JPH08331011A - Receiver for spread communication system - Google Patents
Receiver for spread communication systemInfo
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- JPH08331011A JPH08331011A JP13836195A JP13836195A JPH08331011A JP H08331011 A JPH08331011 A JP H08331011A JP 13836195 A JP13836195 A JP 13836195A JP 13836195 A JP13836195 A JP 13836195A JP H08331011 A JPH08331011 A JP H08331011A
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Abstract
Description
【０００１】本発明はディジタル拡散通信システムの受
信装置に関するものである。The present invention relates to a receiver for a digital spread communication system.
【従来の技術】近年、自動車電話や携帯電話等の移動体
通信の分野において、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方
式による拡散通信システムが実用化に向けて開発されて
いる。このような拡散通信システムにおけるダイバーシ
ティ合成装置の従来例としては、例えば図８に示すもの
がある。この図に示すダイバーシティ合成装置は複合ダ
イバーシティ合成方式と呼ばれるもので、同図におい
て、符号１は通信用の電波を発信および受信する複数の
アンテナ、２はこれらのアンテナ１のそれぞれに対応し
て接続された複数の相関器、３は相関器出力から複数の
パスを選択する複数パス選択合成回路、４は前記複数パ
ス選択合成回路３からの各出力を比較する合成レベル比
較回路、５は合成レベル比較回路４の出力に基づいて複
数パス選択合成回路３の出力を切り替える切替スイッ
チ、６は受信信号を復調して受信データを得る復調回路
である。2. Description of the Related Art In recent years, in the field of mobile communication such as car phones and mobile phones, a spread communication system by a code division multiple access (CDMA) system has been developed for practical use. A conventional example of the diversity combining apparatus in such a spread communication system is shown in FIG. The diversity combining apparatus shown in this figure is called a composite diversity combining method. In the figure, reference numeral 1 is a plurality of antennas for transmitting and receiving radio waves for communication, and 2 is a connection corresponding to each of these antennas 1. A plurality of correlators, 3 is a multi-path selecting / combining circuit for selecting a plurality of paths from correlator outputs, 4 is a composite level comparing circuit for comparing the respective outputs from the multi-path selecting / composing circuit 3, 5 is a composite level A selector switch for switching the output of the multiple-path selection / combination circuit 3 based on the output of the comparison circuit 4, and 6 is a demodulation circuit for demodulating the received signal to obtain received data.
【０００２】かかる構成において、複数パス選択合成回
路３は相関器２の出力のレベルの高い順番に複数パスを
選択して最大比合成をし、合成レベル比較器４は複数パ
ス選択合成回路３からの各出力を比較し、合成出力の最
も高いブランチ出力を選択する。そして、切替スイッチ
５によって、合成出力が最も高いとされるアンテナを複
数のアンテナ（１〜Ｌ）の中から選択接続し、そのアン
テナからの受信データを復調する。In such a configuration, the multiple-path selection / combination circuit 3 selects a plurality of paths in descending order of the level of the output of the correlator 2 to perform maximum ratio combination, and the combined-level comparator 4 outputs from the multiple-path selection / combination circuit 3. The respective outputs of the above are compared and the branch output having the highest combined output is selected. Then, the changeover switch 5 selectively connects the antenna having the highest combined output from the plurality of antennas (1 to L), and demodulates the received data from the antenna.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のダイバーシティ合成装置にあっては、合成レ
ベル比較器４により複数パス選択合成回路３からの各出
力を比較して合成出力の最も高いブランチ出力を選択
し、合成出力が最も高いとされるアンテナを複数のアン
テナの中から選択接続するようになっているから、アン
テナは、合成出力が最も高いとはいえ、１つに限定され
てしまい、他のアンテナがある程度は高い合成出力を有
していてもそのアンテナは選択されずに受信動作が遂行
され、充分な受信データが得られないという不具合があ
る。However, in such a conventional diversity synthesizing device, the synthesizing level comparator 4 compares the respective outputs from the plural-path selection synthesizing circuit 3 and the branch having the highest synthesizing output is obtained. Since the output is selected and the antenna which is said to have the highest combined output is selectively connected from a plurality of antennas, the antenna is limited to one although the combined output is the highest. However, even if another antenna has a relatively high combined output, that antenna is not selected and the reception operation is performed, so that there is a problem that sufficient reception data cannot be obtained.
【０００４】また、ダイバーシティ合成動作に先立っ
て、累積度数演算処理動作を行なうタイプの拡散通信シ
ステムがあるが、その場合に累積度数演算手段における
演算が受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換した
データを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、フィルターを通
すことで平均受信電力を累積度数として出力するとい
う、いわゆるパワー モード演算部のみから成っている
場合、累積度数そのものは算出し得るが、上記Ｉ2 ＋Ｑ
2 を計算することによりパイロットチャネルが常時１し
か得られず、平均値は１となる。よってデータがランダ
ム的に１、−１となる場合、本来ならば平均値は０とな
るはずであるが、この平均値０を利用することが出来な
くなってしまうという不具合がある。Further, there is a spreading communication system of the type in which the cumulative frequency calculation processing operation is performed prior to the diversity combining operation. In this case, the calculation in the cumulative frequency calculation means is performed by converting the I component and the Q component of the receiver radio section to A. When the D / D-converted data is received, I 2 + Q 2 is calculated, and the average received power is output as a cumulative frequency by passing through a filter, the cumulative frequency itself is calculated when it is composed of only a so-called power mode operation unit. But I 2 + Q above
By calculating 2 , only 1 pilot channel is always obtained, and the average value is 1. Therefore, if the data randomly becomes 1 and -1, the average value should be 0, but there is a problem that the average value 0 cannot be used.
【０００５】本願の発明は前記問題点に鑑みてなされた
もので、その第１の目的は、拡散通信システムにおける
受信品質を向上させることが可能な受信装置を提供する
ことである。The invention of the present application has been made in view of the above problems, and a first object thereof is to provide a receiving apparatus capable of improving reception quality in a spread communication system.
【０００６】本発明の第２の目的は、拡散通信システム
の受信動作に際しての同期確立が確実に行なえる受信装
置を提供することである。A second object of the present invention is to provide a receiving apparatus which can surely establish synchronization during the receiving operation of the spread communication system.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、拡散通信システムの受信装置を、複数のア
ンテナと、アンテナ毎に対応して設けられ受信拡散信号
の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ コー
ド）の位相との相関関係を求める複数の相関器と、アン
テナ毎に対応して設けられ受信信号に対する逆拡散符号
位相との相関値の累積度数を求める複数の累積度数演算
手段と、複数の累積度数演算手段の累積度数出力を取り
入れ、複数の累積度数出力にわたり、１シンボルに対し
て所定の個数のピーク波形を検出してダイバーシティ合
成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを求め送信機側
との同期を獲得するマルチパス同期獲得手段と、マルチ
パス同期獲得手段からの出力によってディジタルトラッ
キング動作を行なうディジタルトラッキング手段と、デ
ィジタルトラッキングデータに基づいて入力データに対
する回転角度の補正を行なう回転角度補正手段と、回転
角度補正されたデータをダイバーシティ合成するダイバ
ーシティ合成手段とで構成したことを要旨とする。In order to achieve the above object, the present invention provides a receiving apparatus of a spread communication system, a plurality of antennas, and a spread code phase and a receive code of a receive spread signal provided corresponding to each antenna. Correlator that calculates the correlation with the phase of the despreading code (replica code) of the machine, and multiple accumulators that are provided for each antenna and that calculate the cumulative frequency of the correlation value with the despreading code phase for the received signal And a despreading code phase used for diversity combining by detecting a predetermined number of peak waveforms for one symbol over a plurality of cumulative frequency outputs by incorporating the cumulative frequency outputs of the frequency computing means and the plurality of cumulative frequency computing means. Performs digital tracking operation by means of multipath synchronization acquisition means for obtaining an antenna and synchronization with the transmitter side, and output from the multipath synchronization acquisition means The gist of the invention is that it is composed of digital tracking means, rotation angle correction means for correcting the rotation angle of input data based on the digital tracking data, and diversity combination means for diversity combining the rotation angle corrected data.
【０００８】上記受信装置のマルチパス同期獲得手段
は、複数の累積度数演算手段の累積度数出力の中から、
累積度数が所定のしきい値を超えるものの中の最大の累
積度数を持つものから順に所定の個数の累積度数に相当
する逆拡散符号位相を選び出すようにすることができ
る。The multipath synchronization acquisition means of the above-mentioned receiving device selects from among the cumulative frequency outputs of the plurality of cumulative frequency calculation means,
It is possible to select a despreading code phase corresponding to a predetermined number of cumulative frequencies in order from the one having the maximum cumulative frequency among those whose cumulative frequency exceeds a predetermined threshold.
【０００９】また、上記受信装置の累積度数演算手段
は、パワー モード演算部と疑似遅延検波モード演算部
とを有し、パワー モード演算部は、受信機無線部のＩ
成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデータを受信してＩ2 ＋
Ｑ2 を計算し、その結果をフィルターに通すことで平均
受信電力を累積度数として出力し、疑似遅延検波モード
演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換
したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シン
ボルの対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方
についての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果
を累積度数として出力するようにすることができる。Further, the cumulative frequency calculating means of the above-mentioned receiving device has a power mode calculating section and a pseudo differential detection mode calculating section, and the power mode calculating section is I of the receiver radio section.
Receive the data obtained by A / D conversion of the component and the Q component and I 2 +
Q 2 is calculated, and the result is passed through a filter to output the average received power as a cumulative frequency. The pseudo differential detection mode operation unit uses the data obtained by A / D converting the I component and Q component of the receiver radio unit. Receive, multiply the I and Q components respectively by the corresponding data of the previous symbol, add the multiplication results for both the I and Q components, and output the filtered result as the cumulative frequency. You can
【００１０】さらに、上記受信装置の累積度数演算手段
の疑似遅延検波モード演算部は、受信機無線部のＩ成分
とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデータを受信し、Ｉ成分とＱ
成分をそれぞれ前シンボルの対応するデータと乗算し、
Ｉ成分とＱ成分の両方についての乗算結果を加算した後
に、この加算した値の平方根を求め、フィルターを通し
た結果を累積度数として出力するようにすることができ
る。Further, the pseudo differential detection mode computing unit of the cumulative frequency computing means of the receiving apparatus receives the data obtained by A / D converting the I component and the Q component of the receiver radio unit, and receiving the I component and the Q component.
Multiply each component by the corresponding data of the previous symbol,
After adding the multiplication results for both the I component and the Q component, the square root of this added value can be obtained, and the filtered result can be output as the cumulative frequency.
【００１１】さらにまた、上記受信装置の累積度数演算
手段のパワー モード演算部は受信機の逆拡散符号が同
期確立出来ていない段階で演算動作を行なって累積度数
を求める一方、疑似遅延検波モード演算部は、逆拡散符
号の同期確立ができている場合に演算動作を行なって累
積度数を求めるようにしてもよい。Furthermore, the power mode calculation unit of the cumulative frequency calculation means of the above-mentioned receiving device performs a calculation operation when the despreading code of the receiver cannot establish synchronization, and calculates the cumulative frequency, while the pseudo delay detection mode calculation is performed. The unit may perform an arithmetic operation to obtain the cumulative frequency when the synchronization of the despreading code is established.
【００１２】[0012]
【作用】受信機に受信されたデータは、Ａ／Ｄ変換され
た後、相関器によって拡散信号の拡散符号位相と受信機
の逆拡散符号（レプリカ コード）の位相との相関関係
を求められ、その結果としての出力は累積度数演算手段
によって受信信号に対するある逆拡散符号位相との相関
値の累積度数を求められる。その累積度数出力は、マル
チパス同期獲得手段において１シンボルに対して所定の
個数のピーク波形を検出され、その検出結果に基づいて
ダイバーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテ
ナを求め送信機側との同期が獲得される。その後は、マ
ルチパス同期獲得手段からの出力によってディジタルト
ラッキング動作が行なわれ、このディジタルトラッキン
グデータに基づいて入力データに対する回転角度の補正
が行なわれて回転角度補正され、回転角度補正されたデ
ータについてダイバーシティ合成が行なわれるとともに
データ復号が行なわれて受信データが得られる。本発明
においては、各アンテナごとに別々に相関値が求めら
れ、また累積度数を求められるが、マルチパス同期獲得
手段においては、複数の累積度数出力にわたり１シンボ
ルに対して所定の個数のピーク波形を検出される。これ
により、本発明ではレイク（ＲＡＫＥ）ダイバーシティ
とスペース ダイバーシティを併用した通信システムに
おいてレイク合成のための遅延波の選択と、スペース
ダイバーシティのためのアンテナの選択が同じ次元で行
なわれる。After the data received by the receiver is A / D converted, the correlation between the spread code phase of the spread signal and the phase of the despread code (replica code) of the receiver is obtained by the correlator. As a result, the cumulative frequency computing means calculates the cumulative frequency of the correlation value of the received signal with a certain despread code phase. With respect to the accumulated frequency output, a predetermined number of peak waveforms for one symbol are detected by the multipath synchronization acquisition means, and the despreading code phase and the antenna used for diversity combining are obtained based on the detection result and are transmitted to the transmitter side. The synchronization of is acquired. After that, the digital tracking operation is performed by the output from the multipath synchronization acquisition means, the rotation angle of the input data is corrected based on the digital tracking data, the rotation angle is corrected, and the diversity of the rotation angle corrected data is obtained. The received data is obtained by combining the data and decoding the data. In the present invention, the correlation value is calculated separately for each antenna and the cumulative frequency is calculated. However, in the multipath synchronization acquisition means, a predetermined number of peak waveforms for one symbol over a plurality of cumulative frequency outputs. Is detected. As a result, in the present invention, in the communication system using both RAKE diversity and space diversity, the selection of the delay wave for the RAKE combining and the space
Antenna selection for diversity is done in the same dimension.
【００１３】また、本発明では、上記受信装置のマルチ
パス同期獲得手段による複数の累積度数出力にわたるピ
ーク波形を検出に際して、複数の累積度数演算手段の累
積度数出力の中から、累積度数が所定のしきい値を超え
るものの中の最大の累積度数を持つものから順に所定の
個数（例えば４個）の累積度数に相当する逆拡散符号位
相を選び出されることができる。Further, according to the present invention, when the peak waveform over the plurality of cumulative frequency outputs by the multipath synchronization acquisition means of the receiving device is detected, the cumulative frequency is determined from the cumulative frequency outputs of the plurality of cumulative frequency calculation means. It is possible to select a despreading code phase corresponding to a predetermined number (for example, 4) of cumulative frequencies in order from the one having the highest cumulative frequency among those exceeding the threshold value.
【００１４】また、上記受信動作に際して、累積度数演
算手段は、パワー モードのみによる演算処理を行な
い、その結果として得られた累積度数をマルチパス同期
獲得手段に送付しても一定の効果は得られるが、より好
ましくは、累積度数演算手段はパワー モード演算部と
疑似遅延検波モード演算部とを有しており、パワー モ
ード演算部によって受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ
／Ｄ変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、そ
の結果をフィルターに通すことで平均受信電力を累積度
数として出力する一方、疑似遅延検波モード演算部で
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シンボルの
対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方につい
ての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果を累積
度数として出力するようにするのがよい。これにより受
信機がまだ１波のＰＮ同期も獲得できていない場合は累
積度数演算手段のパワー モード演算部をオンに設定し
て主波のみでもＰＮ同期獲得を行なわせ、その後、少な
くとも１波ＰＮ同期が獲得できたら、疑似遅延検波モー
ド演算部をオンに設定して疑似遅延検波モードの演算を
行なうようにすることができ、両方の演算の特徴を活か
すことができる。In addition, in the receiving operation, the cumulative frequency calculating means performs a calculation process only in the power mode, and the cumulative frequency obtained as a result is sent to the multipath synchronization acquiring means to obtain a certain effect. However, more preferably, the cumulative frequency calculation means has a power mode calculation section and a pseudo differential detection mode calculation section, and the power mode calculation section sets the I component and the Q component of the receiver radio section to A
The A / D-converted data is received, I 2 + Q 2 is calculated, and the result is passed through a filter to output the average received power as the cumulative frequency. The A / D converted data of the component and the Q component is received, the I component and the Q component are respectively multiplied by the corresponding data of the preceding symbols, the multiplication results of both the I component and the Q component are added, and the result is filtered. It is preferable to output the result as a cumulative frequency. As a result, when the receiver has not yet acquired the PN synchronization of one wave, the power mode operation unit of the cumulative frequency operation means is turned on to acquire the PN synchronization of only the main wave, and then at least one wave PN is acquired. When the synchronization is obtained, the pseudo differential detection mode operation unit can be set to ON to perform the operation in the pseudo differential detection mode, and the characteristics of both operations can be utilized.
【００１５】さらに、上記受信装置の累積度数演算手段
の疑似遅延検波モード演算部の動作に関しては、受信機
無線部のＩ成分とＱ成分の両方についての乗算結果を加
算した後に、この加算した値の平方根を求め、フィルタ
ーを通した結果を累積度数として出力するようにしても
よい。Further, regarding the operation of the pseudo differential detection mode operation unit of the cumulative frequency operation means of the receiver, after adding the multiplication results for both the I component and the Q component of the receiver radio unit, this added value The square root of may be obtained, and the result of filtering may be output as the cumulative frequency.
【００１６】[0016]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明の一実施例に係る拡散通信システム
の受信装置を示すブロック図、図２は前記実施例に係る
拡散通信システムの受信装置に組み込まれる累積度数演
算回路の具体例を示すブロック図、図３は同じく前記実
施例に組み込まれる同期検波用回転角度補正回路の構成
を表すブロック図、図４は前記実施例に組み込まれるダ
イバーシティ合成・データ復調回路の構成を表すブロッ
ク図である。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 is a block diagram showing a receiver of a spread communication system according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of a cumulative frequency operation circuit incorporated in the receiver of the spread communication system according to the embodiment. 3 is a block diagram showing the structure of a rotation angle correction circuit for synchronous detection, which is also incorporated in the above-mentioned embodiment, and FIG. 4 is a block diagram showing the structure of a diversity combining / data demodulation circuit incorporated in the above-mentioned embodiment.
【００１７】図１において、符号１１は第１のアンテナ
１１ａおよび第２のアンテナ１１ｂを含み拡散通信シス
テムの無線部に接続されて拡散送信信号を受信する複数
のアンテナで、第１のアンテナ１１ａは、この第１のア
ンテナ１１ａで受信された受信信号が伝送される経路と
してスペース ダイバーシティ ブランチ１を形成し、
第２のアンテナ１１ｂは、この第２のアンテナ１１ｂで
受信された受信信号が伝送される経路としてスペース
ダイバーシティ ブランチ２を形成している。アンテナ
１１は第１および第２のアンテナ１１ａ、１１ｂ以外に
もさらに多くのアンテナが設置されてもよい。１２はア
ンテナ１１を通して受信された電波信号を受信装置内に
取り込む受信機無線部で、第１および第２のアンテナ１
１ａ、１１ｂで受信された各受信信号をＩ成分、Ｑ成分
に分けて出力する。１３は第１のアンテナ１１ａを通し
て受信された信号をアナログ信号からディジタル信号へ
変換するＡ／Ｄ変換器で、この受信信号のＩ成分につい
てのＡ／Ｄ変換を行なうＩ成分Ａ／Ｄ変換部１３ａと、
Ｑ成分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＱ成分Ａ／Ｄ変換
部１３ｂとから構成される。１４は第２のアンテナ１１
ｂを通して受信された信号をアナログ信号からディジタ
ル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器で、この受信信号のＩ成
分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＩ成分Ａ／Ｄ変換部１
４ａと、Ｑ成分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＱ成分Ａ
／Ｄ変換部１４ｂとから構成される。In FIG. 1, reference numeral 11 is a plurality of antennas including a first antenna 11a and a second antenna 11b, which are connected to a radio section of a spread communication system and receive spread transmission signals. , A space diversity branch 1 is formed as a path through which a reception signal received by the first antenna 11a is transmitted,
The second antenna 11b has a space as a path through which a reception signal received by the second antenna 11b is transmitted.
Diversity branch 2 is formed. As the antenna 11, more antennas may be installed in addition to the first and second antennas 11a and 11b. Reference numeral 12 is a receiver radio unit that takes in a radio wave signal received through the antenna 11 into the receiving device.
Each received signal received by 1a and 11b is divided into an I component and a Q component and output. Reference numeral 13 is an A / D converter for converting a signal received through the first antenna 11a from an analog signal to a digital signal, and an I component A / D converter 13a for A / D converting the I component of the received signal. When,
It is composed of a Q component A / D converter 13b that performs A / D conversion on the Q component. 14 is the second antenna 11
I component A / D converter 1 for performing A / D conversion on the I component of the received signal, which is an A / D converter that converts the signal received through b from an analog signal to a digital signal.
4a and Q component A for A / D conversion of the Q component
And / D converter 14b.
【００１８】１５は受信動作時の同期獲得を行なうため
にディジタル変換された受信データを間引き処理する第
１の間引き回路、１６はデータ復調処理を行なうために
ディジタル変換された受信データを間引き処理する第２
の間引き回路、１７はＡ／Ｄ変換器１３、１４、第１の
間引き回路１５および第２の間引き回路１６に対し動作
タイミングを取るためのクロック周期を与えるフェーズ
・ロック・ループ回路（ＰＬＬ）である。Reference numeral 15 is a first thinning circuit for thinning out the digitally converted received data to obtain synchronization during the receiving operation, and 16 is thinning out the digitally converted received data for performing the data demodulation processing. Second
A decimation circuit 17 is a phase-locked loop circuit (PLL) that gives a clock cycle for operating timing to the A / D converters 13, 14, the first decimation circuit 15 and the second decimation circuit 16. is there.
【００１９】１８は第１のアンテナ１１ａによって受信
された拡散信号の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号
（レプリカ コード）の位相との相関関係を求める相関
器で、この受信拡散信号のＩ成分についての相関関係を
求めるＩ成分相関器１８ａと、Ｑ成分についての相関関
係を求めるＱ成分相関器１８ｂとから構成される。１９
は第２のアンテナ１１ｂによって受信された拡散信号の
拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ コー
ド）の位相との相関関係を求める相関器で、この受信拡
散信号のＩ成分についての相関関係を求めるＩ成分相関
器１９ａと、Ｑ成分についての相関関係を求めるＱ成分
相関器１９ｂとから構成される。２０は第１のアンテナ
１１ａによって受信された信号に対する或る逆拡散符号
位相との相関値の累積度数を求める第１の累積度数演算
回路、２１は第２のアンテナ１１ｂによって受信された
信号に対する或る逆拡散符号位相との相関値の累積度数
を求める第２の累積度数演算回路、２２は累積度数演算
回路２０、２１の累積度数出力を取り入れ、１シンボル
に対して所定の個数のピーク波形を検出してダイバーシ
ティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを求め送
信機側との同期を獲得するマルチパス同期獲得回路、２
３は同期獲得用の疑似ノイズであるパイロットＰＮコー
ドを発生するパイロットＰＮ発生器である。Reference numeral 18 denotes a correlator for obtaining a correlation between the spread code phase of the spread signal received by the first antenna 11a and the phase of the despread code (replica code) of the receiver, and the I component of the received spread signal. Of the I component and a Q component correlator 18b for obtaining the correlation of the Q component. 19
Is a correlator that finds the correlation between the spread code phase of the spread signal received by the second antenna 11b and the phase of the despread code (replica code) of the receiver. And an Q component correlator 19b for obtaining a correlation with respect to the Q component. Reference numeral 20 is a first cumulative frequency calculating circuit for obtaining a cumulative frequency of a correlation value with a certain despreading code phase with respect to a signal received by the first antenna 11a, and 21 is a circuit for a signal received by the second antenna 11b. A second cumulative frequency calculating circuit for obtaining the cumulative frequency of the correlation value with the despreading code phase, 22 is a circuit for taking in the cumulative frequency output of the cumulative frequency calculating circuits 20, 21, and for generating a predetermined number of peak waveforms for one symbol. Multipath synchronization acquisition circuit that detects the despreading code phase used for diversity combining and the antenna to acquire synchronization with the transmitter side, 2
Reference numeral 3 is a pilot PN generator which generates a pilot PN code which is pseudo noise for synchronization acquisition.
【００２０】２４は第２の間引き回路１６およびマルチ
パス同期獲得回路２２からの信号に基づき、遅延波を生
成してディジタルトラッキング動作を行なうディジタル
トラッキング、２５はディジタルトラッキングデータに
基づいて入力データに対する同期検波のための回転角度
の補正を行なう同期検波用回転角度補正回路、２６は回
転角度補正されたデータをダイバーシティ合成し、また
データ復調して受信データを得るダイバーシティ合成・
データ復調回路、２７は同期検波用回転角度補正回路２
５において得られた回転角度補正値を基に受信機無線部
１２およびＰＬＬ１７の同期動作タイミングを決める周
波数を調整する自動周波数制御部（ＡＦＣ：Ａuto Ｆre
quency Ｃontrol）である。Reference numeral 24 is digital tracking for generating a delayed wave based on the signals from the second thinning circuit 16 and multipath synchronization acquisition circuit 22 to perform a digital tracking operation. Reference numeral 25 is for synchronizing the input data based on the digital tracking data. A rotation angle correction circuit for synchronous detection for correcting the rotation angle for detection, 26 is diversity combining of the rotation angle corrected data, and demodulation of the data to obtain received data.
Data demodulation circuit, 27 is a rotation angle correction circuit 2 for synchronous detection
5, an automatic frequency controller (AFC: Auto Fre) that adjusts the frequency that determines the synchronous operation timing of the receiver radio unit 12 and the PLL 17 based on the rotation angle correction value obtained in FIG.
quency Control).
【００２１】この実施例において、第１および第２の累
積度数演算回路２０、２１は、図２に示すように、逆拡
散符号位相との相関値の累積度数を算出する演算部とし
てパワー モード演算部３１と疑似遅延検波モード演算
部３２とパワー モード演算出力と疑似遅延検波モード
演算出力とを切替選択する切替スイッチ３３と、累積度
数を求めるフィルター手段としてのＦＩＲ・ＩＩＲフィ
ルター３４とを有している。パワー モード演算部３１
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結果をＦＩＲ
・ＩＩＲフィルターに通すことで平均受信電力を累積度
数として出力する。In this embodiment, the first and second cumulative frequency operation circuits 20 and 21 are, as shown in FIG. 2, a power mode operation as an operation unit for calculating the cumulative frequency of the correlation value with the despread code phase. The unit 31 and the pseudo differential detection mode calculation unit 32, the changeover switch 33 for switching and selecting the power mode calculation output and the pseudo differential detection mode calculation output, and the FIR / IIR filter 34 as a filter means for obtaining the cumulative frequency are provided. There is. Power mode calculator 31
Receives the data obtained by A / D converting the I and Q components of the receiver radio section, calculates I 2 + Q 2, and calculates the result as FIR.
-The average received power is output as the cumulative frequency by passing it through the IIR filter.
【００２２】一方、疑似遅延検波モード演算部３２は、
受信信号のＩ成分についてシンボル遅延を行なう第１の
シンボル遅延部３５と、Ｑ成分についてシンボル遅延を
行なう第２のシンボル遅延部３６と、受信信号のＩ成分
について現在の受信信号とシンボル遅延された信号とを
乗算処理する第１の乗算器３７と、受信信号のＱ成分に
ついて現在の受信信号とシンボル遅延された信号とを乗
算処理する第２の乗算器３８と、第１の乗算器３７の出
力と第２の乗算器３８の出力とを加算する加算器３９
と、加算器３９出力についてダイナミックレンジを圧縮
するために平方根を求めるルート演算器４０とを有し、
演算結果をフィルターに通した結果を累積度数として出
力する。なお、疑似遅延検波モード演算部３２におい
て、上記ルート演算器４０を省略した構成にし、第１お
よび第２の乗算器３７、３８の乗算結果を加算器３９で
加算し、その出力をフィルターに通した結果を累積度数
として出力することもできる。On the other hand, the pseudo differential detection mode operation unit 32 is
A first symbol delay unit 35 that performs a symbol delay on the I component of the received signal, a second symbol delay unit 36 that performs a symbol delay on the Q component, and a current received signal and a symbol delayed on the I component of the received signal. A first multiplier 37 for multiplying the signal, a second multiplier 38 for multiplying the current received signal by the symbol-delayed signal with respect to the Q component of the received signal, and a first multiplier 37. Adder 39 for adding the output and the output of the second multiplier 38
And a root calculator 40 for obtaining a square root for compressing the dynamic range of the output of the adder 39,
The result of filtering the calculation result is output as the cumulative frequency. In the pseudo differential detection mode operation unit 32, the route operation unit 40 is omitted, the multiplication results of the first and second multipliers 37 and 38 are added by the adder 39, and the output is passed through the filter. It is also possible to output the result as a cumulative frequency.
【００２３】また、同期検波用回転角度補正回路２５
は、図３に示すように、この同期検波用回転角度補正回
路２５の動作タイミング合わせを行なうための遅延バッ
ファ４１と、主波の回転角度を出力するために、主波に
相当するダイバーシティ合成ブランチを選択する主波選
択回路４２と、ダイバーシティ合成ブランチのパイロッ
トＰＮ発生器の位相を選択するためのＰＮ発生器選択回
路４３と、所定のダイバーシティ合成ブランチのための
同期検波用回転角度補正用のパイロットＰＮ発生器４４
と、或るダイバーシティ合成ブランチのための同期検波
用回転角度補正用のＩ成分用相関器４５と、あるダイバ
ーシティ合成ブランチのための同期検波用回転角度補正
用のＱ成分用相関器４６と、あるダイバーシティ合成ブ
ランチのための同期検波用回転角度補正用のＩ成分用フ
ィルター４７と、あるダイバーシティ合成ブランチのた
めの同期検波用回転角度補正用のＱ成分用フィルター４
８と、あるダイバーシティ合成ブランチのための同期検
波用回転角度補正用のＩ成分とＱ成分を正規化する回路
４９と、あるダイバーシティ合成ブランチのための同期
検波用回転角度補正用の回転補正値を演算する極性反転
回路５０と、あるダイバーシティ合成ブランチのための
同期検波用回転角度補正用の補正演算を行なう複素数乗
算器５１とを有して成る。The synchronous detection rotation angle correction circuit 25 is also provided.
3, the delay buffer 41 for adjusting the operation timing of the synchronous detection rotation angle correction circuit 25 and the diversity combining branch corresponding to the main wave for outputting the rotation angle of the main wave are shown in FIG. , A PN generator selecting circuit 43 for selecting the phase of the pilot PN generator of the diversity combining branch, and a pilot for correcting the rotational angle for synchronous detection for a predetermined diversity combining branch. PN generator 44
And an I component correlator 45 for synchronous detection rotation angle correction for a certain diversity combining branch, and a Q component correlator 46 for synchronous detection rotation angle correction for a certain diversity combining branch. I component filter 47 for synchronous detection rotation angle correction for diversity combining branch and Q component filter 4 for synchronous detection rotation angle correction for certain diversity combining branch
8, a circuit 49 for normalizing the I component and the Q component for synchronous detection rotation angle correction for a certain diversity combination branch, and a rotation correction value for synchronous detection rotation angle correction for a certain diversity combination branch. It comprises a polarity reversing circuit 50 for calculation, and a complex number multiplier 51 for performing a correction calculation for correcting a rotational angle for synchronous detection for a certain diversity combining branch.
【００２４】この同期検波用回転角度補正回路２５にお
いて、最終出力であるダイバーシティの回転角度補正し
たＩおよびＱサンプル４種類（ダイバーシティ１〜４）
は、ダイバーシティ合成ブランチ数を「４」とした場合
のブランチ１、２、３、４のそれぞれに対応するもので
ある。そしてパイロットＰＮ発生器４４から相関器４
５、４６の組を経て複素数乗算器５１に至る処理系列
は、上記各ブランチ１、２、３、４のそれぞれに対応す
る同期検波用回路セットを構成している。そして、遅延
バッファ４１にはダイバーシティ１〜４のＩおよびＱサ
ンプルが入力される。また主波選択回路４２には正規化
回路４９出力が入力されるとともに、この主波選択回路
４２からは主波の回転角度情報が出力される。ＰＮ発生
器選択回路４３にはＰＮ発生器選択情報が入力され、パ
イロットＰＮ発生器４４にはＰＮ位相情報が入力され
る。また、相関器４５、４６には、前記遅延バッファ４
１と同様、ダイバーシティ１〜４のＩおよびＱサンプル
が入力される。In this synchronous detection rotation angle correction circuit 25, four types of I and Q samples (diversity 1 to 4) for which the rotation angle of the final output diversity has been corrected.
Corresponds to each of the branches 1, 2, 3, 4 when the number of diversity combining branches is “4”. Then, from the pilot PN generator 44 to the correlator 4
The processing sequence reaching the complex number multiplier 51 through the set of 5, 46 constitutes a synchronous detection circuit set corresponding to each of the branches 1, 2, 3, 4. Then, I and Q samples of diversity 1 to 4 are input to the delay buffer 41. Further, the output of the normalization circuit 49 is input to the main wave selection circuit 42, and the rotation angle information of the main wave is output from the main wave selection circuit 42. PN generator selection information is input to the PN generator selection circuit 43, and PN phase information is input to the pilot PN generator 44. Further, the correlators 45 and 46 include the delay buffer 4
Similar to 1, I and Q samples of diversity 1 to 4 are input.
【００２５】また、ダイバーシティ合成・データ復調回
路２６は、図４に示すように、あるダイバーシティ合成
ブランチのパイロットＰＮ発生器の位相を選択するため
のＰＮ発生器選択回路６１と、ダイバーシティ ブラン
チ数が４である場合において、ブランチ番号４のダイバ
ーシティ合成回路ＰＮ発生器６２と、ブランチ番号３の
ダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６３と、ブランチ番
号２のダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６４と、ブラ
ンチ番号１のダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６５
と、ダイバーシティ ブランチ数が４である場合のブラ
ンチ４、３、２、１のＩ成分のダイバーシティ合成回路
用相関器６６、６７、６８、６９と、ダイバーシティ
ブランチ数が４である場合のブランチ４、３、２、１の
Ｑ成分のダイバーシティ合成回路用相関器７０、７１、
７２、７３と、ダイバーシティ ブランチ数が４である
場合のブランチ４、３、２、１のＩ成分のダイバーシテ
ィ合成回路用加算器７４と、ダイバーシティ ブランチ
数が４である場合のブランチ４、３、２、１のＱ成分の
ダイバーシティ合成回路用加算器７５と、Ｉデータを復
調するための減算器７６と、Ｑデータを復調するための
加算機７７とから構成されている。As shown in FIG. 4, the diversity combining / data demodulating circuit 26 has a PN generator selecting circuit 61 for selecting the phase of the pilot PN generator of a certain diversity combining branch, and a diversity branch number of 4 In this case, the diversity combining circuit PN generator 62 with branch number 4, the diversity combining circuit PN generator 63 with branch number 3, the diversity combining circuit PN generator 64 with branch number 2, and the diversity combining circuit with branch number 1 Circuit PN generator 65
And diversity correlators 66, 67, 68, 69 for the I component of the branches 4, 3, 2, 1 when the number of diversity branches is 4, and diversity
When the number of branches is 4, the correlators 70 and 71 for the Q component of the branches 4, 3, 2 and 1 for the diversity combining circuit,
72 and 73, the adder 74 for the diversity combining circuit of the I component of the branches 4, 3, 2, and 1 when the number of diversity branches is 4, and the branches 4, 3 and 2 when the number of diversity branches is 4. 1 is composed of a Q component diversity combiner adder 75, a subtractor 76 for demodulating I data, and an adder 77 for demodulating Q data.
【００２６】そして、ＰＮ発生器選択回路６１にはＰＮ
発生器選択情報が入力され、ＰＮ発生器６２〜６５には
ＰＮ発生器選択回路６１の出力とＰＮ位相情報とが入力
され、各ＰＮ発生器６２〜６５の出力はそれぞれ対応す
る相関器６６〜７３に入力される。具体的には、ＰＮ発
生器６２の出力は相関器６６、７０に入力され、ＰＮ発
生器６３の出力は相関器６７、７１に入力され、ＰＮ発
生器６４の出力は相関器６８、７２に入力され、ＰＮ発
生器６５の出力は相関器６９、７３に入力される。また
相関器６６にはダイバーシティ４の回転角度補正したＱ
サンプルが入力され、相関器６７にはダイバーシティ３
の回転角度補正したＱサンプルが入力され、相関器６８
にはダイバーシティ２の回転角度補正したＱサンプルが
入力され、相関器６９にはダイバーシティ１の回転角度
補正したＱサンプルが入力される。また、相関器７０に
はダイバーシティ４の回転角度補正したＩサンプルが入
力され、相関器７１にはダイバーシティ３の回転角度補
正したＩサンプルが入力され、相関器７２にはダイバー
シティ２の回転角度補正したＩサンプルが入力され、相
関器７３にはダイバーシティ１の回転角度補正したＩサ
ンプルが入力される。The PN generator selection circuit 61 has a PN
The generator selection information is input, the outputs of the PN generator selection circuit 61 and the PN phase information are input to the PN generators 62 to 65, and the outputs of the PN generators 62 to 65 correspond to the correlators 66 to 66, respectively. 73 is input. Specifically, the output of the PN generator 62 is input to the correlators 66 and 70, the output of the PN generator 63 is input to the correlators 67 and 71, and the output of the PN generator 64 is input to the correlators 68 and 72. The output of the PN generator 65 is input to the correlators 69 and 73. In addition, the correlator 66 has Q corrected for the rotation angle of the diversity 4.
The sample is input, and the diversity 3 is input to the correlator 67.
The Q sample whose rotation angle is corrected is input to the correlator 68
The Q sample with the corrected rotation angle of the diversity 2 is input to, and the Q sample with the corrected rotation angle of the diversity 1 is input to the correlator 69. Further, the I-sample corrected for the rotation angle of diversity 4 is input to the correlator 70, the I-sample corrected for the rotation angle of diversity 3 is input to the correlator 71, and the rotation angle of the diversity 2 is corrected for the correlator 72. The I sample is input, and the I sample corrected for the rotation angle of diversity 1 is input to the correlator 73.
【００２７】さらにマルチパス同期獲得回路２２につい
てみると、このマルチパス同期獲得回路２２は、その前
段の累積度数演算回路まではブランチ別（アンテナ別）
に取り込まれた受信信号に対する処理がなされてきたの
に対して、複数の累積度数演算回路２０、２１の累積度
数出力を取り入れ、複数の累積度数出力にわたり、１シ
ンボルに対して所定の個数のピーク波形を検出してダイ
バーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを
求め送信機側との同期を獲得する構成となっている。さ
らに、マルチパス同期獲得回路２２は、複数の累積度数
演算回路２０、２１の累積度数出力の中から、累積度数
が所定のしきい値を超えるものの中の最大の累積度数を
持つものから順に所定の個数（例えば４個）の累積度数
に相当する逆拡散符号位相を選び出すようになってい
る。このようにして選び出された累積度数と相対位相と
の関係を図５に示す。Looking further at the multipath synchronization acquisition circuit 22, the multipath synchronization acquisition circuit 22 is divided by branch (by antenna) up to the preceding cumulative frequency operation circuit.
In contrast to the processing of the received signal taken in by the above, the cumulative frequency outputs of the plurality of cumulative frequency operation circuits 20 and 21 are taken in, and a predetermined number of peaks are generated for one symbol over the plurality of cumulative frequency outputs. The configuration is such that the waveform is detected and the despreading code phase used for diversity combining and the antenna are obtained to obtain synchronization with the transmitter side. Further, the multi-path synchronization acquisition circuit 22 determines a predetermined order from the cumulative frequency outputs of the plurality of cumulative frequency calculation circuits 20 and 21 in order from the one having the maximum cumulative frequency among the cumulative frequency exceeding the predetermined threshold value. The despreading code phase corresponding to the cumulative frequency of the number (for example, 4) is selected. FIG. 5 shows the relationship between the cumulative frequency and the relative phase selected in this way.
【００２８】かかる構成を有する拡散通信システムの動
作について図６および図７のフロー図に基づいて説明す
る。The operation of the spreading communication system having such a configuration will be described with reference to the flow charts of FIGS. 6 and 7.
【００２９】図６および図７はマルチパス同期獲得回路
２２の処理動作を説明するフロー図である。このマルチ
パス同期獲得回路２２の処理動作が開始されると、ステ
ップ８１において累積度数演算回路２０、２１を主波獲
得状態であるパワー モードに設定し、パワー モード
演算部３１にＩ2 ＋Ｑ2 の演算を行なわせ、ステップ８
２においてパイロットＰＮ発生器２３の位相を初期位相
ｆに設定する。次に、ステップ８３において相関器１８
と１９でスペース ダイバーシティ１と２のＩ、Ｑ成分
それぞれの現在のＰＮ位相の相関値を計算し、ステップ
８４において累積度数演算回数がｇより大きいか否かを
チェックし、小さければステップ８３の処理に戻る一
方、大きければステップ８５でパイロットＰＮ発生器２
３の位相を、パイロットＰＮ符号の初期同期獲得の位相
調整分であるｈチップで調整する。その後、ステップ８
６においてパイロットＰＮの１周期分を監視したか否か
をチェックし、監視していなければステップ８３の処理
に戻る一方、監視していればステップ８７において同期
獲得のためのしきい値レベルｉより高い累積度数を持っ
ているＰＮ位相の数（スペース ダイバーシティの全ブ
ランチの結果でみなすことができる）ｊが０より大きい
か否かのチェックを行なう。FIGS. 6 and 7 are flow charts for explaining the processing operation of the multipath synchronization acquisition circuit 22. When the processing operation of the multi-path synchronization acquisition circuit 22 is started, the cumulative frequency operation circuits 20 and 21 are set to the power mode in the main wave acquisition state at step 81, and the power mode operation unit 31 receives I 2 + Q 2 Perform calculation, step 8
In 2, the phase of the pilot PN generator 23 is set to the initial phase f. Next, in step 83, the correlator 18
And 19 calculate the correlation value of the current PN phase of each of the I and Q components of the space diversity 1 and 2, and in step 84 it is checked whether or not the cumulative frequency operation count is larger than g. On the other hand, if it is larger, in step 85, pilot PN generator 2
The phase of 3 is adjusted by h chips, which is a phase adjustment amount for initial synchronization acquisition of the pilot PN code. Then step 8
In step 6, it is checked whether or not one cycle of the pilot PN has been monitored. If it is not monitored, the process returns to step 83, while if it is monitored, in step 87, the threshold level i for acquiring synchronization is used. Check if the number of PN phases with high cumulative frequency (which can be considered as a result of all branches of space diversity) j is greater than zero.
【００３０】このチェック動作において、ｊが０より大
きくなければ、ステップ８２の処理に戻る。一方、先の
チェック動作においてしきい値レベルｉより高い累積度
数を持っているＰＮ位相の数ｊが０より大きいと判断さ
れたときは、ステップ８８において上記条件のＰＮ位相
の数ｊがダイバーシティ合成用ブランチ数ｂより大きい
か否かをチェックし、ｂより大きいときは、ステップ８
９において上位ｂ個の累積度数に相当するパイロットＰ
Ｎの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号をディジタ
ルトラッキング回路２４に送付する。他方、ｊがｂより
大きくなければステップ９０において上位ｊ個の累積度
数に相当するパイロットＰＮの位相とダイバーシティ合
成ブランチ番号をディジタルトラッキング回路２４に送
付する。そしてステップ８９またはステップ９０のいず
れかの処理が行なわれると、ステップ９１において累積
度数演算回路２０、２１を疑似遅延検波モードに設定す
る。In this check operation, if j is not larger than 0, the process returns to step 82. On the other hand, if it is determined in the previous check operation that the number j of PN phases having a cumulative frequency higher than the threshold level i is greater than 0, then in step 88 the number j of PN phases of the above condition is used for diversity combination. It is checked whether or not the number of branches for use is larger than b, and if it is larger than b, step 8
Pilot P corresponding to the top b cumulative frequencies in 9
The N phase and the diversity combination branch number are sent to the digital tracking circuit 24. On the other hand, if j is not larger than b, in step 90, the phase of the pilot PN corresponding to the upper j cumulative frequencies and the diversity combining branch number are sent to the digital tracking circuit 24. When either step 89 or step 90 is performed, the cumulative frequency operation circuits 20 and 21 are set to the pseudo differential detection mode in step 91.
【００３１】疑似遅延検波モードに設定されると、疑似
遅延検波モード演算部３２が作動し、ステップ９２にお
いてパイロットＰＮ発生器２３の位相を初期位相ｆに設
定する。次いでステップ９３において相関器１８、１９
でスペース ダイバーシティ１と２のＩ成分およびＱ成
分それぞれの現在のＰＮ位相の相関値を計算し、ステッ
プ９４において累積度数演算回数がｇより大きいか否か
をチェックし、小さければステップ９３の処理に戻る一
方、大きければステップ９５でパイロットＰＮ発生器２
３の位相を、パイロットＰＮ符号の初期同期獲得の位相
調整分であるｈチップで調整する。その後、ステップ９
６においてパイロットＰＮの現在の位相から初期位相ｆ
を減算し、その結果の値が遅延波サーチの範囲設定値よ
りも小さいか否かをチェックし、小さくなければステッ
プ９３の処理に戻る一方、小さければステップ９７にお
いて同期獲得のためのしきい値レベルｉより高い累積度
数を持っているＰＮ位相の数ｊが０より大きいか否かを
チェックし、０より大きくなければ、ステップ９３の処
理に戻る。When the pseudo differential detection mode is set, the pseudo differential detection mode operation unit 32 operates and sets the phase of the pilot PN generator 23 to the initial phase f in step 92. Then in step 93 the correlators 18, 19
Calculates the correlation value of the current PN phase of each of the I and Q components of space diversity 1 and 2, and checks in step 94 whether or not the cumulative frequency operation count is larger than g. On the other hand, if it is larger, the pilot PN generator 2 in step 95
The phase of 3 is adjusted by h chips, which is a phase adjustment amount for initial synchronization acquisition of the pilot PN code. Then step 9
6 the initial phase f from the current phase of the pilot PN
Is checked and whether the resulting value is smaller than the delay wave search range setting value is checked. If it is not smaller, the process returns to step 93. It is checked whether or not the number j of PN phases having a cumulative frequency higher than the level i is larger than 0. If it is not larger than 0, the process returns to step 93.
【００３２】他方、先のチェック動作においてしきい値
レベルｉより高い累積度数を持っているＰＮ位相の数ｊ
が０より大きいと判断されたときは、ステップ９８にお
いて既に使用中のＰＮ位相に相当するｂ個の累積度数よ
り高いＪ個中の累積度数の数ｋが０より大きいか否かを
チェックし、ｋが０より大きくないときはステップ９２
の処理に戻る。他方、ステップ９８においてｋがｂより
大きいと判断されたときは、ステップ９９において前記
ｋの数がダイバーシティ合成用ブランチ数ｂより大きい
か否かをチェックし、ｂより大きいときは、ステップ１
００においてｋ個中の上位ｂ個の累積度数に相当するパ
イロットＰＮの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号
をディジタルトラッキング回路２４に送付する。この動
作を図５についてみると、図５（ａ）に示す第１のアン
テナ１１ａによる受信では、 ｊ＝４ であり、図５（ｂ）に示す第２のアンテナ１１ｂによる
受信では、 ｊ＝３である。 そして、前述したところからｂの値を４とすれば、ｋは
ｂより大きくなるから、上記のようにステップ１００の
処理が実行される。これにより、累積度数が所定のしき
い値を超えるものの中の最大の累積度数を持つものから
順に４個の累積度数に相当する逆拡散符号位相が選び出
されるのである。On the other hand, in the previous check operation, the number j of PN phases having a cumulative frequency higher than the threshold level i.
Is determined to be greater than 0, it is checked in step 98 whether the number k of cumulative frequencies in J higher than the cumulative frequencies of b corresponding to the PN phase already in use is greater than 0, If k is not greater than 0, step 92
Return to processing. On the other hand, when k is determined to be larger than b in step 98, it is checked in step 99 whether the number of k is larger than the number of diversity combining branches b.
At 00, the phase of the pilot PN and the diversity combining branch number corresponding to the cumulative frequency of the top b of k are sent to the digital tracking circuit 24. Looking at this operation in FIG. 5, j = 4 in the reception by the first antenna 11a shown in FIG. 5A, and j = 3 in the reception by the second antenna 11b shown in FIG. 5B. Is. Then, if the value of b is set to 4 from the above-mentioned point, k becomes larger than b, and therefore the process of step 100 is executed as described above. As a result, the despread code phases corresponding to the four cumulative frequencies are selected in order from the one having the maximum cumulative frequency among those having the cumulative frequency exceeding the predetermined threshold value.
【００３３】一方、ｋがｂより大きくなければステップ
１０１においてｋ個の累積度数に相当するパイロットＰ
Ｎの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号をディジタ
ルトラッキング回路２４に送付し、その後ステップ９２
の処理動作に移行する。On the other hand, if k is not larger than b, in step 101, the pilot P corresponding to k cumulative frequencies is obtained.
The phase of N and the diversity combining branch number are sent to the digital tracking circuit 24, and then step 92 is executed.
The processing operation is shifted to.
【００３４】なお、上記受信動作に際して、累積度数演
算回路２０、２１は、パワー モードのみによる演算処
理を行ない、その結果として得られた累積度数を複数の
アンテナ１１について算出しマルチパス同期獲得回路２
２に送付しても一定の効果は得られる。なぜなら、本発
明では各アンテナ（１１ａ、１１ｂなど）ごとに別々に
相関値が求められ、また累積度数を求められるが、マル
チパス同期獲得回路２２においては、複数の累積度数出
力（図５の（ａ）、（ｂ））にわたり１シンボルに対し
て所定の個数のピーク波形を検出される。これにより、
本発明ではレイク（ＲＡＫＥ）ダイバーシティとスペー
ス ダイバーシティを併用した通信システムにおいてレ
イク合成のための遅延波の選択と、スペース ダイバー
シティのためのアンテナの選択が同じ次元で行なわれ、
より正確な同期を取ることができるからである。しか
し、より好ましくは、累積度数演算回路２０、２１はパ
ワーIn the receiving operation, the cumulative frequency calculating circuits 20 and 21 perform a calculation process only in the power mode, calculate the resulting cumulative frequency for the plurality of antennas 11, and obtain the multipath synchronization acquisition circuit 2
A certain effect can be obtained even if it is sent to 2. This is because in the present invention, the correlation value and the cumulative frequency are separately calculated for each antenna (11a, 11b, etc.), but in the multipath synchronization acquisition circuit 22, a plurality of cumulative frequency outputs ((( A predetermined number of peak waveforms are detected for one symbol in a) and (b). This allows
In the present invention, in a communication system using both RAKE diversity and space diversity, selection of a delayed wave for RAKE combining and selection of an antenna for space diversity are performed in the same dimension,
This is because more accurate synchronization can be achieved. However, more preferably, the cumulative frequency operation circuits 20 and 21 have a power
【００３５】モード演算部３１と疑似遅延検波モード演
算部３２の両方を有しており、パワー モード演算部３
１によって受信機無線部１２のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結
果をＦＩＲ・ＩＩＲフィルター３４に通すことで平均受
信電力を累積度数として出力する一方、疑似遅延検波モ
ード演算部３２では、受信機無線部１２のＩ成分とＱ成
分をＡ／Ｄ変換したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分を
それぞれ前シンボルの対応するデータと乗算しＩ成分と
Ｑ成分の両方についての乗算結果を加算し、ＦＩＲ・Ｉ
ＩＲフィルター３４を通した結果を累積度数として出力
するようにするのがよい。これにより受信機がまだ１波
のＰＮ同期も獲得できていない場合は累積度数演算回路
２０、２１のパワー モード演算部３１をオンに設定し
て主波のみでもＰＮ同期獲得を行なわせ、その後、少な
くとも１波ＰＮ同期が獲得できたら、疑似遅延検波モー
ド演算部３２をオンに設定して疑似遅延検波モードの演
算を行なうようにすることができ、両方の演算の特徴を
活かして、迅速で正確な同期獲得ができる。The power mode calculation unit 3 has both a mode calculation unit 31 and a pseudo differential detection mode calculation unit 32.
1 to A / D the I and Q components of the receiver radio section 12
The converted data is received, I 2 + Q 2 is calculated, and the result is passed through the FIR / IIR filter 34 to output the average received power as the cumulative frequency. On the other hand, in the pseudo differential detection mode operation unit 32, The data obtained by A / D converting the I component and the Q component of the unit 12 is received, the I component and the Q component are respectively multiplied by the corresponding data of the preceding symbols, and the multiplication results for both the I component and the Q component are added, FIR I
It is preferable to output the result of passing through the IR filter 34 as the cumulative frequency. As a result, when the receiver has not yet acquired the PN synchronization of one wave, the power mode operation unit 31 of the cumulative frequency operation circuits 20 and 21 is turned on to acquire the PN synchronization with only the main wave. When at least one wave PN synchronization can be acquired, the pseudo differential detection mode operation unit 32 can be set to ON to perform the operation in the pseudo differential detection mode. You can get good synchronization.
【００３６】[0036]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば拡
散通信システムにおける受信品質を向上させることがで
き、また、拡散通信システムの受信動作に際しての同期
確立が迅速且つ確実に行なえるという効果が得られる。As described above, according to the present invention, it is possible to improve the reception quality in the spread communication system and to establish the synchronization quickly and surely during the receiving operation of the spread communication system. Is obtained.
【図１】本発明の一実施例に係る拡散通信システムの受
信装置を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram showing a receiver of a spread communication system according to an embodiment of the present invention.
【図２】前記実施例に係る拡散通信システムの受信装置
に組み込まれる累積度数演算回路の具体例を示すブロッ
ク図FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of a cumulative frequency calculation circuit incorporated in the receiving device of the spread communication system according to the embodiment.
【図３】前記実施例に組み込まれる同期検波用回転角度
補正回路の構成を表すブロック図FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a synchronous detection rotation angle correction circuit incorporated in the embodiment.
【図４】前記実施例に組み込まれるダイバーシティ合成
・データ復調回路の構成を表すブロック図FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a diversity combining / data demodulation circuit incorporated in the embodiment.
【図５】（ａ）第１のアンテナにより受信された信号に
ついて累積度数演算回路で求められた累積度数と相対位
相との関係を示す図 （ｂ）第２のアンテナにより受信された信号について累
積度数演算回路で求められた累積度数と相対位相との関
係を示す図FIG. 5 (a) is a diagram showing the relationship between the cumulative frequency and the relative phase obtained by the cumulative frequency calculation circuit for the signal received by the first antenna. (B) The cumulative value for the signal received by the second antenna. The figure which shows the relationship between the cumulative frequency and relative phase which were calculated with the frequency operation circuit
【図６】本発明のマルチパス同期獲得回路の処理動作を
説明するフロー図FIG. 6 is a flowchart for explaining the processing operation of the multipath synchronization acquisition circuit of the present invention.
【図７】本発明のマルチパス同期獲得回路の処理動作を
説明する図６に引き続くフロー図7 is a flowchart subsequent to FIG. 6 for explaining the processing operation of the multipath synchronization acquisition circuit of the present invention.
【図８】従来のダイバーシティ合成指定回路の構成を示
すブロック図FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional diversity combination designating circuit.
１１ アンテナ １２ 受信機無線部 １３、１４ Ａ／Ｄ変換器 １５ 第１の間引き回路 １６ 第２の間引き回路 １７ ＰＬＬ（フェーズ・ロック・ループ回路） １８、１９相関器 ２０、２１累積度数演算回路 ２２マルチパス同期獲得回路 ２３ パイロットＰＮ発生器 ２４ 遅延波用ディジタル トラッキング ２５ 同期検波用回転角度補正回路 ２６ ダイバーシティ合成とデータ復調回路 ２７ ＡＦＣ ３０ パワー モード演算部 ３１ 疑似遅延検波モード演算部 ３４ 切替スイッチ ３５、３６ シンボル遅延部 11 Antenna 12 Receiver Radio Section 13, 14 A / D Converter 15 First Decimation Circuit 16 Second Decimation Circuit 17 PLL (Phase Lock Loop Circuit) 18, 19 Correlator 20, 21 Cumulative Frequency Calculation Circuit 22 Multipath synchronization acquisition circuit 23 Pilot PN generator 24 Delayed wave digital tracking 25 Synchronous detection rotation angle correction circuit 26 Diversity combining and data demodulation circuit 27 AFC 30 Power mode operation unit 31 Pseudo-delayed detection mode operation unit 34 Changeover switch 35, 36-symbol delay section
Claims (5)
拡散送信信号を受信する複数のアンテナと、アンテナ毎
に対応して設けられ各アンテナによって受信された拡散
信号の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ
コード）の位相との相関関係を求める複数の相関器と、
アンテナ毎に対応して設けられ受信信号に対するある逆
拡散符号位相との相関値の累積度数を求める複数の累積
度数演算手段と、これらの複数の累積度数演算手段の累
積度数出力を取り入れ、複数の累積度数出力にわたり、
１シンボルに対して所定の個数のピーク波形を検出して
ダイバーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテ
ナを求め送信機側との同期を獲得するマルチパス同期獲
得手段と、マルチパス同期獲得手段からの出力によって
ディジタルトラッキング動作を行なうディジタルトラッ
キング手段と、ディジタルトラッキングデータに基づい
て入力データに対する回転角度の補正を行なう回転角度
補正手段と、回転角度補正されたデータをダイバーシテ
ィ合成するダイバーシティ合成手段とを備えた拡散通信
システムの受信装置。1. A plurality of antennas connected to a radio unit of a spread communication system to receive spread transmission signals, and a spread code phase of spread signals received by each antenna provided corresponding to each antenna and a receiver Despread code (replica
A plurality of correlators for obtaining the correlation with the phase of
A plurality of cumulative frequency calculating means for determining the cumulative frequency of the correlation value with a certain despreading code phase for the received signal provided corresponding to each antenna, and the cumulative frequency output of the plurality of cumulative frequency calculating means are incorporated, Over the cumulative frequency output,
From a multipath synchronization acquisition means for detecting a predetermined number of peak waveforms for one symbol, obtaining a despreading code phase used for diversity combining and an antenna, and acquiring synchronization with the transmitter side, and a multipath synchronization acquisition means. A digital tracking means for performing a digital tracking operation by the output of the rotation angle, a rotation angle correction means for correcting the rotation angle with respect to the input data based on the digital tracking data, and a diversity combination means for diversity combining the rotation angle corrected data. Receiver of a spread communication system.
度数演算手段の累積度数出力の中から、累積度数が所定
のしきい値を超えるものの中の最大の累積度数を持つも
のから順に所定の個数の累積度数に相当する逆拡散符号
位相を選び出すことを特徴とする請求項１記載の拡散通
信システムの受信装置。2. The multipath synchronization acquisition means determines a predetermined one in order from a cumulative frequency output of a plurality of cumulative frequency calculation means, from a cumulative frequency exceeding a predetermined threshold, a cumulative frequency having a maximum cumulative frequency. The receiving device of the spreading communication system according to claim 1, wherein a despreading code phase corresponding to the cumulative frequency of the numbers is selected.
算部と疑似遅延検波モード演算部とを有し、パワー モ
ード演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結
果をフィルターに通すことで平均受信電力を累積度数と
して出力する演算部であり、疑似遅延検波モード演算部
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シンボルの
対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方につい
ての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果を累積
度数として出力する演算部であることを特徴とする請求
項１または２記載の拡散通信システムの受信装置。3. The cumulative frequency calculating means has a power mode calculating section and a pseudo differential detection mode calculating section, and the power mode calculating section A / Ds the I component and Q component of the receiver radio section.
The converted data is received, I 2 + Q 2 is calculated, and the result is passed through a filter to output the average received power as a cumulative frequency. The pseudo delay detection mode operation unit is a receiver radio unit. The data obtained by A / D converting the I component and the Q component is received, the I component and the Q component are respectively multiplied by the corresponding data of the preceding symbols, the multiplication results for both the I component and the Q component are added, and the filter is set. The receiving device of the spread communication system according to claim 1 or 2, wherein the receiving unit is an arithmetic unit that outputs the passed result as a cumulative frequency.
演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換
したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シン
ボルの対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方
についての乗算結果を加算した後に、この加算した値の
平方根を求め、フィルターを通した結果を累積度数とし
て出力することを特徴とする請求項３記載の拡散通信シ
ステムの受信装置。4. The pseudo differential detection mode operation unit of the cumulative frequency operation unit receives data obtained by A / D converting the I component and Q component of the receiver radio unit, and the I component and Q component correspond to the preceding symbols, respectively. 4. The data obtained by multiplying the above-mentioned data with each other and adding the multiplication results for both the I component and the Q component, obtaining the square root of the added value, and outputting the filtered result as the cumulative frequency. A receiving device of the spreading communication system described.
部は受信機の逆拡散符号が同期確立出来ていない段階で
演算動作を行なって累積度数を求める一方、疑似遅延検
波モード演算部は、逆拡散符号の同期確立ができている
場合に演算動作を行なって累積度数を求めることを特徴
とする請求項３または４記載の拡散通信システムの受信
装置。5. The power mode calculation unit of the cumulative frequency calculation unit performs a calculation operation to calculate the cumulative frequency when the despreading code of the receiver cannot establish synchronization, while the pseudo delay detection mode calculation unit despreads. The receiving apparatus of the spreading communication system according to claim 3 or 4, wherein when the synchronization of the codes is established, the arithmetic operation is performed to obtain the cumulative frequency.
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|---|---|---|---|
| JP13836195A JP3030230B2 (en) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | Receiver for spread communication system |
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| JPH08331011A true JPH08331011A (en) | 1996-12-13 |
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| JP (1) | JP3030230B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6693955B1 (en) | 1999-08-26 | 2004-02-17 | Nec Corporation | Portable terminal |
| US6717929B1 (en) | 1998-09-25 | 2004-04-06 | Nec Corporation | Multi-antenna radio apparatus with simplified circuit structure |
-
1995
- 1995-06-06 JP JP13836195A patent/JP3030230B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US6693955B1 (en) | 1999-08-26 | 2004-02-17 | Nec Corporation | Portable terminal |
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