JPH08222389A - Lighting device for high-power-factor, high-luminance discharge lamp - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To provide a low-cost high-luminance discharge lamp device having simple circuit configuration by combining a step-up resonance chopper type sine-wave converter with a voltage resonance type inverter. CONSTITUTION: To allow an input current (Ii) to have the same waveform as a commercial ac source voltage (ei) a voltage (ei') is detected by means of resistances R8, R9 and input to a multiplier MULT. A voltage VMO obtained by multiplying this voltage by an output of an error amplifier becomes an output of the multiplier MULT. The current of a chock coil L2 is detected by means of a resistance R3, and the voltage applied to the resistance R3 is input to a current logic circuit. When this voltage exceeds a nominal voltage value set based on the voltage VMO, a PWM circuit is turned off, and the gate of a MOSFET is turned off. With the power MOSFET turned off, the current of the choke coil L2 decreases, and the MOSFET is turned on when the current decreases to zero. When a control ICIC 2 operates, power is supplied to the IC 2. The lamp power is then subjected to constant power control.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は高輝度の放電を点灯させ
る高輝度放電点灯装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high intensity discharge lighting device for lighting a high intensity discharge.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来例１に高力率インバータを用いた高
輝度放電点灯装置の回路図を示す。従来例１において商
用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４とイン
ダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流回路ＲＥＣに
て直流化し、その出力はチョークコイルＬ１０１とスイ
ッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５とコンデンサ
Ｃとを含む昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路に
印加される。正弦波コンバータ回路には、その負荷とし
てフルブリッジ方式のインバータＩＮＶが接続されてい
る。2. Description of the Related Art A conventional example 1 is a circuit diagram of a high-intensity discharge lighting device using a high power factor inverter. In the conventional example 1, the commercial AC power supply AC is converted into a direct current by the rectifier circuit REC including the diodes D101 to D104, the inductor LF, and the capacitor CF, and the output thereof is boosted including the choke coil L101, the switching element SW1, the diode D105, and the capacitor C. Applied to a chopper type sine wave converter circuit. A full-bridge inverter INV is connected as a load to the sine wave converter circuit.

【０００３】昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路
について簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源
電圧ｅｉの波形と同一にするために、まず、抵抗Ｒ１０
１、Ｒ１０２により電圧ｅｉ’を検出し、掛算器ＭＰＩ
に入力する。この電圧はｅｉ’と同一波形の電流指令値
Ｉｉ＊となる。一方、抵抗Ｒ１０４により電流Ｉｉ’を
検出し、コンパレータＣＭＰ１にてＩｉ＊とＩｉ’を比
較し、差に比例したＰＷＭ信号を作り出し、これにより
正弦波コンバータのスイッチング素子ＳＷ１を駆動すれ
ば高調波の抑制と高力率をフィードフォワード制御にて
達成できる。さらに、インバータＩＮＶの出力電流を安
定化するために、ランプ電流検出抵抗Ｒ１０５によりラ
ンプ電流を検出し、定電流回路によりランプ電流ＩＬの
変動分△ＩＬを得て、これとｅｉ’との積をとり、電流
指令値Ｉｉ＊を作り出す。これによりフィードバック回
路が構成され、Ｉｉ＊の振幅がＩＬの変動分により変化
し、ＩＬが安定化され、同時にｅｉ’と同一の電流波形
が得られる。A boost chopper type sine wave converter circuit will be briefly described. In order to make the input current Ii the same as the waveform of the commercial AC power supply voltage ei, first, the resistor R10
1, the voltage ei 'is detected by R102, and the multiplier MPI
To enter. This voltage becomes the current command value Ii * having the same waveform as ei '. On the other hand, the current Ii 'is detected by the resistor R104, the comparator CMP1 compares Ii * and Ii', and a PWM signal proportional to the difference is generated. By this, if the switching element SW1 of the sine wave converter is driven, a higher harmonic wave is generated. Suppression and high power factor can be achieved by feedforward control. Further, in order to stabilize the output current of the inverter INV, the lamp current is detected by the lamp current detection resistor R105, the fluctuation amount ΔIL of the lamp current IL is obtained by the constant current circuit, and the product of this and ei ′ is obtained. Then, the current command value Ii * is created. With this, a feedback circuit is configured, the amplitude of Ii * is changed by the variation of IL, IL is stabilized, and at the same time, the same current waveform as ei 'is obtained.

【０００４】このようにスイッチング毎の平均電流が入
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成分
をＬＦ、ＣＦによるローパスフィルタで取り除くことに
より、ＡＣラインの一周期では従来例２に示すように入
力電圧と相似形になり、力率はほぼ１が得られる。昇圧
チョッパー方式正弦波コンバータにはその負荷としてフ
ルブリッジ方式のインバータＩＮＶが接続されている。
なお、ＴＲ１〜ＴＲ４はインバータＩＮＶを構成するス
イッチングトランジスタである。インバータＩＮＶの出
力にはトランスＴ１０１の２次コイルとメタルハライド
ランプ（以下、ＨＩＤランプという）Ｌが直列接続され
ている。Since the average current for each switching is proportional to the input voltage as described above, the high frequency component of the switching waveform is removed by the low pass filter of LF and CF, so that the input of one cycle of the AC line as shown in the conventional example 2 is performed. It becomes similar to the voltage and the power factor is almost 1. A full-bridge inverter INV is connected as a load to the step-up chopper sine wave converter.
Note that TR1 to TR4 are switching transistors that form the inverter INV. A secondary coil of the transformer T101 and a metal halide lamp (hereinafter referred to as HID lamp) L are connected in series to the output of the inverter INV.

【０００５】該ＨＩＤランプＬを点灯させるために、従
来例１に示す回路全体に電源を印加すると、タイマー回
路ＴＭが動作し、起動パルス発生回路ＰＧに１００Ｈｚ
の起動パルストリガー信号を出力する。起動パルス発生
回路ＰＧは約５秒間起動パルスを出力し、該起動パルス
はトランスＴ１０１で３−５ＫＶに昇圧される。さらに
タイマー回路ＴＭは発振回路ＯＳＣにインバータ動作開
始信号を出力し、これにより発振回路ＯＳＣが動作し、
この出力はドライブ回路ＤＣＣを動作させ、結局はイン
バータＩＮＶを動作させる。When power is applied to the entire circuit shown in Conventional Example 1 to turn on the HID lamp L, the timer circuit TM operates and the starting pulse generating circuit PG receives 100 Hz.
The start pulse trigger signal of is output. The start pulse generation circuit PG outputs a start pulse for about 5 seconds, and the start pulse is boosted to 3-5 KV by the transformer T101. Further, the timer circuit TM outputs an inverter operation start signal to the oscillator circuit OSC, which causes the oscillator circuit OSC to operate,
This output operates the drive circuit DCC and eventually the inverter INV.

【０００６】インバータＩＮＶが動作すると、ＨＩＤラ
ンプＬがグロー放電からアーク放電に移行して、点灯状
態となる。ＨＩＤランプＬを流れる電流を定電流制御す
るには、インバータＩＮＶの電流、すなわちランプ電流
をランプ電流検出抵抗Ｒ１０５により検出し、これを制
御ＩＣに入力し、該制御ＩＣからは昇圧チョッパー方式
正弦波コンバータ回路の制御入力端であるＤＲＩＶＥ
ＣＩＲＣＵＩＴに、ランプ電流が増加しようとすればこ
れを抑えるように、またランプ電流が減少しようとする
ときこれを増加させるような信号を加え、インバータＩ
ＮＶを定電流制御する事により行なわれる。すなわち何
等かの原因でランプ電流が増えるとランプ電流検出抵抗
の両端の電圧が増加する。従って昇圧チョッパー方式正
弦波コンバータ回路のＰＷＭ動作により正弦波コンバー
タ回路の出力電圧は低下し、定電流動作が保たれる。When the inverter INV operates, the HID lamp L shifts from glow discharge to arc discharge and becomes a lighting state. To control the current flowing through the HID lamp L with a constant current, the current of the inverter INV, that is, the lamp current is detected by the lamp current detection resistor R105, and this is input to the control IC. DRIVE which is the control input terminal of the converter circuit
A signal is added to CIRCUIT so as to suppress the lamp current if the lamp current is going to increase and to increase the lamp current when the lamp current is going to decrease.
This is performed by controlling the constant current of NV. That is, if the lamp current increases for some reason, the voltage across the lamp current detection resistor also increases. Therefore, the output voltage of the sine wave converter circuit is lowered by the PWM operation of the step-up chopper type sine wave converter circuit, and the constant current operation is maintained.

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のイ
ンバータ装置は、小型化に限界があることが知られてい
る。メタルハライドランプを高周波点灯する場合音響的
共鳴効果により、インバータＩＮＶの発振周波数が３０
０ＫＨｚ以下の場合、ランプ電流が立ち消えを起こし、
不安定な動作となる。フルブリッジ方式のインバータで
は、スイッチング素子のスイッチングスピード等の制約
により、スイッチング周波数は通常４００Ｈｚ以下にな
り、トランスＴ１の小型化は望めない。It is known that the conventional inverter device as described above has a limit in miniaturization. When a metal halide lamp is lit at a high frequency, the oscillating frequency of the inverter INV is 30 due to the acoustic resonance effect.
If the frequency is below 0 KHz, the lamp current will go out,
The operation becomes unstable. In the full-bridge type inverter, the switching frequency is usually 400 Hz or less due to restrictions such as the switching speed of the switching element, and miniaturization of the transformer T1 cannot be expected.

【０００８】またフルブリッジ方式のインバータの制御
回路、ドライブ回路は複雑になり高価になるという問題
点があった。そこで本発明は、フルブリッジ方式インバ
ータを使用しない、回路構成の簡単で安価な高輝度放電
点灯装置を提供することを目的とする。Further, there has been a problem that the control circuit and drive circuit of the full-bridge type inverter are complicated and expensive. Therefore, an object of the present invention is to provide a high-intensity discharge lighting device that does not use a full-bridge inverter and has a simple circuit configuration and is inexpensive.

【０００９】[0009]

【問題点を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明は次に述べる高輝度放電灯装置を提供する。
すなわち、商用交流電源の整流平滑回路と、昇圧チョッ
パー方式正弦波コンバータとのパワースイッチ素子を持
つ電圧共振型インバータと、メタルハライドランプから
なる高輝度放電灯を含む高輝度放電灯点灯装置であっ
て、前記電圧共振型インバータは前記をスイッチングし
て出力する回路である。前記高輝度放電灯は、ガスを封
入した管内に距離を隔てて対抗する対の電極を有し、前
記対の電極間の放電により光りを発する放電灯であっ
て、前記対の電極に放電を発生させるトリガー電圧とト
リガー後に放電を維持する放電維持電圧との２つの異な
る電圧値を有し、前記電極が前記電圧共振型インバータ
の出力に接続されている。そして、該メタルハライドラ
ンプのランプ電流を検出する手段を備え、この検出手段
が検出した電流が小さければ小さい程前記パワースイチ
素子の間欠間隔を長く設定するインバータの発信周波数
制御手段を具備している。そして本発明の構成は、メタ
ルハライドランプを負荷とした電圧共振型インバータ装
置を具備する高力率高輝度放電点灯装置において、該イ
ンバータに直流電源を供給する電源部として昇圧チョッ
パー動作を用いた正弦波コンバータを設けると共に、電
圧共振型インバータのスイッチング周波数を一定に保持
する手段を具備することを特徴とする高力率高輝度放電
点灯装置である。To solve the above problems, the present invention provides a high-intensity discharge lamp device described below.
That is, a high-intensity discharge lamp lighting device including a high-intensity discharge lamp consisting of a voltage rectifying / smoothing circuit for a commercial AC power supply, a power switch element of a step-up chopper type sine wave converter, and a metal halide lamp, The voltage resonance type inverter is a circuit for switching and outputting the above. The high-intensity discharge lamp is a discharge lamp that has a pair of electrodes facing each other at a distance in a gas-filled tube, and emits light by a discharge between the electrodes of the pair, and discharges the electrodes of the pair. The electrodes have two different voltage values, a generated trigger voltage and a sustaining voltage for sustaining a discharge after the trigger, and the electrodes are connected to the output of the voltage resonance type inverter. A means for detecting the lamp current of the metal halide lamp is provided, and an oscillation frequency control means of the inverter is provided for setting the intermittent interval of the power switch element to be longer as the current detected by the detection means is smaller. The configuration of the present invention is a sine wave using a step-up chopper operation as a power supply unit for supplying DC power to the inverter in a high power factor high-intensity discharge lighting device equipped with a voltage resonance type inverter device using a metal halide lamp as a load. A high power factor high intensity discharge lighting device, characterized in that it is provided with a converter and is provided with means for holding the switching frequency of the voltage resonance type inverter constant.

【００１０】[0010]

【作用】本発明に係る高輝度放電電灯点灯装置は、音響
的共鳴効果を避けるために、インバータのスイッチング
周波数を３００ＫＨｚ以上に設定している。電圧共振型
のため効率は高い。また電源オン直後に、インバータ出
力が１ＫＶ以上になる様にトランスの巻数を設定する事
により特別な起動回路がなくても、グロー放電が発生す
る事を特徴とする。高周波パルスを用いることにより、
低周波の起動パルスに比べてパルス振巾を約１／３〜１
／５に減らすことができる。In the high-intensity discharge lamp lighting device according to the present invention, the switching frequency of the inverter is set to 300 KHz or higher in order to avoid the acoustic resonance effect. The efficiency is high because of the voltage resonance type. Further, immediately after the power is turned on, glow discharge occurs even if there is no special starting circuit by setting the number of turns of the transformer so that the inverter output becomes 1 KV or more. By using high frequency pulses,
Compared with low frequency start pulse, pulse amplitude is about 1/3 to 1
It can be reduced to / 5.

【００１１】[0011]

【実施例】次に、本発明の一実施例を、図面を用いて詳
細に説明する。図１は、本発明の高力率高輝度放電点灯
装置を示す回路図である。図１において、商用交流電源
ＡＣをダイオードＤ１−Ｄ４による整流回路にて直流化
し、その出力は、チョークコイルＬ２とパワーＭＯＳＦ
ＥＴＱ２とダイオードＤ５とコンデンサーＣ２とを含む
昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路に印加され
る。正弦波コンバータ回路には、その負荷として電圧共
振型インバータ回路が接続されている。Next, one embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a high power factor and high brightness discharge lighting device of the present invention. In FIG. 1, a commercial AC power source AC is converted into a direct current by a rectifier circuit including diodes D1-D4, and its output is a choke coil L2 and a power MOSF.
It is applied to a step-up chopper type sine wave converter circuit including ETQ2, diode D5 and capacitor C2. A voltage resonance type inverter circuit is connected to the sine wave converter circuit as its load.

【００１２】昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路
について簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源
電圧ｅｉの波形と同一にするため、まず抵抗Ｒ８、Ｒ９
によりｅｉ’を検出し掛け算器ＭＵＬＴに入力する。こ
の電圧にエラーアンプの出力を乗じた電圧ＶＭＯが、掛
け算器ＭＵＬＴの出力となる。一方チョークコイルＬ２
の電流を抵抗Ｒ３で検出し、この抵抗にかかる電圧をカ
レントセンスロジック回路に入力する。この電圧が、掛
け算器ＭＵＬＴの出力ＶＭＯにより設定された公称電圧
値を越えるとＰＷＭ回路をＯＦＦし、ＭＯＳＦＥＴのゲ
ートをＯＦＦする。またチョークコイルＬ２の電流検出
用巻線Ｎｓ２の出力を、抵抗Ｒ６を介して、カレントセ
ンスロジックに入力する。パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦ
するとチョークコイルＬ２の電流は減少し、ゼロに低下
すると、電源検出巻線Ｎｓ２の出力は反転し、ＭＯＳＦ
ＥＴをＯＮする。A boost chopper type sine wave converter circuit will be briefly described. In order to make the input current Ii the same as the waveform of the commercial AC power supply voltage ei, first, the resistors R8 and R9 are connected.
Ei 'is detected by and is input to the multiplier MULT. The voltage VMO obtained by multiplying this voltage by the output of the error amplifier becomes the output of the multiplier MULT. On the other hand, choke coil L2
Is detected by the resistor R3, and the voltage applied to this resistor is input to the current sense logic circuit. When this voltage exceeds the nominal voltage value set by the output VMO of the multiplier MULT, the PWM circuit is turned off and the gate of the MOSFET is turned off. The output of the current detection winding Ns2 of the choke coil L2 is input to the current sense logic via the resistor R6. Power MOSFET is OFF
Then, the current of the choke coil L2 decreases, and when it decreases to zero, the output of the power supply detection winding Ns2 is inverted, and the MOSF
Turn on ET.

【００１３】抵抗Ｒ７は、起動抵抗である。制御ＩＣ
ＩＣ２が動作して、パワーＭＯＳＦＥＴがスイッチング
動作を開始し、制御巻線Ｎｆ２に発生した電圧を、ダイ
オードＤ７、コンデンサーＣ３で整流平滑した直流電圧
により、制御ＩＣ ＩＣ２への電力供給が行われる。抵
抗Ｒ１はパワースイッチ素子Ｑ２のゲートドライブ抵
抗、ダイオードＤ６は、パワースイッチ素子Ｑ２のゲー
トーソースの間の、蓄積電荷引き用である。昇圧チョッ
パー方式正弦波コンバーターの出力電圧は定電圧化され
るので、負荷として接続される、一石式電圧共振型イン
バーターの入力電圧は、一定となり通常、メタルハライ
ドランプは、調光せず、（ランプ電流一定で）使用され
るのでランプ電力は定電力制御され、インバータのスイ
ッチング周波数は、一定となる。The resistor R7 is a starting resistor. Control IC
The IC2 operates, the power MOSFET starts the switching operation, and the voltage generated in the control winding Nf2 is rectified and smoothed by the diode D7 and the capacitor C3 to supply power to the control IC IC2. The resistor R1 is a gate drive resistor for the power switch element Q2, and the diode D6 is for pulling accumulated charge between the gate and source of the power switch element Q2. Since the output voltage of the step-up chopper type sine wave converter is made constant, the input voltage of the one-stone voltage resonance type inverter connected as a load becomes constant, and normally the metal halide lamp is not dimmed and the (lamp current The lamp power is controlled to be constant because it is used (constantly), and the switching frequency of the inverter is constant.

【００１４】次に電圧共振型インバータについて詳細に
説明する。図１において、Ｔ１は電圧共振型インバ−タ
の一次コイルＮｐ１、二次コイルＮｓ１、帰還コイルＮ
ｆを備えた昇圧トランスである。ＩＣ１は、電圧共振型
スイッチング電源用制御回路であり、集積回路からな
る。Ｑ１はパワ−スイッチ素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）
である。抵抗Ｒ１２は起動用抵抗で電源がオンすると該
起動用抵抗Ｒ１２により共振型スイッチング電源用制御
回路ＩＣ１に電源が供給され、これが動作する。この共
振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、電圧制御発
振器ＶＣＯ、ワンショットマルチバイブレータＭＢ、パ
ルス周波数変調器ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラーアンプ
ＯＰＡ、５ボルトの基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電
圧発生回路ＳＶＧを含む。Next, the voltage resonance type inverter will be described in detail. In FIG. 1, T1 is a primary coil Np1, a secondary coil Ns1, and a feedback coil Np of a voltage resonance type inverter.
It is a step-up transformer provided with f. The IC 1 is a control circuit for a voltage resonance type switching power supply and is composed of an integrated circuit. Q1 is a power switch element (power MOSFET)
Is. The resistor R12 is a starting resistor, and when the power is turned on, the starting resistor R12 supplies power to the resonant switching power supply control circuit IC1 to operate. The resonance switching power supply control circuit IC1 includes a voltage control oscillator VCO, a one-shot multivibrator MB, a pulse frequency modulator PFM, a driver DB, an error amplifier OPA, and a reference voltage generation circuit SVG that generates a reference voltage Vref of 5 volts. Including.

【００１５】昇圧トランスＴ１の一次コイルＮｐ１に対
して直列にパワースイッチ素子Ｑ１が接続されている。
また昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓ１には、ＨＩＤ
ランプＬとチョークコイルＬ１と電流検出用抵抗ＲＤが
直列に接続されている。A power switch element Q1 is connected in series with the primary coil Np1 of the step-up transformer T1.
The secondary coil Ns1 of the step-up transformer T1 has a HID
The lamp L, the choke coil L1, and the current detection resistor RD are connected in series.

【００１６】従来メタルハライドランプの放電電流を定
電流制御するには、フルブリッジ方式インバータの入力
電圧、すなわち昇圧チョッパー方式正弦波コンバータの
出力電圧を放電電流の値に応じて可変することにより行
っていたが、図１に示す回路図からもわかるように、本
発明では、電圧共振型インバータにより、ＨＩＤランプ
Ｌを直接ドライブしている。Conventionally, the constant current control of the discharge current of the metal halide lamp has been performed by changing the input voltage of the full bridge type inverter, that is, the output voltage of the step-up chopper type sine wave converter according to the value of the discharge current. However, as can be seen from the circuit diagram shown in FIG. 1, in the present invention, the HID lamp L is directly driven by the voltage resonance type inverter.

【００１７】次に本発明の実施例動作を説明する。ブリ
ッジ整流器ＲＥＣに交流電源ＡＣが投入された当初はＨ
ＩＤランプＬが点灯せず、これには電流が流れていない
ので電流検出用抵抗ＲＤの両端の電圧はＯＶである。通
常動作時においてＨＩＤランプＬが点灯しているとき電
流検出用抵抗ＲＤの両端には電圧が発生し、この電圧
は、ダイオードＤ１２、コンデンサーＣ１１により、整
流、平滑され、制御用ＩＣの制御入力端に入力されるよ
うになているが、現状では電流検出用抵抗ＲＤの両端の
電圧が零であるので、制御入力端の電圧はＯＶである。
共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、制御入力
端の電圧が低くなると、発振周波数は、低下する。逆に
制御入力端の電圧が高くなると発振周波数は高くなる、
いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行う。従って、
ＨＩＤランプＬに放電電流が流れている定常動作時に比
べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下する。従
って、定常動作時よりも、昇圧トランスＴ１の一次電流
は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧トラン
スＴ１の巻数比を、その出力電圧が、１ＫＶ以上になる
様に選べば、ＨＩＤランプＬはグロ−放電を開始する。
グロー放電から、アーク放電に着実に移行させ点灯状態
にするには、ＨＩＤランプＬの放電維持電圧（約１００
Ｖ）の２倍以上の電圧をこれに印加する必要があるが、
グロー放電時には、ＨＩＤランプＬを流れる電流は定常
動作時よりも少ないので、電圧制御発振器ＶＣＯの発振
周波数も定常動作時より低い。また上述の巻数比の設定
から、昇圧トランスＴ１の出力電圧を２００Ｖ以上に設
定するのは可能である。Next, the operation of the embodiment of the present invention will be described. Initially H when the AC power supply AC was turned on to the bridge rectifier REC
Since the ID lamp L does not light up and no current flows through it, the voltage across the current detecting resistor RD is OV. During normal operation, when the HID lamp L is lit, a voltage is generated across the current detection resistor RD, and this voltage is rectified and smoothed by the diode D12 and the capacitor C11, and the control input terminal of the control IC is supplied. However, since the voltage across the current detection resistor RD is zero at present, the voltage at the control input end is OV.
In the resonance type switching power supply control circuit IC1, the oscillation frequency is lowered when the voltage at the control input terminal is lowered. Conversely, the higher the voltage at the control input, the higher the oscillation frequency,
So-called pulse frequency modulation (PFM) is performed. Therefore,
The oscillation frequency of the voltage controlled oscillator VCO is lower than that in the steady operation in which the discharge current is flowing through the HID lamp L. Therefore, the primary current of the step-up transformer T1 is larger than that in the steady operation, and the output voltage thereof is also large. If the winding ratio of the step-up transformer T1 is selected so that the output voltage thereof is 1 KV or higher, the HID lamp L starts glow discharge.
In order to make a steady transition from the glow discharge to the arc discharge and put it in the lighting state, the discharge maintaining voltage of the HID lamp L (about 100
It is necessary to apply more than twice the voltage of V) to this,
During glow discharge, the current flowing through the HID lamp L is smaller than during steady operation, so the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator VCO is also lower than during steady operation. Further, it is possible to set the output voltage of the step-up transformer T1 to 200 V or higher from the setting of the turns ratio described above.

【００１８】チョークコイルＬ１は、ＨＩＤランプＬが
点灯時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧（約１００
Ｖ）になるので昇圧トランスＴ１の二次側の出力電圧と
放電維持電圧の差を分担するバラストインダクターであ
る。チョークコイルＬ１はコンデンサーに置き換えて
も、動作は可能である。In the choke coil L1, when the HID lamp L is turned on, the voltage across the lamp is a discharge sustaining voltage (about 100 V).
V), the ballast inductor shares the difference between the secondary side output voltage of the step-up transformer T1 and the discharge maintaining voltage. Operation is possible even if the choke coil L1 is replaced with a capacitor.

【００１９】ＨＩＤランプＬを流れる電流を定電流制御
するには、ランプ電流を検出抵抗ＲＤで検出し、Ｄ１
２，Ｃ１１で整流、平滑した直流電圧を共振型スイッチ
ング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端に接続する事に
より行われる。すなわち何等かの原因でランプ電流が増
加すると、検出抵抗ＲＤの両端の電圧は上昇する。従っ
て、共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１のエラー
アンプＯＰＡの出力電圧は上昇する。従って電圧制御発
振器ＶＣＯの発振周波数は上昇し、ランプ電流は減少す
る。可変抵抗ＶＲ１はランプ電流設定用の可変抵抗器で
ある。コンデンサ−Ｃｓは昇圧トランスＴ１の１次イン
ダクタンスＬｐ１と直列共振回路を構成し、パワースイ
ッチ素子Ｑ１がオフの時のドレイン電圧波形を正弦波状
にする。Ｒ１３は、パワースイッチ素子Ｑ１のゲートド
ライブ抵抗、Ｄ１３はパワースイッチ素子Ｑ１のゲート
・ソース間の蓄積電荷引き抜き用である。ダイオードＤ
１４、コンデンサーＣ１２は共振型スイッチング電源用
制御回路ＩＣ１の電源供給用整流器を構成する。To control the current flowing through the HID lamp L at a constant current, the lamp current is detected by the detection resistor RD and D1
This is performed by connecting the DC voltage rectified and smoothed by C11 and C11 to the control input terminal of the resonance type switching power supply control circuit IC1. That is, when the lamp current increases for some reason, the voltage across the detection resistor RD increases. Therefore, the output voltage of the error amplifier OPA of the resonance type switching power supply control circuit IC1 rises. Therefore, the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator VCO increases and the lamp current decreases. The variable resistor VR1 is a variable resistor for setting the lamp current. The capacitor-Cs constitutes a series resonance circuit together with the primary inductance Lp1 of the step-up transformer T1 and makes the drain voltage waveform sinusoidal when the power switch element Q1 is off. R13 is a gate drive resistance of the power switch element Q1, and D13 is for extracting accumulated charge between the gate and source of the power switch element Q1. Diode D
14, the capacitor C12 constitutes a power supply rectifier of the resonance type switching power supply control circuit IC1.

【００２０】共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１
の動作を図１及び図２を用いて、詳しく説明する。ＨＩ
ＤランプＬの放電電流（ランプ電流）が、何等かの原因
で増加すると、エラーアンプＯＰＡの出力は上昇し、電
圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は高くなる。電圧制御
発振器ＶＣＯの出力の立ち下がりで、ワンショットマル
チバイブレータＭＢのワンショットはセットされ、その
出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ１８とコンデンサーＣ
１６はワンショットの出力パルス幅決定用で、その時定
数で定まる時間Ｔｏｆｆの間、ワンショットの出力を、
ハイレベルに保つ。Ｔｏｆｆは、昇圧トランスＴ１の１
次インダクタンスＬｐ１、電圧共振用コンデンサーＣｓ
等のバラツキや温度変化による共振周波数の変動を考慮
して、電圧共振動作が満足されるように設定する。すな
わち、Ｔｏｆｆは一定のまま、電圧制御発振器ＶＣＯの
発振周波数（＝スイッチング周波数）を変化させるパル
ス周波数制御を行う。Resonant type switching power supply control circuit IC1
The operation will be described in detail with reference to FIGS. 1 and 2. HI
When the discharge current (lamp current) of the D lamp L increases for some reason, the output of the error amplifier OPA rises and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator VCO rises. At the fall of the output of the voltage controlled oscillator VCO, the one-shot of the one-shot multivibrator MB is set and its output becomes high level. Resistor R18 and capacitor C
16 is for determining the one-shot output pulse width, and the one-shot output is output during the time Toff determined by the time constant.
Keep at high level. Toff is 1 of step-up transformer T1
Secondary inductance Lp1, voltage resonance capacitor Cs
It is set so that the voltage resonance operation is satisfied in consideration of variations in the resonance frequency due to temperature variations and the like. That is, pulse frequency control for changing the oscillation frequency (= switching frequency) of the voltage controlled oscillator VCO is performed while Toff remains constant.

【００２１】コンデンサーＣ１４、抵抗Ｒ１４は電圧制
御発振器ＶＣＯの発振周波数決定用のものである。Ｒ１
６，Ｒ１７はエラーアンプＯＰＡの一入力端のＤＣバイ
アス用のものであり、Ｒ１５，Ｃ１５はエラーアンプＯ
ＰＡの位相補正用のものである。The capacitor C14 and the resistor R14 are for determining the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator VCO. R1
6, R17 are for DC bias of one input terminal of the error amplifier OPA, and R15 and C15 are error amplifiers O
It is for phase correction of PA.

【００２２】電圧共振形インバータの場合、電源オンの
時には、ランプ電流が流れていないので、共振型スイッ
チング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は０Ｖ
であり、発振周波数は最も低い状態である。従って、昇
圧トランスＴ１、パワースイッチ素子Ｑ１には、定常動
作時よりも大きな電流が流れ、パワースイッチ素子Ｑ１
の電流ストレスの増加を招き、信頼性低下の原因にもな
る。図３はこのような不都合を解消した本発明の第２の
実施例の回路図である。図３において、ＳＳＣはソフト
スタート制御回路を示す。また、ＶＤＣは直流電源であ
る。なお、図３において、図１と同一部分には同一の符
号を付し、その説明は省略する。In the case of the voltage resonance type inverter, since the lamp current does not flow when the power is on, the voltage at the control input terminal of the resonance type switching power supply control circuit IC1 is 0V.
And the oscillation frequency is the lowest. Therefore, a larger current than that in the steady operation flows through the step-up transformer T1 and the power switch element Q1, and the power switch element Q1
This causes an increase in the current stress of the device and causes a decrease in reliability. FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention which solves such a problem. In FIG. 3, SSC indicates a soft start control circuit. VDC is a DC power supply. In FIG. 3, the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００２３】次に本発明の第２の実施例の動作を説明す
る。図３において、電源が投入されると、コンデンサＣ
softは、抵抗Ｒsoftにより充電され、端子電圧は上昇す
る。コンデンサＣsoftは、ソフトスタート制御回路ＳＳ
Ｃに接続されている。ソフトスタート制御回路ＳＳＣの
出力は電源オン直後はハイレベルになっている。その出
力は、電圧制御発振器ＶＣＯの制御入力端に接続されて
いるので、電圧制御発振器ＶＣＯの発振出力は定常動作
時よりも高くなる。コンデンサＣsoftの端子電圧が上昇
するに従ってソフトスタート制御回路ＳＳＣの出力は低
下するように構成されているので、電圧制御発振器ＶＣ
Ｏの発振周波数は徐々に低下し、コンデンサＣsoftの端
子電圧がスレシュホールド電圧Ｖｔｈ以下になると、出
力は開放状態になり、電圧制御発振器ＶＣＯの制御はエ
ラーアンプＯＰＡの出力のみにより行なわれる。すなわ
ち、電源がオンされると電圧制御発振器ＶＣＯの発振周
波数は定常動作時より高い周波数から動作するので、昇
圧トランスＴ１、パワースイッチ素子Ｑ１の電流ストレ
スは低く抑えられる。Next, the operation of the second embodiment of the present invention will be described. In FIG. 3, when the power is turned on, the capacitor C
The soft is charged by the resistor Rsoft, and the terminal voltage rises. The capacitor Csoft is a soft start control circuit SS
It is connected to C. The output of the soft start control circuit SSC is at high level immediately after the power is turned on. Since its output is connected to the control input terminal of the voltage controlled oscillator VCO, the oscillation output of the voltage controlled oscillator VCO becomes higher than that during steady operation. Since the output of the soft start control circuit SSC decreases as the terminal voltage of the capacitor Csoft increases, the voltage controlled oscillator VC
The oscillation frequency of O gradually decreases, and when the terminal voltage of the capacitor Csoft becomes equal to or lower than the threshold voltage Vth, the output is opened, and the voltage controlled oscillator VCO is controlled only by the output of the error amplifier OPA. That is, when the power is turned on, the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator VCO operates from a frequency higher than that during steady operation, so that the current stress of the step-up transformer T1 and the power switch element Q1 can be suppressed low.

【００２４】図４は本発明の第３の実施例を示す回路図
である。この実施例は、昇圧用のトランスを省略した一
般照明用のメタルハライドランプの駆動回路である。同
図において、Ｑ２はパワースイッチ素子であり、ＦＥＴ
である。Ｃｓはパワースイッチ素子Ｑ２の出力端に接続
されたコンデンサ、ＣＨ１１，ＣＨ１２はチョークコイ
ル、Ｃ50はコンデンサ、ＲＤはメタルハライドランプＬ
を流れる電流を検出する電流検出用抵抗、ＶDCは直流電
源である。なお、ＩＣ１は共振型スイッチング電源用制
御回路であり、図１に示すものと同様な構成を有するの
で、詳細な構成と作用の説明を省略するとともに、図１
の回路図に示す部品と同一部分には同一符号を付し、ま
た実施例回路全体の詳細な説明は省略する。FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention. This embodiment is a driving circuit for a metal halide lamp for general lighting, in which a boosting transformer is omitted. In the figure, Q2 is a power switch element, and FET
Is. Cs is a capacitor connected to the output terminal of the power switch element Q2, CH11 and CH12 are choke coils, C50 is a capacitor, and RD is a metal halide lamp L.
A current detecting resistor for detecting a current flowing through the voltage source, VDC is a DC power source. Since the IC 1 is a control circuit for a resonance type switching power supply and has a configuration similar to that shown in FIG. 1, a detailed description of the configuration and operation will be omitted, and FIG.
The same parts as those shown in the circuit diagram are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the entire circuit of the embodiment is omitted.

【００２５】図４に示すような準Ｅ級インバータの場
合、パワースイッチ素子Ｑ２のオンデューティ比Ｄが大
きくなると、パワースイッチ素子Ｑ２のオフ時のドレイ
ン電圧Ｖdsmax は大きくなることが知られている。例え
ば、Ｄ（デューティ）＝０．５の時・・・・・Ｖdsmax
＝３．６＊ＶDCとなり、Ｄ（デューティ）＝０．７５の
時・・・・Ｖdsmax ＝７．１＊ＶDCとなるので、グロー
放電を起こすには、 Ｖdsmax ≧１０００Ｖ となるようにＤを設定すればよい。In the case of the quasi-E class inverter as shown in FIG. 4, it is known that when the on-duty ratio D of the power switch element Q2 increases, the drain voltage Vdsmax when the power switch element Q2 is off increases. For example, when D (duty) = 0.5 ... Vdsmax
= 3.6 * VDC and when D (duty) = 0.75 ... Vdsmax = 7.1 * VDC, so to cause glow discharge, set D so that Vdsmax ≥1000V do it.

【００２６】準Ｅ級インバータの電圧利得ＭＡ（ＶＯ／
Ｖｄｃ）は、以下のようになることが知られている。 Ｄ＝０．５の時、 ＭＡ＝０．７２ Ｄ＝０．７５の時、ＭＡ＝１．２９ ＶＯが、放電維持電圧の２倍（約２００Ｖ）になるよう
にＤを設定すればグロー放電に移行する。すなわち、Ｖ
Ｏ＝ＶDC＊ＭＡ＝２００ＶとなるようにＤを設定すれば
よい。The voltage gain MA (VO /
It is known that Vdc) becomes as follows. When D = 0.5, MA = 0.72, when D = 0.75, MA = 1.29 VO is a glow discharge if D is set to be twice the discharge sustaining voltage (about 200 V). Move to. That is, V
D may be set so that O = VDC * MA = 200V.

【００２７】図５は本発明の第４実施例を示す回路図で
ある。図５に示す実施例回路は、図１に示す第１の実施
例とほぼ同様な回路であるが、メタルハライドランプＬ
を流れる電流を検出する手段として、カレントトランス
Ｔ２を設けている。この電流検出手段として、抵抗を使
用する方法に比べて、電力損失を減少させることができ
る。FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. The circuit of the embodiment shown in FIG. 5 is substantially the same as that of the first embodiment shown in FIG.
A current transformer T2 is provided as a means for detecting the current flowing through. As the current detecting means, power loss can be reduced as compared with the method using a resistor.

【００２８】上記カレントトランスＴ２は巻数比を１：
Ｎとし、昇圧された二次電圧をダイオードＤ１２、コン
デンサＣ１１で整流平滑した直流電圧を、ランプ電流設
定用の可変抵抗器ＶＲ１を介して共振型スイッチング電
源用制御回路ＩＣ１の制御入力端に接続する。Ｒ５０は
カレントトランスＴ２のリセット用の抵抗である。The current transformer T2 has a winding ratio of 1 :.
N, and the DC voltage obtained by rectifying and smoothing the boosted secondary voltage with the diode D12 and the capacitor C11 is connected to the control input terminal of the resonance switching power supply control circuit IC1 via the variable resistor VR1 for setting the lamp current. . R50 is a resistor for resetting the current transformer T2.

【００２９】図６は本発明の第５実施例を示す回路図で
ある。図６に示す実施例回路は、前記第４実施例と同
様、図１に示す第１の実施例とほぼ同様な回路であり、
かつ起動時にのみ、共振型スイッチング電源用制御回路
ＩＣ１に電源を印加する起動回路を付したものである。
図６において、Ｑ３は制御用トランジスタ、ＺＤはツェ
ナーダイオード、Ｒ６１，Ｒ６２は抵抗である。なお、
ＩＣ１は共振型スイッチング電源用制御回路であり、図
１に示すものと同様な構成を有するので、詳細な構成と
作用の説明を省略するとともに、図１の回路図に示す部
品と同一部分には同一符号を付し、また実施例回路全体
の詳細な説明は省略する。FIG. 6 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention. The circuit of the embodiment shown in FIG. 6 is substantially the same as the circuit of the first embodiment shown in FIG.
In addition, a starting circuit for applying power to the resonance type switching power supply control circuit IC1 is added only at the time of starting.
In FIG. 6, Q3 is a control transistor, ZD is a Zener diode, and R61 and R62 are resistors. In addition,
The IC 1 is a control circuit for a resonance type switching power supply and has the same configuration as that shown in FIG. 1, so that the detailed description of the configuration and operation will be omitted and the same parts as those shown in the circuit diagram of FIG. The same reference numerals are given and detailed description of the entire circuit of the embodiment is omitted.

【００３０】次に本発明の第５実施例の主な動作を説明
する。ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を、（共
振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の起動開始電
圧）＋（制御用トランジスタＱ３のＶｂｅ）となるよう
に設定しておく（Ｖｂｅは約０．７ボルト）。電源がオ
ンすると、制御用トランジスタＱ３はオンし、そのエミ
ッタ電圧は、共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１
の起動電圧になるので、該共振型スイッチング電源用制
御回路ＩＣ１は動作を開始し、パワースイッチ素子Ｑ１
はスイッチング動作を開始し、制御巻線Ｎｆ１に発生し
た電圧をダイオードＤ１４，コンデンサＣ１２で整流平
滑した直流電圧が、ツェナーダイオードＺＤのツェナー
電圧以上になるように、制御巻線の巻数を設定すれば、
制御用トランジスタＱ３はオフし、共振型スイッチング
電源用制御回路ＩＣ１への電力供給は制御巻線Ｎｆ１か
ら行なわれる。したがって、図１における起動抵抗Ｒ１
２による方法よりも起動回路全体の電力損失を低減でき
る。Next, the main operation of the fifth embodiment of the present invention will be described. The Zener voltage of the Zener diode ZD is set to be (starting start voltage of the resonance type switching power supply control circuit IC1) + (Vbe of the control transistor Q3) (Vbe is about 0.7 V). When the power supply is turned on, the control transistor Q3 is turned on, and the emitter voltage of the control transistor Q3 is the resonance type switching power supply control circuit IC1.
Since the control voltage for the resonance type switching power supply IC1 starts to operate, the power switch element Q1
Starts the switching operation, and if the number of turns of the control winding is set so that the DC voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage generated in the control winding Nf1 by the diode D14 and the capacitor C12 becomes equal to or higher than the Zener voltage of the Zener diode ZD. ,
The control transistor Q3 is turned off, and power is supplied to the resonant switching power supply control circuit IC1 from the control winding Nf1. Therefore, the starting resistor R1 in FIG.
The power loss of the entire starter circuit can be reduced as compared with the method of 2.

【００３１】本発明によれば、昇圧チヨッパー方式正弦
波コンバータと、電圧共振型インバータを、組み合わせ
ることにより、インバータの入力電圧は、定電圧となる
ので、ランプ電流が、一定ならばインバータのスイッチ
ング周波数は変化しない。従って他機器への妨害、干渉
等、を減少させることができる。またインバータの、入
力電圧が、一定なので、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＦ
Ｆ時のＶＤＳ（ドレインソース間電圧）を低く抑えるこ
とができ、耐圧の低い、（オン抵抗の低い）パワーＭＯ
ＳＦＥＴを使用できる。According to the present invention, by combining the step-up chopper type sine wave converter and the voltage resonance type inverter, the input voltage of the inverter becomes a constant voltage. Therefore, if the lamp current is constant, the switching frequency of the inverter is constant. Does not change. Therefore, it is possible to reduce interference and interference with other devices. Moreover, since the input voltage of the inverter is constant, the OF of the power MOSFET Q1 is
VDS (voltage between drain and source) at the time of F can be suppressed to a low level, and the power MO with a low breakdown voltage (low on-resistance)
SFET can be used.

【００３２】次に本発明の第６実施例の主な動作を説明
する。図７において、ランプの点灯初期にはグロー放電
の状態なのでランプ電流が安定せず、電圧共振型インバ
ータの出力波形も正負非対称なので、コンデンサＣ２０
が無いとランプ電流はＤＣ成分を持つ。またＤＣオフセ
ット電流、すなわちランプの平均電流が変動するのでラ
ンプ電流が不連続的に変化し、輝度が大きく変動する。
Ｃ２０を入れることによりランプ電流の直流成分はカッ
トされるので、Ｃ２０の両端の電圧は安定した正負対称
の波形となり、ランプ電流も安定する。Ｃ２０の両端の
電圧をコンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２１により交流化した
後、ダイオードＤ１２，コンデンサＣ１１により整流、
平滑され、可変抵抗ＶＲ１により分圧されて、ＯＰＡ２
の反転入力端子に入力される。コンデンサＣ２１、抵抗
Ｒ２１はランプの点灯初期にランプ電流が正負非対称に
なることによりコンデンサＣ１１にＤＣ電圧が発生し、
オペアンプＯＰＡ２の出力電圧が低下し、ＩＣ１が間欠
発振することを防ぐためのものである。Next, the main operation of the sixth embodiment of the present invention will be described. In FIG. 7, since the lamp discharge is in the glow discharge state at the initial stage of lighting of the lamp, the lamp current is not stable, and the output waveform of the voltage resonance type inverter is also positive / negative asymmetrical.
Without, the lamp current has a DC component. Further, since the DC offset current, that is, the average current of the lamp fluctuates, the lamp current fluctuates discontinuously and the luminance fluctuates greatly.
Since the DC component of the lamp current is cut by inserting C20, the voltage across C20 has a stable positive / negative symmetrical waveform, and the lamp current is also stable. After the voltage across C20 is converted into an alternating current by the capacitor C20 and the resistor R21, it is rectified by the diode D12 and the capacitor C11.
Smoothed and divided by the variable resistor VR1, OPA2
It is input to the inverting input terminal of. In the capacitor C21 and the resistor R21, a DC voltage is generated in the capacitor C11 due to the positive / negative asymmetry of the lamp current in the initial lighting of the lamp.
This is for preventing the output voltage of the operational amplifier OPA2 from decreasing and causing the IC1 to intermittently oscillate.

【００３３】図８にカレントセンスロジックのブロック
図を示す。商用交流電圧ｅｉに、昇圧チョッパーの出力
電圧をＩＣ２のエラーアンプで極性反転した電圧を乗じ
た掛け算器ＭＵＬＴの出力ＶＭＯが、コンパレータ２の
＋入力端に接続されている。 ＶＭＯ＝ ｅｉ＊（−ＶＯ）となる。ただし、ＶＯ：
出力電圧 何らかの原因で、ＶＯが低下するとＶＭＯは上昇する。
一方コンパレータ２の一入力端には、チョークコイルＬ
２の電流ＩＬ２が入力され、ＩＬ２の値が、ＶＭＯを上
回るとコンパレータ２の出力はローレベルとなり、その
出力はフリップフロップ１のリセット入力に接続されて
いるので、フリップフロップ１はリセットされ、ＰＷＭ
ドライバーはＯＦＦになる。すなわちフリップフロップ
１のハイレベルの時間が長くなった事になり（オン時間
が長くなる）電力供給量が増加し、出力電圧波、上昇す
る。商用交流電圧ｅｉが低下したときも、同様な動作と
なる。FIG. 8 shows a block diagram of the current sense logic. The output VMO of the multiplier MULT, which is obtained by multiplying the commercial AC voltage ei by the voltage obtained by inverting the polarity of the output voltage of the boost chopper by the error amplifier of IC2, is connected to the + input terminal of the comparator 2. VMO = ei * (-VO). However, VO:
Output voltage VMO rises when VO falls for some reason.
On the other hand, one input terminal of the comparator 2 has a choke coil L
When the current IL2 of 2 is input and the value of IL2 exceeds VMO, the output of the comparator 2 becomes low level, and its output is connected to the reset input of the flip-flop 1, so the flip-flop 1 is reset and the PWM
The driver turns off. That is, the high-level time of the flip-flop 1 becomes longer (the on-time becomes longer), the amount of power supply increases, and the output voltage wave rises. The same operation is performed when the commercial AC voltage ei drops.

【００３４】すなわち、チョークコイルＬ２の電流ＩＬ
２波形はｅｉが低下したときも、同様な動作となる。す
なわちチョークコイルＬ２の電流検出用巻線ＮＳ２の電
圧ＶＮＳ２がコンパレータ１の＋入力端に接続されてい
る。パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦすると、チョークコイ
ルＬ２の電流は、減少し、ゼロに低下すると、ＮＳ２の
出力は反転しローレベルになるとコンパレーター１の出
力はローレベルとなり、その出力は、フリップフロップ
１のセット入力端に接続されているので、フリップフロ
ップ１の出力Ｑ０は、ハイレベルとなりＰＷＭドライバ
ーは、ＯＮし、パワーＭＯＳＦＥＴはＯＮする。That is, the current IL of the choke coil L2
The two waveforms have the same operation when ei is lowered. That is, the voltage VNS2 of the current detection winding NS2 of the choke coil L2 is connected to the + input terminal of the comparator 1. When the power MOSFET is turned off, the current of the choke coil L2 decreases, and when it decreases to zero, the output of the NS2 is inverted and the output of the comparator 1 becomes the low level, and the output of the flip-flop 1 is set. Since it is connected to the input end, the output Q0 of the flip-flop 1 becomes high level, the PWM driver is turned on, and the power MOSFET is turned on.

【００３５】[0035]

【発明の効果】本発明によれば、昇圧チョッパー方式正
弦波コンバータと、電圧共振型インバータを、組み合わ
せることにより、インバータのスイッチング周波数を一
定にする事ができ、他機器への妨害、干渉を減少させる
事ができる。またインバータの入力電圧を定電圧化する
ことにより、耐圧の低い、（オン抵抗の低い）パワーＭ
ＯＳＦＥＴを使用できる。According to the present invention, by combining the step-up chopper type sine wave converter and the voltage resonance type inverter, the switching frequency of the inverter can be made constant and the interference and the interference with other equipment can be reduced. You can let me do it. In addition, by making the input voltage of the inverter a constant voltage, the power M with low withstand voltage (low on-resistance) is
OSFETs can be used.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】図１は本発明の第１の実施例を示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】図２は本発明の第１の実施例の動作を説明する
波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating the operation of the first embodiment of the present invention.

【図３】図３はソフトスタート動作を行う第２の実施例
の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment for performing a soft start operation.

【図４】図４は本発明の第３の実施例を示す回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.

【図５】図５は本発明の第４の実施例を示す回路図であ
る。FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.

【図６】図６は本発明の第５の実施例を示す回路図であ
る。FIG. 6 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.

【図７】図７は本発明の第６の実施例を示す回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention.

【図８】図８は本発明の実施例に使用されるカレントセ
ンスロジックのブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of a current sense logic used in an embodiment of the present invention.

【図９】図９は従来装置の回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram of a conventional device.

【１０図】図１０はＰＷＭ動作を説明する波形図であ
る。FIG. 10 is a waveform diagram illustrating a PWM operation.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

Ｄ１〜Ｄ４・・ダイオード Ｑ２・・・・・パワーＭＯＳＦＥＴ Ｃ・・・・・・コンデンサ Ｒ・・・・・・抵抗 ＩＣ１・・・・共振型スイッチング電源用制御回路 ＩＣ２・・・・制御ＩＣ Ｎｆ２・・・・制御巻線 Ｔ１・・・・・昇圧トランス Ｎｐ１・・・・一次コイル Ｎｓ１・・・・二次コイル Ｎｆ・・・・・帰還コイル Ｌ・・・・・・ＨＩＤランプ ＶＲ１・・・・可変抵抗 D1 to D4 ... Diode Q2 ... Power MOSFET C ... Capacitor R ... Resistor IC1 ... Resonant type switching power supply control circuit IC2 ... Control IC Nf2・ ・ ・ ・ Control winding T1 ・ ・ ・ Step-up transformer Np1 ・ ・ ・ ・ Primary coil Ns1 ・ ・ ・ ・ Secondary coil Nf ・ ・ ・ Feedback coil L ・ ・ ・ ・ HID lamp VR1 ・ ・..Variable resistance

─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───

【手続補正書】[Procedure amendment]

【提出日】平成７年３月１日[Submission date] March 1, 1995

【手続補正１】[Procedure Amendment 1]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】特許請求の範囲[Name of item to be amended] Claims

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【特許請求の範囲】[Claims]

【手続補正２】[Procedure Amendment 2]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】０００１[Correction target item name] 0001

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は高輝度の放電灯を点灯さ
せる高輝度放電灯点灯装置に関する。The present invention relates to a high intensity discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp with high luminance.

【手続補正３】[Procedure 3]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】０００２[Name of item to be corrected] 0002

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【０００２】[0002]

【従来の技術】図９に高力率インバータを用いた従来の
高輝度放電灯点灯装置の回路図を示す。図９に示す従来
例において商用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ
１０４とインダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流
回路ＲＥＣにて直流化し、その出力はチョークコイルＬ
１０１とスイッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５
とコンデンサＣとを含む昇圧チョッパー方式正弦波コン
バータ回路に印加される。正弦波コンバータ回路には、
その負荷としてフルブリッジ方式のインバータＩＮＶが
接続されている。2. Description of the Related Art FIG . 9 shows a circuit diagram of a conventional high-intensity discharge lamp lighting device using a high power factor inverter. In the conventional example shown in FIG. 9 , the commercial AC power supply AC is replaced by diodes D101 to D101.
A rectification circuit REC including 104, an inductor LF, and a capacitor CF converts the output into a direct current, and its output is a choke coil L.
101, switching element SW1, diode D105
And a capacitor C are applied to a step-up chopper type sine wave converter circuit. The sine wave converter circuit has
A full-bridge inverter INV is connected as the load.

【手続補正４】[Procedure amendment 4]

【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing

【補正対象項目名】図１[Name of item to be corrected] Figure 1

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【図１】 FIG.

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】メタルハライドランプを負荷とした電圧共
振型インバータ装置を具備する高力率高輝度放電点灯装
置において、該インバータに直流電源を供給する電源部
として昇圧チョッパー動作を用いた正弦波コンバータを
設けると共に、電圧共振型インバータのスイッチング周
波数を一定に保持する手段を具備することを特徴とする
高力率高輝度放電点灯装置。1. A sine wave converter using a step-up chopper operation as a power supply unit for supplying a DC power supply to a high power factor high intensity discharge lighting device comprising a voltage resonance type inverter device using a metal halide lamp as a load. A high power factor high brightness discharge lighting device, which is provided with a means for holding a switching frequency of a voltage resonance type inverter constant. 【請求項２】電圧共振型インバータの入力電圧を定電圧
化せしめてインバータのパワースイッチ素子として用い
るパワーＭＯＳＦＥＴの耐圧を低減せしめることを特徴
とする請求項１に記載の高力率高輝度放電灯点灯装置。2. The high power factor high brightness discharge lamp according to claim 1, wherein the input voltage of the voltage resonance type inverter is made constant and the withstand voltage of the power MOSFET used as the power switch element of the inverter is reduced. Lighting device. 【請求項３】メタルハイドランプの放電電流の直流成分
をカットする手段により放電状態を安定化せしめること
を特徴とする請求項１に記載の高輝度放電灯点灯装置。3. The high-intensity discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the discharge state is stabilized by means for cutting the direct current component of the discharge current of the metal hydrate lamp. 【請求項４】インバーターの出力でメタルハライドラン
プを起動させることを特徴とする請求項１に記載の高力
率高輝度電灯点灯装置。4. The high power factor high brightness electric lamp lighting device according to claim 1, wherein the output of the inverter activates the metal halide lamp. 【請求項５】メタルハライドランプの電流の交流成分の
みを検出して、制御ＩＣにフィードバックし、ランプ電
流の定電流制御を行うことを特徴とする請求項１に記載
の高力率高輝度放電点灯装置。5. The high power factor and high intensity discharge lighting according to claim 1, wherein only the AC component of the current of the metal halide lamp is detected and fed back to the control IC for constant current control of the lamp current. apparatus.