JPH08189974A - 放射線エネルギースペクトル測定装置 - Google Patents
放射線エネルギースペクトル測定装置Info
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- JPH08189974A JPH08189974A JP7002919A JP291995A JPH08189974A JP H08189974 A JPH08189974 A JP H08189974A JP 7002919 A JP7002919 A JP 7002919A JP 291995 A JP291995 A JP 291995A JP H08189974 A JPH08189974 A JP H08189974A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
- H03M1/56—Input signal compared with linear ramp
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Measurement Of Radiation (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 放射線エネルギースペクトルを容易にかつ高
精度に求めうる放射線エネルギースペクトル測定装置を
提供すること。 【構成】 放射線信号(2s)とランプ信号(7s)と
を加算する加算手段(8)と、この加算結果(8s)を
ディジタル値に変換するアナログ・ディジタル変換手段
(3)と、ディジタル信号をサンプリングしてそのディ
ジタル値を積分し、その積分値を(サンプリング周期×
サンプリング数)に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段
(4)とを備えている。
精度に求めうる放射線エネルギースペクトル測定装置を
提供すること。 【構成】 放射線信号(2s)とランプ信号(7s)と
を加算する加算手段(8)と、この加算結果(8s)を
ディジタル値に変換するアナログ・ディジタル変換手段
(3)と、ディジタル信号をサンプリングしてそのディ
ジタル値を積分し、その積分値を(サンプリング周期×
サンプリング数)に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段
(4)とを備えている。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、放射線エネルギースペ
クトル測定装置に係わり、特に計測回路の精度を向上さ
せうるディジタル式の放射線エネルギースペクトル測定
装置に関する。
クトル測定装置に係わり、特に計測回路の精度を向上さ
せうるディジタル式の放射線エネルギースペクトル測定
装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の放射線エネルギースペクトル測定
装置のディジタル波形処理について、図16のブロック
図を基に説明する。
装置のディジタル波形処理について、図16のブロック
図を基に説明する。
【0003】放射線に感応する放射線検出器1は、その
放射線に対応する電荷を発生させ、その電荷量をプリア
ンプ2に出力する。プリアンプ2では入力した電荷量を
電気信号に変換し、線形増幅器51に出力する。ここ
で、放射線検出器1及びプリアンプ2の出力信号は、使
用する放射線検出器やプリアンプの種類により、例えば
指数関数的に減衰する波形であったり、段階状に変化す
る波形であったりする。線形増幅器51は入力した電気
信号を比例的に増幅しまた波形整形を行い、アナログ・
ディジタル変換器(以下、AD変換器と略称する)52
に出力する。線形増幅器51は、その出力信号が放射線
のエネルギースペクトルに比例した波高値のパルス信号
となるように、それぞれの波形に合わせた適当な増幅と
波形整形処理を行っている。AD変換器52では線形増
幅器51の出力信号であるパルス信号の最大電圧をディ
ジタル信号に変換して、そのディジタル値をスペクトル
表示器53に出力する。従来はこのように放射線のエネ
ルギースペクトルを求めていた。
放射線に対応する電荷を発生させ、その電荷量をプリア
ンプ2に出力する。プリアンプ2では入力した電荷量を
電気信号に変換し、線形増幅器51に出力する。ここ
で、放射線検出器1及びプリアンプ2の出力信号は、使
用する放射線検出器やプリアンプの種類により、例えば
指数関数的に減衰する波形であったり、段階状に変化す
る波形であったりする。線形増幅器51は入力した電気
信号を比例的に増幅しまた波形整形を行い、アナログ・
ディジタル変換器(以下、AD変換器と略称する)52
に出力する。線形増幅器51は、その出力信号が放射線
のエネルギースペクトルに比例した波高値のパルス信号
となるように、それぞれの波形に合わせた適当な増幅と
波形整形処理を行っている。AD変換器52では線形増
幅器51の出力信号であるパルス信号の最大電圧をディ
ジタル信号に変換して、そのディジタル値をスペクトル
表示器53に出力する。従来はこのように放射線のエネ
ルギースペクトルを求めていた。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような方
法による放射線のエネルギースペクトルの測定には以下
のような問題がある。
法による放射線のエネルギースペクトルの測定には以下
のような問題がある。
【0005】1.立ち上がり時間の遅い信号が線形増幅
器に加えられると、線形増幅器の出力信号は小さくな
り、その結果正確な放射線のエネルギースペクトルが測
れない。
器に加えられると、線形増幅器の出力信号は小さくな
り、その結果正確な放射線のエネルギースペクトルが測
れない。
【0006】2.AD変換器自体に存在する変換誤差が
存在するため、正確に放射線のエネルギースペクトルを
計測できない。
存在するため、正確に放射線のエネルギースペクトルを
計測できない。
【0007】このうち、2番目のAD変換器自体に存在
する誤差を減じるために、図17に示すように乱数を発
生させる乱数発生器56と、その乱数を入力するディジ
タル・アナログ変換器55と、上述した線形増幅器51
及びディジタル・アナログ変換器55それぞれの出力信
号を入力するアナログ加算器54と、アナログ加算器5
4の加算結果を入力するアナログ・ディジタル変換器5
2と、乱数及びアナログ・ディジタル変換器52それぞ
れの出力信号の差をとるディジタル減算器57と、その
差を表示するスベクトル表示器58とを備える回路(ス
ライディング・スケール法による回路)が考えられてい
る。しかし、その回路が複雑であり、容易に実現するこ
とが困難である。(GLENN F.KNOLL 著 木村逸郎・阪井
英次訳「放射線計測ハンドブック」第2版P.722-733 よ
り) そこで本発明の目的は、放射線エネルギースペクトルを
容易にかつ高精度に求めうる放射線エネルギースペクト
ル測定装置を提供することにある。
する誤差を減じるために、図17に示すように乱数を発
生させる乱数発生器56と、その乱数を入力するディジ
タル・アナログ変換器55と、上述した線形増幅器51
及びディジタル・アナログ変換器55それぞれの出力信
号を入力するアナログ加算器54と、アナログ加算器5
4の加算結果を入力するアナログ・ディジタル変換器5
2と、乱数及びアナログ・ディジタル変換器52それぞ
れの出力信号の差をとるディジタル減算器57と、その
差を表示するスベクトル表示器58とを備える回路(ス
ライディング・スケール法による回路)が考えられてい
る。しかし、その回路が複雑であり、容易に実現するこ
とが困難である。(GLENN F.KNOLL 著 木村逸郎・阪井
英次訳「放射線計測ハンドブック」第2版P.722-733 よ
り) そこで本発明の目的は、放射線エネルギースペクトルを
容易にかつ高精度に求めうる放射線エネルギースペクト
ル測定装置を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】請求項1に記載の発明に
係る放射線エネルギースペクトル測定装置は、放射線に
感応して電気信号を出力する放射線検出手段と、この放
射線検出手段から電気信号が出力された時に検出信号を
出力する信号検出手段と、この検出信号が出力された時
にランプ信号を出力するランプ信号発生手段と、電気信
号及びランプ信号を加算する加算手段と、この加算結果
信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル
変換手段と、ディジタル信号をサンプリングしてそのデ
ィジタル値を積分し、その積分値を(サンプリング周期
×サンプリング数)に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段と、
チャンネル変換した値を保存・表示するスペクトル表示
手段とを備えたことを特徴とする。
係る放射線エネルギースペクトル測定装置は、放射線に
感応して電気信号を出力する放射線検出手段と、この放
射線検出手段から電気信号が出力された時に検出信号を
出力する信号検出手段と、この検出信号が出力された時
にランプ信号を出力するランプ信号発生手段と、電気信
号及びランプ信号を加算する加算手段と、この加算結果
信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル
変換手段と、ディジタル信号をサンプリングしてそのデ
ィジタル値を積分し、その積分値を(サンプリング周期
×サンプリング数)に相当するサンプリング時間で平均
し、この平均値をチャンネル変換する信号処理手段と、
チャンネル変換した値を保存・表示するスペクトル表示
手段とを備えたことを特徴とする。
【0009】請求項2に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の20倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を2048以下とするものであることを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の20倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を2048以下とするものであることを特徴とする。
【0010】請求項3に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の20倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を2049以上とするものであることを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の20倍
以上とするものであり、信号処理手段がサンプリング数
を2049以上とするものであることを特徴とする。
【0011】請求項4に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を2048以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を計測する時にはサンプリング数を2049以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段が
ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段
の最小変換ビットに相当する電圧の20倍以上とするも
のであることを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を2048以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を計測する時にはサンプリング数を2049以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段が
ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段
の最小変換ビットに相当する電圧の20倍以上とするも
のであることを特徴とする。
【0012】請求項5に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載の信号処理
手段が、アナログ・ディジタル変換手段の分解能をmビ
ット分(mは正の整数)向上させるために、ディジタル
信号の積分値を(アナログ・ディジタル変換手段のサン
プリング数/2m )で除算し、この除算値をチャンネル
変換することを特徴とする。
ギースペクトル測定装置は、請求項1に記載の信号処理
手段が、アナログ・ディジタル変換手段の分解能をmビ
ット分(mは正の整数)向上させるために、ディジタル
信号の積分値を(アナログ・ディジタル変換手段のサン
プリング数/2m )で除算し、この除算値をチャンネル
変換することを特徴とする。
【0013】請求項6に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項5に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の(20
×m)倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を2048以下とするものであることを特徴と
する。
ギースペクトル測定装置は、請求項5に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の(20
×m)倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を2048以下とするものであることを特徴と
する。
【0014】請求項7に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項5に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の(20
×m)倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を2049以上とするものであることを特徴と
する。
ギースペクトル測定装置は、請求項5に記載のランプ信
号発生手段がランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジ
タル変換手段の最小変換ビットに相当する電圧の(20
×m)倍以上とするものであり、信号処理手段がサンプ
リング数を2049以上とするものであることを特徴と
する。
【0015】請求項8に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置は、請求項5に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を2048以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を測定する時にはサンプリング数を2049以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段
が、ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換
手段の最小変換ビットに相当する電圧の(20×m)倍
以上とするものであることを特徴とする
ギースペクトル測定装置は、請求項5に記載の信号処理
手段に対して、通常はサンプリング数を2048以下と
なるように切換え、より高精度にエネルギースペクトル
を測定する時にはサンプリング数を2049以上となる
ように切換える切換手段を備え、ランプ信号発生手段
が、ランプ信号の最大振幅をアナログ・ディジタル変換
手段の最小変換ビットに相当する電圧の(20×m)倍
以上とするものであることを特徴とする
【0016】
【作用】請求項1に記載の発明は、放射線に対応するプ
リアンプの出力信号及びランプ信号を加算し、その加算
結果をディジタル値に変換した後、そのディジタル値を
積分しその値を時間平均した後、チャンネル変換する。
これによって、アナログ・ディジタル変換手段に存在す
るアナログ・ディジタル変換誤差が時間的に変化するラ
ンプ信号によって平均化されるため、測定精度が向上す
る。
リアンプの出力信号及びランプ信号を加算し、その加算
結果をディジタル値に変換した後、そのディジタル値を
積分しその値を時間平均した後、チャンネル変換する。
これによって、アナログ・ディジタル変換手段に存在す
るアナログ・ディジタル変換誤差が時間的に変化するラ
ンプ信号によって平均化されるため、測定精度が向上す
る。
【0017】請求項2に記載の発明は、ランプ信号の最
大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビッ
トに相当する電圧の20倍以上とし、またサンプリング
数を2048以下に抑えている。このように、サンプリ
ング数を一定値以下とするため、より良好な高計数率特
性を得ることができる。
大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビッ
トに相当する電圧の20倍以上とし、またサンプリング
数を2048以下に抑えている。このように、サンプリ
ング数を一定値以下とするため、より良好な高計数率特
性を得ることができる。
【0018】請求項3に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の20倍以上とし、サンプリング数
を逆に2049以上としている。これによってより高精
度の測定ができる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の20倍以上とし、サンプリング数
を逆に2049以上としている。これによってより高精
度の測定ができる。
【0019】請求項4に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の20倍以上とし、サンプリング数
を切り換えるための切換手段を設けている。これによっ
て、高計数率特性を重視する場合と精度を重視する場合
とに適宜切換えて測定することが可能になる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の20倍以上とし、サンプリング数
を切り換えるための切換手段を設けている。これによっ
て、高計数率特性を重視する場合と精度を重視する場合
とに適宜切換えて測定することが可能になる。
【0020】請求項5に記載の発明では、請求項1に記
載の信号処理手段がアナログ・ディジタル変換手段の分
解能をmビット分(mは正の整数)向上させるために、
ディジタル値を積分した値を、(アナログ・ディジタル
変換手段のサンプリング数/2m )で除算し、この除算
値をチャンネル変換している。これによって、アナログ
・ディジタル変換手段自身の誤差の影響を減じるばかり
でなく、アナログ・ディジタル変換手段の分解能を向上
させることができる。
載の信号処理手段がアナログ・ディジタル変換手段の分
解能をmビット分(mは正の整数)向上させるために、
ディジタル値を積分した値を、(アナログ・ディジタル
変換手段のサンプリング数/2m )で除算し、この除算
値をチャンネル変換している。これによって、アナログ
・ディジタル変換手段自身の誤差の影響を減じるばかり
でなく、アナログ・ディジタル変換手段の分解能を向上
させることができる。
【0021】請求項6に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の(20×m)倍以上とすると共
に、サンプリング数を2048以下に抑えている。これ
によってより良好な高計数率特性を得ることができる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の(20×m)倍以上とすると共
に、サンプリング数を2048以下に抑えている。これ
によってより良好な高計数率特性を得ることができる。
【0022】請求項7に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の(20×m)倍以上とすると共
に、サンプリング数を2049以上としている。これに
よって高精度のエネルギースペクトルを得ることができ
る。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の(20×m)倍以上とすると共
に、サンプリング数を2049以上としている。これに
よって高精度のエネルギースペクトルを得ることができ
る。
【0023】請求項8に記載の発明では、ランプ信号の
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の(20×m)倍以上とし、サンプ
リング数を切り換える切換手段を信号処理手段に接続し
ている。これによって、高計数率特性を重視する場合と
精度を重視する場合とに適宜切換えて測定することが可
能になる。
最大振幅をアナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビ
ットに相当する電圧の(20×m)倍以上とし、サンプ
リング数を切り換える切換手段を信号処理手段に接続し
ている。これによって、高計数率特性を重視する場合と
精度を重視する場合とに適宜切換えて測定することが可
能になる。
【0024】
【実施例】まず、本発明の原理について図2〜5のグラ
フを用いて説明する。
フを用いて説明する。
【0025】図2は、変換誤差のない理想的なAD変換
器に入力される入力電圧とそれに対応しAD変換器から
出力されるディジタル値との関係を示している。ここで
入力電圧を、それぞれ電圧差が一定である(以後この電
圧差を、入力電圧の幅と称する)電圧値E1〜E5へと
徐々に大きくしていくこととする。そうすると、AD変
換器から出力されるディジタル値は、もしAD変換器が
12ビットの範囲で変換するものであるならば、電圧値
E1〜E5に対応して、ディジタル値1011(=N
1)〜1015(=N5)となる。
器に入力される入力電圧とそれに対応しAD変換器から
出力されるディジタル値との関係を示している。ここで
入力電圧を、それぞれ電圧差が一定である(以後この電
圧差を、入力電圧の幅と称する)電圧値E1〜E5へと
徐々に大きくしていくこととする。そうすると、AD変
換器から出力されるディジタル値は、もしAD変換器が
12ビットの範囲で変換するものであるならば、電圧値
E1〜E5に対応して、ディジタル値1011(=N
1)〜1015(=N5)となる。
【0026】ところが、変換誤差を有する現実のAD変
換器に同じように入力電圧E1〜E5を印加すると、A
D変換器から出力されるディジタル値は上述したように
ディジタル値N1〜N5を出力するが、AD変換器の変
換誤差のために各ディジタル値N1〜N5に対応する電
圧E1e〜E5eの幅が変わってくる(図3参照)。こ
の変換誤差はAD変換器自体に存在するものであり、一
般にそのAD変換器の最小変換ビットの半分、すなわち
±0.5LSB(Least Siginifican
t Bit)程度の大きさであるとされている(以下、
AD変換器の最小変換ビットをLSBと表現する)。図
3に示すような誤差を有するAD変換器では、理想的な
AD変換器に比べて、ディジタル値N1,N4に対応す
る入力電圧の幅(E2e−E1e),(E5e−E4
e)は小さく、ディジタル値N2,N3に対応する入力
電圧の幅(E3e−E2e),(E4e−E3e)は大
きくなっている。
換器に同じように入力電圧E1〜E5を印加すると、A
D変換器から出力されるディジタル値は上述したように
ディジタル値N1〜N5を出力するが、AD変換器の変
換誤差のために各ディジタル値N1〜N5に対応する電
圧E1e〜E5eの幅が変わってくる(図3参照)。こ
の変換誤差はAD変換器自体に存在するものであり、一
般にそのAD変換器の最小変換ビットの半分、すなわち
±0.5LSB(Least Siginifican
t Bit)程度の大きさであるとされている(以下、
AD変換器の最小変換ビットをLSBと表現する)。図
3に示すような誤差を有するAD変換器では、理想的な
AD変換器に比べて、ディジタル値N1,N4に対応す
る入力電圧の幅(E2e−E1e),(E5e−E4
e)は小さく、ディジタル値N2,N3に対応する入力
電圧の幅(E3e−E2e),(E4e−E3e)は大
きくなっている。
【0027】この状態で、一様な存在確率を有するパル
ス信号が入力された場合を考える。この場合、各ディジ
タル値に対応するカウント数Nは同じでなければならな
いのに(図4参照)、変換誤差を有する実際のAD変換
器では、図3に示したように入力電圧の幅が異なるた
め、ディジタル値N1,N4に対するカウント数M1,
M4が真のカウント数Nより小さくなる一方、ディジタ
ル値N2,N3に対するカウント数M2,M3がより大
きくなってしまう(図5参照)。
ス信号が入力された場合を考える。この場合、各ディジ
タル値に対応するカウント数Nは同じでなければならな
いのに(図4参照)、変換誤差を有する実際のAD変換
器では、図3に示したように入力電圧の幅が異なるた
め、ディジタル値N1,N4に対するカウント数M1,
M4が真のカウント数Nより小さくなる一方、ディジタ
ル値N2,N3に対するカウント数M2,M3がより大
きくなってしまう(図5参照)。
【0028】そこで本発明では、一般にAD変換器がラ
ンダムな変換誤差を持つこと及び全チャンネルの誤差を
加えると全体として変換誤差が0になることを利用し
て、この異なるカウント数ができるだけ一様となるよう
するものである。すなわち、本発明は、AD変換器に入
力される各入力信号毎にランプ信号を付加し、AD変換
器の変換誤差をできるだけ幅広く各チャンネルにばらま
き、その後で各チャンネル毎のカウント数を加算し、そ
の加算値を計測時間で平均するものである。
ンダムな変換誤差を持つこと及び全チャンネルの誤差を
加えると全体として変換誤差が0になることを利用し
て、この異なるカウント数ができるだけ一様となるよう
するものである。すなわち、本発明は、AD変換器に入
力される各入力信号毎にランプ信号を付加し、AD変換
器の変換誤差をできるだけ幅広く各チャンネルにばらま
き、その後で各チャンネル毎のカウント数を加算し、そ
の加算値を計測時間で平均するものである。
【0029】本発明の請求項1に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第1実施例を図1のブロック図を
参照して説明する。なお、従来技術と同じ部分について
は同一符号を付している。
スペクトル測定装置の第1実施例を図1のブロック図を
参照して説明する。なお、従来技術と同じ部分について
は同一符号を付している。
【0030】図1に示すように、第1実施例は、入射さ
れた放射線に感応しそれに対応する電荷を発生させる放
射線検出器1と、放射線検出器1で発生させた電荷量を
電気信号に変換するプリアンプ2と、プリアンプ2の出
力信号2sを検出する信号検出器6と、信号検出器6が
信号を検出した時に、所定のランプ信号7sを発生する
ランプ信号発生器7と、プリアンプ2の出力信号2s及
びランプ信号7sを加算する加算器8と、その加算結果
信号8sをAD変換するAD変換器3と、AD変換器3
からの出力信号であるディジタル値を積分し、その値を
時間平均し、その平均値をチャンネル変換する信号処理
部4と、信号処理部4から信号処理終了を示す信号を入
力し、プリアンプ2及びAD変換器3にリセット信号9
sを発するリセット回路9と、信号処理部4の結果を保
存・表示するスペクトル表示器5とを有する。
れた放射線に感応しそれに対応する電荷を発生させる放
射線検出器1と、放射線検出器1で発生させた電荷量を
電気信号に変換するプリアンプ2と、プリアンプ2の出
力信号2sを検出する信号検出器6と、信号検出器6が
信号を検出した時に、所定のランプ信号7sを発生する
ランプ信号発生器7と、プリアンプ2の出力信号2s及
びランプ信号7sを加算する加算器8と、その加算結果
信号8sをAD変換するAD変換器3と、AD変換器3
からの出力信号であるディジタル値を積分し、その値を
時間平均し、その平均値をチャンネル変換する信号処理
部4と、信号処理部4から信号処理終了を示す信号を入
力し、プリアンプ2及びAD変換器3にリセット信号9
sを発するリセット回路9と、信号処理部4の結果を保
存・表示するスペクトル表示器5とを有する。
【0031】ここで、AD変換器3の入力信号を(プリ
アンプ2の出力信号2s+ランプ信号発生器7の出力信
号7s)とすることによって,AD変換器自身が持つ誤
差がどのように軽減されるかについて図6〜8により説
明する。
アンプ2の出力信号2s+ランプ信号発生器7の出力信
号7s)とすることによって,AD変換器自身が持つ誤
差がどのように軽減されるかについて図6〜8により説
明する。
【0032】図6は、加算器8から出力される信号8s
を示している。放射線信号が入力された時刻T1で、プ
リアンプ2から放射線信号に対応する振幅Pのパルス状
の信号2sが出力する。この信号2sが信号検出器6に
よって検出され、この時ランプ信号発生器7から最大振
幅がAであるランプ信号7sが出力される。出力信号2
s及びランプ信号7sは加算器8により加算され、図6
のような波形8sが発生する。すなわち、時刻T1に振
幅がPであった信号は時間と共に増加し、時刻T2にお
いては振幅は(P+A)となる。この信号はAD変換器
3に入力され、AD変換器のサンプリング間隔τでサン
プリングされる。ここで、AD変換器3の誤差をディジ
タル値N3の幅>ディジタル値N1の幅>ディジタル値
N4の幅>ディジタル値N2の幅と仮定する。
を示している。放射線信号が入力された時刻T1で、プ
リアンプ2から放射線信号に対応する振幅Pのパルス状
の信号2sが出力する。この信号2sが信号検出器6に
よって検出され、この時ランプ信号発生器7から最大振
幅がAであるランプ信号7sが出力される。出力信号2
s及びランプ信号7sは加算器8により加算され、図6
のような波形8sが発生する。すなわち、時刻T1に振
幅がPであった信号は時間と共に増加し、時刻T2にお
いては振幅は(P+A)となる。この信号はAD変換器
3に入力され、AD変換器のサンプリング間隔τでサン
プリングされる。ここで、AD変換器3の誤差をディジ
タル値N3の幅>ディジタル値N1の幅>ディジタル値
N4の幅>ディジタル値N2の幅と仮定する。
【0033】ここで、AD変換器3の入力端子に、一様
な振幅分布を有するパルス信号2sにランプ信号7sを
加えずに、そのまま印加したとすると、上述したように
N3のカウント数>N1のカウント数>N4のカウント
数>N2のカウント数となり、これらの値はAD変換器
3の誤差がないと仮定した場合のカウント数Nに比べて
差が生じている(図7参照)。
な振幅分布を有するパルス信号2sにランプ信号7sを
加えずに、そのまま印加したとすると、上述したように
N3のカウント数>N1のカウント数>N4のカウント
数>N2のカウント数となり、これらの値はAD変換器
3の誤差がないと仮定した場合のカウント数Nに比べて
差が生じている(図7参照)。
【0034】次に図6に示すようにランプ信号7sが印
加された場合を考える。この場合にはサンプリング間隔
τでサンプリングしており、この場合にはディジタル値
N1,N2,N3,N4におけるサンプリング数がそれ
ぞれM1,M2,M3,M4となる。この場合の各サン
プリング数は M3>M1>M4>M2 となる。さて、信号処理部4では最初にT1からT2間
のディジタル値を積算する。すなわち積算値NT NT=N1・M1+N2・M2+N3・M3+N4・M
4 となる。次にNTを時間で割る。時間はサンプリング数
に比例するので、NTを(M1+M2+M3+M4)=
Mで割ることにすると、平均のディジタル値NAV G は以
下の式で与えられる。
加された場合を考える。この場合にはサンプリング間隔
τでサンプリングしており、この場合にはディジタル値
N1,N2,N3,N4におけるサンプリング数がそれ
ぞれM1,M2,M3,M4となる。この場合の各サン
プリング数は M3>M1>M4>M2 となる。さて、信号処理部4では最初にT1からT2間
のディジタル値を積算する。すなわち積算値NT NT=N1・M1+N2・M2+N3・M3+N4・M
4 となる。次にNTを時間で割る。時間はサンプリング数
に比例するので、NTを(M1+M2+M3+M4)=
Mで割ることにすると、平均のディジタル値NAV G は以
下の式で与えられる。
【0035】NAVG =(N1・M1+N2・M2+N3
・M3+N4・M4)/M このサンプリング数M1,M2,M3,M4はディジタ
ル値N1,N2,N3,N4の幅に比例し、ディジタル
値N1,N2,N3,N4の幅がランダムであるため、
サンプリング数M1,M2,M3,M4もランダムにな
る。従って、サンプリング数M1,M2,M3,M4は
ある一定値を中心してランダムに変化しており、ランプ
信号7sが加えられていない場合に比べてNAVG のばら
つきは小さくなり、AD変換器自身の誤差を小さく方向
になると考えられる(図8のディジタル値Nav1〜N
av4の各カウント数参照)。
・M3+N4・M4)/M このサンプリング数M1,M2,M3,M4はディジタ
ル値N1,N2,N3,N4の幅に比例し、ディジタル
値N1,N2,N3,N4の幅がランダムであるため、
サンプリング数M1,M2,M3,M4もランダムにな
る。従って、サンプリング数M1,M2,M3,M4は
ある一定値を中心してランダムに変化しており、ランプ
信号7sが加えられていない場合に比べてNAVG のばら
つきは小さくなり、AD変換器自身の誤差を小さく方向
になると考えられる(図8のディジタル値Nav1〜N
av4の各カウント数参照)。
【0036】更に一般にサンプリング数の和Mやランプ
信号7sの最大振幅Aを大きくすると平均化の効果が大
きくなり、AD変換器自身の持つ誤差の影響は減少し、
その結果NAVG のばらつきは小さくなると考えられる。
なお、ランプ信号は印加された場合にNAVG が大きくな
っているのは、正のランプ信号が印加されているため
で、もし負のランプ信号が印加された場合には逆にN
AVG はランプ信号がない場合に比べて小さくなる。
信号7sの最大振幅Aを大きくすると平均化の効果が大
きくなり、AD変換器自身の持つ誤差の影響は減少し、
その結果NAVG のばらつきは小さくなると考えられる。
なお、ランプ信号は印加された場合にNAVG が大きくな
っているのは、正のランプ信号が印加されているため
で、もし負のランプ信号が印加された場合には逆にN
AVG はランプ信号がない場合に比べて小さくなる。
【0037】以上の各信号の変化を時系列的に示したも
のが図9のタイミングチャートである。
のが図9のタイミングチャートである。
【0038】プリアンプ2の出力信号2sの発生を検出
した信号検出器6が、ランプ信号発生器7に時間幅TO
で最大振幅Aのランプ信号7sを発生させる。ランプ信
号7s及びプリアンプ2の出力信号2sは加算器8で加
算される。加算器8の加算結果信号8sはAD変換器3
に印加してAD変換される。AD変換器3の入力信号8
sには時間と共に変化するランプ信号7sが含まれてい
るため、AD変換器3の出力信号であるディジタル値も
時間と共に変化する。信号処理部4では、そこに含まれ
る加算部41が(図10のブロック図参照)、出力信号
2sを入力した時刻T1からその信号2sを入力し終わ
る時刻T2までの間(=時間幅TO)、AD変換された
ディジタル値を所定のサンプリング周期でサンプリング
して積算する。信号処理部4に含まれる割算部42は、
その積算値を時間幅TOで割ることによって平均する。
その平均値はエネルギースペクトルのチャンネルに変換
されて、そのチャンネルのカウント数は+1される。な
お、時間幅TOは、 TO=(サンプリング周期τ)×(サンプリング数) で与えられる。
した信号検出器6が、ランプ信号発生器7に時間幅TO
で最大振幅Aのランプ信号7sを発生させる。ランプ信
号7s及びプリアンプ2の出力信号2sは加算器8で加
算される。加算器8の加算結果信号8sはAD変換器3
に印加してAD変換される。AD変換器3の入力信号8
sには時間と共に変化するランプ信号7sが含まれてい
るため、AD変換器3の出力信号であるディジタル値も
時間と共に変化する。信号処理部4では、そこに含まれ
る加算部41が(図10のブロック図参照)、出力信号
2sを入力した時刻T1からその信号2sを入力し終わ
る時刻T2までの間(=時間幅TO)、AD変換された
ディジタル値を所定のサンプリング周期でサンプリング
して積算する。信号処理部4に含まれる割算部42は、
その積算値を時間幅TOで割ることによって平均する。
その平均値はエネルギースペクトルのチャンネルに変換
されて、そのチャンネルのカウント数は+1される。な
お、時間幅TOは、 TO=(サンプリング周期τ)×(サンプリング数) で与えられる。
【0039】一般的にランプ信号の振幅が数10LSB
以上に相当する電圧値になると、誤差の軽減が顕著にな
る。以上のように、ランダムな誤差が存在するAD変換
器3に、広い範囲の入力信号が加えることによって、A
D変換器3自身に誤差が存在しても、その誤差が平均化
されるので、AD変換器自身の誤差の影響を軽減するこ
とが出来る。
以上に相当する電圧値になると、誤差の軽減が顕著にな
る。以上のように、ランダムな誤差が存在するAD変換
器3に、広い範囲の入力信号が加えることによって、A
D変換器3自身に誤差が存在しても、その誤差が平均化
されるので、AD変換器自身の誤差の影響を軽減するこ
とが出来る。
【0040】このようにプリアンプ2の出力信号2sが
一定の電圧であっても、時間と共に変化するランプ信号
7sをその出力信号2sに加算して、AD変換器の誤差
を幅広く各チャンネルにばらまいて時間平均するため、
結果的にAD変換器3の変換誤差を小さくしうる。
一定の電圧であっても、時間と共に変化するランプ信号
7sをその出力信号2sに加算して、AD変換器の誤差
を幅広く各チャンネルにばらまいて時間平均するため、
結果的にAD変換器3の変換誤差を小さくしうる。
【0041】本発明の請求項2に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第2実施例を説明する。
スペクトル測定装置の第2実施例を説明する。
【0042】ここで第2実施例を説明する前に、サンプ
リング数N及びランプ信号7sの最大振幅Aと変換誤差
との関係について述べておく。図11は、一様分布を有
する信号を入力し、信号処理部4のサンプリング数Nを
512、1024、2046、4095とし、他方ラン
プ信号7sの最大振幅Aを10LSBから160LSB
に相当する電圧値とした場合の変換誤差を示すグラフあ
る。図示したように、それぞれの最大振幅及びサンプリ
ング数において求めた各チャンネル毎のカウント数に対
して X=(最大カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 ならびに Y=(最小カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど変換誤差が小
さいことを示している。図11から、ランプ信号7sの
最大振幅Aが20LSB以上に相当する電圧だと誤差は
小さくなることが分かる。最大振幅Aが同じ場合は、サ
ンプリング数Nが大きい方が一般的には誤差は小さくな
るが、1個の放射線信号を処理する時間幅TOは、(サ
ンプリング数×サンプリング周期τ)で与えられるので
サンプリング数Nが大きいと時間幅TOは大きくなり、
単位時間当たりの信号処理量が少なくなる。その結果、
計数率特性は悪化する。
リング数N及びランプ信号7sの最大振幅Aと変換誤差
との関係について述べておく。図11は、一様分布を有
する信号を入力し、信号処理部4のサンプリング数Nを
512、1024、2046、4095とし、他方ラン
プ信号7sの最大振幅Aを10LSBから160LSB
に相当する電圧値とした場合の変換誤差を示すグラフあ
る。図示したように、それぞれの最大振幅及びサンプリ
ング数において求めた各チャンネル毎のカウント数に対
して X=(最大カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 ならびに Y=(最小カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど変換誤差が小
さいことを示している。図11から、ランプ信号7sの
最大振幅Aが20LSB以上に相当する電圧だと誤差は
小さくなることが分かる。最大振幅Aが同じ場合は、サ
ンプリング数Nが大きい方が一般的には誤差は小さくな
るが、1個の放射線信号を処理する時間幅TOは、(サ
ンプリング数×サンプリング周期τ)で与えられるので
サンプリング数Nが大きいと時間幅TOは大きくなり、
単位時間当たりの信号処理量が少なくなる。その結果、
計数率特性は悪化する。
【0043】そこで、第2実施例は第1実施例で示した
ランプ信号発生器7から出力されるランプ信号7sの最
大振幅Aを20LSB以上に相当する電圧とし、且つ信
号処理部4でのサンプリング数を2048以下にしてA
D変換器3自身の誤差の影響を軽減すると共にサンプリ
ング数を少なくすることによって、より良好な高計数率
特性が得られるようにしている。
ランプ信号発生器7から出力されるランプ信号7sの最
大振幅Aを20LSB以上に相当する電圧とし、且つ信
号処理部4でのサンプリング数を2048以下にしてA
D変換器3自身の誤差の影響を軽減すると共にサンプリ
ング数を少なくすることによって、より良好な高計数率
特性が得られるようにしている。
【0044】本発明の請求項3に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第3実施例では、ランプ信号7s
の最大振幅Aを20LSB以上に相当する電圧とし、且
つ信号処理部4でのサンプリング数を2049以上にす
ることにより、AD変換器3自身の誤差の影響を極端に
軽減している。
スペクトル測定装置の第3実施例では、ランプ信号7s
の最大振幅Aを20LSB以上に相当する電圧とし、且
つ信号処理部4でのサンプリング数を2049以上にす
ることにより、AD変換器3自身の誤差の影響を極端に
軽減している。
【0045】本発明の請求項4に係る放射線エネルギー
スペクトル測定装置の第4実施例では、第2実施例なら
びに第3実施例を組み合わせたもので、図12のブロッ
ク図に示すように、サンプリング数を切換えるための切
換回路10が信号処理部4に接続されている。ランプ信
号発生器7はランプ信号7sの最大振幅Aを20LSB
以上に相当する電圧とし、切換回路10はもし良好な高
計数率特性を得たいのであれば、信号処理部4に対して
サンプリング数を2048以下にするように制御し、も
し高精度なデータを得たいのであれば、サンプリング数
を2049以上とするように制御する。
スペクトル測定装置の第4実施例では、第2実施例なら
びに第3実施例を組み合わせたもので、図12のブロッ
ク図に示すように、サンプリング数を切換えるための切
換回路10が信号処理部4に接続されている。ランプ信
号発生器7はランプ信号7sの最大振幅Aを20LSB
以上に相当する電圧とし、切換回路10はもし良好な高
計数率特性を得たいのであれば、信号処理部4に対して
サンプリング数を2048以下にするように制御し、も
し高精度なデータを得たいのであれば、サンプリング数
を2049以上とするように制御する。
【0046】これによって、高計数率特性を重視する場
合と精度を重視する場合とを適宜切換えて測定すること
ができる。
合と精度を重視する場合とを適宜切換えて測定すること
ができる。
【0047】これまでは高分解能のAD変換器が使用で
きる場合について述べてきた。現時点では12ビットの
分解能で30MHz程度のサンプリング周期のAD変換
器が製造できるようになっている。しかし、さらに高分
解能、例えば14ビット程度の分解能が要求される場合
もあり、分解能を向上させる方法については、既に提案
されている。ここでは、AD変換器の分解能を向上させ
ると共にAD変換器自身の有する誤差を軽減する装置に
ついて述べる。
きる場合について述べてきた。現時点では12ビットの
分解能で30MHz程度のサンプリング周期のAD変換
器が製造できるようになっている。しかし、さらに高分
解能、例えば14ビット程度の分解能が要求される場合
もあり、分解能を向上させる方法については、既に提案
されている。ここでは、AD変換器の分解能を向上させ
ると共にAD変換器自身の有する誤差を軽減する装置に
ついて述べる。
【0048】まず、本発明の請求項5に係る放射線エネ
ルギースペクトル測定装置の第5実施例について説明す
る。
ルギースペクトル測定装置の第5実施例について説明す
る。
【0049】第5実施例では、信号処理部4において、
mビットの分解能を向上させるに、AD変換器3によっ
てAD変換されたディジタル値を加算部41で加算し、
その加算結果を割算部42にて(AD変換器のサンプリ
ング数/2m )で除算している。例えば10ビットの分
解能を有するAD変換器を12ビットの分解能とする場
合には、m=12−10=2となるので、加算部41で
得られた加算結果をN/4で割れば、図13のグラフに
示すように12ビットの分解能が得られる。この場合
も、AD変換器自身に誤差が存在するときに問題となる
エネルギースペクトルの精度が問題となる。この場合
も、前述した実施例と同じようにサンプリング数Nとラ
ンプ信号7sの最大振幅Aとを適切に設定することによ
って、期待する精度を得ることが出来る。
mビットの分解能を向上させるに、AD変換器3によっ
てAD変換されたディジタル値を加算部41で加算し、
その加算結果を割算部42にて(AD変換器のサンプリ
ング数/2m )で除算している。例えば10ビットの分
解能を有するAD変換器を12ビットの分解能とする場
合には、m=12−10=2となるので、加算部41で
得られた加算結果をN/4で割れば、図13のグラフに
示すように12ビットの分解能が得られる。この場合
も、AD変換器自身に誤差が存在するときに問題となる
エネルギースペクトルの精度が問題となる。この場合
も、前述した実施例と同じようにサンプリング数Nとラ
ンプ信号7sの最大振幅Aとを適切に設定することによ
って、期待する精度を得ることが出来る。
【0050】図14は一様分布を有する入力信号を印加
し、サンプリング数Nを1024、2046、4095
とする一方で、ランプ信号7sの最大振幅Aを10LS
Bから160LSBに相当する電圧の間で変化させた場
合の誤差を示している。最大振幅及びサンプリング数そ
れぞれにおいて求められた各チャンネルのカウント数に
対して X=(最大カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 ならびに Y=(最小カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど誤差は小さい
ことを示している。図14よりランプ信号7sの最大振
幅Aが40LSB以上に相当する電圧であると誤差は小
さくなる。最大振幅Aが同じ場合には、サンプリング数
Nが大きい方が一般的には誤差は小さくなるが、1個の
放射線信号を処理する時間幅TOは(サンプリング数N
×サンプリング周期τ)で与えられるので、サンプリン
グ数Nが大きいと時間幅TOは大きくなり、単位時間当
たりの信号処理量が少なくするため計数率特性は悪化す
る。ここではm=2として説明したが、一般にmビット
の分解能を向上させる場合にはランプ信号7sの最大振
幅Aを(20×m)LSB以上相当する電圧にするとA
D変換器自身の誤差は小さくなる。
し、サンプリング数Nを1024、2046、4095
とする一方で、ランプ信号7sの最大振幅Aを10LS
Bから160LSBに相当する電圧の間で変化させた場
合の誤差を示している。最大振幅及びサンプリング数そ
れぞれにおいて求められた各チャンネルのカウント数に
対して X=(最大カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 ならびに Y=(最小カウント数−平均カウント数)/平均カウン
ト数 を示したもので、この値がゼロに近いほど誤差は小さい
ことを示している。図14よりランプ信号7sの最大振
幅Aが40LSB以上に相当する電圧であると誤差は小
さくなる。最大振幅Aが同じ場合には、サンプリング数
Nが大きい方が一般的には誤差は小さくなるが、1個の
放射線信号を処理する時間幅TOは(サンプリング数N
×サンプリング周期τ)で与えられるので、サンプリン
グ数Nが大きいと時間幅TOは大きくなり、単位時間当
たりの信号処理量が少なくするため計数率特性は悪化す
る。ここではm=2として説明したが、一般にmビット
の分解能を向上させる場合にはランプ信号7sの最大振
幅Aを(20×m)LSB以上相当する電圧にするとA
D変換器自身の誤差は小さくなる。
【0051】以上のように信号処理部4での適切な演算
を行い、さらにサンプリング数とランプ信号の振幅を適
切に選べば、AD変換器自身の誤差を減らすと同時にA
Dの分解能を向上させることが出来る。
を行い、さらにサンプリング数とランプ信号の振幅を適
切に選べば、AD変換器自身の誤差を減らすと同時にA
Dの分解能を向上させることが出来る。
【0052】本発明の請求項6に係る放射線エネルギー
測定装置の第6実施例では、上記第5実施例で示したラ
ンプ信号7sの最大振幅Aを(20×m)LSB以上に
相当する電圧とし、且つサンプリング数を2048以下
にしている。これによってAD変換器の分解能を向上る
とともに誤差を減少させると共に、高計数率特性も得ら
れるようにしている。
測定装置の第6実施例では、上記第5実施例で示したラ
ンプ信号7sの最大振幅Aを(20×m)LSB以上に
相当する電圧とし、且つサンプリング数を2048以下
にしている。これによってAD変換器の分解能を向上る
とともに誤差を減少させると共に、高計数率特性も得ら
れるようにしている。
【0053】本発明の請求項7に係る放射線エネルギー
測定装置の第7実施例では上記第5実施例で示したラン
プ信号7sの最大振幅Aを(20×m)LSB以上に相
当する電圧とし、かつサンプリング数を2049以上と
している。これによってAD変換器の分解能を向上ると
共に誤差を極端に軽減させている。
測定装置の第7実施例では上記第5実施例で示したラン
プ信号7sの最大振幅Aを(20×m)LSB以上に相
当する電圧とし、かつサンプリング数を2049以上と
している。これによってAD変換器の分解能を向上ると
共に誤差を極端に軽減させている。
【0054】本発明の請求項8に係る放射線エネルギー
測定装置の第8実施例では上記第6実施例ならびに第7
実施例を組み合わせたもので、図15のブロック図に示
すようにサンプリング数を切換えるための切換回路10
が信号処理部4に接続されている。ランプ信号発生器7
はランプ信号7sの最大振幅Aを(20×m)LSB以
上に相当する電圧とし、切換回路10はもし高計数率特
性を重視した測定を行うならば、信号処理部4にサンプ
リング数を2048以下とするように制御し、もし高精
度化を重視した測定を行うのであれば信号処理部4にサ
ンプリング数を2049以上とするように制御する。
測定装置の第8実施例では上記第6実施例ならびに第7
実施例を組み合わせたもので、図15のブロック図に示
すようにサンプリング数を切換えるための切換回路10
が信号処理部4に接続されている。ランプ信号発生器7
はランプ信号7sの最大振幅Aを(20×m)LSB以
上に相当する電圧とし、切換回路10はもし高計数率特
性を重視した測定を行うならば、信号処理部4にサンプ
リング数を2048以下とするように制御し、もし高精
度化を重視した測定を行うのであれば信号処理部4にサ
ンプリング数を2049以上とするように制御する。
【0055】このように、AD変換器の分解能を向上さ
せた状態で、適宜高計数率特性を重視した測定を行うか
高精度化を重視した測定を行うかを選択できるようにし
ている。
せた状態で、適宜高計数率特性を重視した測定を行うか
高精度化を重視した測定を行うかを選択できるようにし
ている。
【0056】なお、これまでは正のランプ信号を印加し
た場合について説明したが、負のランプ信号を印加した
場合にも同様な結果が得られる。また、ランプ信号以外
でも三角波、鋸歯状波、正弦波等のような一様なまたは
それに近い分布を有する信号を印加しても同様な結果が
得られる。
た場合について説明したが、負のランプ信号を印加した
場合にも同様な結果が得られる。また、ランプ信号以外
でも三角波、鋸歯状波、正弦波等のような一様なまたは
それに近い分布を有する信号を印加しても同様な結果が
得られる。
【0057】
【発明の効果】請求項1に記載の発明に係る放射線エネ
ルギースペクトル測定装置によれば、より容易に精度の
高いエネルギースペクトルを測定することができる。
ルギースペクトル測定装置によれば、より容易に精度の
高いエネルギースペクトルを測定することができる。
【0058】請求項2に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性のエネルギースペクトルを得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性のエネルギースペクトルを得ることができる。
【0059】請求項3に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、より高精度のエネル
ギースペクトルを得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、より高精度のエネル
ギースペクトルを得ることができる。
【0060】請求項4に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えることができる。
【0061】請求項5に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、AD変換器の誤差を
減じると共にAD変換器の分解能を向上させることがで
きる。
ギースペクトル測定装置によれば、AD変換器の誤差を
減じると共にAD変換器の分解能を向上させることがで
きる。
【0062】請求項6に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性を得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、より良好な高計数率
特性を得ることができる。
【0063】請求項7に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、高精度のエネルギー
スペクトルを得ることができる。
ギースペクトル測定装置によれば、高精度のエネルギー
スペクトルを得ることができる。
【0064】請求項8に記載の発明に係る放射線エネル
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えて測定することができる。
ギースペクトル測定装置によれば、高計数率特性を重視
する測定の場合と精度を重視する測定の場合とに適宜切
換えて測定することができる。
【図1】本発明の放射線エネルギー測定装置に係る第1
実施例を示すブロック図。
実施例を示すブロック図。
【図2】変換誤差を有しないAD変換器に一定の電圧幅
の電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値
とを示すグラフ。
の電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値
とを示すグラフ。
【図3】変換誤差を有するAD変換器に一定の電圧幅の
電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値と
を示すグラフ。
電圧を加えた時の電圧値と、出力されるディジタル値と
を示すグラフ。
【図4】変換誤差を有しないAD変換器に一様なパルス
分布を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディ
ジタル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラ
フ。
分布を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディ
ジタル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラ
フ。
【図5】変換誤差を有するAD変換器に一様な振幅分布
を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディジタ
ル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラフ。
を有する電圧を加えた時の、ディジタル値と各ディジタ
ル値毎にカウントされるカウント数とを示すグラフ。
【図6】ランプ信号を印加した時の加算器8の出力波形
を説明するための図。
を説明するための図。
【図7】変換誤差を有するAD変換器に一様なパルス分
布を有する信号を入力した時の、AD変換器から出力さ
れるディジタル値と、そのディジタル値毎のカウント数
を示すグラフ。
布を有する信号を入力した時の、AD変換器から出力さ
れるディジタル値と、そのディジタル値毎のカウント数
を示すグラフ。
【図8】第1実施例により測定されるディジタル値と、
そのディジタル値毎のカウント数を示すグラフ。
そのディジタル値毎のカウント数を示すグラフ。
【図9】第1実施例において各信号を示すタイミングチ
ャート。
ャート。
【図10】第1実施例の信号処理部を示すブロック図。
【図11】サンプリング数毎のランプ信号の最大振幅と
変換誤差とを示すグラフ。
変換誤差とを示すグラフ。
【図12】第4実施例の一部を示すブロック図。
【図13】第5実施例における10ビットのAD変換器
によるチャンネルと12ビットに変換した後のチャンネ
ルとを示すグラフ。
によるチャンネルと12ビットに変換した後のチャンネ
ルとを示すグラフ。
【図14】サンプリング数毎のランプ信号の最大振幅と
変換誤差を示すグラフ。
変換誤差を示すグラフ。
【図15】第8実施例の一部を示すブロック図。
【図16】従来の放射線エネルギースペクトル測定装置
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図17】スライディング・スケール法の回路を示すブ
ロック図。
ロック図。
1 放射線検出器 2 プリアンプ 3 AD変換器 4 信号処理部 5 スペクトル表示器 6 信号検出器 7 ランプ信号発生器 8 加算器 9 リセット回路 10 切換回路 41 加算部 42 割算部 2s プリアンプの出力信号 7s ランプ信号 8s 加算器の出力信号 9s リセット信号
Claims (8)
- 【請求項1】放射線に感応して電気信号を出力する放射
線検出手段と、この放射線検出手段から前記電気信号が
出力された時に検出信号を出力する信号検出手段と、こ
の検出信号が出力された時にランプ信号を出力するラン
プ信号発生手段と、前記電気信号及びランプ信号を加算
する加算手段と、この加算結果信号をディジタル信号に
変換するアナログ・ディジタル変換手段と、前記ディジ
タル信号をサンプリングしてそのディジタル値を積分
し、その積分値を(サンプリング周期×サンプリング
数)に相当するサンプリング時間で平均し、この平均値
をチャンネル変換する信号処理手段と、チャンネル変換
した値を保存・表示するスペクトル表示手段とを備えた
放射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項2】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の20倍以上とするものであ
り、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を2048以下
とするものであることを特徴とする請求項1に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項3】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の20倍以上とするものであ
り、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を2049以上
とするものであることを特徴とする請求項1に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項4】前記信号処理手段に対して、通常は前記サ
ンプリング数を2048以下となるように切換え、より
高精度に放射線エネルギースペクトルを計測する時には
前記サンプリング数を2049以上となるように切換え
る切換手段を備え、 前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号の最大振幅を
前記アナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビットに
相当する電圧の20倍以上とするものであることを特徴
とする請求項1に記載の放射線エネルギースペクトル測
定装置。 - 【請求項5】前記信号処理手段は、前記アナログ・ディ
ジタル変換手段の分解能をmビット分(mは正の整数)
向上させるために、前記ディジタル信号の積分値を、
(前記アナログ・ディジタル変換手段のサンプリング数
/2m )で除算し、この除算値をチャンネル変換するこ
とを特徴とする請求項1に記載の放射線エネルギースペ
クトル測定装置。 - 【請求項6】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の(20×m)倍以上とする
ものであり、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を2048以下
とするものであることを特徴とする請求項5に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項7】前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号
の最大振幅を前記アナログ・ディジタル変換手段の最小
変換ビットに相当する電圧の(20×m)倍以上とする
ものであり、 前記信号処理手段は前記サンプリング数を2049以上
とするものであることを特徴とする請求項5に記載の放
射線エネルギースペクトル測定装置。 - 【請求項8】前記信号処理手段に対して、通常は前記サ
ンプリング数を2048以下となるように切換え、より
高精度に放射線エネルギースペクトルを計測する時には
前記サンプリング数を2049以上となるように切換え
る切換手段を備え、 前記ランプ信号発生手段は前記ランプ信号の最大振幅を
前記アナログ・ディジタル変換手段の最小変換ビットに
相当する電圧の(20×m)倍以上とするものであるこ
とを特徴とする請求項5に記載の放射線エネルギースペ
クトル測定装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7002919A JP3015697B2 (ja) | 1995-01-11 | 1995-01-11 | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
US08/584,756 US5781142A (en) | 1995-01-11 | 1996-01-11 | Method and apparatus for converting an analog measurement signal to a digital signal having reduced conversion error |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP7002919A JP3015697B2 (ja) | 1995-01-11 | 1995-01-11 | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH08189974A true JPH08189974A (ja) | 1996-07-23 |
JP3015697B2 JP3015697B2 (ja) | 2000-03-06 |
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Family Applications (1)
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JP7002919A Expired - Fee Related JP3015697B2 (ja) | 1995-01-11 | 1995-01-11 | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5781142A (ja) |
JP (1) | JP3015697B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10221458A (ja) * | 1997-02-05 | 1998-08-21 | Jeol Ltd | Ad変換回路 |
CN103837884A (zh) * | 2014-02-26 | 2014-06-04 | 成都理工大学 | 基于时域分析的数字核脉冲信号梯形成形算法 |
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ATE447261T1 (de) * | 2007-04-24 | 2009-11-15 | Specs Zurich Gmbh | Schaltung für hochauflösende digital-analog- umwandlung |
JP6095955B2 (ja) * | 2012-11-16 | 2017-03-15 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 測定方法、測定装置及び測定プログラム |
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JPH06331750A (ja) * | 1993-05-18 | 1994-12-02 | Toshiba Corp | 放射線エネルギースペクトル測定装置 |
-
1995
- 1995-01-11 JP JP7002919A patent/JP3015697B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-01-11 US US08/584,756 patent/US5781142A/en not_active Expired - Lifetime
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---|---|
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US5781142A (en) | 1998-07-14 |
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