JPH08266042A - Output current circuit - Google Patents
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- JPH08266042A JPH08266042A JP6124795A JP6124795A JPH08266042A JP H08266042 A JPH08266042 A JP H08266042A JP 6124795 A JP6124795 A JP 6124795A JP 6124795 A JP6124795 A JP 6124795A JP H08266042 A JPH08266042 A JP H08266042A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングレギュー
タに用いられる出力電流回路に関し、より詳しくは出力
電流の低下に伴ってリアクトル電流が途切れるのを防止
するようにした出力電流回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an output current circuit used for a switching regulator, and more particularly to an output current circuit for preventing the reactor current from being interrupted due to a decrease in the output current. is there.
【０００２】[0002]
【従来の技術】スイッチングレギュータは、トランスの
１次コイル側の電源を断続させることによってそのトラ
ンスの２次コイル側に適当な電圧を得て、この電圧から
整流器によって整流し、平滑して負荷に供給するもので
ある。ここで、電流を平滑するために、２次コイル側回
路にチョークコイルなどのリアクトルが設けられ、この
２次コイル側回路に発生するエネルギーをそのリアクト
ルに蓄えつつ連続する一定方向の電流として取り出して
いる。従来、この種の出力電流回路においては、この電
流を平滑するために負荷に並列にコンデンサが設けら
れ、かつその電流の電流量が低下してもそのリアクトル
を流れるリアクトル電流が途切れないようにするため
に、ブリーダ抵抗がそのコンデンサに並列に設けられ、
このブリーダ抵抗にダミー電流を流すことによりリアク
トル電流の電流量を調整している。2. Description of the Related Art A switching regulator obtains an appropriate voltage on the secondary coil side of the transformer by connecting and disconnecting the power source on the primary coil side of the transformer, rectifies it from this voltage by a rectifier, and smoothes it. It supplies the load. Here, in order to smooth the current, a reactor such as a choke coil is provided in the secondary coil side circuit, and the energy generated in the secondary coil side circuit is stored in the reactor and taken out as a continuous current in a constant direction. There is. Conventionally, in this type of output current circuit, a capacitor is provided in parallel with the load in order to smooth this current, and even if the current amount of the current decreases, the reactor current flowing through the reactor is not interrupted. For that, a bleeder resistor is provided in parallel with the capacitor,
The amount of reactor current is adjusted by passing a dummy current through the bleeder resistance.
【０００３】図９は、従来の出力電流回路の一例を示す
回路図である。この図９において、直流電源５１とスイ
ッチング素子５２およびトランス５３の１次コイル５４
とが直列接続され、１次コイル側回路を構成している。
このスイッチング素子５２を断続すると、トランス５３
の２次コイル５５の側に電圧値が周期的に変動する誘導
起電力が発生させられる。この誘導起電力によってもた
らされるエネルギーは、整流ダイオード５６，５７によ
り整流され、チョークコイル５８および平滑用のコンデ
ンサ５９によって平滑され、負荷６０に直流電源が供給
される。FIG. 9 is a circuit diagram showing an example of a conventional output current circuit. In FIG. 9, a DC power supply 51, a switching element 52, and a primary coil 54 of a transformer 53
And are connected in series to form a primary coil side circuit.
When the switching element 52 is turned on and off, the transformer 53
An induced electromotive force whose voltage value periodically changes is generated on the secondary coil 55 side. The energy generated by the induced electromotive force is rectified by the rectifier diodes 56 and 57, smoothed by the choke coil 58 and the smoothing capacitor 59, and a DC power is supplied to the load 60.
【０００４】この負荷６０にかかる電圧をＶｏ、この負
荷６０を流れる出力電流をＩｏ、またスイッチング素子
５２がオンになることによって２次コイル５５の側に誘
発される電圧をＶｉとすると、チョークコイル５８にか
かる電圧ＶL は、このスイッチング素子５２がオンにな
っている間は、 ＶL ＝Ｖｉ−Ｖｏ であり、このときチョークコイル５８に流れるリアクト
ル電流ＩL は、 ＩL ＝Ｉｏ−〔（Ｖｉ−Ｖｏ）Ｔｏｎ〕／２Ｌ となる。ただし、ここでＴｏｎはスイッチング素子５２
がオンになっている時間、Ｌはチョークコイル５８のイ
ンダクタンスである。また、スイッチング素子５２がオ
フになっている期間は、 ＶL ＝−Ｖｏ であり、このときチョークコイル５８に流れるリアクト
ル電流ＩL は、 ＩL ＝Ｉｏ＋（Ｖｏ×Ｔｏｆｆ）／２Ｌ となる。ただし、ここでＴｏｆｆはスイッチング素子５
２がオフになっている時間である。これらの式に基づい
てＶL およびＩL をタイムチャートで示すと図１０
（ａ），（ｂ）のようになる。なお、ここではスイッチ
ング素子５２のデューティ比を常に５０％とする。Assuming that the voltage applied to the load 60 is Vo, the output current flowing through the load 60 is Io, and the voltage induced on the side of the secondary coil 55 when the switching element 52 is turned on is Vi, a choke coil. The voltage V L applied to 58 is V L = Vi−Vo while the switching element 52 is on, and the reactor current I L flowing in the choke coil 58 at this time is I L = Io − [( Vi-Vo) Ton] / 2L. However, here Ton is the switching element 52.
L is the inductance of the choke coil 58 during the time when is on. Also, the period of the switching element 52 is turned off, a V L = -Vo, the reactor current I L flowing through the choke coil 58 this time is I L = Io + (Vo × Toff) / 2L. However, here, Toff is the switching element 5
It is the time when 2 is off. FIG. 10 is a time chart showing V L and I L based on these equations.
It becomes like (a) and (b). Note that the duty ratio of the switching element 52 is always 50% here.
【０００５】ところで、負荷に供給される出力電流Ｉｏ
を小さくしていくと、図１０（ｂ）によって示されるリ
アクトル電流ＩL の波形が下方に移行し、図１０（ｃ）
に示されるように、電流値が零となる期間が発生してリ
アクトル電流ＩL が不連続となる。By the way, the output current Io supplied to the load
10 is reduced, the waveform of the reactor current I L shown in FIG. 10B shifts downward, and FIG.
As shown in, the period in which the current value becomes zero occurs and the reactor current I L becomes discontinuous.
【０００６】このようなリアクトル電流不連続モードが
生じると、出力電流回路の特性は著しく変化してしま
い、例えば出力電圧が上昇したり、出力インピーダンス
の周波数─位相特性が変化してリアクトル電流連続モー
ド時とは異なる振舞いをするといった障害が引起こされ
てしまう。この出力電流回路はリアクトル電流連続モー
ドを前提として設計されているので、このようなリアク
トル電流不連続モードは好ましいものではなく、良好な
出力特性および安定性を得るために、低出力から高出力
に渡ってできるだけ広い範囲においてリアクトル電流連
続モードで動作させることが望ましい。When such a reactor current discontinuous mode occurs, the characteristics of the output current circuit change remarkably, for example, the output voltage rises or the frequency-phase characteristic of the output impedance changes, and the reactor current continuous mode changes. Failures such as behaving differently than time will be caused. Since this output current circuit is designed on the assumption of the reactor current continuous mode, such a reactor current discontinuous mode is not preferable, and in order to obtain good output characteristics and stability, it is necessary to change from low output to high output. It is desirable to operate in continuous reactor current mode over as wide a range as possible.
【０００７】前述のリアクトル電流ＩL の式からも分か
るように、チョークコイル５８のインダクタンスＬをで
きるだけ大きくすれば、リアクトル電流ＩL の波形は平
坦化されて出力電流Ｉｏに近づくために、リアクトル電
流不連続モードの防止に著しい効果がある。しかしなが
ら、インダクタンスＬを大きくしようとすると即座に回
路が大型化されてしまい、他の小型化されつつある回路
との整合上望ましいものではない。As can be seen from the above equation of the reactor current I L , if the inductance L of the choke coil 58 is made as large as possible, the waveform of the reactor current I L is flattened and approaches the output current Io, so that the reactor current I L It is extremely effective in preventing discontinuous mode. However, an attempt to increase the inductance L immediately increases the size of the circuit, which is not desirable in terms of matching with other miniaturized circuits.
【０００８】この状況を回避するために、図９に示され
る従来の出力電流回路には、ダミー電流Ｉｄを流すため
ブリーダ抵抗６１がコンデンサ５９に並列に設けられて
いる。このブリーダ抵抗６１を接続すれば常にダミー電
流Ｉｄが出力電流Ｉｏに重畳されるために、図１０
（ｃ）に示されるような小さな出力電流Ｉｏに対して
も、リアクトル電流ＩL が全体的に持上げられ、図１０
（ｄ）に示されるようにリアクトル電流ＩL が連続モー
ドを維持するように修正される。In order to avoid this situation, the conventional output current circuit shown in FIG. 9 is provided with a bleeder resistor 61 in parallel with the capacitor 59 for flowing the dummy current Id. If the bleeder resistor 61 is connected, the dummy current Id is always superimposed on the output current Io.
Even for a small output current Io as shown in (c), the reactor current I L is entirely lifted, and FIG.
As shown in (d), the reactor current I L is modified to maintain the continuous mode.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ブリー
ダ抵抗にダミー電流は電流の損失であり、より小さな出
力電流Ｉｏに対処しようとすればするほど大きな電流損
失がもたらされて効率が低下するという問題点があっ
た。また、出力電流が大きくなればダミー電流は本来不
要であるが、常にブリーダ抵抗が接続されているため
に、負荷電流の最大値が制限されてしまうという問題点
もあった。However, the dummy current in the bleeder resistance is a current loss, and the more the output current Io is attempted to be dealt with, the larger the current loss is, resulting in a decrease in efficiency. There was a point. Further, if the output current becomes large, the dummy current is essentially unnecessary, but there is a problem that the maximum value of the load current is limited because the bleeder resistor is always connected.
【００１０】本発明は、このような問題点を解消するこ
とを目的とするもので、ダミー電流による電流損失を小
さなものとし、リアクトル電流不連続モードの発生を防
止して、効率よく広出力範囲に渡って安定した電流を負
荷に供給できる出力電流回路を提供することにある。An object of the present invention is to eliminate such a problem, to reduce the current loss due to the dummy current, prevent the reactor current discontinuous mode from occurring, and efficiently output a wide output range. An object of the present invention is to provide an output current circuit capable of supplying a stable current to a load over a period of time.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】本発明による出力電流回
路は、図１の発明原理ブロック図に示されるように、
（ａ）１次コイル（１）および２次コイル（２）を有す
るトランス（３）と、（ｂ）スイッチング手段（４）に
よって直流電源（５）を断続し、前記トランス（３）の
１次コイル（１）に供給する電流を断続する１次コイル
側回路（６）と、（ｃ）前記トランス（３）の２次コイ
ル（２）に発生する電圧を整流しリアクトル（７）によ
って平滑し、負荷（８）に直流電流を供給する整流・平
滑回路（９）と、（ｄ）前記整流・平滑回路（９）に負
荷として接続され、外部からの信号に基づいてダミー電
流を制御するダミー電流制御手段（１０）と、（ｅ）前
記１次コイル（１）側または２次コイル（２）側を流れ
る電流に基づいて所定値以下のリアトクル電流のときに
前記ダミー電流を増加させるリアトクル電流監視手段
（１１）と、を具備することを特徴とするものである。
ここでリアトクル電流監視手段（１１）は図示のように
負荷を流れる電流を監視するものであってもよく、また
リアトクル（７）に近接して配置され、リアトクル
（７）に流れる電流を直接監視するものであってもよ
い。また、トランス（３）の１次コイル（１）に流れる
電流に基づいてリアトクル電流を監視するものであって
もよい。The output current circuit according to the present invention, as shown in the block diagram of the principle of the invention of FIG.
(A) A transformer (3) having a primary coil (1) and a secondary coil (2), and (b) a switching means (4) to connect and disconnect a direct current power source (5), and the primary of the transformer (3). The voltage generated in the primary coil side circuit (6) that intermittently supplies the current supplied to the coil (1) and (c) the secondary coil (2) of the transformer (3) is rectified and smoothed by the reactor (7). A rectifying / smoothing circuit (9) for supplying a direct current to the load (8), and (d) a dummy connected to the rectifying / smoothing circuit (9) as a load and controlling a dummy current based on a signal from the outside. A current control means (10), and (e) a rear-toel current for increasing the dummy current when the rear-tore current is a predetermined value or less based on the current flowing through the primary coil (1) side or the secondary coil (2) side And monitoring means (11) And it is characterized in Rukoto.
Here, the rear current monitoring means (11) may be a means for monitoring the current flowing through the load as shown in the figure, and it is arranged close to the rear vehicle (7) and directly monitors the current flowing through the rear vehicle (7). It may be one that does. Further, the reactor current may be monitored based on the current flowing through the primary coil (1) of the transformer (3).
【００１２】[0012]
【作用】本発明による出力電流回路によれば、リアクト
ル電流監視手段（１１）は所定部分を流れる電流を監視
し、リアクトル電流の電流量が低下すればダミー電流制
御手段（１０）によりダミー電流を流すようにしてい
る。また、リアトクル電流が上昇すればダミー電流を停
止するようにしている。このために、無駄な電流損失を
生じさせることがなく、リアクトル電流不連続モードの
発生も確実に防止できるために、低出力から高出力まで
の広出力範囲に渡って安定した電流を負荷に供給できる
出力電流回路を提供することができる。According to the output current circuit of the present invention, the reactor current monitoring means (11) monitors the current flowing through a predetermined portion, and if the current amount of the reactor current decreases, the dummy current control means (10) controls the dummy current. I am trying to flush it. Further, the dummy current is stopped when the reactor current increases. For this reason, it is possible to reliably prevent the generation of the reactor current discontinuous mode without causing unnecessary current loss, and to supply a stable current to the load over a wide output range from low output to high output. It is possible to provide a possible output current circuit.
【００１３】[0013]
【実施例】次に、本発明による出力電流回路の具体的実
施例について図面を参照しつつ説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, specific embodiments of the output current circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
【００１４】（実施例１）図２は、本発明による出力電
流回路の第１の実施例の構成図である。この図２におい
て、トランス２１の１次コイル２２に直流電源２３と本
発明におけるスイッチング手段（４）であるスイッチン
グトランジスタ２４とが直列接続されて本発明における
１次コイル側回路（６）である１次コイル側回路２５を
構成している。また、２次コイル２６には２次コイル側
回路２７を介して負荷２８が接続されている。この２次
コイル側回路２７には、２次コイル２６に得られる電圧
を整流するダイオード２９，３０、平滑用のリアクトル
３１、平滑用コンデンサ３２が接続されている。また、
負荷２８とリアトクル３１との間には、電流検出用抵抗
３３が接続されている。この電流検出用抵抗３３は負荷
電流を電圧に変換するものであって、その出力はコンパ
レータ３４の一端に入力されている。このコンパレータ
３４の他端には、基準電圧Ｖｒを出力する電圧源３５が
接続されている。また、コンパレータ３４は、電流検出
用抵抗３３の両端の電圧がその電圧Ｖｒ以下のときにＨ
レベルを出力するものであって、その出力はトランジス
タ３６のベースに与えられる。このトランジスタ３６の
エミッタは接地され、コレクタはリレー３７のリレーコ
イルを介して電源に並列接続されている。また、電源に
はリレー３７のリレー接点とブリーダ抵抗３８とが直列
に接続され、本発明におけるダミー電流制御手段（１
０）であるダミー電流制御回路３９を構成している。な
お、トランジスタ３６はダミー電流制御回路３９をドラ
イブするドライブ回路である。また、電流検出用抵抗３
３、コンパレータ３４、電圧源３５、トランジスタ３６
およびリレー３７は、本発明におけるリアクトル電流監
視手段１２であるリアクトル電流監視回路４０を構成し
ている。(Embodiment 1) FIG. 2 is a block diagram of a first embodiment of an output current circuit according to the present invention. In FIG. 2, a DC power supply 23 and a switching transistor 24, which is the switching means (4) of the present invention, are connected in series to the primary coil 22 of the transformer 21 to form a primary coil side circuit (6) of the present invention 1. The secondary coil side circuit 25 is configured. A load 28 is connected to the secondary coil 26 via a secondary coil side circuit 27. The secondary coil side circuit 27 is connected with diodes 29 and 30 for rectifying the voltage obtained in the secondary coil 26, a smoothing reactor 31, and a smoothing capacitor 32. Also,
A current detection resistor 33 is connected between the load 28 and the rear wheel 31. The current detecting resistor 33 converts the load current into a voltage, and its output is input to one end of the comparator 34. A voltage source 35 that outputs the reference voltage Vr is connected to the other end of the comparator 34. Further, the comparator 34 sets H when the voltage across the current detecting resistor 33 is equal to or lower than the voltage Vr.
It outputs a level, and the output is given to the base of the transistor 36. The emitter of the transistor 36 is grounded, and the collector is connected in parallel to the power supply via the relay coil of the relay 37. Further, the relay contact of the relay 37 and the bleeder resistor 38 are connected in series to the power source, and the dummy current control means (1
0) which constitutes the dummy current control circuit 39. The transistor 36 is a drive circuit that drives the dummy current control circuit 39. Also, the current detection resistor 3
3, comparator 34, voltage source 35, transistor 36
The relay 37 and the relay 37 constitute a reactor current monitoring circuit 40 which is the reactor current monitoring means 12 in the present invention.
【００１５】次に、本実施例の動作について説明する。
スイッチングトランジスタ２４を所定周期で断続する
と、直流電源２３が断続され、トランス２１の２次側コ
イル２６に誘導起電力が生じる。この誘電起電力は整流
ダイオード２９，３０によって整流され、リアトクル３
１，平滑用コンデンサ３２によって平滑されて負荷２８
に加わる。この負荷２８に供給される電流は電流検出用
抵抗３３を流れて電圧降下を引き起こし、この電圧降下
の度合いがコンパレータ３４において基準電圧Ｖｒと比
較される。この電流検出用抵抗３３を流れる電流の電流
量が所定値以下のときは、リアクトル電流が最小値以下
になるものと考えられるために、トランジスタ３６およ
びリレー３７が駆動されリレースイッチを閉じ、ブリー
ダ抵抗３８が並列に接続される。このために、ダミー電
流が流れてリアクトル電流を所定値以上にする。一方、
負荷電流が大きくなれば電流検出用抵抗３３で検出され
る電圧値も大きくなるために、トランジスタ３６はオフ
となり、リレー３７の駆動が停止する。したがって、ブ
リーダ抵抗３８が回路から切り離され、ダミー電流が流
れなくなる。このように、負荷２８に所定値以上の電流
が流れているときはダミー電流を停止し、不要なダミー
電流による電流損失を防ぐことができる。Next, the operation of this embodiment will be described.
When the switching transistor 24 is turned on and off at a predetermined cycle, the DC power supply 23 is turned on and off, and an induced electromotive force is generated in the secondary coil 26 of the transformer 21. This induced electromotive force is rectified by the rectifier diodes 29 and 30, and
1, the load 28 is smoothed by the smoothing capacitor 32
Join. The current supplied to the load 28 flows through the current detection resistor 33 to cause a voltage drop, and the degree of this voltage drop is compared with the reference voltage Vr in the comparator 34. When the amount of current flowing through the current detection resistor 33 is less than or equal to a predetermined value, it is considered that the reactor current is less than or equal to the minimum value. Therefore, the transistor 36 and the relay 37 are driven to close the relay switch, and the bleeder resistance 38 are connected in parallel. Therefore, a dummy current flows to make the reactor current equal to or higher than a predetermined value. on the other hand,
As the load current increases, the voltage value detected by the current detection resistor 33 also increases, so the transistor 36 is turned off and the drive of the relay 37 is stopped. Therefore, the bleeder resistor 38 is disconnected from the circuit, and the dummy current does not flow. In this way, the dummy current can be stopped when a current of a predetermined value or more is flowing in the load 28, and the current loss due to unnecessary dummy current can be prevented.
【００１６】なお、本実施例においては、リアクトル電
流監視回路４０によって監視される電流は負荷２８を流
れる電流としたが、本実施例に用いられているのと同様
のリアクトル電流監視回路およびダミー電流制御回路を
構成すれば、少なくともリアクトル電流と対応して増減
する電流であれば任意のものを監視するように構成し得
る。例えば、リアクトル３１に隣接して電流検出用抵抗
３３を設け、直接ダミー電流を含むリアクトル電流を監
視するようにしてもよい。こうすれば、リアクトル電流
の調整のための反応がより敏感なものとなる。また、ト
ランスの１次側を流れる電流に基づいてダミー電流を制
御するようにしてもよい。In this embodiment, the current monitored by the reactor current monitoring circuit 40 is the current flowing through the load 28. However, the same reactor current monitoring circuit and dummy current as those used in this embodiment are used. The control circuit may be configured to monitor any current as long as the current increases or decreases at least in correspondence with the reactor current. For example, a current detection resistor 33 may be provided adjacent to the reactor 31 to directly monitor the reactor current including the dummy current. This will make the reaction for adjusting the reactor current more sensitive. Further, the dummy current may be controlled based on the current flowing through the primary side of the transformer.
【００１７】（実施例２）図３は、本発明による出力電
流回路の第２の実施例の構成図である。この図３におい
て、前述の第１の実施例のものと対応する部分には同一
の番号が付されている。ところで、本実施例の出力電流
回路は、トランス２１、１次コイル２２、直流電源２
３、スイッチングトランジスタ２４、１次コイル側回路
２５、２次コイル２６、２次コイル側回路２７、負荷２
８、整流ダイオード２９および３０、リアクトル３１、
コンデンサ３２、電圧源３５、ダミー電流制御回路３
９、リアクトル電流監視回路４０を備え、これら各々の
回路要素は前述の第１の実施例のものと同様である。ま
た、この第１の実施例の電流検出用抵抗３３、コンパレ
ータ３４、トランジスタ３６、リレー３７およびブリー
ダ抵抗３８の各々の回路要素に対応するものが、本実施
例においてはそれぞれ３つずつ備えられている。即ち、
電流検出用抵抗３３ａ，３３ｂおよび３３ｃ、コンパレ
ータ３４ａ，３４ｂおよび３４ｃ、トランジスタ３６
ａ，３６ｂおよび３６ｃならびにリレー３７ａ，３７ｂ
および３７ｃによってリアクトル電流監視回路４０が構
成されている。特にトランジスタ３６ａ，３６ｂおよび
３６ｃとリレー３７ａ，３７ｂおよび３７ｃがそれぞれ
一つずつ対応して３つの直列回路を形成し、これらトラ
ンジスタ３６ａ，３６ｂおよび３６ｃなどが並列に接続
されており、更にリレー接点に夫々ブリーダ抵抗３８
ａ，３８ｂおよび３８ｃが接続されてダミー電流制御回
路３９が構成されている。(Embodiment 2) FIG. 3 is a configuration diagram of a second embodiment of an output current circuit according to the present invention. In FIG. 3, parts corresponding to those in the first embodiment described above are designated by the same reference numerals. By the way, the output current circuit of this embodiment includes a transformer 21, a primary coil 22, and a DC power supply 2.
3, switching transistor 24, primary coil side circuit 25, secondary coil 26, secondary coil side circuit 27, load 2
8, rectifier diodes 29 and 30, reactor 31,
Capacitor 32, voltage source 35, dummy current control circuit 3
9. A reactor current monitoring circuit 40 is provided, and the respective circuit elements are similar to those of the first embodiment described above. Further, in the present embodiment, three units corresponding to the respective circuit elements of the current detection resistor 33, the comparator 34, the transistor 36, the relay 37 and the bleeder resistor 38 of the first embodiment are provided. There is. That is,
Current detecting resistors 33a, 33b and 33c, comparators 34a, 34b and 34c, transistor 36
a, 36b and 36c and relays 37a, 37b
And 37c constitute a reactor current monitoring circuit 40. Particularly, the transistors 36a, 36b and 36c and the relays 37a, 37b and 37c respectively correspond to each other to form three series circuits, and these transistors 36a, 36b and 36c are connected in parallel, and further, the relay contacts are connected. 38 bleeder resistors each
The dummy current control circuit 39 is configured by connecting a, 38b and 38c.
【００１８】このように構成される本実施例の出力電流
回路においては、リアクトル電流監視回路４０は、電流
検出用抵抗３３ａ，３３ｂおよび３３ｃを流れる電流を
検知し、これらの電流の電流量に個別に対応してダミー
電流制御回路３９に指示を与え、ダミー電流が制御され
る。このダミー電流制御回路３９においてもダミー電流
の流路は夫々の電流に対応して３通り用意され、これら
の３通りのうちいずれの流路がオンとなりまたはオフと
なるかの組合せでダミー電流の電流は多段階で調整さ
れ、これによってリアクトル電流の電流量もより繊細に
制御されるものとなる。また、仮にリアクトル電流監視
回路４０およびダミー電流制御回路３９を構成するいず
れかの回路要素に障害が生じても、ダミー電流の制御そ
のものが行われなくなるという可能性はほとんどなく、
信頼性の高い出力電流回路が得られる。In the output current circuit of the present embodiment thus constructed, the reactor current monitoring circuit 40 detects the currents flowing through the current detecting resistors 33a, 33b and 33c and individually detects the current amount of these currents. The dummy current control circuit 39 is instructed to control the dummy current. Also in this dummy current control circuit 39, three types of dummy current flow paths are prepared corresponding to the respective currents, and the dummy current flow is determined by a combination of which of the three flow paths is on or off. The electric current is adjusted in multiple stages, whereby the current amount of the reactor electric current can be controlled more delicately. Further, even if a failure occurs in any of the circuit elements constituting the reactor current monitoring circuit 40 and the dummy current control circuit 39, there is almost no possibility that the control of the dummy current will not be performed.
A highly reliable output current circuit can be obtained.
【００１９】本実施例においては、電流検出用抵抗３３
ａ，３３ｂおよび３３ｃはいずれも負荷２８を流れる電
流を検出する位置に配置したが、第１の実施例のものと
同様、これらの電流検出用抵抗３３ａ，３３ｂおよび３
３ｃは少なくともリアクトル電流と対応して増減する電
流であればどの部分のものを検知するように配置しても
よく、またそれら３つの電流検出用抵抗のそれぞれまた
は少なくとも一つが異なる部分の電流を検知するものと
してもよい。さらに、このような電流検出用抵抗の数に
ついても特に制限はなく、２次コイル側回路２７におい
て設けられる電流検出用抵抗の各々について、対応する
回路要素が一つずつ設けられて、リアクトル電流監視回
路４０およびダミー電流制御回路３９が構成されている
限り、いくつの電流検出用抵抗が設けられていてもよ
い。In this embodiment, the current detecting resistor 33 is used.
Although all of a, 33b and 33c are arranged at positions for detecting the current flowing through the load 28, these current detecting resistors 33a, 33b and 3 are arranged in the same manner as in the first embodiment.
3c may be arranged so as to detect at least any part of the current as long as it is a current that increases or decreases corresponding to the reactor current, and detects the current of any part where at least one of these three current detection resistors is different. It may be done. Further, the number of such current detecting resistors is not particularly limited, and one corresponding circuit element is provided for each of the current detecting resistors provided in the secondary coil side circuit 27, and the reactor current monitoring is performed. As long as the circuit 40 and the dummy current control circuit 39 are configured, any number of current detection resistors may be provided.
【００２０】（実施例３）図４は、本発明による出力電
流回路の第３の実施例の構成図である。この図４におい
て、前述の第１の実施例のものと対応する部分には同一
の番号を付しており詳細な説明を省略する。本実施例の
出力電流回路は、基本的にはその第１の実施例のものと
同様に動作するが、コンパレータ３４に設けられている
２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２によって、このコンパレータ３４
はヒステリシスコンパレータとして駆動されるように構
成されている。したがって、リアクトル電流監視回路４
０は電流検出用抵抗３３を流れる電流に対してヒステリ
シスをもって動作し、ダミー電流制御回路３９が、ダミ
ー電流を流し始めるときに電流検出用抵抗３３を流れて
いる電流の設定値と、ダミー電流を止めるときに電流検
出用抵抗３３を流れる電流の設定値とに差が有するよう
にしている。(Embodiment 3) FIG. 4 is a configuration diagram of an output current circuit according to a third embodiment of the present invention. In FIG. 4, parts corresponding to those of the first embodiment described above are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The output current circuit of this embodiment basically operates in the same manner as that of the first embodiment, but the two resistors R1 and R2 provided in the comparator 34 make it possible to operate the output current circuit.
Is configured to be driven as a hysteresis comparator. Therefore, the reactor current monitoring circuit 4
0 operates with hysteresis with respect to the current flowing through the current detection resistor 33, and the dummy current control circuit 39 sets the set value of the current flowing through the current detection resistor 33 when the dummy current control circuit 39 starts flowing the dummy current and the dummy current. There is a difference from the set value of the current flowing through the current detection resistor 33 when the current is stopped.
【００２１】ダミー電流を流し始めるときに電流検出用
抵抗３３を流れているべき電流の開始設定値Ｉｏ(THL)
は、電流検出用抵抗３３の抵抗値をＲｓ、電圧源３５に
よる基準電圧値をＶｒ、コンパレータ３４の出力がＨに
なっているときの出力電圧をＶｈとすると、次式で示さ
れる。 Ｉｏ(THL) ＝〔（１＋Ｒ１／Ｒ２）Ｖｒ−（Ｒ１／Ｒ
２）Ｖｈ〕／Ｒｓ また、ダミー電流を止めるときに電流検出用抵抗３３を
流れているべき電流の停止設定値Ｉｏ(THH) は、 Ｉｏ(THH) ＝〔（１＋Ｒ１／Ｒ２）Ｖｒ〕／Ｒｓ したがって、ダミー電流を流しはじめるときと、ダミー
電流を止めるときとで、ヒステリシス電流Ｉｏ(HIS) に
ついて、次に表される電流値分だけ設定値にヒステリシ
スがある。 Ｉｏ(HIS) ＝Ｉｏ(THL) −Ｉｏ(THH) ＝〔（Ｒ１／Ｒ
２）Ｖｈ〕／Ｒｓ したがって、これらの設定値の近傍で電流検出用抵抗３
３を流れる電流が変動を繰り返しても、リレー３７の開
閉を繰り返すチャタリングが引き起こされ難くなる。な
お、図５は第１の実施例の場合と比較しつつ、リレー３
７の開閉を示すタイムチャートであるとともに、図５
（ａ），（ｂ）は第１実施例、図５（ｃ），（ｄ）は第
３実施例のタイムチャートである。この図５（ａ），
（ｃ）は、電流検出用抵抗３３を流れる電流Ｉｏ(TF)の
変動に伴ってリレー３７がどのように開閉されるかを示
すものであり、また図５（ｂ），（ｄ）は電流Ｉｏが細
かな変動を繰り返すときのタイムチャートである。これ
らの図から明らかなように、第１の実施例のものにおい
てはチャタリングが引き起こされているのに対し、本実
施例のものにおいてはヒステリシスを有するため、チャ
タリングなく動作が安定している様子が示されている。Start setting value Io (THL) of the current that should be flowing through the current detection resistor 33 when the dummy current starts to flow
Is expressed by the following equation, where Rs is the resistance value of the current detection resistor 33, Vr is the reference voltage value by the voltage source 35, and Vh is the output voltage when the output of the comparator 34 is H. Io (THL) = [(1 + R1 / R2) Vr- (R1 / R
2) Vh] / Rs Further, the stop setting value Io (THH) of the current that should be flowing through the current detection resistor 33 when stopping the dummy current is Io (THH) = [(1 + R1 / R2) Vr] / Rs Therefore, the hysteresis current Io (HIS) has hysteresis in the set value by the current value represented next time when the dummy current starts to flow and when the dummy current is stopped. Io (HIS) = Io (THL) -Io (THH) = [(R1 / R
2) Vh] / Rs Therefore, in the vicinity of these set values, the current detection resistor 3
Even if the current flowing through 3 repeatedly changes, chattering in which relay 37 is repeatedly opened and closed is less likely to occur. In addition, FIG. 5 compares the case of the first embodiment with the relay 3
7 is a time chart showing opening / closing of FIG.
5A and 5B are time charts of the first embodiment, and FIGS. 5C and 5D are time charts of the third embodiment. This FIG. 5 (a),
FIG. 5 (c) shows how the relay 37 is opened / closed in accordance with the fluctuation of the current Io (TF) flowing through the current detection resistor 33, and FIGS. 5 (b) and 5 (d) show the current. It is a time chart when Io repeats small fluctuations. As is clear from these figures, in the first embodiment, chattering is caused, but in the present embodiment, since there is hysteresis, the operation is stable without chattering. It is shown.
【００２２】本実施例においては、電流検出用抵抗３３
は負荷２８を流れる電流を検出する位置に配置したが、
第１の実施例のものと同様、この電流検出用抵抗３３
は、少なくともリアクトル電流と対応して増減する電流
であればいずれのものを検知するように配置しても良い
ことはいうまでもない。In this embodiment, the current detecting resistor 33 is used.
Was placed at a position to detect the current flowing through the load 28.
As in the case of the first embodiment, the current detecting resistor 33
Needless to say, it may be arranged to detect any current as long as it is a current that increases or decreases at least in correspondence with the reactor current.
【００２３】（実施例４）図６は、本発明による出力電
流回路の第４の実施例の構成図である。この図６におい
て、前述の第１の実施例のものと対応する部分には同一
の番号が付されている。本実施例では、この第１の実施
例のもののコンパレータ３４に対応する部分に演算増幅
器４３が備えられている。この演算増幅器４３の反転入
力端には電流検出用抵抗３３の負荷側が入力抵抗Ｒ３を
介して接続され、また非反転入力端子には電圧源３５の
一端が接続されている。この演算増幅器４３の出力端に
はトランジスタ４４のベースが接続されている。また、
演算増幅器４３の出力端と反転入力端子間には帰還抵抗
Ｒ４が接続され、抵抗Ｒ３とＲ４との比によって増幅率
が決定される。これら抵抗Ｒ３，Ｒ４に夫々並列接続さ
れているコンデンサＣ１，Ｃ２は、発振を防止するため
の位相補償用のコンデンサである。これらの演算増幅器
４３とその周辺回路によってリアクトル電流監視回路４
０が構成されている。また、本実施例のダミー電流制御
回路３９は負荷２８に並列接続されたトランジスタ４４
により構成されている。このトランジスタ４４は演算増
幅器４３からの出力に基づいて能動領域でアナログ的に
動作し、ダミー電流を連続して制御するダミー電流制御
用のトランジスタである。(Embodiment 4) FIG. 6 is a configuration diagram of a fourth embodiment of an output current circuit according to the present invention. In FIG. 6, parts corresponding to those in the first embodiment described above are designated by the same reference numerals. In this embodiment, an operational amplifier 43 is provided in the portion corresponding to the comparator 34 of the first embodiment. The load side of the current detection resistor 33 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 43 via the input resistor R3, and one end of the voltage source 35 is connected to the non-inverting input terminal. The base of the transistor 44 is connected to the output terminal of the operational amplifier 43. Also,
A feedback resistor R4 is connected between the output terminal of the operational amplifier 43 and the inverting input terminal, and the amplification factor is determined by the ratio of the resistors R3 and R4. Capacitors C1 and C2 connected in parallel to these resistors R3 and R4 are capacitors for phase compensation for preventing oscillation. The operational amplifier 43 and its peripheral circuits allow the reactor current monitoring circuit 4 to operate.
0 is configured. In addition, the dummy current control circuit 39 of this embodiment includes a transistor 44 connected in parallel to the load 28.
It consists of. The transistor 44 is a dummy current control transistor that operates in an active region in an analog manner based on the output from the operational amplifier 43 and continuously controls the dummy current.
【００２４】本実施例では、電流検出用抵抗３３を流れ
る電流が設定値より小さくなり、所定の電圧値よりある
値だけ小さい電圧降下しか起こさないとき、この演算増
幅器４３の出力はそのある値に比例する大きさの電圧信
号となる。このときダミー電流制御回路３９において
は、トランジスタ４４によってその電圧信号に対応する
電流量のダミー電流が流される。したがって、リアクト
ル電流の調整が徐々に行われ、負荷２８に供給される電
流も変動の少ないものとなり、この負荷２８にかかる電
圧が安定する。このようなリアクトル電流の調整の様子
を示すタイムチャートである図７（ａ）は、負荷２８に
流れる負荷電流Ｉｏを示しており、閾値Ｉｏ(TH)の上下
で変動するものとする。この負荷電流Ｉｏが低下すれば
図７（ｂ）に示されるように連続して例えばダミー電流
Ｉｄが流れる。このために、図７（ｃ）に示されるよう
にリアトクルに流れる電流Ｉｏは負荷電流Ｉｏとダミー
電流Ｉｄとを加算したものとなり、断続することはな
い。また、第１実施例と異なりスイッチング動作を行わ
ないために、リアトクル電流Ｉｏ’は急激に変化するこ
とはない。このために、図７（ｄ）に示されるように出
力電圧Ｖｏを安定化することができる。なお、本実施例
においては、電流検出用抵抗３３はリアクトル電流を検
出する位置に配置されたが、第１の実施例のものと同様
の位置に配置することも可能である。In the present embodiment, when the current flowing through the current detecting resistor 33 becomes smaller than the set value and a voltage drop smaller than the predetermined voltage value occurs by a certain value, the output of the operational amplifier 43 becomes the certain value. The voltage signal has a proportional magnitude. At this time, in the dummy current control circuit 39, the transistor 44 causes a dummy current of a current amount corresponding to the voltage signal to flow. Therefore, the reactor current is gradually adjusted, the current supplied to the load 28 also has little fluctuation, and the voltage applied to the load 28 is stabilized. FIG. 7A, which is a time chart showing how the reactor current is adjusted, shows the load current Io flowing through the load 28 and is assumed to fluctuate above and below the threshold value Io (TH) . If the load current Io decreases, for example, a dummy current Id continuously flows as shown in FIG. 7B. Therefore, as shown in FIG. 7C, the current Io flowing through the rear wheel is the sum of the load current Io and the dummy current Id, and is not intermittent. Further, unlike the first embodiment, since the switching operation is not performed, the reactor current Io 'does not change abruptly. Therefore, the output voltage Vo can be stabilized as shown in FIG. In this embodiment, the current detection resistor 33 is arranged at the position for detecting the reactor current, but it may be arranged at the same position as that of the first embodiment.
【００２５】なお、本実施例においては、演算増幅器４
３に位相補償用コンデンサＣ１およびＣ２が備えられて
いる。このコンデンサＣ１によって位相の進み回路が構
成され、このコンデンサＣ２によって位相の遅れ回路が
構成される。これらの位相補償コンデンサＣ１およびＣ
２によって負帰還増幅回路の発振が防止されるが、必ず
しも必要なものではない。一般的にはコンデンサＣ２の
みを備えれば発振防止のための位相の補償は可能であ
る。ちなみに、位相の進み回路および位相の遅れ回路に
おいて、ポールができる周波数ｆ１およびｆ２は、 ｆ１＝１／（２πＣ１Ｒ３） ｆ２＝１／（２πＣ２Ｒ４） で表される。In the present embodiment, the operational amplifier 4
3 is provided with phase compensating capacitors C1 and C2. The capacitor C1 constitutes a phase lead circuit, and the capacitor C2 constitutes a phase delay circuit. These phase compensation capacitors C1 and C
Although the oscillation of the negative feedback amplifier circuit is prevented by 2, it is not always necessary. Generally, if only the capacitor C2 is provided, the phase can be compensated for preventing oscillation. By the way, in the phase lead circuit and the phase delay circuit, the frequencies f1 and f2 at which a pole is generated are expressed by f1 = 1 / (2πC1R3) f2 = 1 / (2πC2R4).
【００２６】本実施例においては、ダミー電流を流すト
ランジスタ４４は図７より明らかなように、出力電流が
最小のときに最大のダミー電流が流れ最も発熱する。ま
た、整流ダイオード２９，３０とスイッチングトランジ
スタ２４とは出力電流が最大のときに最も発熱する。し
たがって、これらの素子、即ちスイッチングトランジス
タ２４、整流ダイオード２９，３０とダミー用のトラン
ジスタ４４とを同一の放熱フィンに取付けると、効率的
な放熱フィンの設計が可能となる。In the present embodiment, as is apparent from FIG. 7, the transistor 44 for supplying the dummy current generates the maximum dummy current when the output current is minimum and generates the most heat. Further, the rectifying diodes 29, 30 and the switching transistor 24 generate the most heat when the output current is maximum. Therefore, if these elements, that is, the switching transistor 24, the rectifying diodes 29 and 30, and the dummy transistor 44 are attached to the same heat radiation fin, an efficient heat radiation fin can be designed.
【００２７】トランジスタ４４の損失Ｗ１は、次式で示
される。 Ｗ１＝Ｖｏ（Ｉｏ(TH)−Ｉｏ） 整流ダイオード２９，３０の損失Ｗ２は、次式で示され
る。 Ｗ２＝Ｖｆ・Ｉｏ＋Ｖｄ・Ｉｒ ただし、Ｖｆはダイオードの順方向降下電圧、Ｖｄはダ
イオードの逆方向電圧、Ｉｒはダイオードの漏れ電流で
ある。The loss W1 of the transistor 44 is expressed by the following equation. W1 = Vo (Io (TH) −Io) The loss W2 of the rectifying diodes 29, 30 is expressed by the following equation. W2 = Vf · Io + Vd · Ir However, Vf is the forward voltage drop of the diode, Vd is the reverse voltage of the diode, and Ir is the leakage current of the diode.
【００２８】また、スイッチングトランジスタ２４の損
失Ｗ３は、次式で示される。 Ｗ３＝｛（ｎ2 ／ｎ1 ）Ｉｏ・ｆ・ｔpd・Ｖｉ｝／６ ただし、ｎ1 はトランス２１の１次巻数、ｎ2 は２次巻
数、ｆは動作周波数、ｔ pdはスイッチングディレーであ
る。これらの式からわかるようにＷ１はＩｏが減少する
と増加し、Ｉｏが増加すると増加するが、Ｗ２，Ｗ３は
Ｉｏが増加すると増加し、Ｉｏの減少に伴って減少す
る。したがって、同一放熱フィンに取付ける素子の損
失、即ちＷ１＋Ｗ２またはＷ１＋Ｗ３またはＷ１＋Ｗ２
＋Ｗ３を一体化することにより効率的な設計が可能とな
る。さらに、 （１）Ｗ１(max) ＜Ｗ３(max) または （２）Ｗ１(max) ＜Ｗ２(max) または （３）Ｗ１(max) ＜Ｗ２(max) ＋Ｗ３(max) またはの場
合、夫々の放熱フィンを トランジスタ４４と整流ダイオード２９，３０ トランジスタ４４とスイッチングトランジスタ２４ トランジスタ４４と整流ダイオード２９，３０とスイッ
チングトランジスタ２４ のように一体化しても放熱フィンの面積は増加しない。Further, the loss of the switching transistor 24
Loss W3 is expressed by the following equation. W3 = {(n2/ N1) Io ・ f ・ tpd・ Vi} / 6 where n1Is the primary winding number of the transformer 21, n2Is the second volume
Number, f is operating frequency, t pdIs a switching delay
It As can be seen from these equations, Io of W1 decreases
, And Io increases, but W2 and W3
It increases with increasing Io and decreases with decreasing Io
It Therefore, damage to the elements mounted on the same radiation fin
Loss, ie W1 + W2 or W1 + W3 or W1 + W2
Efficient design is possible by integrating + W3
It Furthermore, (1) W1(max)<W3(max)Or (2) W1(max)<W2(max)Or (3) W1(max)<W2(max)+ W3(max)Or place
In this case, the respective heat radiation fins are connected to the transistor 44, the rectifying diodes 29 and 30, the transistor 44, the switching transistor 24, the transistor 44, the rectifying diodes 29 and 30, and the switch.
The area of the radiation fin does not increase even if it is integrated like the ching transistor 24.
【００２９】（実施例５）図８は、本発明による出力電
流回路の第５の実施例の構成図である。この図８におい
て、前述の第１乃至第４の実施例のものと対応する部分
には同一の番号が付されている。本実施例においては、
１次コイル側回路２５にカレントトランス４５を設けて
いる。このカレントトランス４５は１側コイル側回路２
５に流れる電流値を検出するものであり、その２次側の
電流Ｉｃは１次電流の１／ｎ（ｎは巻数比）となる。こ
の電流ＩｃはダイオードＤ１側の電流Ｉｃ１とダイオー
ドＤ２側の電流Ｉｃ２とにより分流され、ダイオードＤ
２側の電流Ｉｃ２は負荷抵抗Ｒ５に流れる。本実施例の
出力電流回路は、図示のように平滑された出力電圧が抵
抗Ｒ６，Ｒ７によって分圧され、ＰＷＭ制御回路４７に
加えられる。このＰＷＭ制御回路４７は、抵抗Ｒ６，Ｒ
７の中点の電圧が一定値となるようにスイッチングトラ
ンジスタ２４のデューティ比を変化させパルス幅変調す
ることによって、出力電圧を一定に保つものである。そ
して、電流値が所定値を越えて過電流状態となれば演算
増幅器４８の出力によってデューティ比の上昇を停止し
ている。本実施例は、このような過電流保護回路の一部
をそのまま用いてブリーダ用のダミー電流制御回路とし
て用いるようにしたものである。即ち、本実施例では抵
抗Ｒ５の両端の電圧Ｖｓ１を閾値Ｖｒ２と比較して前述
した第３実施例と同様にダミー電流制御用のトランジス
タ４４の電流制御を行っている。こうすれば既存の回路
にわずかの追加をするだけで、リアトクル電流の停止を
未然に防止することができる。(Fifth Embodiment) FIG. 8 is a block diagram of a fifth embodiment of the output current circuit according to the present invention. In FIG. 8, parts corresponding to those in the above-described first to fourth embodiments are designated by the same reference numerals. In this embodiment,
A current transformer 45 is provided in the primary coil side circuit 25. This current transformer 45 is a circuit on the side 1 of the coil 2
The value of the current flowing in 5 is detected, and the current Ic on the secondary side is 1 / n of the primary current (n is the winding ratio). This current Ic is shunted by the current Ic1 on the side of the diode D1 and the current Ic2 on the side of the diode D2.
The current Ic2 on the second side flows through the load resistor R5. In the output current circuit of this embodiment, the output voltage smoothed as shown in the figure is divided by the resistors R6 and R7 and applied to the PWM control circuit 47. The PWM control circuit 47 includes resistors R6 and R
The output voltage is kept constant by changing the duty ratio of the switching transistor 24 and performing pulse width modulation so that the voltage at the midpoint of 7 becomes a constant value. When the current value exceeds the predetermined value and becomes the overcurrent state, the output of the operational amplifier 48 stops the increase of the duty ratio. In this embodiment, a part of such an overcurrent protection circuit is used as it is and is used as a dummy current control circuit for a bleeder. That is, in this embodiment, the voltage Vs1 across the resistor R5 is compared with the threshold value Vr2, and the current control of the dummy current control transistor 44 is performed as in the third embodiment. In this way, it is possible to prevent the suspension of the rear current by just adding a little to the existing circuit.
【００３０】さらに、本実施例においても、前述の第４
の実施例と同様に、スイッチングトランジスタ２４およ
び整流ダイオード２９，３０の少なくとも一方に、ダミ
ー電流制御用トランジスタ４４と共通の放熱板を設け、
効率的な放熱設計を施すことが可能である。Further, also in the present embodiment, the above-mentioned fourth
In the same manner as the embodiment of the above, at least one of the switching transistor 24 and the rectifying diodes 29, 30 is provided with a heat sink common to the dummy current controlling transistor 44,
It is possible to design an efficient heat dissipation.
【００３１】前述のように、本発明は、当業者にとって
明らかな技術の範囲内で本発明の精神に反することなく
種々に変形または変更可能であるが、このような変形ま
たは変更は本発明の特許請求の範囲に含まれるものであ
る。例えばトランジスタ２４，４４はパワーＦＥＴを用
いてもよく、整流回路にダイオードブリッジを用いても
よいことはいうまでもない。As described above, the present invention can be variously modified or changed within the scope of the technique apparent to those skilled in the art without violating the spirit of the present invention. It is within the scope of the claims. For example, it is needless to say that the transistors 24 and 44 may use power FETs and may use diode bridges in the rectifier circuit.
【００３２】[0032]
【発明の効果】前述のように、本願の請求項１〜４の発
明によれば、ダミー電流による電流損失を低く抑えつ
つ、効率よくまた確実にリアクトル電流不連続モードの
発生を防止して、広出力範囲に渡ってスイッチング電源
から安定した出力電流を取出すことができるという効果
が得られる。As described above, according to the first to fourth aspects of the present invention, the current loss due to the dummy current is suppressed low, and the reactor current discontinuous mode is efficiently and reliably prevented from occurring. It is possible to obtain a stable output current from the switching power supply over a wide output range.
【００３３】また、本願の請求項３の発明では、コンパ
レータをヒステリシスを有するコンパレータとしている
ために、閾値電流の近傍で電流値が変動した場合にもチ
ャタリングなくダミー電流を制御することができる。ま
た、本願の請求項４の発明では、１次コイルまたは２次
コイル側の所定部分に設けられる電流検出用抵抗に基づ
き、この抵抗の両端に得られる電圧を反転増幅してダミ
ー電流を制御している。このために、ダミー電流の変化
を連続的にすることができ、ダミー電流の急速な変化を
防止することができるという効果が得られる。Further, in the invention of claim 3 of the present application, since the comparator is a comparator having hysteresis, the dummy current can be controlled without chattering even when the current value changes in the vicinity of the threshold current. Further, according to the invention of claim 4 of the present application, the dummy current is controlled by inverting and amplifying the voltage obtained at both ends of the resistance based on the resistance for current detection provided in a predetermined portion on the side of the primary coil or the secondary coil. ing. Therefore, the dummy current can be continuously changed, and the rapid change of the dummy current can be prevented.
【図１】図１は、本発明による出力電流回路の発明原理
を説明するためのブロック図である。FIG. 1 is a block diagram for explaining the inventive principle of an output current circuit according to the present invention.
【図２】図２は、本発明による出力電流回路の第１の実
施例の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a first embodiment of an output current circuit according to the present invention.
【図３】図３は、本発明による出力電流回路の第２の実
施例の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a second embodiment of the output current circuit according to the present invention.
【図４】図４は、本発明による出力電流回路の第３の実
施例の構成図である。FIG. 4 is a configuration diagram of a third embodiment of the output current circuit according to the present invention.
【図５】図５は、本発明による出力電流回路の第３の実
施例のリレースイッチの開閉の様子を説明するためのタ
イムチャートである。FIG. 5 is a time chart for explaining how the relay switch of the third embodiment of the output current circuit according to the present invention is opened and closed.
【図６】図６は、本発明による出力電流回路の第４の実
施例の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of a fourth embodiment of the output current circuit according to the present invention.
【図７】図７は、本発明による出力電流回路の第４の実
施例のリアクトル電流の調整の様子を説明するためのタ
イムチャートである。FIG. 7 is a time chart for explaining how the reactor current is adjusted in the fourth embodiment of the output current circuit according to the present invention.
【図８】図８は、本発明による出力電流回路の第５の実
施例の構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a fifth embodiment of the output current circuit according to the present invention.
【図９】図９は、従来の出力電流回路の構成図である。FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional output current circuit.
【図１０】図１０は、リアクトル電流の連続モードおよ
び不連続モードを説明するためのタイムチャートであ
る。FIG. 10 is a time chart for explaining a continuous mode and a discontinuous mode of a reactor current.
１，２２ １次コイル ２，２６ ２次コイル ３，２１ トランス ４ スイッチング手段 ５，２３ 直流電源 ６，２５ １次コイル側回路 ７，３１ リアクトル ８，２８ 負荷 ９ 整流・平滑回路 １０ ダミー電流制御手段 １１ リアクトル電流監視手段 ２４ スイッチングトランジスタ ２７ ２次コイル側回路 ２９，３０ 整流ダイオード ３３ 電流検出用抵抗 ３４ コンパレータ ３５ 電圧源 ３９ ダミー電流制御回路 ４０ リアクトル電流監視回路 ４３ 演算増幅器 1,22 Primary coil 2,26 Secondary coil 3,21 Transformer 4 Switching means 5,23 DC power supply 6,25 Primary coil side circuit 7,31 Reactor 8,28 Load 9 Rectification / smoothing circuit 10 Dummy current control means 11 Reactor Current Monitoring Means 24 Switching Transistor 27 Secondary Coil Side Circuit 29, 30 Rectifying Diode 33 Current Detection Resistor 34 Comparator 35 Voltage Source 39 Dummy Current Control Circuit 40 Reactor Current Monitoring Circuit 43 Operational Amplifier
Claims (4)
するトランスと、（ｂ）スイッチング手段によって直流
電源を断続し、前記トランスの１次コイルに供給する電
流を断続する１次コイル側回路と、（ｃ）前記トランス
の２次コイルに発生する電圧を整流しリアクトルによっ
て平滑し、負荷に直流電流を供給する整流・平滑回路
と、（ｄ）前記整流・平滑回路に負荷として接続され、
外部からの信号に基づいてダミー電流を制御するダミー
電流制御手段と、（ｅ）前記１次コイル側または２次コ
イル側を流れる電流に基づいて所定値以下のリアトクル
電流のときに前記ダミー電流を増加させるリアトクル電
流監視手段と、を具備することを特徴とする出力電流回
路。1. A primary coil side circuit for (a) a transformer having a primary coil and a secondary coil, and (b) a switching means for connecting and disconnecting a DC power supply to connect and disconnect a current supplied to the primary coil of the transformer. And (c) a rectifying / smoothing circuit that rectifies the voltage generated in the secondary coil of the transformer and smoothes it with a reactor to supply a direct current to the load, and (d) is connected to the rectifying / smoothing circuit as a load.
A dummy current control means for controlling a dummy current based on a signal from the outside; and (e) a dummy current control means for controlling the dummy current when the current is a predetermined value or less based on the current flowing through the primary coil side or the secondary coil side. An output current circuit, comprising: a rear current monitoring means for increasing the current.
抗およびスイッチ素子の直列回路を有するものであり、 前記リアクトル電流監視手段は、前記１次コイル側また
は２次コイル側の所定部分に備えられる電流検出用抵抗
と、前記電流検出用抵抗を流れる電流によって得られる
電位差を所定値と比較するコンパレータと、前記コンパ
レータの出力に応じて前記スイッチ素子を開閉駆動する
ドライブ回路とを備えることを特徴とする請求項１記載
の出力電流回路。2. The dummy current control means has a series circuit of a bleeder resistance and a switch element, and the reactor current monitoring means is a current provided in a predetermined portion on the primary coil side or the secondary coil side. A detection resistor, a comparator that compares a potential difference obtained by the current flowing through the current detection resistor with a predetermined value, and a drive circuit that drives the switch element to open and close according to the output of the comparator. The output current circuit according to claim 1.
閾値を変化させるヒステリシス動作を行うコンパレータ
であることを特徴とする請求項２記載の出力電流回路。3. The output current circuit according to claim 2, wherein the comparator is a comparator that performs a hysteresis operation of changing a threshold value by inverting an output.
制御用トランジスタを有するものであり、 前記リアクトル電流監視手段は、前記１次コイル側また
は２次コイル側の所定部分に備えられる電流検出用抵抗
およびその電流検出用抵抗を流れる電流によって得られ
る電位差信号を反転増幅する増幅器を備えてなり、前記
ダミー電流制御用トランジスタは前記増幅器の出力に応
じて前記ダミー電流の電流量を連続的に制御することを
特徴とする請求項１記載の出力電流回路。4. The dummy current control means has a dummy current control transistor, and the reactor current monitoring means is a current detection resistor provided in a predetermined portion on the primary coil side or the secondary coil side. And an amplifier for inverting and amplifying a potential difference signal obtained by a current flowing through the current detecting resistor, wherein the dummy current control transistor continuously controls the amount of the dummy current according to the output of the amplifier. The output current circuit according to claim 1, wherein:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6124795A JPH08266042A (en) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Output current circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6124795A JPH08266042A (en) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Output current circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08266042A true JPH08266042A (en) | 1996-10-11 |
Family
ID=13165719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6124795A Withdrawn JPH08266042A (en) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Output current circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08266042A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010002831A (en) * | 1999-06-18 | 2001-01-15 | 이형도 | Circuit for controlling constant power of power supply |
| US7440295B2 (en) | 2005-06-16 | 2008-10-21 | Samsung Electronics Co., Ltd | Switching mode power supply with active load detection function, and switching method thereof |
| JP2017131033A (en) * | 2016-01-20 | 2017-07-27 | 株式会社デンソー | Switching power supply device |
-
1995
- 1995-03-20 JP JP6124795A patent/JPH08266042A/en not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2017131033A (en) * | 2016-01-20 | 2017-07-27 | 株式会社デンソー | Switching power supply device |
| US10468981B2 (en) | 2016-01-20 | 2019-11-05 | Denso Corporation | Switching power supply device |
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