JPH08172544A - High voltage generating circuit - Google Patents
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- JPH08172544A JPH08172544A JP33332594A JP33332594A JPH08172544A JP H08172544 A JPH08172544 A JP H08172544A JP 33332594 A JP33332594 A JP 33332594A JP 33332594 A JP33332594 A JP 33332594A JP H08172544 A JPH08172544 A JP H08172544A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、陰極線管のアノードへ
高圧出力電圧を加える高圧発生回路に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high voltage generating circuit for applying a high voltage output voltage to the anode of a cathode ray tube.
【０００２】[0002]
【従来の技術】陰極線管のアノードへ高圧出力電圧を加
える高圧発生回路には、通常、高圧出力電圧の安定化を
行う高圧安定化回路が備えられている。図４にはこの種
の高圧安定化回路が組み込まれているかつての高圧発生
回路が示されている。この高圧発生回路は、フライバッ
クトランス１を備えている。このフライバックトランス
１はコア２に一次側の低圧コイル３と二次側の高圧コイ
ル４を巻装して成り、低圧コイル３には直流の駆動電源
５が直列に接続されており、フライバックトランス１の
一次側には帰線期間でフライバックパルスを発生するパ
ルス発生回路６が接続されている。2. Description of the Related Art A high voltage generating circuit for applying a high voltage output voltage to an anode of a cathode ray tube is usually provided with a high voltage stabilizing circuit for stabilizing the high voltage output voltage. FIG. 4 shows a former high-voltage generating circuit in which a high-voltage stabilizing circuit of this kind is incorporated. The high voltage generating circuit includes a flyback transformer 1. The flyback transformer 1 is formed by winding a primary low-voltage coil 3 and a secondary high-voltage coil 4 around a core 2, and a DC driving power source 5 is connected in series to the low-voltage coil 3 for flyback. A pulse generation circuit 6 that generates a flyback pulse in a retrace period is connected to the primary side of the transformer 1.
【０００３】高圧コイル４の出力端側は高圧整流ダイオ
ード７を介して陰極線管（図示せず）のアノードへ接続
されており、この高圧コイル４の出力側には第１の抵抗
回路８の一端側が接続され、第１の抵抗回路８の他端側
には第２の抵抗回路10が直列に接続され、第２の抵抗回
路10の他端側はアース側に接地されている。そして、第
１の抵抗回路８には高圧出力電圧を平滑する高圧コンデ
ンサ11が並列に接続されており、第２の抵抗回路10には
立ち上がり補正コンデンサ12が並列に接続されている。The output end of the high-voltage coil 4 is connected to the anode of a cathode ray tube (not shown) via a high-voltage rectifying diode 7, and the output side of the high-voltage coil 4 has one end of a first resistance circuit 8. Side is connected, the second resistance circuit 10 is connected in series to the other end side of the first resistance circuit 8, and the other end side of the second resistance circuit 10 is grounded. A high voltage capacitor 11 that smoothes a high voltage output voltage is connected in parallel to the first resistance circuit 8, and a rising correction capacitor 12 is connected in parallel to the second resistance circuit 10.
【０００４】前記第１の抵抗回路８の抵抗値Ｒ0 と高圧
コンデンサ11の静電容量Ｃ0 との積Ｒ0 ・Ｃ0 は、第２
の抵抗回路10の抵抗Ｒ3 と立ち上がり補正コンデンサ12
の静電容量Ｃ3 との積Ｒ3 ・Ｃ3 と等しく設定されてお
り、第１の抵抗回路８と高圧コンデンサ11の並列回路の
時定数と、第２の抵抗回路10と立ち上がり補正コンデン
サ12の並列回路の時定数を同じくして、電源投入時にお
ける高圧側Ａ点と高圧検出端のＢ点との立ち上がり（立
ち上がり位相）が同じになるようにして、電源投入時の
立ち上がり特性の改善が図られている。The product R 0 · C 0 of the resistance value R 0 of the first resistance circuit 8 and the electrostatic capacitance C 0 of the high voltage capacitor 11 is the second value.
Resistor R 3 of the resistor circuit 10 and the rising correction capacitor 12
Is set to be equal to the product R 3 · C 3 of the electrostatic capacitance C 3 and the time constant of the parallel circuit of the first resistance circuit 8 and the high voltage capacitor 11, the second resistance circuit 10 and the rising correction capacitor 12 With the same time constant of the parallel circuit, the rise characteristics (rise phase) of point A on the high voltage side and point B on the high voltage detection end are the same when the power is turned on. Has been planned.
【０００５】高圧安定化回路13は、オペアンプ14と、基
準電源15を有して構成されている。オペアンプ14の反転
入力端子は第１の抵抗回路８と第２の抵抗回路10との接
続部に接続され、高圧コイル４の出力側から陰極線管の
アノードに加えられる高圧出力電圧が、第１の抵抗回路
８と第２の抵抗回路10によって抵抗分割され、この抵抗
分割された電圧が高圧出力電圧の検出電圧としてオペア
ンプ14の反転入力端子に加えられている。The high-voltage stabilizing circuit 13 comprises an operational amplifier 14 and a reference power supply 15. The inverting input terminal of the operational amplifier 14 is connected to the connecting portion between the first resistance circuit 8 and the second resistance circuit 10, and the high voltage output voltage applied from the output side of the high voltage coil 4 to the anode of the cathode ray tube is The resistance is divided by the resistance circuit 8 and the second resistance circuit 10, and this resistance-divided voltage is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 14 as a detection voltage of the high voltage output voltage.
【０００６】オペアンプ14の非反転入力端子には基準電
源15の直流の基準電圧が印加されており、オペアンプ14
は、高圧出力電圧の検出電圧と基準電源15の基準電圧と
を比較し、その差に対応する信号を出力し、このオペア
ンプ14の出力信号によって駆動電源５の電源電圧を可変
し、高圧出力電圧の安定化を行っている。The DC reference voltage of the reference power supply 15 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 14,
Compares the detected voltage of the high-voltage output voltage with the reference voltage of the reference power supply 15 and outputs a signal corresponding to the difference. The output signal of the operational amplifier 14 changes the power supply voltage of the drive power supply 5 to obtain the high-voltage output voltage. Is being stabilized.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この種
の回路では、高圧コンデンサ11は、1500PF〜6000PFの範
囲の容量、通常、3000PFのコンデンサが使用され、第１
の抵抗回路８の抵抗値は400 〜600 Ｍオーム（メグオー
ム）の値に設定されるために、時定数が極めて大きくな
り、しかも、駆動電源５の電圧可変部にも大容量のコン
デンサが使用されるために、高圧出力電圧の安定化の応
答特性が悪く、最近の画質の高精細化の要求に応えられ
ないものとなっている。However, in this type of circuit, the high-voltage capacitor 11 uses a capacitor having a capacity in the range of 1500PF to 6000PF, usually 3000PF.
Since the resistance value of the resistance circuit 8 is set to a value of 400 to 600 M ohms (meg ohms), the time constant becomes extremely large, and a large-capacity capacitor is also used in the voltage variable portion of the drive power source 5. Therefore, the response characteristic of stabilizing the high voltage output voltage is poor, and it is not possible to meet the recent demand for higher definition of image quality.
【０００８】そこで、画質の高精細化の要求に応え得る
高圧発生回路として、出願人は図３に示すものを提案し
ている。この図３の回路において、前記図４の回路と同
一の名称部分には同一符号が付されている。この回路
は、高圧コンデンサ11を高圧出力電圧の平滑専用のコン
デンサとして使用し、第１の抵抗回路８には並列に数10
PF〜数100 PFの容量の小さいスピードアップコンデンサ
16を並列に接続し、高圧側のＡ点と高圧出力電圧の検出
点のＢ点の立ち上がり位相を同じくするために、第１の
抵抗回路の抵抗値Ｒ0 とスピードアップコンデンサ16の
静電容量Ｃ4 との積Ｒ0 ・Ｃ4 と、第２の抵抗回路10の
抵抗値Ｒ3 と立ち上がり補正コンデンサ12の静電容量Ｃ
5 との積Ｒ3 ・Ｃ5 の値を同じにして電源投入時の立ち
上がり特性を改善している。Therefore, the applicant has proposed a high voltage generation circuit shown in FIG. 3 as a high voltage generation circuit which can meet the demand for higher definition of image quality. In the circuit of FIG. 3, the same names as those of the circuit of FIG. 4 are designated by the same reference numerals. In this circuit, the high voltage capacitor 11 is used as a capacitor exclusively for smoothing the high voltage output voltage, and is connected in parallel to the first resistance circuit 8 by several tens.
Speed-up capacitor with small capacitance of PF to several hundred PF
16 are connected in parallel, the resistance value R 0 of the first resistance circuit and the capacitance of the speed-up capacitor 16 are set in order to make the rising phase of the point A on the high voltage side and the point B of the detection point of the high voltage output voltage the same. the product R 0 · C 4 and C 4, the capacitance of the resistance R 3 and the rising correction capacitor 12 of the second resistor circuit 10 C
The value of the product R 3 · C 5 and 5 in the same have improved rising characteristics at power-on.
【０００９】そして、この回路では、オペアンプ14の出
力をパルス幅制御回路17に加えており、このパルス幅制
御回路17により、高圧出力電圧の降下量が大きくなるに
つれてオンパルス幅を広くしたスイッチ制御信号をパル
ス発生回路６に加え、パルス発生回路６のスイッチ素子
を制御するようにしている。スイッチ素子は、パルス幅
制御回路17から加えられるスイッチ制御信号のオンパル
ス幅が大きくなるにつれスイッチ素子のオン期間が長く
なる結果、フライバックトランス１の一次側で発生する
フライバックパルスの波高値が高くなり、このフライバ
ックパルスがフライバックトランス１で昇圧され、平滑
されて高圧出力電圧として陰極線管に加えられるもので
あるため、フライバックパルスの波高値が大きくなる分
だけ高圧出力電圧が高くなり、高圧出力電圧の降下量が
大きくなるにつれフライバックパルスの波高値が大きく
なるように制御されて、高圧出力電圧の安定化が行われ
るものである。Further, in this circuit, the output of the operational amplifier 14 is added to the pulse width control circuit 17, and the pulse width control circuit 17 causes the switch control signal in which the on-pulse width is widened as the drop amount of the high voltage output voltage increases. Is added to the pulse generating circuit 6 to control the switch element of the pulse generating circuit 6. In the switch element, the ON period of the switch element becomes longer as the ON pulse width of the switch control signal applied from the pulse width control circuit 17 becomes longer, so that the peak value of the flyback pulse generated on the primary side of the flyback transformer 1 becomes high. This flyback pulse is boosted by the flyback transformer 1, smoothed, and applied to the cathode ray tube as a high voltage output voltage. Therefore, the high voltage output voltage increases as the peak value of the flyback pulse increases. The crest value of the flyback pulse is controlled to increase as the drop amount of the high voltage output voltage increases, and the high voltage output voltage is stabilized.
【００１０】この図３の回路では、スピードアップコン
デンサ16が第１の抵抗回路８に並列に設けられているこ
とで、回路応答の時定数が十分小さなものとなり、か
つ、パルス幅制御により高圧の安定化を行う方式とした
ことで、高圧安定化の応答特性が改善され、高圧安定化
の応答特性と電源投入時の立ち上がり特性をともに改善
された最近の画質の高精細化に十分応え得る回路となっ
ている。In the circuit of FIG. 3, since the speed-up capacitor 16 is provided in parallel with the first resistance circuit 8, the time constant of the circuit response becomes sufficiently small, and the high voltage is controlled by the pulse width control. By adopting the stabilization method, the response characteristics of high-voltage stabilization are improved, and both the response characteristics of high-voltage stabilization and the startup characteristics at power-on have been improved. Has become.
【００１１】しかしながら、この図３の回路は、高圧コ
ンデンサ11の他にスピードアップコンデンサ16を必要と
し、このスピードアップコンデンサ16には高圧が印加さ
れるため、必然的に大型となり価格も高価となり、これ
ら高圧コンデンサ11およびスピードアップコンデンサ16
等の回路素子はフライバックトランス内に内蔵されるた
め、フライバックトランスが大型化し、コスト高になる
という問題があった。However, the circuit of FIG. 3 requires the speed-up capacitor 16 in addition to the high-voltage capacitor 11, and since high voltage is applied to this speed-up capacitor 16, it is inevitably large and expensive. These high-voltage capacitors 11 and speed-up capacitors 16
Since such circuit elements are built in the flyback transformer, there is a problem that the flyback transformer becomes large and the cost becomes high.
【００１２】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、その目的は、フライバックトランスの小
型化と低コスト化が図れ、かつ、高圧安定化の応答特性
と電源投入時の立ち上がり特性をともに満足させること
ができる高圧発生回路を提供することにある。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to reduce the size and cost of a flyback transformer, as well as the response characteristics of high-voltage stabilization and start-up when the power is turned on. An object of the present invention is to provide a high voltage generating circuit that can satisfy both characteristics.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、次のように構成されている。すなわち、本
発明は、フライバックトランスの一次側に、スイッチ素
子と、このスイッチ素子のオフ時にフライバックトラン
スの低圧コイルとのＬＣ共振によってフライバックパル
スを発生する共振コンデンサを備え、フラバックトラン
スの高圧コイルの出力側には第１の抵抗回路と第２の抵
抗回路を直列に接続した抵抗直列回路の第１の抵抗回路
の一端側が接続されており、前記第１の抵抗回路と第２
の抵抗回路の抵抗分割によって検出される高圧出力電圧
の検出電圧と基準電圧とを比較しその差の信号を出力す
るオペアンプと、オペアンプの出力によって前記スイッ
チ素子駆動のオンパルス幅を制御して高圧出力電圧を安
定化する高圧安定化回路とが設けられている高圧発生回
路において、前記第１の抵抗回路には高圧出力電圧を平
滑する高圧コンデンサが並列に接続され、第２の抵抗回
路には電源投入時の高圧出力電圧の立ち上がりと前記検
出電圧の立ち上がりの位相を合わせる立ち上がり補正コ
ンデンサが並列に接続され、また、前記高圧出力電圧の
検出電圧を第１のＣＲ並列回路と第２のＣＲ並列回路の
抵抗分割によって前記オペアンプに加える検出電圧のＣ
Ｒ分割回路が設けられ、この第１のＣＲ並列回路と第２
のＣＲ並列回路の時定数はほぼ同一に設定して成ること
を特徴として構成されている。In order to achieve the above object, the present invention is constructed as follows. That is, the present invention includes, on the primary side of the flyback transformer, a switching element and a resonance capacitor that generates a flyback pulse by LC resonance of the low-voltage coil of the flyback transformer when the switching element is off. One end of a first resistance circuit of a resistance series circuit in which a first resistance circuit and a second resistance circuit are connected in series is connected to the output side of the high voltage coil, and the first resistance circuit and the second resistance circuit are connected.
High-voltage output by comparing the detected voltage of the high-voltage output voltage detected by the resistance division of the resistance circuit and the reference voltage and outputting a signal of the difference, and by controlling the on-pulse width of the switch element drive by the output of the operational amplifier In a high voltage generating circuit provided with a high voltage stabilizing circuit for stabilizing a voltage, a high voltage capacitor for smoothing a high voltage output voltage is connected in parallel to the first resistance circuit, and a power source is connected to the second resistance circuit. A rising correction capacitor for matching the rising phase of the high-voltage output voltage and the rising phase of the detection voltage at the time of application is connected in parallel, and the detection voltage of the high-voltage output voltage is a first CR parallel circuit and a second CR parallel circuit. C of the detection voltage applied to the operational amplifier by resistance division of
An R division circuit is provided, and the first CR parallel circuit and the second CR parallel circuit are provided.
The CR parallel circuit is characterized in that the time constants thereof are set to be substantially the same.
【００１４】[0014]
【作用】上記構成の本発明において、第１の抵抗回路に
は高圧コンデンサが並列に接続され、第２の抵抗回路に
は立ち上がり補正コンデンサが並列に接続されているこ
とで、電源投入時の立ち上がり時には、高圧出力電圧の
立ち上がりと、検出電圧の立ち上がりの位相が合わせら
れ、高圧出力電圧の立ち上がりと検出電圧の立ち上がり
が同じになることで、電源投入時の良好な立ち上がり特
性が得られる。In the present invention having the above-described structure, since the high voltage capacitor is connected in parallel to the first resistance circuit and the rising correction capacitor is connected in parallel to the second resistance circuit, the rising when the power is turned on is increased. At times, the phases of the rising of the high-voltage output voltage and the rising of the detection voltage are matched, and the rising of the high-voltage output voltage and the rising of the detection voltage are the same, so that a good rising characteristic at power-on can be obtained.
【００１５】また、第１の抵抗回路には高圧コンデンサ
が並列に接続されていることで、第１の抵抗回路と高圧
コンデンサの並列回路の時定数および第２の抵抗回路と
立ち上がり補正コンデンサの並列回路の時定数とがとも
に大きくなるが、本発明では、高圧出力電圧の検出電圧
を第１のＣＲ並列回路と第２のＣＲ並列回路を直列に接
続して成るＣＲ分割回路により抵抗分割してオペアンプ
に加えるようにしており、第１のＣＲ並列回路と第２の
ＣＲ並列回路の時定数をほぼ同一に設定してあるので、
オペアンプに連動する高圧安定化回路の応答性は第２の
ＣＲ並列回路（第１のＣＲ並列回路）の時定数によって
定まり、この時定数を小さく設定できることで、高圧安
定化の良好な応答特性が得られる。Since the high-voltage capacitor is connected in parallel to the first resistance circuit, the time constant of the parallel circuit of the first resistance circuit and the high-voltage capacitor and the parallel connection of the second resistance circuit and the rising correction capacitor Although the time constant of the circuit both increases, in the present invention, the detection voltage of the high voltage output voltage is resistance-divided by the CR division circuit formed by connecting the first CR parallel circuit and the second CR parallel circuit in series. Since it is added to the operational amplifier and the time constants of the first CR parallel circuit and the second CR parallel circuit are set to be almost the same,
The response of the high-voltage stabilization circuit that works with the operational amplifier is determined by the time constant of the second CR parallel circuit (first CR parallel circuit), and by setting this time constant small, good response characteristics for high-voltage stabilization can be obtained. can get.
【００１６】[0016]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。なお、本実施例の説明において、前記図４に示す
従来例および図３に示す提案例と同一の名称部分には同
一符号を付し、その重複説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the description of the present embodiment, the same reference numerals will be given to the same names as those in the conventional example shown in FIG. 4 and the proposed example shown in FIG. 3, and duplicate description thereof will be omitted.
【００１７】図１には本発明の一実施例の高圧発生回路
が示されている。本実施例のパルス発生回路６は、１個
のスイッチ素子18によってフライバックパルスの発生動
作と、高圧安定化の動作を行うように構成されており、
ＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いたスイ
ッチ素子18と直列にダイオード20が接続され、このスイ
ッチ素子18とダイオード20の直列回路に並列にダンパー
ダイオード21が接続されている。そして、このダンパー
ダイオード21と並列にクランプダイオード22と共振コン
デンサ23の直列回路が並列に接続され、クランプダイオ
ード22と共振コンデンサ23の接続点と、低圧コイル３と
基準電源15との接続点との間にクランプダイオード24が
接続された構成となっている。FIG. 1 shows a high voltage generating circuit according to an embodiment of the present invention. The pulse generation circuit 6 of this embodiment is configured to perform a flyback pulse generation operation and a high voltage stabilization operation by one switch element 18.
A diode 20 is connected in series with a switch element 18 using a MOS FET (field effect transistor), and a damper diode 21 is connected in parallel with a series circuit of the switch element 18 and the diode 20. A series circuit of a clamp diode 22 and a resonance capacitor 23 is connected in parallel with the damper diode 21, and a connection point between the clamp diode 22 and the resonance capacitor 23 and a connection point between the low voltage coil 3 and the reference power supply 15 are connected. The clamp diode 24 is connected between them.
【００１８】高圧コイル４の高圧出力端側には第１の抵
抗回路８の一端側が接続されており、この第１の抵抗回
路８の他端側には第２の抵抗回路10の一端側が接続さ
れ、第２の抵抗回路10の他端側はグランド電位に接地さ
れている。本実施例では、第１の抵抗回路８は摺動抵抗
体によって形成され、摺動端子25によってフォーカス電
圧ＥF が取り出され、摺動端子26によりスクリーン電圧
ＥS が取り出されている。One end of the first resistance circuit 8 is connected to the high-voltage output end of the high-voltage coil 4, and one end of the second resistance circuit 10 is connected to the other end of the first resistance circuit 8. The other end of the second resistance circuit 10 is grounded to the ground potential. In the present embodiment, the first resistance circuit 8 is formed of a sliding resistor, the sliding terminal 25 extracts the focus voltage E F , and the sliding terminal 26 extracts the screen voltage E S.
【００１９】前記第１の抵抗回路８には並列に高圧コン
デンサ11が接続され、また、第２の抵抗回路10には並列
に立ち上がり補正コンデンサ12が接続されており、第１
の抵抗回路８の抵抗値Ｒ0 と高圧コンデンサ11の静電容
量Ｃ0 との積Ｒ0 ・Ｃ0 は、第２の抵抗回路10の抵抗値
ＲP と立ち上がり補正コンデンサ12の静電容量ＣP との
積ＲP ・ＣP に等しくされており、第１の抵抗回路８と
高圧コンデンサ11との並列回路の時定数と、第２の抵抗
回路10と立ち上がり補正コンデンサ12の並列回路の時定
数とを同じにしていることで、電源投入時の高圧出力電
圧の検出点Ｂの立ち上がりと高圧出力電圧のＡ点の立ち
上がりとを一致させている。A high-voltage capacitor 11 is connected in parallel to the first resistance circuit 8, and a rising correction capacitor 12 is connected in parallel to the second resistance circuit 10.
The product R 0 · C 0 of the resistance value R 0 of the resistance circuit 8 and the capacitance C 0 of the high-voltage capacitor 11 is the resistance value R P of the second resistance circuit 10 and the capacitance C of the rising correction capacitor 12. It is equal to the product R P · C P with P , and the time constant of the parallel circuit of the first resistance circuit 8 and the high-voltage capacitor 11 and the parallel circuit of the second resistance circuit 10 and the rising correction capacitor 12 By setting the constants to be the same, the rising edge of the detection point B of the high voltage output voltage and the rising edge of the high voltage output voltage at the point A at power-on are matched.
【００２０】そして、第１の抵抗回路８と第２の抵抗回
路10との抵抗分割によって検出される高圧出力電圧の検
出電圧は、ＣＲ分割回路27の抵抗分割によってオペアン
プ14の反転入力端子に加えられるようになっている。す
なわち、高圧出力電圧の検出点Ｂと、グランド電位間に
は、第１の抵抗体28と第２の抵抗体30との直列回路が接
続され、この第１の抵抗体28と第２の抵抗体30の接続部
はオペアンプ14の反転入力端子に接続されることで、Ｂ
点で検出される高圧出力電圧の検出電圧は抵抗体28, 30
により抵抗分割されてオペアンプ14の反転入力端子に加
えられている。The detection voltage of the high voltage output voltage detected by the resistance division of the first resistance circuit 8 and the second resistance circuit 10 is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 14 by the resistance division of the CR division circuit 27. It is designed to be used. That is, a series circuit of the first resistor 28 and the second resistor 30 is connected between the detection point B of the high voltage output voltage and the ground potential, and the first resistor 28 and the second resistor 30 are connected in series. By connecting the connection part of the body 30 to the inverting input terminal of the operational amplifier 14,
The high voltage output voltage detected at the point is
It is resistance-divided by and added to the inverting input terminal of the operational amplifier 14.
【００２１】前記第１の抵抗体28には静電容量Ｃ1 の第
１のコンデンサ31が並列に接続されて第１のＣＲ並列回
路を構成しており、また、第２の抵抗体30に並列に静電
容量Ｃ2 の第２のコンデンサ32が接続されて第２のＣＲ
並列回路を構成している。また、前記オペアンプ14の非
反転入力端子には基準電源15が接続されており、オペア
ンプ14はこの基準電源15の基準電圧とＣＲ分割回路27に
よって抵抗分割された高圧出力電圧の検出電圧とを比較
し、その差に対応する信号をパルス幅制御回路17に加え
る。パルス幅制御回路17は、オペアンプ14の出力によ
り、高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれてオンパ
ルス幅を広くしたスイッチ制御信号をスイッチ素子18の
ゲートに加える。A first capacitor 31 having an electrostatic capacitance C 1 is connected in parallel to the first resistor 28 to form a first CR parallel circuit, and a second resistor 30 is connected to the first resistor 30. A second capacitor 32 having a capacitance of C 2 is connected in parallel and a second CR is connected.
It constitutes a parallel circuit. A reference power supply 15 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 14, and the operational amplifier 14 compares the reference voltage of the reference power supply 15 with the detection voltage of the high voltage output voltage resistance-divided by the CR division circuit 27. Then, a signal corresponding to the difference is added to the pulse width control circuit 17. The pulse width control circuit 17 applies, to the gate of the switch element 18, a switch control signal in which the ON pulse width is widened as the amount of drop of the high voltage output voltage is increased by the output of the operational amplifier 14.
【００２２】フライバックトランス１の一次側の回路
は、スイッチ素子18がオンすることによって基準電源15
からの電流は低圧コイル３、ダイオード20、スイッチ素
子18を順に通って電流が流れ、電磁エネルギが低圧コイ
ル３に蓄えられる。この低圧コイル３に蓄えられる電磁
エネルギはスイッチ素子18のオン期間が長くなるほど大
きくなる。スイッチ素子18がオフすると、低圧コイル３
と共振コンデンサ23のＬＣ共振によってフライバックパ
ルスが発生する。In the circuit on the primary side of the flyback transformer 1, when the switch element 18 is turned on, the reference power source 15
The electric current from flows through the low-voltage coil 3, the diode 20, and the switch element 18 in this order, and electromagnetic energy is stored in the low-voltage coil 3. The electromagnetic energy stored in the low voltage coil 3 increases as the ON period of the switch element 18 increases. When the switch element 18 is turned off, the low voltage coil 3
A flyback pulse is generated by the LC resonance of the resonance capacitor 23.
【００２３】このフライバックパルスは、低圧コイル３
に蓄えられている電磁エネルギが大きいほど、つまり、
スイッチ素子18のオン期間が長いほど波高値が高くな
り、フライバックトランス１によって昇圧され、かつ、
高圧整流ダイオード７によって整流されて陰極線管（図
示せず）のアノードへ高圧出力電圧として加えられる。
高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれ、パルス幅制
御回路17から出力されるスイッチ制御信号のオンパルス
幅が大きくなるので、フライバックトランス１の一次側
で発生するフライバックパルスの波高値も高くなり、高
圧出力電圧の降下分に対応してフライバックパルスの波
高値が高められることで、高圧出力電圧の安定化が行わ
れる。This flyback pulse is generated by the low voltage coil 3
The greater the electromagnetic energy stored in, that is,
The longer the ON period of the switch element 18, the higher the peak value, the boosted by the flyback transformer 1, and
It is rectified by the high voltage rectifying diode 7 and applied as a high voltage output voltage to the anode of a cathode ray tube (not shown).
Since the ON pulse width of the switch control signal output from the pulse width control circuit 17 increases as the amount of drop of the high voltage output voltage increases, the peak value of the flyback pulse generated on the primary side of the flyback transformer 1 also increases. The crest value of the flyback pulse is increased corresponding to the drop in the high voltage output voltage, so that the high voltage output voltage is stabilized.
【００２４】本実施例では、前記した如く、第１の抵抗
回路８と高圧コンデンサ11の並列回路によって定まる時
定数と第２の抵抗回路10と立ち上がり補正コンデンサ12
との並列回路によって定まる時定数とを同じにしている
ので、電源投入時の立ち上がり特性が改善されている
が、さらに、高圧出力電圧の検出電圧をＣＲ分割回路27
によって抵抗分割してオペアンプ14に加えるようにして
いることで、高圧安定化制御の応答特性が大幅に改善さ
れている。In this embodiment, as described above, the time constant determined by the parallel circuit of the first resistance circuit 8 and the high-voltage capacitor 11, the second resistance circuit 10, and the rising correction capacitor 12 are set.
Since the time constant determined by the parallel circuit with is the same, the rising characteristics at power-on are improved, but the detection voltage of the high voltage output voltage is further divided by the CR division circuit 27.
The resistance characteristic of the high-voltage stabilization control is greatly improved by resistance-dividing and adding to the operational amplifier 14.
【００２５】図２は本実施例における図１の高圧発生回
路からＣＲ分割回路27を取り除いた状態の回路図であ
る。この図２の回路では、電源投入時の立ち上がり特性
の改善は図られるが、高圧安定化の応答特性は第２の抵
抗回路10と立ち上がり補正コンデンサ12の並列回路の時
定数によって定まり、この時定数は非常に大きいので、
オペアンプ14の回路動作の応答性を高めることはできな
いものとなる。また、一般に、オペアンプ14は小さい入
力電圧の振幅に対してリニアリティが保証されており、
例えば、０Ｖ〜５Ｖというような大きな入力電圧の振幅
に対してはリニアリティが保証されていないため、回路
動作が円滑に行われないという性質を備えている。FIG. 2 is a circuit diagram showing a state in which the CR dividing circuit 27 is removed from the high voltage generating circuit of FIG. 1 in this embodiment. In the circuit of FIG. 2, the rise characteristic at power-on is improved, but the response characteristic of high voltage stabilization is determined by the time constant of the parallel circuit of the second resistor circuit 10 and the rise correction capacitor 12, and this time constant Is so large that
The responsiveness of the circuit operation of the operational amplifier 14 cannot be improved. Further, in general, the operational amplifier 14 is guaranteed to have linearity with respect to a small input voltage amplitude,
For example, since the linearity is not guaranteed for a large input voltage amplitude such as 0 V to 5 V, the circuit operation is not smoothly performed.
【００２６】図２に示す回路では、大容量の高圧コンデ
ンサ11が使用されているため、第１の抵抗回路８と高圧
コンデンサ11の並列回路の時定数と、第２の抵抗回路10
と立ち上がり補正コンデンサ12との並列回路の時定数と
を一致させる関係上、立ち上がり補正コンデンサ12の静
電容量は大容量となり、この立ち上がり補正コンデンサ
12のインピーダンスはオペアンプ14の内部の入力インピ
ーダンスよりも十分に小さくなる。In the circuit shown in FIG. 2, since the high-capacity high-voltage capacitor 11 is used, the time constant of the parallel circuit of the first resistance circuit 8 and the high-voltage capacitor 11 and the second resistance circuit 10
In order to match the time constant of the parallel circuit of the rising compensation capacitor 12 with the rising compensation capacitor 12, the electrostatic capacitance of the rising compensation capacitor 12 becomes large, and
The impedance of 12 is sufficiently smaller than the input impedance inside the operational amplifier 14.
【００２７】このために、電源が投入された回路動作の
開始時には、基準電源15からの電流がオペアンプ14の非
反転入力端子から反転入力端子を通って立ち上がり補正
コンデンサ12側に流れ、立ち上がり補正コンデンサ12に
電荷がチャージされる結果、電源投入した途端にオペア
ンプ14の反転入力端子に駆動電源５の電源電圧であるほ
ぼ５Ｖの電圧が０Ｖの状態から突然印加されるために、
オペアンプ14のリニアリティの保証範囲から外れた電圧
が印加されることとなり、オペアンプ14の回路動作が円
滑に行われなくなってしまうという問題が生じる。Therefore, at the start of the circuit operation when the power is turned on, the current from the reference power supply 15 flows from the non-inverting input terminal of the operational amplifier 14 through the inverting input terminal to the rising correction capacitor 12 side, and the rising correction capacitor As a result of the electric charge being charged in 12, as soon as the power is turned on, a voltage of approximately 5V which is the power supply voltage of the driving power supply 5 is suddenly applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 14 from the 0V state.
A voltage outside the guaranteed range of the linearity of the operational amplifier 14 is applied, which causes a problem that the circuit operation of the operational amplifier 14 is not smoothly performed.
【００２８】その上、立ち上がり補正コンデンサ12にチ
ャージされた電荷のディスチャージの径路がないため、
電源投入時にチャージされた電荷がディスチャージする
までに長い時間（例えば、数秒）かかり、その間はオペ
アンプ14が誤動作の状態となるので、オペアンプ14が正
常動作に移るまでに時間がかかり過ぎるという問題が生
じる。Moreover, since there is no path for discharging the electric charge charged in the rising correction capacitor 12,
It takes a long time (for example, several seconds) for the charge charged at power-on to be discharged, and during that time, the operational amplifier 14 is in a malfunctioning state, which causes a problem that it takes too long before the operational amplifier 14 starts to operate normally. .
【００２９】本実施例では、ＣＲ分割回路27を設けるこ
とによって、このような問題を一気に解決している。す
なわち、本実施例では、ＣＲ分割回路27のオペアンプ14
に対する入力インピーダンスはオペアンプ14の内部入力
インピーダンスと等価になるようにしているため、電源
投入時に駆動電源５からの電流が非反転入力端子から反
転入力端子を通って立ち上がり補正コンデンサ12側に流
れるということが殆どなくなり、したがって、回路動作
開始時にオペアンプ14の反転入力端子に加えられる入力
電圧はオペアンプ14のリニアリティの保証範囲の電圧と
なり、電源投入時からオペアンプ14は円滑に回路動作を
行うことができることとなる。In the present embodiment, such a problem is solved all at once by providing the CR dividing circuit 27. That is, in this embodiment, the operational amplifier 14 of the CR division circuit 27 is used.
Since the input impedance to is equal to the internal input impedance of the operational amplifier 14, the current from the driving power supply 5 flows from the non-inverting input terminal to the rising correction capacitor 12 side through the inverting input terminal when the power is turned on. Therefore, the input voltage applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 14 at the start of the circuit operation becomes a voltage within the guaranteed range of the linearity of the operational amplifier 14, and the operational amplifier 14 can smoothly perform the circuit operation after the power is turned on. Become.
【００３０】また、ＣＲ分割回路27は立ち上がり補正コ
ンデンサ12に対するディスチャージ回路として機能する
ので、電源投入時に立ち上がり補正コンデンサ12にたと
え電荷がチャージされても、この電荷はこのディスチャ
ージ回路を通って速やかに放電されるため、オペアンプ
14を電源投入直後から円滑正常に動作させることができ
る。また、オペアンプ14の回路動作の応答特性は第２の
抵抗体30と第２のコンデンサ32との時定数によって定ま
るが、この第２のＣＲ並列回路の時定数は第２の抵抗回
路10と立ち上がり補正コンデンサ12によって定まる時定
数に比べ遥かに小さなものとなり、これにより、高圧出
力電圧の安定化の応答特性を十分に高めることが可能と
なる。Further, since the CR division circuit 27 functions as a discharge circuit for the rising correction capacitor 12, even if the rising correction capacitor 12 is charged when the power is turned on, this charge is quickly discharged through this discharge circuit. Because it is an operational amplifier
The 14 can be operated smoothly and normally immediately after the power is turned on. Further, the response characteristic of the circuit operation of the operational amplifier 14 is determined by the time constant of the second resistor 30 and the second capacitor 32, and the time constant of this second CR parallel circuit rises with the second resistor circuit 10. The time constant becomes much smaller than the time constant determined by the correction capacitor 12, which makes it possible to sufficiently enhance the response characteristic of stabilizing the high voltage output voltage.
【００３１】なお、本発明は上記実施例に限定されるこ
とはなく、様々な実施の態様を採り得る。例えば、本実
施例ではスイッチ素子18をＭＯＳ ＦＥＴによって構成
したが、これをバイポーラトランジスタ等の他のスイッ
チ素子によって構成してもよい。The present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and various embodiments can be adopted. For example, in the present embodiment, the switch element 18 is composed of a MOS FET, but it may be composed of another switch element such as a bipolar transistor.
【００３２】また、本明細書では、オペアンプは広い概
念で使用されており、シリーズレギュレータ、エラーア
ンプ等、入力電圧の大きさによって出力電圧を可変する
回路であればよく、入力電圧が高くなるにつれ出力電圧
が高くなるものや、その逆に、入力電圧が低くなるにつ
れ出力電圧が高くなるいずれのタイプの回路でもよく、
回路の制御形態は問わない。Further, in the present specification, the operational amplifier is used in a broad concept, and any circuit such as a series regulator or an error amplifier which changes the output voltage according to the magnitude of the input voltage may be used. As the input voltage increases, Any type of circuit in which the output voltage increases, or vice versa, the output voltage increases as the input voltage decreases,
The control form of the circuit does not matter.
【００３３】さらに、上記実施例では、第１の抵抗体28
に第１のコンデンサ31を並列接続して第１のＣＲ並列回
路とし、第２の抵抗体30に第２のコンデンサ32を並列接
続して第２のＣＲ並列回路としたが、本発明では、これ
ら第１および第２のＣＲ並列回路は等価回路的に抵抗体
とコンデンサ成分が並列回路を構成していればよい。通
常、抵抗体自身はコンデンサ成分（静電容量成分）を保
有しており、第１の抵抗体28が保有するコンデンサ成分
と該第１の抵抗体28の等価的並列回路によって第１のＣ
Ｒ並列回路として機能させることができる場合は外付け
電子部品の第１のコンデンサ31は省略でき、また、第２
の抵抗体30が保有するコンデンサ成分と該第２の抵抗体
30の等価的並列回路によって第２のＣＲ並列回路として
機能させることができる場合は外付け電子部品の第２の
コンデンサ32は省略できる。なお、第１のＣＲ並列回路
と第２のＣＲ並列回路の時定数はほぼ同一に設定される
ため、コンデンサ31，32の容量Ｃ1 ，Ｃ2 を適宜調整す
ることにより、位相補償を行うことができる。Further, in the above embodiment, the first resistor 28
Although the first capacitor 31 is connected in parallel to the first CR parallel circuit and the second capacitor 32 is connected in parallel to the second resistor 32 to form the second CR parallel circuit, In the first and second CR parallel circuits, the resistor and the capacitor component may form a parallel circuit as an equivalent circuit. Normally, the resistor itself has a capacitor component (capacitance component), and the first C is formed by an equivalent parallel circuit of the capacitor component held by the first resistor 28 and the first resistor 28.
If it can function as an R parallel circuit, the first capacitor 31 of the external electronic component can be omitted, and the second capacitor can be omitted.
Component of the second resistor 30 and the second resistor
If the equivalent parallel circuit of 30 can function as the second CR parallel circuit, the second capacitor 32 of the external electronic component can be omitted. Since the time constants of the first CR parallel circuit and the second CR parallel circuit are set to be almost the same, phase compensation is performed by appropriately adjusting the capacitances C 1 and C 2 of the capacitors 31 and 32. You can
【００３４】[0034]
【発明の効果】本発明は、高圧コンデンサを高圧出力電
圧の平滑化の機能の他に、電源投入時の立ち上がり特性
の時定数を設定するコンデンサとして機能させているの
で、従来のパルス幅制御方式の回路のように高圧出力電
圧の平滑のための高圧コンデンサと電源投入時の立ち上
がり特性の時定数を定めるスピードアップコンデンサの
２つの高圧のコンデンサを用いる必要がなく、大型のコ
ンデンサは１個だけで済むので、これらのコンデンサを
収容するフライバックトランスの大幅な小型化が達成で
きることとなり、通常のコンデンサよりも価格の高いス
ピードアップコンデンサを省略できることで、大幅なコ
スト低減が図れることとなる。According to the present invention, the high-voltage capacitor functions as a capacitor for setting the time constant of the rising characteristic when the power is turned on, in addition to the function of smoothing the high-voltage output voltage. It is not necessary to use two high-voltage capacitors such as a high-voltage capacitor for smoothing the high-voltage output voltage and a speed-up capacitor that determines the time constant of the start-up characteristic when the power is turned on, as in the circuit of 1. As a result, the flyback transformer accommodating these capacitors can be significantly downsized, and the speed-up capacitor, which is more expensive than ordinary capacitors, can be omitted, resulting in a significant cost reduction.
【００３５】また、スピードアップコンデンサを用いる
ことなく、高圧コンデンサを代用することで、電源投入
時の良好な立ち上がり特性を得ることができる。By using a high-voltage capacitor instead of a speed-up capacitor, it is possible to obtain good rising characteristics when the power is turned on.
【００３６】さらに、高圧出力電圧の検出電圧をＣＲ分
割回路で抵抗分割してオペアンプに加えるようにしてい
るので、オペアンプの回路動作の時定数はＣＲ分割回路
のＣＲ並列回路の時定数によって定まることとなり、こ
のＣＲ並列回路の時定数は十分に小さくすることができ
るので、高圧安定化の応答特性を十分に高めることが可
能となる。Further, since the detection voltage of the high voltage output voltage is resistance-divided by the CR division circuit and applied to the operational amplifier, the time constant of the circuit operation of the operational amplifier is determined by the time constant of the CR parallel circuit of the CR division circuit. Since the time constant of this CR parallel circuit can be made sufficiently small, it becomes possible to sufficiently enhance the response characteristic of high voltage stabilization.
【００３７】さらに、本発明は、高圧出力電圧の検出電
圧をＣＲ分割回路によって抵抗分割してオペアンプに導
くようにしているので、高圧出力電圧の検出電位、つま
り、高圧出力電圧の分割電圧ポイントを高電位側に持っ
て行けるため、その分、立ち上がり補正コンデンサの静
電容量を小さくでき、この立ち上がり補正コンデンサを
一般的に使用される大容量の電界コンデンサではなく、
それよりも容量の小さい温度特性並びに信頼性のよいフ
ィルムコンデンサを使うことができるという優れた効果
も得られることとなる。Further, according to the present invention, since the detection voltage of the high voltage output voltage is resistance-divided by the CR dividing circuit and led to the operational amplifier, the detection potential of the high voltage output voltage, that is, the division voltage point of the high voltage output voltage is determined. Since it can be brought to the high potential side, the capacitance of the rising correction capacitor can be reduced accordingly, and this rising correction capacitor is not a large-capacity electric field capacitor that is generally used,
It is also possible to obtain an excellent effect that a film capacitor having a smaller capacity than that and a highly reliable film capacitor can be used.
【図１】本発明に係る高圧発生回路の一実施例の回路構
成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an embodiment of a high voltage generating circuit according to the present invention.
【図２】本実施例の回路からＣＲ分割回路を取り除いた
状態の回路である。FIG. 2 is a circuit in a state in which a CR division circuit is removed from the circuit of this embodiment.
【図３】発明者が先に提案しているパルス幅制御方式の
高圧発生回路の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a pulse width control type high voltage generation circuit previously proposed by the inventor.
【図４】従来の駆動電源電圧可変方式の高圧安定化回路
を備えた高圧発生回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a high voltage generating circuit including a conventional high voltage stabilizing circuit of a variable drive power supply voltage system.
１ フライバックトランス ８ 第１の抵抗回路 10 第２の抵抗回路 11 高圧コンデンサ 12 立ち上がり補正コンデンサ 13 高圧安定化回路 14 オペアンプ 27 ＣＲ分割回路 1 Flyback transformer 8 1st resistance circuit 10 2nd resistance circuit 11 High voltage capacitor 12 Rise compensation capacitor 13 High voltage stabilization circuit 14 Operational amplifier 27 CR division circuit
Claims (1)
ッチ素子と、このスイッチ素子のオフ時にフライバック
トランスの低圧コイルとのＬＣ共振によってフライバッ
クパルスを発生する共振コンデンサを備え、フラバック
トランスの高圧コイルの出力側には第１の抵抗回路と第
２の抵抗回路を直列に接続した抵抗直列回路の第１の抵
抗回路の一端側が接続されており、前記第１の抵抗回路
と第２の抵抗回路の抵抗分割によって検出される高圧出
力電圧の検出電圧と基準電圧とを比較しその差の信号を
出力するオペアンプと、オペアンプの出力によって前記
スイッチ素子駆動のオンパルス幅を制御して高圧出力電
圧を安定化する高圧安定化回路とが設けられている高圧
発生回路において、前記第１の抵抗回路には高圧出力電
圧を平滑する高圧コンデンサが並列に接続され、第２の
抵抗回路には電源投入時の高圧出力電圧の立ち上がりと
前記検出電圧の立ち上がりの位相を合わせる立ち上がり
補正コンデンサが並列に接続され、また、前記高圧出力
電圧の検出電圧を第１のＣＲ並列回路と第２のＣＲ並列
回路の抵抗分割によって前記オペアンプに加える検出電
圧のＣＲ分割回路が設けられ、この第１のＣＲ並列回路
と第２のＣＲ並列回路の時定数はほぼ同一に設定して成
る高圧発生回路。1. A flyback transformer primary side is provided with a switching element and a resonance capacitor that generates a flyback pulse by LC resonance of a low-voltage coil of the flyback transformer when the switching element is off, and a high voltage of the flaback transformer. To the output side of the coil, one end side of a first resistance circuit of a resistance series circuit in which a first resistance circuit and a second resistance circuit are connected in series is connected, and the first resistance circuit and the second resistance circuit are connected. The high voltage output voltage is controlled by controlling the ON pulse width of the switching element drive by the output of the operational amplifier, which compares the detected voltage of the high voltage output voltage detected by the resistance division of the circuit with the reference voltage and outputs the signal of the difference. In a high voltage generating circuit provided with a high voltage stabilizing circuit for stabilizing, a high voltage coil for smoothing a high voltage output voltage is provided in the first resistance circuit. Capacitors are connected in parallel, a rising correction capacitor that matches the rising phase of the high-voltage output voltage when the power is turned on and the rising phase of the detection voltage are connected in parallel to the second resistance circuit, and the high-voltage output voltage is detected. A CR division circuit of a detection voltage for applying a voltage to the operational amplifier by resistance division of the first CR parallel circuit and the second CR parallel circuit is provided, and the time constants of the first CR parallel circuit and the second CR parallel circuit are provided. Is a high-voltage generation circuit configured with almost the same settings.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33332594A JPH08172544A (en) | 1994-12-15 | 1994-12-15 | High voltage generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP33332594A JPH08172544A (en) | 1994-12-15 | 1994-12-15 | High voltage generating circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08172544A true JPH08172544A (en) | 1996-07-02 |
Family
ID=18264854
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|---|---|---|---|
| JP33332594A Pending JPH08172544A (en) | 1994-12-15 | 1994-12-15 | High voltage generating circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08172544A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0851672A2 (en) * | 1996-12-30 | 1998-07-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-voltage generating circuit |
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-
1994
- 1994-12-15 JP JP33332594A patent/JPH08172544A/en active Pending
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