JPH08172323A - Push-pull amplifier - Google Patents
Push-pull amplifierInfo
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- JPH08172323A JPH08172323A JP13993095A JP13993095A JPH08172323A JP H08172323 A JPH08172323 A JP H08172323A JP 13993095 A JP13993095 A JP 13993095A JP 13993095 A JP13993095 A JP 13993095A JP H08172323 A JPH08172323 A JP H08172323A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、例えば変動する負荷
を低電圧駆動する場合等に用いて好適なプッシュプル増
幅器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a push-pull amplifier suitable for use in driving a fluctuating load at a low voltage.
【0002】[0002]
【従来の技術】一般に従来の変動する負荷を駆動する低
電圧駆動の増幅器は、負荷電流に応じた電流を出力段に
流しておく必要があるので、負荷が重いとそれだけ大き
なアイドリング電流を流しておく必要があり、従って消
費電流が大きくなると共に低電圧駆動が困難となり、ま
たバイアス電流供給回路も複雑になる等の欠点がある。2. Description of the Related Art Generally, a conventional low-voltage drive amplifier for driving a fluctuating load requires a current corresponding to the load current to flow to an output stage. Therefore, when the load is heavy, a large idling current is supplied. Therefore, there are drawbacks that the current consumption increases, low voltage driving becomes difficult, and the bias current supply circuit becomes complicated.
【0003】図1は従来の増幅器の一例を示すもので、
同図において、1及び2は夫々差動入力信号が供給され
る入力端子であって、これ等の入力端子1及び2は夫々
差動アンプを構成する一対のトランジスタ3及び4の各
ベースに接続され、トランジスタ3及び4の各エミッタ
は共通接続された後、電流源5を介して負の電源端子−
Vccに接続される。またトランジスタ3及び4の各コ
レクタは夫々ダイオード接続構成とされたトランジスタ
6及び7の各コレクタ−エミッタ路を介して正の電源端
子+Vccに接続される。更にトランジスタ6及び7の
各ベースは夫々トランジスタ8及び9の各ベースに接続
され、これらのトランジスタ8及び9の各エミッタは正
の電源端子+Vccに接続されると共に、各コレクタは
夫々トランジスタ11及び10の各コレクタ−エミッタ
路を介して負の電源端子−Vccに接続される。尚、ト
ランジスタ10及び11の各ベースは共通接続され、更
にトランジスタ11のベースとコレクタが相互接続され
てトランジスタ11は、いわゆるダイオード接続構成と
されている。そして、これらトランジスタ3〜11によ
りA級アンプA1 を構成している。FIG. 1 shows an example of a conventional amplifier.
In the figure, 1 and 2 are input terminals to which differential input signals are respectively supplied, and these input terminals 1 and 2 are respectively connected to the bases of a pair of transistors 3 and 4 constituting a differential amplifier. After the emitters of the transistors 3 and 4 are commonly connected, a negative power supply terminal − is connected via the current source 5.
Connected to Vcc. Further, the collectors of the transistors 3 and 4 are connected to the positive power supply terminal + Vcc through the collector-emitter paths of the transistors 6 and 7 which are respectively diode-connected. Further, the bases of the transistors 6 and 7 are connected to the bases of the transistors 8 and 9, respectively, the emitters of the transistors 8 and 9 are connected to the positive power supply terminal + Vcc, and the collectors thereof are the transistors 11 and 10, respectively. Is connected to the negative power supply terminal -Vcc via each collector-emitter path of. The bases of the transistors 10 and 11 are commonly connected, and the base and collector of the transistor 11 are interconnected, so that the transistor 11 has a so-called diode connection configuration. The transistors 3 to 11 form a class A amplifier A 1 .
【0004】更に、このA級アンプA1 の出力、即ちト
ランジスタ9及び10の各コレクタの接続点がB級アン
プA2 を構成するトランジスタ12及び13の各エミッ
タの接続点に接続される。またこれらトランジスタ12
及び13に対応してダイオード接続構成とされたトラン
ジスタ14及び15が設けられ、トランジスタ14及び
15の各ベースが夫々トランジスタ12及び13の各ベ
ースと相互接続され、更にトランジスタ14及び15の
各エミッタが共通接続されると共にトランジスタ14の
コレクタが電流源16を介して正の電源端子+Vccに
接続されると共にトランジスタ15のコレクタが電流源
17を介して負の電源端子−Vccに接続される。Further, the output of the class A amplifier A 1 , that is, the connection point of the collectors of the transistors 9 and 10 is connected to the connection point of the emitters of the transistors 12 and 13 that form the class B amplifier A 2 . In addition, these transistors 12
And 13 are provided with diode-connected transistors 14 and 15, respectively, the bases of the transistors 14 and 15 are interconnected with the bases of the transistors 12 and 13, respectively, and the emitters of the transistors 14 and 15 are connected with each other. Commonly connected, the collector of the transistor 14 is connected to the positive power supply terminal + Vcc via the current source 16, and the collector of the transistor 15 is connected to the negative power supply terminal −Vcc via the current source 17.
【0005】更にトランジスタ12のコレクタ側がダイ
オード接続構成のトランジスタ18のコレクタ−エミッ
タ路を介して正の電源端子+Vccに接続されると共に
トランジスタ13のコレクタがダイオード接続構成のト
ランジスタ19のコレクタ−エミッタ路を介して負の電
源端子−Vccに接続される。そしてトランジスタ18
及び19の各ベースが夫々トランジスタ20及び21の
各ベースに相互接続される。トランジスタ20のエミッ
タは正の電源端子+Vccに接続され、コレクタはトラ
ンジスタ21のコレクタと相互接続され、このトランジ
スタ21のエミッタが負の電源端子−Vccに接続され
る。そしてトランジスタ20及び21の各コレクタの接
続点より出力端子22が取り出される。Further, the collector side of the transistor 12 is connected to the positive power supply terminal + Vcc via the collector-emitter path of the diode-connected transistor 18, and the collector of the transistor 13 is connected to the collector-emitter path of the diode-connected transistor 19. To the negative power supply terminal -Vcc. And transistor 18
And 19 are interconnected to the bases of transistors 20 and 21, respectively. The emitter of transistor 20 is connected to the positive power supply terminal + Vcc, the collector is interconnected with the collector of transistor 21, and the emitter of this transistor 21 is connected to the negative power supply terminal -Vcc. The output terminal 22 is taken out from the connection point of the collectors of the transistors 20 and 21.
【0006】またこのB級のアンプA2 の出力側即ちト
ランジスタ20及び21の各コレクタの接続点が分圧抵
抗器23及び24を介して接地され、抵抗器23及び2
4の接続点がトランジスタ14及び15の各エミッタの
接続点に接続される。またB級アンプA2 の出力側が抵
抗器25を介して入力端子2側に接続され、更に抵抗器
26及びコンデンサ27を介して接地される。The output side of the class B amplifier A 2 , that is, the connection point of the collectors of the transistors 20 and 21 is grounded via the voltage dividing resistors 23 and 24, and the resistors 23 and 2 are connected.
The connection point of 4 is connected to the connection point of the emitters of the transistors 14 and 15. The output side of the class B amplifier A 2 is connected to the input terminal 2 side via the resistor 25, and is further grounded via the resistor 26 and the capacitor 27.
【0007】今、入力端子1及びGNDより差動入力信
号が供給されると、これに対応してトランジスタ3及び
4が交互に作動し、これに伴ってトランジスタ6,8,
10及びトランジスタ7,9,11が交互に作動し、ト
ランジスタ9及び10のコレクタ側にA級アンプA1 の
出力信号が得られる。この出力信号はB級アンプA2の
トランジスタ12及び13のエミッタ側に供給される。
そして、このB級アンプA2 では、出力が上昇する時は
トランジスタ20側が動作し、出力が降下する時はトラ
ンジスタ21側が動作し、いずれもカットオフ状態まで
変化し、出力端子22にB級アンプA2 の出力信号が取
り出される。Now, when a differential input signal is supplied from the input terminal 1 and GND, the transistors 3 and 4 are alternately operated correspondingly, and accordingly, the transistors 6, 8 and.
10 and the transistors 7, 9 and 11 operate alternately, and the output signal of the class A amplifier A 1 is obtained on the collector side of the transistors 9 and 10. This output signal is supplied to the emitter side of the transistors 12 and 13 of the class B amplifier A 2 .
Then, in this class B amplifier A 2 , the transistor 20 side operates when the output rises, and the transistor 21 side operates when the output falls, both of which change to the cutoff state, and the class B amplifier at the output terminal 22. The output signal of A 2 is taken out.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】斯る回路において、A
級アンプA1 の電流源5の電流設定は、トランジスタ8
及び10のコレクタ側より出力段であるB級アンプA2
側に流れ込む負荷電流の約2倍の電流に設定される。つ
まり、電流源5の電流設定によって、出力電流(負荷電
流)の最大値が決定される。従って、常時負荷電流の倍
位を流しておく必要があり、アイドリング電流は極めて
大きいものとなる。In such a circuit, A
The current setting of the current source 5 of the class amplifier A 1 is performed by the transistor 8
And a class B amplifier A 2 which is an output stage from the collector side of 10.
It is set to about twice the load current flowing into the side. That is, the maximum value of the output current (load current) is determined by the current setting of the current source 5. Therefore, it is necessary to always pass the load current twice as much, and the idling current becomes extremely large.
【0009】また、ここで動作電圧範囲を検討すると、
電流源16及び17での降下電圧を夫々0.3V及びト
ランジスタ14及び15のベース−エミッタ間電圧を夫
々0.6Vとすると、全部で1.8Vが必要であり、従
って例えば1.2V位の低電圧で駆動することは不可能
である。またこの場合のバイアス電流供給回路は複雑で
あり、好ましくない。Further, considering the operating voltage range,
Assuming that the voltage drops at the current sources 16 and 17 are 0.3 V and the base-emitter voltages of the transistors 14 and 15 are 0.6 V, 1.8 V is required in total, and therefore, for example, 1.2 V or so. It is impossible to drive at a low voltage. Further, the bias current supply circuit in this case is complicated and not preferable.
【0010】この発明は斯る点に鑑み、構成簡単にして
消費電流を大幅に低減できると共に低電圧駆動が可能な
プッシュプル増幅器を提供するものである。In view of the above-mentioned problems, the present invention provides a push-pull amplifier which has a simple structure and is capable of drastically reducing current consumption and capable of driving at a low voltage.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】この発明では、差動入力
信号が供給される第1の1対のスイッチング素子と第1
の電流源とが直列に正及び負の電源端子の間に接続され
た第1の差動アンプと、上記差動入力信号が供給される
とともに上記第1の1対のスイッチング素子に対し並列
に接続された第2の1対のスイッチング素子と上記第1
の電流源より電流値が大もしくは等しい第2の電流源と
が、直列に正及び負の電源端子の間に接続された第2の
差動アンプと、上記第1の1対のスイッチング素子の出
力信号により駆動される第3の1対のスイッチング素子
から構成されるB級プッシュプルアンプと、上記第3の
1対のスイッチング素子に対し並列に接続された第4の
1対のスイッチング素子とを備えるようにしたものであ
る。According to the present invention, a first pair of switching elements supplied with a differential input signal and a first pair of switching elements are provided.
Current source is connected in series between the positive and negative power supply terminals, and is supplied with the differential input signal and in parallel with the first pair of switching elements. The second pair of switching elements connected to the first pair of switching elements
A second current source having a current value greater than or equal to that of the current source of the second current source connected in series between the positive and negative power supply terminals, and the first pair of switching elements. A class B push-pull amplifier composed of a third pair of switching elements driven by the output signal, and a fourth pair of switching elements connected in parallel to the third pair of switching elements. Is provided.
【0012】[0012]
【作用】第4の1対のスイッチング素子を、第1の1対
のスイッチング素子の出力信号により駆動することで、
第3の1対のスイッチング素子と連動して交互に動作で
き全波整流出力信号が得られる。By operating the fourth pair of switching elements by the output signals of the first pair of switching elements,
The third pair of switching elements can be interlocked with each other to operate alternately and a full-wave rectified output signal can be obtained.
【0013】[0013]
【実施例】以下、この発明の諸実施例を図2及び図3に
基づいて詳しく説明する。図2はこの発明の第1実施例
を示すもので、同図において、31及び32は差動入力
信号が供給される入力端子であって、これ等の入力端子
31及び32は夫々第1の差動アンプA10を構成する一
対のトランジスタ33及び34の各ベースに接続され、
これらのトランジスタ33及び34の各エミッタは共通
接続された後、電流源35を介して負の電源端子−Vc
cに接続される。またトランジスタ33及び34の各コ
レクタは夫々トランジスタ36及び37のコレクタ−エ
ミッタ路を介して正の電源端子+Vccに接続される。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to FIGS. FIG. 2 shows a first embodiment of the present invention. In FIG. 2, 31 and 32 are input terminals to which a differential input signal is supplied, and these input terminals 31 and 32 are respectively the first terminals. Connected to the bases of a pair of transistors 33 and 34 forming the differential amplifier A 10 ,
The emitters of these transistors 33 and 34 are commonly connected and then connected via the current source 35 to the negative power supply terminal -Vc.
connected to c. Also, the collectors of the transistors 33 and 34 are connected to the positive power supply terminal + Vcc through the collector-emitter paths of the transistors 36 and 37, respectively.
【0014】またこの第1の差動アンプA10と並列関係
に一対のトランジスタ38及び39から成る第2の差動
アンプA11が設けられ、これらトランジスタ38及び3
9の各ベースは夫々入力端子32及び31に接続され、
各エミッタは共通接続された後、電流源40を介して負
の電源端子−Vccに接続される。ここで、電流源40
の電流値I02は差動アンプA10の電流源35の電流値I
01より大きくなるように設定されている。A second differential amplifier A 11 including a pair of transistors 38 and 39 is provided in parallel with the first differential amplifier A 10, and these transistors 38 and 3 are provided.
9 bases are connected to input terminals 32 and 31, respectively,
After the emitters are commonly connected, they are connected to the negative power supply terminal −Vcc via the current source 40. Here, the current source 40
Is the current value I 02 of the current source 35 of the differential amplifier A 10.
It is set to be larger than 01 .
【0015】また、トランジスタ38及び39の各コレ
クタは夫々ダイオード接続構成のトランジスタ41及び
42の各コレクタ−エミッタ路を介して正の電源端子+
Vccに接続され、トランジスタ41及び42の各ベー
スは夫々トランジスタ36及び37の各ベースと相互接
続される。つまり、トランジスタ36と41及びトラン
ジスタ37と42は、夫々いわゆるカレントミラー回路
を構成している。そして、これ等の接続により、トラン
ジスタ33及び34のコレクタ側には、互いに逆方向の
差動電流が得られる。Further, the collectors of the transistors 38 and 39 are respectively connected to the positive power supply terminal + via the collector-emitter paths of the transistors 41 and 42 having the diode connection configuration, respectively.
Connected to Vcc, the bases of transistors 41 and 42 are interconnected with the bases of transistors 36 and 37, respectively. That is, the transistors 36 and 41 and the transistors 37 and 42 respectively form a so-called current mirror circuit. Then, by these connections, differential currents in opposite directions are obtained on the collector side of the transistors 33 and 34.
【0016】また、差動アンプA10及びA11の出力側に
並列関係に配されたA級アンプA12及びB級アンプA13
が設けられる。A級アンプA12はトランジスタ43,4
4,45及び46から成り、トランジスタ43及び44
の各ベースは夫々トランジスタ41及び42の各ベース
に接続され、これによって、またトランジスタ41と4
3及びトランジスタ42と44はカレントミラー回路を
構成し、従ってトランジスタ43及び44には、夫々ト
ランジスタ41及び42と同じ電流が流れることにな
る。また、トランジスタ43及び44の各エミッタは正
の電源端子+Vccに接続され、各コレクタは夫々トラ
ンジスタ45及び46の各コレクタ−エミッタ路を介し
て負の電源端子−Vccに接続されている。そして、ト
ランジスタ45はそのコレクタとベースを相互接続して
ダイオード接続構成とされると共に、そのベースがトラ
ンジスタ46のベースと相互接続される。従って、トラ
ンジスタ43及び44を流れる電流はトランジスタ45
及び46により反転され、A級アンプA12の出力として
取り出される。Further, a class A amplifier A 12 and a class B amplifier A 13 arranged in parallel on the output side of the differential amplifiers A 10 and A 11.
Is provided. Class A amplifier A 12 is a transistor 43, 4
4, 45 and 46, and transistors 43 and 44
Is connected to the respective bases of transistors 41 and 42, respectively, whereby
3 and the transistors 42 and 44 form a current mirror circuit, so that the same currents as the transistors 41 and 42 flow in the transistors 43 and 44, respectively. Also, the emitters of transistors 43 and 44 are connected to the positive power supply terminal + Vcc, and the collectors are connected to the negative power supply terminal -Vcc via the collector-emitter paths of transistors 45 and 46, respectively. The transistor 45 has its collector and base interconnected to form a diode connection configuration, and its base is interconnected to the base of the transistor 46. Therefore, the current flowing through the transistors 43 and 44 is
And 46 and are taken out as the output of the class A amplifier A 12 .
【0017】一方、B級アンプA13は、トランジスタ4
7,48,49及び50から成り、トランジスタ47及
び48の各ベースは夫々トランジスタ33及び34の各
コレクタ側に接続される。従って、トランジスタ33及
び34のコレクタ側の差動電流がトランジスタ47及び
48でその電流増幅率hfe倍だけ増幅され、出力端子5
1にB級アンプA13の出力として取り出される。更にト
ランジスタ47及び48の各エミッタは夫々正の電源端
子+Vccに接続され、各コレクタはトランジスタ49
及び50の各コレクタ−エミッタ路を介して負の電源端
子−Vccに接続される。そしてトランジスタ50はそ
のコレクタとベースを相互接続してダイオード接続構成
とされると共に、そのベースがトランジスタ49のベー
スと相互接続される。なお、電流源35及び40の電流
設定(I02≧I01)は、例えばトランジスタ41,42
に対して夫々トランジスタ43,44のエミッタ面積を
大きくすればよく、これによって、A級アンプA12のア
イドリング電流を負荷すなわちB級アンプA13と無関係
に設定できる。On the other hand, the class B amplifier A 13 has a transistor 4
7, 48, 49 and 50, and the bases of the transistors 47 and 48 are connected to the collector sides of the transistors 33 and 34, respectively. Therefore, the differential current on the collector side of the transistors 33 and 34 is amplified by the current amplification factor h fe times by the transistors 47 and 48, and the output terminal 5
1 is taken out as the output of the class B amplifier A 13 . Further, the emitters of the transistors 47 and 48 are connected to the positive power supply terminal + Vcc, and the collectors of the transistors 47 and 48 are connected to the transistor 49.
And 50 through the respective collector-emitter paths to the negative power supply terminal -Vcc. The transistor 50 has a diode-connected configuration in which its collector and base are interconnected, and its base is interconnected with the base of the transistor 49. The current setting of the current sources 35 and 40 (I 02 ≧ I 01 ) is performed by, for example, the transistors 41 and 42.
On the other hand, the emitter areas of the transistors 43 and 44 may be increased, whereby the idling current of the class A amplifier A 12 can be set independently of the load, that is, the class B amplifier A 13 .
【0018】次にこの回路動作を説明する。今、差動ア
ンプA10のトランジスタ33,34及び差動アンプA11
のトランジスタ38,39の電流がバランスしていると
きは、トランジスタ33及び34のコレクタ側に得られ
る差動出力信号(電流差)は略0である。これは、今、
例えば電流源40を流れる電流を110μA、電流源3
5を流れる電流を100μAとすれば、トランジスタ3
3及び34には夫々50μA、トランジスタ38,39
には夫々55μAの電流が流れ、この時例えばトランジ
スタ36が流し出そうとする電流Iは、トランジスタ3
6,41及び43の各ベース電流をIB 、各電流増幅率
をhfeとすれば、Next, the operation of this circuit will be described. Now, the transistors 33 and 34 of the differential amplifier A 10 and the differential amplifier A 11
When the currents of the transistors 38 and 39 are balanced, the differential output signal (current difference) obtained on the collector side of the transistors 33 and 34 is substantially zero. This is now
For example, the current flowing through the current source 40 is 110 μA, the current source 3
If the current flowing through 5 is 100 μA, the transistor 3
3 and 34 have 50 μA each and transistors 38 and 39
A current of 55 μA flows into each transistor. At this time, for example, the current I which the transistor 36 tries to flow out is
If each base current of 6, 41 and 43 is I B and each current amplification factor is h fe ,
【0019】[0019]
【数1】 [Equation 1]
【0020】で表わされ、hfeを100とすれば、I=
53.35μAとなり、この結果、トランジスタ36か
ら53.35μAの電流を流すと、トランジスタ33を
流れる電流は電流源35で50μAと抑えられているの
で、その差3.35μA分だけ余分となり、これによっ
て、トランジスタ36が飽和するようになるからであ
る。またトランジスタ37側についても同様である。従
って、このときトランジスタ33及び34のコレクタ側
に発生する電流の差は略0で、これによってB級アンプ
A13側のトランジスタ47,48,49及び50もカッ
トオフ状態になる。## EQU1 ## where h fe is 100, I =
As a result, when a current of 53.35 μA is flown from the transistor 36, the current flowing through the transistor 33 is suppressed to 50 μA by the current source 35, and the difference is 3.35 μA, which results in an excess. This is because the transistor 36 becomes saturated. The same applies to the transistor 37 side. Therefore, at this time, the difference between the currents generated on the collector side of the transistors 33 and 34 is almost 0, and the transistors 47, 48, 49 and 50 on the side of the class B amplifier A 13 are also cut off.
【0021】一方、これ等差動アンプA10及びA11の電
流がバランスしている状態では、A級アンプA12は動作
状態にあり、従って、この時出力端子51に得られる出
力はアンプA12のトランジスタ43〜46によって決定
され、A級動作出力が得られる。On the other hand, when the currents of the differential amplifiers A 10 and A 11 are balanced, the class A amplifier A 12 is in the operating state. Therefore, the output obtained at the output terminal 51 at this time is the amplifier A. Determined by 12 transistors 43-46, a Class A operation output is obtained.
【0022】次に差動アンプA10及びA11の電流がアン
バランスとなり差動出力信号が得られると、つまり出力
端子51側に接続される負荷が重くなると、トランジス
タ36及び37が動作状態となり、トランジスタ33及
び34のコレクタ側から差電流がB級アンプA13のトラ
ンジスタ47及び48のベースに流れ、ここで、その電
流増幅率だけ増幅されて、出力端子51にB級動作出力
として取り出される。Next, when the currents of the differential amplifiers A 10 and A 11 become unbalanced and a differential output signal is obtained, that is, when the load connected to the output terminal 51 side becomes heavy, the transistors 36 and 37 are in the operating state. , A differential current flows from the collector side of the transistors 33 and 34 to the bases of the transistors 47 and 48 of the class B amplifier A 13 , where it is amplified by the current amplification factor and taken out to the output terminal 51 as a class B operation output. .
【0023】また、この時の動作電圧範囲は例えば電流
源35での降下電圧を0.3V、トランジスタ33のコ
レクタ−エミッタ間電圧を0.3V及びトランジスタ4
7のベース−エミッタ間電圧を0.6Vとすると、全体
で1.2Vとなり、低電圧駆動が可能となる。The operating voltage range at this time is, for example, 0.3 V for the voltage drop in the current source 35, 0.3 V for the collector-emitter voltage of the transistor 33 and 4 for the transistor 4.
When the base-emitter voltage of 7 is 0.6 V, the total voltage is 1.2 V, which enables low voltage driving.
【0024】このように本実施例では簡単な構成で低電
圧駆動が可能となる。この図2の例では、入力端子3
1,32間に供給される差動入力信号が所定値未満の電
圧差を有するいわゆる小振幅動作のときには、トランジ
スタ36,37が飽和状態にあるので、トランジスタ4
7,48がカットオフ状態にされ、B級プッシュプルア
ンプA13がカットオフ状態にされる。この状態において
は、差動アンプA10とA級アンプA12がA級のいわゆる
小振幅増幅動作を行って出力端子51に増幅信号が現れ
る。As described above, in this embodiment, the low voltage driving can be performed with a simple structure. In the example of FIG. 2, the input terminal 3
During a so-called small amplitude operation in which the differential input signal supplied between 1 and 32 has a voltage difference of less than a predetermined value, the transistors 36 and 37 are in a saturated state, so
7, 48 are cut off, and the class B push-pull amplifier A 13 is cut off. In this state, the differential amplifier A 10 and the class A amplifier A 12 perform class A so-called small amplitude amplification operation, and an amplified signal appears at the output terminal 51.
【0025】一方、差動入力信号が所定値以上の電圧差
を有するいわゆる大振幅動作のときには、トランジスタ
36,37のいずれか一方が能動状態になり、例えばト
ランジスタ36が能動状態になったときには、トランジ
スタ33のコレクタ電流の一部がトランジスタ47のベ
ース電流になり、それがトランジスタ47でhfe倍され
て出力端子51に接続されている負荷(図示していな
い)にコレクタ電流として供給される。すなわち、B級
アンプA13が能動状態にされる。On the other hand, during so-called large-amplitude operation in which the differential input signals have a voltage difference of a predetermined value or more, either one of the transistors 36 and 37 becomes active, and for example, when the transistor 36 becomes active, A part of the collector current of the transistor 33 becomes a base current of the transistor 47, which is multiplied by h fe in the transistor 47 and supplied as a collector current to a load (not shown) connected to the output terminal 51. That is, the class B amplifier A 13 is activated.
【0026】このように、図2の例のプッシュプル増幅
器は差動入力信号が小さいときにはA級動作を行い、そ
れが大きくなったときにはB級動作を行うことになり、
実質的にAB級動作をすることになる。As described above, the push-pull amplifier of the example of FIG. 2 performs class A operation when the differential input signal is small, and class B operation when it becomes large.
The operation is substantially class AB.
【0027】そして、出力側がB級アンプA13になって
いるので、トランジスタ47,48のコレクタ電流であ
るアイドリング電流は、負荷に関係なくほぼゼロ値にで
きる。したがって、出力段がA級アンプである従来例に
比較して消費電流を大幅に低減することができる。Since the output side is the class B amplifier A 13 , the idling current, which is the collector current of the transistors 47 and 48, can be made almost zero regardless of the load. Therefore, the current consumption can be significantly reduced as compared with the conventional example in which the output stage is a class A amplifier.
【0028】図3はこの発明の第2実施例を示すもの
で、同図において、図2と対応する部分には同一符号を
付し、その詳細説明は省略する。FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. In FIG. 3, parts corresponding to those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【0029】本実施例では、プリアンプのような小電流
でのAB級動作では、図2におけるA級アンプA12を省
略でき、しかもB級アンプA13のトランジスタ47及び
48の電流を、いわゆるカレントミラーの構成で取り出
せば全波整流電流が得られる回路の一例を示すものであ
る。In this embodiment, the class A amplifier A 12 shown in FIG. 2 can be omitted in the class AB operation with a small current as in the preamplifier, and the currents of the transistors 47 and 48 of the class B amplifier A 13 are so-called currents. It shows an example of a circuit that can obtain a full-wave rectified current by taking out with a configuration of a mirror.
【0030】即ち図3において、B級アンプA13の後段
に一対のトランジスタ52及び53を設け、トランジス
タ52及び53の各ベースを夫々トランジスタ47及び
48の各ベース側に接続すると共にトランジスタ52及
び53の各エミッタを正の電源端子+Vccに接続し、
各コレクタを共通接続した後、抵抗器54を介して負の
電源端子−Vccに接続し、そしてトランジスタ53及
び52の各コレクタの共通接続点と抵抗器54の一端の
接続点より出力端子55を取り出すようにする。その
他、A級アンプA12が削除されている以外は、図2の回
路構成と同様である。That is, in FIG. 3, a pair of transistors 52 and 53 are provided in the subsequent stage of the class B amplifier A 13 , the bases of the transistors 52 and 53 are connected to the base sides of the transistors 47 and 48, respectively, and the transistors 52 and 53 are connected. Connect each emitter of to the positive power supply terminal + Vcc,
After connecting the collectors in common, they are connected to the negative power supply terminal -Vcc through the resistor 54, and the output terminal 55 is connected from the common connection point of the collectors of the transistors 53 and 52 and the connection point of one end of the resistor 54. I will take it out. Other than that, the circuit configuration is the same as that of FIG. 2 except that the class A amplifier A 12 is deleted.
【0031】そして、この場合B級アンプA13のトラン
ジスタ47及び48と連動してトランジスタ52及び5
3が交互に動作するので、出力端子55の出力側には全
波整流された出力信号を得ることができる。In this case, the transistors 52 and 5 are interlocked with the transistors 47 and 48 of the class B amplifier A 13.
Since 3 operates alternately, a full-wave rectified output signal can be obtained at the output side of the output terminal 55.
【0032】このように本実施例では、低電圧駆動のB
級動作を利用して、両波整流信号を容易に得ることがで
き、従来低電圧での両波整流を得るには複雑な回路を必
要としたことを考えると、回路構成を簡略化できる点か
らも有用と云える。As described above, in this embodiment, the low voltage drive B
A double-wave rectified signal can be easily obtained by using the class operation, and the circuit configuration can be simplified considering that a complicated circuit was conventionally required to obtain a double-wave rectified signal at a low voltage. It can be said that it is also useful.
【0033】[0033]
【発明の効果】上述のようにこの発明によれば、第1及
び第2の差動アンプの出力側に第1の差動アンプにより
駆動されるB級プッシュプルアンプを接続する構成にし
ている。As described above, according to the present invention, the class B push-pull amplifier driven by the first differential amplifier is connected to the output side of the first and second differential amplifiers. .
【0034】このため、出力側がB級プッシュプルアン
プになっているので、アイドリング電流、すなわち、バ
イアス電流をほぼゼロ値に設定でき消費電力を大幅に低
減することができるという効果を達成できる。For this reason, since the output side is the class B push-pull amplifier, it is possible to achieve an effect that the idling current, that is, the bias current can be set to a substantially zero value and the power consumption can be greatly reduced.
【0035】また、例えば、補聴器等低電圧駆動の回路
に適用すれば、その電源として電池の寿命を大幅に延ば
すことができるという派生的な効果が得られる。If it is applied to a low-voltage drive circuit such as a hearing aid, for example, a derivative effect that the life of the battery as the power source can be greatly extended is obtained.
【0036】さらに、図3に示したように、B級プッシ
ュプルアンプの出力側に、エミッタを電源にコレクタを
出力側に共通接続したアンプを接続することにより両波
整流信号を容易に得ることができるという派生的な効果
も得られる。Further, as shown in FIG. 3, a double-wave rectified signal can be easily obtained by connecting an amplifier having an emitter commonly connected to a power source and a collector commonly connected to an output side to the output side of the class B push-pull amplifier. It also has the secondary effect of being able to.
【図1】従来回路の一例を示す接続図である。FIG. 1 is a connection diagram showing an example of a conventional circuit.
【図2】この発明の第1の実施例を示す接続図である。FIG. 2 is a connection diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図3】この発明の第2の実施例を示す接続図である。FIG. 3 is a connection diagram showing a second embodiment of the present invention.
A10 第1の差動アンプ A11 第2の差動アンプ A12 A級アンプ A13 B級アンプ 35 第1の電流源 40 第2の電流源A 10 First differential amplifier A 11 Second differential amplifier A 12 Class A amplifier A 13 Class B amplifier 35 First current source 40 Second current source
Claims (1)
スイッチング素子と第1の電流源とが直列に正及び負の
電源端子の間に接続された第1の差動アンプと、 上記差動入力信号が供給されるとともに上記第1の1対
のスイッチング素子に対し並列に接続された第2の1対
のスイッチング素子と上記第1の電流源より電流値が大
もしくは等しい第2の電流源とが、直列に正及び負の電
源端子の間に接続された第2の差動アンプと、 上記第1の1対のスイッチング素子の出力信号により駆
動される第3の1対のスイッチング素子から構成される
B級プッシュプルアンプと、 上記第3の1対のスイッチング素子に対し並列に接続さ
れた第4の1対のスイッチング素子とを備え、 上記第4の1対のスイッチング素子を上記第1の1対の
スイッチング素子の出力信号により駆動することで、上
記第3の1対のスイッチング素子と連動して交互に動作
でき全波整流出力信号を得られることを特徴とするプッ
シュプル増幅器。1. A first differential amplifier in which a first pair of switching elements supplied with a differential input signal and a first current source are connected in series between positive and negative power supply terminals. A second pair of switching elements connected to the first pair of switching elements in parallel with the differential input signal and having a current value greater than or equal to the first current source. A second differential amplifier in which the second current source is connected in series between the positive and negative power supply terminals; and a third pair which is driven by the output signals of the first pair of switching elements. And a fourth pair of switching elements connected in parallel to the third pair of switching elements, and the fourth pair of switching elements. The element as the first pair of switches By driving the output signal of the device, the push-pull amplifier, characterized in that the resulting full wave rectified output signal can operate alternately in conjunction with the third pair of switching elements.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7139930A JP2805725B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Push-pull amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7139930A JP2805725B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Push-pull amplifier |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15883883A Division JPH0795659B2 (en) | 1983-08-30 | 1983-08-30 | Push-pull amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08172323A true JPH08172323A (en) | 1996-07-02 |
JP2805725B2 JP2805725B2 (en) | 1998-09-30 |
Family
ID=15256982
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7139930A Expired - Lifetime JP2805725B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Push-pull amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2805725B2 (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS562714A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-13 | Nippon Columbia Co Ltd | Electric power amplifier |
-
1995
- 1995-05-15 JP JP7139930A patent/JP2805725B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS562714A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-13 | Nippon Columbia Co Ltd | Electric power amplifier |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2805725B2 (en) | 1998-09-30 |
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