JPH0817339B2 - 誤り訂正伝送装置 - Google Patents
誤り訂正伝送装置Info
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- JPH0817339B2 JPH0817339B2 JP5004630A JP463093A JPH0817339B2 JP H0817339 B2 JPH0817339 B2 JP H0817339B2 JP 5004630 A JP5004630 A JP 5004630A JP 463093 A JP463093 A JP 463093A JP H0817339 B2 JPH0817339 B2 JP H0817339B2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 33
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 19
- 238000005562 fading Methods 0.000 claims description 7
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 6
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 208000011580 syndromic disease Diseases 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誤り訂正伝送装置に関
し、特にブロック符号を用いた誤り訂正伝送方式に関す
る。
し、特にブロック符号を用いた誤り訂正伝送方式に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】一般にデジタル無線システムでは、ＢＣ
Ｈ符号等のブロック符号誤り訂正が適用されており、こ
れによって伝送路等で生じる符号誤りを検出訂正するよ
うにしている（例えば、特開昭６３−２４３３号公
報）。
Ｈ符号等のブロック符号誤り訂正が適用されており、こ
れによって伝送路等で生じる符号誤りを検出訂正するよ
うにしている（例えば、特開昭６３−２４３３号公
報）。
【０００３】ここで、図４を参照して従来の誤り訂正伝
送方式について概説する。
送方式について概説する。
【０００４】送信側において、データ入力があると、入
力データに応じてチェックビット演算器１１ではチェッ
クビットを生成する。ここでは、入力データ形式は連続
データビットであるものとする。つまり、入力データ形
式はブロック符号のデータバーストとはなっていない。
力データに応じてチェックビット演算器１１ではチェッ
クビットを生成する。ここでは、入力データ形式は連続
データビットであるものとする。つまり、入力データ形
式はブロック符号のデータバーストとはなっていない。
【０００５】多重化回路１２では入力データとチェック
ビットとを受け、これら入力データ及びチェックビット
を速度変換してブロック符号として多重化処理を実行す
る。この結果、多重化回路１２の出力においては、ブロ
ック符号における１ビットの時間長は入力データにおけ
る１ビットの時間長よりも短くなり、結果的にチェック
ビットが付加された分、信号帯域が拡大されたことにな
る。
ビットとを受け、これら入力データ及びチェックビット
を速度変換してブロック符号として多重化処理を実行す
る。この結果、多重化回路１２の出力においては、ブロ
ック符号における１ビットの時間長は入力データにおけ
る１ビットの時間長よりも短くなり、結果的にチェック
ビットが付加された分、信号帯域が拡大されたことにな
る。
【０００６】多重化回路１２の出力（多重化信号）は変
調器１３で中間周波ローカル発振器１４からのローカル
周波数信号を用いて変調され、変調波として送信機１５
に与えられる。そして、この変調波は送信機１５によっ
て無線周波数に変換されて送信信号（送信出力）として
送出される。
調器１３で中間周波ローカル発振器１４からのローカル
周波数信号を用いて変調され、変調波として送信機１５
に与えられる。そして、この変調波は送信機１５によっ
て無線周波数に変換されて送信信号（送信出力）として
送出される。
【０００７】この送信信号は受信機１６によって受信信
号（受信入力）として受信され、ここで中間周波信号に
変換される。乗算器１７では中間周波ローカル発振器１
８からのローカル周波数信号を用いて中間周波信号を準
同期検波して検波信号を送出する。この検波信号は判定
帰還形等化器１９に与えられて、ここでマルチパスフェ
ージングによる波形歪が適応等化されて、復調受信ブロ
ック符号として出力される。そして、この復調受信ブロ
ック符号に応じて誤り訂正復号器２０によってシンドロ
ーム計算が行われて誤り訂正が実行されてデータ出力と
して出力される。
号（受信入力）として受信され、ここで中間周波信号に
変換される。乗算器１７では中間周波ローカル発振器１
８からのローカル周波数信号を用いて中間周波信号を準
同期検波して検波信号を送出する。この検波信号は判定
帰還形等化器１９に与えられて、ここでマルチパスフェ
ージングによる波形歪が適応等化されて、復調受信ブロ
ック符号として出力される。そして、この復調受信ブロ
ック符号に応じて誤り訂正復号器２０によってシンドロ
ーム計算が行われて誤り訂正が実行されてデータ出力と
して出力される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
誤り訂正伝送においては、チェックビットの付加によっ
て信号帯域の拡大が不可避的に生じてしまう。冗長度が
問題となるデジタルマイクロ波回線においては一般に厳
しい帯域制限があるため、必然的に訂正能力の大きな符
号化率が導入できなくなってしまう。
誤り訂正伝送においては、チェックビットの付加によっ
て信号帯域の拡大が不可避的に生じてしまう。冗長度が
問題となるデジタルマイクロ波回線においては一般に厳
しい帯域制限があるため、必然的に訂正能力の大きな符
号化率が導入できなくなってしまう。
【０００９】加えて、適応等化器の能力を越えるような
厳しいマルチパスフェージングが発生することを考慮す
ると、信号帯域を拡大することは望ましくない。
厳しいマルチパスフェージングが発生することを考慮す
ると、信号帯域を拡大することは望ましくない。
【００１０】このように、従来の誤り訂正伝送において
は、信号帯域を拡大せず所望の訂正能力を備えることは
困難であり、厳しいマルチパスフェージングに対処して
訂正能力を大きくすることができないという問題点があ
る。
は、信号帯域を拡大せず所望の訂正能力を備えることは
困難であり、厳しいマルチパスフェージングに対処して
訂正能力を大きくすることができないという問題点があ
る。
【００１１】本発明の目的は信号帯域を拡大せずに所望
の訂正能力を備える誤り訂正伝送装置を提供することに
ある。
の訂正能力を備える誤り訂正伝送装置を提供することに
ある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、送信部
を備え、該送信部にはデータビット列に応じてチェック
ビット列を生成する第１の手段と、該チェックビット列
を前記データビット列と同一の時間長に速度変換して変
換チェックビット列とする第２の手段と、該変換チェッ
クビット列及び前記データビット列をそれぞれ独立して
変調してチェックビット変調波及びデータビット変調波
とする第３の手段と、該データビット変調波に対してそ
の中心周波数にフェードを与えてフェードデータビット
変調波とする第４の手段と、該フェードデータビット変
調波と前記チェックビット変調波とを合成して合成波と
する第５の手段と、該合成波を送信信号として送信する
第６の手段とが備えられていることを特徴とする誤り訂
正伝送装置が得られる。
を備え、該送信部にはデータビット列に応じてチェック
ビット列を生成する第１の手段と、該チェックビット列
を前記データビット列と同一の時間長に速度変換して変
換チェックビット列とする第２の手段と、該変換チェッ
クビット列及び前記データビット列をそれぞれ独立して
変調してチェックビット変調波及びデータビット変調波
とする第３の手段と、該データビット変調波に対してそ
の中心周波数にフェードを与えてフェードデータビット
変調波とする第４の手段と、該フェードデータビット変
調波と前記チェックビット変調波とを合成して合成波と
する第５の手段と、該合成波を送信信号として送信する
第６の手段とが備えられていることを特徴とする誤り訂
正伝送装置が得られる。
【００１３】さらに、本発明では、上記の送信信号を受
ける受信部を有し、該受信部には前記送信信号を受信波
として受け検波信号とする第７の手段と、該検波信号を
判定帰還等化して判定データビット列を得る第８の手段
と、前記検波信号から前記チェックビットを抽出判定し
て判定チェックビット列を得る第９の手段と、前記判定
データビット列及び前記判定チェックビット列をそれぞ
れ速度変換した後多重化して受信ブロック符号を得る第
１０の手段と、該受信ブロック符号の誤り訂正を行う第
１１の手段とが備えられていることを特徴とする誤り訂
正伝送装置が得られる。
ける受信部を有し、該受信部には前記送信信号を受信波
として受け検波信号とする第７の手段と、該検波信号を
判定帰還等化して判定データビット列を得る第８の手段
と、前記検波信号から前記チェックビットを抽出判定し
て判定チェックビット列を得る第９の手段と、前記判定
データビット列及び前記判定チェックビット列をそれぞ
れ速度変換した後多重化して受信ブロック符号を得る第
１０の手段と、該受信ブロック符号の誤り訂正を行う第
１１の手段とが備えられていることを特徴とする誤り訂
正伝送装置が得られる。
【００１４】また、本発明によれば、送信部及び受信部
を備え、該送信部にはデータビット列に応じてチェック
ビット列を生成する第１の手段と、該チェックビット列
を前記データビット列と同一の時間長に速度変換して変
換チェックビット列とする第２の手段と、該変換チェッ
クビット列及び前記データビット列をそれぞれ独立して
変調してチェックビット変調波及びデータビット変調波
とする第３の手段と、該データビット変調波に対してそ
の中心周波数にフェードを与えてフェードデータビット
変調波とする第４の手段と、該フェードデータビット変
調波と前記チェックビット変調波とを合成して合成波と
する第５の手段と、該合成波を送信信号として送信する
第６の手段とが備えられ、前記受信部には前記送信信号
を受信波として受け検波信号とする第７の手段と、該検
波信号を判定帰還等化して判定データビット列を得る第
８の手段と、前記検波信号から前記チェックビットを抽
出判定して判定チェックビット列を得る第９の手段と、
前記判定データビット列及び前記判定チェックビット列
をそれぞれ速度変換した後多重化して受信ブロック符号
を得る第１０の手段と、該受信ブロック符号の誤り訂正
を行う第１１の手段とが備えられていることを特徴とす
る誤り訂正伝送装置が得られる。
を備え、該送信部にはデータビット列に応じてチェック
ビット列を生成する第１の手段と、該チェックビット列
を前記データビット列と同一の時間長に速度変換して変
換チェックビット列とする第２の手段と、該変換チェッ
クビット列及び前記データビット列をそれぞれ独立して
変調してチェックビット変調波及びデータビット変調波
とする第３の手段と、該データビット変調波に対してそ
の中心周波数にフェードを与えてフェードデータビット
変調波とする第４の手段と、該フェードデータビット変
調波と前記チェックビット変調波とを合成して合成波と
する第５の手段と、該合成波を送信信号として送信する
第６の手段とが備えられ、前記受信部には前記送信信号
を受信波として受け検波信号とする第７の手段と、該検
波信号を判定帰還等化して判定データビット列を得る第
８の手段と、前記検波信号から前記チェックビットを抽
出判定して判定チェックビット列を得る第９の手段と、
前記判定データビット列及び前記判定チェックビット列
をそれぞれ速度変換した後多重化して受信ブロック符号
を得る第１０の手段と、該受信ブロック符号の誤り訂正
を行う第１１の手段とが備えられていることを特徴とす
る誤り訂正伝送装置が得られる。
【００１５】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明す
る。
る。
【００１６】図１を参照して、ここではデータ（データ
入力）はバースト状ではなく連続した系列で入力される
ものとし、データはチェックビット演算器２１に与えら
れる。チェックビット演算器２１では生成多項式に基づ
いてチェックビットを生成する。このチェックビットは
速度変換器２２に与えられて、ここで速度変換される。
入力）はバースト状ではなく連続した系列で入力される
ものとし、データはチェックビット演算器２１に与えら
れる。チェックビット演算器２１では生成多項式に基づ
いてチェックビットを生成する。このチェックビットは
速度変換器２２に与えられて、ここで速度変換される。
【００１７】一般に、ＢＣＨ（３１，２１）符号は、図
２に記号ＢＣＨで示すようにデータ２１ビットとチェッ
クビット１０ビットデータを備えている（ここで、Ｌは
ブロック長を表す）。ＢＣＨ（３１，２１）の中の数値
３１はデータ２１ビットとチェックビット１０ビットの
和である３１ビットを示す。即ち、ＢＣＨブロック長が
３１ビットであることを意味する。ＢＣＨ（３１，２
１）の中の数値２１はデータビットの長さが２１ビット
であることを意味する。本発明では、入力データは図２
に記号ＤＡで示すように２１ビット単位でブロック長Ｌ
に時間伸張された状態で入力され、同様に、チェックビ
ットは速度変換器２２において図２に符号ＣＢで示すよ
うに１０ビット単位でブロック長Ｌに時間伸張された状
態に速度変換されて速度変換チェックビットとなる。つ
まり、チェックビットは１０ビット／Ｌ秒に低速化され
ていることになり、その結果、チェックビットはデータ
ビットに比べて約１／２の狭帯域信号となる。
２に記号ＢＣＨで示すようにデータ２１ビットとチェッ
クビット１０ビットデータを備えている（ここで、Ｌは
ブロック長を表す）。ＢＣＨ（３１，２１）の中の数値
３１はデータ２１ビットとチェックビット１０ビットの
和である３１ビットを示す。即ち、ＢＣＨブロック長が
３１ビットであることを意味する。ＢＣＨ（３１，２
１）の中の数値２１はデータビットの長さが２１ビット
であることを意味する。本発明では、入力データは図２
に記号ＤＡで示すように２１ビット単位でブロック長Ｌ
に時間伸張された状態で入力され、同様に、チェックビ
ットは速度変換器２２において図２に符号ＣＢで示すよ
うに１０ビット単位でブロック長Ｌに時間伸張された状
態に速度変換されて速度変換チェックビットとなる。つ
まり、チェックビットは１０ビット／Ｌ秒に低速化され
ていることになり、その結果、チェックビットはデータ
ビットに比べて約１／２の狭帯域信号となる。
【００１８】入力データは変調器２３において中間周波
ローカル発振器２４からのローカル周波数信号によって
変調されて変調データ（データビット変調波）として出
力される。一方、速度変換チェックビットは変調器２５
において中間周波ローカル発振器２４からのローカル周
波数信号によって変調されて変調されて変調チェックビ
ット（チェックビット変調波）として出力される。
ローカル発振器２４からのローカル周波数信号によって
変調されて変調データ（データビット変調波）として出
力される。一方、速度変換チェックビットは変調器２５
において中間周波ローカル発振器２４からのローカル周
波数信号によって変調されて変調されて変調チェックビ
ット（チェックビット変調波）として出力される。
【００１９】ノッチフィルタ２６ではデータビット変調
波に対してその中心周波数にフェードを与える。ノッチ
フィルタ２６におけるフェードの周波数幅は上記のチェ
ックビット変調波の帯域よりも広く設定されている。ノ
ッチフィルタ２６からの出力とチェックビット変調波と
は合成器２７で合成（重畳）され合成変調波として出力
される。この結果、合成変調波においてはデータビット
変調波（フェード後のデータビット変調波）ｉおけるス
ペクトラムの一部が削られてこの削り取られた周波数領
域をチェックビット変調波領域として利用していること
になる。つまり、周波数多重を行っていることになる。
波に対してその中心周波数にフェードを与える。ノッチ
フィルタ２６におけるフェードの周波数幅は上記のチェ
ックビット変調波の帯域よりも広く設定されている。ノ
ッチフィルタ２６からの出力とチェックビット変調波と
は合成器２７で合成（重畳）され合成変調波として出力
される。この結果、合成変調波においてはデータビット
変調波（フェード後のデータビット変調波）ｉおけるス
ペクトラムの一部が削られてこの削り取られた周波数領
域をチェックビット変調波領域として利用していること
になる。つまり、周波数多重を行っていることになる。
【００２０】上記の合成変調波は送信機２８に与えら
れ、送信機２８では合成変調波を無線周波数に変換して
無線信号（送信出力）として送出する。
れ、送信機２８では合成変調波を無線周波数に変換して
無線信号（送信出力）として送出する。
【００２１】受信側においては、上記の無線信号を受信
信号（受信入力）として受け、受信機２９において受信
信号を無線周波数から中間周波に変換して中間周波信号
として出力する。この中間周波信号は乗算器３０におい
て中間周波ローカル発振器３１からのローカル周波数信
号に基づいて純同期検波されて検波信号とされる。そし
て、この検波信号は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３２を
介して復調器３３に与えられるとともに判定帰還形等化
器（ＤＦＥ）３４に与えられる。
信号（受信入力）として受け、受信機２９において受信
信号を無線周波数から中間周波に変換して中間周波信号
として出力する。この中間周波信号は乗算器３０におい
て中間周波ローカル発振器３１からのローカル周波数信
号に基づいて純同期検波されて検波信号とされる。そし
て、この検波信号は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３２を
介して復調器３３に与えられるとともに判定帰還形等化
器（ＤＦＥ）３４に与えられる。
【００２２】ここで、図３を参照して、判定帰還形等化
器３４は前方フィルタ３５及び後方フィルタ３６を備え
ており、これらフィルタ３４及び３５はそれぞれ遅延時
間τの遅延素子３５ａ及び遅延時間が送信シンボル周期
Ｔの３６ａ、複素乗算器３５ｂ及び３６ｂ、及び加算器
３５ｃ及び３６ｃを備えている。つまり、フィルタ３５
及び３６はそれぞれトランスバーサルフィルタである。
さらに、判定帰還形等化器３４は減算器３７、判定器３
８、及び減算器３９を備えている。
器３４は前方フィルタ３５及び後方フィルタ３６を備え
ており、これらフィルタ３４及び３５はそれぞれ遅延時
間τの遅延素子３５ａ及び遅延時間が送信シンボル周期
Ｔの３６ａ、複素乗算器３５ｂ及び３６ｂ、及び加算器
３５ｃ及び３６ｃを備えている。つまり、フィルタ３５
及び３６はそれぞれトランスバーサルフィルタである。
さらに、判定帰還形等化器３４は減算器３７、判定器３
８、及び減算器３９を備えている。
【００２３】一般に判定帰還形等化器はマルチパスフェ
ージングによる符号間干渉を除去する手段として知られ
ているが、図３に示すように、前方フィルタ３５の入力
側において第１のタップ出力を乗算器３５ｂを介するこ
となく加算器３５ｃに与えた場合、所謂ＣＷ干渉波除去
機能を有することになる。
ージングによる符号間干渉を除去する手段として知られ
ているが、図３に示すように、前方フィルタ３５の入力
側において第１のタップ出力を乗算器３５ｂを介するこ
となく加算器３５ｃに与えた場合、所謂ＣＷ干渉波除去
機能を有することになる。
【００２４】このようなＣＷ干渉波除去に関する技術
は、例えば、アイイーイーイー・トランズアクション
オン コミュニケーション ボル コム ３１ ナンバ
ー４（１９８３年４月）にリーとミルシュタインによっ
て寄稿されたリジェクションオブ ＣＷ インターフェ
ランス イン ＱＰＳＫ システムズ ユージングディ
シジョンフィードバック フィルタズと題する論文で発
表されている。
は、例えば、アイイーイーイー・トランズアクション
オン コミュニケーション ボル コム ３１ ナンバ
ー４（１９８３年４月）にリーとミルシュタインによっ
て寄稿されたリジェクションオブ ＣＷ インターフェ
ランス イン ＱＰＳＫ システムズ ユージングディ
シジョンフィードバック フィルタズと題する論文で発
表されている。
【００２５】前述のように、前方フィルタ３５には検波
信号が与えられており、第１のタップは直接加算器３５
ｃに接続されている。そして、各遅延素子３５ａの出力
側には図中右側順次第２乃至第４のタップが構成されて
いる。つまり、τ時間毎にタップが構成されていること
になる。
信号が与えられており、第１のタップは直接加算器３５
ｃに接続されている。そして、各遅延素子３５ａの出力
側には図中右側順次第２乃至第４のタップが構成されて
いる。つまり、τ時間毎にタップが構成されていること
になる。
【００２６】いま、第１のタップ上の検波信号を第１の
検波信号ｒ0 とし、第２のタップ上の信号を第２の検波
信号ｒ1 とする。ここでは、検波信号のうち希望波はデ
ジタル変調波であり、ここでは、デジタル変調波シンボ
ルをＳi とする。一方、検波信号のうち干渉波を角周波
数ΩのＣＷ波と仮定して、これをＪｅｘｐ（ｊΩｔ）と
おく。
検波信号ｒ0 とし、第２のタップ上の信号を第２の検波
信号ｒ1 とする。ここでは、検波信号のうち希望波はデ
ジタル変調波であり、ここでは、デジタル変調波シンボ
ルをＳi とする。一方、検波信号のうち干渉波を角周波
数ΩのＣＷ波と仮定して、これをＪｅｘｐ（ｊΩｔ）と
おく。
【００２７】判定帰還形等化器３４における判定データ
出力がＳ0 であるとき、前方フィルタ３５において第１
のタップ（基準タップ）と第２のタップにおける信号、
つまり、第１及び第２の検波信号はそれぞれ数１及び数
２で表される。
出力がＳ0 であるとき、前方フィルタ３５において第１
のタップ（基準タップ）と第２のタップにおける信号、
つまり、第１及び第２の検波信号はそれぞれ数１及び数
２で表される。
【００２８】
【数１】 ｒ０＝Ｓ０＋Ｊｅｘｐ（ｊΩｔ）
【００２９】
【数２】 ｒ１＝Ｓ−１＋Ｊｅｘｐ（ｊΩｔ）・ｅｘｐ（ｊΩＴ）
【００３０】ここで、第２のタップにおける乗算器３５
ｂのタップ係数を数３とし、第３及び第４のタップにお
ける乗算器３５ｂのタップ係数をそれぞれ零と仮定する
と、加算器３５ｃの出力ｙは数４で示すようになる。
ｂのタップ係数を数３とし、第３及び第４のタップにお
ける乗算器３５ｂのタップ係数をそれぞれ零と仮定する
と、加算器３５ｃの出力ｙは数４で示すようになる。
【００３１】
【数３】 Ｃ１＝−ｅｘｐ（ｊΩＴ）
【００３２】
【数４】 ｙ＝ｒ０＋Ｃ１・ｒ１ ＝Ｓ０−ｅｘｐ（ｊΩＴ）・Ｓ−１
【００３３】つまり、前方フィルタ３５からの出力ｙに
おいてはＣＷ干渉波が除去されたことになる。
おいてはＣＷ干渉波が除去されたことになる。
【００３４】一方、数４から明らかなように出力ｙにお
いては希望シンボルＳ0 の他にＳ-1成分が混入してお
り、これは１シンボル前からの符号間干渉が存在するこ
とを示している。つまり、出力ｙには波形歪が生じるこ
とになる。
いては希望シンボルＳ0 の他にＳ-1成分が混入してお
り、これは１シンボル前からの符号間干渉が存在するこ
とを示している。つまり、出力ｙには波形歪が生じるこ
とになる。
【００３５】この場合、後方フィルタ３６において第１
のタップ（図３において最初の遅延素子３６ａの出力側
に位置するタップ）にはＳ-1の判定データが保存されて
いることになり、第１のタップに対応する乗算器３６ｂ
において第１のタップ出力に対して数５で示すタップ係
数を乗じてその出力を加算器３６ｃに与える。
のタップ（図３において最初の遅延素子３６ａの出力側
に位置するタップ）にはＳ-1の判定データが保存されて
いることになり、第１のタップに対応する乗算器３６ｂ
において第１のタップ出力に対して数５で示すタップ係
数を乗じてその出力を加算器３６ｃに与える。
【００３６】
【数５】 ｄ１＝−ｅｘｐ（ｊΩＴ）
【００３７】加算器３６ｃの出力は減算器３７に与えら
れ、ここで、数４で示す前方フィルタ出力と減算される
ことになる。この結果、符号間干渉の除去を行うことが
可能となる。つまり、判定帰還形等化器３４からは等化
出力として数６で示す出力が得られることになる。
れ、ここで、数４で示す前方フィルタ出力と減算される
ことになる。この結果、符号間干渉の除去を行うことが
可能となる。つまり、判定帰還形等化器３４からは等化
出力として数６で示す出力が得られることになる。
【００３８】
【数６】 Ｚ＝ｙ−ｄ１・Ｓ−１＝Ｓ０
【００３９】このようにして、判定帰還形等化器３４で
は希望波シンボルＳ0 に対して波形歪を与えることな
く、ＣＷ干渉波を除去することができる。
は希望波シンボルＳ0 に対して波形歪を与えることな
く、ＣＷ干渉波を除去することができる。
【００４０】上述の説明ではＣＷ干渉波のみの除去を考
慮しており、他の干渉波については検討されていない。
干渉波がＣＷではなく、例えば、ある周波数帯域幅を有
する変調波信号である場合、判定帰還形等化器によって
このような干渉波が除去できるか否かの検討が１９９２
年電子通信情報学会秋季大会において辻本一郎によって
Ｂ−３３１“判定帰還形等化器による広帯域干渉波除去
特性”と題して発表されている。
慮しており、他の干渉波については検討されていない。
干渉波がＣＷではなく、例えば、ある周波数帯域幅を有
する変調波信号である場合、判定帰還形等化器によって
このような干渉波が除去できるか否かの検討が１９９２
年電子通信情報学会秋季大会において辻本一郎によって
Ｂ−３３１“判定帰還形等化器による広帯域干渉波除去
特性”と題して発表されている。
【００４１】この論文では、前方フィルタにおける基準
タップを前方フィルタ最終段からシフトさせた位置に設
定することによって単一のＣＷのみならず複数のＣＷ及
び帯域を有する変調波信号をも除去できることが記載さ
れている。
タップを前方フィルタ最終段からシフトさせた位置に設
定することによって単一のＣＷのみならず複数のＣＷ及
び帯域を有する変調波信号をも除去できることが記載さ
れている。
【００４２】さらに、電子通信情報学会１９９２年春季
全国大会において辻本一郎によってＢ−４１８“マルチ
パス伝搬路における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波
除去特性”と題して発表された論文には、基準タップを
シフトさせた判定帰還形等化器ではマルチパスフェージ
ング下にあっても干渉波除去とマルチパス歪との除去を
同時に実現できることが記載されている。
全国大会において辻本一郎によってＢ−４１８“マルチ
パス伝搬路における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波
除去特性”と題して発表された論文には、基準タップを
シフトさせた判定帰還形等化器ではマルチパスフェージ
ング下にあっても干渉波除去とマルチパス歪との除去を
同時に実現できることが記載されている。
【００４３】ここで、マルチパス伝搬路において角周波
数Ωi のＭ個のＣＷ干渉波を受けた受信信号に対して基
準タップをシフトした判定帰還形等化器の正規方程式は
数７及び数８で示される。
数Ωi のＭ個のＣＷ干渉波を受けた受信信号に対して基
準タップをシフトした判定帰還形等化器の正規方程式は
数７及び数８で示される。
【００４４】
【数７】
【００４５】
【数８】
【００４６】数７及び数８において、ＳとＪi はそれぞ
れ希望波及びＣＷ干渉波の受信電力、h(i)は伝送路応答
サンプル値、ｃ及びｄは判定帰還形等化器のタップ係数
ベクトル、Ｈ（ｍ）はh(m)を要素とする行列、ｈ（ｍ）
はh(m)を要素とするベクトルである。
れ希望波及びＣＷ干渉波の受信電力、h(i)は伝送路応答
サンプル値、ｃ及びｄは判定帰還形等化器のタップ係数
ベクトル、Ｈ（ｍ）はh(m)を要素とする行列、ｈ（ｍ）
はh(m)を要素とするベクトルである。
【００４７】上述の数２から明らかなように数１におい
て左辺の相関行列Φは希望波相関行列Φs 及びＣＷ干渉
波相関行列Φj の和とみなせる。つまり、数１の解は、
マルチパス歪の等化のための解とＣＷ干渉波除去として
の解双方を同時に満足する。
て左辺の相関行列Φは希望波相関行列Φs 及びＣＷ干渉
波相関行列Φj の和とみなせる。つまり、数１の解は、
マルチパス歪の等化のための解とＣＷ干渉波除去として
の解双方を同時に満足する。
【００４８】複数ＣＷ干渉波ではなく変調波干渉の場合
に対しても数８の第２項を干渉波に関する相関係数Ｅ
［Ｊ＊Ｊ］に置き換えて計算すればよい。この際、判定
帰還形等化器はノッチフィルタリングではなく、不要波
の帯域に応じた帯域フィルタリング除去を行う。
に対しても数８の第２項を干渉波に関する相関係数Ｅ
［Ｊ＊Ｊ］に置き換えて計算すればよい。この際、判定
帰還形等化器はノッチフィルタリングではなく、不要波
の帯域に応じた帯域フィルタリング除去を行う。
【００４９】この物理的意味について説明すると、前述
したように、基準タップ（図２において前方フィルタの
第１タップ）と第２タップとの線形合成によってノッチ
を形成することができる。このノッチフィルタ特性のＱ
値は遅延素子３５ａの遅延時間τに依存する。ＣＷ干渉
１波だけの際には、前方フィルタの第１及び第２タップ
の動作に支配されることになる。
したように、基準タップ（図２において前方フィルタの
第１タップ）と第２タップとの線形合成によってノッチ
を形成することができる。このノッチフィルタ特性のＱ
値は遅延素子３５ａの遅延時間τに依存する。ＣＷ干渉
１波だけの際には、前方フィルタの第１及び第２タップ
の動作に支配されることになる。
【００５０】ところで、第１タップと第３タップとの線
形合成においても同様にノッチフィルタ特性が得られ
る。さらに、図２においては、第１及び第４タップの線
形合成においても自由度を有している。上述のように線
形合成による互いに独立なノッチフィルタ特性（共振周
波数及びＱ値）を調整することによって帯域幅の調整を
行うことができる。
形合成においても同様にノッチフィルタ特性が得られ
る。さらに、図２においては、第１及び第４タップの線
形合成においても自由度を有している。上述のように線
形合成による互いに独立なノッチフィルタ特性（共振周
波数及びＱ値）を調整することによって帯域幅の調整を
行うことができる。
【００５１】従って、判定器３８からの出力及び減算器
３７からの出力によって減算器３９で得られる誤差信号
εの自乗平均誤差を最小に制御することによって帯域変
調干渉波を除去し、複数のノッチフィルタリングの調整
によって帯域フィルタリング除去を行うことができる。
３７からの出力によって減算器３９で得られる誤差信号
εの自乗平均誤差を最小に制御することによって帯域変
調干渉波を除去し、複数のノッチフィルタリングの調整
によって帯域フィルタリング除去を行うことができる。
【００５２】上述した判定帰還形等化器における帯域フ
ィルタリング干渉波除去機能によって図３に示す受信ス
ペクトラムＡ１に対してチェックビット変調波の除去を
行い、その結果、前方フィルタ出力としてスペクトラム
Ａ２が得られる。さらに、後方フィルタにおける符号間
干渉除去によって減算器３７の出力には波形歪と干渉波
とが除去された正常なデータビットスペクトラムＡ３が
再生されることになる。判定器３８は減算器３７の出力
を判定してデータビット系列Ａ４を出力する。
ィルタリング干渉波除去機能によって図３に示す受信ス
ペクトラムＡ１に対してチェックビット変調波の除去を
行い、その結果、前方フィルタ出力としてスペクトラム
Ａ２が得られる。さらに、後方フィルタにおける符号間
干渉除去によって減算器３７の出力には波形歪と干渉波
とが除去された正常なデータビットスペクトラムＡ３が
再生されることになる。判定器３８は減算器３７の出力
を判定してデータビット系列Ａ４を出力する。
【００５３】受信スペクトラムＡ１から明らかなように
受信信号ではデータビット変調波スペクトラムを削って
チェックビットスペクトラムに干渉を与えないように周
波数多重が行われている。帯域通過フィルタ３２によっ
てチェックビットスペクトラムＢ１のみが抽出され、復
調器３３で復調判定される。この結果、復調器３３から
はチェックビット列Ｂ２が得られる。
受信信号ではデータビット変調波スペクトラムを削って
チェックビットスペクトラムに干渉を与えないように周
波数多重が行われている。帯域通過フィルタ３２によっ
てチェックビットスペクトラムＢ１のみが抽出され、復
調器３３で復調判定される。この結果、復調器３３から
はチェックビット列Ｂ２が得られる。
【００５４】上述のデータビット系列Ａ４及びチェック
ビット列Ｂ２は速度変換多重器４０に与えられる。これ
らデータビット系列Ａ４及びチェックビット列Ｂ２の時
間関係は図２に示すＤＡとＣＢの関係となっている。従
って、速度変換多重器４０ではデータビット系列Ａ４に
対して３１／２１倍に速度変換を行い、チェックビット
列Ｂ２に対しては３１／１０倍に速度変換処理を行う。
そして、速度変換実行後、速度変換多重器４０は図２に
ＢＣＨで示すように所定のＢＣＨ（３１，２１）符号に
多重化する。
ビット列Ｂ２は速度変換多重器４０に与えられる。これ
らデータビット系列Ａ４及びチェックビット列Ｂ２の時
間関係は図２に示すＤＡとＣＢの関係となっている。従
って、速度変換多重器４０ではデータビット系列Ａ４に
対して３１／２１倍に速度変換を行い、チェックビット
列Ｂ２に対しては３１／１０倍に速度変換処理を行う。
そして、速度変換実行後、速度変換多重器４０は図２に
ＢＣＨで示すように所定のＢＣＨ（３１，２１）符号に
多重化する。
【００５５】ここで再び図１を参照して、速度変換多重
器４０の出力は誤り訂正復号器４１に与えられ、ここで
シンドローム演算が行われてＢＣＨ誤り訂正が実行され
る。
器４０の出力は誤り訂正復号器４１に与えられ、ここで
シンドローム演算が行われてＢＣＨ誤り訂正が実行され
る。
【００５６】このようにして、無線区間においてはデー
タビットの速度は所定のＢＣＨ（３１，２１）符号の速
度ではなく２１／３１倍に低速化されており、さらに、
チェックビットに関しては別回線を用いることなくデー
タビット変調波と同一の周波数を共用して並列伝送され
る。この結果、チェックビットの付加によってブロック
符号に帯域拡大が生じることがない。
タビットの速度は所定のＢＣＨ（３１，２１）符号の速
度ではなく２１／３１倍に低速化されており、さらに、
チェックビットに関しては別回線を用いることなくデー
タビット変調波と同一の周波数を共用して並列伝送され
る。この結果、チェックビットの付加によってブロック
符号に帯域拡大が生じることがない。
【００５７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明ではデータ
ビットと誤り訂正用チェックビットとを同一の時間長に
伸長して、独立して変調を行い、データビット変調波信
号帯域内にチェックビット変調波を重畳して伝送してい
るので、誤り訂正チェックビットの付加による帯域拡大
は全く生じない。従って、信号帯域を拡大せずに所望の
訂正能力を得ることができる。
ビットと誤り訂正用チェックビットとを同一の時間長に
伸長して、独立して変調を行い、データビット変調波信
号帯域内にチェックビット変調波を重畳して伝送してい
るので、誤り訂正チェックビットの付加による帯域拡大
は全く生じない。従って、信号帯域を拡大せずに所望の
訂正能力を得ることができる。
【００５８】特に、帯域制限が厳しく要求されるデジタ
ルマイクロ波通信では、現状では比較的符号化率の低い
訂正符号が用いられているが、本発明を用いることによ
って周波数帯域を拡大することなく符号化率の高い誤り
訂正を導入することが可能となり、回線品質が向上する
ばかりでなく周波数の有効利用率を著しく向上させるこ
とができる。
ルマイクロ波通信では、現状では比較的符号化率の低い
訂正符号が用いられているが、本発明を用いることによ
って周波数帯域を拡大することなく符号化率の高い誤り
訂正を導入することが可能となり、回線品質が向上する
ばかりでなく周波数の有効利用率を著しく向上させるこ
とができる。
【図１】本発明による誤り訂正伝送装置の実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】ブロック符号の一例としてＢＣＨ（３１，２
１）符号を示す図である。
１）符号を示す図である。
【図３】図１に示す誤り訂正伝送装置の受信側を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】従来の誤り訂正伝送装置を説明するためのブロ
ック図である。
ック図である。
２１ チェックビット演算器 ２２ 速度変換器 ２３ 変調器 ２４ 中間周波ローカル発振器 ２５ 変調器 ２６ ノッチフィルタ ２７ 合成器 ２８ 送信機 ２９ 受信機 ３０ 乗算器（ミキサー） ３１ 中間周波ローカル発振器 ３２ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） ３３ 復調器 ３４ 判定帰還形等化器 ３５ 前方フィルタ ３６ 後方フィルタ ３７ 減算器 ３８ 判定器 ３９ 減算器 ４０ 速度変換多重器 ４１ 誤り訂正復号器
Claims (3)
- 【請求項１】 送信部を備え、該送信部にはデータビッ
ト列に応じてチェックビット列を生成する第１の手段
と、該チェックビット列を前記データビット列と同一の
時間長に速度変換して変換チェックビット列とする第２
の手段と、該変換チェックビット列及び前記データビッ
ト列をそれぞれ独立して変調してチェックビット変調波
及びデータビット変調波とする第３の手段と、該データ
ビット変調波に対してその中心周波数にフェードを与え
てフェードデータビット変調波とする第４の手段と、該
フェードデータビット変調波と前記チェックビット変調
波とを合成して合成波とする第５の手段と、該合成波を
送信信号として送信する第６の手段とが備えられている
ことを特徴とする誤り訂正伝送装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載された送信信号を受ける
受信部を有し、該受信部には前記送信信号を受信波とし
て受け検波信号とする第７の手段と、該検波信号を基準
タップをシフトさせた判定帰還型等化器及び自乗平均誤
差最小のアルゴリズムを用いて判定帰還等化し判定デー
タビット列を得る第８の手段と、前記検波信号から前記
チェックビットを抽出判定して判定チェックビット列を
得る第９の手段と、前記判定データビット列及び前記判
定チェックビット列をそれぞれ速度変換した後多重化し
て受信ブロック符号を得る第１０の手段と、該受信ブロ
ック符号の誤り訂正を行う第１１の手段とが備えられて
いることを特徴とする誤り訂正伝送装置。 - 【請求項３】 送信部及び受信部を備え、該送信部には
データビット列に応じてチェックビット列を生成する第
１の手段と、該チェックビット列を前記データビット列
と同一の時間長に速度変換して変換チェックビット列と
する第２の手段と、該変換チェックビット列及び前記デ
ータビット列をそれぞれ独立して変調してチェックビッ
ト変調波及びデータビット変調波とする第３の手段と、
該データビット変調波に対してその中心周波数にフェー
ドを与えてフェードデータビット変調波とする第４の手
段と、該フェードデータビット変調波と前記チェックビ
ット変調波とを合成して合成波とする第５の手段と、該
合成波を送信信号として送信する第６の手段とが備えら
れ、前記受信部には前記送信信号を受信波として受け検
波信号とする第７の手段と、該検波信号を基準タップを
シフトさせた判定帰還型等化器及び自乗平均誤差最小の
アルゴリズムを用いて判定帰還等化し判定データビット
列を得る第８の手段と、前記検波信号から前記チェック
ビットを抽出判定して判定チェックビット列を得る第９
の手段と、前記判定データビット列及び前記判定チェッ
クビット列をそれぞれ速度変換した後多重化して受信ブ
ロック符号を得る第１０の手段と、該受信ブロック符号
の誤り訂正を行う第１１の手段とが備えられているてい
ることを特徴とする誤り訂正伝送装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5004630A JPH0817339B2 (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 誤り訂正伝送装置 |
| DE69409410T DE69409410T2 (de) | 1993-01-14 | 1994-01-13 | Datenübertragungssystem mit Fehlerkorrektur ohne Vergrösserung der benutzten Frequenzbandbreite |
| EP94100459A EP0606916B1 (en) | 1993-01-14 | 1994-01-13 | Data transmission system using error correction without expansion of bandwidth |
| US08/182,220 US5479417A (en) | 1993-01-14 | 1994-01-14 | Error correction apparatus capable of improving error correction ability without expansion of a frequency band |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5004630A JPH0817339B2 (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 誤り訂正伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06216806A JPH06216806A (ja) | 1994-08-05 |
| JPH0817339B2 true JPH0817339B2 (ja) | 1996-02-21 |
Family
ID=11589345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5004630A Expired - Fee Related JPH0817339B2 (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 誤り訂正伝送装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5479417A (ja) |
| EP (1) | EP0606916B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0817339B2 (ja) |
| DE (1) | DE69409410T2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5751740A (en) * | 1995-12-14 | 1998-05-12 | Gorca Memory Systems | Error detection and correction system for use with address translation memory controller |
| US6047022A (en) | 1997-02-28 | 2000-04-04 | Orckit Communication Ltd. | Apparatus and method for transmission of high speed data over communication channels |
| US20020098799A1 (en) * | 2001-01-19 | 2002-07-25 | Struhsaker Paul F. | Apparatus and method for operating a subscriber interface in a fixed wireless system |
| JP3927082B2 (ja) * | 2002-06-13 | 2007-06-06 | 沖電気工業株式会社 | 無線データ通信における誤り訂正装置および方法 |
| US8130880B1 (en) | 2007-05-23 | 2012-03-06 | Hypress, Inc. | Wideband digital spectrometer |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3042612A1 (de) * | 1980-11-12 | 1982-06-16 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Uebertragungsverfahren fuer digitale signale |
| DE3232599A1 (de) * | 1982-09-02 | 1984-03-08 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | System zur uebertragung digitaler signale |
| JPH0628353B2 (ja) * | 1984-09-05 | 1994-04-13 | 東京電力株式会社 | 配電線を使用した搬送デ−タ送受信方式 |
| JPS632433A (ja) * | 1986-06-20 | 1988-01-07 | Fujitsu Ltd | デイジタル多重伝送方法 |
| US5278844A (en) * | 1991-04-11 | 1994-01-11 | Usa Digital Radio | Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception |
| US5243629A (en) * | 1991-09-03 | 1993-09-07 | At&T Bell Laboratories | Multi-subcarrier modulation for hdtv transmission |
-
1993
- 1993-01-14 JP JP5004630A patent/JPH0817339B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-01-13 DE DE69409410T patent/DE69409410T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-01-13 EP EP94100459A patent/EP0606916B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-14 US US08/182,220 patent/US5479417A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5479417A (en) | 1995-12-26 |
| DE69409410D1 (de) | 1998-05-14 |
| EP0606916B1 (en) | 1998-04-08 |
| DE69409410T2 (de) | 1998-11-19 |
| JPH06216806A (ja) | 1994-08-05 |
| EP0606916A1 (en) | 1994-07-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19960820 |
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