負の加
速動作も含む）に必要な加速勾配指令ΔＦを示すデータ
を発生するものである。電動機４の加速勾配はインバー
タの出力周波数の単位時間当りの増加幅に相当する。こ
の実施例では加速勾配生成器２６がマイクロコンピュー
タで構成されており、一定の演算周期（例えば数ｍsec
）で加速勾配指令データを発生するように構成されて
いる。従って、各周期毎にインバータの周波数を変化さ
せると加速勾配が変化する。加速勾配指令としての周波
数値が大きくなるに従って加速勾配が大きくなり、この
周波数を負の値にすると出力周波数が低下し、減速勾配
になる。インバータの出力電流が過電流状態にならない
場合には、加速勾配設定器２１で設定された定常時の加
速勾配ΔＦn がそのまま加速勾配生成器２６の出力とな
って出力周波数指令生成器９に送られる。また、過電流
状態になった時には、加速勾配設定器２１で設定した定
常時加速勾配ΔＦn とは異なる新しい加速勾配−ΔＦa
を与える。The acceleration gradient generator 26 generates data indicating the acceleration gradient command ΔF required for the acceleration operation (including the negative acceleration operation). The acceleration gradient of the electric motor 4 corresponds to the increment of the output frequency of the inverter per unit time. In this embodiment, the acceleration gradient generator 26 is composed of a microcomputer, and has a constant calculation cycle (for example, several msec).
) To generate acceleration gradient command data. Therefore, when the frequency of the inverter is changed every cycle, the acceleration gradient changes. The acceleration gradient increases as the frequency value as the acceleration gradient command increases, and if this frequency is set to a negative value, the output frequency decreases and the deceleration gradient occurs. When the output current of the inverter does not reach the overcurrent state, the steady-state acceleration gradient ΔFn set by the acceleration gradient setting device 21 becomes the output of the acceleration gradient generator 26 and is sent to the output frequency command generator 9. . Further, when the overcurrent state occurs, a new acceleration gradient −ΔFa different from the steady-state acceleration gradient ΔFn set by the acceleration gradient setter 21.
give.
【００２１】図５は図１のマイクロコンピュータで構成
された出力周波数指令生成器９及び図３の加速勾配生成
器２６の動作を示す簡易フローチャートである。図５に
おいて出力周波数生成器９に対応する部分と加速勾配生
成器２６に対応する部分が点線で囲んだ領域で区別され
ている。まず、ステップＳ0 でインバータの出力周波数
指令を与えるためのプログラムがスタートすると、次の
ステップＳ1 に示すように加速勾配設定器２１によって
初期加速勾配即ち正常時加速勾配ΔＦ0 が設定される。
次に、ステップＳ2 において、出力周波数設定器８で設
定した最終目標出力周波数Ｆ0 よりも出力周波数生成器
９が発生している現在の出力周波数Ｆnが小さいか否か
を判定する。この判定結果が小さくないことを示さない
ＮＯの出力の時には加速が不要であるので、ステップＳ
11に進み、加速動作は発生しない。一方、ステップＳ2
の判定結果がＦn がＦ0 よりも小さいことを示すＹＥＳ
の出力の時には、加速勾配制御に移り、まずステップＳ
3 で過電流検出器２２で過電流が検出されているか否か
が判定される。過電流が検出されていないＮＯの出力の
時にはステップＳ4 で過電流復帰検出器２５から過電流
復帰信号Ｉccが発生した後か否かが判定される。この判
定結果が過電流復帰信号Ｉccが発生していないことを示
すＮＯの出力の場合にはステップＳ7 に移り、加速勾配
信号ΔＦn としてステップＳ1 で設定した加速勾配設定
器２１の正常時加速勾配信号ΔＦ0 を出力する。この正
常時加速勾配信号ΔＦ0 は既に説明したように所定時間
（単位時間）に変化させる周波数値で与えられ、次のス
テップＳ8 において１つ前の出力周波数Ｆn-1 に加算さ
れる。次に、ステップＳ9 で１つ前の出力周波数Ｆn-1
がステップＳ8 で決定された新しい出力周波数Ｆn に更
新される。次に、ステップＳ10において現在の出力周波
数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以上か否かが判断される。
この判定結果がＦn がＦ0 以上を示すＹＥＳの時には加
速が不要であるので、ステップＳ11に移る。ステップＳ
11では、出力周波数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 以上の時
に目標出力周波数Ｆ0 に制限してこの値をインバータ制
御回路５に送り、ステップＳ13で加速動作を終了させ
る。ステップＳ10でＦn がＦ0 以上でないことを示すＮ
Ｏの出力が得られた時にステップＳ3 に戻り、加速動作
を繰返す。上述の正常加速時の出力電流及び出力周波数
は図６のｔ1 〜ｔ2 区間で示されている。即ち、過電流
が検出されていない時には出力周波数がｔ1 〜ｔ2 のΔ
Ｆ0 の傾きで変化する。FIG. 5 is a simplified flow chart showing the operation of the output frequency command generator 9 and the acceleration gradient generator 26 of FIG. 3 which are constructed by the microcomputer of FIG. In FIG. 5, a portion corresponding to the output frequency generator 9 and a portion corresponding to the acceleration gradient generator 26 are distinguished by a region surrounded by a dotted line. First, when the program for giving the output frequency command of the inverter is started in step S0, the initial acceleration gradient, that is, the normal acceleration gradient .DELTA.F0 is set by the acceleration gradient setting device 21 as shown in the next step S1.
Next, in step S2, it is determined whether the current output frequency Fn generated by the output frequency generator 9 is smaller than the final target output frequency F0 set by the output frequency setting unit 8. When the output of NO does not indicate that the result of this determination is not small, acceleration is not required, so step S
Proceed to 11 and acceleration operation does not occur. On the other hand, step S2
YES indicates that Fn is smaller than F0.
Is output, the process proceeds to acceleration gradient control, and first, step S
At 3, it is determined whether the overcurrent detector 22 has detected an overcurrent. When the output of NO indicates that the overcurrent has not been detected, it is determined in step S4 whether or not the overcurrent recovery detector 25 has generated the overcurrent recovery signal Icc. If the determination result is NO output indicating that the overcurrent recovery signal Icc is not generated, the process proceeds to step S7, and the normal acceleration gradient signal of the acceleration gradient setter 21 set in step S1 as the acceleration gradient signal ΔFn. Output ΔF0. The normal acceleration gradient signal .DELTA.F0 is given as a frequency value which is changed for a predetermined time (unit time) as described above, and is added to the immediately preceding output frequency Fn-1 in the next step S8. Next, in step S9, the immediately preceding output frequency Fn-1
Are updated to the new output frequency Fn determined in step S8. Next, at step S10, it is judged if the current output frequency Fn is equal to or higher than the target output frequency F0.
If the result of this determination is YES, which indicates that Fn is greater than or equal to F0, then acceleration is not required, so the routine moves to step S11. Step S
In 11, when the output frequency Fn is equal to or higher than the target output frequency F0, the output frequency is limited to the target output frequency F0 and this value is sent to the inverter control circuit 5, and the acceleration operation is ended in step S13. N indicating that Fn is not greater than or equal to F0 in step S10
When the output of O is obtained, the process returns to step S3 to repeat the acceleration operation. The output current and output frequency at the time of normal acceleration described above are shown in the section from t1 to t2 in FIG. That is, when the overcurrent is not detected, the output frequency is Δ1 of t1 to t2.
It changes with the slope of F0.
【００２２】[0022]
【過電流区間動作】ステップＳ3 で過電流の検出を示す
ＹＥＳの出力が得られた時にはステップＳ12に移る。こ
のステップＳ12では加速勾配ΔＦとして負の極性の加速
勾配−ΔＦa を発生させ、これを出力周波数生成器９に
送る。この負の加速勾配−ΔＦa とは図６（Ｂ）のｔ2
〜ｔ3 区間に示す減速勾配である。この負の加速勾配−
ΔＦa はステップＳ8 において前の出力周波数Ｆn-1 に
加算される。負の極性の加速勾配を加算するということ
は図６（Ｂ）のｔ2 〜ｔ3 区間に示すように出力周波数
を下げることを意味する。次に、ステップＳ9 において
１つ前の出力周波数Ｆn-1 が新しい出力周波数Ｆn に更
新される。次に、ステップＳ10で現在の出力周波数Ｆn
が目標出力周波数Ｆ0 に達したか否かが判定され、達し
ている時には前述したステップＳ11の動作を経て加速制
御が終了し、達していない時にはステップＳ3 に戻って
加速動作を続ける。次のサイクルにおいても過電流中で
あればステップＳ12の動作が再び生じる。ステップＳ12
に従って負極性の加速勾配を与えると、過電流状態は比
較的短時間の内に解消する。なお、過電流期間中におい
ては、この時間幅Ｔa の計測がカウンタ２４で実行さ
れ、また過電流復帰時点の検出が過電流復帰検出器２５
で行われている。[Overcurrent section operation] When a YES output indicating detection of overcurrent is obtained in step S3, the process proceeds to step S12. In this step S12, a negative polarity acceleration gradient −ΔFa is generated as the acceleration gradient ΔF, and this is sent to the output frequency generator 9. This negative acceleration gradient -ΔFa is t2 in FIG. 6 (B).
It is the deceleration gradient shown in the section to t3. This negative acceleration gradient −
.DELTA.Fa is added to the previous output frequency Fn-1 in step S8. Adding an acceleration gradient of negative polarity means lowering the output frequency as shown in the section t2 to t3 in FIG. 6 (B). Next, in step S9, the previous output frequency Fn-1 is updated to the new output frequency Fn. Next, in step S10, the current output frequency Fn
Has reached the target output frequency F0. If it has reached the target output frequency F0, the acceleration control is terminated through the operation of step S11 described above, and if it has not reached, the process returns to step S3 to continue the acceleration operation. Also in the next cycle, if the overcurrent is still occurring, the operation of step S12 occurs again. Step S12
If a negative acceleration gradient is applied, the overcurrent state disappears within a relatively short time. During the overcurrent period, the counter 24 measures the time width Ta, and the overcurrent recovery detector 25 detects the overcurrent recovery time.
Is being done in.
【００２３】[0023]
【過電流後の動作】図６のｔ3 で過電流が解消される
と、ステップＳ3 の出力がＮＯになり、ステップＳ4 に
移る。ステップＳ4 では図６のｔ3 時点に同期して過電
流復帰信号Ｉccが得られたことを示すＹＥＳの出力が発
生する。これにより、次のステップＳ5 に移り、 ΔＦn ＝ΔＦn-1 −｛（Ｔa ×ΔＦn-1 ）／（Ｆn-1 ×
Ｋ）｝ の演算が実行される。但し、ここで、ΔＦn は新しい加
速勾配、ΔＦn-1 は過電流状態になる直前（ｔ2 の直
前）の加速勾配、Ｆn-1 は新加速勾配計算直前（ｔ3 ）
の出力周波数、Ｔa は出力電流が過電流レベルを越えて
いる時間即ちカウンタ２４の出力、Ｋは定数である。な
お、ステップＳ5 のΔＦn の演算はステップＳ4 で過電
流復帰信号Ｉccが得られた後の１回目のサイクルのみで
実行される。２回目以後はステップＳ4 の出力がＮＯと
なる。次に、ステップＳ6 において、過電流復帰信号Ｉ
ccがクリア即ちオフにされ、且つカウンタ２４の計測時
間幅Ｔa がクリアされ、且つ直前の加速勾配ΔＦn-1が
新しい加速勾配ΔＦn に更新される。次に、新しい加速
勾配ΔＦn はステップＳ8 で直前の出力周波数Ｆn-1 に
加速される。次に、ステップＳ9 において１つ前の出力
周波数Ｆn-1 が新しい出力周波数Ｆn に更新される。次
に、ステップＳ10において出力周波数Ｆn が目標出力周
波数Ｆ0 以上か否かが判定される。以上でない時にはス
テップＳ3 に戻る。以上の時には周波数Ｆ0 が出力され
る。なお、出力周波数Ｆn が目標出力周波数Ｆ0 よりも
高い時にはステップＳ11で目標出力周波数Ｆ0 に制限し
てこれをインバータ制御回路５に送る。過電流後の加速
勾配ΔＦn は図６のｔ3 〜ｔ4 区間に示すように、ｔ1
〜ｔ2の正常時の加速勾配ΔＦ0 よりも緩い。また、ｔ3
〜ｔ4 区間の加速勾配ΔＦnは過電流時間幅Ｔa を考慮
して決定しているので、再び過電流状態を生じることを
防ぎ且つ出来るだけ短時間で目標出力周波数Ｆ0 に達す
るための最適値である。[Operation after Overcurrent] When the overcurrent is eliminated at t3 in FIG. 6, the output of step S3 becomes NO, and the process proceeds to step S4. In step S4, an output of YES indicating that the overcurrent recovery signal Icc is obtained is generated in synchronization with the time t3 in FIG. As a result, the process proceeds to the next step S5, and ΔFn = ΔFn-1 − {(Ta × ΔFn-1) / (Fn-1 ×
K)} is executed. Here, .DELTA.Fn is a new acceleration gradient, .DELTA.Fn-1 is an acceleration gradient immediately before the overcurrent state (immediately before t2), and Fn-1 is a new acceleration gradient immediately before calculation (t3).
, Ta is the time when the output current exceeds the overcurrent level, that is, the output of the counter 24, and K is a constant. The calculation of .DELTA.Fn in step S5 is executed only in the first cycle after the overcurrent recovery signal Icc is obtained in step S4. After the second time, the output of step S4 becomes NO. Next, in step S6, the overcurrent recovery signal I
cc is cleared or turned off, the measurement time width Ta of the counter 24 is cleared, and the immediately preceding acceleration gradient ΔFn-1 is updated to a new acceleration gradient ΔFn. Next, the new acceleration gradient .DELTA.Fn is accelerated to the immediately preceding output frequency Fn-1 in step S8. Next, in step S9, the previous output frequency Fn-1 is updated to the new output frequency Fn. Next, at step S10, it is judged if the output frequency Fn is equal to or higher than the target output frequency F0. If not, return to step S3. In the above case, the frequency F0 is output. When the output frequency Fn is higher than the target output frequency F0, the output frequency Fn is limited to the target output frequency F0 in step S11 and is sent to the inverter control circuit 5. The acceleration gradient ΔFn after the overcurrent is t1 as shown in the section from t3 to t4 in FIG.
It is less than the acceleration gradient .DELTA.F0 in the normal condition from .about.t2. Also, t3
Since the acceleration gradient .DELTA.Fn in the section from .about.t4 is determined in consideration of the overcurrent time width Ta, it is an optimum value for preventing the overcurrent state from occurring again and reaching the target output frequency F0 in the shortest possible time. .
【００２４】ｔ4 時点で出力周波数Ｆn が目標周波数Ｆ
0 に達した後はＦn ＝Ｆ0 の制御が行われる。なお、イ
ンバータ出力電圧Ｖは図６（Ｂ）の出力周波数Ｆn と同
様の傾きを有するように変化させる。即ち前述したよう
にＶ／ｆ＝Ｖ／Ｆn ＝一定の条件を満足するように出力
電圧Ｖを制御する。At time t4, the output frequency Fn is the target frequency F
After reaching 0, control of Fn = F0 is performed. The inverter output voltage V is changed so as to have the same slope as the output frequency Fn of FIG. 6 (B). That is, as described above, the output voltage V is controlled so that the condition of V / f = V / Fn = constant is satisfied.
【００２５】上述の実施例の装置では、電動機４の起動
スイッチ（図示せず）の操作又は速度切替スイッチ（図
示せず）の操作に応答して加速勾配生成器２６が動作を
開始し、これによる加速制御中において、過電流状態が
生じても、インバータの駆動を遮断させないで負の極性
の加速勾配を与えるので、加速中の失速を防止すること
ができ、またインバータ遮断による騒音の発生の問題を
解決することができる。また、電動機４の滑りを小さく
して電動機電流を一定に保つことができる。また、過電
流復帰後には過電流時間幅Ｔa を考慮して過電流発生直
前よりも緩い新しい加速勾配を決定し、これにて加速制
御するので、電動機４の負荷が未知のものであっても、
その慣性の大きさに見合った最適の加速勾配による制御
が可能になり、インバータの加速時間の設定や調整が不
要になるばかりでなく、短時間且つ円滑に目標出力周波
数即ち目標回転数に到達させることができる。また、電
動機４の電流検出のために高速サンプリングすることが
不要であり、また、加速勾配の演算周期を数ｍsec とす
ることができるため、制御装置を比較的安価に構成し得
る。In the apparatus of the above-described embodiment, the acceleration gradient generator 26 starts its operation in response to the operation of the start switch (not shown) of the electric motor 4 or the operation of the speed change switch (not shown). Even if an overcurrent condition occurs during acceleration control due to, the inverter's drive is not interrupted and a negative polarity acceleration gradient is applied, so stall during acceleration can be prevented, and noise caused by inverter interruption can be prevented. Can solve the problem. Further, the slip of the electric motor 4 can be reduced to keep the electric motor current constant. Further, after the overcurrent is restored, a new acceleration gradient that is gentler than that immediately before the overcurrent is generated is determined in consideration of the overcurrent time width Ta, and the acceleration control is performed by this, so that even if the load of the electric motor 4 is unknown. ,
It becomes possible to control with the optimum acceleration gradient corresponding to the magnitude of the inertia, and it is not only necessary to set or adjust the acceleration time of the inverter, but also to reach the target output frequency, that is, the target rotation speed smoothly in a short time. be able to. Further, since it is not necessary to perform high-speed sampling for detecting the electric current of the electric motor 4 and the calculation cycle of the acceleration gradient can be set to several msec, the control device can be configured relatively inexpensively.
【００２６】[0026]
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２の電圧決定回路１２及び三相正弦波発生器
１３をアナログ回路とすることができる。 （２） 三相正弦波発生器１３からディジタル値で正弦
波データを発生させ、三角波キャリア発振器１４からデ
ィジタル値で三角波データを発生させ、比較器１５、１
６、１７をディジタル比較器とすることができる。 （３） 出力周波数設定器８、出力周波数生成器９、加
速勾配設定器２１、加速勾配生成器２６をアナログ回路
で形成することができる。 （４） 図５のステップＳ5 で時間幅Ｔa の代りに所定
の係数を使用し、過電流直前の加速勾配ΔＦ0 よりも緩
い所定の加速勾配を発生させ、図６のｔ3 〜ｔ4 区間の
出力周波数を得ることができる。 （５） スイッチＱ1 〜Ｑ6 をＩＧＢＴ以外のＭＯＳＦ
ＥＴ等の種々の半導体スイッチとすることができる。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible. (1) The voltage determination circuit 12 and the three-phase sine wave generator 13 shown in FIG. 2 can be analog circuits. (2) The three-phase sine wave generator 13 generates sine wave data with a digital value, and the triangular wave carrier oscillator 14 generates triangular wave data with a digital value.
6 and 17 can be digital comparators. (3) The output frequency setter 8, the output frequency generator 9, the acceleration gradient setter 21, and the acceleration gradient generator 26 can be formed by analog circuits. (4) In step S5 of FIG. 5, a predetermined coefficient is used instead of the time width Ta to generate a predetermined acceleration gradient that is gentler than the acceleration gradient ΔF0 immediately before the overcurrent, and the output frequency in the t3 to t4 section of FIG. Can be obtained. (5) Set switches Q1 to Q6 to MOSF other than IGBT
Various semiconductor switches such as ET can be used.
【図１】実施例の誘導電動機の制御装置を示す回路図で
ある。FIG. 1 is a circuit diagram showing a control device for an induction motor of an embodiment.
【図２】図１のインバータ制御回路を詳しく示すブロッ
ク図である。FIG. 2 is a block diagram showing in detail the inverter control circuit of FIG.
【図３】図１の加速勾配制御回路を詳しく示すブロック
図である。FIG. 3 is a block diagram showing in detail the acceleration gradient control circuit of FIG.
【図４】図２のインバータ制御回路の各部の状態を示す
波形図である。4 is a waveform diagram showing a state of each part of the inverter control circuit of FIG.
【図５】図１の加速勾配制御回路及び出力周波数生成器
の動作を示す流れ図である。5 is a flow chart showing the operation of the acceleration gradient control circuit and the output frequency generator of FIG. 1. FIG.
【図６】加速時における図１のインバータの出力電流及
び出力周波数の変化を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing changes in output current and output frequency of the inverter of FIG. 1 during acceleration.
３ インバータ回路 ４ 誘導電動機 ５ インバータ制御回路 ７ 加速勾配制御回路 3 Inverter circuit 4 Induction motor 5 Inverter control circuit 7 Acceleration gradient control circuit
Claims (4)
とができるインバータによって誘導電動機を制御する方
法であって、 前記インバータの目標出力周波数（Ｆ0 ）よりも実際の
出力周波数（Ｆn ）が低い時に両者の差を解消するため
に実際の出力周波数（Ｆn ）を勾配を有して増大させる
ための所定の加速勾配（ΔＦ0 ）を設定するステップ
と、 前記目標出力周波数（Ｆ0 ）と前記実際の出力周波数
（Ｆn ）との差を解消するために前記所定の加速勾配
（ΔＦ0 ）に従って前記実際の出力周波数（Ｆn ）を上
昇させるステップと、 前記所定の加速勾配（ΔＦ0 ）による前記実際の出力周
波数（Ｆn ）の上昇中の前記インバータの出力電流が所
定の過電流レベルを越えたか否かを判断するステップ
と、 前記出力電流が前記所定の過電流レベルを越えていない
時には前記所定の加速勾配（ΔＦ0 ）に従って前記実際
の出力周波数（Ｆn ）を上昇させるが、前記出力電流が
前記所定の過電流レベルを越えている時には負の加速勾
配（−ΔＦa ）によって前記実際の出力周波数（Ｆn ）
を下げるステップと、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
帰した時点を検出するステップと、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
帰した時点の直後に、前記出力電流が過電流レベルにな
る直前の加速勾配よりも傾きの緩い新しい加速勾配によ
って前記実際の出力周波数（Ｆn ）を上昇させるステッ
プとを備えていることを特徴とする誘導電動機の制御方
法。1. A method of controlling an induction motor by an inverter capable of obtaining an arbitrary output voltage and output frequency, wherein an actual output frequency (Fn) is lower than a target output frequency (F0) of the inverter. Setting a predetermined acceleration gradient (ΔF0) for increasing the actual output frequency (Fn) with a gradient to eliminate the difference between the two, the target output frequency (F0) and the actual output Increasing the actual output frequency (Fn) according to the predetermined acceleration gradient (ΔF0) in order to eliminate the difference from the frequency (Fn), and the actual output frequency (Fn) according to the predetermined acceleration gradient (ΔF0). Determining whether the output current of the inverter during the rising of Fn) exceeds a predetermined overcurrent level, and the output current exceeds the predetermined overcurrent level. If not, the actual output frequency (Fn) is increased according to the predetermined acceleration gradient (ΔF0), but when the output current exceeds the predetermined overcurrent level, the negative acceleration gradient (-ΔFa) is used. Actual output frequency (Fn)
And a step of detecting a time point when the output current returns to a level lower than the overcurrent level, and immediately after a time point when the output current returns to a level lower than the overcurrent level. And a step of increasing the actual output frequency (Fn) by a new acceleration gradient having a gentler gradient than the acceleration gradient immediately before the current reaches the overcurrent level.
を越えている時間（Ｔa ）を計測するステップと、 前記新しい加速勾配ΔＦn を、 ΔＦn ＝（ΔＦn-1 ）−｛（Ｔa ×ΔＦn-1 ）／（Ｆn-
1 ×Ｋ）｝ （但し、ΔＦn-1 は過電流状態になる直前の加速勾配、 Ｆn-1 は新加速勾配計算直前の出力周波数、 Ｔa は出力電流が過電流レベルを越えている時間幅、 Ｋは定数である。）によって決定するステップとを有し
ていることを特徴とする請求項２に従う誘導電動機の制
御方法。2. A step of measuring a time (Ta) during which the output current exceeds the overcurrent level, and the new acceleration gradient ΔFn is expressed by ΔFn = (ΔFn-1)-{(Ta × ΔFn- 1) / (Fn-
1 × K)} (where ΔFn-1 is the acceleration gradient immediately before the overcurrent state, Fn-1 is the output frequency immediately before the new acceleration gradient calculation, Ta is the time width during which the output current exceeds the overcurrent level, K is a constant.) The method of controlling an induction motor according to claim 2, further comprising:
とができるインバータによって誘導電動機を制御する装
置であって、 前記インバータの目標出力周波数（Ｆ0 ）を設定する出
力周波数設定手段と、 前記インバータの目標出力周波数（Ｆ0 ）よりも実際の
出力周波数（Ｆn ）が低い時に両者の差を解消するため
に実際の出力周波数（Ｆn ）を勾配を有して増大させる
ための所定の加速勾配（ΔＦ0 ）を設定する加速勾配設
定手段と、 前記インバータの出力電流を検出するための電流検出器
と、 前記電流検出器で検出された出力電流が所定の過電流レ
ベルを越えているか否かを検出するための過電流検出器
と、 前記目標出力周波数（Ｆ0 ）と前記実際の出力周波数
（Ｆn ）との差に基づいて前記加速勾配による加速の必
要性を判断し、加速の必要性のある時には前記所定の加
速勾配（ΔＦ0 ）に従って前記実際の出力周波数（Ｆn
）を上昇させ、前記所定の加速勾配（ΔＦ0 ）による
前記実際の出力周波数（Ｆn ）の上昇中に前記インバー
タの出力電流が所定の過電流レベルを越えた時には、負
の加速勾配（−ΔＦa ）によって前記実際の出力周波数
（Ｆn ）を下げるように前記インバータを制御する加速
勾配制御回路と、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
帰した時点を検出する過電流復帰検出器と、 前記出力電流が前記過電流レベルよりも低いレベルに復
帰した時点の直後に、前記出力電流が過電流レベルにな
る直前の加速勾配よりも傾きの緩い新しい加速勾配によ
って前記実際の出力周波数（Ｆn ）を上昇させる手段と
を備えていることを特徴とする誘導電動機の制御装置。3. An apparatus for controlling an induction motor by an inverter capable of obtaining an arbitrary output voltage and output frequency, comprising: output frequency setting means for setting a target output frequency (F0) of the inverter; When the actual output frequency (Fn) is lower than the target output frequency (F0), a predetermined acceleration gradient (ΔF0) for increasing the actual output frequency (Fn) with a gradient in order to eliminate the difference between the two. To set the acceleration gradient setting means, a current detector for detecting the output current of the inverter, and to detect whether the output current detected by the current detector exceeds a predetermined overcurrent level. And the necessity of acceleration by the acceleration gradient is judged based on the difference between the target output frequency (F0) and the actual output frequency (Fn). When it is necessary, the actual output frequency (Fn) is calculated according to the predetermined acceleration gradient (ΔF0).
) Is increased and the output current of the inverter exceeds a predetermined overcurrent level during the increase of the actual output frequency (Fn) due to the predetermined acceleration gradient (ΔF0), a negative acceleration gradient (-ΔFa). An acceleration gradient control circuit for controlling the inverter so as to reduce the actual output frequency (Fn) by an overcurrent recovery detector for detecting a time point when the output current returns to a level lower than the overcurrent level; Immediately after the output current returns to a level lower than the overcurrent level, the actual output frequency (Fn) is changed by a new acceleration gradient that is gentler than the acceleration gradient immediately before the output current reaches the overcurrent level. A control device for an induction motor, comprising:
を越えている時間幅（Ｔa ）を計測する過電流時間計測
器と、 前記新しい加速勾配ΔＦn を、 ΔＦn ＝（ΔＦn-1 ）−｛（Ｔa ×ΔＦn-1 ）／（Ｆn-
1 ×Ｋ）｝ （但し、ΔＦn-1 は過電流状態になる直前の加速勾配、 Ｆn-1 は新加速勾配計算直前の出力周波数、 Ｔa は出力電流が過電流レベルを越えている時間幅、 Ｋは定数である。）によって決定する手段とを有してい
ることを特徴とする請求項３に従う誘導電動機の制御装
置。4. An overcurrent time measuring device for measuring a time width (Ta) during which the output current exceeds the overcurrent level, and the new acceleration gradient ΔFn, ΔFn = (ΔFn-1)-{ (Ta x ΔFn-1) / (Fn-
1 × K)} (where ΔFn-1 is the acceleration gradient immediately before the overcurrent state, Fn-1 is the output frequency immediately before the new acceleration gradient calculation, Ta is the time width during which the output current exceeds the overcurrent level, K is a constant.), And the control device for the induction motor according to claim 3.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7155217A JP2888169B2 (en) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | Induction motor control method and device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7155217A JP2888169B2 (en) | 1995-05-29 | 1995-05-29 | Induction motor control method and device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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