JPH0817377B2 - Reference oscillator correction circuit for phase demodulation system - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は位相復調系の基準発振器補正回路に関し、特
に基準発振器を基準として、入力位相変調波の周波数お
よび位相を制御して同期検波を行う位相復調系の基準発
振器補正回路に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a reference oscillator correction circuit for a phase demodulation system, and in particular, performs synchronous detection by controlling the frequency and phase of an input phase modulated wave with reference to the reference oscillator. The present invention relates to a reference oscillator correction circuit for a phase demodulation system.

（従来の技術） 従来、位相変調波の同期検波には、電圧制御発振器
（VCO）によるキャリア再生を必要とするが、フェージ
ング回線に用いられるパスバンド帯での適応整合フィル
タおよび適応自動等化器を用いた位相復調系において
は、相関技術により入力の変調波に対して位相制御およ
び振幅制御が行われている。位相制御をさらに周波数制
御まで拡張した形態として、電圧制御発振器（VCO）を
持たず、その代わりに固定周波数の基準発振器を持ち入
力変調波の周波数および位相を基準発振器を基準として
制御し、同期検波を行う位相復調系が用いられている。
これは、VCOが不要なことと、強度なマルチパスフェー
ジングに対して同期特性がVCO方式に比べてすぐれてい
る利点を有する。(Prior Art) Conventionally, synchronous detection of a phase-modulated wave requires carrier regeneration by a voltage controlled oscillator (VCO), but an adaptive matched filter and an adaptive automatic equalizer in a passband band used for a fading line. In the phase demodulation system using, the phase control and the amplitude control are performed on the input modulated wave by the correlation technique. As a form in which the phase control is further extended to frequency control, a voltage-controlled oscillator (VCO) is not provided, but instead a fixed-frequency reference oscillator is provided, and the frequency and phase of the input modulated wave are controlled with the reference oscillator as the reference, and synchronous detection is performed. A phase demodulation system for performing is used.
This has the advantage that no VCO is required and that the synchronization characteristics are superior to the VCO method with respect to strong multipath fading.

（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の基準発振器による位相制御方式におい
て、適応整合フィルタ等を用いる場合、各タップからの
じょう乱成分を少なくするために相関器の積分回路の帯
域を狭くしている。従って、周波数制御可能な範囲での
入力変調波のキャリア周波数と基準発振器の発振周波数
との許容差は比較的狭い。そのため、送信系および受信
系における各局部発振器の周波数ずれおよび基準発振器
の周波数ずれが大きくなると、相関器の動作上問題とな
り、同期検波が正常に行われないという欠点がある。(Problems to be Solved by the Invention) In the phase control method using the conventional reference oscillator described above, when an adaptive matched filter or the like is used, the band of the integrating circuit of the correlator is narrowed in order to reduce the disturbance component from each tap. are doing. Therefore, the allowable difference between the carrier frequency of the input modulated wave and the oscillation frequency of the reference oscillator is relatively narrow within the frequency controllable range. Therefore, when the frequency deviation of each local oscillator and the frequency deviation of the reference oscillator in the transmission system and the reception system become large, there is a problem in the operation of the correlator, and there is a drawback that the coherent detection cannot be performed normally.

（課題を解決するための手段） 本発明による位相復調系の基準発振器補正回路は、入
力信号と受信基準キャリアとを受け、該受信基準キャリ
アで該入力信号の同期検波をし、該同期検波による位相
復調出力を判定データとして出力すると共に、アイパタ
ーンを生成する位相復調器と、 前記アイパターンと前記判定データとの差を生成し、
該差を誤差信号として出力する減算器と、 基準キャリア信号を発振する基準発振器と、 前記基準キャリア信号を第１および第２の基準キャリ
ア信号に分岐し、該第１の基準キャリア信号を前記受信
キャリア信号として前記位相復調器へ出力する分岐器
と、 前記第２の基準キャリア信号を前記誤差信号で位相変
調し、誤差変調波を生成する誤差信号変調器と、 変調波入力に時間遅延を与え、遅延変調波入力を生成
する遅延回路と、 前記遅延変調波入力と前記誤差変調波との相関演算に
より相関値を生成し、該相関値を表す相関値信号を出力
する相関器と、 前記相関値信号と前記変調波入力との積を生成し、該
積を表す信号を前記入力信号として前記位相復調器へ出
力する乗算器と、 前記相関値信号を増幅する自動利得増幅器と、 前記自動利得増幅器の出力を受ける高域通過フィルタ
と、 前記高域通過フィルタの出力レベルを検出する手段
と、 前記検出手段で検出した前記出力レベルが所定値以上
になるように前記基準発振器の発振周波数を制御する手
段と からなることを特徴とする。(Means for Solving the Problem) A reference oscillator correction circuit of a phase demodulation system according to the present invention receives an input signal and a reception reference carrier, performs synchronous detection of the input signal on the reception reference carrier, and performs the synchronous detection. While outputting the phase demodulation output as the determination data, a phase demodulator that generates an eye pattern, and generate a difference between the eye pattern and the determination data,
A subtractor that outputs the difference as an error signal; a reference oscillator that oscillates a reference carrier signal; a branch of the reference carrier signal into a first reference carrier signal and a second reference carrier signal, and the reception of the first reference carrier signal. A branching device that outputs a carrier signal to the phase demodulator, an error signal modulator that phase-modulates the second reference carrier signal with the error signal to generate an error-modulated wave, and a time delay to the modulated wave input A delay circuit that generates a delayed modulated wave input; a correlator that generates a correlation value by a correlation operation between the delayed modulated wave input and the error modulated wave; and a correlator that outputs a correlation value signal that represents the correlation value; A multiplier that generates a product of a value signal and the modulated wave input, and outputs a signal representing the product to the phase demodulator as the input signal; an automatic gain amplifier that amplifies the correlation value signal; A high-pass filter that receives the output of the gain amplifier, a means for detecting the output level of the high-pass filter, and an oscillation frequency of the reference oscillator so that the output level detected by the detecting means becomes a predetermined value or more. It is characterized by comprising means for controlling.

（実施例） 次に本発明について図面を参照して説明する。第１図
は本発明による位相復調系の基準発振器補正回路の一実
施例である。(Example) Next, the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of a reference oscillator correction circuit of a phase demodulation system according to the present invention.

図１において、１は複素乗算器、２は複素相関器、３
は位相復調器、４は減算器、５は誤差信号変調器、６は
遅延時間Ｄの遅延素子、７は基準発振器、８は分配器、
９はAGC増幅器、10はハイパスフィルタ、11はレベル検
波ダイオード、12は制御回路である。In FIG. 1, 1 is a complex multiplier, 2 is a complex correlator, and 3
Is a phase demodulator, 4 is a subtractor, 5 is an error signal modulator, 6 is a delay element having a delay time D, 7 is a reference oscillator, 8 is a distributor,
Reference numeral 9 is an AGC amplifier, 10 is a high-pass filter, 11 is a level detection diode, and 12 is a control circuit.

第１図において、変調波受信入力を ｒ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）exp（ｊωｔ） （１） とおく。ここでＳ（ｔ）はベースバンド信号を、exp
（ｊωｔ）は送信キャリア信号を示しており、これらの
積によりパスバンド信号が形成されている。複素相関器
２が出力する相関値をＷとした場合、位相復調器３の入
力信号は、 ｙ（ｔ）＝Ｗ・Ｓ（ｔ）exp（ｊωｔ） （２） と示される。位相復調器では上記（２）式の信号に基準
発振器７からの基準ローカル信号を乗じている。ここ
で、該基準ローカル信号を Ｌ（ｔ）＝exp（ｊω□ｔ） （３） とすると該乗算結果は Ｚ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・Ｌ（ｔ） ＝Ｗ・Ｓ（ｔ）exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝
（４） となる。上記（４）式の右辺において、キャリア周波数
ωと基準ローカル周波数ω□の差を角周波数とする正弦
振動（ビート）成分が含まれている。ここで、相関値Ｗ
が該ビート振動と逆回転の単振動となれば、（４）式は
ベースバンドの送信変調信号Ｓ（ｔ）と等しくなり、同
期検波が成立することとなる。すなわちアイパターンを
得ることが可能である。In FIG. 1, the modulated wave reception input is set as r (t) = S (t) exp (jωt) (1). Where S (t) is the baseband signal, exp
(Jωt) represents a transmission carrier signal, and a product of these signals forms a passband signal. When the correlation value output from the complex correlator 2 is W, the input signal of the phase demodulator 3 is expressed as y (t) = W · S (t) exp (jωt) (2). In the phase demodulator, the signal of equation (2) is multiplied by the reference local signal from the reference oscillator 7. Here, when the reference local signal is L (t) = exp (jω □ t) (3), the multiplication result is Z (t) = y (t) · L (t) = W · S (t) exp {J (ω-ω □) t}
(4) The right side of the equation (4) includes a sinusoidal vibration (beat) component whose angular frequency is the difference between the carrier frequency ω and the reference local frequency ω □. Here, the correlation value W
Becomes a single vibration of the beat vibration and the reverse rotation, the expression (4) becomes equal to the baseband transmission modulation signal S (t), and the synchronous detection is established. That is, it is possible to obtain an eye pattern.

位相復調器では上記基準ローカル信号を乗じる操作の
後、アイパターンから変調シンボルを判定する為の判定
操作（ディシジョン）を行う。すなわちアイパターンの
最大開口点をサンプリングし、複素信号面にて判定を行
う。例えば、QPSK変調であれば、実軸および虚軸にてそ
れぞれ２値判定を行う。この判定操作による判定結果
（判定データ）（ｔ）は位相復調器３より出力され
る。In the phase demodulator, after the operation of multiplying the reference local signal, a determination operation (decision) for determining the modulation symbol from the eye pattern is performed. That is, the maximum aperture point of the eye pattern is sampled, and the judgment is made on the complex signal surface. For example, in the case of QPSK modulation, binary determination is performed on each of the real axis and the imaginary axis. The determination result (determination data) (t) obtained by this determination operation is output from the phase demodulator 3.

減算器４は前記位相復調器３内部で検波されたアイパ
ターンと前記判定データとの差を取り、誤差信号（判定
誤差）εを得る。すなわち、 ε＝（ｔ）−Ｚ（ｔ） （５） となる。ところで、受信信号レベルが低く、熱雑音によ
りビット誤りが生じるのは、上記判定操作にて判定した
結果が送信シンボルと不一致となった場合に相当する。
ここでは、通信に必要な回線品質が保たれる場合を対象
とする。例えば、ビット誤り率が10^-6の場合には、10⁶
ビット中に１個の判定誤りが発生している。残りの（10
⁶−１）個の情報ビットは正しく判定されることにな
る。従って、位相復調器が判定した結果（ｔ）を下記
のように近似する。The subtracter 4 takes the difference between the eye pattern detected inside the phase demodulator 3 and the judgment data to obtain an error signal (judgment error) ε. That is, ε = (t) −Z (t) (5). By the way, the fact that the received signal level is low and a bit error occurs due to thermal noise corresponds to a case where the result determined by the above determination operation does not match the transmitted symbol.
Here, the case where the line quality required for communication is maintained is targeted. For example, if the bit error rate is 10 ^-6 , then 10 ⁶
One decision error has occurred in the bit. Remaining (10
⁶ −1) information bits will be correctly determined. Therefore, the result (t) determined by the phase demodulator is approximated as follows.

（ｔ）≒Ｓ（ｔ） （６） ここで（４）式と（６）式を（５）式に代入すると、 ε＝Ｓ（ｔ）［１−Ｗ・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］
（７） となる。(T) ≈S (t) (6) Here, substituting the equations (4) and (6) into the equation (5), ε = S (t) [1-W · exp {j (ω−ω □ ) T}]
(7)

次に誤差信号変調器５において、上記（７）式の誤差
εに基準発振器７の基準ローカル信号exp（ｊωｔ）を
乗じて、該基準ローカル信号が乗ぜられた誤差信号を複
素相関器２に入力する。該誤差変調信号ε′は ε′＝Ｓ（ｔ）［１−Ｗ・exp｛ｊ（ω −ω□）ｔ｝］・exp｛ｊω□ｔ｝ （８） と記述できる。Next, in the error signal modulator 5, the error ε of the equation (7) is multiplied by the reference local signal exp (jωt) of the reference oscillator 7, and the error signal multiplied by the reference local signal is input to the complex correlator 2. To do. The error modulation signal ε ′ can be described as ε ′ = S (t) [1-W · exp {j (ω−ω □) t}] · exp {jω □ t} (8).

（１）式で示される変調波入力信号は分岐され一方は
複素乗算器１に入力され、他方は遅延時間がＤの遅延素
子６に入力される。この遅延時間Ｄは相関器２におい
て、上記（８）式の誤差変調波とタイミングを一致さ
せ、相関演算が正しく行われることを目的とする。相関
器２の変調波入力信号Ｒ（ｔ）は Ｒ（ｔ）＝Ｓ（ｔ）exp｛ｊωｔ｝ （９） となる。複素相関器２では上記（９）式の複素共約と
（８）式の誤差変調波ε′とを乗算し、積分するという
相関処理を行う。該相関処理による相関値Ｗは下記のよ
うに示すことができる。The modulated wave input signal represented by the equation (1) is branched and one is input to the complex multiplier 1 and the other is input to the delay element 6 having a delay time D. This delay time D is intended to cause the correlator 2 to match the timing with the error modulated wave of the above equation (8) so that the correlation calculation is performed correctly. The modulated wave input signal R (t) of the correlator 2 becomes R (t) = S (t) exp {jωt} (9). The complex correlator 2 performs a correlation process of multiplying the complex co-contract of the equation (9) and the error modulated wave ε ′ of the equation (8) and integrating them. The correlation value W obtained by the correlation process can be shown as follows.

Ｗ＝Ｅ［Ｒ（ｔ）^＊・ε′］ ＝Ｅ［Ｓ（ｔ）^＊exp｛−ｊωｔ｝・Ｓ（ｔ）［１ −Ｗ・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］・exp｛ｊω□ｔ｝］ ＝Ｅ［Ｓ（ｔ）^＊Ｓ（ｔ）］・exp｛−ｊ（ω −ω□）ｔ｝・［１−Ｗ・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］ ＝Ｅ［Ｓ（ｔ）^＊Ｓ（ｔ）］・［exp｛−ｊ（ω −ω□）ｔ｝−Ｗ］ （10） 上記（10）式において右辺第１項のＥ［Ｓ（ｔ）^＊Ｓ
（ｔ）］は数学的には自己相関形成を意味しており、物
理的には積分操作すなわち時間平均を取ることで得られ
る。電気回路で実現するにはRCローパスフィルタが用い
られる。ところでＳ（ｔ）はデジタル情報ビットによる
ベースバンド信号である。これらは一般にPN符号で近似
され、自己相関が極めて高い符号であり、その自己相関
は となる。ここで信号電力は１と正規化している。従って
（11）式を（12）式に代入すると、 Ｗ＝exp｛−ｊ（ω−ω□）ｔ｝−Ｗ （12） を得る。これを相関値Ｗについて解くと Ｗ＝exp｛−ｊ（ω−ω□）ｔ｝/2 （13） となる。複素相関器では上述したように乗算器と積分器
からなるが、積分器のゲインを２とすれば、上記（13）
式のＷの最終出力は Ｗ＝exp｛−ｊ（ω−ω□）ｔ｝ （14） となる。すなわち、上記乗算器１の重み係数のＷは位相
復調器３内部のアイパターンに生じているキャリアビー
トと逆回転していることが分かる。すなわち、この場合
Ｗを乗算器１に乗じることにより同期検波できることを
示唆している。上記（14）式を前記（７）式の判定誤差
εに代入すると、 ε＝Ｓ（ｔ）［１−exp｛−ｊ（ω −ω□）ｔ｝・exp｛ｊ（ω−ω□）ｔ｝］ ＝０ （15） となり、同期検波が確立し、非同期状態による誤差が生
じないことを示している。W = E [R (t) ^* · ε ′] = E [S (t) ^* exp {−jωt} · S (t) [1−W · exp {j (ω−ω □) t}] · exp {Jω □ t}] = E [S (t) ^* S (t)] · exp {−j (ω−ω □) t} · [1-W · exp {j (ω−ω □) t}] = E [S (t) ^* S (t)] · [exp {-j (ω-ω □) t} -W] (10) In the above equation (10), E [S (t) of the first term on the right side. ^* S
(T)] mathematically means autocorrelation formation, and is physically obtained by an integration operation, that is, a time average. An RC low-pass filter is used to realize it with an electric circuit. By the way, S (t) is a baseband signal based on digital information bits. These are generally approximated by PN codes and have extremely high autocorrelation. Becomes Here, the signal power is normalized to 1. Therefore, by substituting the equation (11) into the equation (12), W = exp {-j (ω-ω □) t} -W (12) is obtained. If this is solved for the correlation value W, then W = exp {-j (ω-ω □) t} / 2 (13). The complex correlator consists of a multiplier and an integrator as described above, but if the gain of the integrator is 2, then (13)
The final output of W in the equation is W = exp {-j (ω-ω □) t} (14). That is, it can be seen that the weighting coefficient W of the multiplier 1 is rotated in the opposite direction to the carrier beat generated in the eye pattern inside the phase demodulator 3. That is, in this case, it is suggested that the multiplier 1 can be multiplied by W to perform synchronous detection. Substituting the equation (14) into the determination error ε of the equation (7), ε = S (t) [1-exp {-j (ω-ω □) t} · exp {j (ω-ω □) t}] = 0 (15), which indicates that the synchronous detection is established and the error due to the asynchronous state does not occur.

上記動作によるキャリア同期は、従来から用いられて
いるPLLとは全く相違する。すなわち、従来のPLL回路に
よるキャリア同期では受信側のローカルキャリアを入力
の変調波キャリアに位相同期させるが、本方式では受信
側ローカルキャリアは固定周波数に設定し、入力側の変
調キャリアにローカルビートと逆回転の複素係数を乗じ
ることにより、入力側を受信側に同期させている。この
操作により、位相検波器、ループフィルタ、VCOなどを
必要としない。最も大きな効果はPLL固有の疑似引き込
みなどの問題を回避できることである。また本方式のキ
ャリア同期は適応等化器を用いる方式であれば、構成要
素５と構成要素６を付加するだけで実現できる。すなわ
ち、マルチパスフェージング回線での無線通信のように
適応等化器を用いる場合には、等化器のみでマルチパス
歪の除去とキャリア同期を同時に実現し、PLLなどの回
路は全く不要にできる。The carrier synchronization by the above operation is completely different from the conventionally used PLL. That is, in the conventional carrier synchronization by the PLL circuit, the receiving side local carrier is phase-synchronized with the input modulation wave carrier, but in this method, the receiving side local carrier is set to a fixed frequency, and the input side modulation carrier has a local beat. The input side is synchronized with the receiving side by multiplying by the inverse rotation complex coefficient. This operation eliminates the need for a phase detector, loop filter, VCO, etc. The greatest effect is that it can avoid problems such as pseudo-pull-in that are peculiar to PLL. Further, the carrier synchronization of this system can be realized only by adding the constituent elements 5 and 6 if the method uses an adaptive equalizer. That is, when an adaptive equalizer is used as in wireless communication in a multipath fading line, removal of multipath distortion and carrier synchronization can be realized at the same time only by the equalizer, and circuits such as PLL can be completely eliminated. .

しかしながら、上に述べた構成要素１から８だけによ
る基本動作には欠点もある。それは（11）式のように時
間平均を相関器２で実施しているが、時間平均を取る為
のRCローパスフィルタの信号帯域は一般にフェージング
変動に追随できる程度に狭帯域に設定する必要がある。
もし、この帯域を広帯域にすると、適応信号処理分野で
良く知られているように、背景雑音の問題が生じる。送
信ベースバンド信号Ｓ（ｔ）はランダムデータ系列とし
て扱うことができるが、その自己相関係数が１となるに
は、数学的には時間ｔを−∞〜＋∞の範囲で積分した結
果である。ここで、積分時間はRCローパスフィルタの時
定数に対応している。もし、RCローパスフィルタを広帯
域に設定すると、フィルタの時定数は短くなるが、上記
積分時間が±∞の範囲でなくなり、短くなる。するとラ
ンダムデータ系列Ｓ（ｔ）の自己相関係数は１でなくな
り、Ｓ（ｔ）とその複素共約の積によるランダム雑音成
分が自己相関値の一部として出力される。この再発生す
るランダム雑音が背景雑音であり、これを複素乗算器１
に重み係数として乗じると主信号側に等価的な熱雑音が
付加されるという問題が発生する。従って、適応制御の
観点から相関器の帯域は狭帯域に設定される。もし、こ
のように狭帯域に設定された場合、送信キャリアと受信
側基準ローカルの周波数差が相関器２の帯域より大の場
合は、キャリア同期制御が掛からず同期検波できなくな
ってしまう。そこで、本発明では、構成要素9,10,11,12
を備えている。前述のようにキャリア同期が確立してい
る時には、相関値Ｗは（14）式に示すように振幅１の正
弦振動となっている。もし、送信ローカルと受信側基準
ローカルの周波数差が増大してくると、相関器フィルタ
帯域の減衰特性を受けて、相関値は小さくなってくる。
すなわち、相関値Ｗのレベルを検出することによりロー
カルビート差の情報を得ることが可能である。However, there are drawbacks to the basic operation of components 1 to 8 described above alone. Although the time average is performed by the correlator 2 as shown in the equation (11), the signal band of the RC low-pass filter for taking the time average generally needs to be set to a narrow band so as to follow the fading fluctuation. .
If this band is widened, the problem of background noise occurs as is well known in the field of adaptive signal processing. Although the transmission baseband signal S (t) can be treated as a random data series, the autocorrelation coefficient thereof is mathematically a result obtained by integrating the time t in the range of −∞ to + ∞. Here, the integration time corresponds to the time constant of the RC low pass filter. If the RC low-pass filter is set to a wide band, the time constant of the filter becomes short, but the integration time is not within the range of ± ∞ and becomes short. Then, the autocorrelation coefficient of the random data series S (t) is not 1, and the random noise component due to the product of S (t) and its complex co-contract is output as a part of the autocorrelation value. This regenerated random noise is the background noise, which is
If is multiplied by as a weighting coefficient, the problem that equivalent thermal noise is added to the main signal side occurs. Therefore, the band of the correlator is set to a narrow band from the viewpoint of adaptive control. If the narrow band is set in this way, and if the frequency difference between the transmission carrier and the reception side reference local is larger than the band of the correlator 2, carrier synchronization control is not performed and synchronous detection cannot be performed. Therefore, in the present invention, the components 9, 10, 11, 12
It has. As described above, when carrier synchronization is established, the correlation value W is a sine vibration with an amplitude of 1 as shown in equation (14). If the frequency difference between the transmission local and the reception side reference local increases, the correlation value decreases due to the attenuation characteristic of the correlator filter band.
That is, it is possible to obtain information on the local beat difference by detecting the level of the correlation value W.

ところで相関器２で得られる相関値Ｗには単に送受間
のローカルビート差の情報だけでなく、伝搬路で生じる
フェージング情報も重畳されている。従って、フェージ
ングによる信号レベル変動に応じて相関値Ｗも変動して
いることになる。これらのフェージングによる変動は極
めて低速度である。今問題としているのは、キャリアビ
ートのような極めて周波数が高い成分である。そこで、
相関値Ｗからローカルビート差の情報を得るには、先ず
フェージングによるレベル変動成分を除去する必要があ
る。そこで、相関値ＷをAGC増幅器９に通す。AGC増幅器
９の時定数をフェージングのような低速度には反応する
が、高い周波数には追随しないように設定する。これに
より周波数の高いローカルビート成分は通過できるよう
に調整を行う。次にAGC増幅器９出力をハイパスフィル
タ10に通す。ここではローカルビートの周波数が高くな
るほどゲインを持たせている。すなわち、ローカルビー
ト差が大きくなるほどハイパスフィルタ出力は大とな
る。これをの検波ダイオード11により検出し、制御回路
12に通す。ここでは入力される検波電圧がある規定値以
上となると、基準発振器７の発振周波数をずらせること
により、該検波電圧が規定値以下になるよう制御を行
う。その為には基準発振器７にはVCOのように電圧制御
発振器を採用する。制御回路12はマイクロ・コンピュー
タなどにより実現できる。By the way, in the correlation value W obtained by the correlator 2, not only information on the local beat difference between transmission and reception but also fading information generated in the propagation path is superimposed. Therefore, the correlation value W also varies according to the signal level variation due to fading. Variations due to these fadings are extremely slow. The problem now is an extremely high frequency component such as a carrier beat. Therefore,
In order to obtain information on the local beat difference from the correlation value W, it is first necessary to remove the level fluctuation component due to fading. Therefore, the correlation value W is passed through the AGC amplifier 9. The time constant of the AGC amplifier 9 is set so as to respond to a low speed such as fading, but not to follow a high frequency. As a result, the local beat component having a high frequency is adjusted so that it can pass through. Next, the output of the AGC amplifier 9 is passed through a high pass filter 10. Here, the higher the frequency of the local beat, the higher the gain. That is, the higher the local beat difference, the higher the high-pass filter output. This is detected by the detection diode 11 of the control circuit
Thread 12 Here, when the input detection voltage exceeds a certain specified value, the oscillation frequency of the reference oscillator 7 is shifted so that the detected voltage is controlled below the specified value. Therefore, a voltage controlled oscillator like VCO is adopted as the reference oscillator 7. The control circuit 12 can be realized by a microcomputer or the like.

検波ダイオード11からの検波電圧がある規定値以下に
なれば、制御回路12は一定電圧を基準発振器７に供給
し、該基準ローカル周波数を固定とする。このような操
作により狭帯域の相関器帯域内にローカルビートが収ま
るように固定化され、構成要素１から８による前述のキ
ャリア同期がただしく機能することが保証される。When the detection voltage from the detection diode 11 becomes lower than a certain specified value, the control circuit 12 supplies a constant voltage to the reference oscillator 7 to fix the reference local frequency. By such an operation, the local beat is fixed so as to be within the narrow band of the correlator, and it is guaranteed that the above carrier synchronization by the components 1 to 8 works properly.

（発明の効果） 以上説明したように、本発明は相関器出力の相関値を
自動利得制御増幅器により、入力キャリアと基準発振器
との周波数差のみの情報に変換し、これを高域通過フィ
ルタおよび検波器により周波数差を直流電圧に変換し
て、入力キャリアと基準発振器との周波数差を監視の可
能としている。この周波数差が許容範囲内となるように
基準発振器の周波数を制御することにより、入力キャリ
アと基準発振器との周波数ずれによる位相復調系の劣化
を防ぎ、マニュアルによる基準発振器の周波数調整など
のメンテナンスが不要となる効果がある。(Effects of the Invention) As described above, the present invention converts the correlation value of the correlator output into the information of only the frequency difference between the input carrier and the reference oscillator by the automatic gain control amplifier, The frequency difference is converted into a DC voltage by the detector, and the frequency difference between the input carrier and the reference oscillator can be monitored. By controlling the frequency of the reference oscillator so that this frequency difference is within the allowable range, deterioration of the phase demodulation system due to the frequency shift between the input carrier and the reference oscillator is prevented, and maintenance such as manual frequency adjustment of the reference oscillator is performed. There is an unnecessary effect.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図は本発明による位相復調系の基準発振器補正回路
の一実施例である。 １……乗算器、２……相関器、３……位相復調器、４…
…引算器、５……誤差信号変調器、６……遅延回路、７
……基準発振器、８……ハイブリッド、９……自動利得
制御増幅器、10……高域通過フィルタ、11……検波器、
12……制御回路。FIG. 1 shows an embodiment of a reference oscillator correction circuit of a phase demodulation system according to the present invention. 1 ... Multiplier, 2 ... Correlator, 3 ... Phase demodulator, 4 ...
... Subtractor, 5 ... Error signal modulator, 6 ... Delay circuit, 7
…… Reference oscillator, 8 …… Hybrid, 9 …… Automatic gain control amplifier, 10 …… High-pass filter, 11 …… Detector,
12 ... Control circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】入力信号と受信基準キャリアとを受け、該
受信基準キャリアで該入力信号の同期検波をし、該同期
検波による位相復調出力を判定データとして出力すると
共に、アイパターンを生成する位相復調器と、 前記アイパターンと前記判定データとの差を生成し、該
差を誤差信号として出力する減算器と、 基準キャリア信号を発振する基準発振器と、 前記基準キャリア信号を第１および第２の基準キャリア
信号に分岐し、該第１の基準キャリア信号を前記受信キ
ャリア信号として前記位相復調器へ出力する分岐器と、 前記第２の基準キャリア信号を前記誤差信号で位相変調
し、誤差変調波を生成する誤差信号変調器と、 変調波入力に時間遅延を与え、遅延変調波入力を生成す
る遅延回路と、 前記遅延変調波入力と前記誤差変調波との相関演算によ
り相関値を生成し、該相関値を表す相関値信号を出力す
る相関器と、 前記相関値信号と前記変調波入力との積を生成し、該積
を表す信号を前記入力信号として前記位相復調器へ出力
する乗算器と、 前記相関値信号を増幅する自動利得増幅器と、 前記自動利得増幅器の出力を受ける高域通過フィルタ
と、 前記高域通過フィルタの出力レベルを検出する手段と、 前記検出手段で検出した前記出力レベルが所定値以上に
なるように前記基準発振器の発振周波数を制御する手段
と からなることを特徴とする位相復調系の基準発振器補正
回路。1. A phase for receiving an input signal and a reception reference carrier, performing synchronous detection of the input signal on the reception reference carrier, outputting a phase demodulation output by the synchronous detection as determination data, and generating an eye pattern. A demodulator, a subtracter that generates a difference between the eye pattern and the determination data, and outputs the difference as an error signal, a reference oscillator that oscillates a reference carrier signal, Of the reference carrier signal and outputs the first reference carrier signal as the received carrier signal to the phase demodulator, and the second reference carrier signal with the error signal for phase modulation and error modulation. An error signal modulator for generating a wave, a delay circuit for applying a time delay to the modulated wave input to generate a delayed modulated wave input, and a delay circuit for the delayed modulated wave input and the error modulated wave. A correlator that generates a correlation value by an arithmetic operation and outputs a correlation value signal that represents the correlation value, and a product of the correlation value signal and the modulated wave input, and a signal that represents the product as the input signal. A multiplier for outputting to the phase demodulator; an automatic gain amplifier for amplifying the correlation value signal; a high-pass filter for receiving the output of the automatic gain amplifier; and means for detecting an output level of the high-pass filter. A reference oscillator correction circuit of a phase demodulation system, comprising: means for controlling the oscillation frequency of the reference oscillator so that the output level detected by the detection means becomes equal to or higher than a predetermined value.