JPH0818612A - 直交変調装置 - Google Patents
直交変調装置Info
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- JPH0818612A JPH0818612A JP6144882A JP14488294A JPH0818612A JP H0818612 A JPH0818612 A JP H0818612A JP 6144882 A JP6144882 A JP 6144882A JP 14488294 A JP14488294 A JP 14488294A JP H0818612 A JPH0818612 A JP H0818612A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 キャリアリークとイメージリークの調整を行
い、高精度の直交変調器を得ることを目的とする。 【効果】 設定データをすべて０にできるテストモード
を持ち、入力のＩチャネルとＱチャネル信号を直交変調
出力する直交変調器と、この直交変調出力を検波出力す
る検波回路と、この検波出力された試験振幅値の時間経
過値を記憶し、上記ＩチャネルまたはＱチャネル信号の
ＤＣオフセットと振幅を所定のルールに従って変化させ
る制御信号を出力するマイクロプロセッサと、このマイ
クロプロセッサの制御信号により上記ＩチャネルとＱチ
ャネル信号のＤＣオフセットと振幅を出力する電圧発生
回路を備え、テストモード時の上記直交変調器出力の時
間経過値の変化が設定値以下になるよう上記電圧発生回
路出力を変化させるようにした。
い、高精度の直交変調器を得ることを目的とする。 【効果】 設定データをすべて０にできるテストモード
を持ち、入力のＩチャネルとＱチャネル信号を直交変調
出力する直交変調器と、この直交変調出力を検波出力す
る検波回路と、この検波出力された試験振幅値の時間経
過値を記憶し、上記ＩチャネルまたはＱチャネル信号の
ＤＣオフセットと振幅を所定のルールに従って変化させ
る制御信号を出力するマイクロプロセッサと、このマイ
クロプロセッサの制御信号により上記ＩチャネルとＱチ
ャネル信号のＤＣオフセットと振幅を出力する電圧発生
回路を備え、テストモード時の上記直交変調器出力の時
間経過値の変化が設定値以下になるよう上記電圧発生回
路出力を変化させるようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル方式の通信
機等に用いられる直交変調器について、不要な歪成分を
抑圧する装置に関するものである。
機等に用いられる直交変調器について、不要な歪成分を
抑圧する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のキャリアリークの抑圧の自動化を
行う回路の例として、図９に示す特開平５−１４４２９
号公報で示された回路がある。図において、１ａは局発
信号用の入力端子１３とＩ、Ｑ信号入力端子１１、１２
及びＲＦ出力端子１４を有する直交変調器、２は結合コ
ンデンサ、３は検波回路である。４は外部からの制御信
号に同期し開閉を行うスイッチ、５は検波した電圧の保
持回路、６はアナログ／ディジタル変換回路、７ａは、
制御信号を生成するマイクロプロセッサ、８は制御信号
入力端子及びＩ、Ｑ信号用ＤＣオフセット電圧出力端子
を有する電圧発生回路である。
行う回路の例として、図９に示す特開平５−１４４２９
号公報で示された回路がある。図において、１ａは局発
信号用の入力端子１３とＩ、Ｑ信号入力端子１１、１２
及びＲＦ出力端子１４を有する直交変調器、２は結合コ
ンデンサ、３は検波回路である。４は外部からの制御信
号に同期し開閉を行うスイッチ、５は検波した電圧の保
持回路、６はアナログ／ディジタル変換回路、７ａは、
制御信号を生成するマイクロプロセッサ、８は制御信号
入力端子及びＩ、Ｑ信号用ＤＣオフセット電圧出力端子
を有する電圧発生回路である。
【０００３】上記構成の動作説明に先立って直交変調の
基本動作を説明する。図１０は直交変調器の基本構成を
示す。通常ディジタル方式の変調方式では直交変調器が
使用され、Ｉ（Ｉｎｐｈａｓｅ）、Ｑ（Ｑｕａｎｄｒａ
ｔｕｒｅ）ベースバンド信号が乗算器２３、２４で局発
信号２１と乗算され、合成器２５で加算され、変調出力
信号が得られる。この際に、一方の局発信号は９０度移
相器２２により９０度位相のずれた信号となってＩまた
はＱ信号と乗算される。局発信号の周波数をｆb （又は
ωb ＝２πｆb ）とし、Ｉ、Ｑベースバンド信号の周波
数をｆc （又はωc ＝２πｆc ）とすると、図１０の回
路において各デバイスの特性が揃いバランスがとれてい
る場合は、以下の（１）式の出力が得られる。 ｃｏｓωc ｔ・ｃｏｓωb ｔ＋ｓｉｎωc ｔ・ｓｉｎω
b ｔ＝ｃｏｓ（ωb −ωc ）ｔ＝ｃｏｓ（ｆb −ｆc ）
・２πｔ （１） 上記は直交変調器出力として、（１）式のｆb −ｆc の
周波数のキャリアのみが得られることを示している。し
かし、各デバイスの特性のバラつき、温度変化等の外的
変化により歪が生じ不要波が発生する。このうち、主な
不要歪として搬送波である局発信号の影響を受けたキャ
リアリークと呼ばれるものがある。
基本動作を説明する。図１０は直交変調器の基本構成を
示す。通常ディジタル方式の変調方式では直交変調器が
使用され、Ｉ（Ｉｎｐｈａｓｅ）、Ｑ（Ｑｕａｎｄｒａ
ｔｕｒｅ）ベースバンド信号が乗算器２３、２４で局発
信号２１と乗算され、合成器２５で加算され、変調出力
信号が得られる。この際に、一方の局発信号は９０度移
相器２２により９０度位相のずれた信号となってＩまた
はＱ信号と乗算される。局発信号の周波数をｆb （又は
ωb ＝２πｆb ）とし、Ｉ、Ｑベースバンド信号の周波
数をｆc （又はωc ＝２πｆc ）とすると、図１０の回
路において各デバイスの特性が揃いバランスがとれてい
る場合は、以下の（１）式の出力が得られる。 ｃｏｓωc ｔ・ｃｏｓωb ｔ＋ｓｉｎωc ｔ・ｓｉｎω
b ｔ＝ｃｏｓ（ωb −ωc ）ｔ＝ｃｏｓ（ｆb −ｆc ）
・２πｔ （１） 上記は直交変調器出力として、（１）式のｆb −ｆc の
周波数のキャリアのみが得られることを示している。し
かし、各デバイスの特性のバラつき、温度変化等の外的
変化により歪が生じ不要波が発生する。このうち、主な
不要歪として搬送波である局発信号の影響を受けたキャ
リアリークと呼ばれるものがある。
【０００４】図９の回路は上記不要波の中のキャリアリ
ーク成分のみを抑圧する為の回路である。直交変調器１
ａのＩ、Ｑ信号入力端子１１、１２には、図１１に示す
ような送信時のみ振幅成分をもち送信停止時にはＤＣオ
フセット電圧のみの信号を入力する。この状態で局発信
号入力端子１３にキャリアを入力すると、理想的にはＲ
Ｆ出力端子１４からは送信時には変調波が出力され、送
信停止時には局発信号が抑圧されて出力が０になるはず
であるが、実際には内部回路デバイスの不平衡に伴い、
図１２に示すようなキャリアリークが存在する。
ーク成分のみを抑圧する為の回路である。直交変調器１
ａのＩ、Ｑ信号入力端子１１、１２には、図１１に示す
ような送信時のみ振幅成分をもち送信停止時にはＤＣオ
フセット電圧のみの信号を入力する。この状態で局発信
号入力端子１３にキャリアを入力すると、理想的にはＲ
Ｆ出力端子１４からは送信時には変調波が出力され、送
信停止時には局発信号が抑圧されて出力が０になるはず
であるが、実際には内部回路デバイスの不平衡に伴い、
図１２に示すようなキャリアリークが存在する。
【０００５】直交変調器１ａからの出力信号は一部結合
キャパシタ２を介して検波回路３に入力される。前記検
波回路３の内部にて入力信号を検波平滑化し、ＤＣ検波
電圧を生成してスイッチ４に送られる。スイッチ４は送
信時にはＯＦＦ、送信停止時にはＯＮとなり、検波回路
３からの検波電圧のうち送信停止時の電圧、即ちキャリ
アリークレベルに対応する検波電圧のみが電圧保持回路
５に送られる。前記電圧保持回路５によりスイッチ４が
ＯＦＦになっている間、ＯＦＦになる直前の入力電圧を
保持し、電圧保持回路５の出力はアナログ／ディジタル
変換器６にてディジタル信号に変換され、キャリアリー
クレベルのデータとなる出力信号がマイクロプロセッサ
７ａに送られる。
キャパシタ２を介して検波回路３に入力される。前記検
波回路３の内部にて入力信号を検波平滑化し、ＤＣ検波
電圧を生成してスイッチ４に送られる。スイッチ４は送
信時にはＯＦＦ、送信停止時にはＯＮとなり、検波回路
３からの検波電圧のうち送信停止時の電圧、即ちキャリ
アリークレベルに対応する検波電圧のみが電圧保持回路
５に送られる。前記電圧保持回路５によりスイッチ４が
ＯＦＦになっている間、ＯＦＦになる直前の入力電圧を
保持し、電圧保持回路５の出力はアナログ／ディジタル
変換器６にてディジタル信号に変換され、キャリアリー
クレベルのデータとなる出力信号がマイクロプロセッサ
７ａに送られる。
【０００６】マイクロプロセッサ７ａは前記キャリアリ
ークのデータに基づき、直交変調器１ａのキャリアリー
クを最小にするために直交変調器１ａに加えるＤＣオフ
セット電圧を算出する。そしてキャリアリークを最小に
する為の制御信号を電圧発生回路８におくる。具体的方
法としては、ＤＣオフセット電圧値を少し変化させてみ
る。結果が良ければその方向の変化を継続し、結果が良
くなければ逆の方向に変化させる。電圧発生回路８は前
記方向に制御する制御信号に基づき、Ｉ、Ｑ入力のＤＣ
オフセット電圧（制御信号）を直交変調器１ａのＩ、Ｑ
入力信号端子に入力する。以上の動作を繰り返し行うこ
とによりキャリアリークの最小化を図りもっとも最小に
なったところで、最終バイアスを保持してＤＣオフセッ
トの設定は終了となる。
ークのデータに基づき、直交変調器１ａのキャリアリー
クを最小にするために直交変調器１ａに加えるＤＣオフ
セット電圧を算出する。そしてキャリアリークを最小に
する為の制御信号を電圧発生回路８におくる。具体的方
法としては、ＤＣオフセット電圧値を少し変化させてみ
る。結果が良ければその方向の変化を継続し、結果が良
くなければ逆の方向に変化させる。電圧発生回路８は前
記方向に制御する制御信号に基づき、Ｉ、Ｑ入力のＤＣ
オフセット電圧（制御信号）を直交変調器１ａのＩ、Ｑ
入力信号端子に入力する。以上の動作を繰り返し行うこ
とによりキャリアリークの最小化を図りもっとも最小に
なったところで、最終バイアスを保持してＤＣオフセッ
トの設定は終了となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の直交変調装置は
上記のように構成されているので、ＤＣオフセット電圧
のずれに伴うキャリアリークの自動調整は可能である
が、信号のベクトル誤差の原因となるイメージリーク等
の調整はできないという課題があった。また送信モード
に同期した切替を行うスイッチが必要であった。
上記のように構成されているので、ＤＣオフセット電圧
のずれに伴うキャリアリークの自動調整は可能である
が、信号のベクトル誤差の原因となるイメージリーク等
の調整はできないという課題があった。また送信モード
に同期した切替を行うスイッチが必要であった。
【０００８】本発明は上記のような課題を解消するため
になされたもので、キャリアリークと同時にイメージリ
ークの調整も行い高精度の直交変調装置を得ることを目
的とする。
になされたもので、キャリアリークと同時にイメージリ
ークの調整も行い高精度の直交変調装置を得ることを目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明に係る直交変調
装置は、設定データをすべて０にできるテストモードを
持ち、入力のＩチャネルとＱチャネル信号を直交変調出
力する直交変調器と、この直交変調出力を検波出力する
検波回路と、この検波出力された試験振幅値の時間経過
値を記憶し、上記ＩチャネルまたはＱチャネル信号のＤ
Ｃオフセットと振幅を所定のルールに従って変化させる
制御信号を出力するマイクロプロセッサと、このマイク
ロプロセッサの制御信号により上記ＩチャネルとＱチャ
ネル信号のＤＣオフセットと振幅を出力する電圧発生回
路を備え、テストモード時の上記直交変調器出力の時間
経過値の変化が設定値以下になるよう上記電圧発生回路
出力を変化させるようにした。
装置は、設定データをすべて０にできるテストモードを
持ち、入力のＩチャネルとＱチャネル信号を直交変調出
力する直交変調器と、この直交変調出力を検波出力する
検波回路と、この検波出力された試験振幅値の時間経過
値を記憶し、上記ＩチャネルまたはＱチャネル信号のＤ
Ｃオフセットと振幅を所定のルールに従って変化させる
制御信号を出力するマイクロプロセッサと、このマイク
ロプロセッサの制御信号により上記ＩチャネルとＱチャ
ネル信号のＤＣオフセットと振幅を出力する電圧発生回
路を備え、テストモード時の上記直交変調器出力の時間
経過値の変化が設定値以下になるよう上記電圧発生回路
出力を変化させるようにした。
【００１０】また更に、検波出力を増幅する増幅器を備
え、この増幅器出力をマイクロプロセッサに入力するよ
うにした。
え、この増幅器出力をマイクロプロセッサに入力するよ
うにした。
【００１１】また更に、増幅器の増幅度を切り換えられ
るようにした。
るようにした。
【００１２】また更に、増幅器は基準引き算値を入力
し、検波出力とこの基準値との差を増幅してマイクロプ
ロセッサに出力するようにした。
し、検波出力とこの基準値との差を増幅してマイクロプ
ロセッサに出力するようにした。
【００１３】また、マイクロプロセッサは、まずＤＣオ
フセットを変化させて試験振幅値の時間経過値の変化が
設定値以下になるよう制御信号を出し、次いでＩチャネ
ルまたはＱチャネル信号の振幅を変化させて試験振幅値
の時間経過値の変化が設定値以下になるよう制御信号を
出すようにするか、または逆に、まずチャネル信号の振
幅を変化させて設定値を監視し、次いでＤＣオフセット
を変化させて設定値を監視して制御信号を定めるように
した。
フセットを変化させて試験振幅値の時間経過値の変化が
設定値以下になるよう制御信号を出し、次いでＩチャネ
ルまたはＱチャネル信号の振幅を変化させて試験振幅値
の時間経過値の変化が設定値以下になるよう制御信号を
出すようにするか、または逆に、まずチャネル信号の振
幅を変化させて設定値を監視し、次いでＤＣオフセット
を変化させて設定値を監視して制御信号を定めるように
した。
【００１４】
【作用】この発明による直交変調装置は、テストモード
において直交変調器出力のある時間経過する間の試験振
幅値が監視され、その試験振幅値の時間変化幅が設定値
内になるようＩまたはＱチャネルのＤＣオフセットと
Ｉ、Ｑ信号の振幅が変化し、全体として閉ループでＩ、
Ｑ信号の振幅とＤＣオフセットが定められる。
において直交変調器出力のある時間経過する間の試験振
幅値が監視され、その試験振幅値の時間変化幅が設定値
内になるようＩまたはＱチャネルのＤＣオフセットと
Ｉ、Ｑ信号の振幅が変化し、全体として閉ループでＩ、
Ｑ信号の振幅とＤＣオフセットが定められる。
【００１５】また、試験振幅値の時間変化幅が増幅して
マイクロプロセッサに入力され、より精密な変化が検出
される。
マイクロプロセッサに入力され、より精密な変化が検出
される。
【００１６】また、試験振幅値の時間変化幅が閉ループ
制御の中で順次増幅度を変えて増幅されてマイクロプロ
セッサに入力され、安定により精密な変化が検出され
る。
制御の中で順次増幅度を変えて増幅されてマイクロプロ
セッサに入力され、安定により精密な変化が検出され
る。
【００１７】また、試験振幅値の時間変化幅が、より拡
大してマイクロプロセッサに入力され、より精密な変化
が検出される。
大してマイクロプロセッサに入力され、より精密な変化
が検出される。
【００１８】また、閉ループ制御は、まずＩ、Ｑ信号の
振幅か、またはＤＣオフセットのいずれか一方が先に定
められ、次いで他方が定められて、振幅とオフセットが
安定に定められる。
振幅か、またはＤＣオフセットのいずれか一方が先に定
められ、次いで他方が定められて、振幅とオフセットが
安定に定められる。
【００１９】
実施例１．本発明に基づく歪成分抑圧機構を備えた直交
変調装置の実施例を図１の構成図に基づいて説明する。
本実施は、直交変調器の出力歪であるキャリアリークと
イメージリークは直交変調器内のＩ、Ｑチャネルの素子
のアンバランスと入力信号のアンバランスで発生するの
で、この両者を入力のＩ、Ｑ信号の信号振幅とＤＣオフ
セットを調整して相殺する例を説明する。なお、この考
えでは設定データをすべて０に設定して直交変調器出力
の歪成分の最少化、つまり振幅変化が最少になるように
調整する。図において、１は局発信号用の入力端子１３
及びＩ、Ｑ信号入力端子１１、１２及びＲＦ出力端子１
４を有した直交変調器、２は結合コンデンサ、３は検波
回路、６はアナログ／ディジタル変換回路、７は制御信
号を生成するマイクロプロセッサ、８は制御信号入力端
子及びＩ、Ｑ信号出力端子を有する電圧発生回路であ
る。従来例で必要であったスイッチ、電圧保持回路は不
要である。
変調装置の実施例を図１の構成図に基づいて説明する。
本実施は、直交変調器の出力歪であるキャリアリークと
イメージリークは直交変調器内のＩ、Ｑチャネルの素子
のアンバランスと入力信号のアンバランスで発生するの
で、この両者を入力のＩ、Ｑ信号の信号振幅とＤＣオフ
セットを調整して相殺する例を説明する。なお、この考
えでは設定データをすべて０に設定して直交変調器出力
の歪成分の最少化、つまり振幅変化が最少になるように
調整する。図において、１は局発信号用の入力端子１３
及びＩ、Ｑ信号入力端子１１、１２及びＲＦ出力端子１
４を有した直交変調器、２は結合コンデンサ、３は検波
回路、６はアナログ／ディジタル変換回路、７は制御信
号を生成するマイクロプロセッサ、８は制御信号入力端
子及びＩ、Ｑ信号出力端子を有する電圧発生回路であ
る。従来例で必要であったスイッチ、電圧保持回路は不
要である。
【００２０】次に上記構成の装置のキャリアリーク、イ
メージリーク抑圧調整の動作について説明する。まず、
直交変調器１において、設定データとしてＡＬＬＯのデ
ータを設定する。キャリアリーク及びイメージリーク等
の歪成分が十分に抑圧されている場合は、この状態で入
力のＩ、Ｑ信号を直交変調して連続的に変調波を出力し
ても、変調波の振幅は時間的に一定である。しかし、
Ｉ、Ｑアナログ信号のＤＣオフセットまたは振幅のずれ
によりキャリアリーク及びイメージリークが十分に抑圧
されていない場合、変調波の振幅は時間的に変動する。
従って変調波の時間的な振幅変化を抑えればキャリアリ
ーク、イメージリークを抑えることができる。ところ
で、上記歪は直交変調器のＩ、Ｑチャネルの差または振
幅差と、Ｉ、Ｑチャネル信号のＤＣオフセットの差の両
方に影響を受ける。通常動作時には、直交変調器１の
Ｉ、Ｑ信号入力端子１１、１２には図１１に示すＩ、Ｑ
信号が入力される。しかし本実施例の歪抑圧のための調
整試験時には、常に入力信号が印加された状態となり、
連続的にＩ、Ｑのベースバンド信号を入力する。局発信
号入力端子１３には通常通りキャリアが入力され、直交
変調器１のＲＦ出力端子１４からはＡＬＬＯデータによ
り変調を行った変調波が連続的に送信される。
メージリーク抑圧調整の動作について説明する。まず、
直交変調器１において、設定データとしてＡＬＬＯのデ
ータを設定する。キャリアリーク及びイメージリーク等
の歪成分が十分に抑圧されている場合は、この状態で入
力のＩ、Ｑ信号を直交変調して連続的に変調波を出力し
ても、変調波の振幅は時間的に一定である。しかし、
Ｉ、Ｑアナログ信号のＤＣオフセットまたは振幅のずれ
によりキャリアリーク及びイメージリークが十分に抑圧
されていない場合、変調波の振幅は時間的に変動する。
従って変調波の時間的な振幅変化を抑えればキャリアリ
ーク、イメージリークを抑えることができる。ところ
で、上記歪は直交変調器のＩ、Ｑチャネルの差または振
幅差と、Ｉ、Ｑチャネル信号のＤＣオフセットの差の両
方に影響を受ける。通常動作時には、直交変調器１の
Ｉ、Ｑ信号入力端子１１、１２には図１１に示すＩ、Ｑ
信号が入力される。しかし本実施例の歪抑圧のための調
整試験時には、常に入力信号が印加された状態となり、
連続的にＩ、Ｑのベースバンド信号を入力する。局発信
号入力端子１３には通常通りキャリアが入力され、直交
変調器１のＲＦ出力端子１４からはＡＬＬＯデータによ
り変調を行った変調波が連続的に送信される。
【００２１】直交変調器１からの出力信号は、一部結合
キャパシタ２、検波回路３、を経て振幅値を得、アナロ
グ／ディジタル変換器６で振幅値はディジタル値に変換
されてマイクロプロセッサ７に送られる。マイクロプロ
セッサ７では、前記アナログ／ディジタル変換器６から
のディジタル振幅値を記憶しておく。そしてオフセット
又はＩ、Ｑ信号の振幅を変える制御値を設定し、その制
御値を電圧発生回路８に送る。電圧発生回路８はこの制
御値に基づくＩ、Ｑ入力のＤＣオフセット又はＩ、Ｑ信
号の振幅電圧を直交変調器１のＩ、Ｑ入力信号端子に入
力する。次の測定時間に対応するディジタル振幅値がマ
イクロプロセッサ８に入力されて、更に次の制御値が設
定、出力される。以上の動作を繰り返し行うことにより
キャリアリーク及びイメージリークによる歪成分の抑圧
ができる。
キャパシタ２、検波回路３、を経て振幅値を得、アナロ
グ／ディジタル変換器６で振幅値はディジタル値に変換
されてマイクロプロセッサ７に送られる。マイクロプロ
セッサ７では、前記アナログ／ディジタル変換器６から
のディジタル振幅値を記憶しておく。そしてオフセット
又はＩ、Ｑ信号の振幅を変える制御値を設定し、その制
御値を電圧発生回路８に送る。電圧発生回路８はこの制
御値に基づくＩ、Ｑ入力のＤＣオフセット又はＩ、Ｑ信
号の振幅電圧を直交変調器１のＩ、Ｑ入力信号端子に入
力する。次の測定時間に対応するディジタル振幅値がマ
イクロプロセッサ８に入力されて、更に次の制御値が設
定、出力される。以上の動作を繰り返し行うことにより
キャリアリーク及びイメージリークによる歪成分の抑圧
ができる。
【００２２】上記動作をフローチャートを用いて説明す
る。先に述べたように、マイクロプロセッサ７での制御
信号算出方法は、例えば一定時間ごとの振幅の最大値、
最小値の差つまり、一定時間ごとの振幅変動を算出しな
がらフローチャートに基づく動作をおこなう。図２のフ
ローチャートの手順で、まずＤＣオフセットを変化させ
てキャリアリークを最小化する例を説明する。Ｉ、Ｑい
ずれかについてＤＣオフセット電圧をステップＳ３１に
て一定値ｎだけ変化させる。次の測定時間でステップＳ
３２にて前回の一定時間内の振幅変動よりも検波回路３
の出力の振幅値が減少しているかを判断し、振幅変動が
最小となるまでステップＳ３１、Ｓ３２を繰り返す。逆
にキャリアリークを最小にするためにＤＣオフセット電
圧を減少させる必要がある場合、ステップＳ３３、Ｓ３
４にて振幅変動が最小になるまで電圧の減少を繰り返
す。最後に、ステップＳ３１からステップＳ３４を行う
のでＤＣオフセット電圧は最適値よりｎだけ低い電圧と
なっているため、ステップＳ３５で前記ＤＣオフセット
電圧を増加させて最適値とする。こうして最終的なＤＣ
オフセット電圧が決められ、その値を以後保持する。
る。先に述べたように、マイクロプロセッサ７での制御
信号算出方法は、例えば一定時間ごとの振幅の最大値、
最小値の差つまり、一定時間ごとの振幅変動を算出しな
がらフローチャートに基づく動作をおこなう。図２のフ
ローチャートの手順で、まずＤＣオフセットを変化させ
てキャリアリークを最小化する例を説明する。Ｉ、Ｑい
ずれかについてＤＣオフセット電圧をステップＳ３１に
て一定値ｎだけ変化させる。次の測定時間でステップＳ
３２にて前回の一定時間内の振幅変動よりも検波回路３
の出力の振幅値が減少しているかを判断し、振幅変動が
最小となるまでステップＳ３１、Ｓ３２を繰り返す。逆
にキャリアリークを最小にするためにＤＣオフセット電
圧を減少させる必要がある場合、ステップＳ３３、Ｓ３
４にて振幅変動が最小になるまで電圧の減少を繰り返
す。最後に、ステップＳ３１からステップＳ３４を行う
のでＤＣオフセット電圧は最適値よりｎだけ低い電圧と
なっているため、ステップＳ３５で前記ＤＣオフセット
電圧を増加させて最適値とする。こうして最終的なＤＣ
オフセット電圧が決められ、その値を以後保持する。
【００２３】次に図３のフローチャートの手順でイメー
ジリークの最小化を行う。イメージリークはＩ、Ｑの振
幅電圧を調整を行い最小化できるが、実際の監視は直交
変調器１の同じ出力振幅値の時間変化値が最少になるよ
う行う。このためＤＣオフセット、Ｉ、Ｑの振幅のいず
れか一方の調整が終ってから他方の調整を行うのがよ
い。手順はＤＣオフセット電圧調整時と同じである。即
ち、イメージリーク最少化を図るために振幅電圧を増加
させる必要がある場合は、ステップＳ３６、Ｓ３７を繰
り返し、逆に振幅電圧を減少させる必要がある場合は、
ステップＳ３８、Ｓ３９を繰り返し、直交変調器１の出
力の変調波の振幅変動が最少になるよう電圧発生回路８
への制御値を制御する。最後にステップＳ４０にて振幅
電圧を最適値に調整し、Ｉ又はＱの最終振幅電圧をそれ
以後、保持する。以上の動作によりキャリアリーク及び
イメージリークの歪成分は最少に抑圧される。
ジリークの最小化を行う。イメージリークはＩ、Ｑの振
幅電圧を調整を行い最小化できるが、実際の監視は直交
変調器１の同じ出力振幅値の時間変化値が最少になるよ
う行う。このためＤＣオフセット、Ｉ、Ｑの振幅のいず
れか一方の調整が終ってから他方の調整を行うのがよ
い。手順はＤＣオフセット電圧調整時と同じである。即
ち、イメージリーク最少化を図るために振幅電圧を増加
させる必要がある場合は、ステップＳ３６、Ｓ３７を繰
り返し、逆に振幅電圧を減少させる必要がある場合は、
ステップＳ３８、Ｓ３９を繰り返し、直交変調器１の出
力の変調波の振幅変動が最少になるよう電圧発生回路８
への制御値を制御する。最後にステップＳ４０にて振幅
電圧を最適値に調整し、Ｉ又はＱの最終振幅電圧をそれ
以後、保持する。以上の動作によりキャリアリーク及び
イメージリークの歪成分は最少に抑圧される。
【００２４】キャリアリークとイメージリークの関係、
及びキャリアリーク等と直交変調器出力の時間変化値の
関係を説明する。図８は周波数対出力レベルを示した図
であり、従来の図１２に対応する図である。図８は、
Ｉ、Ｑ信号入力がある場合の直交変調器１の出力レベル
である。図１の直交変調器１の出力の時間変動分が最少
になることは、図８のキャリアリーク、イメージリーク
のピーク値が低くなることと等しい。こうして希望波で
あるＩ、Ｑ信号入力の周波数成分のみが出力レベルを高
くすると、変調特性が向上する。
及びキャリアリーク等と直交変調器出力の時間変化値の
関係を説明する。図８は周波数対出力レベルを示した図
であり、従来の図１２に対応する図である。図８は、
Ｉ、Ｑ信号入力がある場合の直交変調器１の出力レベル
である。図１の直交変調器１の出力の時間変動分が最少
になることは、図８のキャリアリーク、イメージリーク
のピーク値が低くなることと等しい。こうして希望波で
あるＩ、Ｑ信号入力の周波数成分のみが出力レベルを高
くすると、変調特性が向上する。
【００２５】実施例２．上記実施例ではマイクロプロセ
ッサ７にてＩ、Ｑベースバンド信号のＤＣオフセット電
圧及び振幅電圧の調整を図２、図３のフローチャートの
手順で１回ずつ行い調整を行い歪成分の抑圧を行ってい
る。しかし、片方の歪成分調整中に他の一方の歪成分が
多少増加することもあるため、図２、図３のフローチャ
ートの手順を何度も繰り返して変調波の振幅変動の最少
化を行うと、より正確に歪成分を最少化できる。
ッサ７にてＩ、Ｑベースバンド信号のＤＣオフセット電
圧及び振幅電圧の調整を図２、図３のフローチャートの
手順で１回ずつ行い調整を行い歪成分の抑圧を行ってい
る。しかし、片方の歪成分調整中に他の一方の歪成分が
多少増加することもあるため、図２、図３のフローチャ
ートの手順を何度も繰り返して変調波の振幅変動の最少
化を行うと、より正確に歪成分を最少化できる。
【００２６】実施例３．本実施例では直交変調器の出力
振幅値の時間変動分を拡大し、更に精度よくオフセット
及びＩ、Ｑ信号振幅の制御を行う例を説明する。図４は
本実施例の歪成分抑圧直交変調装置の回路構成図であ
る。図において、９は増幅器であり、検波回路３とアナ
ログ／ディジタル変換器６の間に設けられる。こうして
検波回路３の出力電圧が小さい場合は増幅器９にて増幅
を行い、より精密に変調波の振幅変動を検出することが
可能となる。
振幅値の時間変動分を拡大し、更に精度よくオフセット
及びＩ、Ｑ信号振幅の制御を行う例を説明する。図４は
本実施例の歪成分抑圧直交変調装置の回路構成図であ
る。図において、９は増幅器であり、検波回路３とアナ
ログ／ディジタル変換器６の間に設けられる。こうして
検波回路３の出力電圧が小さい場合は増幅器９にて増幅
を行い、より精密に変調波の振幅変動を検出することが
可能となる。
【００２７】実施例４．更に、本実施例では増幅器は可
変利得増幅器とする。図５は本実施例の直交変調装置の
構成図であり、図において検波回路３とアナログ／ディ
ジタル変換器６の間の増幅器をマイクロプロセッサ７か
らの信号で利得が切り換わる可変利得増幅器１０にす
る。変調波の増幅変動が現測定時間では検出できなくな
ると、マイクロプロセッサ７より利得切換制御信号を出
し、可変利得増幅器１０の増幅率を上げ、より精密に変
調波の増幅変動を検出することが可能となる。
変利得増幅器とする。図５は本実施例の直交変調装置の
構成図であり、図において検波回路３とアナログ／ディ
ジタル変換器６の間の増幅器をマイクロプロセッサ７か
らの信号で利得が切り換わる可変利得増幅器１０にす
る。変調波の増幅変動が現測定時間では検出できなくな
ると、マイクロプロセッサ７より利得切換制御信号を出
し、可変利得増幅器１０の増幅率を上げ、より精密に変
調波の増幅変動を検出することが可能となる。
【００２８】可変増幅器１０の詳細構成として例えば図
６に示す回路がある。アナログマルチプレクサ２４、２
５をマイクロプロセッサ７よりの制御信号により切替を
行い増幅率の切替を行う。
６に示す回路がある。アナログマルチプレクサ２４、２
５をマイクロプロセッサ７よりの制御信号により切替を
行い増幅率の切替を行う。
【００２９】実施例５．監視対象である直交変調器の出
力振幅値の時間変動分を更に精密に検出する他の実施例
を説明する。図７は本実施例の直交変調器の回路構成図
である。図において、増幅器９は差動増幅器とし、差入
力として２８の基準値を与える。すなわち直交変調器１
の出力振幅値は基準値２８だけ差し引かれ、時間変動分
が増幅されてマイクロプロセッサ７に入力される。以後
のマイクロプロセッサ７の制御動作は他の実施例と同様
である。なお、本実施例と実施例４とを組み合わせ、増
幅器１０を可変利得差動増幅器とし、差入力として２８
の基準値を与える構成としてもよい。
力振幅値の時間変動分を更に精密に検出する他の実施例
を説明する。図７は本実施例の直交変調器の回路構成図
である。図において、増幅器９は差動増幅器とし、差入
力として２８の基準値を与える。すなわち直交変調器１
の出力振幅値は基準値２８だけ差し引かれ、時間変動分
が増幅されてマイクロプロセッサ７に入力される。以後
のマイクロプロセッサ７の制御動作は他の実施例と同様
である。なお、本実施例と実施例４とを組み合わせ、増
幅器１０を可変利得差動増幅器とし、差入力として２８
の基準値を与える構成としてもよい。
【００３０】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、設
定データ０のテストモードを持つ直交変調器と検波回路
と検出振幅の時間変化に基づく制御信号を出すプロセッ
サとオフセットとＩ、Ｑ信号の振幅を出力する電圧発生
回路を備えたので、キャリアリークとイメージリークを
総合した歪みを抑える効果がある。
定データ０のテストモードを持つ直交変調器と検波回路
と検出振幅の時間変化に基づく制御信号を出すプロセッ
サとオフセットとＩ、Ｑ信号の振幅を出力する電圧発生
回路を備えたので、キャリアリークとイメージリークを
総合した歪みを抑える効果がある。
【００３１】また更に、検波出力を増幅する増幅器を備
えたので、より精密な検波波形の振幅の時間変化が検出
でき、より精密な歪み抑圧ができる効果がある。
えたので、より精密な検波波形の振幅の時間変化が検出
でき、より精密な歪み抑圧ができる効果がある。
【００３２】また更に、増幅器の増幅度が切り換えられ
るので、歪み抑圧値決定までの過程を安定にする効果が
ある。
るので、歪み抑圧値決定までの過程を安定にする効果が
ある。
【００３３】また更に、検波出力を増幅する基準引き算
値付きの増幅器を備えたので、より精密な検波波形の振
幅の時間変化が検出でき、より精密な歪み抑圧ができる
効果がある。
値付きの増幅器を備えたので、より精密な検波波形の振
幅の時間変化が検出でき、より精密な歪み抑圧ができる
効果がある。
【００３４】また更に、プロセッサはまず一方の制御出
力を変化して結果を得、次いで他方の制御出力を変化す
るようにしたので、歪み抑圧値決定までの過程を安定に
する効果がある。
力を変化して結果を得、次いで他方の制御出力を変化す
るようにしたので、歪み抑圧値決定までの過程を安定に
する効果がある。
【図１】 本発明の一実施例である直交変調装置の構成
図である。
図である。
【図２】 図１の直交変調装置でＩ、Ｑベースバンド信
号のＤＣオフセット電圧を調整する手順を示すフローチ
ャート図である。
号のＤＣオフセット電圧を調整する手順を示すフローチ
ャート図である。
【図３】 図１の直交変調装置でＩ、Ｑベースバンド信
号の振幅電圧を調整する手順を示すフローチャート図で
ある。
号の振幅電圧を調整する手順を示すフローチャート図で
ある。
【図４】 本発明の実施例３の直交変調装置の構成図で
ある。
ある。
【図５】 本発明の実施例４の直交変調装置の構成図で
ある。
ある。
【図６】 図５の可変利得増幅器の例を示す詳細回路図
である。
である。
【図７】 実施例５の直交変調装置の構成図である。
【図８】 直交変調器の周波数対出力レベルを示す図で
ある。
ある。
【図９】 従来の直交変調器の構成図である。
【図１０】 直交変調器の基本構成を説明する図であ
る。
る。
【図１１】 Ｉ、Ｑ信号と変調器出力、検波後出力波形
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図１２】 従来の直交変調器の送信ＯＦＦ時の出力と
キャリアリークの関係を示す図である。
キャリアリークの関係を示す図である。
１ 直交変調器、２ 結合コンデンサ、３ 検波回路、
４ スイッチ、５ 電圧保持回路、６ アナログ／ディ
ジタル変換器、７ マイクロプロセッサ、８電圧発生回
路、９ 増幅器、１０ 可変利得増幅器、１１ Ｉ信号
入力端子、１２ Ｑ信号入力端子、１３ 局発信号入力
端子、１４ ＲＦ出力端子、２１ 抵抗器、２２ 抵抗
器、２３ 抵抗器、２４ アナログマルチプレクサ、２
５ アナログマルチプレクサ、２６ インバータ、２７
オペレーショナルアンプリファイア、２８ 基準値端
子。
４ スイッチ、５ 電圧保持回路、６ アナログ／ディ
ジタル変換器、７ マイクロプロセッサ、８電圧発生回
路、９ 増幅器、１０ 可変利得増幅器、１１ Ｉ信号
入力端子、１２ Ｑ信号入力端子、１３ 局発信号入力
端子、１４ ＲＦ出力端子、２１ 抵抗器、２２ 抵抗
器、２３ 抵抗器、２４ アナログマルチプレクサ、２
５ アナログマルチプレクサ、２６ インバータ、２７
オペレーショナルアンプリファイア、２８ 基準値端
子。
Claims (5)
- 【請求項１】 設定データをすべて０にできるテストモ
ードを持ち、入力のＩチャネル、Ｑチャネル信号を直交
変調出力する直交変調器と、 上記直交変調出力を検波出力する検波回路と、 上記検波出力された試験振幅値の時間経過値を記憶し、
上記ＩチャネルまたはＱチャネル信号のＤＣオフセット
と振幅を所定のルールに従って変化させる制御信号を出
力するマイクロプロセッサと、 上記マイクロプロセッサの制御信号により上記Ｉチャネ
ルとＱチャネル信号のＤＣオフセットと振幅を出力する
電圧発生回路を備え、テストモード時の上記直交変調器
出力の時間経過値の変化が設定値以下になるよう上記電
圧発生回路出力を変化させる直交変調装置。 - 【請求項２】 また、検波出力を増幅する増幅器を備
え、該増幅器出力をマイクロプロセッサに入力するよう
にしたことを特徴とする請求項１記載の直交変調装置。 - 【請求項３】 また更に、増幅器の増幅度を切り換えら
れるようにしたことを特徴とする請求項２記載の直交変
調装置。 - 【請求項４】 また更に、増幅器は基準引き算値を入力
し、検波出力と該基準値との差を増幅してマイクロプロ
セッサに出力するようにしたことを特徴とする請求項２
記載の直交変調装置。 - 【請求項５】 また、マイクロプロセッサは、まずＤＣ
オフセットを変化させて試験振幅値の時間経過値の変化
が設定値以下になるよう制御信号を出し、次いでＩチャ
ネルまたはＱチャネル信号の振幅を変化させて試験振幅
値の時間経過値の変化が設定値以下になるよう制御信号
を出すようにするか、または逆に、まずチャネル信号の
振幅を変化させて設定値を監視し、次いでＤＣオフセッ
トを変化させて設定値を監視して制御信号を定めるよう
にしたことを特徴とする請求項１記載の直交変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6144882A JPH0818612A (ja) | 1994-06-27 | 1994-06-27 | 直交変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6144882A JPH0818612A (ja) | 1994-06-27 | 1994-06-27 | 直交変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0818612A true JPH0818612A (ja) | 1996-01-19 |
Family
ID=15372572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6144882A Pending JPH0818612A (ja) | 1994-06-27 | 1994-06-27 | 直交変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0818612A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002067441A3 (en) * | 2001-02-21 | 2003-06-05 | Koninkl Philips Electronics Nv | Calibration of in-phase and quadrature transmit branches of a transmitter |
| KR100438068B1 (ko) * | 2001-09-25 | 2004-07-02 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 중계기 및 수신기의 ｆｐｌｌ시스템 |
| US7068983B2 (en) | 2002-02-22 | 2006-06-27 | Anritsu Corporation | Method for detecting quadrature modulator carrier leak adjusting point by geometrical analysis/calculation method, carrier leak adjusting method, and quadrature modulation apparatus |
| WO2014141723A1 (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-18 | パナソニック株式会社 | 送信装置 |
| JP2015032841A (ja) * | 2013-07-31 | 2015-02-16 | パナソニック株式会社 | 送信装置 |
-
1994
- 1994-06-27 JP JP6144882A patent/JPH0818612A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002067441A3 (en) * | 2001-02-21 | 2003-06-05 | Koninkl Philips Electronics Nv | Calibration of in-phase and quadrature transmit branches of a transmitter |
| KR100438068B1 (ko) * | 2001-09-25 | 2004-07-02 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 중계기 및 수신기의 ｆｐｌｌ시스템 |
| US7068983B2 (en) | 2002-02-22 | 2006-06-27 | Anritsu Corporation | Method for detecting quadrature modulator carrier leak adjusting point by geometrical analysis/calculation method, carrier leak adjusting method, and quadrature modulation apparatus |
| WO2014141723A1 (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-18 | パナソニック株式会社 | 送信装置 |
| JP2014179900A (ja) * | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Panasonic Corp | 送信装置 |
| US9319261B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-04-19 | Panasonic Corporation | Transmission apparatus |
| JP2015032841A (ja) * | 2013-07-31 | 2015-02-16 | パナソニック株式会社 | 送信装置 |
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