JPH08274752A - Code multiple communication device - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To provide a code multiplex communication device which does not require a high-frequency radio device with high linearity. CONSTITUTION: The code multiplex communication device which uses a direct spectrum spread method performs transmission after multi-valued FSK modulation by an FSK modulating means 5 by using multiplexed signals and performs spread spectrum demodulation on a demodulation side after the FSK demodulation of a received signal by an FSK demodulating means 8, Namely, a code multiplex communication is made through the FSK(FM) modulation. Consequently, excellent communication quality can be maintained even when a nonlinear high-frequency radio device is used, and the number of bits of A/D on the demodulation side is decreased to reduce the size of a transmitter/ receiver and lower the power consumption.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は無線伝送あるいは有線伝
送において、符号多重を用いて通信を行う符号多重通信
方式の通信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a code multiplex communication system for performing communication using code multiplex in wireless transmission or wire transmission.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来より符号多重による通信の手法の一
つとして、スペクトル拡散の技術を用い、複数の符号に
より多重を行う方式があり、このような方式を採用した
ものとしては米国ディジタル自動車電話規格であるＩＳ
−９５と呼ばれる規格での下り回線や地上ディジタル放
送用のＣＤＭ（Code Division Multiplexing）が知られ
ている（テレビジョン学会誌 Vol.47 ，No.10 ，pp.136
7 〜1373(1993)や特開平６−１７７８３号公報等参
照）。2. Description of the Related Art Conventionally, as one of the methods of communication by code multiplexing, there is a method of multiplexing using a plurality of codes by using a spread spectrum technology. As one adopting such a method, a digital car telephone of the United States is available. IS, the standard
CDM (Code Division Multiplexing) for downlink and terrestrial digital broadcasting under the standard called -95 is known (Journal of the Television Society, Vol.47, No.10, pp.136).
7-1373 (1993) and JP-A-6-17783).

【０００３】図２３，図２４を参照して従来の典型的な
符号多重通信方式を説明する。A conventional typical code multiplex communication system will be described with reference to FIGS.

【０００４】図２３は従来装置の送信系のブロック図を
示している。図中、ＩＮ１〜ＩＮｎはそれぞれ入力端子
である。Ｍ１〜Ｍｎはそれぞれ入力データを変調して出
力する変調器であり、これら変調器Ｍ１〜Ｍｎはそれぞ
れ対応する入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎに接続されている。FIG. 23 shows a block diagram of a transmission system of a conventional device. In the figure, IN1 to INn are input terminals, respectively. M1 to Mn are modulators that respectively modulate and output input data, and these modulators M1 to Mn are connected to corresponding input terminals IN1 to INn, respectively.

【０００５】このシステムの場合、複数のデータ系列１
〜ｎがそれぞれ対応する入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎより入
力される。入力されたデータ系列はこれら変調器Ｍ１〜
Ｍｎにより、それぞれ一次変調を施される。一般的には
この一次変調にはＢＰＳＫ変調方式やＱＰＳＫ変調方式
が用いられる。ここではＢＰＳＫ変調方式を一次変調と
して用いた場合を示している。In the case of this system, a plurality of data series 1
To n are input from the corresponding input terminals IN1 to INn. The input data series are those modulators M1 to M1.
Primary modulation is performed by Mn. Generally, a BPSK modulation system or a QPSK modulation system is used for this primary modulation. Here, the case where the BPSK modulation method is used as the primary modulation is shown.

【０００６】参考までに、図２５に変調時の波形のモデ
ルを示しておく。For reference, FIG. 25 shows a waveform model during modulation.

【０００７】Ｇ１〜Ｇｎは拡散符号を発生する拡散系列
発生器であり、Ｃ１〜Ｃｎはこれらの拡散系列発生器Ｇ
１〜Ｇｎから出力される拡散符号である。ＭＬＴ１〜Ｍ
ＬＴｎは乗算器であり、変調器Ｍ１〜Ｍｎにそれぞれ対
応して設けられていて、変調器Ｍ１〜Ｍｎからの出力
を、自己に対応する拡散系列発生器Ｇ１〜Ｇｎの拡散符
号と乗算して出力するものである。G1 to Gn are spreading sequence generators for generating spreading codes, and C1 to Cn are these spreading sequence generators G.
It is a spread code output from 1 to Gn. MLT1 to M
LTn is a multiplier, which is provided corresponding to each of the modulators M1 to Mn and multiplies the outputs from the modulators M1 to Mn by the spreading code of the spreading sequence generator G1 to Gn corresponding to itself. It is what is output.

【０００８】ＡＤＤは加算演算器であり、これら乗算器
ＭＬＴ１〜ＭＬＴｎからの出力を加算するものであり、
ＲＦＭはこの加算演算器ＡＤＤの出力を無線周波数に変
調し、電力増幅して出力する無線変調器、ＡＮＴはこの
無線変調器ＲＦＭからの出力を電波として送信するアン
テナである。ADD is an addition arithmetic unit for adding the outputs from these multipliers MLT1 to MLTn,
RFM is a radio modulator that modulates the output of the addition calculator ADD to a radio frequency, amplifies and outputs the power, and ANT is an antenna that transmits the output from the radio modulator RFM as a radio wave.

【０００９】入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎに入力されたデー
タ系列Ｄ１〜Ｄｎはそれぞれ対応する変調器Ｍ１〜Ｍｎ
に入力され、ＢＰＳＫ変調されることにより、“１”も
しくは“−１”にマッピングされる。変調器Ｍ１〜Ｍｎ
によりＢＰＳＫ変調された信号はそれぞれ対応する系に
おける拡散系列発生器Ｇ１〜Ｇｎより発生する拡散符号
Ｃ１〜Ｃｎと乗算される（論理回路のＥＸＯＲ（排他的
論理和）による論理演算処理を施すことによっても実現
可能）。The data series D1 to Dn input to the input terminals IN1 to INn are respectively corresponding modulators M1 to Mn.
Is input to the input terminal and is BPSK-modulated to be mapped to "1" or "-1". Modulators M1 to Mn
The signals BPSK-modulated by are multiplied by the spreading codes C1 to Cn generated by the spreading sequence generators G1 to Gn in the corresponding systems (by performing logical operation processing by EXOR (exclusive OR) of logic circuits). Is also feasible).

【００１０】ここで、拡散符号は、それぞれの拡散符号
出力器Ｃ１〜Ｃｎで互いに相関の低い符号が用いられ
る。符号の例としてはＭ系列やＧｏｌｄ符号あるいはア
ダマール系列等が知られている。これらの符号は相互相
関が低いため、その性質を用いて符号多重を行うことが
可能となる。Here, as the spreading code, codes having low correlation with each other are used in the spreading code output devices C1 to Cn. As examples of codes, M series, Gold codes, Hadamard series, and the like are known. Since these codes have low cross-correlation, it is possible to perform code multiplexing by using their properties.

【００１１】各々の拡散符号Ｃ１〜Ｃｎで拡散された信
号は多重回路（加算器）ＡＤＤにより加算され、その後
に無線変調器ＲＦＭにより無線信号に変換され、電力増
幅された後、アンテナＡＮＴから放射される。有線伝送
の場合には所定フォーマットに変換された後伝送が行わ
れる。The signals spread by the spreading codes C1 to Cn are added by a multiplexing circuit (adder) ADD, then converted into a radio signal by a radio modulator RFM, power-amplified, and then radiated from an antenna ANT. To be done. In the case of wire transmission, the data is transmitted after being converted into a predetermined format.

【００１２】つぎに受信系の構成を説明する。受信系は
図２４に示すように、電波を受信するアンテナＡＮＴ、
この受信した電波を増幅し、復調する無線復調器ＲＦ
Ｄ、この無線復調器ＲＦＤで復調された出力を濾波する
フィルタＦＴ、このフィルタＦＴからの出力より拡散符
号ａを抽出して拡散符号ａで拡散変調された信号の復調
をする相関器ＣＲＲａ、フィルタＦＴからの出力より拡
散符号ｂを抽出して該拡散符号ｂで拡散変調された信号
の復調をする相関器ＣＲＲｂ、相関器ＣＲＲａからの出
力を一次変調であるＢＰＳＫ変調に対応してＢＰＳＫ復
調し、出力する復調器ＤＭＯＤａ、相関器ＣＲＲｂから
の出力を一次変調であるＢＰＳＫ変調に対応してＢＰＳ
Ｋ復調し、出力する復調器ＤＭＯＤｂよりなる。なお、
ＯＵＴａは復調器ＤＭＯＤａの出力端子、ＯＵＴｂは復
調器ＤＭＯＤｂの出力端子である。Next, the structure of the receiving system will be described. As shown in FIG. 24, the receiving system includes an antenna ANT that receives radio waves,
Radio demodulator RF that amplifies and demodulates this received radio wave
D, a filter FT that filters the output demodulated by the radio demodulator RFD, a correlator CRRa that extracts the spread code a from the output from the filter FT, and demodulates the signal spread-modulated by the spread code a, and a filter Correlator CRRb that extracts the spread code b from the output from the FT and demodulates the signal spread and modulated by the spread code b, and the output from the correlator CRRa is BPSK demodulated corresponding to the BPSK modulation that is the primary modulation. , The output demodulator DMODa and the output from the correlator CRRb correspond to the BPSK modulation which is the primary modulation by the BPS.
It is composed of a demodulator DMODb for K demodulating and outputting. In addition,
OUTa is an output terminal of the demodulator DMODa, and OUTb is an output terminal of the demodulator DMODb.

【００１３】このような構成において、受信側ではアン
テナＡＮＴから入力された受信信号は無線復調器ＲＦＤ
により所定のＩＦ（中間周波数）あるいはベースバンド
信号に変換された後、受信側で必要とするデータに割り
当てられた拡散符号ａ，ｂを抽出する相関器ＣＲＲａ，
ＣＲＲｂにより、拡散符号ａ，ｂを抽出し、拡散符号
ａ，ｂで拡散変調された信号の復調を行う。その後に一
次変調であるＢＰＳＫ変調に対応した復調器ＤＭＯＤ
ａ，ＤＭＯＤｂによりデータ系列Ｄａ，Ｄｂを取り出
し、出力端子ＯＵＴａ，ＯＵＴｂより出力する。In such a configuration, on the receiving side, the received signal input from the antenna ANT is the radio demodulator RFD.
After being converted into a predetermined IF (intermediate frequency) or baseband signal by the correlator, a correlator CRRa, which extracts the spread codes a and b assigned to the data required on the receiving side,
The spread codes a and b are extracted by the CRRb, and the signals spread-modulated by the spread codes a and b are demodulated. After that, a demodulator DMOD corresponding to the primary modulation BPSK modulation
The data series Da and Db are taken out by a and DMODb, and output from the output terminals OUTa and OUTb.

【００１４】別の従来例を図２６（ａ），（ｂ）に示
す。この従来例は、送信系の場合、図２６（ａ）に示す
ようにデータ系列Ｄを、一次変調器ＭによりＢＰＳＫ変
調した後、拡散符号発生器Ｇの発生する拡散符号により
乗算器ＭＬＴａにより乗算されて拡散変調が行われた
後、ガウスフィルタＦＴを通し、その後、ＦＳＫ変調器
ＭＯＤによりＦＳＫ変調（周波数変調）を行っているも
のである（電子情報通信学会 １９９１年秋全国大会Ａ
−９１；１９９４年秋全国大会Ａ−１４６）。Another conventional example is shown in FIGS. 26 (a) and 26 (b). In this conventional example, in the case of a transmission system, a data sequence D is BPSK-modulated by a primary modulator M and then multiplied by a spreading code generated by a spreading code generator G by a multiplier MLTa as shown in FIG. After being spread and modulated, it is passed through a Gaussian filter FT, and then FSK modulation (frequency modulation) is performed by an FSK modulator MOD (IEICE Autumn 1991 National Convention A).
-91; Autumn 1994 National Convention A-146).

【００１５】受信側では、これとは逆の操作を施すこと
で、データ系列の復調を行う。すなわち、図２６（ｂ）
に示すように、アンテナＡＮＴにより受信した電波は、
無線復調器ＲＦＤより、中間周波数あるいはベースバン
ド信号に変換された後、ＭＳＫ復調器ＤＭＯＤによりＭ
ＳＫ復調され、さらに拡散符号発生器Ｇの出力する拡散
符号と乗算器ＭＬＴｂにより乗算されてから、ＢＰＳＫ
復調器ＤＭＯＤによりＢＰＳＫ復調されてデータ系列と
して出力される。On the receiving side, the reverse operation to this is performed to demodulate the data sequence. That is, FIG. 26 (b)
As shown in, the electric wave received by the antenna ANT is
After being converted to an intermediate frequency or baseband signal by the radio demodulator RFD, M is demodulated by the MSK demodulator DMOD.
It is SK demodulated, further multiplied by the spreading code output from the spreading code generator G by the multiplier MLTb, and then BPSK
The demodulator DMOD demodulates it to BPSK and outputs it as a data sequence.

【００１６】この従来例では、スペクトル拡散変調を行
った後にＧＭＳＫ変調を施すことで、周波数利用効率の
良いシステムを構成することが可能であるとしている。In this conventional example, it is possible to construct a system with good frequency utilization efficiency by performing GMSK modulation after performing spread spectrum modulation.

【００１７】もう１つの従来例を図２７に示す。この例
では、狭帯域通信の１６値ＱＡＭ変調器ＭＯＤを用いて
入力データ系列Ｄを１６値ＱＡＭ変調し、これを無線変
調器ＲＦＭにより無線周波数に変調してアンテナＡＮＴ
より送信する構成としたものである。１６値ＱＡＭ変調
器ＭＯＤでは入力されるデータ系列Ｄの４ビットをＱＡ
Ｍ変調して、図２８に示すような信号点にマッピングを
行い、無線変調器ＲＦＭで無線信号に変換を施した後、
アンテナＡＮＴより送信する。FIG. 27 shows another conventional example. In this example, a 16-value QAM modulator MOD for narrowband communication is used to perform 16-value QAM modulation on an input data sequence D, and a radio modulator RFM modulates the input data sequence D to a radio frequency to obtain an antenna ANT.
It is configured to transmit more. In the 16-value QAM modulator MOD, 4 bits of the input data series D are QA
After M-modulating and mapping the signal points as shown in FIG. 28 and converting the radio signal by the radio modulator RFM,
It transmits from the antenna ANT.

【００１８】この方式の利点は、つぎのようなものであ
る。伝送路が時間と供に変動するような環境で通信を行
う場合、図２９に示すように、伝送路を時間的にみた場
合におけるある特定の区間を位相振幅推定区間として定
め、この位置に既知のデータを挿入する。ここでは図２
８のＡ点に当たるデータをこの区間に挿入する。伝送路
の変動により、振幅と位相は時々刻々変化するが、位相
振幅推定区間にはＡ点の信号が送られてくるとわかって
いるため、その値を基準にして後のデータ区間では復調
を行う。The advantages of this method are as follows. When communication is performed in an environment in which the transmission path fluctuates with time, as shown in FIG. 29, a certain section when the transmission path is viewed in terms of time is set as the phase amplitude estimation section and is known at this position. Insert the data of. Figure 2 here
Data corresponding to point A of 8 is inserted in this section. Amplitude and phase change momentarily due to fluctuations in the transmission line, but it is known that the signal at point A is sent to the phase amplitude estimation section, so demodulation is performed in subsequent data sections based on that value. To do.

【００１９】このように、位相振幅推定区間を設けるこ
とで、伝送路変動がある場合にもＱＡＭでの伝送が実現
できるようになる。As described above, by providing the phase amplitude estimation section, QAM transmission can be realized even when there is a change in the transmission path.

【００２０】[0020]

【発明が解決しようとする課題】符号多重通信方式には
上述したように、種々の構成があるが、これらは次に示
すような問題を抱えている。The code multiplex communication system has various configurations as described above, but these have the following problems.

【００２１】図２３，図２４に示す従来例での問題点を
図２５を用いて説明する。各ＢＰＳＫ変調されたデータ
系列は各々の拡散符号Ｃ１〜Ｃｎにより拡散される。こ
こでは拡散符号として符号長＝４のアダマール系列を用
いており、各拡散符号間では互いに相互相関値は“０”
である。The problems in the conventional example shown in FIGS. 23 and 24 will be described with reference to FIG. Each BPSK-modulated data sequence is spread by each spreading code C1 to Cn. Here, a Hadamard sequence having a code length of 4 is used as the spreading code, and the cross-correlation value between the spreading codes is “0”.
Is.

【００２２】拡散された信号（乗算器ＭＬＴ１〜ＭＬＴ
４の出力）は、多重回路（加算器）ＡＤＤにより多重さ
れる。この多重回路ＡＤＤによる加算により多重された
信号は図２５の（ｍ）に示すような値となる。ここでは
４つのデータが多重されたため、多重された信号は“−
４”〜“＋４”の振幅を持つ。Spread signal (multipliers MLT1 to MLT
4) are multiplexed by a multiplexing circuit (adder) ADD. The signal multiplexed by the addition by the multiplexing circuit ADD has a value as shown in (m) of FIG. Since four data are multiplexed here, the multiplexed signal is "-
It has an amplitude of 4 "to" +4 ".

【００２３】多重数を増すためには、符号長の長い系列
を用いて同様の操作を行うのであるが、多重数を増すと
多重された信号の振幅値も増すことになる。例えば、多
重数を“６４”とした場合、多重された信号は“−６
４”〜“＋６４”の振幅値を持つことになる。In order to increase the number of multiplexed signals, the same operation is performed using a sequence having a long code length. However, when the number of multiplexed signals is increased, the amplitude value of the multiplexed signal also increases. For example, when the number of multiplexing is “64”, the multiplexed signal is “−6”.
It has an amplitude value of 4 "to" +64 ".

【００２４】そして、符号多重通信方式では、この振幅
値が保存されないと符号間の干渉が現れてくる。たとえ
相互相関値の低い系列を用いても、受信側では相互相関
値が大きくなってしまい、符号によるデータ系列間の分
離が困難となってしまうという問題がある。Then, in the code multiplex communication system, if the amplitude value is not stored, interference between codes appears. Even if a sequence having a low cross-correlation value is used, there is a problem that the cross-correlation value becomes large on the receiving side and it becomes difficult to separate the data sequences by the code.

【００２５】そのため、従来の符号多重通信方式では図
２３に示す無線変調器ＲＦＭや図２４に示す無線復調器
ＲＦＤに、それぞれ非常に線形性の高いデバイスを使用
することが要求されていた。Therefore, in the conventional code multiplex communication system, it has been required to use devices having extremely high linearity for the radio modulator RFM shown in FIG. 23 and the radio demodulator RFD shown in FIG.

【００２６】それでも従来においては、１ＧＨｚ以下の
周波数帯を対象とするシステムを想定していたので、線
形性の高い無線デバイスの入手は容易であった。しかし
ながら、それ以上の周波数帯で通信を行おうとした場
合、拡散符号周波数で拡散を行うような広い帯域を必要
とする通信において、線形性の高いデバイスを用いよう
とすると適当なものが見当たらず、非常に大型で高価な
ものしかない。Even so, in the past, since a system intended for a frequency band of 1 GHz or less was assumed, it was easy to obtain a wireless device having high linearity. However, when trying to communicate in a frequency band higher than that, in a communication that requires a wide band such as spreading at a spread code frequency, there is no suitable one when trying to use a device with high linearity, They are very large and expensive.

【００２７】マルチメディアの進展等に伴い、動画像情
報等の伝送が要求されており、この場合、１００Ｍｂｐ
ｓ程度以上の伝送レートを必要とするから、その帯域幅
も１００ＭＨｚは必要となり、このような周波数帯域幅
を使用するためには、既に他の利用に割り当てられて空
き領域の乏しいマイクロ波帯は利用不可能であるから、
ＧＨｚ帯の電波を使用せざるを得ない。With the progress of multimedia, transmission of moving image information is required. In this case, 100 Mbp is required.
Since a transmission rate of about s or more is required, its bandwidth is also required to be 100 MHz, and in order to use such a frequency bandwidth, a microwave band that has already been allocated to another use and has a short free space is required. Because it is unavailable
There is no choice but to use radio waves in the GHz band.

【００２８】この場合、伝送には当然のことながら、１
ＧＨｚ以上の周波数帯を使用することになるから、上述
した線形性の高い無線デバイスを使用することとなる
と、勢い、大型で高価なものしか入手できないから、無
線機の小型化・低消費電力化という要求は満たされない
こととなる。In this case, the transmission is naturally 1
Since the frequency band of GHz or higher is used, when the wireless device having high linearity described above is used, only a large and expensive one is available. Therefore, downsizing and low power consumption of the wireless device can be achieved. The requirement will not be met.

【００２９】将来のマルチメディア化を睨んだ場合、当
然のことながら、ユーザは個人々々であり、しかも、常
に無線機を端末装置として携帯して利用することにな
る。携帯用を考慮すると、無線機の重量を決めるのは主
にバッテリであり、大きさを決めるのはバッテリの容量
と、無線機を構成する個々のデバイスのサイズである。
従って、線形性の高い無線デバイスを使用せざる得ない
ことは、無線機の小型化・低消費電力化を妨げる結果に
なり、また、個人ユーザを対象とする場合の重要な要件
の一つでもある低価格化のネックともなる。When the future multi-media is taken into consideration, as a matter of course, the users are individuals, and the wireless device is always carried and used as a terminal device. In consideration of portability, the weight of the radio is mainly determined by the battery, and the size is determined by the capacity of the battery and the size of each device constituting the radio.
Therefore, having to use a wireless device with high linearity hinders miniaturization and low power consumption of the wireless device, and is one of the important requirements when targeting individual users. It also becomes a bottleneck for price reduction.

【００３０】さらにまた、図２４に示す受信系の構成に
おいて、相関器ＣＲＲａ，ＣＲＲｂによる相関処理をデ
ィジタル信号処理により、行うようにすることは今や一
般的となりつつある。そして、ディジタル信号処理によ
り復調を行う場合には、フィルタＦＴの後段にＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）変換器を用い、アナログ信号
をディジタル信号に変換する必要がある。Furthermore, in the configuration of the receiving system shown in FIG. 24, it is becoming more common to perform the correlation processing by the correlators CRRa and CRRb by digital signal processing. When demodulating by digital signal processing, the A / D is provided after the filter FT.
It is necessary to use an (analog / digital) converter to convert an analog signal into a digital signal.

【００３１】しかし、この場合、多重数を増加させてゆ
くと、例えば６４多重を行った場合には上述したように
“−６４”〜“＋６４”の信号のレベルをディジタル信
号として取り込む必要があるため、最低７ビットの分解
能をもつＡ／Ｄ変換器が必要となる。しかし、アンテナ
ＡＮＴから入力される受信信号の強度は一定ではなく、
また、無線復調器ＲＦＤの精度も考慮するとより、一層
の分解能が求められる。However, in this case, if the number of multiplexing is increased, for example, when 64 multiplexing is performed, it is necessary to capture the signal levels of "-64" to "+64" as a digital signal as described above. Therefore, an A / D converter having a resolution of at least 7 bits is required. However, the intensity of the received signal input from the antenna ANT is not constant,
Further, a higher resolution is required in consideration of the accuracy of the radio demodulator RFD.

【００３２】また、ＢＰＳＫ変調方式やＱＰＳＫ変調方
式による狭帯域変調を行った場合においても６ビット程
度の分解能が必要とされているが、これに多値のレベル
をもつ符号多重方式に適用すると、１３ビット以上のＡ
／Ｄ変換器が必要となってくる。Further, when narrow band modulation by the BPSK modulation system or the QPSK modulation system is performed, a resolution of about 6 bits is required. If this is applied to a code multiplexing system having multilevels, A of 13 bits or more
The / D converter becomes necessary.

【００３３】そして、このような分解能のＡ／Ｄ変換器
を必要とするということは、それ以降の相関器ＣＲＲ
ａ，ＣＲＲｂにおいても、相当の演算精度を要求される
こととなり、回路の小型化・低消費電力化の大きな障害
となることは否定できない。The need for an A / D converter having such a resolution means that the correlator CRR after that is used.
It is undeniable that a and CRRb also require a considerable amount of calculation accuracy, which is a major obstacle to circuit size reduction and power consumption reduction.

【００３４】また、図２６において説明した従来例は、
１つの拡散符号を用いてスペクトル拡散での通信を行う
ことを前提としたシステム構成であり、信号がアンテナ
ＡＮＴから送出された後に多重するという考え方はあっ
たが、信号を多重して送信するという考え方はなく、大
容量のデータを通信するには使用する帯域を広げなけれ
ばならなかった。Further, the conventional example described with reference to FIG.
The system configuration is based on the premise that spread spectrum communication is performed using one spreading code, and there was an idea that the signal is multiplexed after being transmitted from the antenna ANT, but it is said that the signal is multiplexed and transmitted. I had no idea, and had to widen the bandwidth used to communicate large amounts of data.

【００３５】データ系列の伝送速度を上げるには、対応
するＢＰＳＫ変調、拡散変調でのクロック速度を上げて
対応しなければならず、従って、それに伴い、空間で使
用する無線帯域を広げなければならないという問題点が
残る。In order to increase the transmission rate of the data sequence, it is necessary to increase the clock rate in the corresponding BPSK modulation and spread modulation, and accordingly, the radio band used in space must be widened accordingly. The problem remains.

【００３６】また、図２７に示した従来例では、高速に
変動する伝送路に対しては有効に動作しない問題があ
る。すなわち、この方式の場合、図２９に示すように、
伝送路の変動が激しく、位相振幅推定区間に続くデータ
の区間で伝送路が変動してしまう場合には、位相や振幅
が推定区間と異なるものとなり、伝送路に追従して適応
的に補正を加えるような方式を用いない限り、高い通信
品質を保つことは困難であった。Further, in the conventional example shown in FIG. 27, there is a problem that it does not operate effectively for a transmission line that changes at high speed. That is, in the case of this method, as shown in FIG.
If the transmission path fluctuates so much that the transmission path fluctuates in the data section following the phase amplitude estimation section, the phase and amplitude will differ from the estimation section, and the transmission path will be tracked and adaptively corrected. It was difficult to maintain high communication quality unless a method such as the one described above was used.

【００３７】このように、従来の符号多重通信方式はい
ずれの方式も、多くの問題を抱えており、これらの問題
を解決する技術の確立が強く望まれていた。As described above, each of the conventional code multiplex communication systems has many problems, and it has been strongly desired to establish a technique for solving these problems.

【００３８】そこで、この発明の目的とするところは、
線形性の高いデバイスを使用せずに済み、安価にシステ
ム構成ができると共に、低消費電力化が可能で、小形軽
量化が図れ、信頼性も高い符号多重通信方式の符号多重
化通信装置を提供することにある。Therefore, the object of the present invention is to
A code multiplex communication device that uses a code multiplex communication system that does not require the use of highly linear devices, enables low-cost system configuration, enables low power consumption, is compact and lightweight, and is highly reliable. To do.

【００３９】[0039]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明はつぎのように構成する。In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.

【００４０】第１には、拡散符号によって多重を行う符
号多重通信方式で、送信側では複数のデータ系列にあら
かじめ定められた変調方式で一次変調を行い、一次変調
出力データにそれぞれのデータ系列に割り当てられた拡
散符号により拡散変調である２次変調を行い、２次変調
出力データの多重を行い、多重された系列をＦＳＫ変調
（周波数変調（ＦＭ変調））することを特徴とし、受信
側では受信信号をＦＳＫ復調（ＦＭ復調）し、拡散符号
による拡散復調である２次復調を行い、一次変調に対応
した一次復調を行うことを特徴とする。The first is a code-multiplexing communication system for performing multiplexing using a spread code. On the transmitting side, primary modulation is performed on a plurality of data sequences by a predetermined modulation system, and primary modulation output data is converted into respective data sequences. It is characterized in that secondary modulation, which is spreading modulation, is performed by the assigned spreading code, secondary output data is multiplexed, and the multiplexed sequence is FSK-modulated (frequency modulation (FM modulation)). It is characterized in that the received signal is FSK demodulated (FM demodulated), the secondary demodulation which is the spread demodulation by the spread code is performed, and the primary demodulation corresponding to the primary modulation is performed.

【００４１】第２には、第１の構成において、変調手段
は定包絡線変調、例えば、ＦＳＫ変調を行うものであっ
て、複数のデータ系列を多重する多重数に応じてＦＳＫ
変調の変調指数を適応的に変化させることを特徴とす
る。Secondly, in the first configuration, the modulation means performs constant envelope modulation, for example, FSK modulation, and FSK is performed in accordance with the number of multiplexed data sequences.
It is characterized by adaptively changing the modulation index of the modulation.

【００４２】第３には、第１の構成において、前記２次
変調出力の多重を行った系列に対して、前記系列の振幅
があらかじめ定められたしきい値を越えた場合には、前
記しきい値を振幅値として出力するリミタ処理を行った
後、ＦＳＫ変調を行うことを特徴とする。Thirdly, in the case of the first configuration, when the amplitude of the sequence exceeds a predetermined threshold value with respect to the sequence in which the secondary modulation output is multiplexed, the above-mentioned procedure is performed. The method is characterized in that the FSK modulation is performed after the limiter processing for outputting the threshold value as the amplitude value.

【００４３】第４には、第１の構成において、前記２次
変調出力の多重を行った系列に対して、前記系列の平均
振幅値が予め定められた値となるように制御する振幅変
調手段、例えば、ＡＧＣ制御手段を設けると共に、これ
によりＡＧＣ制御を施した後、ＦＳＫ変調を行うことを
特徴とする。Fourthly, in the first configuration, an amplitude modulation means for controlling the average amplitude value of the sequence in which the secondary modulation output is multiplexed to be a predetermined value. For example, it is characterized in that an AGC control means is provided and FSK modulation is performed after performing AGC control by this.

【００４４】第５には、拡散符号によって多重を行う符
号多重通信方式であって、送信側では複数のデータ系列
にＱＡＭ変調方式により一次変調を行い、一次変調出力
データに対して、それぞれ拡散符号による拡散変調であ
る２次変調を行い、２次変調出力の多重を行うことを特
徴とする。Fifth, it is a code multiplex communication system that performs multiplexing by using a spread code. On the transmitting side, primary modulation is performed on a plurality of data sequences by the QAM modulation system, and the primary coded output data is spread code respectively. It is characterized in that the secondary modulation, which is the spread modulation by, is performed, and the secondary modulation output is multiplexed.

【００４５】第６には、第５の構成において、前記複数
データ系列の内の所定の系列を既知とし、受信側では前
記既知系列に対応した拡散符号による２次復調を行い、
２次復調出力に基づきＱＡＭ復調を行う時の基準位相お
よび基準振幅を算出し、基準位相・振幅に基づいて前記
既知系列以外のデータ系列の復調を行うことを特徴とす
る。Sixthly, in the fifth configuration, a predetermined sequence of the plurality of data sequences is made known, and the receiving side performs secondary demodulation with a spreading code corresponding to the known sequence,
It is characterized in that a reference phase and a reference amplitude for QAM demodulation are calculated based on the secondary demodulation output, and a data sequence other than the known sequence is demodulated based on the reference phase and amplitude.

【００４６】第７には、第１および５の構成において、
拡散変調に用いる拡散符号が直交系列であることを特徴
とする。Seventh, in the first and fifth configurations,
The spreading code used for spreading modulation is an orthogonal sequence.

【００４７】[0047]

【作用】第１の構成においては、複数のデータ系列に予
め定められた変調方式で一次変調を行い、一次変調出力
データにそれぞれのデータ系列に割り当てられた拡散符
号により拡散変調である２次変調を行い、さらにこの２
次変調出力データの多重を行い、多重された系列をＦＳ
Ｋ変調（ＦＭ変調）して送信する。一方、受信側では、
受信信号をＦＳＫ復調（ＦＭ復調）し、拡散符号による
拡散復調である２次復調を行って一次変調に対応した一
次復調を行い、データ系列を復元する。In the first configuration, the primary modulation is performed on a plurality of data series by a predetermined modulation method, and the secondary modulation, which is spread modulation by the spreading code assigned to each data series, is performed on the primary modulation output data. And then this 2
The next modulated output data is multiplexed, and the multiplexed sequence is FS
It is transmitted after being K-modulated (FM-modulated). On the other hand, on the receiving side,
The received signal is FSK demodulated (FM demodulated), the secondary demodulation, which is the spread demodulation by the spread code, is performed, the primary demodulation corresponding to the primary modulation is performed, and the data sequence is restored.

【００４８】送信信号を複数のデータ系列に分けて、そ
のデータ系列毎に異なる拡散符号で拡散を行い、多重を
して送信をする場合、従来のように拡散符号で拡散した
後に多重を行うと、多レベルの振幅値を持った信号が出
力され、この信号レベルがＭ値をとるものとすると、一
次変調をＢＰＳＫで行った場合、４多重では（−４，−
２，０，２，４）のレベルを採り得るのでＭ＝５、５多
重では（−５，−３，−１，１，３，５）のＭ＝６、ｎ
多重ではＭ＝ｎ＋１となる。When a transmission signal is divided into a plurality of data series, spread by different spreading codes for each data series, and multiplexed for transmission, when spreading is performed after spreading with a spreading code as in the conventional case, multiplexing is performed. , A signal having multi-level amplitude values is output, and assuming that this signal level takes an M value, when primary modulation is performed by BPSK, (4,-
2,0,2,4), M = 5, and (5, -3, -1,1,3,5) M = 6, n
In multiplexing, M = n + 1.

【００４９】ここで、各信号速度を次のように定義す
る。Here, each signal speed is defined as follows.

【００５０】 (i) データ系列の伝送速度をビットレート； (ii) 一次変調を行った後のシンボルの伝送速度をシン
ボルレート； (iii) 拡散符号により拡散を行った信号の速度をチップ
レート； 本発明では、多重した後のＭレベルの信号をＭ値ＦＳＫ
のデータ系列としてＦＳＫ変調を行う。ＦＳＫ変調方式
は定包絡線変調である。そのため無線変調器は非線形で
あってもその情報が失われることはない。ＦＳＫ変調を
施された信号は送信に供される。無線通信装置である場
合、ＦＳＫ変調を施された信号は無線信号に変換された
後、アンテナから送信される。(I) Transmission rate of data sequence is bit rate; (ii) Transmission rate of symbol after primary modulation is symbol rate; (iii) Transmission rate of signal spread by spreading code is chip rate; In the present invention, the M-level signal after multiplexing is converted into the M-value FSK.
FSK modulation is performed as the data sequence of. The FSK modulation method is constant envelope modulation. Therefore, even if the wireless modulator is non-linear, the information is not lost. The signal subjected to FSK modulation is provided for transmission. In the case of a wireless communication device, an FSK-modulated signal is converted into a wireless signal and then transmitted from an antenna.

【００５１】受信側では受信信号をＦＳＫ復調する。Ｆ
ＳＫ復調では振幅成分に情報はないため、復調前にリミ
タによる振幅制限を行っても誤りの劣化は少ない。ＦＳ
Ｋ復調を行った後、相関器等による拡散復調が行われ
る。拡散復調の後ＢＰＳＫの復調を行うことでデータ系
列を再生する。On the receiving side, the received signal is FSK demodulated. F
Since there is no information on the amplitude component in SK demodulation, even if the amplitude is limited by the limiter before demodulation, the deterioration of errors is small. FS
After K demodulation, spread demodulation by a correlator or the like is performed. The data sequence is reproduced by performing BPSK demodulation after spread demodulation.

【００５２】本発明では直接拡散法による符号多重通信
方式において、ＦＳＫ変調波を介することで、無線変調
する際に、無線変調を行う手段の構成デバイスに要求さ
れる線形性の問題が緩和され、さらに受信側でのＡＧＣ
（Ａｏｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）の
精度も緩和され、リミタの採用も可能となる。According to the present invention, in the code multiplex communication method by the direct spread method, the problem of the linearity required for the constituent device of the means for performing the wireless modulation is mitigated when the wireless modulation is performed by using the FSK modulated wave. AGC on the receiving side
The accuracy of (Atomatic Gain Control) is also eased, and it becomes possible to adopt a limiter.

【００５３】第５の構成の場合はつぎのような作用によ
り効果を得る。In the case of the fifth structure, the following effects are obtained.

【００５４】複数のデータ系列をＱＡＭ変調方式を用い
てマッピングを行う。ＱＡＭ変調方式ではＢＰＳＫなど
の多値数の小さい変調方式に比較してシンボル当たりに
送信できるビット数が多く、周波数利用効率は上昇す
る。複数のデータ系列のうち、予め定められたデータ系
列に既知の信号を割り当てる。ＱＡＭマッピングを施し
た信号に各データ系列に対応したそれぞれの拡散符号に
より拡散変調を行う。拡散変調を行った後に多重化し、
無線変調を行い、送信する。符号多重による通信では、
各データ系列は同じ時間・周波数で送信され、その分離
は符号により行われているのみである。A plurality of data sequences are mapped by using the QAM modulation method. In the QAM modulation method, the number of bits that can be transmitted per symbol is larger than that in a modulation method having a small multi-valued number such as BPSK, and the frequency utilization efficiency is increased. A known signal is assigned to a predetermined data series of the plurality of data series. Spreading modulation is performed on the signal subjected to QAM mapping by each spreading code corresponding to each data sequence. After spreading modulation, multiplex,
Performs wireless modulation and transmits. In code multiplex communication,
Each data series is transmitted at the same time and frequency, and the separation is done only by the code.

【００５５】従って、時間的伝送路変動の影響（振幅お
よび位相の変動）は各データ系列で同等に受けることと
なる。ＱＡＭを行った後に符号多重を行い、その１系列
に振幅と位相を推定するための既知信号を挿入する。Therefore, the influence of the temporal transmission line fluctuation (fluctuation in amplitude and phase) is equally affected by each data series. After performing QAM, code multiplexing is performed, and a known signal for estimating the amplitude and the phase is inserted into the one sequence.

【００５６】復調側では、既知信号により振幅と位相を
推定し、その推定値を用いてデータの復調を行う。On the demodulation side, the amplitude and phase are estimated from the known signal, and the estimated value is used to demodulate the data.

【００５７】既知信号は他のデータ系列と同じ時間・周
波数上を伝送されているため、データを復調する時点で
の位相と振幅を推定することが出来、高速の伝送路変動
がある場合にも精度の良い復調を行うことが可能とな
る。Since the known signal is transmitted on the same time and frequency as other data series, the phase and amplitude at the time of demodulating the data can be estimated, and even when there is a high-speed transmission line fluctuation. It becomes possible to perform accurate demodulation.

【００５８】以上、この発明によれば、線形性の高いデ
バイスを使用せずに済み、安価にシステム構成ができる
と共に、低消費電力化が可能で、小形軽量化が図れ、信
頼性も高い符号多重通信方式の符号多重化通信装置を提
供することができる。As described above, according to the present invention, it is not necessary to use a device having high linearity, the system configuration can be inexpensive, the power consumption can be reduced, the size and weight can be reduced, and the code can be highly reliable. It is possible to provide a code multiplexing communication device of a multiple communication system.

【００５９】[0059]

【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
して説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００６０】（第１の実施例）第１の実施例を図１に示
す。(First Embodiment) FIG. 1 shows a first embodiment.

【００６１】図において、ＩＮ１〜ＩＮｎはそれぞれ入
力端子、Ｄ１〜Ｄｎはそれぞれデータ系列、１‐１〜１
‐ｎはそれぞれ一次変調器、２‐１〜２‐ｎはそれぞれ
拡散符号発生回路、３‐１〜３‐ｎはそれぞれ乗算器、
４は多重回路、５はＦＳＫ変調器、６は無線変調（Ｒ
Ｆ）器、ＡＮＴａはアンテナであり、これらで送信系を
構成している。In the figure, IN1 to INn are input terminals, D1 to Dn are data series, 1-1 to 1 respectively.
-N is a primary modulator, 2-1 to 2-n are spreading code generating circuits, 3-1 to 3-n are multipliers,
4 is a multiplexing circuit, 5 is an FSK modulator, 6 is a radio modulation (R
F) The device and ANTa are antennas, and these constitute a transmission system.

【００６２】これらのうち、一次変調器１‐１〜１‐ｎ
は入力を一次変調するものであり、それぞれ入力端子Ｉ
Ｎ１〜ＩＮｎのうちの対応する一つに接続されている。
拡散符号発生回路２‐１〜２‐ｎはそれぞれ異なる拡散
符号を発生するものであり、乗算器３‐１〜３‐ｎはそ
れぞれ一次変調器１‐１〜１‐ｎにそれぞれ対応して設
けられていて、一次変調器１‐１〜１‐ｎからの出力
を、自己に対応する拡散系列発生回路２‐１〜２‐ｎの
出力する拡散符号と乗算して出力するものである。Of these, the primary modulators 1-1 to 1-n
Are for primary modulation of the input, and the input terminals I respectively
It is connected to the corresponding one of N1 to INn.
The spread code generation circuits 2-1 to 2-n generate different spread codes, and the multipliers 3-1 to 3-n are provided corresponding to the primary modulators 1-1 to 1-n, respectively. That is, the outputs from the primary modulators 1-1 to 1-n are multiplied by the spreading codes output from the spreading sequence generating circuits 2-1 to 2-n corresponding to the primary modulators and output.

【００６３】また、多重回路４は乗算器３‐１〜３‐ｎ
からの出力を加算するものであり、ＦＳＫ変調器５はこ
の多重回路４の出力をＦＳＫ変調（ＦＭ変調）して出力
するものであり、無線変調（ＲＦ）器６はＦＳＫ変調器
５からのＦＳＫ変調出力を無線周波数に変調し、電力増
幅して出力するものであり、アンテナＡＮＴａはこの無
線変調器６からの出力を電波として送信するためのもの
である。The multiplexing circuit 4 is composed of multipliers 3-1 to 3-n.
The FSK modulator 5 outputs the output of the multiplex circuit 4 after FSK modulation (FM modulation), and the wireless modulator (RF) 6 outputs the output from the FSK modulator 5. The FSK modulation output is modulated to a radio frequency, the power is amplified and output, and the antenna ANTa is for transmitting the output from the radio modulator 6 as a radio wave.

【００６４】また、受信系は次の要素で構成されてい
る。すなわち、アンテナＡＮＴｂ、無線復調器７、ＦＳ
Ｋ復調器８、相関器９、拡散符号発生器１０、一次復調
復調器１１であり、これらのうち、アンテナＡＮＴｂは
電波を受信するためのものであり、無線復調器７はこの
受信した電波を増幅し、中間周波数あるいはベースバン
ド周波数に復調するためのものであり、ＦＳＫ復調器８
はこの復調された信号をＦＳＫ復調（ＦＭ復調）するた
めのものであり、拡散符号発生器１０は拡散符号を発生
するためのものであり、相関器９はこの拡散符号でＦＳ
Ｋ復調器８の出力を復調することにより、拡散変調され
た信号の復調をするためのものであり、一次復調器１１
はこの相関器９の出力を一次復調して元のデータ系列に
戻すものである。The receiving system is composed of the following elements. That is, the antenna ANTb, the wireless demodulator 7, the FS
A K demodulator 8, a correlator 9, a spread code generator 10, and a primary demodulation demodulator 11. Among these, the antenna ANTb is for receiving a radio wave, and the radio demodulator 7 transmits the received radio wave. The FSK demodulator 8 is for amplifying and demodulating to an intermediate frequency or a baseband frequency.
Is for FSK demodulation (FM demodulation) of this demodulated signal, the spread code generator 10 is for generating spread code, and the correlator 9 is FS with this spread code.
This is for demodulating the output of the K demodulator 8 to demodulate the spread-modulated signal.
Is for primary demodulating the output of the correlator 9 to restore the original data sequence.

【００６５】次に上記構成の実施例の作用を説明する。Next, the operation of the embodiment having the above configuration will be described.

【００６６】このような構成において、送信系には複数
のデータ系列Ｄ１〜Ｄｎが入力される。このデータ系列
は１ユーザが高速な通信を行う場合には、高速なデータ
系列に対してＳ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行
い、１／ｎのデータ伝送速度としたものでも良いし、ｎ
人のユーザに対して１データ系列づつが割り当てられた
ものでも良い。本実施例ではｎ人のユーザに対して１デ
ータ系列づつが割り当てられたものとし、復調側ではデ
ータ系列ａに対して復調が行われるものとして説明す
る。In such a configuration, a plurality of data series D1 to Dn are input to the transmission system. When one user performs high-speed communication, this data series may be S / P (serial / parallel) converted to a high-speed data series to have a data transmission rate of 1 / n, or n
One data sequence may be assigned to each user. In this embodiment, one data sequence is assigned to n users, and the demodulation side demodulates the data sequence a.

【００６７】送信系における入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎに
入力されたデータ系列Ｄ１〜Ｄｎは各々対応する一次変
調器１‐１〜１‐ｎで変調されることにより予め定めら
れたマッピングが施される。一次変調の例としてはＢＰ
ＳＫ変調方式やＱＰＳＫ変調方式が一般的であり、ま
た、ＦＳＫ変調方式による一次変調も提案されているの
でこれらのうちの所望の変調方式を使用すれば良い。The data series D1 to Dn input to the input terminals IN1 to INn in the transmission system are subjected to predetermined mapping by being modulated by the corresponding primary modulators 1-1 to 1-n. BP as an example of primary modulation
Since the SK modulation system and the QPSK modulation system are generally used, and the primary modulation by the FSK modulation system is also proposed, a desired modulation system among these may be used.

【００６８】一次変調器１‐１〜１‐ｎで一次変調され
た信号は、データ系列毎に異なる拡散符号により、スペ
クトラム拡散変調が施される。The signals primary-modulated by the primary modulators 1-1 to 1-n are subjected to spread spectrum modulation by different spreading codes for each data series.

【００６９】スペクトラム拡散変調は拡散符号発生回路
２‐１〜２‐ｎより発生された拡散符号を使用して、一
次変調器１‐１〜１‐ｎの出力の乗算を行う乗算器３‐
１〜３‐ｎにより実現される。スペクトラム拡散変調を
施すことにより、拡散されたそれぞれの信号は多重回路
４により符号多重が行われる。符号多重が行われた信号
は多レベルの振幅値を持つチップレートの伝送速度の信
号である。The spread spectrum modulation uses the spread codes generated by the spread code generation circuits 2-1 to 2-n to multiply the outputs of the primary modulators 1-1 to 1-n by a multiplier 3
1 to 3-n. The signals spread by the spread spectrum modulation are code-multiplexed by the multiplexing circuit 4. The code-multiplexed signal is a signal having a chip rate transmission rate having multi-level amplitude values.

【００７０】一次変調にＢＰＳＫ変調方式を用いた場
合、多重数を“ｎ”とすると、多値レベルのレベル数Ｍ
はＭ＝ｎ＋１である。多重化された信号をＭ値ＦＳＫ変
調によるデータ系列とみなし、Ｍ値ＦＳＫ変調をＦＳＫ
変調器５により行う。When the BPSK modulation method is used for the primary modulation and the number of multiplexing is "n", the number of levels M of multi-valued levels is M.
Is M = n + 1. The multiplexed signal is regarded as a data sequence by M-ary FSK modulation, and M-ary FSK modulation is performed by FSK.
This is performed by the modulator 5.

【００７１】ここで多重数が大きくなるとＭも大きくな
り、多重化回路４の出力は離散的な値ではあるものの、
その分解能が小さくなることから、ほとんどアナログ信
号とみなすことも出来る。Here, as the number of multiplexing increases, M also increases, and although the output of the multiplexing circuit 4 is a discrete value,
Since the resolution is small, it can be almost regarded as an analog signal.

【００７２】従って、Ｍ値ＦＳＫ変調器は通常のＦＭ通
信で用いられるＦＭ変調器とみなすことも出来、これは
ＦＭ変調器を用いても本発明が実現できることを示して
いる。Ｍ値ＦＳＫ変調された信号はもはや定包絡線変調
波であり、従って、線形性の低い無線変調（ＲＦ）器６
を用いて無線周波数へと変換できる。Therefore, the M-ary FSK modulator can also be regarded as an FM modulator used in ordinary FM communication, which shows that the present invention can be realized by using the FM modulator. The M-ary FSK-modulated signal is no longer a constant envelope modulated wave, and therefore has a low linearity radio modulator (RF) 6
Can be converted to radio frequency.

【００７３】受信系である復調側では、無線周波数から
中間周波数あるいはベースバンド周波数への変換を無線
復調器７を用いて行い、その後にＦＳＫ復調を行う。本
実施例では無線での伝送を仮定しているため、アンテナ
ＡＮＴｂから受信される電界強度の変動は大きい。通常
の無線通信では電界強度の変動を吸収するため、無線復
調器にＡＧＣ（自動利得制御回路）あるいはリミタとい
う振幅調整回路を用いる。本実施例では定包絡線変調で
あるＦＳＫ変調での無線伝送を行っているため、振幅調
整にリミタ回路が使用できる。On the demodulation side, which is the receiving system, the radio frequency is converted to the intermediate frequency or the baseband frequency by using the radio demodulator 7, and then FSK demodulation is performed. Since wireless transmission is assumed in this embodiment, the electric field strength received from the antenna ANTb varies greatly. In normal wireless communication, an amplitude adjusting circuit called an AGC (automatic gain control circuit) or a limiter is used for the wireless demodulator in order to absorb the fluctuation of the electric field strength. In this embodiment, since wireless transmission is performed by FSK modulation which is constant envelope modulation, a limiter circuit can be used for amplitude adjustment.

【００７４】また、無線復調器７においても高い線形性
のデバイスは必要ない。ＦＳＫ復調器８からの出力を用
い、以下は従来の符号多重通信方式と同様の相関器９に
よる拡散符号発生器１０の拡散符号を利用した相関処
理、一次復調器１１による一次復調処理が行われ、デー
タ系列Ｄａが復調される。Also, the radio demodulator 7 does not require a device having high linearity. The output from the FSK demodulator 8 is used, and thereafter, the correlation processing using the spreading code of the spreading code generator 10 by the correlator 9 and the primary demodulation processing by the primary demodulator 11 similar to the conventional code multiplex communication system are performed. , The data series Da is demodulated.

【００７５】ＦＳＫの変調および復調が理想的に行わ
れ、ＦＳＫ変調器への入力がそのままＦＳＫ復調器で得
られる場合には、その外側での処理は従来の符号多重通
信方式の構成である。When the FSK modulation and demodulation are ideally performed and the input to the FSK modulator can be directly obtained by the FSK demodulator, the processing outside thereof is of the conventional code multiplex communication system.

【００７６】本発明の第１の実施例では、従来の符号多
重方式にＦＳＫ変調器・復調器を付加することで、無線
変調器に過剰な線形性要求せず、リミタによる簡易な振
幅調整が行えるようになり、性能的には従来の符号多重
通信方式と変わらない伝送を行うことを可能とする。In the first embodiment of the present invention, by adding an FSK modulator / demodulator to the conventional code multiplexing system, excessive linearity is not required for the radio modulator, and simple amplitude adjustment by the limiter is possible. As a result, it is possible to perform transmission that is the same as the conventional code multiplex communication method in terms of performance.

【００７７】つぎに第１の実施例で、１ユーザが複数の
データ系列を用いて復調を行うことができるようにする
通信形態を採用する場合に必要な、復調器の構成例を図
２に示す。図において、２１は遅延ロックループ（ＤＬ
Ｌ）であり、９‐１〜９‐ｎはそれぞれ相関器、１１‐
１〜１１‐ｎは一次復調器である。この回路は図１にお
けるＦＳＫ復調器８後段の構成に置き換えれば良い。Next, in the first embodiment, an example of the structure of the demodulator required when adopting a communication mode that enables one user to perform demodulation using a plurality of data sequences is shown in FIG. Show. In the figure, 21 is a delay locked loop (DL
L), 9-1 to 9-n are correlators, 11-
1 to 11-n are primary demodulators. This circuit may be replaced with a configuration subsequent to the FSK demodulator 8 in FIG.

【００７８】このような構成においては、ＦＳＫ復調器
８によりＦＳＫ復調された信号は、それぞれのデータ系
列を拡散変調した符号（拡散符号Ｃ１〜Ｃｎ）に対応す
る相関器９‐１〜９‐ｎで拡散復調される。ここで拡散
復調においては、入力される信号と相関器９‐１〜９‐
ｎで相関をとる拡散符号Ｃ１〜Ｃｎの符号同期をとらな
ければならない。これは通常のスペクトラム通信では符
号同期は遅延ロックループ（ＤＬＬ）により実現され
る。In such a configuration, the signals FSK-demodulated by the FSK demodulator 8 are the correlators 9-1 to 9-n corresponding to the codes (spread codes C1 to Cn) obtained by spreading and modulating the respective data sequences. Is spread and demodulated. Here, in the spread demodulation, the input signal and the correlators 9-1 to 9-
Code synchronization of the spread codes C1 to Cn having a correlation with n must be taken. In normal spectrum communication, this is code synchronization realized by a delay locked loop (DLL).

【００７９】本実施例では、各データ系列は各々同期し
た拡散符号により拡散変調されているため、１つの符号
についてＤＬＬ２１により符号同期をとるのみで、他の
符号についての同期も確立する。従って、１つの拡散符
号Ｃ１について相関器出力からＤＬＬを用いて符号同期
を確立すれば、同じタイミングをもって他の拡散符号Ｃ
２〜Ｃｎについても復調が行える。In this embodiment, since each data sequence is spread-modulated by the synchronized spreading code, only the code synchronization is performed by the DLL 21 for one code, and the synchronization for other codes is also established. Therefore, if code synchronization is established from the correlator output using DLL for one spread code C1, another spread code C is obtained at the same timing.
Demodulation can be performed for 2 to Cn.

【００８０】なお、各データ系列と拡散符号の同期がと
れている符号多重通信方式では、信号の電力レベルを演
算してそのピーク検出タイミングを出力する回路である
電力算出回路２２ａ〜２２ｎを使用し、そのピーク検出
タイミングを加算器ＡＤＤ１〜ＡＤＤｎにより加算して
ＤＬＬ２１に与える図３に示すような回路構成で符号同
期をとることも可能となる。In the code multiplex communication system in which each data sequence and the spread code are synchronized, the power calculation circuits 22a to 22n which are circuits for calculating the power level of the signal and outputting the peak detection timing are used. It is also possible to achieve code synchronization with the circuit configuration shown in FIG. 3 in which the peak detection timings are added by the adders ADD1 to ADDn and given to the DLL 21.

【００８１】その例を説明する。この場合、各符号間で
同期がとれているため、相関器を通した後の相関器出力
は同じ箇所に相関ピークが存在する。図４に各相関器の
出力を模式的に示す。各々のデータ系列でのシンボル同
期と拡散符号の同期のとれている符号多重方式では、そ
のシンボル区間で相関器出力のピークの時間位置が同一
である。An example will be described. In this case, since the codes are synchronized with each other, the correlator output after passing through the correlator has a correlation peak at the same position. FIG. 4 schematically shows the output of each correlator. In the code multiplexing method in which the symbol synchronization in each data sequence and the spreading code synchronization are maintained, the peak time positions of the correlator output are the same in the symbol section.

【００８２】従って、この相関をとった出力のパワーを
電力算出回路２２ａ〜２２ｎにより算出し、そのピーク
検出タイミングを求めて加算器ＡＤＤ１〜ＡＤＤｎによ
り加算を行い、この加算値によりＤＬＬ２１を動作させ
ることで、より良好な符号同期特性が得られることとな
る。Therefore, the output power obtained by this correlation is calculated by the power calculation circuits 22a to 22n, the peak detection timing is calculated, addition is performed by the adders ADD1 to ADDn, and the DLL 21 is operated by this addition value. Thus, better code synchronization characteristics can be obtained.

【００８３】これに対し、図２に示す実施例では１つの
データ系列に相当する相関器出力によりＤＬＬ２１を動
作させ、図３に示す実施例では全ての相関器出力を用い
てＤＬＬ２１を動作させている。相関器出力の加え合わ
せる数を複数とすることでＤＬＬ２１の安定度は増して
いくことになり、要求する安定度により加え合わせる多
重数は“１”〜“ｎ”の任意の数をとることが出来る。On the other hand, in the embodiment shown in FIG. 2, the DLL 21 is operated by the correlator output corresponding to one data series, and in the embodiment shown in FIG. 3, all the correlator outputs are used to operate the DLL 21. There is. The stability of the DLL 21 increases as the number of correlator outputs to be added is increased, and the number of multiplexed signals to be added may be any number from "1" to "n" depending on the required stability. I can.

【００８４】図５に他の符号同期回路を示す。上述した
図３の構成においては符号同期をとるＤＬＬ２１の入力
信号に、相関器出力の電力値を算出して加算したものを
用いたが、電力算出した後の加算ではＳ／Ｎ（信号雑音
比）は改善されない。FIG. 5 shows another code synchronization circuit. In the configuration of FIG. 3 described above, the power value of the correlator output is calculated and added to the input signal of the DLL 21 that performs code synchronization, but S / N (signal noise ratio) is used in the addition after power calculation. ) Is not improved.

【００８５】そこで、図５に示す実施例では、電力算出
回路２２ａ〜２２ｎの代わりに逓倍器２３ａ〜２３ｎを
用いるようにし、電力値を算出する代わりに、相関器出
力を逓倍した値を加算器ＡＤＤ１〜ＡＤＤｎにより加算
する。逓倍器２３ａ〜２３ｎによる倍率は、一次変調に
ＢＰＳＫ変調を用いた場合は２逓倍、ＱＰＳＫ変調では
４逓倍とする。ＢＰＳＫ変調とした場合に相関器出力の
ピークの位相はＢＰＳＫ変調方式での信号（０，１）に
対応して０π＋θ，π＋θとなる。Therefore, in the embodiment shown in FIG. 5, the multipliers 23a to 23n are used instead of the power calculation circuits 22a to 22n, and instead of calculating the power value, a value obtained by multiplying the correlator output is added. Addition is performed using ADD1 to ADDn. The multiplication factor by the multipliers 23a to 23n is 2 when the BPSK modulation is used for the primary modulation, and 4 when the QPSK modulation is used. When the BPSK modulation is used, the peak phase of the correlator output is 0π + θ, π + θ corresponding to the signal (0, 1) in the BPSK modulation method.

【００８６】ここでθは伝送路上で回転した固定的な位
相変動である。これに２逓倍を施すことで、双方の位相
は２θとなり、同一の位相となる。変調側では各データ
系列で位相も同期して変調されているため、各データ系
列に対応する相関器出力を一次変調の方式に基づいて上
述の逓倍を施すようにすることで、各データ系列の相関
器出力が同相で合成されることになる。また、ノイズ成
分については、位相がそれぞれ異なるため、結果として
信号成分のみが同相で合成され、ノイズ成分は抑圧され
て、その結果、ＤＬＬ２１に入力される信号のＳ／Ｎは
改善されることになる。Here, θ is a fixed phase fluctuation rotated on the transmission line. By multiplying this by two, both phases become 2θ and become the same phase. On the modulation side, since the phase is also synchronized with each data series, the correlator output corresponding to each data series is subjected to the above-mentioned multiplication based on the primary modulation method, so that each data series The correlator outputs will be combined in phase. Also, since the noise components have different phases, as a result, only the signal components are combined in phase, the noise components are suppressed, and as a result, the S / N of the signal input to the DLL 21 is improved. Become.

【００８７】ここで、逓倍という言葉を用いているが、
これは文字どおりの逓倍回路の機能と共に、与えられた
受信信号からデータ系列による変調位相成分を除去する
動作全般を含むものであることを付け加えておく。Although the word "multiplication" is used here,
It should be added that this includes not only the literal function of the multiplication circuit but also the entire operation of removing the modulation phase component due to the data sequence from the given received signal.

【００８８】ＢＰＳＫ変調方式の場合を例として逓倍器
の変調位相成分除去機能を説明をする。逓倍器は判定回
路を持つ。今、受信された信号の位相をΦとする。これ
を判定回路によりＢＰＳＫの復調結果である（０，１）
に判定する。そして、判定された結果が“０”であれば
“Φ＋π”を、“１”であればそのままの位相“Φ”を
出力する。このようにすることで、データ系列に起因す
る変調位相成分を除去する機能を持たせることが可能で
ある。The modulation phase component removing function of the multiplier will be described by taking the case of the BPSK modulation method as an example. The multiplier has a decision circuit. Now, let the phase of the received signal be Φ. This is the BPSK demodulation result by the determination circuit (0, 1)
To judge. If the determined result is "0", "Φ + π" is output, and if it is "1", the phase "Φ" is output as it is. By doing so, it is possible to have a function of removing the modulation phase component due to the data series.

【００８９】このようにデータ系列による変調位相成分
を除去した出力を、図５で示した逓倍回路の出力とみな
して合成復調を行うことも出来、これによって、さらな
るＳ／Ｎの改善が実現できるようになる。The output from which the modulation phase component due to the data series has been removed in this way can be regarded as the output of the multiplication circuit shown in FIG. 5 and combined demodulation can be performed, whereby a further improvement in S / N can be realized. Like

【００９０】（第２の実施例）第２の実施例を図６およ
び図７を用いて説明する。図６は送信系であり、図７は
受信系である。(Second Embodiment) A second embodiment will be described with reference to FIGS. 6 and 7. 6 shows a transmission system, and FIG. 7 shows a reception system.

【００９１】この図６に示すように送信系は、一次変調
器１‐１〜１‐ｎ、拡散符号発生回路２‐１〜２‐ｎ、
乗算器３‐１〜３‐ｎ、多重回路４、無線変調（ＲＦ）
器６、アンテナＡＮＴａとより構成されている。As shown in FIG. 6, the transmission system includes primary modulators 1-1 to 1-n, spread code generation circuits 2-1 to 2-n,
Multipliers 3-1 to 3-n, multiplex circuit 4, radio modulation (RF)
It is composed of a container 6 and an antenna ANTa.

【００９２】これらのうち、一次変調器１‐１〜１‐ｎ
は入力を一次変調するものであり、それぞれ入力端子Ｉ
Ｎ１〜ＩＮｎのうちの対応する一つに接続されている。
拡散符号発生器２‐１〜２‐ｎはそれぞれ異なる拡散符
号を発生するものであり、乗算器３‐１〜３‐ｎはそれ
ぞれ一次変調器１‐１〜１‐ｎにそれぞれ対応して設け
られていて、一次変調器１‐１〜１‐ｎからの出力を、
自己に対応する拡散符号発生器２‐１〜２‐ｎの出力す
る拡散符号と乗算して出力するものである。Of these, the primary modulators 1-1 to 1-n
Are for primary modulation of the input, and the input terminals I respectively
It is connected to the corresponding one of N1 to INn.
The spread code generators 2-1 to 2-n generate different spread codes, and the multipliers 3-1 to 3-n are provided corresponding to the primary modulators 1-1 to 1-n, respectively. Output from the primary modulators 1-1 to 1-n,
This is multiplied by the spreading code output from the spreading code generators 2-1 to 2-n corresponding to the self and output.

【００９３】また、多重回路４は乗算器３‐１〜３‐ｎ
からの出力を加算するものであり、無線変調（ＲＦ）器
６は図示は省略したが多重回路４の出力をＦＳＫ変調す
るＦＳＫ変調器からのＦＳＫ変調出力を無線周波数に変
調し、電力増幅して出力するものであり、アンテナＡＮ
Ｔａはこの無線変調器６からの出力を電波として送信す
るためのものである。The multiplexing circuit 4 is composed of multipliers 3-1 to 3-n.
Although not shown in the figure, the radio modulator (RF) 6 modulates the output of the multiplex circuit 4 by FSK modulation from the FSK modulator to a radio frequency and amplifies the power. Antenna AN
Ta is for transmitting the output from the wireless modulator 6 as a radio wave.

【００９４】この構成においては、重要度の高い情報系
列は入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎのうちの複数の入力端子に
入力し、重要度の低い情報系列は空いている入力端子の
うちの一つに入力する構成である点を除き、図１の第１
の実施例と変わりはない。In this configuration, a highly important information sequence is input to a plurality of input terminals IN1 to INn, and a less important information sequence is input to one of the vacant input terminals. 1 except for the configuration
There is no difference from the example.

【００９５】また、受信系は図７に示すように、アンテ
ナＡＮＴｂ、無線復調器７、相関器９‐１〜９‐ｎ、ス
イッチＳＷ１〜ＳＷｎ、加算器６０、一次復調器１１‐
１〜１１‐ｎ、スイッチ制御器６１とから構成されてい
る。As shown in FIG. 7, the receiving system includes an antenna ANTb, a radio demodulator 7, correlators 9-1 to 9-n, switches SW1 to SWn, an adder 60, a primary demodulator 11-.
1 to 11-n and a switch controller 61.

【００９６】これらのうち、アンテナＡＮＴｂは電波を
受信するためのものであり、無線復調器７はこの受信し
た電波を増幅し、中間周波数あるいはベースバンド周波
数に復調するためのものであり、この復調された信号は
図示しないＦＳＫ復調器によりＦＳＫ復調してから相関
器９‐１〜９‐４に入力される。Of these, the antenna ANTb is for receiving radio waves, and the radio demodulator 7 is for amplifying the received radio waves and demodulating to an intermediate frequency or baseband frequency. The generated signal is FSK demodulated by an FSK demodulator (not shown) and then input to the correlators 9-1 to 9-4.

【００９７】相関器９‐１〜９‐４には、それぞれ図示
しない拡散符号発生器から拡散符号が与えられており、
相関器９‐１〜９‐４はこの拡散符号でＦＳＫ復調出力
を復調することにより、拡散変調された信号の復調をす
る。Spreading codes are given to the correlators 9-1 to 9-4 from a spreading code generator (not shown),
The correlators 9-1 to 9-4 demodulate the spread-modulated signal by demodulating the FSK demodulated output with this spread code.

【００９８】相関器９‐１〜９‐４にはそれぞれ対応の
一次復調器１１‐１〜１１‐４が設けられており、スイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ７は、各相関器９‐１〜９‐４の出力
側に設けられた経路切り替え用のスイッチであり、各相
関器９‐１〜９‐４の出力を加算器６０に与えたり、自
己対応の一次復調器１１‐１〜１１‐４に与えたりする
ための経路切り替えを行うものである。スイッチ制御器
６１は、モードに応じてこれらのスイッチＳＷ１〜ＳＷ
７の切り替え制御を行うものである。Correlators 9-1 to 9-4 are provided with corresponding primary demodulators 11-1 to 11-4, and switches SW1 to SW7 are provided for the correlators 9-1 to 9-4. It is a switch for path switching provided on the output side, and outputs the outputs of the correlators 9-1 to 9-4 to the adder 60 or the self-corresponding primary demodulators 11-1 to 11-4. The route is switched for this purpose. The switch controller 61 controls the switches SW1 to SW depending on the mode.
7 switching control is performed.

【００９９】一次復調器１１‐１〜１１‐４は、これら
の相関器９‐１〜９‐４の出力を一次復調して元のデー
タ系列に戻すものである。但し、一次復調器１１‐１は
加算器６０を介して与えられる相関器９‐１〜９‐４の
出力を一次復調して元のデータ系列に戻すものである。The primary demodulators 11-1 to 11-4 primary demodulate the outputs of the correlators 9-1 to 9-4 and restore the original data series. However, the primary demodulator 11-1 primary demodulates the outputs of the correlators 9-1 to 9-4 given via the adder 60 to restore the original data sequence.

【０１００】ここで、画像などをディジタル信号に変換
する画像符号化では、画像を周波数軸に変換した場合
に、低い周波数領域に重要な情報が集まり、その情報が
欠落した場合には著しい品質劣化をもたらすのに対し、
高い周波数領域の情報は画像の高精細な部分に相当し、
これが欠落したとしても粗な画像は伝送できる。Here, in image coding for converting an image or the like into a digital signal, when the image is converted into the frequency axis, important information is gathered in a low frequency region, and when the information is lost, the quality is remarkably deteriorated. While bringing
The information in the high frequency range corresponds to the high definition part of the image,
Even if this is missing, a rough image can be transmitted.

【０１０１】このように絶対的に必要となる重要な情報
と、欠落しても最低限の情報は伝送できる比較的重要度
の低い情報とに分類できる。また、音声情報は欠落した
としても音声にノイズが混入する程度であるが、データ
通信では信号の欠落は情報そのものの欠落となってしま
う。As described above, important information that is absolutely necessary and minimum information that is missing even if it is missing can be classified as relatively less important information that can be transmitted. Further, even if the voice information is lost, noise is mixed in the voice, but in data communication, the loss of the signal is the loss of the information itself.

【０１０２】このような情報の種類により重要度が異な
っている場合、伝送信号の階層化を行ってある重み付け
をした後に伝送しようとする試みがなされている。従来
の符号分割多重方式でも階層化変調を行った後に、重要
度に応じて重み付けをすることがなされている。従来技
術で提示した特開平６‐１７７８５３号公報の技術では
一次変調後の信号に振幅を変化させることで重み付けを
行い、その後に拡散符号（アダマール系列）によるスペ
クトル拡散を行っている。When the degree of importance varies depending on the type of information, an attempt has been made to transmit the signal after layering the transmission signal and weighting it. Even in the conventional code division multiplexing method, weighting is performed according to importance after performing hierarchical modulation. In the technique disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 6-177853 disclosed in the related art, the signal after primary modulation is weighted by changing the amplitude, and then spread spectrum is performed by a spreading code (Hadamard sequence).

【０１０３】この方式は、その拡散符号がアダマール系
列の場合には有効である。しかし、アダマール系列以外
の相互相関がゼロでない符号では重み付けを行うことに
より多重数が著しく減少するという問題点があった。This system is effective when the spreading code is a Hadamard sequence. However, there is a problem that the number of multiplexes is remarkably reduced by weighting for the codes other than the Hadamard sequence whose cross-correlation is not zero.

【０１０４】本実施例は、階層化符号化あるいは品質の
異なるメディアの重要度の異なる信号の重み付けを、一
次変調後の信号自体に重みをかけることで行うのではな
く、図１のデータ系列の割り当て方で実現するようにす
る実施例である。The present embodiment does not perform layered coding or weighting of signals having different levels of importance for media of different qualities by weighting the signals themselves after the primary modulation, but instead of the data sequence of FIG. In this embodiment, the allocation is realized.

【０１０５】第２の実施例においては、重要度の高い情
報は、複数の拡散符号で同一のデータ系列を変調し、低
い情報は単一の拡散符号で変調を行うが、上述した図７
の如き構成を採用することにより、このような作用を実
現している。In the second embodiment, information of high importance is modulated by the same data sequence by a plurality of spreading codes, and low information is modulated by a single spreading code.
Such an operation is realized by adopting the configuration as described above.

【０１０６】一例として、いま、重要度の高い情報ＤＡ
ＴＡａと重要度の低い情報ＤＡＴＡｂとがあるものとす
る。この場合、本実施例では、重要度の高い情報ＤＡＴ
Ａａに対しては、データ系列Ｄ１〜Ｄ３を割り当てるよ
うにする。すなわち、データ系列Ｄ１〜Ｄ３には同一の
情報を乗せる。As an example, the information DA of high importance now
It is assumed that there are TAa and information DATAb having low importance. In this case, in this embodiment, the information DAT having a high degree of importance
Data series D1 to D3 are assigned to Aa. That is, the same information is put on the data series D1 to D3.

【０１０７】つまり情報ＤＡＴＡａの系列をデータ系列
Ｄ１で送信したとすると、データ系列Ｄ２，Ｄ３でも同
様の系列を送信する。情報ＤＡＴＡｂは重要度が低いた
めデータ系列Ｄ４でのみ伝送する。That is, assuming that the sequence of the information DATAa is transmitted in the data sequence D1, the same sequence is transmitted in the data sequences D2 and D3. Since the information DATAb is of low importance, it is transmitted only in the data series D4.

【０１０８】このようにすることにより、一次変調デー
タそのものに重み付けを行うことなしに伝送路での階層
化を実現できる。この場合、重要度の高い信号が入力さ
れたからといって、データ系列Ｄ５〜Ｄｎにとって周り
の状況はなんら変化することはなく、多重数が著しく減
少することも無い。By doing so, it is possible to realize layering on the transmission path without weighting the primary modulation data itself. In this case, the surrounding situation does not change for the data series D5 to Dn and the number of multiplexed signals does not decrease remarkably even if a signal of high importance is input.

【０１０９】本実施例における受信器について図７を用
いて説明する。The receiver of this embodiment will be described with reference to FIG.

【０１１０】アンテナＡＮＴｂより入力された受信信号
は無線復調回路８により中間周波数帯もしくはベースバ
ンド周波数帯に変換され、相関器９‐１〜９‐ｎにより
逆拡散（拡散復調）される。図７に示した構成は、通常
は４多重のデータ系列を復調するための受信機であり、
それが符号の数により重み付けされた情報系列ＤＡＴＡ
ａとＤＡＴＡｂを復調する場合を示してある。重要度の
高い情報ＤＡＴＡａは図６で示すように、データ系列Ｄ
１〜Ｄ３を用いて送信され、かつデータ系列Ｄ１〜Ｄ３
ではいずれも同一のデータが伝送されている。The received signal input from the antenna ANTb is converted into the intermediate frequency band or the base band frequency band by the radio demodulation circuit 8 and is despread (spread demodulated) by the correlators 9-1 to 9-n. The configuration shown in FIG. 7 is normally a receiver for demodulating a 4-multiplexed data sequence,
It is the information sequence DATA weighted by the number of codes
The case of demodulating a and DATAb is shown. As shown in FIG. 6, the data DATAa having a high degree of importance is data series D.
1-D3, and data sequences D1-D3
In both cases, the same data is transmitted.

【０１１１】データ系列Ｄ４では比較的情報重要度の小
さい情報系列ＤＡＴＡｂが伝送されている。データ系列
Ｄ１〜Ｄ３では同一の情報系列が同一のシンボル位相、
同一の符号位相で伝送されているため、相関器９‐１〜
９‐３に与えられる拡散符号（相関器コードＣ１〜コー
ドＣ３）の信号成分の位相は同一である。しかし、これ
らの相関器９‐１〜９‐３出力の雑音成分の位相はそれ
ぞれのコード（拡散符号）の相違により異なった位相と
なる。そこで、相関器出力の和をとると、信号成分は同
相で合成され、雑音成分は抑圧される。In the data series D4, the information series DATAb having a relatively low information importance is transmitted. In the data sequences D1 to D3, the same information sequence has the same symbol phase,
Since the signals are transmitted with the same code phase, the correlators 9-1 to 9-1
The phases of the signal components of the spread codes (correlator code C1 to code C3) given to 9-3 are the same. However, the phases of the noise components of the outputs of these correlators 9-1 to 9-3 have different phases due to the difference in each code (spread code). Therefore, when the sum of the correlator outputs is taken, the signal components are combined in phase and the noise component is suppressed.

【０１１２】図７の構成では、予め相関器９‐１〜９‐
３では同一の拡散符号（相関器コードＣ１〜Ｃ３）によ
り変調された同一のデータ系列Ｄ１が受信されることが
わかっているので、その和を加算器６０でとる。そのた
めに、相関器９‐１〜９‐３の出力を加算器６０に導く
ためのスイッチＳＷ１〜ＳＷ３をオンとして、加算器６
０に３つの相関器９‐１〜９‐３の出力が入力されるよ
うにする。これはスイッチ制御装置６１の制御により行
う。In the configuration of FIG. 7, the correlators 9-1 to 9-
Since it is known that the same data sequence D1 modulated by the same spread code (correlator codes C1 to C3) is received in No. 3, the sum is taken by the adder 60. Therefore, the switches SW1 to SW3 for guiding the outputs of the correlators 9-1 to 9-3 to the adder 60 are turned on, and the adder 6
The outputs of the three correlators 9-1 to 9-3 are input to 0. This is performed under the control of the switch control device 61.

【０１１３】これにより、データ系列Ｄ１は加算器６０
により加算された出力をもとに一次復調器１１‐１によ
り復調されることになる。一方、多重されたデータ系列
Ｄ４は拡散符号Ｃ４に対応しているため、スイッチＳＷ
７をオンとして復調を行う。拡散符号Ｃ２，Ｃ３はデー
タ系列Ｄ１の伝送に使われているため、スイッチ制御装
置６１の制御により、スイッチＳＷ５，ＳＷ６はオフと
し、一次復調器１１‐２，一次復調器１１‐３による復
調は行われないようにする。As a result, the data series D1 is added to the adder 60.
The demodulated signal is demodulated by the primary demodulator 11-1 based on the output added by. On the other hand, since the multiplexed data sequence D4 corresponds to the spread code C4, the switch SW
7 is turned on and demodulation is performed. Since the spread codes C2 and C3 are used for transmitting the data sequence D1, the switches SW5 and SW6 are turned off under the control of the switch control device 61, and the demodulation by the primary demodulator 11-2 and the primary demodulator 11-3 is not performed. Try not to do it.

【０１１４】以上のように、各相関器の出力をその多重
数，重み付けに応じて加算後に復調をおこなうことで、
適応的に重み付けや多値数を替えた場合にでも所望のデ
ータ系列の復調を行うことが可能である。As described above, by demodulating the output of each correlator after addition according to the number of multiplexing and weighting,
It is possible to demodulate a desired data sequence even when adaptively weighting or changing the multi-valued number.

【０１１５】（第３の実施例）第３の実施例を図８に示
す。この実施例は複数のデータ系列が多重される符号多
重方式で、多重数が変化する場合の適応例を示してい
る。図は送信系を示しており、図において、ＩＮ１〜Ｉ
Ｎｎはそれぞれ入力端子、Ｄ１〜Ｄｎはそれぞれデータ
系列、１‐１〜１‐ｎはそれぞれ一次変調器、２‐１〜
２‐ｎはそれぞれ拡散符号発生回路、３‐１〜３‐ｎは
それぞれ乗算器、４は多重回路、５はＦＳＫ変調器、６
は無線変調（ＲＦ）器、ＡＮＴａはアンテナである。ま
た、ＳＷ１１〜ＳＷ１ｎは回路開閉用のスイッチ、７１
は制御器、７２は変調指数算出回路であり、制御器７１
はスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎを開閉制御したり、変調
指数算出器７２を制御したりするためのものである。(Third Embodiment) FIG. 8 shows a third embodiment. This embodiment is a code multiplexing system in which a plurality of data sequences are multiplexed, and shows an example of adaptation when the number of multiplexing changes. The figure shows the transmission system. In the figure, IN1-I
Nn is an input terminal, D1 to Dn are data series, 1-1 to 1-n are primary modulators, 2-1 to 2-1.
2-n is a spreading code generating circuit, 3-1 to 3-n are multipliers, 4 is a multiplexing circuit, 5 is an FSK modulator, 6
Is a radio frequency modulator (RF), and ANTa is an antenna. SW11 to SW1n are switches for opening and closing the circuit, 71
Is a controller, 72 is a modulation index calculation circuit, and the controller 71
Is for opening / closing controlling the switches SW11 to SW1n and controlling the modulation index calculator 72.

【０１１６】一次変調器１‐１〜１‐ｎは入力を一次変
調するものであり、それぞれ入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎの
うちの対応する一つに接続されている。拡散符号発生回
路２‐１〜２‐ｎはそれぞれ異なる拡散符号を発生する
ものであり、乗算器３‐１〜３‐ｎはそれぞれ一次変調
器１‐１〜１‐ｎにそれぞれ対応して設けられていて、
一次変調器１‐１〜１‐ｎからの出力を、自己に対応す
る拡散系列発生回路２‐１〜２‐ｎの出力する拡散符号
と乗算して出力するものである。The primary modulators 1-1 to 1-n are for primary modulation of the input and are connected to corresponding ones of the input terminals IN1 to INn, respectively. The spread code generation circuits 2-1 to 2-n generate different spread codes, and the multipliers 3-1 to 3-n are provided corresponding to the primary modulators 1-1 to 1-n, respectively. Is
The outputs from the primary modulators 1-1 to 1-n are multiplied by the spreading codes output from the spreading sequence generating circuits 2-1 to 2-n corresponding to the outputs, and then output.

【０１１７】また、多重回路４は乗算器３‐１〜３‐ｎ
からの出力を加算するものであり、ＦＳＫ変調器５はこ
の多重回路４の出力をＦＳＫ変調して出力するものであ
る。The multiplexing circuit 4 is composed of multipliers 3-1 to 3-n.
The FSK modulator 5 FSK-modulates the output of the multiplexing circuit 4 and outputs the result.

【０１１８】本実施例においては、前記乗算器３‐１〜
３‐ｎにはそれぞれスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎのうち
の対応する一つがその出力側に一端側を接続されてお
り、これらスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎの他端側は多重
回路４に接続されていて、スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１ｎ
を介して前記乗算器３‐１〜３‐ｎの出力が入力される
構成である。In the present embodiment, the multipliers 3-1 to 3-1
Corresponding one of the switches SW11 to SW1n is connected to the output side at one end of the 3-n, and the other end of the switches SW11 to SW1n is connected to the multiplex circuit 4 and the switch SW11. ~ SW1n
The outputs of the multipliers 3-1 to 3-n are input via the.

【０１１９】無線変調（ＲＦ）器６はＦＳＫ変調器５か
らのＦＳＫ変調出力を無線周波数に変調し、電力増幅し
て出力するものであり、アンテナＡＮＴａはこの無線変
調器６からの出力を電波として送信するためのものであ
る。The radio modulator (RF) 6 modulates the FSK modulation output from the FSK modulator 5 into a radio frequency, amplifies and outputs the power, and the antenna ANTa outputs the output from the radio modulator 6 by radio waves. Is for sending as.

【０１２０】設定される変調多値数により、各データ系
列が多重されるかが決まり、この変調多値数により制御
器７１は各データ系列が多重されるかを決定してスイッ
チＳＷ１１〜ＳＷ１ｎを開閉制御する。制御器７１から
は同時にその時点の多重数が変調指数算出回路７２に出
力され、同算出回路７２では変調指数を決定し、ＦＳＫ
変調回路５へ出力する。そして、ＦＳＫ変調回路５では
変調指数に対応したＦＳＫ変調を行い、無線変調（Ｒ
Ｆ）器６でこのＦＳＫ変調器５からのＦＳＫ変調出力を
無線周波数に変調し、電力増幅してアンテナＡＮＴａよ
りこの無線変調器６からの出力を電波として送信する構
成である。The set modulation multi-level number determines whether each data sequence is multiplexed. The controller 71 determines whether each data sequence is multiplexed by this modulation multi-level number and sets the switches SW11 to SW1n. Open and close control. At the same time, the number of multiplexed signals at that time is output from the controller 71 to the modulation index calculation circuit 72, which determines the modulation index and then FSK
Output to the modulation circuit 5. Then, the FSK modulation circuit 5 performs FSK modulation corresponding to the modulation index, and performs wireless modulation (R
F) The device 6 has a configuration in which the FSK modulation output from the FSK modulator 5 is modulated to a radio frequency, the power is amplified, and the output from the radio modulator 6 is transmitted as a radio wave from the antenna ANTa.

【０１２１】ここで変調指数が変化する時の様子を、図
９に示した。通常、ＦＳＫ変調では、ＦＳＫ変調のピー
ク周波数間の差を伝送速度（シンボルレート）で規格化
したものを変調指数として定義している。（０，１）の
情報信号の伝送を行う２値ＦＳＫの場合、“０”を表す
周波数ピークと、“１”を表す周波数ピークの周波数差
をΔｆとし、伝送速度を１／Ｔとすると変調指数ｍはｍ
＝ΔｆＴであり、伝送速度と同じ帯域幅Δｆを持つ場合
に変調指数ｍ＝１となる。FIG. 9 shows how the modulation index changes. Normally, in FSK modulation, the difference between the peak frequencies of FSK modulation is standardized by the transmission rate (symbol rate) and defined as a modulation index. In the case of a binary FSK that transmits an information signal of (0,1), the frequency difference between the frequency peak representing “0” and the frequency peak representing “1” is Δf, and the transmission rate is 1 / T, modulation is performed. Index m is m
= ΔfT, and the modulation index m = 1 when the bandwidth Δf is the same as the transmission rate.

【０１２２】本来、変調指数ｍはデータの伝送されるシ
ンボルレートで規格化されるが、本実施例における符号
多重変調方式ではＦＳＫ変調の前段で拡散符号により拡
散されているため、チップレートで規格化した値を用い
る。本実施例では多重数“１”の時、つまり、データ系
列Ｄ１のみが送信される場合、図９（ｃ）に示すよう
に、変調指数ｍ＝１としてＦＳＫ変調を行う。Originally, the modulation index m is standardized by the symbol rate at which data is transmitted, but in the code multiplex modulation system in this embodiment, since it is spread by the spreading code before the FSK modulation, it is standardized by the chip rate. The converted value is used. In this embodiment, when the number of multiplexing is “1”, that is, when only the data sequence D1 is transmitted, FSK modulation is performed with the modulation index m = 1 as shown in FIG. 9C.

【０１２３】多重出力が“＋１”では周波数“ｆ１”
を、“−１”では“ｆ−１”を割り当てて変調し、その
周波数差はチップレートであるｆｃｐだけ離れるように
する。多重数が“３”の場合は図９（ｂ）に示す如きで
あり、変調指数を“１／３”とし、多重された出力の
“＋３”には“ｆ３′”，“＋１”には“ｆ１′”，
“−１”には“ｆ−１′”，“−３”には“ｆ−３′”
と割り当て、その周波数間隔を１／３ｆｃｐとするよう
にする。When the multiplexed output is "+1", the frequency is "f1".
Is modulated by assigning "f-1" to "-1" and the frequency difference is separated by fcp which is the chip rate. When the multiplexing number is "3", it is as shown in FIG. 9B, the modulation index is "1/3", and "f3 '" and "+1" are added to "+3" of the multiplexed output. "F1 '",
"-1" is "f-1 '" and "-3" is "f-3'"
And the frequency interval is set to 1/3 fcp.

【０１２４】多重数が“５”の場合は図９（ａ）に示す
如きであり、変調指数を“１／５”とし、その周波数間
隔を“１／５ｆｃｐ”とする。When the multiplexing number is "5", it is as shown in FIG. 9A, the modulation index is "1/5", and the frequency interval is "1 / 5fcp".

【０１２５】以上のように、多重数に応じて変調指数ｍ
を変化させることで、常に同じ帯域で伝送することが出
来、さらに多重数が低い場合には各周波数間隔を大きく
とることにより、多重数が大きい場合に比べ良好な伝送
を行うことが可能となる。As described above, the modulation index m depends on the number of multiplexes.
, It is possible to always transmit in the same band, and when the number of multiplexes is low, by making each frequency interval large, it is possible to perform better transmission compared to the case where the number of multiplexes is large. .

【０１２６】図１０は図８におけるＦＳＫ変調器５の内
部構造を示したブロック図である。この場合のＦＳＫ変
調器５は、制御器５１、可変利得増幅器５２、ＶＣＯ
（ｖｏｌｔａｇｅ‐ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ；電圧制御発振器）５３とより構成される。FIG. 10 is a block diagram showing the internal structure of the FSK modulator 5 in FIG. The FSK modulator 5 in this case includes a controller 51, a variable gain amplifier 52, and a VCO.
(Voltage-controlled oscil
(voltage control oscillator) 53.

【０１２７】可変利得増幅器５２は利得可変型の増幅器
であり、制御器５１は、与えられた変調指数値ＤＭに基
づき、可変利得増幅器５２の利得を制御するものであ
り、ＶＣＯ５３はこの可変利得増幅器５２の出力に応じ
た周波数のクロックを発生するものである。The variable gain amplifier 52 is a variable gain amplifier, the controller 51 controls the gain of the variable gain amplifier 52 based on the given modulation index value DM, and the VCO 53 is the variable gain amplifier. A clock having a frequency corresponding to the output of 52 is generated.

【０１２８】このような構成のＦＳＫ変調器５は、変調
指数算出回路７２より与えられた変調指数値ＤＭに基づ
き、制御器５１で多重回路４からの多重出力にどの位の
利得を持たせるかを決定する。今、多重数が“１”の時
には“１”の利得を持たせる。In the FSK modulator 5 having such a configuration, based on the modulation index value DM given from the modulation index calculating circuit 72, how much gain is given to the multiplexed output from the multiplexing circuit 4 by the controller 51. To decide. Now, when the multiplexing number is "1", a gain of "1" is given.

【０１２９】多重された入力（−１，＋１）はそのまま
ＶＣＯ（ｖｏｌｔａｇｅ‐ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓ
ｃｉｌｌａｔｏｒ）に入力され、変調指数１の２値ＦＳ
Ｋ変調が行われる。多重数が３となった場合、１／３の
利得が与えられ、変調指数１／３の４値ＦＳＫ変調が行
われる。以上のようなＦＳＫ変調器の構成をとることで
変調指数可変の伝送を行うことが可能となる。The multiplexed input (-1, + 1) is directly applied to the VCO (voltage-controlled os).
The binary FS with a modulation index of 1 is input to the
K modulation is performed. When the number of multiplexes becomes 3, a gain of 1/3 is given, and four-level FSK modulation with a modulation index of 1/3 is performed. With the configuration of the FSK modulator as described above, it is possible to perform variable modulation index transmission.

【０１３０】（第４の実施例）第４の実施例を図１１に
示す。(Fourth Embodiment) FIG. 11 shows a fourth embodiment.

【０１３１】第４の実施例は、図１に示した第１の実施
例における送信系において、多重回路４とＦＳＫ変調器
５との間にリミタ回路８１を設け、多重回路４により多
重化された出力をリミタ回路８１により振幅制限した後
にＦＳＫ変調を行うようにしたものである。The fourth embodiment is such that, in the transmission system in the first embodiment shown in FIG. 1, a limiter circuit 81 is provided between the multiplexing circuit 4 and the FSK modulator 5, and multiplexing is performed by the multiplexing circuit 4. The FSK modulation is performed after the output is limited in amplitude by the limiter circuit 81.

【０１３２】図１２にリミタ回路８１の入力出力特性を
示す。リミタ回路８１には外部よりしきい値が与えられ
る。固定のしきい値の場合にはリミタ回路８１内部でし
きい値を持っていても良い。しきい値は多重数に応じて
可変にすることも可能である。FIG. 12 shows the input / output characteristic of the limiter circuit 81. A threshold value is given to the limiter circuit 81 from the outside. In the case of a fixed threshold value, the limiter circuit 81 may have a threshold value. The threshold value can be made variable according to the number of multiplexes.

【０１３３】リミタ回路８１への入力が、しきい値より
も大きい振幅値の場合には、このリミタ回路８１はしき
い値相当のレベルを出力する。図２５に示した多重化後
の出力をみると、最大振幅レベル（＋４，−４）の出現
する確率は非常に少ないことがわかる。この例では
（０，±２，±４）のレベルに対しての出現回数は
（６，８，２）であり、多値数が大きくなるにつれて高
振幅の出力の割合が減少するという傾向は強くなる。When the input to the limiter circuit 81 has an amplitude value larger than the threshold value, the limiter circuit 81 outputs a level corresponding to the threshold value. It can be seen from the output after multiplexing shown in FIG. 25 that the probability that the maximum amplitude level (+4, -4) appears is very small. In this example, the number of appearances at the level of (0, ± 2, ± 4) is (6, 8, 2), and there is a tendency that the ratio of high-amplitude output decreases as the number of multiple values increases. Become stronger.

【０１３４】この多重出力をそのままＦＳＫ変調する
と、端に位置する周波数はほとんど使われることがな
く、割り当てられた周波数幅を有効に利用していないこ
とになる。これを改善するために、第４の実施例ではリ
ミタ回路８１を介挿するようにした。If this multiplex output is FSK-modulated as it is, the frequencies located at the ends are hardly used and the allocated frequency width is not effectively used. In order to improve this, the limiter circuit 81 is inserted in the fourth embodiment.

【０１３５】改善効果をつぎに説明する。例えば、多値
数“４”の場合の周波数特性を図１３に模式的に示す。The improvement effect will be described below. For example, the frequency characteristic in the case of the multi-valued number "4" is schematically shown in FIG.

【０１３６】この場合、多重数“５”では（＋４，＋
２，０，−２，−４）の各多重信号に対して（ｆ４，ｆ
２，ｆ０，ｆ−２，ｆ−４）の周波数が対応付けられ
る。スペクトルで示すと図１３（ａ）の如きである。こ
こで振幅レベル（＋４，−４）に対応する（ｆ４，ｆ−
４）はほとんど使われることが無い。そこで、しきい値
±２のリミタ回路８１を挿入し、（＋４，−４）の振幅
レベルはそれぞれ（＋２，−２）としてＦＳＫ変調器５
へ入力する。スペクトルで示すと図１３（ｂ）の如きで
ある。ＦＳＫ変調器５ではこのリミタ回路８１の出力に
基づいて（＋２，０，−２）の３値ＦＳＫの変調を行
う。In this case, when the multiplexing number is "5", (+4, +
(F4, f for each multiplex signal of 2, 0, -2, -4)
2, f0, f-2, f-4) are associated with each other. The spectrum is as shown in FIG. 13 (a). Here, (f4, f-corresponding to the amplitude levels (+4, -4)
4) is rarely used. Therefore, a limiter circuit 81 with a threshold value of ± 2 is inserted to set the amplitude levels of (+4, -4) to (+2, -2), respectively, and the FSK modulator 5
To enter. The spectrum is as shown in FIG. 13 (b). The FSK modulator 5 modulates the (+2, 0, -2) ternary FSK based on the output of the limiter circuit 81.

【０１３７】このとき変調指数は“１／２”として、与
えられた帯域幅ｆｃｐを使って伝送を行う。リミタ回路
８１を挿入することで、振幅値が制限され、拡散符号間
の干渉が大きくなるが、しきい値を適切に選択すること
で伝送品質の劣化は少なく抑えることが可能である。こ
のように、リミタ回路８１を挿入することで、割り当て
られた帯域幅を有効に活用することが出来る。At this time, the modulation index is set to "1/2" and transmission is performed using the given bandwidth fcp. By inserting the limiter circuit 81, the amplitude value is limited and the interference between the spread codes becomes large. However, by properly selecting the threshold value, it is possible to suppress the deterioration of the transmission quality. In this way, by inserting the limiter circuit 81, the allocated bandwidth can be effectively utilized.

【０１３８】（第５の実施例）第５の実施例を図１４に
示す。(Fifth Embodiment) FIG. 14 shows a fifth embodiment.

【０１３９】第４の実施例では多重化の後にリミタ回路
８１を挿入していたが、これに代えて第５の実施例では
そのリミタ回路挿入箇所に、出力の電力が一定となるよ
うなＡＧＣ（自動利得制御）回路８２を付加している。In the fourth embodiment, the limiter circuit 81 is inserted after the multiplexing, but instead of this, in the fifth embodiment, the AGC so that the output power becomes constant at the place where the limiter circuit is inserted. (Automatic gain control) circuit 82 is added.

【０１４０】このＡＧＣ回路８２は多重数が増すと利得
を低く設定し、多重数が減少すると利得を高く設定する
作用を持ち、結果として多重数に応じて変調指数を変化
させることになり、第３の実施例に示した効果を、複数
のスイッチを用いることなしに実現することが可能であ
る。This AGC circuit 82 has the function of setting the gain low when the number of multiplexing increases and setting the gain high when the number of multiplexing decreases, and as a result changes the modulation index according to the number of multiplexing. The effect shown in the third embodiment can be realized without using a plurality of switches.

【０１４１】本発明の実施例では符号多重通信を行う
際、情報変調である一次変調を行った後に拡散符号によ
る拡散変調を行い多重を行っているが、従来の符号多重
通信・スペクトラム拡散通信同様拡散変調を行った後に
情報変調を行い多重を行う方式も考えられる。これは一
連の変調が線形であるためであり、その順番を入れ替え
ても出力は変わらず同様の効果が得られることによる。In the embodiment of the present invention, when code multiplex communication is performed, the primary modulation, which is the information modulation, is performed and then the spread modulation by the spread code is performed to perform the multiplexing. However, similar to the conventional code multiplex communication / spread spectrum communication. A method of performing multiplexing by performing information modulation after performing spread modulation is also conceivable. This is because a series of modulation is linear, and even if the order is changed, the output does not change and the same effect is obtained.

【０１４２】（第６の実施例）第６の実施例を図１５に
示す。第６の実施例は図１５に示すように、デ−タ系列
Ｄ１〜Ｄｎをそれぞれ変調する変調器としてＱＡＭ変調
（直交振幅変調）を行うＱＡＭ変調器９０‐１〜９０‐
ｎと、ＱＡＭ変調器９０‐１〜９０‐ｎの数の２倍の数
の乗算器９１‐１〜９１‐２ｎと、これら乗算器９１‐
１〜９１‐２ｎに対応して設けられた拡散符号発生器９
２‐１〜９２‐２ｎ、２つの多重回路９３‐１〜９３‐
２、直交変調器９４、無線変調器６とより構成する。(Sixth Embodiment) A sixth embodiment is shown in FIG. In the sixth embodiment, as shown in FIG. 15, QAM modulators 90-1 to 90-that perform QAM modulation (quadrature amplitude modulation) as modulators that respectively modulate the data sequences D1 to Dn.
n and the number of multipliers 91-1 to 91-2n twice as many as the QAM modulators 90-1 to 90-n, and these multipliers 91-1 to 91-2n.
Spread code generator 9 provided corresponding to 1 to 91-2n
2-1 to 92-2n, two multiplexing circuits 93-1 to 93-
2, a quadrature modulator 94 and a radio modulator 6.

【０１４３】ＱＡＭ変調器９０‐１，９０‐ｎは２つの
直交するＡＭ波をそれぞれ量子化したものであり、直交
する軸成分であるＱ軸成分とＩ軸成分の２種が出力され
るから、乗算器もＱ軸成分用とＩ軸成分用とがそれぞれ
用意される。The QAM modulators 90-1 and 90-n are obtained by quantizing two orthogonal AM waves, respectively, and output two kinds of orthogonal axis components, a Q-axis component and an I-axis component. , A multiplier is also prepared for each of the Q-axis component and the I-axis component.

【０１４４】乗算器の出力を多重する多重回路９３‐
１，９３‐２もＱ軸成分用とＩ軸成分用とをそれぞれ用
意したため、２つとなっており、一方はＱ軸成分用、他
方はＩ軸成分用となる。直交変調器９４は多重回路９３
‐１，９３‐２の出力するＱ軸成分用とＩ軸成分用の多
重信号（加算出力）を直交変調するものであり、無線変
調器６はこの直交変調したものを無線変調し、電力増幅
するものである。Multiplexing circuit 93- for multiplexing the output of the multiplier
Since 1 and 93-2 are prepared for the Q-axis component and the I-axis component, respectively, there are two, one for the Q-axis component and the other for the I-axis component. The quadrature modulator 94 is a multiplexing circuit 93.
-1, 93-2 output the Q-axis component and the I-axis component multiplexed signal (added output) by quadrature modulation. The wireless modulator 6 wirelessly modulates the quadrature-modulated signal to amplify the power. To do.

【０１４５】このような構成において、入力されるデー
タ系列Ｄ１〜Ｄｎに対し、それぞれ対応するＱＡＭ変調
器９０‐１〜９０‐ｎによりＱＡＭ変調を施す。そし
て、各ＱＡＭ変調器９０‐１〜９０‐ｎの出力は対応す
る乗算器９１‐１〜９１‐２ｎにより拡散符号により拡
散変調した後に多重回路９３‐１，９３‐２で多重し、
直交変調器９４で直交変調してから無線変調器６で無線
変調を行う。そして、アンテナＡＮＴａより送信する。In such a configuration, QAM modulation is applied to the input data series D1 to Dn by the corresponding QAM modulators 90-1 to 90-n. The outputs of the QAM modulators 90-1 to 90-n are spread-modulated by spreading codes by the corresponding multipliers 91-1 to 91-2n and then multiplexed by the multiplexing circuits 93-1 and 93-2.
The quadrature modulator 94 performs quadrature modulation, and then the radio modulator 6 performs radio modulation. And it transmits from the antenna ANTa.

【０１４６】図１６に１６値ＱＡＭ変調でのマッピング
信号点を示す。ＱはＱ軸であり、ＩはＩ軸である。通常
のデータ系列はＱＡＭ変調器により、それぞれ４ビット
の信号に対応した位相面にマッピングされ、その同相成
分と直交成分という形で出力される。同相成分と直交成
分は異なった拡散符号あるいは同一の拡散符号により拡
散変調される。FIG. 16 shows mapping signal points in 16-value QAM modulation. Q is the Q axis and I is the I axis. A normal data sequence is mapped by a QAM modulator onto a phase plane corresponding to a 4-bit signal, and is output in the form of its in-phase component and quadrature component. The in-phase component and the quadrature component are spread-modulated by different spreading codes or the same spreading code.

【０１４７】それぞれのデータ系列で拡散変調された信
号は、同相成分と直交成分に分けられて多重回路９３‐
１，９３‐２でそれぞれに加算多重される。多重された
同相成分・直交成分を用いて直交変調器９４で直交変調
を施され、無線変調器６により無線周波数帯に変換され
た後、アンテナＡＮＴａより送信される。データ系列Ｄ
１〜Ｄｎのうちの１つの系列には既知信号を挿入する。
今、データ系列Ｄ１に既知系列が挿入されるとする。The signal spread-modulated by each data series is divided into an in-phase component and a quadrature component, and the multiplexed circuit 93-
1, 93-2 are added and multiplexed respectively. The quadrature modulator 94 performs quadrature modulation using the multiplexed in-phase component and quadrature component, the radio frequency band is converted by the radio modulator 6, and the signal is transmitted from the antenna ANTa. Data series D
A known signal is inserted into one of the series 1 to Dn.
Now, assume that a known series is inserted into the data series D1.

【０１４８】例えば、既知信号として常に図１６のＡ点
の位相を送出する系列［１１００］が送出される。本実
施例に適用される復調回路（受信系）を図１７に示す。For example, the sequence [1100] for always transmitting the phase at point A in FIG. 16 is transmitted as the known signal. A demodulation circuit (reception system) applied to this embodiment is shown in FIG.

【０１４９】図において、ＡＮＴｂはアンテナ、７は無
線復調器、１００はベースバンド変換器、９６‐１〜９
６‐ｎは複素相関器、９７は振幅位相検出器、９８‐１
〜９８‐ｎはＱＡＭ復調器である。In the figure, ANTb is an antenna, 7 is a wireless demodulator, 100 is a baseband converter, and 96-1 to 9-9.
6-n is a complex correlator, 97 is an amplitude phase detector, 98-1
~ 98-n are QAM demodulators.

【０１５０】無線復調器７は、アンテナＡＮＴｂで受信
された電波を中間周波数の信号に変換するものであり、
ベースバンド変換器１００はこの中間周波数の信号をベ
ースバンド信号に変換するものであり、複素相関器９６
‐１〜９６‐ｎはこのベースバンド信号を拡散復調する
ものであり、振幅位相検出器９７は複素相関器９６‐１
の出力の位相と振幅を検知するものであり、ＱＡＭ復調
器９８‐１〜９８‐ｎは振幅位相検出器９７の検知出力
である位相と振幅を基準値として、対応する複素相関器
９６‐２〜９６‐ｎの出力のＱＡＭ復調を行うものであ
る。The radio demodulator 7 converts the radio wave received by the antenna ANTb into an intermediate frequency signal,
The baseband converter 100 converts this intermediate frequency signal into a baseband signal, and the complex correlator 96
-1 to 96-n are for spreading and demodulating this baseband signal, and the amplitude / phase detector 97 is a complex correlator 96-1.
QAM demodulators 98-1 to 98-n use the phase and amplitude detected by the amplitude / phase detector 97 as reference values, and the corresponding complex correlator 96-2 .About.96-n output is QAM demodulated.

【０１５１】このような構成の復調回路では、無線復調
器７で復調されてベースバンド帯域に変換された信号を
複素相関器９６‐１〜９６‐ｎによりそれぞれ拡散符号
を用いて拡散復調を行う。In the demodulation circuit having such a configuration, the signals demodulated by the radio demodulator 7 and converted into the base band are subjected to spread demodulation by the complex correlators 96-1 to 96-n using spread codes, respectively. .

【０１５２】データ系列Ｄ１は既知信号であるＡ点が送
出されているため、データ系列Ｄ１用の相関器である複
素相関器９６‐１の出力の位相と振幅を検知する振幅位
相検出器９７の検知出力である位相と振幅を基準値とし
て、複素相関器９６‐２〜９６‐ｎの出力のＱＡＭ復調
をＱＡＭ復調器９８‐１〜９８‐ｎにより行うことによ
り、データ系列Ｄ２〜Ｄｎの復調を行う。Since point A, which is a known signal, is transmitted to the data series D1, the amplitude phase detector 97 for detecting the phase and amplitude of the output of the complex correlator 96-1 which is the correlator for the data series D1. The QAM demodulators 98-1 to 98-n perform QAM demodulation of the outputs of the complex correlators 96-2 to 96-n using the detected output phase and amplitude as reference values, thereby demodulating the data sequences D2 to Dn. I do.

【０１５３】一次変調をＱＡＭ変調とすることで、より
効率的な変調を行うことが可能であり、また既知の位相
・振幅の信号をデータ系列に挿入し、ＱＡＭでの伝送を
符号多重通信で行うことで、良好な特性のＱＡＭ復調が
可能となる。By using QAM modulation as the primary modulation, more efficient modulation can be performed, and signals of known phase / amplitude are inserted into the data series to perform QAM transmission by code multiplex communication. By doing so, QAM demodulation with good characteristics becomes possible.

【０１５４】（第７の実施例）第７の実施例を図１８に
示す。(Seventh Embodiment) FIG. 18 shows a seventh embodiment.

【０１５５】本実施例は図１５に示した第６の実施例に
おける送信系において、ＱＡＭ変調器９０‐１〜９０‐
ｎのＱＡＭ変調における多値数を可変とする機能を付加
したものである。ＱＡＭ変調ではその多値数によってＳ
／Ｎ特性が異なる。４値ＱＡＭと２５６値ＱＡＭでは、
４値の方が低いＳ／Ｎでも受信可能である。In this embodiment, the QAM modulators 90-1 to 90-are provided in the transmission system of the sixth embodiment shown in FIG.
This is the addition of a function for varying the multilevel number in n QAM modulation. In QAM modulation, S depends on the multi-valued number.
/ N characteristics are different. In 4-level QAM and 256-level QAM,
It is possible to receive even a S / N having a lower value of four.

【０１５６】しかしながら、２５６値ＱＡＭの方が１シ
ンボル当たりに伝送できる情報量は多い。そこで、ＱＡ
Ｍ変調器９０‐１〜９０‐ｎの多値数を制御する多値数
制御器９５を設けて、この多値数制御器９５では伝送路
の状態から伝送可能な最大多値数を算出し、各々のＱＡ
Ｍ変調器９０‐１〜９０‐ｎへいくつの多値数で伝送を
行うかを独立に設定制御することができるようにする。However, the 256-value QAM can transmit a larger amount of information per symbol. So QA
A multi-valued number controller 95 for controlling the multi-valued number of the M modulators 90-1 to 90-n is provided, and this multi-valued number controller 95 calculates the maximum multi-valued number that can be transmitted from the state of the transmission line. , Each QA
It is possible to independently set and control the number of multi-valued transmissions to the M modulators 90-1 to 90-n.

【０１５７】伝送路の状態の監視は相手側の受信器より
推定して通知してもらうか、あるいは相手側に同じ周波
数帯で既知信号を送信してもらい、これを受信すること
により推定する。多値数を適応的に可変とすることで、
伝送路で伝送可能な最大の多値数で伝送することが可能
となる。The monitoring of the state of the transmission path is estimated by having the receiver of the other party estimate and notify, or by having the other party send a known signal in the same frequency band and receiving it. By making the multi-valued number adaptively variable,
It is possible to transmit at the maximum multi-valued number that can be transmitted on the transmission path.

【０１５８】（第８の実施例）第８の実施例を図１９に
示す。第７の実施例ではＱＡＭの多値数を伝送路のＳ／
Ｎを基準にして可変としていた。符号多重通信方式では
符号間相互に相関がある拡散符号を用いると符号間干渉
が起こり、多重数を多くして行くと干渉が大きくなり通
信品質に影響を及ぼす。自符号の信号と他符号からの干
渉の比（Ｃ／Ｉ）によってもＱＡＭの多値数を可変とす
ることで、より細かい制御が行え、トータルの通信品質
を一定に保つことが可能となる。そこで、この第８の実
施例ではこれを実現するために図１９に示す如き構成と
する。(Eighth Embodiment) FIG. 19 shows an eighth embodiment. In the seventh embodiment, the multilevel value of QAM is set to S / of the transmission line.
It was variable based on N. In the code multiplex communication system, when spread codes having mutual correlation between codes are used, inter-code interference occurs, and as the number of multiplexes increases, the interference increases and communication quality is affected. By varying the multilevel number of QAM depending on the ratio (C / I) of the signal of its own code and the interference from other codes, it is possible to perform finer control and keep the total communication quality constant. . Therefore, in the eighth embodiment, in order to realize this, the structure shown in FIG. 19 is adopted.

【０１５９】基本的には図１８に示す構成を踏襲する
が、図１９に示すように、さらに多重数制御器９６と、
制御器９７およびスイッチＳＷ３１〜ＳＷ３ｎを増設す
る。スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３ｎはそれぞれ各乗算器３
‐１〜３‐ｎに対応して設けられる回路開閉用のスイッ
チであり、Ｑ軸成分用とＩ軸成分用とに分けてある。多
重回路９３‐１，９３‐２はスイッチＳＷ３１〜ＳＷ３
ｎを介して一方はＱ軸成分用を受け取り、もう一方はＩ
軸成分用を受け取ってそれぞれ多重加算する。Basically, the configuration shown in FIG. 18 is followed, but as shown in FIG.
The controller 97 and the switches SW31 to SW3n are added. The switches SW31 to SW3n are respectively connected to the multipliers 3
It is a switch for opening and closing the circuit provided corresponding to -1 to 3-n, and is divided into a Q-axis component and an I-axis component. Multiplex circuits 93-1 and 93-2 are switches SW31 to SW3.
via n, one receives for the Q axis component and the other receives I
Receives the axial component and multiple-adds each.

【０１６０】制御器９７は多値数制御器９５と多重数制
御器９６の制御を司るものであり、多重数制御器９６は
制御器９７の制御のもとに符号多重の多重数制御を行う
べく、スイッチＳＷ３１〜ＳＷ３ｎの開閉制御を行うも
のであり、多値数制御器９５は制御器９７の制御のもと
にＱＡＭ変調器９０‐１〜９０‐ｎの多値数を制御する
ものである。The controller 97 controls the multi-valued number controller 95 and the multiplex number controller 96. The multiplex number controller 96 performs code multiplex number control under the control of the controller 97. Therefore, the switches SW31 to SW3n are controlled to be opened and closed, and the multi-valued number controller 95 controls the multi-valued numbers of the QAM modulators 90-1 to 90-n under the control of the controller 97. is there.

【０１６１】このような構成においては、ＱＡＭの多値
数制御器９５と符号多重の多重数制御器９６を持つ。多
重数制御器９５では入力されるデータ系列の数により多
重数を決定し、多重を行う。多値数制御器９６では制御
器９７の制御のもとに、多重数制御器９５により決定さ
れた多重数と、推定される伝送路情報を基にした多重数
を決定する。In such a configuration, the multi-valued number controller 95 for QAM and the multiplex number controller 96 for code multiplexing are provided. The multiplexing number controller 95 determines the multiplexing number based on the number of input data sequences and performs multiplexing. Under the control of the controller 97, the multilevel controller 96 determines the number of multiplexing determined by the number of multiplexing controller 95 and the number of multiplexing based on the estimated transmission path information.

【０１６２】このように多値数と多重数を適応的に可変
とすることで、さまざまな伝送速度のデータ系列をその
時点での伝送路で伝送でき得る最大の伝送速度で通信す
ることが可能であり、また、伝送路変動にも柔軟に対応
し得る符号多重通信方式を提供することが可能となる。By adaptively varying the multi-valued number and the multiplexed number in this way, it is possible to communicate data sequences of various transmission rates at the maximum transmission rate that can be transmitted through the transmission path at that time. In addition, it is possible to provide a code multiplex communication system that can flexibly cope with transmission line fluctuations.

【０１６３】（第９の実施例）第９の実施例を図２０に
示す。第９の実施例において第６の実施例と異なるとこ
ろは、第６の実施例において一次変調がＱＡＭ変調方式
であったものをＰＡＭ（pulse amplitude moderation）
変調方式あるいはＡＳＫ（amplitude shift keying）変
調方式で行っている点である。(Ninth Embodiment) A ninth embodiment is shown in FIG. The ninth embodiment differs from the sixth embodiment in that PAM (pulse amplitude moderation) is adopted in the sixth embodiment in which the primary modulation is the QAM modulation method.
This is a point that the modulation method or the ASK (amplitude shift keying) modulation method is used.

【０１６４】図において、ＩＮ１〜ＩＮｎはそれぞれ入
力端子、Ｄ１〜Ｄｎはそれぞれデータ系列、９１‐１〜
９１‐ｎはそれぞれ一次変調器であり、ここではＰＡＭ
変調器を用いている。２‐１〜２‐ｎはそれぞれ拡散符
号発生回路、３‐１〜３‐ｎはそれぞれ乗算器、４は多
重回路、６は無線変調（ＲＦ）器、ＡＮＴａはアンテナ
であり、これらで送信系を構成している。In the figure, IN1 to INn are input terminals, D1 to Dn are data series, 91-1 to 91-1, respectively.
91-n are primary modulators, respectively.
It uses a modulator. 2-1 to 2-n are spreading code generating circuits, 3-1 to 3-n are multipliers, 4 is a multiplexing circuit, 6 is a radio modulator (RF) device, and ANTa is an antenna. Are configured.

【０１６５】これらのうち、一次変調器１‐１〜１‐ｎ
は入力をＰＡＭ変調による一次変調をするものであり、
それぞれ入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎのうちの対応する一つ
に接続されている。拡散符号発生回路２‐１〜２‐ｎは
それぞれ異なる拡散符号を発生するものであり、乗算器
３‐１〜３‐ｎはそれぞれ一次変調器９８‐１〜９８‐
ｎにそれぞれ対応して設けられていて、一次変調器９８
‐１〜９８‐ｎからの出力を、自己に対応する拡散系列
発生回路２‐１〜２‐ｎの出力する拡散符号と乗算して
出力するものである。Of these, the primary modulators 1-1 to 1-n
Is for primary-modulating the input by PAM modulation,
Each of them is connected to a corresponding one of the input terminals IN1 to INn. The spread code generation circuits 2-1 to 2-n generate different spread codes, and the multipliers 3-1 to 3-n are primary modulators 98-1 to 98-, respectively.
n corresponding to each of n, and the primary modulator 98
The outputs from -1 to 98-n are multiplied by the spreading codes output from the spreading sequence generating circuits 2-1 to 2-n corresponding to the outputs and output.

【０１６６】また、多重回路４は乗算器３‐１〜３‐ｎ
からの出力を加算するものであり、図示しないがＦＳＫ
変調器が設けてあってこの多重回路４の出力はＦＳＫ変
調してから無線変調（ＲＦ）器６に与える構成である。
無線変調（ＲＦ）器６は入力された信号を無線周波数に
変調し、電力増幅して出力するものであり、アンテナＡ
ＮＴａはこの無線変調器６からの出力を電波として送信
するためのものである。The multiplexing circuit 4 is composed of multipliers 3-1 to 3-n.
FSK is used to add the outputs from the
A modulator is provided, and the output of the multiplexing circuit 4 is FSK-modulated and then given to the radio modulator (RF) 6.
The radio frequency modulator (RF) 6 modulates an input signal into a radio frequency, amplifies the power, and outputs the amplified signal.
NTa is for transmitting the output from the wireless modulator 6 as a radio wave.

【０１６７】送信系における入力端子ＩＮ１〜ＩＮｎに
入力されたデータ系列Ｄ１〜Ｄｎは各々対応する一次変
調器９８‐１〜９８‐ｎでＰＡＭ変調されることにより
マッピングされる。The data sequences D1 to Dn input to the input terminals IN1 to INn in the transmission system are mapped by being PAM-modulated by the corresponding primary modulators 98-1 to 98-n.

【０１６８】一次変調器９８‐１〜９８‐ｎでＰＡＭ変
調された信号は、データ系列毎に異なる拡散符号によ
り、スペクトラム拡散変調が施される。The signals PAM-modulated by the primary modulators 98-1 to 98-n are subjected to spread spectrum modulation by different spreading codes for each data series.

【０１６９】スペクトラム拡散変調は拡散符号発生回路
２‐１〜２‐ｎより発生された拡散符号を使用して、一
次変調器１‐１〜１‐ｎの出力の乗算を行う乗算器３‐
１〜３‐ｎにより実現される。スペクトラム拡散変調を
施すことにより、拡散されたそれぞれの信号は多重回路
４により符号多重が行われる。この多重回路４の出力は
ＦＳＫ変調してから無線変調（ＲＦ）器６に与えられ、
無線周波数に変調され、電力増幅されてアンテナＡＮＴ
ａから電波として送信される。The spread spectrum modulation uses a spread code generated by the spread code generation circuits 2-1 to 2-n to multiply the outputs of the primary modulators 1-1 to 1-n by a multiplier 3
1 to 3-n. The signals spread by the spread spectrum modulation are code-multiplexed by the multiplexing circuit 4. The output of the multiplexing circuit 4 is FSK-modulated and then given to a radio modulator (RF) device 6,
Antenna ANT modulated to radio frequency and power amplified
It is transmitted as a radio wave from a.

【０１７０】図２１にＰＡＭの信号点マッピングを示し
た。但し、ここでは４値ＰＡＭを例とする。入力された
データ系列は２ビット毎に分割され、各々図２１に示す
振幅値にマッピングされる。FIG. 21 shows the signal point mapping of PAM. However, four-value PAM is taken as an example here. The input data series is divided into 2 bits and each is mapped to the amplitude value shown in FIG.

【０１７１】本実施例においても第６の実施例と同様
に、複数のデータ系列Ｄ１〜Ｄｎのうちのいくつかのデ
ータ系列に、既知信号を挿入する。復調側ではこの既知
のデータ系列の位相と振幅に基づき復調を行う。Also in this embodiment, similarly to the sixth embodiment, known signals are inserted into some of the data series D1 to Dn. On the demodulation side, demodulation is performed based on the phase and amplitude of this known data series.

【０１７２】本実施例のように一次変調をＰＡＭとする
ことで、より効率の良い伝送を行うことが可能となる。
また、既知信号を挿入して符号多重通信にＰＡＭを適用
することで、伝送路が急速に変動する場合においても良
好なＰＡＭ復調を実現できる。By using PAM as the primary modulation as in this embodiment, more efficient transmission can be performed.
Moreover, by inserting a known signal and applying PAM to code multiplex communication, good PAM demodulation can be realized even when the transmission path changes rapidly.

【０１７３】（第１０の実施例）第１０の実施例を図２
２に示す。この実施例はパイロット系列のデータとデー
タ系列のデータとを送信できるものであり、図におい
て、ＩＮ１はパイロット系列のデータの入力端子、ＩＮ
２はデータ系列の入力端子、９９はシリアルパラレル変
換器、９８‐１〜９８‐４はそれぞれ一次変調器でＰＡ
Ｍ変換器である。また、２‐１〜２‐４はそれぞれ拡散
符号発生回路、３‐１〜３‐４はそれぞれ乗算器、４は
多重回路、５はＦＳＫ変調器、６は無線変調（ＲＦ）
器、ＡＮＴａはアンテナである。また、ＳＷ４１〜ＳＷ
４４は回路開閉用のスイッチ、７１は制御器、７２は変
調指数算出回路、８１はリミタ回路であり、制御器７１
はスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４４を開閉制御したり、変調
指数算出器７２を制御したりするためのものである。(Tenth Embodiment) The tenth embodiment shown in FIG.
It is shown in FIG. In this embodiment, pilot series data and data series data can be transmitted. In the figure, IN1 is an input terminal for pilot series data, IN
2 is a data series input terminal, 99 is a serial-parallel converter, and 98-1 to 98-4 are primary modulators, respectively.
M converter. Further, 2-1 to 2-4 are spread code generating circuits, 3-1 to 3-4 are multipliers, 4 is a multiplexing circuit, 5 is an FSK modulator, and 6 is radio modulation (RF).
The container and ANTa are antennas. Also, SW41 to SW
44 is a switch for opening and closing the circuit, 71 is a controller, 72 is a modulation index calculation circuit, 81 is a limiter circuit, and the controller 71
Are for opening / closing controlling the switches SW41 to SW44 and controlling the modulation index calculator 72.

【０１７４】一次変調器９８‐１〜９８‐４は入力を一
次変調（ＰＡＭ変調）するものであり、一次変調器９８
‐１は入力端子ＩＮ１からの、一次変調器９８‐２〜９
８‐４は入力端子ＩＮ２からのデータを入力される。拡
散符号発生回路２‐１〜２‐ｎはそれぞれ異なる拡散符
号を発生するものであり、乗算器３‐１〜３‐４はそれ
ぞれ一次変調器９８‐１〜９８‐４にそれぞれ対応して
設けられていて、一次変調器９８‐１〜９８‐４からの
出力を、自己に対応する拡散系列発生回路２‐１〜２‐
ｎの出力する拡散符号と乗算して出力するものである。The primary modulators 98-1 to 98-4 are for performing primary modulation (PAM modulation) on the input, and the primary modulator 98
-1 is the primary modulator 98-2 to 9 from the input terminal IN1
8-4 receives the data from the input terminal IN2. The spread code generation circuits 2-1 to 2-n generate different spread codes, and the multipliers 3-1 to 3-4 are provided corresponding to the primary modulators 98-1 to 98-4, respectively. The output from the primary modulators 98-1 to 98-4 is supplied to the spreading sequence generating circuits 2-1 to -2-
This is multiplied by the spreading code output by n and then output.

【０１７５】また、多重回路４は乗算器３‐１〜３‐４
からの出力を加算するものであり、リミタ回路８１は多
重回路４からの出力をレベル制限するものであり、ＦＳ
Ｋ変調器５はこのリミタ回路８１を介して得られた多重
回路４の出力をＦＳＫ変調して出力するものである。The multiplexing circuit 4 is composed of multipliers 3-1 to 3-4.
The limiter circuit 81 limits the level of the output from the multiplexing circuit 4, and the FS
The K modulator 5 FSK-modulates the output of the multiplexing circuit 4 obtained through the limiter circuit 81 and outputs the result.

【０１７６】本実施例においては、前記乗算器３‐１は
多重回路４に直接入力されているが、前記乗算器３‐２
〜３‐４にはそれぞれスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３のう
ちの対応する一つがその出力側に一端側を接続されてお
り、これらスイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３の他端側が多重
回路４に接続されていて、スイッチＳＷ４１〜ＳＷ４３
を介して前記乗算器３‐２〜３‐４の出力が入力される
構成である。In the present embodiment, the multiplier 3-1 is directly input to the multiplexing circuit 4, but the multiplier 3-2 is used.
One of the switches SW41 to SW43 has one end connected to its output side, and the other ends of these switches SW41 to SW43 are connected to the multiplex circuit 4 to the switch SW41. ~ SW43
The outputs of the multipliers 3-2 to 3-4 are input via the.

【０１７７】無線変調（ＲＦ）器６はＦＳＫ変調器５か
らのＦＳＫ変調出力を無線周波数に変調し、電力増幅し
て出力するものであり、アンテナＡＮＴａはこの無線変
調器６からの出力を電波として送信するためのものであ
る。The radio modulator (RF) 6 modulates the FSK modulation output from the FSK modulator 5 to a radio frequency, amplifies and outputs the power, and the antenna ANTa outputs the output from the radio modulator 6 by radio waves. Is for sending as.

【０１７８】設定される変調多値数により、各データ系
列が多重されるかが決まり、この変調多値数により制御
器７１は各データ系列が多重されるかを決定してスイッ
チＳＷ４１〜ＳＷ４３を開閉制御する。制御器７１から
は同時にその時点の多重数が変調指数算出回路７２に出
力され、同算出回路７２では変調指数を決定し、ＦＳＫ
変調回路５へ出力する。そして、ＦＳＫ変調回路５では
変調指数に対応したＦＳＫ変調を行い、リミタ回路８１
でレベル制限を加えた後、無線変調（ＲＦ）器６でこの
ＦＳＫ変調器５からのＦＳＫ変調出力を無線周波数に変
調し、電力増幅してアンテナＡＮＴａよりこの無線変調
器６からの出力を電波として送信する構成である。The set modulation multi-level number determines whether each data sequence is multiplexed. The controller 71 determines whether each data sequence is multiplexed by this modulation multi-level number and sets the switches SW41 to SW43. Open and close control. At the same time, the number of multiplexed signals at that time is output from the controller 71 to the modulation index calculation circuit 72, which determines the modulation index and then FSK
Output to the modulation circuit 5. Then, the FSK modulation circuit 5 performs FSK modulation corresponding to the modulation index, and the limiter circuit 81
After limiting the level with, the radio modulator (RF) 6 modulates the FSK modulation output from the FSK modulator 5 to a radio frequency, amplifies the power, and outputs the output from the radio modulator 6 from the antenna ANTa. Is transmitted.

【０１７９】本装置においては、入力データはパイロッ
ト信号系列とデータ系列である。パイロット系列は一次
変調器９８‐１により、一次変調であるＰＡＭ変調がな
され、乗算器３‐１により拡散符号Ｃ１を用いて拡散変
調された後に、多重加算器４へ入力される。一方、デー
タ系列はシリアルパラレル変換器９９によりシリアルパ
ラレル変換され、１／３の速度となる。In this apparatus, the input data is the pilot signal series and the data series. The pilot sequence is PAM-modulated as the primary modulation by the primary modulator 98-1, is spread-modulated by the multiplier 3-1 using the spreading code C1, and is then input to the multiple adder 4. On the other hand, the data series is serial-parallel converted by the serial-parallel converter 99, resulting in a speed of 1/3.

【０１８０】データ系列の伝送速度は可変である。パイ
ロット信号とデータ系列の伝送速度の比は最大１：３で
あり、その場合、データ系列はシリアルパラレル変換器
９９により３系統に分けられて３つのＰＡＭ変換器９８
‐２〜９８‐４のうちの対応するものに入力される。シ
リアルパラレル変換後のデータ系列の伝送速度はパイロ
ット信号と同じとなる。The transmission rate of the data series is variable. The ratio of the transmission rate of the pilot signal to the data sequence is maximum 1: 3. In that case, the data sequence is divided into three systems by the serial / parallel converter 99 and three PAM converters 98 are provided.
Input to corresponding one of -2 to 98-4. The transmission rate of the data sequence after serial-parallel conversion is the same as that of the pilot signal.

【０１８１】パイロット信号とデータ系列の伝送速度が
同じ場合にはシリアルパラレル変換器９９では拡散符号
Ｃ２に対応した系統の一次変調器（ＰＡＭ変換器）９８
‐２のみに入力される。When the transmission rates of the pilot signal and the data series are the same, the serial-parallel converter 99 has a primary modulator (PAM converter) 98 corresponding to the spread code C2.
Input only to -2.

【０１８２】シリアルパラレル変換されたデータ系列は
複数の拡散符号により拡散変調された後、多重回路４に
より多重加算され、リミタ回路８１を通った後にＦＳＫ
変調を施され、無線周波数に変換された後、送信され
る。The serial-parallel converted data sequence is spread-modulated by a plurality of spreading codes, then multiplexed and added by the multiplexing circuit 4, passed through the limiter circuit 81, and then FSK.
It is modulated, converted to radio frequency and then transmitted.

【０１８３】本装置においては、データ系統は、スイッ
チＳＷ４１〜ＳＷ４３により多重が制御できるようにな
っている。In this apparatus, the data system can be multiplexed by the switches SW41 to SW43.

【０１８４】これはデータ系列の伝送速度は可変であ
り、その伝送速度によって制御器７１により多重数を変
化させるようにするためである。パイロット信号と同じ
伝送速度のときにはスイッチＳＷ４１のみをオンとすべ
く制御することによって、拡散符号Ｃ１とＣ２で拡散変
調された出力の多重を行う。このときの多重数は“２”
である。This is because the transmission rate of the data series is variable, and the number of multiplexes is changed by the controller 71 according to the transmission rate. When the transmission speed is the same as that of the pilot signal, by controlling only the switch SW41 to be turned on, the outputs spread-modulated by the spreading codes C1 and C2 are multiplexed. The number of multiplexes at this time is "2"
Is.

【０１８５】伝送速度が３倍の時にはシリアルパラレル
変換器９９でのシリアルパラレル変換によりデータを３
分岐し、対応する一次変調器９８‐２〜９８‐４により
ＰＡＭ変調した後、乗算器３‐１〜３‐３によりそれぞ
れの対応する拡散符号Ｃ２〜Ｃ４の符号を用いて多重を
行う。このときの多重数は“４”である。多重数に応じ
て変調指数を可変とするのは第３の実施例と同様であ
る。When the transmission speed is 3 times, data is converted into 3 by the serial / parallel conversion in the serial / parallel converter 99.
After branching, PAM modulation is performed by the corresponding primary modulators 98-2 to 98-4, and then multiplexing is performed using the corresponding spreading codes C2 to C4 by the multipliers 3-1 to 3-3. The multiplex number at this time is “4”. As in the third embodiment, the modulation index is made variable according to the number of multiplexed signals.

【０１８６】受信側ではパイロット信号の位相・振幅に
基づいて第５の実施例と同様な復調を行う。On the receiving side, the same demodulation as in the fifth embodiment is performed based on the phase / amplitude of the pilot signal.

【０１８７】このような変調方式をとることで、周波数
利用効率が良く、無線器に過剰な線形性を求めず、Ａ／
Ｄ変換器のビット数を減らすことが可能であり、良好な
品質の通信を行うことが可能となる。By adopting such a modulation method, the frequency utilization efficiency is good, the excessive linearity is not required for the radio device, and the A /
The number of bits of the D converter can be reduced, and good quality communication can be performed.

【０１８８】以上、種々の実施例を説明したが、要する
に本発明は、線形性の高い無線高周波デバイスを必要と
しない符号多重通信方式を提供し、また、使用するＡ／
Ｄ変換器としてビット数の少ないものを使用できるよう
にする符号多重通信方式を提供するために、直接スペク
トル拡散法を用いた符号多重通信方式において、多重さ
れた信号について多値ＦＳＫ変調を行い、復調側ではＦ
ＳＫ復調後に拡散復調を行うようにしたものであり、従
来の符号多重通信をＦＳＫ（ＦＭ）変調を介して行うよ
うにしたものである。Various embodiments have been described above. In short, the present invention provides a code multiplex communication system which does not require a radio frequency high frequency device having high linearity, and uses A /
In order to provide a code multiplex communication system that enables the use of a D converter having a small number of bits, in the code multiplex communication system using the direct spread spectrum method, multilevel FSK modulation is performed on the multiplexed signal, F on the demodulation side
This is one in which spread demodulation is performed after SK demodulation, and the conventional code multiplex communication is performed through FSK (FM) modulation.

【０１８９】このように、本発明では多重した後のＭレ
ベルに多値化された信号をＭ値ＦＳＫのデータ系列とし
てＦＳＫ変調を行い、これを送信するようにする。ＦＳ
Ｋ変調方式は定包絡線変調である。そのため無線変調器
は特性が非線形であっても、伝達すべき情報が失われる
ことはない。As described above, in the present invention, the multi-valued M level signal after multiplexing is subjected to FSK modulation as a data sequence of M value FSK and is transmitted. FS
The K modulation method is constant envelope modulation. Therefore, even if the characteristics of the wireless modulator are non-linear, the information to be transmitted is not lost.

【０１９０】受信側ではＦＳＫ復調を行い、拡散復調し
てデータ系列を再生する。On the receiving side, FSK demodulation is performed and spread demodulation is performed to reproduce the data sequence.

【０１９１】本特許では直接拡散法による符号多重通信
方式において、ＦＳＫ変調波を介することで、無線変調
器の線形性の問題が緩和され、これによって、従来ネッ
クとなっていた、高い周波数帯での無線高周波デバイス
の線形性と、大型化、高い消費電力や高価格の問題を解
消できる。In this patent, in the code multiplex communication method by the direct spread method, the problem of the linearity of the radio modulator is alleviated by passing the FSK modulated wave, and in the high frequency band which has been a bottleneck in the past. Can solve the problems of linearity, large size, high power consumption and high price of wireless high frequency devices.

【０１９２】ゆえに、非線形な無線高周波デバイスを用
いても良好な通信品質を保つことが可能であり、また、
復調側のＡ／Ｄ変換器のビット数を削減出来るなどして
送受信器の小型化・低消費電力化、そして、装置の低価
格化が可能となる。Therefore, it is possible to maintain good communication quality even if a non-linear radio frequency device is used.
By reducing the number of bits of the A / D converter on the demodulation side, it is possible to reduce the size and power consumption of the transmitter / receiver and the cost of the device.

【０１９３】なお、本発明は上述した実施例に限定され
るものではなく、種々変形して実施可能である。The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, but can be modified in various ways.

【０１９４】[0194]

【発明の効果】以上、本発明によれば、ＦＳＫ変調（Ｆ
Ｍ変調）を用いた符号分割多重方式を行うようにしたこ
とで、非線形な無線機を用いても良好な品質を保つこと
が可能であり、また、復調側で非常に簡易なＡＧＣやリ
ミタを用いた振幅調整が出来るため、高速に伝送路の変
動する状況下においても伝送品質が保証され、さらに、
Ａ／Ｄ変換器のビット数を削減するなど、無線機のダイ
ナミックレンジを改善することが出来、送受信器の小型
化・低消費電力化が図れる。As described above, according to the present invention, the FSK modulation (F
By adopting the code division multiplexing method using M modulation, it is possible to maintain good quality even if a non-linear radio is used, and a very simple AGC or limiter is provided on the demodulation side. Since the used amplitude adjustment can be performed, the transmission quality is guaranteed even in the situation where the transmission line fluctuates at high speed.
The dynamic range of the wireless device can be improved by reducing the number of bits of the A / D converter, and the transceiver can be downsized and the power consumption can be reduced.

【０１９５】また、ＱＡＭ・ＰＡＭ・ＡＳＫなどの振幅
に情報をもつ変調方式を一次変調とし、符号分割多重を
行うことにより、より周波数利用効率の良い伝送を行う
ことが出来る。さらに一定の符号をパイロット信号に割
り当て、受信信号から逆拡散により抽出したパイロット
信号成分を用いて位相・振幅を同定し、基準位相・振幅
として用いることで、高速の伝送路変動にも十分に耐え
うる多値振幅の変調方式を実現している。[0195] In addition, the modulation method having information on the amplitude such as QAM / PAM / ASK is used as the primary modulation and the code division multiplexing is performed, so that the transmission with higher frequency utilization efficiency can be performed. Furthermore, by assigning a fixed code to the pilot signal, identifying the phase / amplitude using the pilot signal component extracted from the received signal by despreading, and using it as the reference phase / amplitude, it is sufficiently resistant to high-speed transmission line fluctuations. It realizes a multi-level amplitude modulation method.

【０１９６】さらに、振幅多値の変調を行うことにより
デバイスにはより高精度な線形性が求められるが、振幅
多値の符号分割多値変調にＦＳＫ変調を付加すること
で、要求される線形性が低くなり、送受信器の小型化・
低価格化に絶大なる効果を発揮する。Furthermore, although higher precision linearity is required for the device by performing the multilevel amplitude modulation, the required linearity can be obtained by adding the FSK modulation to the multilevel amplitude code division multilevel modulation. Performance is reduced, and the transceiver size is reduced.
It has a great effect on price reduction.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第１の実施例の送受信系の構成を示したブロッ
ク図。FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which showed the structure of the transmission / reception system of the 1st Example of this invention.

【図２】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第１の実施例における受信系の構成例を示すブ
ロック図。FIG. 2 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which shows the structural example of the receiving system in the 1st Example of this invention.

【図３】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第１の実施例における別の受信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 3 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which shows the structural example of another receiving system in the 1st Example of this invention.

【図４】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第１の実施例を説明するための相関器出力信号
を表す図。FIG. 4 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The figure showing the correlator output signal for describing the 1st example of the present invention.

【図５】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第１の実施例における受信系の別の構成例を示
すブロック図。FIG. 5 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which shows another structural example of the receiving system in the 1st Example of this invention.

【図６】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第２の実施例における送信系の構成例を示すブ
ロック図。FIG. 6 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which shows the structural example of the transmission system in the 2nd Example of this invention.

【図７】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第２の実施例における受信系の構成例を示すブ
ロック図。FIG. 7 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which shows the structural example of the receiving system in the 2nd Example of this invention.

【図８】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第３の実施例における送信系の構成例を示すブ
ロック図。FIG. 8 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The block diagram which shows the structural example of the transmission system in the 3rd Example of this invention.

【図９】本発明の実施例を説明するための図であって、
本発明の第３の実施例を説明するための周波数スペクト
ル図。FIG. 9 is a diagram for explaining an embodiment of the present invention,
The frequency spectrum figure for demonstrating the 3rd Example of this invention.

【図１０】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第３の実施例における図８に示したＦＳＫ
変調器５の内部構造を示すブロック図。FIG. 10 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention, which is the FSK shown in FIG. 8 in the third embodiment of the present invention.
3 is a block diagram showing the internal structure of the modulator 5. FIG.

【図１１】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第４の実施例における送信系の構成を示す
ブロック図。FIG. 11 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration of a transmission system in the fourth embodiment of the present invention.

【図１２】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第４の実施例におけるリミタ回路の特性を
説明するための入力−出力特性図。FIG. 12 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention, which is an input-output characteristic diagram for explaining the characteristic of the limiter circuit in the fourth embodiment of the present invention.

【図１３】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第４の実施例を説明するための周波数スペ
クトル図。FIG. 13 is a diagram for explaining the example of the present invention and is a frequency spectrum diagram for explaining the fourth example of the present invention.

【図１４】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第５の実施例における送信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 14 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in the fifth embodiment of the present invention.

【図１５】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第６の実施例における送信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 15 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in the sixth embodiment of the present invention.

【図１６】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第６の実施例を説明するための信号点配置
図。FIG. 16 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention, and is a signal point arrangement diagram for explaining the sixth embodiment of the present invention.

【図１７】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第６の実施例における受信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 17 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a receiving system in the sixth embodiment of the present invention.

【図１８】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第７の実施例における送信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 18 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in the seventh embodiment of the present invention.

【図１９】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第８の実施例における送信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 19 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in the eighth embodiment of the present invention.

【図２０】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第９の実施例における送信系の構成例を示
すブロック図。FIG. 20 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in the ninth embodiment of the present invention.

【図２１】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第９の実施例を説明するための信号点配置
図。FIG. 21 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a signal point arrangement diagram for explaining the ninth embodiment of the present invention.

【図２２】本発明の実施例を説明するための図であっ
て、本発明の第１０の実施例における送信系の構成例を
示すブロック図。FIG. 22 is a diagram for explaining the embodiment of the present invention and is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in the tenth embodiment of the present invention.

【図２３】従来技術における送信系の構成例を示したブ
ロック図。FIG. 23 is a block diagram showing a configuration example of a transmission system in a conventional technique.

【図２４】従来技術における受信系の構成例を示したブ
ロック図。FIG. 24 is a block diagram showing a configuration example of a receiving system in the conventional technique.

【図２５】従来例を説明するための信号遷移図。FIG. 25 is a signal transition diagram for explaining a conventional example.

【図２６】従来例の送受信器を示したブロック図。FIG. 26 is a block diagram showing a conventional transceiver.

【図２７】従来例の送信器を示したブロック図。FIG. 27 is a block diagram showing a conventional transmitter.

【図２８】従来例を説明するための信号点配置図。FIG. 28 is a signal point arrangement diagram for explaining a conventional example.

【図２９】従来例を説明するための説明図。FIG. 29 is an explanatory diagram for explaining a conventional example.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，１‐１〜１‐ｎ…一次変調器 ２，２‐１〜２‐ｎ…拡散符号発生器 ３，３‐１〜３‐ｎ…乗算器 ４…多重回路（加算器） ５…ＦＳＫ変調回路 ６…無線変調器 ７…無線復調器 ８…ＦＳＫ復調器 ９‐１〜９‐ｎ…相関器 １０…拡散符号発生器 １１，１１‐１〜１１‐ｎ…一次復調器 ２１…遅延ロックループ（ＤＬＬ） ２２ａ〜２２ｎ…電力算出回路 ８１…リミタ回路 ８２…ＡＧＣ（自動利得制御）回路 ＡＮＴａ，ＡＮＴｂ…アンテナ ９４…直交変調器 ９５…多値数制御器 ９６‐１〜９６‐ｎ…複素相関器 ９７…振幅位相検出器 ９８‐１〜９８‐ｎ…ＱＡＭ復調器 ＡＤＤ１〜ＡＤＤｎ…加算器 １００…ベースバンド変換器。 1, 1-1 to 1-n ... Primary modulator 2, 2-1 to 2-n ... Spread code generator 3, 3-1 to 3-n ... Multiplier 4 ... Multiplex circuit (adder) 5 ... FSK Modulation circuit 6 ... Radio modulator 7 ... Radio demodulator 8 ... FSK demodulator 9-1 to 9-n ... Correlator 10 ... Spread code generator 11, 11-1 to 11-n ... Primary demodulator 21 ... Delay lock Loop (DLL) 22a to 22n ... Power calculation circuit 81 ... Limiter circuit 82 ... AGC (automatic gain control) circuit ANTa, ANTb ... Antenna 94 ... Quadrature modulator 95 ... Multivalued controller 96-1 to 96-n ... Complex Correlator 97 ... Amplitude / phase detector 98-1 to 98-n ... QAM demodulator ADD1 to ADDn ... Adder 100 ... Baseband converter.

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 拡散符号によって多重を行う符号多重通
信方式の通信装置において、 送信側は入力される複数のデータ系列に予め定められた
変調方式で一次変調を行う一次変調手段と、 この一次変調手段からの一次変調された出力データにそ
れぞれのデータ系列に割り当てられた拡散符号により拡
散変調を行う拡散変調手段と、 この拡散変調手段による拡散変調された出力データの多
重を行う多重手段と、 この多重手段により多重された系列を周波数変調して送
信する変調手段とから構成し、 受信側は受信信号を周波数復調する復調手段と、 この復調手段により復調された出力を拡散符号により拡
散復調する拡散復調手段と、 この拡散復調手段により拡散復調された出力を前記一次
変調に対応した一次復調する一次復調手段とから構成す
ることを特徴とする符号多重通信装置。1. A communication apparatus of a code multiplex communication system for performing multiplexing using a spread code, wherein a transmitting side performs primary modulation on a plurality of input data sequences by a predetermined modulation method, and the primary modulation means. Spreading modulation means for performing spread modulation on the primary-modulated output data from the means using spreading codes assigned to the respective data sequences, and multiplexing means for multiplexing the spread-modulated output data by the spreading modulation means, The receiving side comprises a demodulating means for frequency demodulating a received signal, and a spreading means for spreading demodulating the output demodulated by the demodulating means by a spreading code. It comprises demodulation means and primary demodulation means for performing primary demodulation corresponding to the primary modulation on the output which is spread and demodulated by the spread demodulation means. Code multiplex communication system, characterized in that. 【請求項２】 変調手段は、 定包絡線変調を行うものであって、複数のデータ系列を
多重する多重数に応じてＦＳＫ変調の変調指数を適応的
に変化させることを特徴とする請求項１記載の符号多重
通信装置。2. The modulation means performs constant envelope modulation, and adaptively changes the modulation index of FSK modulation according to the number of multiplexes for multiplexing a plurality of data sequences. 1. The code multiplex communication device according to 1. 【請求項３】 拡散符号によって多重を行う符号多重通
信装置において、 送信側は入力された複数のデータ系列にＱＡＭ変調方式
により一次変調を行うＱＡＭ変調手段と、 このＱＡＭ変調手段により一次変調された出力データに
対して、それぞれ拡散符号による拡散変調する拡散変調
手段と、 この拡散変調手段による拡散変調された出力の多重を行
う多重手段とを設けたことを特徴とする符号多重通信装
置。3. A code multiplex communication apparatus for performing multiplexing with a spread code, wherein a transmitting side performs a primary modulation by a QAM modulation method on a plurality of input data sequences, and a primary modulation by this QAM modulation means. A code multiplex communication device comprising: a spread modulator that spread-modulates output data by a spread code; and a multiplexer that multiplexes the spread-modulated output by the spread modulator. 【請求項４】 拡散符号によって多重を行う符号多重通
信装置において、 送信側は入力された複数のデータ系列にＱＡＭ変調方式
により一次変調を行うＱＡＭ変調手段と、 このＱＡＭ変調手段により一次変調された出力データに
対して、それぞれ拡散符号による拡散変調する拡散変調
手段と、 この拡散変調手段による拡散変調された出力の多重を行
う多重手段とを設けて構成すると共に、送信側での前記
複数データ系列の１つを既知とし、 受信側は前記既知系列に対応した拡散符号による拡散復
調する拡散復調手段と、 この拡散復調手段による拡散復調された出力に基づきＱ
ＡＭ復調するＱＡＭ復調手段とを設け、 ＱＡＭ復調手段によるＱＡＭ復調時の基準位相および基
準振幅を算出し、前記基準位相・基準振幅に基づいて前
記既知系列以外のデータ系列の復調を行うことを特徴と
する符号多重通信装置。4. In a code multiplex communication apparatus for performing multiplexing using a spread code, a transmitting side performs a primary modulation by a QAM modulation means for performing a primary modulation on a plurality of input data sequences by a QAM modulation method, and a primary modulation by this QAM modulation means. The output data is provided with a spreading modulation means for spreading modulation with a spreading code, and a multiplexing means for multiplexing the spread-modulated output by the spreading modulation means. One of them is known, and the receiving side uses a spreading demodulation means for spreading and demodulating with a spreading code corresponding to the known sequence, and Q on the basis of the output demodulated by the spreading demodulation means.
A QAM demodulation unit for AM demodulation is provided, a reference phase and a reference amplitude at the time of QAM demodulation by the QAM demodulation unit are calculated, and a data sequence other than the known sequence is demodulated based on the reference phase / reference amplitude. And a code multiplex communication device.