JPH08317646A - Switching power-supply apparatus - Google Patents
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- JPH08317646A JPH08317646A JP12257195A JP12257195A JPH08317646A JP H08317646 A JPH08317646 A JP H08317646A JP 12257195 A JP12257195 A JP 12257195A JP 12257195 A JP12257195 A JP 12257195A JP H08317646 A JPH08317646 A JP H08317646A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、直流出力電圧を安定化
させるために、スイッチング素子に出力される駆動信号
のパルス導通幅を制御する制御用ＩＣを備えたスイッチ
ング電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device having a control IC for controlling the pulse conduction width of a drive signal output to a switching element in order to stabilize a DC output voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、この種のスイッチング電源装置
は、制御用ＩＣからの駆動信号によりスイッチング素子
をスイッチングして、トランスの一次巻線に直流入力電
圧を断続的に印加し、トランスの二次巻線から誘起され
た電圧を整流平滑して、所定の直流出力電圧を得るよう
にしている。この場合、制御用ＩＣは、スイッチング素
子に出力される駆動信号のパルス導通幅を制御して、直
流出力電圧の安定化を図っているが、駆動信号のデュー
ティーすなわち一周期に対するオン時間の割合は、どの
ような状態であってもある絶対的な最大値を越えないよ
うに制限されている。2. Description of the Related Art Generally, a switching power supply device of this type switches a switching element in response to a drive signal from a control IC to intermittently apply a DC input voltage to a primary winding of a transformer to generate a secondary voltage of the transformer. The voltage induced from the winding is rectified and smoothed to obtain a predetermined DC output voltage. In this case, the control IC controls the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element to stabilize the DC output voltage. However, the duty of the drive signal, that is, the ratio of the ON time to one cycle is , It is restricted not to exceed an absolute maximum value under any condition.
【０００３】通常、直流出力電圧を一定に保つために、
駆動信号のデューティーは、直流入力電圧の高低によっ
て変化する。このデューティーＤと直流入力電圧Ｖinと
の関係を、図４に基づき説明すると、定常時において
は、制御用ＩＣで予め設定された絶対的な最大デューテ
ィー（破線Ｄmax に相当する。）を越えない範囲で、デ
ューティーＤが実線Ｄ１に沿って略直線的に変化する。
すなわち、直流入力電圧Ｖinが低ければ、直流出力電圧
が高くなるように駆動信号のパルス導通幅が拡がるの
で、デューティーＤも大きくなり、逆に直流入力電圧Ｖ
inが高ければ、直流出力電圧が低くなるように駆動信号
のパルス導通幅が狭まり、デューティーＤは小さくな
る。また、電源装置で制御できないようなレベルに直流
入力電圧Ｖinが低下すると、制御用ＩＣにより駆動信号
のデューティーＤが実線Ｄ１´のように最大デューティ
ーＤmax で制限され、これによりトランスのコアの飽和
を防止している。Usually, in order to keep the DC output voltage constant,
The duty of the drive signal changes depending on the level of the DC input voltage. The relationship between the duty D and the DC input voltage Vin will be described with reference to FIG. 4. In a steady state, a range that does not exceed the absolute maximum duty (corresponding to the broken line Dmax) preset by the control IC. Then, the duty D changes substantially linearly along the solid line D1.
That is, if the DC input voltage Vin is low, the pulse conduction width of the drive signal is widened so that the DC output voltage is increased, so the duty D is also increased, and conversely, the DC input voltage V
If in is high, the pulse conduction width of the drive signal is narrowed so that the DC output voltage is low, and the duty D is small. Further, when the DC input voltage Vin drops to a level that cannot be controlled by the power supply device, the duty D of the drive signal is limited by the maximum duty Dmax as indicated by the solid line D1 'by the control IC, which saturates the core of the transformer. To prevent.
【０００４】次に、トランスの磁束密度Ｂと直流入力電
圧Ｖinとの関係を、図５に基づき説明すると、定常時に
は、直流入力電圧Ｖinが高くなるのに伴って、駆動信号
のデューティーＤが小さくなるので、直流入力電圧Ｖin
と駆動信号のオン期間との積に比例するトランスの磁束
密度Ｂは、実線Ｂ１に示すように、直流入力電圧Ｖinの
高低に拘らず略一定になる。このように、駆動信号のデ
ューティーＤが直流入力電圧Ｖinの高低に応じて直線的
に変化している限り、トランスの磁束密度Ｂは略一定と
なり、コアは飽和を起こさなくなる。Next, the relationship between the magnetic flux density B of the transformer and the DC input voltage Vin will be described with reference to FIG. 5. In the steady state, the duty D of the drive signal decreases as the DC input voltage Vin increases. Therefore, the DC input voltage Vin
And the magnetic flux density B of the transformer, which is proportional to the product of the ON period of the drive signal, is substantially constant regardless of the level of the DC input voltage Vin, as indicated by the solid line B1. As described above, as long as the duty D of the drive signal linearly changes according to the level of the DC input voltage Vin, the magnetic flux density B of the transformer is substantially constant, and the core does not saturate.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術における
直流入力電圧Ｖinと駆動信号のデューティーＤとの関係
は、直流入力電圧Ｖinが比較的緩やかに変化している定
常時にのみ成立するが、直流入力電圧Ｖinが急激に上昇
する過渡時には追従性が悪くなり、図４の一点鎖線Ｄ２
に示すように、駆動信号のデューティーＤが直線的に変
化しなくなって、一時的にデューティー最大値Ｄmax に
達することがある。この場合、直流入力電圧Ｖinが上昇
しているにも拘らず、駆動信号のオン期間も拡がってい
るので、トランスの磁束密度Ｂも図５の一点鎖線Ｂ２の
ように増加し、トランスのコアが飽和して、制御不能に
なったり、スイッチング素子が破損する虞れもある。し
たがって、こうした過渡時におけるトランスの磁束密度
Ｂの増加を考慮すると、定常時の２乃至３倍程度の直流
入力電圧Ｖinにも耐え得る大きな形状のトランスが必要
となり、これがトランス自体、ひいては、スイッチング
電源装置の小形化の妨げとなっていた。The relationship between the DC input voltage Vin and the duty D of the drive signal in the prior art described above is established only in the steady state where the DC input voltage Vin changes relatively gently. During the transition in which the voltage Vin rapidly rises, the followability deteriorates, and the chain line D2 in FIG.
As shown in, the duty D of the drive signal may not change linearly and may temporarily reach the maximum duty value Dmax. In this case, although the DC input voltage Vin is rising, the ON period of the drive signal is also widening, so the magnetic flux density B of the transformer also increases as shown by the one-dot chain line B2 in FIG. There is a risk of saturation, loss of control, and damage to the switching element. Therefore, in consideration of the increase in the magnetic flux density B of the transformer during such a transition, a transformer having a large shape capable of withstanding a DC input voltage Vin which is about 2 to 3 times that in the steady state is required. It was an obstacle to the miniaturization of the device.
【０００６】そこで、本発明は上記問題点に鑑み、過渡
時におけるトランスの磁束密度の増加を抑制して、トラ
ンスの小形化を図ることができるスイッチング電源装置
を提供することをその目的とする。In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a switching power supply device capable of suppressing the increase of the magnetic flux density of the transformer at the time of transition and reducing the size of the transformer.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明におけるスイッチ
ング電源装置は、上記目的を達成するために、スイッチ
ング素子のスイッチングによりトランスの一次巻線に直
流入力電圧を断続的に印加し、このトランスの二次巻線
から誘起された電圧を整流平滑して直流出力電圧を得る
とともに、前記直流出力電圧を安定化させるために、前
記スイッチング素子に出力される駆動信号のパルス導通
幅を制御する制御用ＩＣを備えたスイッチング電源装置
において、前記制御用ＩＣは所定の電圧レベルに達する
と前記スイッチング素子に出力する駆動信号のパルス導
通幅を１パルス毎に制限するパルス導通幅制限端子を備
え、さらに、前記直流入力電圧ラインに抵抗およびコン
デンサを直列接続した時定数回路と、前記駆動信号の出
力ラインにカソードを接続し前記抵抗およびコンデンサ
の接続点にアノードを接続したダイオードと、前記コン
デンサの端子間電圧に応じた制御電圧を前記パルス導通
幅制限端子に供給する電圧供給回路とにより、前記駆動
信号のデューティーを制限するデューティー制限回路を
具備したものである。In order to achieve the above object, a switching power supply device according to the present invention intermittently applies a DC input voltage to a primary winding of a transformer by switching a switching element, and A control IC for rectifying and smoothing the voltage induced from the secondary winding to obtain a DC output voltage and controlling the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element in order to stabilize the DC output voltage. In the switching power supply device including the above, the control IC includes a pulse conduction width limiting terminal that limits the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element when it reaches a predetermined voltage level for each pulse, and further, A time constant circuit in which a resistor and a capacitor are connected in series to the DC input voltage line, and a cursor to the drive signal output line. Of the drive signal by a diode having an anode connected to the connection point of the resistor and the capacitor, and a voltage supply circuit that supplies a control voltage according to the inter-terminal voltage of the capacitor to the pulse conduction width limiting terminal. Is provided with a duty limiting circuit.
【０００８】[0008]
【作用】上記構成により、駆動信号のオン期間には、直
流入力電圧ラインからコンデンサに電流が流れ込み、コ
ンデンサが充電されるとともに、駆動信号のオフ期間に
は、コンデンサに蓄えられた電荷が、ダイオードを経由
して駆動信号ラインに速やかに放出される。このとき、
直流入力電圧が急激に上昇すると、直流入力電圧の変動
に伴う駆動信号のデューティーの追従性が悪くなり、コ
ンデンサの端子間電圧の最大ピーク値が上昇する。しか
し、制御用ＩＣのパルス導通幅制限端子に出力される制
御電圧が、所定の電圧レベルに達すると、駆動信号のパ
ルス導通幅すなわちデューティーはその時点で強制的に
制限される。直流入力電圧と駆動信号のオン期間との積
に比例するトランスの磁束密度は、定常時に比べてさほ
ど増加せず、従来よりもトランスを小形化できる。ま
た、コンデンサは駆動信号の１周期毎に充放電を繰返
し、かつ、パルス導通幅制限端子が所定の電圧レベルに
達すると、１周期毎に駆動信号のパルス導通幅を制限す
るので、制御用ＩＣおよびデューティー制限回路は全て
駆動信号の１周期毎に動作し、応答性が極めて良い。With the above structure, during the ON period of the drive signal, a current flows from the DC input voltage line to the capacitor to charge the capacitor, and during the OFF period of the drive signal, the charge accumulated in the capacitor is changed to the diode. It is rapidly released to the drive signal line via. At this time,
When the DC input voltage rises sharply, the followability of the duty of the drive signal due to the fluctuation of the DC input voltage deteriorates, and the maximum peak value of the voltage between the terminals of the capacitor rises. However, when the control voltage output to the pulse conduction width limiting terminal of the control IC reaches a predetermined voltage level, the pulse conduction width of the drive signal, that is, the duty is forcibly limited at that point. The magnetic flux density of the transformer, which is proportional to the product of the DC input voltage and the ON period of the drive signal, does not increase much as compared with the steady state, and the transformer can be made smaller than before. Further, the capacitor repeats charging / discharging for each cycle of the drive signal, and when the pulse conduction width limiting terminal reaches a predetermined voltage level, the pulse conduction width of the drive signal is limited for each cycle. And the duty limiting circuits all operate for every cycle of the drive signal, and the response is extremely good.
【０００９】[0009]
【実施例】以下、添付図面である図１乃至図３に基づ
き、本発明の一実施例を詳述する。先ず、本実施例にお
けるスイッチング電源装置の回路構成を図１に示す。同
図において、１は一次側と二次側とを絶縁するトラン
ス、２はトランス１の一次巻線に接続されるＭＯＳ型Ｆ
ＥＴからなるスイッチング素子であり、スイッチング素
子２をスイッチングすることにより、入力端子＋Ｖｉ，
−Ｖｉ間に接続される直流電源３から、トランス１の一
次巻線に直流入力電圧Ｖinを断続的に印加するようにし
ている。また４は、例えば、整流用のダイオードや、平
滑用の出力コンデンサなどから構成される整流平滑回路
であり、この整流平滑回路４により、トランス１の二次
巻線に誘起された電圧を整流平滑して、出力端子＋Ｖ
ｏ，−Ｖｏ間に直流出力電圧Ｖout を得るようにしてい
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings, FIG. 1 to FIG. First, the circuit configuration of the switching power supply device according to the present embodiment is shown in FIG. In the figure, 1 is a transformer that insulates the primary side from the secondary side, and 2 is a MOS type F connected to the primary winding of the transformer 1.
ET is a switching element, and by switching the switching element 2, an input terminal + Vi,
The DC input voltage Vin is intermittently applied to the primary winding of the transformer 1 from the DC power supply 3 connected between −Vi. Reference numeral 4 denotes a rectifying / smoothing circuit composed of, for example, a rectifying diode and an output capacitor for smoothing. The rectifying / smoothing circuit 4 rectifies and smoothes the voltage induced in the secondary winding of the transformer 1. And output terminal + V
The DC output voltage Vout is obtained between o and -Vo.
【００１０】一方、前記直流出力電圧Ｖout を安定化さ
せるための帰還回路として、直流出力電圧Ｖout を検出
する出力電圧検出回路11と、スイッチング素子２に出力
される駆動信号のパルス導通幅を制御する制御用ＩＣ12
が各々設けられる。出力電圧検出回路11は、直流出力電
圧Ｖｏに応じた電圧検出信号を制御用ＩＣのフィードバ
ック端子Ｆ／Ｂに出力するものであり、具体的には、分
圧用抵抗と誤差増幅器を組み合わせたものや、シャント
レギュレータとフォトカプラとを用いた絶縁タイプのも
のなどが適用される。また、制御用ＩＣ12は、図示しな
いが発振器やコンパレータなどを内蔵し、フィードバッ
ク端子Ｆ／Ｂの電圧レベルと発振器からの出力信号をコ
ンパレータにより比較して、この比較結果に基づくパル
ス導通幅の駆動信号を、出力端子ＯＵＴからスイッチン
グ素子２に供給している。制御用ＩＣ12は、フィードバ
ック端子Ｆ／Ｂおよび出力端子ＯＵＴの他に、補助電源
回路（図示せず）からの直流動作電圧＋Ｖccを印加する
動作電圧端子Ｖccと、所定の電圧レベルに達すると、出
力端子ＯＵＴからの駆動信号のパルス導通幅を１パルス
毎に制限するパルス導通幅制限端子たる過電流保護端子
Ｌｍを備えている。過電流保護端子Ｌｍは、少なくとも
過電流保護回路を内蔵するどの制御用ＩＣ12にも設けら
れているが、本実施例では、過電流保護端子Ｌｍが所定
の電圧レベルに達すると、出力端子ＯＵＴからのオン信
号を強制的にオフに切換え、次のオン信号までそのまま
待機させるラッチ機能を有するものだけが適用される。
制御用ＩＣ12は、フィードバック端子Ｆ／Ｂの電圧レベ
ルに応じて、出力信号ＯＵＴからの駆動信号のデューテ
ィーＤを可変する機能を有しているが、いかなる場合に
も、このデューティーＤが絶対的な最大デューティーＤ
max を越えないように、フィードバック制御が行なわれ
ている。On the other hand, as a feedback circuit for stabilizing the DC output voltage Vout, the output voltage detection circuit 11 for detecting the DC output voltage Vout and the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element 2 are controlled. Control IC12
Are provided respectively. The output voltage detection circuit 11 outputs a voltage detection signal corresponding to the DC output voltage Vo to the feedback terminal F / B of the control IC, and specifically, a combination of a voltage dividing resistor and an error amplifier. Insulation type using shunt regulator and photo coupler is applied. Although not shown, the control IC 12 incorporates an oscillator, a comparator, etc., and compares the voltage level of the feedback terminal F / B with the output signal from the oscillator by the comparator, and the drive signal of the pulse conduction width based on the comparison result. Is supplied to the switching element 2 from the output terminal OUT. In addition to the feedback terminal F / B and the output terminal OUT, the control IC 12 outputs an operation voltage terminal Vcc to which a DC operation voltage + Vcc from an auxiliary power supply circuit (not shown) is applied and a predetermined voltage level. The overcurrent protection terminal Lm is provided as a pulse conduction width limiting terminal that limits the pulse conduction width of the drive signal from the terminal OUT for each pulse. The overcurrent protection terminal Lm is provided in at least any control IC 12 having a built-in overcurrent protection circuit, but in the present embodiment, when the overcurrent protection terminal Lm reaches a predetermined voltage level, the output terminal OUT outputs the overcurrent protection terminal Lm. Only those having a latch function of forcibly switching off the ON signal of and turning on the ON signal until the next ON signal are applied.
The control IC 12 has a function of varying the duty D of the drive signal from the output signal OUT according to the voltage level of the feedback terminal F / B, but in any case, the duty D is absolute. Maximum duty D
Feedback control is performed so that max is not exceeded.
【００１１】21は、直流入力電圧Ｖinが高くなるほど、
出力端子ＯＵＴからの駆動信号の最大デューティーＤma
x'を直線的に低下させて、この駆動信号のデューティー
Ｄを制限するデューティー制限回路である。デューティ
ー制限回路21は、前記制御用ＩＣ12の過電流保護端子Ｌ
ｍを利用して設けられる。具体的には、直流入力電圧Ｖ
inラインと接地ライン間に抵抗22およびコンデンサ23を
直列接続してなる時定数回路24と、駆動信号の出力ライ
ンにカソードを接続し、前記抵抗22およびコンデンサ23
の接続点にアノードを接続したダイオード25と、コンデ
ンサ23の端子間電圧に応じた制御電圧を、制御用ＩＣ12
の過電流保護端子Ｌｍに供給する電圧供給回路26とによ
り構成される。時定数回路24は、直流入力電圧Ｖinライ
ンに抵抗22の一端を接続し、抵抗22の他端をコンデンサ
23の一端に接続したものである。また、本実施例の電圧
供給回路26は、抵抗22およびコンデンサ23の接続点にベ
ースを接続し、直流動作電圧＋Ｖccラインにコレクタを
接続したＮＰＮ型トランジスタ27と、このトランジスタ
27のエミッタと接地ライン間に接続される分圧用抵抗2
8，29とにより構成され、分圧用抵抗28，29の接続点か
ら制御用ＩＣ12の過電流保護端子Ｌｍに、制御電圧を供
給するようになっている。In the case of 21, the higher the DC input voltage Vin,
Maximum duty of drive signal from output terminal OUT Dma
It is a duty limiting circuit that linearly reduces x ′ and limits the duty D of this drive signal. The duty limiting circuit 21 includes an overcurrent protection terminal L of the control IC 12
It is provided by using m. Specifically, the DC input voltage V
A time constant circuit 24 in which a resistor 22 and a capacitor 23 are connected in series between the in line and the ground line, and a cathode is connected to the drive signal output line, and the resistor 22 and the capacitor 23 are connected.
The control voltage corresponding to the inter-terminal voltage of the capacitor 23 and the diode 25 whose anode is connected to the control IC 12
And a voltage supply circuit 26 for supplying the overcurrent protection terminal Lm. The time constant circuit 24 connects one end of the resistor 22 to the DC input voltage Vin line and connects the other end of the resistor 22 to a capacitor.
It is connected to one end of 23. Further, the voltage supply circuit 26 of this embodiment has an NPN transistor 27 having a base connected to the connection point of the resistor 22 and the capacitor 23 and a collector connected to the DC operating voltage + Vcc line, and this transistor.
Voltage dividing resistor 2 connected between 27 emitter and ground line
The control voltage is supplied to the overcurrent protection terminal Lm of the control IC 12 from the connection point of the voltage dividing resistors 28 and 29.
【００１２】次に上記構成に付き、その作用を図２のグ
ラフ及び図３の波形図をも参照しながら説明する。な
お、図２のグラフは、本実施例における駆動信号のデュ
ーティーＤと、直流入力電圧Ｖinとの関係を示すもので
あり、また、図３の波形図は、上段より、制御用ＩＣ12
の出力端子ＯＵＴの電圧と、抵抗22およびコンデンサ23
の接続点の電圧であるコンデンサ23の端子間電圧とを各
々示している。Next, the operation of the above configuration will be described with reference to the graph of FIG. 2 and the waveform diagram of FIG. The graph of FIG. 2 shows the relationship between the duty D of the drive signal and the DC input voltage Vin in the present embodiment, and the waveform diagram of FIG. 3 shows the control IC 12 from the top.
Output terminal OUT voltage, resistor 22 and capacitor 23
And the inter-terminal voltage of the capacitor 23, which is the voltage at the connection point of FIG.
【００１３】制御用ＩＣ12は、出力電圧検出回路11から
フィードバック端子Ｆ／Ｂに出力される電圧検出信号に
基づき、出力端子ＯＵＴからスイッチング素子２に出力
される駆動信号のパルス導通幅を、直流出力電圧Ｖout
が一定となるように制御する。この場合、直流入力電圧
Ｖinの上昇に伴い、直流出力電圧Ｖout が上昇すると、
制御用ＩＣ12は駆動信号のパルス導通幅を狭めて直流出
力電圧Ｖout を下げ、逆に、直流入力電圧Ｖinの低下に
伴い、直流出力電圧Ｖout が低下すると、制御用ＩＣ12
は駆動信号のパルス導通幅を拡げて直流出力電圧Ｖout
を上げる。つまり、図３に示すように、制御用ＩＣ12は
一定周期ｔの駆動信号を出力端子ＯＵＴからスイッチン
グ素子２に供給しており、直流動作電圧＋Ｖccと同じレ
ベルに電圧が上昇する駆動信号のオン期間ｔONを変えな
がら、直流出力電圧Ｖout を一定に保つフィードバック
制御を行なっている。Based on the voltage detection signal output from the output voltage detection circuit 11 to the feedback terminal F / B, the control IC 12 outputs the pulse conduction width of the drive signal output from the output terminal OUT to the switching element 2 as a DC output. Voltage Vout
Is controlled to be constant. In this case, if the DC output voltage Vout rises as the DC input voltage Vin rises,
The control IC 12 narrows the pulse conduction width of the drive signal to decrease the DC output voltage Vout, and conversely, when the DC output voltage Vout decreases as the DC input voltage Vin decreases, the control IC 12 decreases.
Expands the pulse conduction width of the drive signal to increase the DC output voltage Vout
Raise. That is, as shown in FIG. 3, the control IC 12 supplies the drive signal of the constant cycle t from the output terminal OUT to the switching element 2, and the drive signal ON period during which the voltage rises to the same level as the DC operating voltage + Vcc. Feedback control is performed to keep the DC output voltage Vout constant while changing tON.
【００１４】駆動信号のオン期間ｔONでは、トランス１
の一次巻線に直流入力電圧Ｖinが印加されるが、デュー
ティー制限回路21のダイオード25は、出力端子ＯＵＴの
電圧レベルが高くオフ状態となるので、直流入力電圧Ｖ
inラインから抵抗22を介してコンデンサ23に電流が流れ
込み、このコンデンサ23が充電される。したがって、コ
ンデンサ23の端子間電圧は、抵抗22とコンデンサ23との
時定数と、直流入力電圧Ｖinとに依存して、略直線的に
傾斜上昇する。また、このコンデンサ23の端子間電圧の
上昇に略比例して、直流動作電圧＋ＶCCラインからトラ
ンジスタ27のコレクタ・エミッタを経由して分圧用抵抗
28，29に電流が流れ込み、制御用ＩＣ12の過電流保護端
子Ｌｍの電圧レベルが徐々に上昇する。During the ON period tON of the drive signal, the transformer 1
Although the DC input voltage Vin is applied to the primary winding of the DC input voltage Vin, the diode 25 of the duty limiting circuit 21 has a high voltage level at the output terminal OUT and is in the OFF state.
A current flows from the in line to the capacitor 23 via the resistor 22, and the capacitor 23 is charged. Therefore, the voltage across the terminals of the capacitor 23 rises substantially linearly depending on the time constant between the resistor 22 and the capacitor 23 and the DC input voltage Vin. In addition, in proportion to the rise in the voltage between the terminals of the capacitor 23, the voltage dividing resistor is connected from the DC operating voltage + VCC line via the collector / emitter of the transistor 27.
Current flows into 28 and 29, and the voltage level of the overcurrent protection terminal Lm of the control IC 12 gradually rises.
【００１５】一方、制御用ＩＣ12の出力端子ＯＵＴから
の駆動信号がオフに切換わり、トランス１の一次巻線へ
の直流入力電圧Ｖinの供給が遮断されると、ダイオード
25はターンオンし、それまでコンデンサ23に蓄えられて
いた電荷は、ダイオード25を経由して出力端子ＯＵＴか
らスイッチング素子２に至る駆動信号の出力ラインに速
やかに放出される。この際、コンデンサ23の端子間電圧
は、図３に示すように、ダイオード25の順方向電圧降下
ＶＦと等しくなる。また、トランジスタ27のコレクタ・
エミッタから分圧用抵抗28，29への電流の流れ込みも殆
ど遮断され、過電流保護端子Ｌｍの電圧レベルも急激に
低下する。On the other hand, when the drive signal from the output terminal OUT of the control IC 12 is switched off and the supply of the DC input voltage Vin to the primary winding of the transformer 1 is cut off, the diode is turned on.
25 turns on, and the electric charge accumulated in the capacitor 23 until then is promptly discharged to the output line of the drive signal from the output terminal OUT to the switching element 2 via the diode 25. At this time, the voltage across the terminals of the capacitor 23 becomes equal to the forward voltage drop VF of the diode 25, as shown in FIG. Also, the collector of transistor 27
The flow of current from the emitter to the voltage dividing resistors 28 and 29 is also almost cut off, and the voltage level of the overcurrent protection terminal Lm also drops sharply.
【００１６】前記デューティー制限回路21を構成するコ
ンデンサ23の端子間電圧の最大ピーク値Ｖ1maxは、抵抗
22とコンデンサ23との時定数，直流入力電圧Ｖinの他
に、駆動信号のオン期間ｔONにも依存し、次の数式１に
て示される。The maximum peak value V1max of the inter-terminal voltage of the capacitor 23 constituting the duty limiting circuit 21 is the resistance
In addition to the time constants of the capacitor 22 and the capacitor 23 and the DC input voltage Vin, it depends on the ON period tON of the drive signal and is represented by the following formula 1.
【００１７】[0017]
【数１】 [Equation 1]
【００１８】但し、上記数式１において、Ｒ１は抵抗22
の抵抗値、Ｃ１はコンデンサ23の静電容量である。However, in the above formula 1, R1 is a resistor 22
Of the capacitor 23, C1 is the capacitance of the capacitor 23.
【００１９】直流入力電圧Ｖinが比較的緩やかに変化す
る定常時には、直流入力電圧Ｖinの変動に伴う駆動信号
のデューティーＤの追従性も良く、直流入力電圧Ｖinと
駆動信号のオン期間ｔONとの積は略一定となる。したが
って、数式１におけるコンデンサ23の端子間電圧の最大
ピーク値Ｖ1maxも、直流入力電圧Ｖinの高低に拘らず略
一定となる。この場合、出力端子ＯＵＴからの駆動信号
が途中で強制的にオフにならないように、分圧用抵抗2
8，29の接続点から制御用ＩＣ12の過電流保護端子Ｌｍ
に出力される電圧供給回路26の制御電圧を設定すれば、
制御用ＩＣ12はフィードバック端子Ｆ／Ｂに出力される
電圧検出信号に基づき、駆動信号のパルス導通幅を制御
することができ、駆動信号のデューティーＤは図２に示
すように、実線Ｄ１に沿って略直線的に変化する。In the steady state where the DC input voltage Vin changes relatively slowly, the followability of the duty D of the drive signal due to the change of the DC input voltage Vin is also good, and the product of the DC input voltage Vin and the ON period tON of the drive signal. Becomes almost constant. Therefore, the maximum peak value V1max of the voltage between the terminals of the capacitor 23 in Formula 1 is also substantially constant regardless of the level of the DC input voltage Vin. In this case, in order to prevent the drive signal from the output terminal OUT from being forcibly turned off on the way, the voltage dividing resistor 2
Overcurrent protection terminal Lm of control IC 12 from the connection point of 8 and 29
By setting the control voltage of the voltage supply circuit 26 output to
The control IC 12 can control the pulse conduction width of the drive signal based on the voltage detection signal output to the feedback terminal F / B, and the duty D of the drive signal is along the solid line D1 as shown in FIG. It changes almost linearly.
【００２０】一方、直流入力電圧Ｖinが急激に上昇する
過渡時には、直流入力電圧Ｖinの変動に伴う駆動信号の
デューティーＤの追従性が悪くなるため、駆動信号のデ
ューティーＤすなわちオン期間ｔONは、定常時の特性か
ら外れて非直線的に変化し、直流入力電圧Ｖinが上昇し
ているにも拘らず、駆動信号のオン期間ｔONも拡がっ
て、直流入力電圧Ｖinと駆動信号のオン期間ｔONとの積
が増加するようになる。しかし、コンデンサ23の端子間
電圧の最大ピーク値Ｖ1maxが上昇し、分圧用抵抗28，29
の接続点から制御用ＩＣ12の過電流保護端子Ｌｍに出力
される制御電圧が、所定の電圧レベルに達すると、出力
端子ＯＵＴからの駆動信号はその時点で強制的にオフに
なり、次の立上がりまでそのままオフ状態を維持する。
これにより、図２に示すように、駆動信号のデューティ
ーＤは、デューティー制限回路21で定められた最大デュ
ーティーＤmax'を越えないように制限される。On the other hand, during the transient transition of the DC input voltage Vin, the followability of the duty D of the drive signal due to the fluctuation of the DC input voltage Vin becomes poor. The ON period tON of the drive signal is extended even though the DC input voltage Vin rises in a non-linear change that deviates from the normal characteristic, and the DC input voltage Vin and the ON period tON of the drive signal are The product will increase. However, the maximum peak value V1max of the voltage between the terminals of the capacitor 23 rises, and the voltage dividing resistors 28 and 29 are
When the control voltage output to the overcurrent protection terminal Lm of the control IC 12 from the connection point of reaches a predetermined voltage level, the drive signal from the output terminal OUT is forcibly turned off at that point and the next rising edge occurs. It keeps off as it is.
As a result, as shown in FIG. 2, the duty D of the drive signal is limited so as not to exceed the maximum duty Dmax ′ determined by the duty limiting circuit 21.
【００２１】この駆動信号の最大デューティーＤmax'
は、制御用ＩＣ12が本来備えている絶対的な最大デュー
ティーＤmax とは異なるものである。すなわち、デュー
ティー制限回路21を構成するコンデンサ23の端子間電圧
の最大ピーク値Ｖ1maxが所定の電圧レベルに達すると、
出力端子ＯＵＴからの駆動信号を最大デューティーＤma
x'に制限するものである。コンデンサ23の端子間電圧の
最大ピーク値Ｖ1maxは、数式１からも明らかなように、
直流入力電圧Ｖinと駆動信号のオン期間ｔONとの積に依
存する。したがって、図２にも示すように、直流入力電
圧Ｖinが高くなるに従って、最大デューティーＤmax'も
直線的に低下する。Maximum duty Dmax 'of this drive signal
Is different from the absolute maximum duty Dmax originally possessed by the control IC 12. That is, when the maximum peak value V1max of the inter-terminal voltage of the capacitor 23 constituting the duty limiting circuit 21 reaches a predetermined voltage level,
The maximum duty Dma for the drive signal from the output terminal OUT
It is limited to x '. The maximum peak value V1max of the voltage between the terminals of the capacitor 23 is, as is clear from Equation 1,
It depends on the product of the DC input voltage Vin and the ON period tON of the drive signal. Therefore, as also shown in FIG. 2, as the DC input voltage Vin increases, the maximum duty Dmax ′ also decreases linearly.
【００２２】このように、本実施例のデューティー制限
回路21は、直流入力電圧Ｖinが高くなるに従って、駆動
信号の最大デューティーＤmax'を直線的に低下させるよ
うにしているため、過渡時に直流入力電圧Ｖinが急激に
上昇しても、制御用ＩＣ12の過電流保護端子Ｌｍが所定
の電圧レベルを越えた時点で、駆動信号を最大デューテ
ィーＤmax'で強制的にオフにさせることができる。した
がって、直流入力電圧Ｖinと駆動信号のオン期間ｔONと
の積に比例するトランス１の磁束密度は、定常時に比べ
てさほど増加せず、従来よりもトランス１の小形化を図
ることが可能となる。As described above, the duty limiting circuit 21 of the present embodiment linearly decreases the maximum duty Dmax 'of the drive signal as the DC input voltage Vin increases, so that the DC input voltage during a transient state. Even if Vin rapidly rises, the drive signal can be forcibly turned off at the maximum duty Dmax 'when the overcurrent protection terminal Lm of the control IC 12 exceeds a predetermined voltage level. Therefore, the magnetic flux density of the transformer 1, which is proportional to the product of the DC input voltage Vin and the ON period tON of the drive signal, does not increase so much compared with the steady state, and the transformer 1 can be made smaller than the conventional one. .
【００２３】しかも、本実施例のデューティー制限回路
21は、駆動信号の１周期ｔ毎にコンデンサ23が充放電を
繰返すとともに、過電流保護端子Ｌｍが所定の電圧レベ
ルに達すると、駆動信号のオン期間ｔONすなわちパルス
導通幅も、１周期ｔ毎に制限される。したがって、制御
用ＩＣ12およびデューティー制限回路21は、全て駆動信
号の１周期ｔ毎に動作するので、応答性が極めて良く、
いかなる急激な直流入力電圧Ｖinの変動にも、駆動信号
のデューティーＤを望ましい最大デューティーＤmax'の
範囲内に制限することが可能となる。この点に関し、単
に直流入力電圧Ｖinの変動を検出して、これをそのまま
過電流保護端子Ｌｍに印加するだけの構成では、急激な
直流入力電圧Ｖinの変動に素早く対応することができな
い。このような本実施例の作用，効果は、抵抗22および
コンデンサ23を直列接続した時定数回路24とダイオード
25との組合わせにより、コンデンサ23を駆動信号の一周
期ｔ毎に充放電させ、このコンデンサ23の端子間電圧に
応じた制御電圧を、電圧供給回路26から過電流保護端子
Ｌｍに供給することで、初めて達成されるものである。Moreover, the duty limiting circuit of this embodiment
When the capacitor 23 repeats charging / discharging every cycle t of the drive signal, and when the overcurrent protection terminal Lm reaches a predetermined voltage level, the ON period tON of the drive signal, that is, the pulse conduction width is also every cycle t. Limited to. Therefore, since the control IC 12 and the duty limiting circuit 21 all operate in every cycle t of the drive signal, the response is extremely good,
It is possible to limit the duty D of the drive signal within the range of the desired maximum duty Dmax ′ even if the DC input voltage Vin changes suddenly. With respect to this point, a configuration in which a change in the DC input voltage Vin is simply detected and directly applied to the overcurrent protection terminal Lm cannot quickly cope with a sudden change in the DC input voltage Vin. The operation and effect of this embodiment are as follows: the time constant circuit 24 in which the resistor 22 and the capacitor 23 are connected in series and the diode
In combination with 25, the capacitor 23 is charged / discharged at every cycle t of the drive signal, and the control voltage corresponding to the terminal voltage of the capacitor 23 is supplied from the voltage supply circuit 26 to the overcurrent protection terminal Lm. This is the first thing that can be achieved.
【００２４】以上のように、本実施例は、所定の電圧レ
ベルに達するとスイッチング素子２に出力する駆動信号
のパルス導通幅を１パルス毎に制限する過電流保護端子
Ｌｍを具備する制御用ＩＣ12に加えて、直流入力電圧Ｖ
inラインに抵抗22およびコンデンサ23を直列接続した時
定数回路24を接続するとともに、駆動信号の出力ライン
にダイオード25のカソードを接続して、このダイオード
25のアノードを抵抗22およびコンデンサ23の接続点に接
続し、さらに、コンデンサ23の端子間電圧に応じた制御
電圧を電圧供給回路26から過電流保護端子Ｌｍに供給す
るデューティー制限回路21を備えたことにより、過渡時
におけるトランス１の磁束密度の増加を抑制して、トラ
ンス１の小形化を図ることができるとともに、急激な直
流入力電圧Ｖinの変動にも、駆動信号のデューティーＤ
を望ましい最大デューティーＤmax'の範囲内に制限する
ことが可能となる。As described above, in this embodiment, the control IC 12 having the overcurrent protection terminal Lm for limiting the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element 2 when reaching a predetermined voltage level for each pulse. In addition to the DC input voltage V
Connect a time constant circuit 24 in which a resistor 22 and a capacitor 23 are connected in series to the in line, and connect the cathode of a diode 25 to the output line of the drive signal to connect this diode.
The anode of 25 is connected to the connection point of the resistor 22 and the capacitor 23, and the duty limiting circuit 21 is further provided for supplying the control voltage according to the terminal voltage of the capacitor 23 from the voltage supply circuit 26 to the overcurrent protection terminal Lm. As a result, it is possible to suppress the increase in the magnetic flux density of the transformer 1 at the time of transition and to downsize the transformer 1, and also to reduce the duty D of the drive signal even when the DC input voltage Vin changes rapidly.
Can be limited within the range of the desired maximum duty Dmax '.
【００２５】また、実施例上の効果として、本実施例で
は、本来制御用ＩＣ12の過電流保護回路に設けられた過
電流保護端子Ｌｍに着目し、この過電流保護端子Ｌｍに
前記デューティー制限回路21を設けるだけで、直流入力
電圧Ｖinが高くなるに従って、その値が直線的に低下す
る望ましい特性の最大デューティーＤmax'を簡単に得る
ことができる。これは、制御用ＩＣ12の特殊性を排除す
るものであり、過電流保護端子Ｌｍが所定の電圧レベル
に達すると、出力端子ＯＵＴからのオン信号を強制的に
オフに切換え、次のオン信号までそのまま待機させるラ
ッチ機能を有する制御用ＩＣ12が有れば、どのような制
御用ＩＣ12にも適用できる。Further, as an effect of this embodiment, in this embodiment, attention is paid to the overcurrent protection terminal Lm originally provided in the overcurrent protection circuit of the control IC 12, and the duty limiting circuit is connected to this overcurrent protection terminal Lm. By providing only 21, it is possible to easily obtain the maximum duty Dmax ′ having a desirable characteristic that the value linearly decreases as the DC input voltage Vin increases. This eliminates the peculiarity of the control IC 12, and when the overcurrent protection terminal Lm reaches a predetermined voltage level, the ON signal from the output terminal OUT is forcibly switched off until the next ON signal. As long as there is a control IC 12 having a latch function for keeping it as it is, it can be applied to any control IC 12.
【００２６】本発明は上記実施例に限定されるものでは
なく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可
能である。例えば、上記実施例では、フォワード型のコ
ンバータを例にして説明を行なったが、フライバック型
などの他のタイプのコンバータにも、本発明を適用する
ことができる。また、スイッチング素子は、ＭＯＳ型Ｆ
ＥＴに代わりトランジスタを用いてもよい。さらに、電
圧供給回路も、本実施例のようなトランジスタと分圧用
抵抗を組み合わせたもの以外に、様々な構成を適用でき
る。The present invention is not limited to the above embodiment, but various modifications can be made within the scope of the gist of the present invention. For example, although the forward type converter has been described as an example in the above embodiment, the present invention can be applied to other types of converters such as a flyback type converter. The switching element is a MOS type F
A transistor may be used instead of ET. Further, the voltage supply circuit may have various configurations other than the combination of the transistor and the voltage dividing resistor as in the present embodiment.
【００２７】[0027]
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置は、スイ
ッチング素子のスイッチングによりトランスの一次巻線
に直流入力電圧を断続的に印加し、このトランスの二次
巻線から誘起された電圧を整流平滑して直流出力電圧を
得るとともに、前記直流出力電圧を安定化させるため
に、前記スイッチング素子に出力される駆動信号のパル
ス導通幅を制御する制御用ＩＣを備えたスイッチング電
源装置において、前記制御用ＩＣは所定の電圧レベルに
達すると前記スイッチング素子に出力する駆動信号のパ
ルス導通幅を１パルス毎に制限するパルス導通幅制限端
子を備え、さらに、前記直流入力電圧ラインに抵抗およ
びコンデンサを直列接続した時定数回路と、前記駆動信
号の出力ラインにカソードを接続し前記抵抗およびコン
デンサの接続点にアノードを接続したダイオードと、前
記コンデンサの端子間電圧に応じた制御電圧を前記パル
ス導通幅制限端子に供給する電圧供給回路とにより、前
記駆動信号のデューティーを制限するデューティー制限
回路を具備したものであり、過渡時におけるトランスの
磁束密度の増加を抑制して、トランスの小形化を図るこ
とができる、また、急激な直流入力電圧の変動にも、駆
動信号のデューティーを望ましい最大デューティーの範
囲内に制限することが可能となる。The switching power supply device of the present invention intermittently applies the DC input voltage to the primary winding of the transformer by switching the switching element, and rectifies and smoothes the voltage induced from the secondary winding of the transformer. A control IC for controlling a pulse conduction width of a drive signal output to the switching element in order to obtain a DC output voltage and stabilize the DC output voltage. Has a pulse conduction width limiting terminal for limiting the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element for each pulse when a predetermined voltage level is reached, and further, a resistor and a capacitor are connected in series to the DC input voltage line. Connect a cathode to the time constant circuit and the output line of the drive signal, and connect it to the connection point of the resistor and capacitor. A duty limit circuit for limiting the duty of the drive signal by a diode connected to a diode and a voltage supply circuit that supplies a control voltage according to the voltage between the terminals of the capacitor to the pulse conduction width limit terminal. Therefore, it is possible to reduce the size of the transformer by suppressing the increase of the magnetic flux density of the transformer during the transient, and the duty of the drive signal is within the desired maximum duty range even when there is a sudden change in the DC input voltage. It is possible to limit it to.
【図１】本発明の一実施例を示すスイッチング電源装置
の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device showing an embodiment of the present invention.
【図２】同上直流入力電圧と駆動信号のデューティーと
の関係を示すグラフである。FIG. 2 is a graph showing a relationship between a DC input voltage and a duty of a drive signal.
【図３】同上制御用ＩＣの出力端子の電圧およびコンデ
ンサの端子間電圧を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing the voltage of the output terminal of the control IC and the voltage between the terminals of the capacitor.
【図４】従来例における直流入力電圧と駆動信号のデュ
ーティーとの関係を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing a relationship between a DC input voltage and a duty of a drive signal in a conventional example.
【図５】従来例における直流入力電圧とトランスの磁束
密度との関係を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing the relationship between the DC input voltage and the magnetic flux density of the transformer in the conventional example.
１ トランス ２ スイッチング素子 12 制御用ＩＣ 21 デューティー制限回路 22 抵抗 23 コンデンサ 24 時定数回路 25 ダイオード 26 電圧供給回路 Ｌｍ 過電流保護端子（パルス導通幅制限端子） 1 Transformer 2 Switching Element 12 Control IC 21 Duty Limit Circuit 22 Resistor 23 Capacitor 24 Time Constant Circuit 25 Diode 26 Voltage Supply Circuit Lm Overcurrent Protection Terminal (Pulse Conduction Width Limit Terminal)
Claims (1)
トランスの一次巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、
このトランスの二次巻線から誘起された電圧を整流平滑
して直流出力電圧を得るとともに、前記直流出力電圧を
安定化させるために、前記スイッチング素子に出力され
る駆動信号のパルス導通幅を制御する制御用ＩＣを備え
たスイッチング電源装置において、前記制御用ＩＣは所
定の電圧レベルに達すると前記スイッチング素子に出力
する駆動信号のパルス導通幅を１パルス毎に制限するパ
ルス導通幅制限端子を備え、さらに、前記直流入力電圧
ラインに抵抗およびコンデンサを直列接続した時定数回
路と、前記駆動信号の出力ラインにカソードを接続し前
記抵抗およびコンデンサの接続点にアノードを接続した
ダイオードと、前記コンデンサの端子間電圧に応じた制
御電圧を前記パルス導通幅制限端子に供給する電圧供給
回路とにより、前記駆動信号のデューティーを制限する
デューティー制限回路を具備したことを特徴とするスイ
ッチング電源装置。1. A DC input voltage is intermittently applied to a primary winding of a transformer by switching of a switching element,
The voltage induced from the secondary winding of this transformer is rectified and smoothed to obtain a DC output voltage, and the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element is controlled in order to stabilize the DC output voltage. In the switching power supply device including the control IC, the control IC includes a pulse conduction width limiting terminal that limits the pulse conduction width of the drive signal output to the switching element when it reaches a predetermined voltage level for each pulse. Further, a time constant circuit in which a resistor and a capacitor are connected in series to the DC input voltage line, a diode in which a cathode is connected to the output line of the drive signal and an anode is connected to a connection point of the resistor and the capacitor, and a capacitor By a voltage supply circuit that supplies a control voltage according to the voltage between terminals to the pulse conduction width limiting terminal, Switching power supply device being characterized in that comprises a duty limiting circuit for limiting the duty of the drive signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12257195A JPH08317646A (en) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | Switching power-supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12257195A JPH08317646A (en) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | Switching power-supply apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317646A true JPH08317646A (en) | 1996-11-29 |
Family
ID=14839205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12257195A Pending JPH08317646A (en) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | Switching power-supply apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08317646A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012217336A (en) * | 2000-06-30 | 2012-11-08 | Power Integrations Inc | Method and apparatus for improving efficiency in switching regulator at light load |
| WO2019078013A1 (en) * | 2017-10-17 | 2019-04-25 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Control device |
-
1995
- 1995-05-22 JP JP12257195A patent/JPH08317646A/en active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012217336A (en) * | 2000-06-30 | 2012-11-08 | Power Integrations Inc | Method and apparatus for improving efficiency in switching regulator at light load |
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| JP2019075913A (en) * | 2017-10-17 | 2019-05-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Control apparatus |
| CN111201701A (en) * | 2017-10-17 | 2020-05-26 | 日立汽车***株式会社 | Control device |
| US11101739B2 (en) | 2017-10-17 | 2021-08-24 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Control device with magnetic flux density calculation |
| CN111201701B (en) * | 2017-10-17 | 2023-11-10 | 日立安斯泰莫株式会社 | control device |
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