JPH08237210A - Controller - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To prevent control abnormality and the damage of an unit even of noise caused by the existence of floating capacitance occurs when transmitting signal between two circuits through an insulated transmission means such as a photocoupler. CONSTITUTION: A power conversion driving controller (first circuit) 1 and an IGBT gate drive controller (second circuit) 5 transmit signals through the photocoupler (insulated transmission means) 8. When noise current entering the secondary side of the photocoupler 8 is set to be Ix3 , current flowing into a power supply side line to be Ix31 and current flowing into a signal line side to be Ix32 , Ix3 =Ix31 +Ix32 is realized. The synthesis impedence Zvcc of the power supply side line is Zvcc=R1 +1/Cx, and the synthesis impedance Zx of the signal side line is Zx=R1 +R2 +1/Cx1 . The synthesis impedances Cx and Cx1 on the capacitance of both lines against high frequency signals are almost equal. When the resistance values R1 of the resistors 6 and 6A are set to be sufficiently larger than the resistance value R2 of a resistance 4, Zvcc=Zx is realized, and Ix3 can be reduced.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、フォトカプラなどの絶
縁伝送手段を介して信号伝送を行なう二つの回路を備え
た制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device provided with two circuits for transmitting a signal via an insulating transmission means such as a photocoupler.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年は電子回路の小形化・高性能化が図
られ、低レベルの電圧での制御が可能になるとともに電
力装置の内部や近傍に電子回路がおかれる機会が増加し
ている。それに加えて、電力装置におけるインバータ化
が進み、それらのインバータ装置に使用される電力変換
素子として高電圧用ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇ
ａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の
高周波スイッチング素子が出現し、電力装置としても高
周波制御による小形・高性能化が図られるようになって
きた。2. Description of the Related Art In recent years, electronic circuits have been downsized and improved in performance, enabling control at low level voltage and increasing the chances of placing electronic circuits inside or in the vicinity of power devices. . In addition, the use of inverters in power devices has advanced, and high-voltage IGBTs (Insulated G) have been used as power conversion elements used in these inverter devices.
A high frequency switching element such as an ATE Bipolar Transistor) has emerged, and a power device can be downsized and improved in performance by high frequency control.

【０００３】上記のように制御装置の小形化・高性能化
が図られるのに伴い、電力装置より発生するノイズ、外
部より侵入してくるノイズ等によって電子回路が誤動作
したり機器を破損したりする問題も増えてきている。こ
のように、ノイズに対し悪環境となる状況において、外
部接点、外部検出器あるいは信号を受けて動作する駆動
装置等の外部機器とマイクロコンピュータ等の電子回路
によりシステム全体を制御する主制御装置との間、ま
た、誘導機等の電力機器を駆動する主回路電力変換装置
と電子回路で構成された主回路電力変換装置制御用駆動
信号を作成する電力変換駆動制御装置との間、あるい
は、少くとも２種類以上の制御機器を有する制御装置内
でそれらの制御機器の間の信号を伝送する場合に、電子
回路の破壊防止あるいは電子回路の誤動作による制御異
常や機器の破損を防止するために、信号を出力する機器
又は信号を入力する機器によって信号を絶縁して伝送す
ることが一般的に行なわれている。As the size and performance of the control device has been reduced as described above, the electronic circuit malfunctions or the device is damaged due to noise generated from the power device, noise intruding from the outside, or the like. The problem to do is increasing. As described above, in a situation where the environment is adverse to noise, an external device such as an external contact, an external detector, or a drive device that operates by receiving a signal, and a main controller that controls the entire system by an electronic circuit such as a microcomputer. Between the main circuit power converter for driving the electric power equipment such as the induction machine and the power conversion drive controller for generating the drive signal for controlling the main circuit power converter composed of an electronic circuit, or at least In the case of transmitting a signal between the control devices in a control device having two or more types of control devices, in order to prevent the destruction of the electronic circuit or the control abnormality or the device damage due to the malfunction of the electronic circuit, Signals are generally insulated and transmitted by a device that outputs a signal or a device that inputs a signal.

【０００４】それらの信号を絶縁する手段として、機械
的に絶縁する継電器、光化して絶縁するフォトカプラ、
光ファイバ伝送、あるいは磁気結合によるトランス等の
電気的絶縁を行う絶縁伝送手段がある。このうち継電
器、トランスは信号を入力側より出力側に伝送するまで
の動作時間がかかる上、コスト的にも高価になる。その
ためフォトカプラを使用する方法が最も一般的である。
このように、フォトカプラは最も有効な絶縁伝送手段で
あるが、フォトカプラ自体、フォトカプラ入力側（以
下、１次側と称することがある。）、出力側（以下、２
次側と称することがある。）の周辺回路の条件によって
はノイズの発生状況により、このフォトカプラ絶縁回路
が誤動作して、制御異常、機器破損を生ずる可能性もあ
った。そこで、フォトカプラ絶縁回路のノイズ耐量を強
化するため、例えば、実公平６−２３００５号公報に示
すように、フォトカプラ周辺回路によりノイズ耐量を強
化する方法が提案されている。As means for isolating those signals, a relay for mechanically isolating, a photocoupler for optoelectronically isolating,
There is an insulating transmission means for performing electrical insulation such as optical fiber transmission or a transformer by magnetic coupling. Of these, the relay and the transformer require a long operation time until the signal is transmitted from the input side to the output side, and the cost is high. Therefore, the method of using a photo coupler is the most common.
As described above, the photocoupler is the most effective insulating transmission means, but the photocoupler itself, the photocoupler input side (hereinafter sometimes referred to as the primary side), and the output side (hereinafter, referred to as 2).
Sometimes referred to as the secondary side. Depending on the conditions of the peripheral circuit, the photocoupler insulation circuit may malfunction due to the noise generation condition, resulting in control abnormality and equipment damage. Therefore, in order to enhance the noise immunity of the photocoupler insulation circuit, for example, as disclosed in Japanese Utility Model Publication No. 6-23005, a method of enhancing the noise immunity by a photocoupler peripheral circuit has been proposed.

【０００５】図７は、上記実公平６−２３００５号公報
で提案されたフォトカプラ回路を示すものである。図７
において、４４はフォトカプラをオンさせる直流電源、
６はフォトカプラ１次側電流制限抵抗、７はフォトカプ
ラ１次側に並列接続された分圧抵抗、４５はフォトカプ
ラ１次側ノイズ除去用コンデンサ、８はフォトカプラ、
４６はフォトトランジスタ電流制限抵抗、４７は分圧抵
抗、４８は出力側フィルタコンデンサである。FIG. 7 shows a photocoupler circuit proposed in Japanese Utility Model Publication No. 6-23005. Figure 7
In, 44 is a DC power supply for turning on the photo coupler,
6 is a photocoupler primary side current limiting resistor, 7 is a voltage dividing resistor connected in parallel to the photocoupler primary side, 45 is a photocoupler primary side noise removing capacitor, 8 is a photocoupler,
46 is a phototransistor current limiting resistor, 47 is a voltage dividing resistor, and 48 is an output side filter capacitor.

【０００６】図７に示すフォトカプラ１次側回路は代表
的応用回路として各種の文献等で見うけられすでに公知
であるが、上記実公平６−２３００５号公報で呈示され
た構成の特徴は並列抵抗７にかかるノイズ電圧の時間幅
内の最大値が発光素子の発光しきい値の１．５倍以下に
なるように時定数を選択したことである。The photocoupler primary side circuit shown in FIG. 7 has been known as a typical application circuit in various documents and the like, and is already known. However, the feature of the configuration presented in Japanese Utility Model Publication No. 6-23005 is parallel. That is, the time constant is selected so that the maximum value of the noise voltage applied to the resistor 7 within the time width is 1.5 times or less the light emission threshold of the light emitting element.

【０００７】しかし、すでに述べたように、高耐圧ＩＧ
ＢＴ等を使用した電力機器における信号絶縁に図７の回
路を使用した場合、ＩＧＢＴの高周波スイッチング動
作、高電圧回路等の影響により、ノイズレベルが大きく
なり、フォトカプラ１次側の時定数を大きくする必要が
生じる。そのため、フォトカプラ絶縁回路の伝送時間が
長くなって、制御上、悪影響を及ぼすようになるととも
に、スイッチング動作時の１００ｎsec 〜１μsec オー
ダーの主回路電圧変動に対しては、図７のフィルタ回路
はほとんど有効に動作しないことが確認されている。However, as already mentioned, the high withstand voltage IG
When the circuit of Fig. 7 is used for signal isolation in power equipment using BT etc., the noise level becomes large due to the high frequency switching operation of the IGBT, the influence of the high voltage circuit, etc., and the time constant on the primary side of the photocoupler becomes large. Need to do. Therefore, the transmission time of the photocoupler insulation circuit becomes long, which adversely affects the control, and most of the filter circuit of FIG. 7 does not respond to the main circuit voltage fluctuation of the order of 100 nsec to 1 μsec during the switching operation. It is confirmed that it does not work effectively.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】ここで、図７に示した
ようなフォトカプラを使用した絶縁回路がノイズにより
誤動作する場合のノイズの種類と誤動作メカニズムにつ
いて、ノイズ環境が最もきびしい電力機器と電子回路の
絶縁をする場合について説明する。Here, regarding the type of noise and the malfunction mechanism when the insulation circuit using the photocoupler as shown in FIG. 7 malfunctions due to noise, the power equipment and the electronic equipment in which the noise environment is the most severe The case of insulating the circuit will be described.

【０００９】フォトカプラ絶縁回路が誤動作する場合、
回路構成より分けて以下の３つの種類の誤動作が考えら
れる。When the photocoupler insulation circuit malfunctions,
The following three types of malfunctions can be considered depending on the circuit configuration.

【００１０】（１）フォトカプラ１次側回路（前記電力
変換駆動制御装置と直接接続されるフォトカプラ１次側
のフォトダイオードとの間）での誤動作 （２）フォトカプラ自体の誤動作 （３）フォトカプラ２次側回路（前記主回路電力変換装
置と直接接続されるフォトカプラ２次側のフォトトラン
ジスタとの間）での誤動作 上記（１）〜（３）項のうち（２）項目は、フォトカプ
ラ自体のノイズ耐量（１次−２次間にノイズ印加時のコ
モンモード除去電圧）の特性によって誤動作レベルが決
定するもので、フォトカプラ自体をノイズ耐量の高いも
のに変更することにより解決できるので、本明細書では
その説明を省略する。(1) Malfunction in photocoupler primary side circuit (between the photocoupler primary side photodiode directly connected to the power conversion drive control device) (2) Photocoupler itself malfunction (3) Malfunction in photocoupler secondary side circuit (between the phototransistor secondary side phototransistor directly connected to the main circuit power converter) (2) of the above (1) to (3), The malfunction level is determined by the characteristics of the noise immunity of the photocoupler itself (common mode rejection voltage when noise is applied between the primary and secondary), and can be solved by changing the optocoupler itself to one with high noise immunity. Therefore, the description thereof is omitted in this specification.

【００１１】上記（１）項目の回路で誤動作する場合の
ノイズ発生モードとしては下記の３つが考えられる。 主回路電力変換装置と電子回路で構成される電力変
換駆動制御装置の間に発生するノイズ（フォトカプラ１
次−２次間に発生するコモンモードノイズ） 電子回路で構成される電力変換駆動制御装置の０Ｖ
コモン電源とアース間に発生するコモンモードノイズ 主回路電力変換装置側に含まれるフォトカプラ１次
側と電力変換駆動制御装置間の信号ケーブルに誘導する
誘導ノイズ 又、上記（３）項目の回路で誤動作する場合のノイズ発
生モードとしては上記した項目のフォトカプラ１次−
２次間に発生するコモンモードノイズが原因と考えられ
る。There are three possible noise generation modes when the circuit of the item (1) malfunctions. Noise generated between the main circuit power conversion device and the power conversion drive control device composed of an electronic circuit (photocoupler 1
Common-mode noise generated between secondary and secondary) 0V of power conversion drive control device composed of electronic circuit
Common mode noise generated between the common power supply and ground Induction noise induced in the signal cable between the photocoupler primary side and the power conversion drive control device included in the main circuit power converter side. Also, in the circuit of (3) above As the noise generation mode in case of malfunction, the photocoupler primary of the above items-
It is considered that the common mode noise generated between the second order is the cause.

【００１２】次に、上記〜項目についてノイズ発生
とフォトカプラ絶縁回路誤動作メカニズムについて説明
する。Next, the noise generation and the malfunction mechanism of the photocoupler insulation circuit will be described with respect to the above items.

【００１３】まず項のノイズにより誤動作する場合に
ついて説明する。図８は主回路電力変換装置内電力変換
素子としてＩＧＢＴを使用した時の一般的なインバータ
制御駆動回路を示した図である。図８において、１は電
子回路で構成される電力変換駆動制御装置、２はインバ
ータ制御によりＩＧＢＴ最終駆動信号を作成するＩＧＢ
Ｔ信号作成回路、３はＩＧＢＴ信号作成回路２によって
出力された点弧パルスを電流信号に変換する制御側トラ
ンジスタドライバ、４，６はフォトカプラ１次側電流を
制限する１次側電流制限抵抗、５は主回路電力変換装置
側に設置されるＩＧＢＴゲートドライブ制御装置、７は
フォトカプラ１次側に並列接続される分圧抵抗、８は電
力変換駆動制御装置１に接続されるドライブ回路と、Ｉ
ＧＢＴゲートドライブ装置５の主回路側に接続されるド
ライブ回路とを絶縁するフォトカプラ、９はフォトカプ
ラ８の２次側に接続され、フォトカプラ８の動作により
ＩＧＢＴ点弧パルス信号を電流増幅するゲート電流増幅
装置、１０Ａ，１０ＢはＩＧＢＴのゲート回路に流し込
む電流を制限するＩＧＢＴゲート抵抗、１１Ａ，１１Ｂ
はＩＧＢＴゲート回路にゲート電流を流し込むための主
回路側トランジスタドライバ、１２Ａ，１２Ｂはゲート
電流増幅装置９及び主回路側トランジスタドライバ１１
Ａ，１１Ｂに安定化電源を供給するための平滑コンデン
サ、１３はゲート駆動用電源を作成する整流器やＤＣ／
ＤＣコンバータなどを含むゲート駆動電源作成回路、１
４，３８はインバータ制御により直流を交流に電力変換
するＩＧＢＴである。そして、ＩＧＢＴ１４のコレクタ
は直流電源の正側、ＩＧＢＴ３８のエミッタは負側に接
続されている。また、ＩＧＢＴ１４のエミッタとＩＧＢ
Ｔ３８のコレクタとが直接接続され、そこから負荷の１
相（図８ではＵ相）に接続されている。First, the case where a malfunction occurs due to the noise in the section will be described. FIG. 8 is a diagram showing a general inverter control drive circuit when an IGBT is used as a power conversion element in the main circuit power conversion device. In FIG. 8, reference numeral 1 is a power conversion drive control device composed of an electronic circuit, and 2 is an IGBT for producing an IGBT final drive signal by inverter control.
T signal generation circuit, 3 is a control side transistor driver that converts the ignition pulse output by the IGBT signal generation circuit 2 into a current signal, 4 and 6 are primary side current limiting resistors that limit the photocoupler primary side current, 5 is an IGBT gate drive controller installed on the main circuit power converter side, 7 is a voltage dividing resistor connected in parallel to the photocoupler primary side, 8 is a drive circuit connected to the power converter drive controller 1, I
A photocoupler that insulates the drive circuit connected to the main circuit side of the GBT gate drive device 5, 9 is connected to the secondary side of the photocoupler 8, and the operation of the photocoupler 8 current-amplifies the IGBT firing pulse signal. Gate current amplifiers 10A and 10B are IGBT gate resistors 11A and 11B for limiting the current flowing into the gate circuit of the IGBT.
Is a main circuit side transistor driver for flowing a gate current into the IGBT gate circuit, and 12A and 12B are a gate current amplifying device 9 and a main circuit side transistor driver 11.
A and 11B are smoothing capacitors for supplying a stabilized power supply, and 13 is a rectifier or DC / DC for creating a power supply for gate drive.
Gate drive power generation circuit including DC converter, 1
Reference numerals 4 and 38 are IGBTs for converting direct current into alternating current by inverter control. The collector of the IGBT 14 is connected to the positive side of the DC power supply, and the emitter of the IGBT 38 is connected to the negative side. In addition, the emitter of the IGBT 14 and the IGBT
Directly connected to the collector of T38, from which the load 1
Phase (U phase in FIG. 8).

【００１４】３０は電力変換駆動制御装置１内のＶcc
（正電源）及び０Ｖ（コモン電源）間に設けられる平滑
コンデンサ、３１は上記制御装置１にＶcc及び０Ｖ電源
を供給するための制御用電源装置（スイッチングレギュ
レータ）、３２は前記スイッチングレギュレータ３１の
Ｖcc−０Ｖ間に設けられる平滑コンデンサ、３３は０Ｖ
−アース間に設けられる接地コンデンサ、３４はゲート
駆動電源作成回路１３に電源を供給する交流電源、３５
は交流電源３４とゲート駆動電源作成回路１３とを絶縁
する絶縁トランス、３７はＩＧＢＴインバータ負荷回路
（Ｕ相）とアース間にある分布定数回路を考慮した浮遊
容量、３６は交流電源３４、絶縁トランス３５及びゲー
ト駆動電源作成回路１３とアースとの間にある分布定数
回路を考慮した浮遊容量である。Reference numeral 30 denotes Vcc in the power conversion drive control device 1.
A smoothing capacitor provided between the (positive power supply) and 0V (common power supply), 31 is a control power supply device (switching regulator) for supplying Vcc and 0V power supply to the control device 1, and 32 is Vcc of the switching regulator 31. Smoothing capacitor provided between -0V, 33 is 0V
-A grounding capacitor provided between grounds, 34 is an AC power supply that supplies power to the gate drive power supply generation circuit 13, and 35
Is an insulation transformer that insulates the AC power supply 34 from the gate drive power supply generation circuit 13, 37 is a stray capacitance considering a distributed constant circuit between the IGBT inverter load circuit (U phase) and ground, 36 is the AC power supply 34, an insulation transformer 35 is the stray capacitance in consideration of the distributed constant circuit between the gate drive power supply generation circuit 13 and the ground.

【００１５】以上のように構成される図８のゲートドラ
イブ回路において、ＩＧＢＴ信号作成回路２で点弧信号
が出力されるとトランジスタドライバ３がオンし、フォ
トカプラ８の１次側フォトダイオードに１次側電流が流
れてフォトカプラ２次側フォトトランジスタがオンす
る。これにより、ゲート電流増幅装置９を経てトランジ
スタドライバ１１Ａがオンし、ＩＧＢＴ１４のゲート端
子にゲート電流が流れてＩＧＢＴ１４がオンする。作成
回路２で点弧信号がなくなると、トランジスタドライバ
３及びフォトカプラ８がオフすることにより、主回路側
トランジスタの１１Ａがオフ、１１Ｂがオンし、ゲート
電流がオン時とは逆方向に流れてＩＧＢＴ１４をオフさ
せる。いま、インバータ制御によりゲートドライブ回路
の点弧動作に従ってＩＧＢＴ１４及び３８が交互にオ
ン、オフ動作をした時、ＩＧＢＴ１４のコレクタ側及び
ＩＧＢＴ３８のエミッタ側は直流電圧にクランプされて
いるため一定電圧となっているが、負荷に接続されてい
るＩＧＢＴ１４のエミッタ及びＩＧＢＴ３８のコレクタ
はスイッチング動作のたびに０Ｖ及び直流電圧の間で電
位変動をしている。In the gate drive circuit of FIG. 8 configured as above, when the ignition signal is output from the IGBT signal generating circuit 2, the transistor driver 3 is turned on, and the primary side photodiode of the photocoupler 8 is turned on. The secondary current flows and the photocoupler secondary phototransistor turns on. As a result, the transistor driver 11A is turned on via the gate current amplifier 9, the gate current flows through the gate terminal of the IGBT 14, and the IGBT 14 is turned on. When the firing signal disappears in the creating circuit 2, the transistor driver 3 and the photocoupler 8 are turned off, so that the main circuit side transistor 11A is turned off and 11B is turned on, and the gate current flows in the direction opposite to that when it is turned on. Turn off the IGBT 14. Now, when the IGBTs 14 and 38 are alternately turned on and off in accordance with the ignition operation of the gate drive circuit under the inverter control, the collector side of the IGBT 14 and the emitter side of the IGBT 38 are clamped to the DC voltage, and thus have a constant voltage. However, the emitter of the IGBT 14 and the collector of the IGBT 38 connected to the load fluctuate in potential between 0 V and a DC voltage at each switching operation.

【００１６】この電位変動している瞬間は、図９に示す
ように、時間ｔ₁ ，ｔ₂ の間に０Ｖ−Ｖ_DC（直流電圧）
間を立ち上がり、立ち下がりしている。上記ｔ₁ ，ｔ₂
の区間はｆ＝１／ｔ₁ ＝１／ｔ₂ （ｔ₁ ＝ｔ₂ の場合）
の高周波電圧となるため、浮遊容量３７を通って、もれ
電流ｉ＝Ｃ・（ｄＶ／ｄｔ）が流れる。なお、浮遊容量
３７の容量をＣとした。このもれ電流ｉにより負荷端子
Ｕとアース間にAt the moment when the potential is fluctuated, as shown in FIG. 9, 0 V-V _DC (DC voltage) is generated between times t ₁ and t _2.
It rises and falls in between. Above t ₁ , t ₂
Is f = 1 / t ₁ = 1 / t ₂ (when t ₁ = t ₂ )
Therefore, the leakage current i = C · (dV / dt) flows through the stray capacitance 37. Note that the capacitance of the floating capacitance 37 was C. Due to this leakage current i, between the load terminal U and ground

【００１７】[0017]

【数１】 の電圧が発生する。これにより、図中Ｉｘ₁ ，Ｉｘ₂ で
示すように、フォトカプラ１次−２次間の浮遊容量（図
示しない）を通って、電力変換駆動制御装置１−スイッ
チングレギュレータ３１の電源（Ｖcc・０Ｖ）−接地コ
ンデンサ３３、あるいは浮遊容量３６を通ってアースへ
コモンモードノイズ電流が流れる。コモンモードノイズ
電流Ｉｘ₁ に対しては、図１０に示すごとく、フォトカ
プラ８の２次側へ侵入したＩｘ₁ はフォトカプラ１次−
２次間の浮遊容量を通って１次側へ抜け、電源供給側回
路へＩｘ₁₁、信号側回路へＩｘ₁₂と分流して流れる。[Equation 1] Voltage is generated. As a result, as indicated by Ix ₁ and Ix ₂ in the figure, the power conversion drive control device 1-the power supply of the switching regulator 31 (Vcc · 0V) passes through the stray capacitance (not shown) between the photocoupler primary and secondary. ) -A common mode noise current flows to the ground through the grounding capacitor 33 or the stray capacitance 36. For common-mode noise currents Ix _1, as shown in FIG. 10, Ix ₁ was entering the secondary side of the photocoupler 8 photocoupler Primary -
It flows through the stray capacitance between the secondary side to the primary side, and is shunted to the power supply side circuit as Ix ₁₁ and the signal side circuit as Ix ₁₂ .

【００１８】この時、電源供給側回路と信号側回路のそ
れぞれのインピダンスを比較すると、図８よりわかるよ
うに、電源供給側回路はコンデンサ３０，３２，３３の
みを通りアースへ接続されることになり、ｄＶ／ｄｔの
高周波ノイズに対しては低インピダンス回路を構成する
ことになる。これに対し、信号側回路は１次側電流制限
抵抗６，４及びコンデンサ３３を通りアースに接続され
るため電源供給側回路に比較して高インピダンス回路を
構成している。At this time, comparing the impedances of the power supply side circuit and the signal side circuit, as can be seen from FIG. 8, the power supply side circuit is connected to the ground only through the capacitors 30, 32 and 33. Therefore, a low impedance circuit is configured for high frequency noise of dV / dt. On the other hand, since the signal side circuit is connected to the ground through the primary side current limiting resistors 6 and 4 and the capacitor 33, it constitutes a higher impedance circuit than the power supply side circuit.

【００１９】従って、Ｉｘ₁₁、Ｉｘ₁₂のノイズ電流を比
較すると、Ｉｘ₁₁>>Ｉｘ12となり、又、Ｉｘ₁ ＝Ｉｘ₁₁
（略等しい）の関係でノイズ電流が流れると考えられ
る。これにより、負荷端子Ｕとアースとの間に電圧Ｖｘ
が発生した場合、フォトカプラ８の浮遊容量及びコンデ
ンサ３０，３２，３３の合成インピダンスを１／Ｃｘと
すると、Ｉｘ₁ ＝Ｉｘ₁₁＝Ｃｘ・（ｄＶ／ｄｔ）のノイ
ズ電流がフォトカプラ１次−２次間を流れ、この電流Ｉ
ｘ₁ がフォトダイオード８で発光している光エネルギー
を打消して光量不足に至ると、フォトカプラ８がオフ動
作をする。又、これと逆に、電流Ｉｘ₁ が図８と逆方向
に流れる時に電流Ｉｘ₁ がフォトトランジスタのベース
端子に入り込むとフォトカプラ８がオン動作をする。Therefore, when the noise currents of Ix ₁₁ and Ix ₁₂ are compared, Ix ₁₁ >> Ix ₁₂ , and Ix ₁ = Ix ₁₁
It is considered that the noise current flows due to the relationship of (substantially equal). As a result, the voltage Vx is applied between the load terminal U and the ground.
If the stray capacitance of the photocoupler 8 and the combined impedance of the capacitors 30, 32, and 33 are 1 / Cx, a noise current of Ix ₁ = Ix ₁₁ = Cx · (dV / dt) occurs in the photocoupler primary- This current I flows between the secondary
When x ₁ cancels the light energy emitted by the photodiode 8 and the light amount becomes insufficient, the photocoupler 8 turns off. On the contrary, when the current Ix ₁ flows in the direction opposite to that shown in FIG. 8 and the current Ix ₁ enters the base terminal of the phototransistor, the photocoupler 8 is turned on.

【００２０】コモンモードノイズ電流Ｉｘ₂ は、ＩＧＢ
Ｔ素子と直接接続される主回路側ドライブ回路（増幅装
置９、トランジスタドライバ１１Ａ，１１Ｂ、平滑コン
デンサ１２Ａ，１２Ｂ、ゲート駆動電源作成回路１３）
より直接浮遊容量３６を通ってアースに流れこむが、上
記主回路ドライブ回路において、（＋）電源に接続され
る回路（コンデンサ１２Ａの正極側）、０Ｖ電源に接続
される回路（コンデンサ１２Ａの負極側、コンデンサ１
２Ｂの正極側）及び（−）電源に接続される回路（コン
デンサ１２Ｂの負極側）の各々が有するインピダンスの
差により０Ｖ電源回路より侵入したノイズが（＋）電源
回路及び（−）電源回路に侵入してくるまでの間、
（＋）電源、０Ｖ電源、（−）電源に接続される回路間
に電位変動が発生する。そして、その電位変動が主回路
ドライブ回路の安定動作電圧範囲外になると、主回路ド
ライブ回路を構成している部品（トランジスタ、ダイオ
ード、フォトカプラ等）が誤動作する。The common mode noise current Ix ₂ is
Main circuit side drive circuit directly connected to the T element (amplifier 9, transistor drivers 11A and 11B, smoothing capacitors 12A and 12B, gate drive power generation circuit 13)
Although it flows directly to the ground through the stray capacitance 36, in the main circuit drive circuit, the circuit connected to the (+) power supply (the positive electrode side of the capacitor 12A) and the circuit connected to the 0V power supply (the negative electrode of the capacitor 12A). Side, capacitor 1
2B positive pole side) and the circuit connected to the (-) power source (negative pole side of the capacitor 12B) has a difference in impedance, and noise introduced from the 0V power source circuit enters the (+) power source circuit and the (-) power source circuit. In the meantime,
Potential fluctuation occurs between the circuits connected to the (+) power source, the 0V power source, and the (-) power source. Then, when the potential fluctuation goes out of the stable operation voltage range of the main circuit drive circuit, the parts (transistor, diode, photocoupler, etc.) forming the main circuit drive circuit malfunction.

【００２１】例えば、フォトカプラ８の電源回路に電位
差が生じ、動作可能電源電圧以下になると、フォトカプ
ラ８がオフしたり、トランジスタ１１Ａ，１１Ｂのベー
ス・エミッタ間電圧が変動する。そして、ベース・エミ
ッタ間が飽和電圧を越えるとオンし、飽和電圧以下にな
るとオフしたりする。For example, when a potential difference is generated in the power supply circuit of the photocoupler 8 and becomes lower than the operable power supply voltage, the photocoupler 8 is turned off or the base-emitter voltage of the transistors 11A and 11B fluctuates. When the voltage between the base and the emitter exceeds the saturation voltage, it is turned on, and when the voltage is below the saturation voltage, it is turned off.

【００２２】次に、項のノイズにより誤動作する場合
について説明する。図１１も図８と同様の回路である
が、説明に必要な回路のみを記載している。図１１にお
いて、３９は信号ラインとアース間にある浮遊容量、４
１はＩＧＢＴゲートドライブ制御装置５のフォトカプラ
１次側回路に制御側０Ｖ電源（スイッチングレギュレー
タ３１の０Ｖ電源）をとり込んだ時に０Ｖ電源ラインと
アース間にある浮遊容量、４０はＶcc電源供給ラインと
アースとの間に発生する浮遊容量、４２はＶcc−０Ｖ間
に設けられる平滑コンデンサである。Next, description will be given of a case where a malfunction occurs due to the noise of the item. FIG. 11 also shows a circuit similar to that of FIG. 8, but only the circuits necessary for the description are shown. In FIG. 11, 39 is a stray capacitance between the signal line and ground, 4
Reference numeral 1 is a stray capacitance between the 0V power supply line and the ground when the control side 0V power supply (0V power supply of the switching regulator 31) is incorporated in the photocoupler primary side circuit of the IGBT gate drive controller 5, 40 is the Vcc power supply line And a grounding capacitor between the ground and ground, and 42 is a smoothing capacitor provided between Vcc and 0V.

【００２３】ゲートドライブ制御装置５の１次側に制御
用０Ｖ電源をとり込むのはこの装置５より何らかの検出
信号をとり出したい時に必要であり、ここでは制御用０
Ｖ電源をとり込んだ場合について説明するが、ない場合
も同様に説明できる。いま、雷サージあるいは開閉サー
ジ等の何らかの原因によってアースよりノイズが侵入
し、制御用０Ｖとアースとの間にＶ_Y1なる電圧が、又、
浮遊容量３９，４０，４１を介するラインとアースとの
間にＶ_Y2なる電圧が発生したとする。この場合、接地コ
ンデンサ３３の容量を１／Ｃ_Y1、浮遊容量３９，４０，
４１の合成インピダンスを１／Ｃ_Y2とすると、Ｃ_Y1≠Ｃ
_Y2のため、アース間に発生する電圧はＶ_Y1≠Ｖ_Y2とな
り、異なる電圧が印加される。このＶ_Y1，Ｖ_Y2の電位差
により、図１１に示すように、電位の高い方から低い方
へ（図ではＶ_Y2＞Ｖ_Y1）向かって、Ｖcc電源ラインにＩ
_Y3、信号ラインにＩ_Y4、０Ｖ電源ラインにＩ_Y5なるコモ
ンモードノイズ電流（合成してＩ_Y1のノイズ電流：Ｉ_Y1
＝Ｉ_Y3＋Ｉ_Y4＋Ｉ_Y5）が流れる。It is necessary to incorporate a 0V power source for control into the primary side of the gate drive control device 5 when it is desired to obtain some detection signal from the device 5.
The case where the V power source is incorporated will be described, but the same description can be made when there is no V source. Now, noise enters from the ground due to some cause such as lightning surge or switching surge, and the voltage V _Y1 between the control 0 V and the ground is again
It is assumed that a voltage V _Y2 is generated between the line passing through the stray capacitances 39, 40 and 41 and the ground. In this case, the capacitance of the grounding capacitor 33 is 1 / C _Y1 , the stray capacitances 39, 40,
If the combined impedance of 41 is 1 / C _Y2 , C _Y1 ≠ C
_{Because of Y2} , the voltage generated between the _grounds becomes V _Y1 ≠ V _Y2 , and different voltages are applied. Due to the potential difference between V _Y1 and V _Y2 , as shown in FIG. 11, from the higher potential side to the lower potential side (V _Y2 > V _{Y1 in the} figure), I is connected to the Vcc power supply line.
_A common mode noise current of _Y3 , I _{Y4 on} the signal line, and I _{Y5 on the} 0 V power supply line (noise current of I _Y1 by combining: I _Y1
= I _Y3 + I _Y4 + I _Y5 ) flows.

【００２４】このコモンモードノイズ電流Ｉ_Y1により接
地コンデンサ３３が充電され、電位が逆転して、今度は
Ｖ_Y2＜Ｖ_Y1となり、同じ電線経路で逆方向に電流が流れ
る。このように、接地コンデンサ３３と浮遊容量３９，
４０，４１との間で共振現象が生じ、共振電流が流れ
る。この共振電流はコモンモードであるためＶcc電源ラ
イン、信号ライン、０Ｖ電源ラインとも同一方向に流れ
るが、各回路間のインピダンスの差があるため、それぞ
れのラインは異なる電流が流れＩ_Y3≠Ｉ_Y4≠Ｉ_Y5であ
る。この回路間のインピダンスの差による共振電流の違
いにより、Ｖcc電源ラインと信号ラインとの間に共振電
流に見合った振動電圧が発生する。そのため、振動電圧
がフォトカプラ１次側フォトダイオードの発光しきい値
をこえると、ＩＧＢＴ信号作成回路２の点弧信号と無関
係にオンしたり、また、発光しきい値以下になると点弧
状態にもかかわらずオフしたりする。The common mode noise current I _Y1 charges the ground capacitor 33, the potential is reversed, and this time V _Y2 <V _Y1 , and the current flows in the opposite direction in the same electric wire path. In this way, the grounding capacitor 33 and the stray capacitance 39,
A resonance phenomenon occurs between 40 and 41, and a resonance current flows. This resonance current flows in the same direction in the Vcc power supply line, the signal line, and the 0 V power supply line because it is in common mode, but because of the difference in impedance between circuits, different currents flow in each line I _Y3 ≠ I _Y4 ≠ I _Y5 . Due to the difference in resonance current due to the difference in impedance between the circuits, an oscillating voltage commensurate with the resonance current is generated between the Vcc power supply line and the signal line. Therefore, when the oscillating voltage exceeds the light emission threshold of the photodiode on the primary side of the photocoupler, it is turned on irrespective of the ignition signal of the IGBT signal generating circuit 2, and when it becomes less than the light emission threshold, it is in the ignition state. Despite turning off.

【００２５】最後に、項のノイズにより誤動作する場
合について説明する。図１２も図１１と同様、説明に必
要な回路のみを記載している。いま、空間よりΦなる磁
界、電界あるいは電磁波等が発生し、電源供給ライン、
及び信号ラインに誘導ノイズを受けた場合、Ｖcc電源ラ
インにはケーブルを伝わるノーマルモードのノイズ電流
Ｉ_Z11 が、又、浮遊容量４０を充電すべくＩ_Z12 なるノ
イズ電流が流れる。同様に、信号ラインにおいてもＩ
_Z21 、Ｉ_Z22 のノイズ電流が流れる。このように、電源
供給ラインと信号ラインとに全く同一の誘導ノイズが発
生しても、Ｖcc電源供給ラインと信号ラインとのインピ
ダンスの差によりＩ_Z11 ≠Ｉ_Z21 となり、結局Ｉ_Z12 ≠
Ｉ_Z22 となる。したがって、各ラインの浮遊容量４０，
３９は同じだとしても充電時間が異なるため、Ｖ_Z1≠Ｖ
_Z2となって、Ｖcc電源ラインと信号ラインとの間に電位
差が発生し、上記項で説明したように、フォトカプラ
１次側の発光しきい値に応じてオンしたりオフしたりし
て誤動作するのである。Finally, the case where the noise of the term causes a malfunction will be described. Similar to FIG. 11, FIG. 12 only illustrates the circuits necessary for the description. Now, a magnetic field, electric field, electromagnetic wave, etc. of Φ is generated from the space, power supply line,
When the signal line receives the induced noise, the noise current I _{Z11 in the} normal mode transmitted through the cable and the noise current I _Z12 to charge the stray capacitance 40 flow in the Vcc power supply line. Similarly, in the signal line, I
A noise current of _Z21 and I _Z22 flows. As described above, even if exactly the same induced noise occurs in the power supply line and the signal line, I _Z11 ≠ I _Z21 due to the difference in impedance between the Vcc power supply line and the signal line, and eventually I _Z12 ≠
It becomes I _Z22 . Therefore, the stray capacitance 40 of each line,
Even if 39 is the same, since the charging time is different, V _Z1 ≠ V
_{As Z2} occurs, a potential difference is generated between the Vcc power supply line and the signal line, and as described in the above section, it malfunctions by turning on and off depending on the light emission threshold value on the primary side of the photocoupler. To do.

【００２６】上記したように、電力変換駆動制御装置１
とＩＧＢＴゲートドライブ制御装置５との間のフォトカ
プラ絶縁回路において、〜項のいずれかのノイズが
発生し得るため、ＩＧＢＴのゲートドライブ回路のフォ
トカプラ１次側もしくは２次側回路が誤動作することに
よりＩＧＢＴが誤動作し、直流短絡による過電流破損や
異常スイッチングによる過熱破損等が生じるおそれがあ
った。又、具体的には説明しなかったが、外部機器と主
制御装置間もしくは同一制御装置内２種類以上の機器間
で上記のようなフォトカプラ絶縁回路を使用して信号を
伝送する場合も同様な誤動作が考えられ、制御異常、機
器の破損等を発生するおそれがあった。As described above, the power conversion drive control device 1
In the photocoupler insulation circuit between the IGBT and the IGBT gate drive control device 5, noise in any of the items 1 to 3 may occur, so that the photocoupler primary side or secondary side circuit of the IGBT gate drive circuit malfunctions. As a result, the IGBT may malfunction, causing overcurrent damage due to a DC short circuit or overheat damage due to abnormal switching. Although not specifically described, the same applies to the case where a signal is transmitted between the external device and the main control device or between two or more types of devices in the same control device by using the above photocoupler insulation circuit. There is a risk of abnormal control, abnormal control, equipment damage, etc.

【００２７】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、フォトカプラなどの絶縁伝送手段を介して二つの
回路間で信号伝送を行う際に、浮遊容量の存在に起因す
るノイズが発生した場合であっても、制御異常や機器の
破損を防止することが可能な制御装置を提供することを
目的としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and noise is generated due to the presence of stray capacitance when signal transmission is performed between two circuits via an insulating transmission means such as a photocoupler. Even in such a case, it is an object of the present invention to provide a control device capable of preventing control abnormalities and equipment damage.

【００２８】[0028]

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するための手段として、第１の回路と第２の回路との
間を電気的に絶縁する絶縁伝送手段を介して両回路間で
の信号伝送を行ない、しかも、この信号伝送の際に、浮
遊容量の存在に起因するノイズが発生し得る制御装置に
おいて、前記第１の回路と前記絶縁伝送手段とを接続す
る電源供給側ライン上及び信号側ライン上に、互に同一
又は同一に近い抵抗値を有する二つの入力抵抗を設け、
電源側供給ラインのインピダンスと信号側ラインのイン
ピダンスとがほぼ等しくなるようにしたこと、を特徴と
するものである。As a means for solving the above-mentioned problems, the present invention provides a method for electrically connecting a first circuit and a second circuit via an insulating transmission means for electrically insulating the two circuits from each other. In a control device for performing signal transmission in the above-mentioned manner, and in which noise due to the presence of stray capacitance may occur during this signal transmission, a power supply side line connecting the first circuit and the insulating transmission means. Two input resistors having the same or nearly the same resistance value as each other are provided on the upper and signal lines,
It is characterized in that the impedance of the power supply side supply line and the impedance of the signal side line are made substantially equal to each other.

【００２９】[0029]

【作用】上記構成において、各ライン上に同一又は同一
に近い二つの入力抵抗を設けることにより、二つのライ
ンのインピダンスを互に等しくすることができる。これ
により、絶縁伝送手段を介して第１の回路に流れるノイ
ズ電流を減少させることができ、絶縁伝送手段のノイズ
耐量を大きくすることができる。In the above structure, by providing two input resistors that are the same or nearly the same on each line, the impedance of the two lines can be made equal to each other. Thereby, the noise current flowing through the first circuit through the insulated transmission means can be reduced, and the noise resistance of the insulated transmission means can be increased.

【００３０】[0030]

【実施例】図１は請求項１記載の発明の実施例の要部を
示す構成図であり、必要な個所のみを図示してある。こ
の図において、６Ａはフォトカプラ８の１次側近傍のＶ
cc電源供給側回路に設けたフォトカプラ１次側電流制限
抵抗（入力抵抗）である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a block diagram showing the essential parts of an embodiment of the invention described in claim 1, in which only the necessary parts are shown. In this figure, 6A is V near the primary side of the photocoupler 8.
cc Photocoupler primary side current limiting resistor (input resistor) provided in the power supply side circuit.

【００３１】図８の回路において、負荷Ｕ相端子とアー
ス間にＶｘなるノイズ電圧が発生し、ノイズ電流Ｉｘ₁
が流れる状態になった場合、電源供給側回路は合成イン
ピダンスＣｘの高周波信号に対しては低インピダンスを
構成しているため、Ｉｘ₁₁>>Ｉｘ₁₂なる関係のノイズ電
流が電源供給側回路と、信号側回路に流れることは図１
０においてすでに説明した。これに対し、図１の構成で
は、電源供給側回路にも信号側回路と同じ定数の抵抗を
設けたので、電源供給側回路の合成インピダンスは、Ｚ
ｖcc＝Ｒ₁ ＋１／Ｃｘ、又、信号側回路の合成インピダ
ンスはＺｘ＝Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ＋１／Ｃｘ₁ となる。ここで、
抵抗６，６Ａの抵抗値をＲ₁ 、抵抗４の抵抗値をＲ₂ と
し、信号側回路の容量に関する合成インピダンスを１／
Ｃｘ₁ とした。In the circuit of FIG. 8, a noise voltage Vx is generated between the load U-phase terminal and the ground, and the noise current Ix ₁
When the current flows, the power supply side circuit constitutes a low impedance for the high frequency signal of the composite impedance Cx, so that the noise current of the relation of Ix ₁₁ >> Ix ₁₂ is generated in the power supply side circuit, The flow to the signal side circuit is shown in Fig. 1.
0 already explained. On the other hand, in the configuration of FIG. 1, the power supply side circuit is also provided with the same constant resistance as the signal side circuit, so that the combined impedance of the power supply side circuit is Z
vcc = R ₁ + 1 / Cx, and the combined impedance of the signal side circuit is Zx = R ₁ + R ₂ + 1 / Cx ₁ . here,
The resistance value of the resistors 6 and 6A is R ₁ , the resistance value of the resistor 4 is R _2, and the combined impedance related to the capacitance of the signal side circuit is 1 /
It was set to Cx ₁ .

【００３２】容量に関する合成インピダンスは、ほぼ同
等の回路を通ってアースに接続されるため、高周波信号
に対してはほぼ等しいインピダンスを有し、Ｃｘ＝Ｃｘ
₁ と言える。従って、電源供給側回路と信号側回路との
インピダンスの差はＲ₂ のみとなる。Ｒ₁ に対しＲ₂ を
十分小さくとれば上記２回路のインピダンスは、Ｚｖcc
＝Ｚｘが成立するようになる。図１に示す回路構成にお
いて、図８に示したような電圧Ｖｘが発生した場合、フ
ォトカプラ２次側から侵入するノイズ電流をＩｘ₃ 、電
源供給側回路に流れる電流をＩｘ₃₁、信号側回路に流れ
る電流をＩｘ₃₂とするとThe combined impedance with respect to capacitance has approximately equal impedance to high frequency signals because it is connected to ground through approximately equivalent circuits, and Cx = Cx.
Can be said to be ₁ . Therefore, the difference in impedance between the power supply side circuit and the signal side circuit is only R ₂ . If R ₂ is made sufficiently smaller than R _1, the impedance of the above two circuits is Zvcc
= Zx is established. In the circuit configuration shown in FIG. 1, when the voltage Vx as shown in FIG. 8 is generated, the noise current entering from the secondary side of the photocoupler is Ix ₃ , the current flowing in the power supply side circuit is Ix ₃₁ , the signal side circuit is If the current flowing in Ix ₃₂ is

【００３３】[0033]

【数２】 従って、図８の回路でフォトカプラ２次側回路へ侵入す
るノイズ電流Ｉｘ₁ と比較すると[Equation 2] Therefore, comparing with the noise current Ix ₁ that enters the photocoupler secondary side circuit in the circuit of FIG.

【００３４】[0034]

【数３】 となることより、Ｉｘ₁ ＞Ｉｘ₃ となる。これは図１の
回路構成にすることにより、フォトカプラ１次−２次間
の浮遊容量を通って抜けるノイズ電流が減少したことを
意味している。(Equation 3) As a result, Ix ₁ > Ix ₃ . This means that the circuit configuration shown in FIG. 1 reduces the noise current passing through the stray capacitance between the primary and secondary sides of the photocoupler.

【００３５】そして、図８に示したＩｘ₁ がフォトカプ
ラ８のが誤動作を開始する最低ノイズ電流であるとすれ
ば、（Ａ）式で示される電流Ｉｘ₃ がＩｘ₁ のレベルま
で増加して初めてフォトカプラ８が誤動作を開始するよ
うになるので、（Ａ）式のIf Ix ₁ shown in FIG. 8 is the minimum noise current at which the photocoupler 8 starts malfunctioning, the current Ix ₃ shown in the equation (A) increases to the level of Ix _1. For the first time, the photocoupler 8 will start malfunctioning, so

【００３６】[0036]

【数４】 は一定であるため、ｄＶ／ｄｔが大きくなる。即ち、フ
ォトカプラ１次−２次回路間に印加されるｄＶ／ｄｔコ
モンモードノイズ電圧除去比が向上したことになり、フ
ォトカプラ１次−２次間浮遊容量を通って抜けるノイズ
電流に対しノイズ耐量が向上し、誤動作が発生する可能
性が大幅に減少する。[Equation 4] Is constant, dV / dt increases. That is, the rejection ratio of the dV / dt common mode noise voltage applied between the photocoupler primary-secondary circuit is improved, and noise is reduced with respect to the noise current passing through the stray capacitance between the photocoupler primary-secondary. The withstand capability is improved and the possibility of malfunctions is greatly reduced.

【００３７】図２は請求項２，３，４記載の発明の実施
例の要部を示すものである。この図２の構成は、図１の
構成に、さらに、フォトカプラ１次側に並列にしきい値
設定用抵抗２０、１次側電源供給側回路と信号側回路と
のライン間を安定させるライン安定用コンデンサ１９，
２１，２１Ａ、１次側電流制限抵抗６Ａ，６のフォトカ
プラ１次側の反対側に並列に放電抵抗１８を設けたもの
である。FIG. 2 shows the essential parts of an embodiment of the invention according to claims 2, 3 and 4. The configuration of FIG. 2 is similar to the configuration of FIG. 1 in that it further has a line stabilization for stabilizing the line between the threshold setting resistor 20 and the primary side power supply side circuit and the signal side circuit in parallel with the photocoupler primary side. Capacitor 19,
A discharge resistor 18 is provided in parallel on the opposite side of the photocoupler primary side of the primary side current limiting resistors 6A and 6 of 21, 21A.

【００３８】まず、しきい値設定用抵抗２０の効果につ
いて説明する。図２において、Ｖ_Fをフォトカプラ１次
側しきい値、抵抗１８の両端電圧をＶ_R 、フォトカプラ
１次側フォトダイオードに流れる電流をＩ_F とする。抵
抗４の抵抗値をＲ₄ 、抵抗６，６Ａの抵抗値をＲ₆ 、抵
抗２０，１８の抵抗値をＲ₂₀，Ｒ₁₈としたとき、オン時
のＶ_R 電圧はFirst, the effect of the threshold setting resistor 20 will be described. In FIG. 2, V _F is the photocoupler primary side threshold value, the voltage across the resistor 18 is V _R , and the current flowing through the photocoupler primary side photodiode is I _F. When the resistance value of the resistor 4 is R ₄ , the resistance values of the resistors 6 and 6A are R ₆ , and the resistance values of the resistors ₂₀ and ₁₈ are R ₂₀ and R ₁₈ , the V _R voltage when on is

【００３９】[0039]

【数５】 である。(Equation 5) Is.

【００４０】（Ｃ）式を見てわかるように、フォトカプ
ラ１次側の発光しきい値Ｖ_F は一定であるから、Ｖ_R の
値は変わらないが、Ｉ_F の大きさはＲ₂₀→大の時、Ｉ_F
→大となり、また、Ｒ₂₀→小の時、Ｉ_F →小となる。As can be seen from the equation (C), since the light emission threshold V _F on the primary side of the photocoupler is constant, the value of V _R does not change, but the magnitude of I _F is R ₂₀ → When Great, I _F
→ becomes large, and when R ₂₀ → small, I _F → small.

【００４１】いま、図１１で説明したように、接地コン
デンサＣ_Y1とライン−アース間浮遊容量Ｃ_Y2の容量が異
なることに起因する共振現象により、電源供給側回路と
信号側回路との間に振動電圧が発生したとする。この振
動電圧は図２の回路においても発生し、フォトカプラ１
次側の最終電圧源となるＶ_R 電圧に対しても影響を及ぼ
し、Ｖ_R 電圧が共振電流に応じて変動する。フォトカプ
ラ８をオンさせるためには、最低のフォトカプラ１次電
流（電流しきい値）を流す必要があり、このしきい値電
流をＩ_F1、Ｖ_R 電圧をＶ_R1とすると、上記（Ｂ），
（Ｃ）の式及びＩ_F1より次のことが言える。 （ｉ）フォトカプラ８がオンであってＶ_R 電圧が発生し
ている状態の時に、振動電圧によりＶ_R 電圧が下がる。
Ｖ_R とＩ_F は（Ｂ）式より明らかなように比例関係にあ
るので、Ｖ_R が低下するとＩ_F も低下する。このＩ_F が
Ｉ_F1を下まわる時に、フォトカプラ８の１次電流がしき
い値以下となり、フォトカプラ８がオフする（図３
（ａ））。 （ii）フォトカプラ８がオフ時にＶ_R 電圧は０Ｖである
が、振動電圧によりＶ_R電圧が高くなり、Ｉ_F の電流が
Ｉ_F1以上になるとフォトカプラ８の１次電流がしきい値
以上となり、フォトカプラ８がオンする（図３
（ｂ））。As described with reference to FIG. 11, the resonance phenomenon caused by the difference in capacitance between the ground capacitor C _Y1 and the stray capacitance C _Y2 between the line and ground causes a difference between the power supply side circuit and the signal side circuit. It is assumed that an oscillating voltage is generated. This oscillating voltage is also generated in the circuit of FIG.
Also have an effect on V _R voltage as a final voltage source following side, V _R voltage varies in accordance with the resonance current. In order to turn on the photocoupler 8, it is necessary to flow the lowest photocoupler primary current (current threshold value). If this threshold current is I _F1 and the V _R voltage is V _R1 , the above (B ),
The following can be said from the equation (C) and I _F1 . (I) When the photocoupler 8 is on and the V _R voltage is generated, the V _R voltage decreases due to the oscillating voltage.
Since V _R and I _F have a proportional relationship as is clear from the equation (B), when V _R decreases, I _F also decreases. When this I _F falls below I _F1 , the primary current of the photocoupler 8 becomes lower than the threshold value, and the photocoupler 8 is turned off (see FIG. 3).
(A)). (Ii) Although the photocoupler 8 is V _R voltage at the OFF time is 0V, V _R voltage increases by the vibration voltage, the primary current is above the threshold of photocoupler 8 when current I _F is equal to or greater than I _F1 And the photocoupler 8 is turned on (Fig. 3
(B)).

【００４２】次に、Ｒ₂₀の抵抗値を変更した場合のＶ_R
レベルの変動と１次電流しきい値との関連について、
（Ｂ）式と図４に基いて説明する。いま、Ｖ_R とＩ_F に
ついての（Ｂ）式のグラフを（イ）とする。そして、Ｒ
₂₀を大きくしていくと、（イ）のグラフが（ロ）の位置
に平行移動してくる。フォトカプラ１次側のフォトダイ
オード発光しきい値電流Ｉ_F1は固定であるため、Ｒ₂₀抵
抗を大きくした（ロ）のグラフではＶ_R 電圧はＶ_R2まで
低下する。Next, V _R when the resistance value of R ₂₀ is changed
Regarding the relation between level fluctuation and primary current threshold,
This will be described based on the equation (B) and FIG. Now, let us assume that the graph of the equation (B) for V _R and I _F is (a). And R
_As you increase ₂₀ , the graph in (a) moves in parallel to the position in (b). Since the photodiode emission threshold current I _F1 on the primary side of the photo coupler is fixed, the V _R voltage drops to V _{R2 in} the graph of ( ₂₀ ) in which the R ₂₀ resistance is increased.

【００４３】これは即ち図３（ａ）の破線部に示すよう
に、発光しきい値電圧がＶ_R2に下がったことを意味し、
オン時にオフしにくくなる。又、Ｒ₂₀を小さくしていく
と（イ）のグラフは（ハ）の位置に平行移動してくる。
この場合の発光しきい電流値Ｉ_F1におけるＶ_R 値はＶ_R3
となり高くなる。これは図３（ｂ）の破線部に示すよう
に、発光しきい電圧が高くなったことを意味し、オフ時
にオンしにくくなる。このように、Ｒ₂₀の抵抗値を変更
することにより、発光しきい値の電圧レベルＶ_R が変わ
るので、制御装置の共振回路の状況に応じて適当な発光
しきい電圧値Ｖ_R を選択でき、オン状態においても、オ
フ状態においても最も有効となるＲ₂₀の定数を選ぶこと
が可能となり、コモンモードノイズ発生時のノイズ耐量
を全モードに対し向上させることができるようになる。This means that the light emission threshold voltage has dropped to V _R2 , as indicated by the broken line in FIG.
It becomes difficult to turn off when turned on. Further, when R ₂₀ is reduced, the graph of (a) moves in parallel to the position of (c).
V _R value in the light emitting threshold current value I _F1 in this case is V _R3
Will be higher. This means that the light emission threshold voltage is increased as shown by the broken line in FIG. In this way, the voltage level V _R of the light emission threshold value is changed by changing the resistance value of R ₂₀ , so that an appropriate light emission threshold voltage value V _R can be selected according to the condition of the resonance circuit of the control device. It is possible to select the constant of R ₂₀ that is most effective in both the on state and the off state, and it is possible to improve the noise immunity when common mode noise occurs for all modes.

【００４４】次に、図２の回路におけるコンデンサ１
９，２１，２１Ａの効果について説明する。先に、しき
い値設定用抵抗２０の効果において説明したようにコモ
ンモードノイズにより、電源供給回路と信号回路との間
に図３で示されるような振動電圧が発生する。この振動
電圧に対し、両回路間にコンデンサ１９，２１，２１Ａ
を設けると、１９，２１，２１Ａのコンデンサ容量をＣ
_P とすればｉ＝Ｃ_P ・（ｄＶ／ｄｔ）なる電流がこれら
のコンデンサを介して、両回路間に流れる。したがっ
て、高周波振動電圧に対し、両回路間は低インピダンス
でクランプされることになり、振動電圧が抑制される。Next, the capacitor 1 in the circuit of FIG.
The effects of 9, 21, 21A will be described. As described above with reference to the effect of the threshold setting resistor 20, common mode noise causes an oscillating voltage as shown in FIG. 3 between the power supply circuit and the signal circuit. For this oscillating voltage, capacitors 19, 21, 21A are placed between both circuits.
, The capacitor capacity of 19,21,21A is C
If _{P i = C P · (dV} / dt) becomes current through these capacitors, flowing between the two circuits. Therefore, the high-voltage oscillating voltage is clamped with a low impedance between both circuits, and the oscillating voltage is suppressed.

【００４５】上記のコンデンサ１９，２１，２１Ａは少
なくとも１個以上設ければ効果は充分であり、必ずしも
３個設ける必要はない。更に、このコンデンサは時定数
によるノイズ電圧の遅延を目的とするものでなく、高周
波電圧に対してＶcc電源ライン、信号ラインの低インピ
ダンス化を図ることが目的のため、容量は数１００ｐＦ
程度の小容量でも効果はあり、ＩＧＢＴの高周波スイッ
チング制御における信号伝送遅れを無視できるほどの遅
れ時間（１μsec 以内）しか発生せず制御上悪影響を及
ぼすこともない。The effect is sufficient if at least one capacitor 19, 21, 21A is provided, and it is not always necessary to provide three capacitors. Further, this capacitor is not intended to delay the noise voltage due to the time constant, but to reduce the impedance of the Vcc power supply line and the signal line with respect to the high frequency voltage, the capacitance is several hundred pF.
Even a small capacity is effective, and a delay time (1 μsec or less) that can neglect the signal transmission delay in the high frequency switching control of the IGBT is generated and does not adversely affect the control.

【００４６】最後に、放電抵抗１８の効果について説明
する。先に説明したコンデンサ１９を設けた場合におい
て、図２の回路ではオンよりオフになる際、コンデンサ
１９のチャージ電圧Ｖ_R は、抵抗６Ａ−フォトダイオー
ド、他は抵抗２０〜６のループで放電するだけなので放
電に時間がかかる。そこで、放電用としてコンデンサ１
９と並列に抵抗１８を接続している。又、抵抗１８のも
う１つの効果として、オン時に電圧Ｖ_R を発生すると、
Ｉ_R18 ＝Ｖ_R ／Ｒ₁₈の１次電流がフォトカプラ１次電流
Ｉ_F とともに流れて全体としての１次電流Ｉ₁ がＩ＝Ｉ
_F ＋Ｖ_F ／Ｒ₂₀＋Ｖ_R ／Ｒ₁₈となって増加するという効
果がある。この電流増加により伝送ケーブル自体の電磁
結合が強化されて、誘導ノイズコモンモードノイズに対
する耐量が向上する。Finally, the effect of the discharge resistor 18 will be described. In the case where the capacitor 19 described above is provided, when the circuit of FIG. 2 changes from ON to OFF, the charge voltage V _R of the capacitor 19 is discharged in the loop of the resistor 6A-photodiode and the other resistors 20 to 6. It only takes time to discharge. Therefore, capacitor 1 for discharging
A resistor 18 is connected in parallel with 9. Further, as another effect of the resistor 18, when the voltage V _R is generated at the time of turning on,
The primary current I _R18 = V _R / R ₁₈ flows with the photocoupler primary current I _F , and the primary current I ₁ as a whole is I = I.
There is an effect that it becomes _F + V _F / R ₂₀ + V _R / R ₁₈ and increases. This increase in current strengthens the electromagnetic coupling of the transmission cable itself and improves the resistance to inductive noise common mode noise.

【００４７】次に、請求項４，５記載の発明の実施例に
つき説明する。図６は、ＩＧＢＴの代わりにパワートラ
ンジスタを用いた構成であるが、図６を説明する前に、
パワートランジスタを用いた場合の問題点を図５に基き
説明する。Next, examples of the inventions described in claims 4 and 5 will be described. Although FIG. 6 shows a configuration in which a power transistor is used instead of the IGBT, before explaining FIG.
Problems in the case of using the power transistor will be described with reference to FIG.

【００４８】図５はパワー半導体素子として電流駆動形
パワートランジスタを使用した場合の一般的回路を示
す。図５において、１５は客先交流電源３４と電気的に
絶縁する絶縁トランス、１６は電流駆動形パワートラン
ジスタ、１７はパワートランジスタ１６のベース回路を
駆動するベース電流を安定供給するための大容量平滑コ
ンデンサ、２５は交流電源を整流する整流器である。図
８と異なる点は、パワートランジスタ１６を電流駆動す
るためベース電流制限抵抗１０の容量が大きくなり、主
回路側半導体素子駆動装置より分離して独立に設けられ
ている点である。FIG. 5 shows a general circuit when a current drive type power transistor is used as a power semiconductor element. In FIG. 5, reference numeral 15 is an insulating transformer electrically insulating from the customer's AC power supply 34, 16 is a current-driven power transistor, and 17 is a large-capacity smoothing for stably supplying a base current for driving the base circuit of the power transistor 16. The capacitor 25 is a rectifier that rectifies the AC power supply. The difference from FIG. 8 is that the capacity of the base current limiting resistor 10 becomes large because the power transistor 16 is driven by current, and it is provided separately from the main circuit side semiconductor element driving device.

【００４９】図５において、前記した項のノイズが発
生すると、フォトカプラ８の１次−２次間の浮遊容量を
通って流れ込む電流Ｉｘ₁ と、平滑コンデンサ１２，１
７、整流器２５、電流制限抵抗１０の回路より絶縁トラ
ンス交流電源の浮遊容量３６を通ってアースに流れ込む
電流Ｉｘ₂ とが生ずる。この電流Ｉｘ₂ は、電流制限抵
抗１０及び平滑コンデンサ１２を通って整流器２５の方
へ流れる電流をそれぞれＩｘ₂₁，Ｉｘ₂₂とすると、それ
ら電流の合計となるが、回路インピダンスの面から考え
るとＩｘ₂₁＜Ｉｘ₂₂となる。又、平滑コンデンサ１２の
（＋）電源−０Ｖ電源−（−）電源に接続される各回路
は若干のインピダンスの差はあるものの、Ｉｘ₂₁回路の
インピダンスに比べるとほとんど同じである。したがっ
て、〔（＋）端子の回路でのノイズ電流〕＝Ｉｘ₂₂／
３、〔中点回路でのノイズ電流〕＝Ｉｘ₂₂／３、
〔（−）端子の回路でのノイズ電流〕＝Ｉｘ₂₂／３、が
ほぼ成立すると言える。すなわち、平滑コンデンサ１２
の端子間で発生する電位変動はほとんどない。In FIG. 5, when the noise of the above term occurs, the current Ix ₁ flowing through the primary-secondary stray capacitance of the photocoupler 8 and the smoothing capacitors 12, ₁
7. The current Ix ₂ flowing from the circuit of the rectifier 25 and the current limiting resistor 10 to the ground through the stray capacitance 36 of the insulation transformer AC power supply is generated. This current Ix ₂ is the sum of the currents flowing through the current limiting resistor 10 and the smoothing capacitor 12 toward the rectifier 25 as Ix ₂₁ and Ix ₂₂ , respectively. However, considering the circuit impedance, ₂₁ <Ix ₂₂ . Further, although each circuit connected to the (+) power source −0 V power source − (−) power source of the smoothing capacitor 12 has a slight impedance difference, it is almost the same as the impedance of the Ix ₂₁ circuit. Therefore, [noise current in the circuit of the (+) terminal] = Ix ₂₂ /
3, [noise current at the midpoint circuit] = Ix _22/3,
[(-) noise current in the circuit of terminal] = Ix _22/3, it can be said that but holds approximately. That is, the smoothing capacitor 12
There is almost no potential fluctuation that occurs between the terminals.

【００５０】これに対し、電流Ｉｘ₂₁が流れる回路は、
インピダンスが高く電流が流れにくいが、これが浮遊容
量３６を通ってアースまで流れる時、アース電位を基準
に考えると、電流制限抵抗１０からトランジスタ１１の
上側コレクタに接続される回路と、電流制限抵抗１０か
ら平滑コンデンサ１２に接続される回路との間には大き
な電位変動が発生する。よって、電流増幅装置９には電
位変動する振動電圧が上側トランジスタ１１のコレクタ
−ベース側に回り込んで侵入し、トランジタ１１のベー
ス駆動回路を含めた電流増幅装置９が誤動作する。On the other hand, the circuit through which the current Ix ₂₁ flows is
Although the impedance is high and the current does not easily flow, when the current flows through the stray capacitance 36 to the ground, considering the ground potential as a reference, the circuit connected from the current limiting resistor 10 to the upper collector of the transistor 11 and the current limiting resistor 10 To a circuit connected to the smoothing capacitor 12, a large potential fluctuation occurs. Therefore, an oscillating voltage whose potential fluctuates enters the current amplifying device 9 around the collector-base side of the upper transistor 11 and invades, and the current amplifying device 9 including the base drive circuit of the transistor 11 malfunctions.

【００５１】ところで、平滑コンデンサ１２に接続され
る各回路はインピダンスが若干異なるのみでほぼ等しい
と説明したが、それは電流制限抵抗１０に接続される回
路と比較した場合であって、厳密に言うと、平滑コンデ
ンサ１２の（＋）電源−０Ｖ電源−（−）電源のそれぞ
れに接続される回路はやはりインピダンスがそれぞれ異
なっている。従って、平滑コンデンサ１２に接続される
回路の（＋）電源及び（−）電源をフォトカプラ８の動
作電源として使用する場合、図８において説明した項
のようなノイズが発生すると、電位変動している瞬間の
ｄＶ／ｄｔ区間のみフォトカプラ８の動作電源回路が電
位変動し、フォトカプラ８が誤動作する場合があった。
そして、ｄＶ／ｄｔのエネルギーが大きくなり電流Ｉｘ
₂ が増加すればする程、顕著にこの傾向は現れる。以上
のように、パワートランジスタを使用したベースドライ
ブ回路においては、フォトカプラ２次側ドライブ回路よ
りアースに流れるもれ電流のみで誤動作する場合があっ
た。By the way, although the circuits connected to the smoothing capacitor 12 are explained to be substantially equal to each other with only a slight difference in impedance, this is the case when compared with the circuit connected to the current limiting resistor 10, and strictly speaking. The circuits connected to the (+) power source −0V power source − (−) power source of the smoothing capacitor 12 also have different impedances. Therefore, when the (+) power source and the (-) power source of the circuit connected to the smoothing capacitor 12 are used as the operating power source of the photocoupler 8, when the noise as described in FIG. There is a case where the operating power supply circuit of the photocoupler 8 fluctuates in potential only in the dV / dt section at the moment when the photocoupler 8 malfunctions.
Then, the energy of dV / dt increases and the current Ix increases.
This tendency becomes more remarkable as ₂ increases. As described above, in the base drive circuit using the power transistor, there is a case where the malfunction occurs only by the leakage current flowing from the photocoupler secondary side drive circuit to the ground.

【００５２】図６の構成は、このような問題点を有して
いた図５の構成に対し、ノイズ耐量の向上を図ったもの
である。図６において、２２，２２Ａは電源とプルアッ
プされるプルアップ抵抗である。まず、プルアップ抵抗
２２について、その効果を説明する。図５において説明
したように、ベース電流制限抵抗１０に接続されるライ
ンと平滑コンデンサ１２の電源供給ラインとのインピダ
ンスの差により、その間で大きな振動電圧が発生するこ
とになる。そこで、平滑コンデンサ電流の安定化電源回
路とベース電流制限抵抗１０に接続されるライン間に低
インピダンスのプルアップ抵抗２２を設け、両者のライ
ン間の低インピダンス化を図っている。The configuration of FIG. 6 is intended to improve the noise immunity as compared with the configuration of FIG. 5 which has such a problem. In FIG. 6, reference numerals 22 and 22A denote pull-up resistors that are pulled up with the power supply. First, the effect of the pull-up resistor 22 will be described. As described in FIG. 5, due to the difference in impedance between the line connected to the base current limiting resistor 10 and the power supply line of the smoothing capacitor 12, a large oscillating voltage is generated between them. Therefore, a low impedance pull-up resistor 22 is provided between the lines connected to the power source circuit for stabilizing the smoothing capacitor current and the base current limiting resistor 10 to reduce the impedance between the two lines.

【００５３】低インピダンス化の面から見ると、両者の
ライン間にコンデンサを設けるのが最も良いが、パワー
トランジスタ１６のオン時に、その追加コンデンサから
突入電流がベース回路に流れ込み、パワートランジスタ
１６のベースドライブ回路を破損させるおそれがある。
そのため低インピダンスのプルアップ抵抗２２を設けて
いる。この低インピダンスのプルアップ抵抗２２を設け
たことにより、ベース電流制限抵抗１０に接続されるラ
インと平滑コンデンサ１２の電源ラインとの間の低イン
ピダンス化が図られ、振動電圧を抑制して誤動作を防止
することができる。From the viewpoint of low impedance, it is best to provide a capacitor between both lines, but when the power transistor 16 is turned on, an inrush current flows into the base circuit from the additional capacitor and the base of the power transistor 16 is changed. It may damage the drive circuit.
Therefore, the pull-up resistor 22 having a low impedance is provided. By providing the pull-up resistor 22 having a low impedance, the impedance between the line connected to the base current limiting resistor 10 and the power supply line of the smoothing capacitor 12 is reduced, and the oscillating voltage is suppressed to prevent malfunction. Can be prevented.

【００５４】次に、プルアップ抵抗２２Ａについて、そ
の効果を説明する。これも図５で説明したが、ｄＶ／ｄ
ｔの急俊な電位変動により電位変動している区間ではノ
イズ電流Ｉｘ₂ が２次側ドライブ回路に流れる。この
時、平滑コンデンサ１２の（＋）電源−０Ｖ電源−
（−）電源に接続される回路のわずかのインピダンスの
差により、フォトカプラ８の電源回路に電位変動が生じ
てフォトカプラ８を誤動作させる。そこで、フォトカプ
ラ電源回路と平滑コンデンサ安定化電源回路間にプルア
ップ抵抗２２Ａを設け、フォトカプラ電源回路内へのノ
イズ混入を抑制するようにしたものである。これによ
り、フォトカプラ電源回路自体がノイズに対し安定した
ものとなり、フォトカプラ８の誤動作が防止される。Next, the effect of the pull-up resistor 22A will be described. This was also explained in FIG. 5, but dV / d
The noise current Ix ₂ flows in the secondary side drive circuit in the section where the potential fluctuates due to the rapid potential fluctuation of t. At this time, the (+) power source of the smoothing capacitor −0V power source−
(−) Due to a slight difference in impedance of the circuit connected to the power supply, a potential fluctuation occurs in the power supply circuit of the photocoupler 8, causing the photocoupler 8 to malfunction. Therefore, a pull-up resistor 22A is provided between the photocoupler power supply circuit and the smoothing capacitor stabilizing power supply circuit to prevent noise from entering the photocoupler power supply circuit. As a result, the photocoupler power supply circuit itself becomes stable against noise, and malfunction of the photocoupler 8 is prevented.

【００５５】上述したように、電力機器及び電子回路間
等の二つの回路間で信号伝送を行う場合、絶縁伝送手段
としてフォトカプラを使用すれば本来有効なはずである
が、ノイズ発生の状況によっては単に絶縁するだけでは
誤動作防止対策としてはあまり有効でない場合がある。
しかし、上記各実施例で説明した通り、フォトカプラ１
次側回路及び２次側回路で種々のノイズ対策を実施する
ことにより絶縁伝送手段として充分な効果が得られる。
このような対策を、制御装置内に絶縁伝送手段（必ずし
もフォトカプラのみに限られない。）を有する伝送回路
に盛り込むことにより、いかなるノイズがどうのような
状況で混入したとしても、ノイズに対する耐量を向上さ
せることができる。したがって、絶縁伝送手段の入出力
回路の誤動作をなくすことにより制御異常、機器の破損
を防止することができ、安全で信頼性の高い制御装置を
実現することができる。As described above, when a signal is transmitted between two circuits such as an electric power equipment and an electronic circuit, it should be essentially effective if a photocoupler is used as an insulating transmission means, but it may be effective depending on the situation of noise generation. In some cases, simply insulating is not very effective as a malfunction prevention measure.
However, as described in each of the above embodiments, the photocoupler 1
By implementing various noise countermeasures in the secondary circuit and the secondary circuit, a sufficient effect can be obtained as an insulated transmission means.
By incorporating such measures into the transmission circuit having the insulated transmission means (not necessarily limited to the photocoupler) in the control device, no matter what kind of noise is mixed in under any circumstances, it is possible to withstand the noise. Can be improved. Therefore, by eliminating the malfunction of the input / output circuit of the insulated transmission means, it is possible to prevent the control abnormality and the damage of the equipment, and to realize a safe and highly reliable control device.

【００５６】[0056]

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、フォト
カプラなどの絶縁伝送手段を介して二つの回路間で信号
伝送を行う際に、浮遊容量の存在に起因するノイズが発
生した場合であっても、制御異常や機器の破損を防止す
ることが可能な制御装置を実現することができる。As described above, according to the present invention, when noise is generated due to the presence of stray capacitance during signal transmission between two circuits via an insulating transmission means such as a photocoupler. Even in this case, it is possible to realize the control device capable of preventing the control abnormality and the device damage.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】請求項１記載の発明の実施例の要部を示す構成
図。FIG. 1 is a configuration diagram showing a main part of an embodiment of the invention according to claim 1;

【図２】請求項２，３，４記載の発明の実施例の要部を
示す構成図。FIG. 2 is a configuration diagram showing a main part of an embodiment of the invention described in claims 2, 3 and 4.

【図３】図２の動作についての説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram of the operation of FIG.

【図４】図２の動作についての説明図。FIG. 4 is an explanatory diagram of the operation of FIG.

【図５】請求項５記載の発明に対する従来例の構成図。FIG. 5 is a configuration diagram of a conventional example for the invention of claim 5;

【図６】請求項５，６記載の発明の実施例の要部を示す
構成図。FIG. 6 is a configuration diagram showing a main part of an embodiment of the invention according to claims 5 and 6;

【図７】従来装置の一例を示す構成図（実公平６−２３
００５号）。FIG. 7 is a block diagram showing an example of a conventional device (actual fair 6-23).
No. 005).

【図８】本発明の解決すべき課題についての説明図。FIG. 8 is an explanatory diagram of a problem to be solved by the present invention.

【図９】本発明の解決すべき課題についての説明図。FIG. 9 is an explanatory diagram of a problem to be solved by the present invention.

【図１０】本発明の解決すべき課題についての説明図。FIG. 10 is an explanatory diagram of a problem to be solved by the present invention.

【図１１】本発明の解決すべき課題についての説明図。FIG. 11 is an explanatory diagram of a problem to be solved by the present invention.

【図１２】本発明の解決すべき課題についての説明図。FIG. 12 is an explanatory diagram of a problem to be solved by the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 電力変換駆動制御装置（第１の回路） ５ ＩＧＢＴゲートドライブ制御装置（第２の回路） ８ フォトカプラ（絶縁伝送手段） ３６，３７，３９，４０ 浮遊容量 ６，６Ａ 入力抵抗 ２０ 分圧抵抗 １９，２１，２１Ａ 時定数の小さな容量を有するコン
デンサ １８ 放電抵抗 １０ 制限抵抗 ２２ 低インピダンス化するためのプルアップ抵抗 ２２Ａ ノイズ混入を制御するためのプルアップ抵抗1 Power Conversion Drive Control Device (First Circuit) 5 IGBT Gate Drive Control Device (Second Circuit) 8 Photocoupler (Insulating Transmission Means) 36, 37, 39, 40 Floating Capacitance 6, 6A Input Resistance 20 Voltage Dividing Resistance 19,21,21A Capacitor with small time constant capacity 18 Discharge resistance 10 Limiting resistance 22 Pull-up resistance for low impedance 22A Pull-up resistance for controlling noise mixing

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】第１の回路と第２の回路との間を電気的に
絶縁する絶縁伝送手段を介して両回路間での信号伝送を
行ない、しかも、この信号伝送の際に、浮遊容量の存在
に起因するノイズが発生し得る制御装置において、 前記第１の回路と前記絶縁伝送手段とを接続する電源供
給側ライン上及び信号側ライン上に、互に同一又は同一
に近い抵抗値を有する二つの入力抵抗を設け、電源側供
給ラインのインピダンスと信号側ラインのインピダンス
とがほぼ等しくなるようにしたこと、 を特徴とする制御装置。1. A signal is transmitted between the first circuit and the second circuit via an insulating transmission means for electrically insulating the circuit from the first circuit to the second circuit, and a stray capacitance is generated during the signal transmission. In a control device that may generate noise due to the presence of the same, on the power supply side line and the signal side line connecting the first circuit and the insulating transmission means, the same or nearly the same resistance value is provided. The control device is characterized in that the two input resistors are provided so that the impedance of the power supply side supply line and the impedance of the signal side line are substantially equal. 【請求項２】請求項１記載の制御装置において、 前記絶縁伝送手段はオンオフ動作を行うものであり、こ
の絶縁伝送手段の一次側に流れる電流を所定範囲に設定
するための分圧抵抗を、前記二つの入力抵抗に対し並列
に且つ絶縁伝送手段の一次側寄りに接続し、 前記オンオフ動作について前記ノイズによる誤動作の発
生を防止するようにしたこと、 を特徴とする制御装置。2. The control device according to claim 1, wherein the insulated transmission means performs an on / off operation, and a voltage dividing resistor for setting a current flowing through the primary side of the insulated transmission means to a predetermined range is provided. A control device, which is connected in parallel to the two input resistors and closer to the primary side of the insulating transmission means so as to prevent malfunction of the on / off operation due to the noise. 【請求項３】請求項２記載の制御装置において、 前記第１の回路と前記二つの入力抵抗との間における前
記電源供給側ライン及び信号側ライン間に、前記絶縁伝
送手段の入出力伝送時間が１μ秒以内となるように、時
定数の小さな容量を有するコンデンサの両端を接続した
こと、 を特徴とする制御装置。3. The control device according to claim 2, wherein the input / output transmission time of the insulation transmission means is provided between the power supply side line and the signal side line between the first circuit and the two input resistors. The control device is characterized in that both ends of a capacitor having a small time constant are connected so that is within 1 μsec. 【請求項４】請求項３記載の制御装置において、 前記コンデンサと前記二つの入力抵抗との間における前
記電源供給側ライン及び信号側ライン間に、前記絶縁伝
送手段のオン動作時にこの絶縁伝送手段に流れるべき電
流の一部を分流させるための放電抵抗の両端を接続した
こと、 を特徴とする制御装置。4. A control device according to claim 3, wherein the insulated transmission means is provided between the power supply side line and the signal side line between the capacitor and the two input resistors when the insulated transmission means is turned on. The control device is characterized in that both ends of a discharge resistor for dividing a part of the current to be flown into are connected. 【請求項５】請求項１記載の制御装置において、 前記第２の回路は、パワートランジスタにベース電流を
供給するパワートランジスタ駆動回路であって、ベース
電流供給源となる平滑コンデンサと、ベース電流を制限
するための制限抵抗と、を備えており、 さらに、前記制限抵抗の両端に接続されるライン間を低
インピダンス化するためのプルアップ抵抗を有している
こと、 を特徴とする制御装置。5. The control device according to claim 1, wherein the second circuit is a power transistor drive circuit for supplying a base current to a power transistor, and a smoothing capacitor serving as a base current supply source and a base current are supplied. A limiting resistor for limiting, and a pull-up resistor for reducing impedance between lines connected to both ends of the limiting resistor. 【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の制御装
置において、 前記絶縁伝送手段はフォトカプラであり、このフォトカ
プラに、フォトカプラ電源回路内へのノイズ混入を抑制
するためのプルアップ抵抗を接続したこと、 を特徴とする制御装置。6. The control device according to claim 1, wherein the insulating transmission means is a photocoupler, and the photocoupler has a pull-down circuit for suppressing noise mixing in the photocoupler power supply circuit. A control device characterized in that an up resistor is connected.