JPH08308300A - Speed sensorless vector controller for induction motor - Google Patents
Speed sensorless vector controller for induction motorInfo
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- JPH08308300A JPH08308300A JP7114191A JP11419195A JPH08308300A JP H08308300 A JPH08308300 A JP H08308300A JP 7114191 A JP7114191 A JP 7114191A JP 11419195 A JP11419195 A JP 11419195A JP H08308300 A JPH08308300 A JP H08308300A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、インバータの電圧飽和
時にても安定制御を行なう誘導電動機（以下ＩＭとい
う）の速度センサを用いない（速度センサレス）ベクト
ル制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a vector control device which does not use a speed sensor (speed sensorless) of an induction motor (hereinafter referred to as IM) which performs stable control even when the voltage of an inverter is saturated.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図３は従来技術に係るＩＭの速度センサ
レスベクトル制御装置を示す。このベクトル制御装置で
は、インバータ１の出力電流であるＩＭ２の１次電流ｉ
u ，ｉ w を検出すると共に、１次電流ｉu ，ｉw から１
次電流ｉv を検出する。１次電流ｉu ，ｉv ，ｉw は３
相−２相変換器３により、固定子座標系の励磁軸電流検
出値ｉ1α及びトルク軸電流検出値ｉ1βとなり、励磁軸
及びトルク軸の電流検出値ｉ1α，ｉ1βは座標変換器４
により、インバータ出力周波数に同期して回転する同期
回転座標系の励磁軸電流検出値ｉ1d及びトルク軸電流検
出値ｉ1qに変換される。2. Description of the Related Art FIG. 3 shows an IM speed sensor according to the prior art.
2 shows a response vector control device. With this vector controller
Is the primary current i of IM2 which is the output current of the inverter 1.
u, I wAnd the primary current iu, IwFrom 1
Next current ivIs detected. Primary current iu, Iv, IwIs 3
Phase-to-phase converter 3 is used to detect the excitation axis current of the stator coordinate system.
Outgoing price i1α and torque axis current detection value i1β, the excitation axis
And the current detection value i of the torque shaft1α, i1β is the coordinate converter 4
Allows the inverter to rotate in synchronization with the output frequency
Excitation axis current detection value i in rotating coordinate system1dAnd torque axis current detection
Outgoing price i1qIs converted to.
【０００３】電流制御演算部５では、励磁軸電流検出値
ｉ1d及びトルク軸電流検出値ｉ1qが、励磁軸電流指令値
ｉ1d * 及びトルク軸電流指令値ｉ1q * に等しくなるよう
な、励磁軸電圧指令値ｖ1d * 及びトルク軸電圧指令値ｖ
1q * を、次式（１）により求める。In the current control calculation unit 5, the excitation axis current detection value i 1d and the torque axis current detection value i 1q become equal to the excitation axis current command value i 1d * and the torque axis current command value i 1q * . Excitation axis voltage command value v 1d * and torque axis voltage command value v
1q * is calculated by the following equation (1).
【０００４】[0004]
【数１】 [Equation 1]
【０００５】励磁軸及びトルク軸の電圧指令値ｖ1d * ，
ｖ1q * は、座標変換器６により、固定子座標系の励磁軸
電圧指令値ｖ1α* 及びトルク軸電圧指令値ｖ1β* に変
換される。励磁軸及びトルク軸の電圧指令値ｖ1α* ，
ｖ1β* は、２相−３相変換器７により１次電圧制御指
令ｖu ，ｖv ，ｖw に変換される。インバータ１は、１
次電圧制御指令ｖu ，ｖv ，ｖw に応じた三相電流であ
る１次電流ｉu ，ｉv ，ｉw をＩＭ２へ送る。これによ
り、電流指令値ｉ1d * ，ｉ1q * に応じてＩＭ２の回転制
御が行なわれる。Voltage command values v 1d * for the excitation axis and the torque axis,
The v 1q * is converted by the coordinate converter 6 into the excitation axis voltage command value v 1 α * and the torque axis voltage command value v 1 β * of the stator coordinate system. Excitation and torque axis voltage command values v 1 α * ,
The v 1 β * is converted into primary voltage control commands v u , v v , v w by the 2-phase to 3-phase converter 7. Inverter 1 is 1
Send next voltage control command v u, v v, v 1 primary current is a three-phase current corresponding to w i u, i v, and i w to IM2. As a result, the rotation control of IM2 is performed according to the current command values i 1d * and i 1q * .
【０００６】図３の例は、ＩＭ２の速度を検出するセン
サを有しない、速度センサレスベクトル制御装置であ
り、次に述べるように同一次元磁束オブザーバ８及び速
度適応機構９を用いて電動機速度を推定する。The example of FIG. 3 is a speed sensorless vector control device which does not have a sensor for detecting the speed of IM2, and estimates the motor speed using the same-dimensional magnetic flux observer 8 and speed adaptation mechanism 9 as described below. To do.
【０００７】まず同一次元磁束オブザーバ８は、一定の
演算周期毎に、励磁軸及びトルク軸の電圧指令値ｖ1α
* ，ｖ1β* と、励磁軸及びトルク軸の電流検出値ｉ
1α，ｉ1βを取り込み、取り込んだデータを次式（２）
に適用することにより、励磁軸電流推定値ｉ1α# 及び
トルク軸電流推定値ｉ1β# と、２次励磁軸磁束推定値
λ2α# 及び２次トルク軸磁束推定値λ2β# を求める。First, the same-dimensional magnetic flux observer 8 has a voltage command value v 1 α for the excitation axis and the torque axis for each constant calculation cycle.
* , V 1 β *, and the current detection values i of the excitation and torque axes
1 α, i 1 β are captured and the captured data is expressed by the following equation (2).
Applied to the excitation axis current estimation value i 1 α # and the torque axis current estimation value i 1 β # , the secondary excitation axis flux estimation value λ 2 α # and the secondary torque axis flux estimation value λ 2 β # Ask for.
【０００８】[0008]
【数２】 [Equation 2]
【０００９】式（２）の行列に用いた１２個の係数のう
ち、４個の係数Ａ11，Ａ31，Ｂ11，Ｂ31の値は速度によ
って変化しないが、残りの８個の係数Ａ13，Ａ14，
Ａ33，Ａ 34，Ｇ1 ，Ｇ2 ，Ｇ3 ，Ｇ4 は速度によって変
化する。速度によって変化する係数（これは複雑な数式
を演算することにより求められる）を、オンラインで計
算すると長い計算時間が必要となるので、現状では、所
定の速度きざみ毎にあらかじめ計算した係数値をＲＯＭ
（メモリ）に記憶させておき、速度に応じた係数値を読
み出して式（２）に示すオブザーバ演算をしている。The 12 coefficients used in the matrix of equation (2)
C, four coefficients A11, A31, B11, B31The value of depends on the speed
The remaining 8 coefficients A13, A14,
A33, A 34, G1, G2, G3, GFourDepends on speed
Become Coefficient that changes with speed (this is a complex mathematical formula
Can be calculated online by
Since it takes a long time to calculate, the current situation is that
ROM with pre-calculated coefficient values for each constant speed step
Store it in (memory) and read the coefficient value according to the speed.
The observer calculation shown in equation (2) is performed.
【００１０】速度適応機構９は、一定の演算周期毎に、
励磁軸及びトルク軸の電流検出値ｉ 1α，ｉ1βと、同一
次元磁束オブザーバ８で演算した電流推定値ｉ1α# ，
ｉ1β # 及び２次磁束推定値λ2α# ，λ2β# を取り込
み、取り込んだデータを次式（３）の適応調整則に適用
して電動機速度推定値ωr # を推定演算する。The speed adaptation mechanism 9 has a constant calculation cycle.
Current detection value i of excitation axis and torque axis 1α, i1same as β
Current estimated value i calculated by the three-dimensional magnetic flux observer 81α#,
i1β #And secondary magnetic flux estimated value λ2α#, Λ2β#Capture
And apply the captured data to the adaptive adjustment rule of the following equation (3)
And estimate the motor speed ωr #Estimate calculation.
【００１１】 ωr # ＝Ｋp （ｅiαλ2β# −ｅiβλ2α# ） ＋Ｋi ∫（ｅiαλ2β# −ｅiβλ2α# ）dt …（３） 但し、 ｅiα＝ｉ1α−ｉ1α# ：推定誤差 ｅiβ＝ｉ1β−ｉ1β# ：推定誤差 Ｋp ：速度推定部比例ゲイン Ｋi ：速度推定部積分ゲイン なお、同一次元磁束オブザーバ８と速度適応機構９とか
らなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電動機
の実速度の推定を行なう誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御方式については、「電気学会論文誌Ｄ，１１
１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松瀬、中野：
「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動機の速度セ
ンサレス直接形ベクトル制御」）に掲載されている。Ω r # = K p (e i αλ 2 β # −e i βλ 2 α # ) + K i ∫ (e i αλ 2 β # −e i βλ 2 α # ) dt (3) where e i α = i 1 α-i 1 α # : estimation error e i β = i 1 β-i 1 β # : estimation error K p : velocity estimation part proportional gain K i : velocity estimation part integration gain For the speed sensorless vector control method of the induction motor, which estimates the actual speed of the induction motor by the speed adaptive secondary magnetic flux observer including the observer 8 and the speed adaptation mechanism 9, see the IEEJ Transactions D, 11
Vol. 1, No. 11, 1991 "(Kubota, Ozaki, Matsuse, Nakano:
"Direct-type vector control without speed sensor of induction motor using adaptive secondary magnetic flux observer").
【００１２】すべり算出器１０は次式（４）を用いて、
すべり角周波数指令値ωs * を求める。 ωs * ＝ｉ1q * ／ｉ1d * ・τ2 …（４） 但し τ2 ：２次時定数（τ2 ＝Ｌ2 ／Ｒ2 ） Ｌ2 ：２次インダクタンス（Ｈ） Ｒ2 ：２次抵抗（Ｒ）The slip calculator 10 uses the following equation (4) to calculate:
Calculate the slip angular frequency command value ω s * . ω s * = i 1q * / i 1d * · τ 2 (4) However, τ 2 : Secondary time constant (τ 2 = L 2 / R 2 ) L 2 : Secondary inductance (H) R 2 : Secondary Resistance (R)
【００１３】なお電動機速度推定値ωr # を推定演算す
る演算過程において遅れがあるため、電動機速度推定値
ωr # とすべり角周波数指令値ωs * との加算により得
られた値ωr # ＋ωs * を電源角周波数とすると電源角
周波数が真値からずれてしまい、座標変換軸がずれてし
まう。そこで制御軸ずれ補償器１１では、上記ずれを補
償する、すべり角周波数修正値ωscを求めて出力する。[0013] Note that because there is a delay in the operation process for estimating the motor speed estimated value omega r #, the value obtained by adding the motor speed estimated value omega r # a slip angular frequency command value ω s * ω r # When + ω s * is the power source angular frequency, the power source angular frequency deviates from the true value, and the coordinate conversion axis deviates. Therefore, the control axis deviation compensator 11 obtains and outputs a slip angular frequency correction value ω sc that compensates for the deviation.
【００１４】つまり制御軸ずれ補償器１１は、固定子座
標系の２次トルク軸磁束推定値λ2β# を同期回転座標
系の２次トルク軸磁束推定値λ2q # に変換し、次式
（５）を用いて修正値ωrcを求める。 ωrc＝Ｋωi ∫λ2q # ・dt …（５） 但し Ｋωi ：積分ゲインThat is, the control axis deviation compensator 11 converts the secondary torque axis magnetic flux estimated value λ 2 β # of the stator coordinate system into the secondary torque axis magnetic flux estimated value λ 2q # of the synchronous rotating coordinate system, and The correction value ω rc is obtained using (5). ω rc = Kω i ∫λ 2q # · dt (5) where Kω i : integral gain
【００１５】式（５）は、２次トルク軸磁束が零である
ことを条件に式（１）が成立していることを基にして、
導出された式である。そして本例ではω0 ＝ωr # ＋ω
rc＋ωs * としている。よって電源角周波数ω0 が真値
となる。なお、加え合せ点の値ωrc＋ωr # を同一次元
磁束オブザーバ８にフィードバックするのは、速度想定
誤差にて生じた軸ずれ補正後の正しい速度推定値にて同
一次元オブザーバのパラメータを決定するためである。The equation (5) is based on the fact that the equation (1) is established on condition that the secondary torque axis magnetic flux is zero.
This is the derived formula. And in this example, ω 0 = ω r # + ω
It is rc + ω s * . Therefore, the power source angular frequency ω 0 becomes a true value . The value of the addition point ω rc + ω r # is fed back to the same-dimensional magnetic flux observer 8 in order to determine the parameter of the same-dimensional observer with the correct speed estimated value after the axis deviation correction caused by the speed assumption error. This is because.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】上述のＩＭのセンサレ
スベクトル制御装置にあって、これを電気自動車（ＢＶ
と称す）などに適用した場合、電源としては二次電池を
用いることになる。かかる二次電池を用いている場合、
インバータに入力される直流電圧は、この電池の放電状
態例えば放電末期とかインバータ入力の大きさ、すなわ
ち、大きな電流による電池の内部抵抗電圧降下によって
低下することになる。一方、ＩＭ２の定格電圧は、電池
の定格電圧をもとにして設定しており、このためこのイ
ンバータの出力可能な最大多流電圧も電池の直流電圧に
依存することになる。したがって、二次電池の直流電圧
が低下した場合には、インバータの最大出力としては指
令値どおりの出力ができず、いわゆる正弦波出力電圧は
得られず電圧が飽和した状態となる。In the above-mentioned IM sensorless vector control device, an electric vehicle (BV) is used.
When referred to as)), a secondary battery is used as a power source. When using such a secondary battery,
The DC voltage input to the inverter decreases due to the discharge state of the battery, for example, the end of discharge, or the size of the inverter input, that is, the internal resistance voltage drop of the battery due to a large current. On the other hand, the rated voltage of IM2 is set based on the rated voltage of the battery, so that the maximum multi-current voltage that can be output by this inverter also depends on the DC voltage of the battery. Therefore, when the DC voltage of the secondary battery decreases, the maximum output of the inverter cannot be output according to the command value, so-called sine wave output voltage cannot be obtained, and the voltage is saturated.
【００１７】かかる二次電池の電圧低下の発生が生じた
場合でも、速度センサを備えているベクトル制御では、
速度センサからの速度検出による電圧飽和状態が生じな
いよう電圧にリミッタをかけて出力電圧指令を正弦する
ことができる。しかしながら、図３に示す速度センサレ
スベクトル制御装置では、ずれをなくすような速度推定
を行なっているものの、電流ｉ1α，ｉ1β、指令電圧ｖ
1α*，ｖ1β* により速度を推定しているための速度推
定おくれ、過渡状態での速度推定のずれ、電流リップル
による速度推定リップルによるずれが生じており、この
ため電圧をリミットしようとしても正しい電圧がリミッ
トされないので、制御が不安定となる。Even when such a voltage drop of the secondary battery occurs, the vector control provided with the speed sensor:
The output voltage command can be sinusoidal by applying a limiter to the voltage so that a voltage saturation state due to the speed detection from the speed sensor does not occur. However, in the speed sensorless vector control device shown in FIG. 3, although the speed is estimated so as to eliminate the deviation, the currents i 1 α, i 1 β and the command voltage v
There is a delay in speed estimation because the speed is estimated from 1 α * , v 1 β * , a deviation in speed estimation in a transient state, and a deviation in speed estimation ripple due to a current ripple. However, since the correct voltage is not limited, control becomes unstable.
【００１８】本発明は、上述の問題に鑑み、電圧飽和が
生じないようリミットすることにより安定運転を行なう
ようにした速度センサレスベクトル制御装置の提供を目
的とする。In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a speed sensorless vector control device that performs stable operation by limiting voltage saturation so that it does not occur.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成する本
発明は、次の構成を特徴とする。すなわち、誘導電動機
に供給する１次電流を３相−２相変換してなる励磁電流
検出値及びトルク電流検出値を、励磁電流指令値及びト
ルク電流指令値に等しくさせるべく励磁軸電圧指令値及
びトルク軸電圧指令値を演算して出力する電流制御演算
部と、前記励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を２相
−３相変換してなる１次電圧制御指令に応じた１次電流
を前記誘導電動機に供給するインバータと、前記励磁電
流検出値及びトルク電流検出値と、前記励磁電圧指令値
及びトルク電圧指令値を取り込んでオブザーバ演算する
ことにより、励磁電流推定値及びトルク電流推定値と、
２次励磁磁束推定値及び２次トルク磁束推定値を求めて
出力する同一次元磁束オブザーバと、前記励磁電流検出
値及びトルク電流検出値と、前記同一次元磁束オブザー
バで求めた前記励磁電流推定値及びトルク電流推定値
と、前記２次励磁磁束推定値及び２次トルク磁束推定値
を取り込んで適応制御演算することにより、電動機速度
推定値を求める速度適応機構とを備えた誘導電動機の速
度センサレスベクトル制御装置において、（１）直流電
圧、速度推定値、電動機定数を用いて電圧方程式より導
出した最大出力可能トルクを演算するトルクリミットを
上記電流制御演算部のトルク電流指令値入力端に備えた
ことを特徴とし、（２）直流電圧、電動機の最高回転
数、電動機定数を用いて予め電圧方程式にて得られたリ
ミット値を全回転域でのリミット値として出力するトル
クリミットを上記電流制御部のトルク電流指令値入力端
に備えたことを特徴とし、更に（３）直流電圧、電動機
の最高回転数を用いて近似式にて得られたリミット値を
出力するトルクリミットを上記電流制御部のトルク電流
指令値入力端に備えたことを特徴とする。The present invention which achieves the above object is characterized by the following constitution. That is, in order to make the exciting current detection value and the torque current detection value obtained by converting the primary current supplied to the induction motor into a three-phase to two-phase state, the exciting axis voltage command value and the torque current command value are made equal to each other. A current control computing unit that computes and outputs a torque axis voltage command value, and a primary current according to a primary voltage control command that is obtained by converting the excitation voltage command value and the torque voltage command value by two-phase to three-phase. An inverter supplied to the induction motor, the exciting current detection value and the torque current detection value, by taking the excitation voltage command value and the torque voltage command value and performing an observer operation, the excitation current estimation value and the torque current estimation value,
A same-dimensional magnetic flux observer for obtaining and outputting a secondary excitation magnetic flux estimation value and a secondary torque magnetic flux estimation value, the excitation current detection value and the torque current detection value, the excitation current estimation value obtained by the same-dimensional magnetic flux observer, and A speed sensorless vector control of an induction motor including a torque current estimated value, a speed adaptive mechanism that obtains a motor speed estimated value by fetching the secondary excitation magnetic flux estimated value and the secondary torque magnetic flux estimated value and performing adaptive control calculation. In the device, (1) a torque limit for calculating a maximum outputtable torque derived from a voltage equation using a DC voltage, an estimated speed value, and a motor constant is provided at a torque current command value input end of the current control calculation unit. Characteristically, (2) DC voltage, the maximum rotation speed of the motor, and the constant value obtained in advance by the voltage equation using the motor constant in the entire rotation range A torque limit output as a limit value is provided at the torque current command value input end of the current control unit, and further, (3) a limit obtained by an approximate expression using the DC voltage and the maximum rotation speed of the motor. A torque limit for outputting a value is provided at a torque current command value input end of the current control unit.
【００２０】[0020]
【作用】電流制御演算部のトルク電流指令端子にてトル
クリミッタを備えて、最大出力可能トルクを演算し、予
めリミット値を得て出力し、近似式にてリミット値を得
ることにより、直流電圧低下による電圧飽和が防止で
き、安定運転を行なうことができる。[Function] A torque limiter is provided at the torque current command terminal of the current control calculation unit, the maximum outputtable torque is calculated, the limit value is obtained and output in advance, and the limit value is obtained by the approximate expression to obtain the DC voltage. Voltage saturation due to a decrease can be prevented, and stable operation can be performed.
【００２１】[0021]
【実施例】ここで、図１、図２を参照して本発明の実施
例を説明する。なお、図１にて図３と同一部分には同符
号を付す。すなわち、ＩＭ２に対し３相−２相変換器
３、固定座標−回転座標変換器４、電流検出値ｉ1α，
ｉ1βを指令値ｉ1α* ，ｉ1β * とするよう電圧指令値
ｖ1α* ，ｖ1β* を得る電流制御演算部５、固定座標変
換のための座標変換器６、２相−３相変換器インバータ
１の制御系を有し、更に、電動機速度の推定のためには
電流・磁束推定値ｉ1α# ，ｉ1β# ，λ2α# ，λ2β#
を得る同一次元磁束オブザーバ８、速度を推定演算する
速度適応機構９、遅れ補償のための制御軸ずれ補償器１
１を有し、またすべり角周波数指令値ω s * を得るすべ
り算出器１０を有する。Embodiments of the present invention will now be described with reference to FIGS.
An example will be described. The same parts in FIG. 1 as those in FIG.
Number. That is, a 3-phase to 2-phase converter for IM2
3, fixed coordinate-rotating coordinate converter 4, current detection value i1α,
i1β is the command value i1α*, I1β *Voltage command value
v1α*, V1β*Current control calculation unit 5 to obtain
Coordinate converter 6 for conversion, two-phase to three-phase converter inverter
It has a control system of 1, and for estimating the motor speed,
Current / flux estimated value i1α#, I1β#, Λ2α#, Λ2β#
Dimensional magnetic flux observer 8 to obtain
Speed adaptation mechanism 9, control axis deviation compensator 1 for delay compensation
1 and the slip angular frequency command value ω s *Should get
A calculator 10 is provided.
【００２２】この場合、電流制御演算部５の入力値とし
ては、その一部に励磁電流指令値ｉ 1dとトルク電流指令
値ｉ1q * が存在するが、このうちトルク電流指令値ｉ1q
* はトルクリミッタ１２にてリミットをかけることによ
り最大トルク以下に制限している。すなわち、電圧飽和
の発生は、インバータ出力が大きく（出力トルクが大き
く）二次電池の直流電圧が低下した時であるため、直流
電圧、回転速度、モータ定数にてその状態での最大トル
クを計算することにより換言すればトルク分電流を計算
することにより、電圧飽和が生じないように出力トルク
を最大トルク如何にリミットして運転するものである。
このためトルクリミッタ１２では直流電圧Ｖdc、回転速
度ωs * ＋ωsr＋ωr * を加味してトルク電流指令値ｉ1q
* にリミットをかけている。トルクリミット値ｉ1qの算
出は次の式［数３］による。In this case, as the input value of the current control calculation unit 5,
The excitation current command value i 1dAnd torque current command
Value i1q *Exists, of which the torque current command value i1q
*Is due to the limit being applied by the torque limiter 12.
Is limited to less than the maximum torque. That is, voltage saturation
Occurs when the inverter output is large (output torque is large
When the DC voltage of the secondary battery drops,
Maximum torque in that state according to voltage, rotation speed and motor constant
In other words, the torque component current is calculated.
Output torque to prevent voltage saturation.
Is operated with the maximum torque limited.
Therefore, in the torque limiter 12, the DC voltage Vdc, Rotation speed
Degree ωs *+ Ωsr+ Ωr * In consideration of the torque current command value i1q
*Is putting a limit on. Torque limit value i1qCalculation of
The output is based on the following formula [Equation 3].
【００２３】[0023]
【数３】 ［数３］による二次方程式の係数を運転時のＶdcとω0
とｉ1d計算し、その係数でのｉ1qヲ計算しトルクリミッ
ト値とする。(Equation 3) The coefficient of the quadratic equation according to [Equation 3] is set to V dc and ω 0 during operation.
And i 1d are calculated, and i 1q with that coefficient is calculated as the torque limit value.
【００２４】上述の例では、［数３］に示すようにトル
クリミット値の計算として二次方程式を解かねばなら
ず、実際のトルクリミッタ１２での計算ではその計算時
間が長くかかることになる。したがって、上述の例では
計算時間が早い場合しか適用できない。このため、より
簡便な方法として、二次方程式を用いた方式にて［表
１］にて示した条件にて実施に計算し図２に示すように
その特性をグラフ化した。In the above example, the quadratic equation has to be solved for calculating the torque limit value as shown in [Equation 3], and the actual calculation of the torque limiter 12 takes a long time. . Therefore, the above example can be applied only when the calculation time is short. Therefore, as a simpler method, a calculation using a quadratic equation was carried out under the conditions shown in [Table 1], and its characteristics were graphed as shown in FIG.
【００２５】[0025]
【表１】 図２に示すように回転数が高い特性と回転数が低い特性
との比較の結果、同じ直流電圧に対して、例えば１６５
Ｖについて大きくトルクが変化し高回転数では大きくト
ルクが絞られる。したがって、ＩＭの最高回転数におけ
るリミット特性を予め計算しておき、その特性にて全回
転数でトルクをリミットすれば、全回転数にて電圧飽和
を起すことなく運転可能となる。[Table 1] As shown in FIG. 2, as a result of comparison between the characteristic of high rotational speed and the characteristic of low rotational speed, for the same DC voltage, for example, 165
The torque changes greatly with respect to V, and the torque is greatly reduced at high rotational speeds. Therefore, if the limit characteristic at the maximum rotation speed of IM is calculated in advance and the torque is limited at all rotation speeds with that characteristic, operation can be performed at all rotation speeds without causing voltage saturation.
【００２６】最高回転数付近のトルクリミット特性は、
次式［数４］に示す近似式によって近似できる。The torque limit characteristic near the maximum speed is
It can be approximated by the approximation formula shown in the following formula [Equation 4].
【数４】 この［数４］を用いることによってオフラインにて予め
計算する必要がなくかつ簡単な計算式となるので計算時
間が短くて済み、安定な運転ができる。[Equation 4] By using this [Equation 4], there is no need to perform pre-calculation off-line and the calculation formula is simple, so the calculation time is short and stable operation is possible.
【００２７】[0027]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、直
流電圧、回転数、モータ定数とモータの電圧方程式より
計算した最大出力可能トルクで、トルクをリミットする
ことにより、電圧飽和を起こさないよう運転することに
より、直流電圧低下時にも安定な運転が可能となる。ま
た、予めオフラインでリミットカーブを計算し記憶する
ことにより簡便な方法にて全範囲にて安定な運転ができ
る。更に、直流電圧−最大出力可能トルクのカーブを近
似する式にて、簡単な計算にて安定な運転ができる。As described above, according to the present invention, by limiting the torque with the maximum outputtable torque calculated from the DC voltage, the rotation speed, the motor constant and the voltage equation of the motor, voltage saturation is prevented. By performing such operation, stable operation becomes possible even when the DC voltage drops. Further, by calculating and storing the limit curve off-line in advance, stable operation can be performed in the entire range by a simple method. Furthermore, stable operation can be performed by simple calculation using an expression that approximates the curve of DC voltage-maximum outputtable torque.
【図１】本発明実施例に係る速度センサレスベクトル制
御ブロック図。FIG. 1 is a speed sensorless vector control block diagram according to an embodiment of the present invention.
【図２】Ｖdc−トルクリミット特性曲線図。FIG. 2 is a V dc -torque limit characteristic curve diagram.
【図３】従来の速度センサレスベクトル制御ブロック
図。FIG. 3 is a conventional speed sensorless vector control block diagram.
１ インバータ ２ 誘導電動機 ３ 電流制御演算部 ８ 同一次元磁束オブザーバ ９ 速度適応機構 １２ トルクリミッタ 1 Inverter 2 Induction motor 3 Current control calculation unit 8 Same-dimensional magnetic flux observer 9 Speed adaptation mechanism 12 Torque limiter
Claims (3)
２相変換してなる励磁電流検出値及びトルク電流検出値
を、励磁電流指令値及びトルク電流指令値に等しくさせ
るべく励磁軸電圧指令値及びトルク軸電圧指令値を演算
して出力する電流制御演算部と、 前記励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を２相−３相
変換してなる１次電圧制御指令に応じた１次電流を前記
誘導電動機に供給するインバータと、 前記励磁電流検出値及びトルク電流検出値と、前記励磁
電圧指令値及びトルク電圧指令値を取り込んでオブザー
バ演算することにより、励磁電流推定値及びトルク電流
推定値と、２次励磁磁束推定値及び２次トルク磁束推定
値を求めて出力する同一次元磁束オブザーバと、 前記励磁電流検出値及びトルク電流検出値と、前記同一
次元磁束オブザーバで求めた前記励磁電流推定値及びト
ルク電流推定値と、前記２次励磁磁束推定値及び２次ト
ルク磁束推定値を取り込んで適応制御演算することによ
り、電動機速度推定値を求める速度適応機構とを備えた
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置におい
て、 直流電圧、速度推定値、電動機定数を用いて電圧方程式
より導出した最大出力可能トルクを演算するトルクリミ
ットを上記電流制御演算部のトルク電流指令値入力端に
備えたことを特徴とする誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御装置。1. A three-phase primary current supplied to an induction motor
Current control calculation for calculating and outputting the exciting axis voltage command value and the torque axis voltage command value so that the exciting current detection value and the torque current detection value obtained by the two-phase conversion are made equal to the exciting current command value and the torque current command value. Section, an inverter for supplying the induction motor with a primary current according to a primary voltage control command obtained by converting the excitation voltage command value and the torque voltage command value into two-phase to three-phase, the excitation current detection value, and The torque current detection value and the excitation voltage command value and the torque voltage command value are fetched and observer operation is performed to obtain the excitation current estimation value and the torque current estimation value, the secondary excitation magnetic flux estimation value and the secondary torque magnetic flux estimation value. The same-dimensional magnetic flux observer obtained and output, the excitation current detection value and the torque current detection value, the excitation current estimated value and the torque electric current obtained by the same-dimensional magnetic flux observer A speed sensorless vector control device for an induction motor, comprising: an estimated value; and a speed adaptive mechanism for obtaining an estimated motor speed value by fetching the secondary excitation magnetic flux estimated value and the secondary torque magnetic flux estimated value and performing adaptive control calculation. An induction motor characterized in that a torque limit for calculating a maximum outputtable torque derived from a voltage equation using a DC voltage, an estimated speed value, and a motor constant is provided at a torque current command value input end of the current control calculation unit. Speed sensorless vector controller.
２相変換してなる励磁電流検出値及びトルク電流検出値
を、励磁電流指令値及びトルク電流指令値に等しくさせ
るべく励磁軸電圧指令値及びトルク軸電圧指令値を演算
して出力する電流制御演算部と、 前記励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を２相−３相
変換してなる１次電圧制御指令に応じた１次電流を前記
誘導電動機に供給するインバータと、 前記励磁電流検出値及びトルク電流検出値と、前記励磁
電圧指令値及びトルク電圧指令値を取り込んでオブザー
バ演算することにより、励磁電流推定値及びトルク電流
推定値と、２次励磁磁束推定値及び２次トルク磁束推定
値を求めて出力する同一次元磁束オブザーバと、 前記励磁電流検出値及びトルク電流検出値と、前記同一
次元磁束オブザーバで求めた前記励磁電流推定値及びト
ルク電流推定値と、前記２次励磁磁束推定値及び２次ト
ルク磁束推定値を取り込んで適応制御演算することによ
り、電動機速度推定値を求める速度適応機構とを備えた
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置におい
て、 直流電圧、電動機の最高回転数、電動機定数を用いて予
め電圧方程式にて得られたリミット値を全回転域でのリ
ミット値として出力するトルクリミットを上記電流制御
部のトルク電流指令値入力端に備えたことを特徴とする
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置。2. The primary current supplied to the induction motor is three-phase-
Current control calculation for calculating and outputting the exciting axis voltage command value and the torque axis voltage command value so that the exciting current detection value and the torque current detection value obtained by the two-phase conversion are made equal to the exciting current command value and the torque current command value. Section, an inverter for supplying the induction motor with a primary current according to a primary voltage control command obtained by converting the excitation voltage command value and the torque voltage command value into two-phase to three-phase, the excitation current detection value, and The torque current detection value and the excitation voltage command value and the torque voltage command value are fetched and observer operation is performed to obtain the excitation current estimation value and the torque current estimation value, the secondary excitation magnetic flux estimation value and the secondary torque magnetic flux estimation value. The same-dimensional magnetic flux observer obtained and output, the excitation current detection value and the torque current detection value, the excitation current estimated value and the torque electric current obtained by the same-dimensional magnetic flux observer A speed sensorless vector control device for an induction motor, comprising: an estimated value; and a speed adaptive mechanism that obtains a motor speed estimated value by fetching the secondary excitation magnetic flux estimated value and the secondary torque magnetic flux estimated value and performing adaptive control calculation. , The DC current, the maximum rotation speed of the motor, and the motor constant, the torque limit that is obtained in advance as the limit value obtained by the voltage equation as the limit value in the entire rotation range is used as the torque current command value input terminal of the current control unit. A speed sensorless vector control device for an induction motor, characterized in that
２相変換してなる励磁電流検出値及びトルク電流検出値
を、励磁電流指令値及びトルク電流指令値に等しくさせ
るべく励磁軸電圧指令値及びトルク軸電圧指令値を演算
して出力する電流制御演算部と、 前記励磁電圧指令値及びトルク電圧指令値を２相−３相
変換してなる１次電圧制御指令に応じた１次電流を前記
誘導電動機に供給するインバータと、 前記励磁電流検出値及びトルク電流検出値と、前記励磁
電圧指令値及びトルク電圧指令値を取り込んでオブザー
バ演算することにより、励磁電流推定値及びトルク電流
推定値と、２次励磁磁束推定値及び２次トルク磁束推定
値を求めて出力する同一次元磁束オブザーバと、 前記励磁電流検出値及びトルク電流検出値と、前記同一
次元磁束オブザーバで求めた前記励磁電流推定値及びト
ルク電流推定値と、前記２次励磁磁束推定値及び２次ト
ルク磁束推定値を取り込んで適応制御演算することによ
り、電動機速度推定値を求める速度適応機構とを備えた
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置におい
て、 直流電圧、電動機の最高回転数を用いて近似式にて得ら
れたリミット値を出力するトルクリミットを上記電流制
御部のトルク電流指令値入力端に備えたことを特徴とす
る誘導電動機の速度センサレルベクトル制御装置。3. The primary current supplied to the induction motor is three-phase-
Current control calculation for calculating and outputting the exciting axis voltage command value and the torque axis voltage command value so that the exciting current detection value and the torque current detection value obtained by the two-phase conversion are made equal to the exciting current command value and the torque current command value. Section, an inverter for supplying the induction motor with a primary current according to a primary voltage control command obtained by converting the excitation voltage command value and the torque voltage command value into two-phase to three-phase, the excitation current detection value, and The torque current detection value and the excitation voltage command value and the torque voltage command value are fetched and observer operation is performed to obtain the excitation current estimation value and the torque current estimation value, the secondary excitation magnetic flux estimation value and the secondary torque magnetic flux estimation value. The same-dimensional magnetic flux observer obtained and output, the excitation current detection value and the torque current detection value, the excitation current estimated value and the torque electric current obtained by the same-dimensional magnetic flux observer A speed sensorless vector control device for an induction motor, comprising: an estimated value; and a speed adaptive mechanism that obtains a motor speed estimated value by fetching the secondary excitation magnetic flux estimated value and the secondary torque magnetic flux estimated value and performing adaptive control calculation. The speed of the induction motor is characterized in that a torque limit for outputting a limit value obtained by an approximate expression using the DC voltage and the maximum rotation speed of the motor is provided at the torque current command value input end of the current control unit. Sensorrel vector controller.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7114191A JPH08308300A (en) | 1995-05-12 | 1995-05-12 | Speed sensorless vector controller for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7114191A JPH08308300A (en) | 1995-05-12 | 1995-05-12 | Speed sensorless vector controller for induction motor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08308300A true JPH08308300A (en) | 1996-11-22 |
Family
ID=14631488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7114191A Withdrawn JPH08308300A (en) | 1995-05-12 | 1995-05-12 | Speed sensorless vector controller for induction motor |
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| JP (1) | JPH08308300A (en) |
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-
1995
- 1995-05-12 JP JP7114191A patent/JPH08308300A/en not_active Withdrawn
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