JPH08172323A - Push-pull amplifier - Google Patents
Push-pull amplifierInfo
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- JPH08172323A JPH08172323A JP13993095A JP13993095A JPH08172323A JP H08172323 A JPH08172323 A JP H08172323A JP 13993095 A JP13993095 A JP 13993095A JP 13993095 A JP13993095 A JP 13993095A JP H08172323 A JPH08172323 A JP H08172323A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、例えば変動する負荷
を低電圧駆動する場合等に用いて好適なプッシュプル増
幅器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a push-pull amplifier suitable for use in driving a fluctuating load at a low voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に従来の変動する負荷を駆動する低
電圧駆動の増幅器は、負荷電流に応じた電流を出力段に
流しておく必要があるので、負荷が重いとそれだけ大き
なアイドリング電流を流しておく必要があり、従って消
費電流が大きくなると共に低電圧駆動が困難となり、ま
たバイアス電流供給回路も複雑になる等の欠点がある。2. Description of the Related Art Generally, a conventional low-voltage drive amplifier for driving a fluctuating load requires a current corresponding to the load current to flow to an output stage. Therefore, when the load is heavy, a large idling current is supplied. Therefore, there are drawbacks that the current consumption increases, low voltage driving becomes difficult, and the bias current supply circuit becomes complicated.
【０００３】図１は従来の増幅器の一例を示すもので、
同図において、１及び２は夫々差動入力信号が供給され
る入力端子であって、これ等の入力端子１及び２は夫々
差動アンプを構成する一対のトランジスタ３及び４の各
ベースに接続され、トランジスタ３及び４の各エミッタ
は共通接続された後、電流源５を介して負の電源端子−
Ｖｃｃに接続される。またトランジスタ３及び４の各コ
レクタは夫々ダイオード接続構成とされたトランジスタ
６及び７の各コレクタ−エミッタ路を介して正の電源端
子＋Ｖｃｃに接続される。更にトランジスタ６及び７の
各ベースは夫々トランジスタ８及び９の各ベースに接続
され、これらのトランジスタ８及び９の各エミッタは正
の電源端子＋Ｖｃｃに接続されると共に、各コレクタは
夫々トランジスタ１１及び１０の各コレクタ−エミッタ
路を介して負の電源端子−Ｖｃｃに接続される。尚、ト
ランジスタ１０及び１１の各ベースは共通接続され、更
にトランジスタ１１のベースとコレクタが相互接続され
てトランジスタ１１は、いわゆるダイオード接続構成と
されている。そして、これらトランジスタ３〜１１によ
りＡ級アンプＡ1 を構成している。FIG. 1 shows an example of a conventional amplifier.
In the figure, 1 and 2 are input terminals to which differential input signals are respectively supplied, and these input terminals 1 and 2 are respectively connected to the bases of a pair of transistors 3 and 4 constituting a differential amplifier. After the emitters of the transistors 3 and 4 are commonly connected, a negative power supply terminal − is connected via the current source 5.
Connected to Vcc. Further, the collectors of the transistors 3 and 4 are connected to the positive power supply terminal + Vcc through the collector-emitter paths of the transistors 6 and 7 which are respectively diode-connected. Further, the bases of the transistors 6 and 7 are connected to the bases of the transistors 8 and 9, respectively, the emitters of the transistors 8 and 9 are connected to the positive power supply terminal + Vcc, and the collectors thereof are the transistors 11 and 10, respectively. Is connected to the negative power supply terminal -Vcc via each collector-emitter path of. The bases of the transistors 10 and 11 are commonly connected, and the base and collector of the transistor 11 are interconnected, so that the transistor 11 has a so-called diode connection configuration. The transistors 3 to 11 form a class A amplifier A 1 .
【０００４】更に、このＡ級アンプＡ1 の出力、即ちト
ランジスタ９及び１０の各コレクタの接続点がＢ級アン
プＡ2 を構成するトランジスタ１２及び１３の各エミッ
タの接続点に接続される。またこれらトランジスタ１２
及び１３に対応してダイオード接続構成とされたトラン
ジスタ１４及び１５が設けられ、トランジスタ１４及び
１５の各ベースが夫々トランジスタ１２及び１３の各ベ
ースと相互接続され、更にトランジスタ１４及び１５の
各エミッタが共通接続されると共にトランジスタ１４の
コレクタが電流源１６を介して正の電源端子＋Ｖｃｃに
接続されると共にトランジスタ１５のコレクタが電流源
１７を介して負の電源端子−Ｖｃｃに接続される。Further, the output of the class A amplifier A 1 , that is, the connection point of the collectors of the transistors 9 and 10 is connected to the connection point of the emitters of the transistors 12 and 13 that form the class B amplifier A 2 . In addition, these transistors 12
And 13 are provided with diode-connected transistors 14 and 15, respectively, the bases of the transistors 14 and 15 are interconnected with the bases of the transistors 12 and 13, respectively, and the emitters of the transistors 14 and 15 are connected with each other. Commonly connected, the collector of the transistor 14 is connected to the positive power supply terminal + Vcc via the current source 16, and the collector of the transistor 15 is connected to the negative power supply terminal −Vcc via the current source 17.
【０００５】更にトランジスタ１２のコレクタ側がダイ
オード接続構成のトランジスタ１８のコレクタ−エミッ
タ路を介して正の電源端子＋Ｖｃｃに接続されると共に
トランジスタ１３のコレクタがダイオード接続構成のト
ランジスタ１９のコレクタ−エミッタ路を介して負の電
源端子−Ｖｃｃに接続される。そしてトランジスタ１８
及び１９の各ベースが夫々トランジスタ２０及び２１の
各ベースに相互接続される。トランジスタ２０のエミッ
タは正の電源端子＋Ｖｃｃに接続され、コレクタはトラ
ンジスタ２１のコレクタと相互接続され、このトランジ
スタ２１のエミッタが負の電源端子−Ｖｃｃに接続され
る。そしてトランジスタ２０及び２１の各コレクタの接
続点より出力端子２２が取り出される。Further, the collector side of the transistor 12 is connected to the positive power supply terminal + Vcc via the collector-emitter path of the diode-connected transistor 18, and the collector of the transistor 13 is connected to the collector-emitter path of the diode-connected transistor 19. To the negative power supply terminal -Vcc. And transistor 18
And 19 are interconnected to the bases of transistors 20 and 21, respectively. The emitter of transistor 20 is connected to the positive power supply terminal + Vcc, the collector is interconnected with the collector of transistor 21, and the emitter of this transistor 21 is connected to the negative power supply terminal -Vcc. The output terminal 22 is taken out from the connection point of the collectors of the transistors 20 and 21.
【０００６】またこのＢ級のアンプＡ2 の出力側即ちト
ランジスタ２０及び２１の各コレクタの接続点が分圧抵
抗器２３及び２４を介して接地され、抵抗器２３及び２
４の接続点がトランジスタ１４及び１５の各エミッタの
接続点に接続される。またＢ級アンプＡ2 の出力側が抵
抗器２５を介して入力端子２側に接続され、更に抵抗器
２６及びコンデンサ２７を介して接地される。The output side of the class B amplifier A 2 , that is, the connection point of the collectors of the transistors 20 and 21 is grounded via the voltage dividing resistors 23 and 24, and the resistors 23 and 2 are connected.
The connection point of 4 is connected to the connection point of the emitters of the transistors 14 and 15. The output side of the class B amplifier A 2 is connected to the input terminal 2 side via the resistor 25, and is further grounded via the resistor 26 and the capacitor 27.
【０００７】今、入力端子１及びＧＮＤより差動入力信
号が供給されると、これに対応してトランジスタ３及び
４が交互に作動し、これに伴ってトランジスタ６，８，
１０及びトランジスタ７，９，１１が交互に作動し、ト
ランジスタ９及び１０のコレクタ側にＡ級アンプＡ1 の
出力信号が得られる。この出力信号はＢ級アンプＡ2の
トランジスタ１２及び１３のエミッタ側に供給される。
そして、このＢ級アンプＡ2 では、出力が上昇する時は
トランジスタ２０側が動作し、出力が降下する時はトラ
ンジスタ２１側が動作し、いずれもカットオフ状態まで
変化し、出力端子２２にＢ級アンプＡ2 の出力信号が取
り出される。Now, when a differential input signal is supplied from the input terminal 1 and GND, the transistors 3 and 4 are alternately operated correspondingly, and accordingly, the transistors 6, 8 and.
10 and the transistors 7, 9 and 11 operate alternately, and the output signal of the class A amplifier A 1 is obtained on the collector side of the transistors 9 and 10. This output signal is supplied to the emitter side of the transistors 12 and 13 of the class B amplifier A 2 .
Then, in this class B amplifier A 2 , the transistor 20 side operates when the output rises, and the transistor 21 side operates when the output falls, both of which change to the cutoff state, and the class B amplifier at the output terminal 22. The output signal of A 2 is taken out.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】斯る回路において、Ａ
級アンプＡ1 の電流源５の電流設定は、トランジスタ８
及び１０のコレクタ側より出力段であるＢ級アンプＡ2
側に流れ込む負荷電流の約２倍の電流に設定される。つ
まり、電流源５の電流設定によって、出力電流（負荷電
流）の最大値が決定される。従って、常時負荷電流の倍
位を流しておく必要があり、アイドリング電流は極めて
大きいものとなる。In such a circuit, A
The current setting of the current source 5 of the class amplifier A 1 is performed by the transistor 8
And a class B amplifier A 2 which is an output stage from the collector side of 10.
It is set to about twice the load current flowing into the side. That is, the maximum value of the output current (load current) is determined by the current setting of the current source 5. Therefore, it is necessary to always pass the load current twice as much, and the idling current becomes extremely large.
【０００９】また、ここで動作電圧範囲を検討すると、
電流源１６及び１７での降下電圧を夫々０．３Ｖ及びト
ランジスタ１４及び１５のベース−エミッタ間電圧を夫
々０．６Ｖとすると、全部で１．８Ｖが必要であり、従
って例えば１．２Ｖ位の低電圧で駆動することは不可能
である。またこの場合のバイアス電流供給回路は複雑で
あり、好ましくない。Further, considering the operating voltage range,
Assuming that the voltage drops at the current sources 16 and 17 are 0.3 V and the base-emitter voltages of the transistors 14 and 15 are 0.6 V, 1.8 V is required in total, and therefore, for example, 1.2 V or so. It is impossible to drive at a low voltage. Further, the bias current supply circuit in this case is complicated and not preferable.
【００１０】この発明は斯る点に鑑み、構成簡単にして
消費電流を大幅に低減できると共に低電圧駆動が可能な
プッシュプル増幅器を提供するものである。In view of the above-mentioned problems, the present invention provides a push-pull amplifier which has a simple structure and is capable of drastically reducing current consumption and capable of driving at a low voltage.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】この発明では、差動入力
信号が供給される第１の１対のスイッチング素子と第１
の電流源とが直列に正及び負の電源端子の間に接続され
た第１の差動アンプと、上記差動入力信号が供給される
とともに上記第１の１対のスイッチング素子に対し並列
に接続された第２の１対のスイッチング素子と上記第１
の電流源より電流値が大もしくは等しい第２の電流源と
が、直列に正及び負の電源端子の間に接続された第２の
差動アンプと、上記第１の１対のスイッチング素子の出
力信号により駆動される第３の１対のスイッチング素子
から構成されるＢ級プッシュプルアンプと、上記第３の
１対のスイッチング素子に対し並列に接続された第４の
１対のスイッチング素子とを備えるようにしたものであ
る。According to the present invention, a first pair of switching elements supplied with a differential input signal and a first pair of switching elements are provided.
Current source is connected in series between the positive and negative power supply terminals, and is supplied with the differential input signal and in parallel with the first pair of switching elements. The second pair of switching elements connected to the first pair of switching elements
A second current source having a current value greater than or equal to that of the current source of the second current source connected in series between the positive and negative power supply terminals, and the first pair of switching elements. A class B push-pull amplifier composed of a third pair of switching elements driven by the output signal, and a fourth pair of switching elements connected in parallel to the third pair of switching elements. Is provided.
【００１２】[0012]
【作用】第４の１対のスイッチング素子を、第１の１対
のスイッチング素子の出力信号により駆動することで、
第３の１対のスイッチング素子と連動して交互に動作で
き全波整流出力信号が得られる。By operating the fourth pair of switching elements by the output signals of the first pair of switching elements,
The third pair of switching elements can be interlocked with each other to operate alternately and a full-wave rectified output signal can be obtained.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、この発明の諸実施例を図２及び図３に
基づいて詳しく説明する。図２はこの発明の第１実施例
を示すもので、同図において、３１及び３２は差動入力
信号が供給される入力端子であって、これ等の入力端子
３１及び３２は夫々第１の差動アンプＡ10を構成する一
対のトランジスタ３３及び３４の各ベースに接続され、
これらのトランジスタ３３及び３４の各エミッタは共通
接続された後、電流源３５を介して負の電源端子−Ｖｃ
ｃに接続される。またトランジスタ３３及び３４の各コ
レクタは夫々トランジスタ３６及び３７のコレクタ−エ
ミッタ路を介して正の電源端子＋Ｖｃｃに接続される。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to FIGS. FIG. 2 shows a first embodiment of the present invention. In FIG. 2, 31 and 32 are input terminals to which a differential input signal is supplied, and these input terminals 31 and 32 are respectively the first terminals. Connected to the bases of a pair of transistors 33 and 34 forming the differential amplifier A 10 ,
The emitters of these transistors 33 and 34 are commonly connected and then connected via the current source 35 to the negative power supply terminal -Vc.
connected to c. Also, the collectors of the transistors 33 and 34 are connected to the positive power supply terminal + Vcc through the collector-emitter paths of the transistors 36 and 37, respectively.
【００１４】またこの第１の差動アンプＡ10と並列関係
に一対のトランジスタ３８及び３９から成る第２の差動
アンプＡ11が設けられ、これらトランジスタ３８及び３
９の各ベースは夫々入力端子３２及び３１に接続され、
各エミッタは共通接続された後、電流源４０を介して負
の電源端子−Ｖｃｃに接続される。ここで、電流源４０
の電流値Ｉ02は差動アンプＡ10の電流源３５の電流値Ｉ
01より大きくなるように設定されている。A second differential amplifier A 11 including a pair of transistors 38 and 39 is provided in parallel with the first differential amplifier A 10, and these transistors 38 and 3 are provided.
9 bases are connected to input terminals 32 and 31, respectively,
After the emitters are commonly connected, they are connected to the negative power supply terminal −Vcc via the current source 40. Here, the current source 40
Is the current value I 02 of the current source 35 of the differential amplifier A 10.
It is set to be larger than 01 .
【００１５】また、トランジスタ３８及び３９の各コレ
クタは夫々ダイオード接続構成のトランジスタ４１及び
４２の各コレクタ−エミッタ路を介して正の電源端子＋
Ｖｃｃに接続され、トランジスタ４１及び４２の各ベー
スは夫々トランジスタ３６及び３７の各ベースと相互接
続される。つまり、トランジスタ３６と４１及びトラン
ジスタ３７と４２は、夫々いわゆるカレントミラー回路
を構成している。そして、これ等の接続により、トラン
ジスタ３３及び３４のコレクタ側には、互いに逆方向の
差動電流が得られる。Further, the collectors of the transistors 38 and 39 are respectively connected to the positive power supply terminal + via the collector-emitter paths of the transistors 41 and 42 having the diode connection configuration, respectively.
Connected to Vcc, the bases of transistors 41 and 42 are interconnected with the bases of transistors 36 and 37, respectively. That is, the transistors 36 and 41 and the transistors 37 and 42 respectively form a so-called current mirror circuit. Then, by these connections, differential currents in opposite directions are obtained on the collector side of the transistors 33 and 34.
【００１６】また、差動アンプＡ10及びＡ11の出力側に
並列関係に配されたＡ級アンプＡ12及びＢ級アンプＡ13
が設けられる。Ａ級アンプＡ12はトランジスタ４３，４
４，４５及び４６から成り、トランジスタ４３及び４４
の各ベースは夫々トランジスタ４１及び４２の各ベース
に接続され、これによって、またトランジスタ４１と４
３及びトランジスタ４２と４４はカレントミラー回路を
構成し、従ってトランジスタ４３及び４４には、夫々ト
ランジスタ４１及び４２と同じ電流が流れることにな
る。また、トランジスタ４３及び４４の各エミッタは正
の電源端子＋Ｖｃｃに接続され、各コレクタは夫々トラ
ンジスタ４５及び４６の各コレクタ−エミッタ路を介し
て負の電源端子−Ｖｃｃに接続されている。そして、ト
ランジスタ４５はそのコレクタとベースを相互接続して
ダイオード接続構成とされると共に、そのベースがトラ
ンジスタ４６のベースと相互接続される。従って、トラ
ンジスタ４３及び４４を流れる電流はトランジスタ４５
及び４６により反転され、Ａ級アンプＡ12の出力として
取り出される。Further, a class A amplifier A 12 and a class B amplifier A 13 arranged in parallel on the output side of the differential amplifiers A 10 and A 11.
Is provided. Class A amplifier A 12 is a transistor 43, 4
4, 45 and 46, and transistors 43 and 44
Is connected to the respective bases of transistors 41 and 42, respectively, whereby
3 and the transistors 42 and 44 form a current mirror circuit, so that the same currents as the transistors 41 and 42 flow in the transistors 43 and 44, respectively. Also, the emitters of transistors 43 and 44 are connected to the positive power supply terminal + Vcc, and the collectors are connected to the negative power supply terminal -Vcc via the collector-emitter paths of transistors 45 and 46, respectively. The transistor 45 has its collector and base interconnected to form a diode connection configuration, and its base is interconnected to the base of the transistor 46. Therefore, the current flowing through the transistors 43 and 44 is
And 46 and are taken out as the output of the class A amplifier A 12 .
【００１７】一方、Ｂ級アンプＡ13は、トランジスタ４
７，４８，４９及び５０から成り、トランジスタ４７及
び４８の各ベースは夫々トランジスタ３３及び３４の各
コレクタ側に接続される。従って、トランジスタ３３及
び３４のコレクタ側の差動電流がトランジスタ４７及び
４８でその電流増幅率ｈfe倍だけ増幅され、出力端子５
１にＢ級アンプＡ13の出力として取り出される。更にト
ランジスタ４７及び４８の各エミッタは夫々正の電源端
子＋Ｖｃｃに接続され、各コレクタはトランジスタ４９
及び５０の各コレクタ−エミッタ路を介して負の電源端
子−Ｖｃｃに接続される。そしてトランジスタ５０はそ
のコレクタとベースを相互接続してダイオード接続構成
とされると共に、そのベースがトランジスタ４９のベー
スと相互接続される。なお、電流源３５及び４０の電流
設定（Ｉ02≧Ｉ01）は、例えばトランジスタ４１，４２
に対して夫々トランジスタ４３，４４のエミッタ面積を
大きくすればよく、これによって、Ａ級アンプＡ12のア
イドリング電流を負荷すなわちＢ級アンプＡ13と無関係
に設定できる。On the other hand, the class B amplifier A 13 has a transistor 4
7, 48, 49 and 50, and the bases of the transistors 47 and 48 are connected to the collector sides of the transistors 33 and 34, respectively. Therefore, the differential current on the collector side of the transistors 33 and 34 is amplified by the current amplification factor h fe times by the transistors 47 and 48, and the output terminal 5
1 is taken out as the output of the class B amplifier A 13 . Further, the emitters of the transistors 47 and 48 are connected to the positive power supply terminal + Vcc, and the collectors of the transistors 47 and 48 are connected to the transistor 49.
And 50 through the respective collector-emitter paths to the negative power supply terminal -Vcc. The transistor 50 has a diode-connected configuration in which its collector and base are interconnected, and its base is interconnected with the base of the transistor 49. The current setting of the current sources 35 and 40 (I 02 ≧ I 01 ) is performed by, for example, the transistors 41 and 42.
On the other hand, the emitter areas of the transistors 43 and 44 may be increased, whereby the idling current of the class A amplifier A 12 can be set independently of the load, that is, the class B amplifier A 13 .
【００１８】次にこの回路動作を説明する。今、差動ア
ンプＡ10のトランジスタ３３，３４及び差動アンプＡ11
のトランジスタ３８，３９の電流がバランスしていると
きは、トランジスタ３３及び３４のコレクタ側に得られ
る差動出力信号（電流差）は略０である。これは、今、
例えば電流源４０を流れる電流を１１０μＡ、電流源３
５を流れる電流を１００μＡとすれば、トランジスタ３
３及び３４には夫々５０μＡ、トランジスタ３８，３９
には夫々５５μＡの電流が流れ、この時例えばトランジ
スタ３６が流し出そうとする電流Ｉは、トランジスタ３
６，４１及び４３の各ベース電流をＩB 、各電流増幅率
をｈfeとすれば、Next, the operation of this circuit will be described. Now, the transistors 33 and 34 of the differential amplifier A 10 and the differential amplifier A 11
When the currents of the transistors 38 and 39 are balanced, the differential output signal (current difference) obtained on the collector side of the transistors 33 and 34 is substantially zero. This is now
For example, the current flowing through the current source 40 is 110 μA, the current source 3
If the current flowing through 5 is 100 μA, the transistor 3
3 and 34 have 50 μA each and transistors 38 and 39
A current of 55 μA flows into each transistor. At this time, for example, the current I which the transistor 36 tries to flow out is
If each base current of 6, 41 and 43 is I B and each current amplification factor is h fe ,
【００１９】[0019]
【数１】 [Equation 1]
【００２０】で表わされ、ｈfeを１００とすれば、Ｉ＝
５３．３５μＡとなり、この結果、トランジスタ３６か
ら５３．３５μＡの電流を流すと、トランジスタ３３を
流れる電流は電流源３５で５０μＡと抑えられているの
で、その差３．３５μＡ分だけ余分となり、これによっ
て、トランジスタ３６が飽和するようになるからであ
る。またトランジスタ３７側についても同様である。従
って、このときトランジスタ３３及び３４のコレクタ側
に発生する電流の差は略０で、これによってＢ級アンプ
Ａ13側のトランジスタ４７，４８，４９及び５０もカッ
トオフ状態になる。## EQU1 ## where h fe is 100, I =
As a result, when a current of 53.35 μA is flown from the transistor 36, the current flowing through the transistor 33 is suppressed to 50 μA by the current source 35, and the difference is 3.35 μA, which results in an excess. This is because the transistor 36 becomes saturated. The same applies to the transistor 37 side. Therefore, at this time, the difference between the currents generated on the collector side of the transistors 33 and 34 is almost 0, and the transistors 47, 48, 49 and 50 on the side of the class B amplifier A 13 are also cut off.
【００２１】一方、これ等差動アンプＡ10及びＡ11の電
流がバランスしている状態では、Ａ級アンプＡ12は動作
状態にあり、従って、この時出力端子５１に得られる出
力はアンプＡ12のトランジスタ４３〜４６によって決定
され、Ａ級動作出力が得られる。On the other hand, when the currents of the differential amplifiers A 10 and A 11 are balanced, the class A amplifier A 12 is in the operating state. Therefore, the output obtained at the output terminal 51 at this time is the amplifier A. Determined by 12 transistors 43-46, a Class A operation output is obtained.
【００２２】次に差動アンプＡ10及びＡ11の電流がアン
バランスとなり差動出力信号が得られると、つまり出力
端子５１側に接続される負荷が重くなると、トランジス
タ３６及び３７が動作状態となり、トランジスタ３３及
び３４のコレクタ側から差電流がＢ級アンプＡ13のトラ
ンジスタ４７及び４８のベースに流れ、ここで、その電
流増幅率だけ増幅されて、出力端子５１にＢ級動作出力
として取り出される。Next, when the currents of the differential amplifiers A 10 and A 11 become unbalanced and a differential output signal is obtained, that is, when the load connected to the output terminal 51 side becomes heavy, the transistors 36 and 37 are in the operating state. , A differential current flows from the collector side of the transistors 33 and 34 to the bases of the transistors 47 and 48 of the class B amplifier A 13 , where it is amplified by the current amplification factor and taken out to the output terminal 51 as a class B operation output. .
【００２３】また、この時の動作電圧範囲は例えば電流
源３５での降下電圧を０．３Ｖ、トランジスタ３３のコ
レクタ−エミッタ間電圧を０．３Ｖ及びトランジスタ４
７のベース−エミッタ間電圧を０．６Ｖとすると、全体
で１．２Ｖとなり、低電圧駆動が可能となる。The operating voltage range at this time is, for example, 0.3 V for the voltage drop in the current source 35, 0.3 V for the collector-emitter voltage of the transistor 33 and 4 for the transistor 4.
When the base-emitter voltage of 7 is 0.6 V, the total voltage is 1.2 V, which enables low voltage driving.
【００２４】このように本実施例では簡単な構成で低電
圧駆動が可能となる。この図２の例では、入力端子３
１，３２間に供給される差動入力信号が所定値未満の電
圧差を有するいわゆる小振幅動作のときには、トランジ
スタ３６，３７が飽和状態にあるので、トランジスタ４
７，４８がカットオフ状態にされ、Ｂ級プッシュプルア
ンプＡ13がカットオフ状態にされる。この状態において
は、差動アンプＡ10とＡ級アンプＡ12がＡ級のいわゆる
小振幅増幅動作を行って出力端子５１に増幅信号が現れ
る。As described above, in this embodiment, the low voltage driving can be performed with a simple structure. In the example of FIG. 2, the input terminal 3
During a so-called small amplitude operation in which the differential input signal supplied between 1 and 32 has a voltage difference of less than a predetermined value, the transistors 36 and 37 are in a saturated state, so
7, 48 are cut off, and the class B push-pull amplifier A 13 is cut off. In this state, the differential amplifier A 10 and the class A amplifier A 12 perform class A so-called small amplitude amplification operation, and an amplified signal appears at the output terminal 51.
【００２５】一方、差動入力信号が所定値以上の電圧差
を有するいわゆる大振幅動作のときには、トランジスタ
３６，３７のいずれか一方が能動状態になり、例えばト
ランジスタ３６が能動状態になったときには、トランジ
スタ３３のコレクタ電流の一部がトランジスタ４７のベ
ース電流になり、それがトランジスタ４７でｈfe倍され
て出力端子５１に接続されている負荷（図示していな
い）にコレクタ電流として供給される。すなわち、Ｂ級
アンプＡ13が能動状態にされる。On the other hand, during so-called large-amplitude operation in which the differential input signals have a voltage difference of a predetermined value or more, either one of the transistors 36 and 37 becomes active, and for example, when the transistor 36 becomes active, A part of the collector current of the transistor 33 becomes a base current of the transistor 47, which is multiplied by h fe in the transistor 47 and supplied as a collector current to a load (not shown) connected to the output terminal 51. That is, the class B amplifier A 13 is activated.
【００２６】このように、図２の例のプッシュプル増幅
器は差動入力信号が小さいときにはＡ級動作を行い、そ
れが大きくなったときにはＢ級動作を行うことになり、
実質的にＡＢ級動作をすることになる。As described above, the push-pull amplifier of the example of FIG. 2 performs class A operation when the differential input signal is small, and class B operation when it becomes large.
The operation is substantially class AB.
【００２７】そして、出力側がＢ級アンプＡ13になって
いるので、トランジスタ４７，４８のコレクタ電流であ
るアイドリング電流は、負荷に関係なくほぼゼロ値にで
きる。したがって、出力段がＡ級アンプである従来例に
比較して消費電流を大幅に低減することができる。Since the output side is the class B amplifier A 13 , the idling current, which is the collector current of the transistors 47 and 48, can be made almost zero regardless of the load. Therefore, the current consumption can be significantly reduced as compared with the conventional example in which the output stage is a class A amplifier.
【００２８】図３はこの発明の第２実施例を示すもの
で、同図において、図２と対応する部分には同一符号を
付し、その詳細説明は省略する。FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. In FIG. 3, parts corresponding to those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【００２９】本実施例では、プリアンプのような小電流
でのＡＢ級動作では、図２におけるＡ級アンプＡ12を省
略でき、しかもＢ級アンプＡ13のトランジスタ４７及び
４８の電流を、いわゆるカレントミラーの構成で取り出
せば全波整流電流が得られる回路の一例を示すものであ
る。In this embodiment, the class A amplifier A 12 shown in FIG. 2 can be omitted in the class AB operation with a small current as in the preamplifier, and the currents of the transistors 47 and 48 of the class B amplifier A 13 are so-called currents. It shows an example of a circuit that can obtain a full-wave rectified current by taking out with a configuration of a mirror.
【００３０】即ち図３において、Ｂ級アンプＡ13の後段
に一対のトランジスタ５２及び５３を設け、トランジス
タ５２及び５３の各ベースを夫々トランジスタ４７及び
４８の各ベース側に接続すると共にトランジスタ５２及
び５３の各エミッタを正の電源端子＋Ｖｃｃに接続し、
各コレクタを共通接続した後、抵抗器５４を介して負の
電源端子−Ｖｃｃに接続し、そしてトランジスタ５３及
び５２の各コレクタの共通接続点と抵抗器５４の一端の
接続点より出力端子５５を取り出すようにする。その
他、Ａ級アンプＡ12が削除されている以外は、図２の回
路構成と同様である。That is, in FIG. 3, a pair of transistors 52 and 53 are provided in the subsequent stage of the class B amplifier A 13 , the bases of the transistors 52 and 53 are connected to the base sides of the transistors 47 and 48, respectively, and the transistors 52 and 53 are connected. Connect each emitter of to the positive power supply terminal + Vcc,
After connecting the collectors in common, they are connected to the negative power supply terminal -Vcc through the resistor 54, and the output terminal 55 is connected from the common connection point of the collectors of the transistors 53 and 52 and the connection point of one end of the resistor 54. I will take it out. Other than that, the circuit configuration is the same as that of FIG. 2 except that the class A amplifier A 12 is deleted.
【００３１】そして、この場合Ｂ級アンプＡ13のトラン
ジスタ４７及び４８と連動してトランジスタ５２及び５
３が交互に動作するので、出力端子５５の出力側には全
波整流された出力信号を得ることができる。In this case, the transistors 52 and 5 are interlocked with the transistors 47 and 48 of the class B amplifier A 13.
Since 3 operates alternately, a full-wave rectified output signal can be obtained at the output side of the output terminal 55.
【００３２】このように本実施例では、低電圧駆動のＢ
級動作を利用して、両波整流信号を容易に得ることがで
き、従来低電圧での両波整流を得るには複雑な回路を必
要としたことを考えると、回路構成を簡略化できる点か
らも有用と云える。As described above, in this embodiment, the low voltage drive B
A double-wave rectified signal can be easily obtained by using the class operation, and the circuit configuration can be simplified considering that a complicated circuit was conventionally required to obtain a double-wave rectified signal at a low voltage. It can be said that it is also useful.
【００３３】[0033]
【発明の効果】上述のようにこの発明によれば、第１及
び第２の差動アンプの出力側に第１の差動アンプにより
駆動されるＢ級プッシュプルアンプを接続する構成にし
ている。As described above, according to the present invention, the class B push-pull amplifier driven by the first differential amplifier is connected to the output side of the first and second differential amplifiers. .
【００３４】このため、出力側がＢ級プッシュプルアン
プになっているので、アイドリング電流、すなわち、バ
イアス電流をほぼゼロ値に設定でき消費電力を大幅に低
減することができるという効果を達成できる。For this reason, since the output side is the class B push-pull amplifier, it is possible to achieve an effect that the idling current, that is, the bias current can be set to a substantially zero value and the power consumption can be greatly reduced.
【００３５】また、例えば、補聴器等低電圧駆動の回路
に適用すれば、その電源として電池の寿命を大幅に延ば
すことができるという派生的な効果が得られる。If it is applied to a low-voltage drive circuit such as a hearing aid, for example, a derivative effect that the life of the battery as the power source can be greatly extended is obtained.
【００３６】さらに、図３に示したように、Ｂ級プッシ
ュプルアンプの出力側に、エミッタを電源にコレクタを
出力側に共通接続したアンプを接続することにより両波
整流信号を容易に得ることができるという派生的な効果
も得られる。Further, as shown in FIG. 3, a double-wave rectified signal can be easily obtained by connecting an amplifier having an emitter commonly connected to a power source and a collector commonly connected to an output side to the output side of the class B push-pull amplifier. It also has the secondary effect of being able to.
【図１】従来回路の一例を示す接続図である。FIG. 1 is a connection diagram showing an example of a conventional circuit.
【図２】この発明の第１の実施例を示す接続図である。FIG. 2 is a connection diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図３】この発明の第２の実施例を示す接続図である。FIG. 3 is a connection diagram showing a second embodiment of the present invention.
Ａ10 第１の差動アンプ Ａ11 第２の差動アンプ Ａ12 Ａ級アンプ Ａ13 Ｂ級アンプ ３５ 第１の電流源 ４０ 第２の電流源A 10 First differential amplifier A 11 Second differential amplifier A 12 Class A amplifier A 13 Class B amplifier 35 First current source 40 Second current source
Claims (1)
スイッチング素子と第１の電流源とが直列に正及び負の
電源端子の間に接続された第１の差動アンプと、 上記差動入力信号が供給されるとともに上記第１の１対
のスイッチング素子に対し並列に接続された第２の１対
のスイッチング素子と上記第１の電流源より電流値が大
もしくは等しい第２の電流源とが、直列に正及び負の電
源端子の間に接続された第２の差動アンプと、 上記第１の１対のスイッチング素子の出力信号により駆
動される第３の１対のスイッチング素子から構成される
Ｂ級プッシュプルアンプと、 上記第３の１対のスイッチング素子に対し並列に接続さ
れた第４の１対のスイッチング素子とを備え、 上記第４の１対のスイッチング素子を上記第１の１対の
スイッチング素子の出力信号により駆動することで、上
記第３の１対のスイッチング素子と連動して交互に動作
でき全波整流出力信号を得られることを特徴とするプッ
シュプル増幅器。1. A first differential amplifier in which a first pair of switching elements supplied with a differential input signal and a first current source are connected in series between positive and negative power supply terminals. A second pair of switching elements connected to the first pair of switching elements in parallel with the differential input signal and having a current value greater than or equal to the first current source. A second differential amplifier in which the second current source is connected in series between the positive and negative power supply terminals; and a third pair which is driven by the output signals of the first pair of switching elements. And a fourth pair of switching elements connected in parallel to the third pair of switching elements, and the fourth pair of switching elements. The element as the first pair of switches By driving the output signal of the device, the push-pull amplifier, characterized in that the resulting full wave rectified output signal can operate alternately in conjunction with the third pair of switching elements.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7139930A JP2805725B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Push-pull amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7139930A JP2805725B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Push-pull amplifier |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15883883A Division JPH0795659B2 (en) | 1983-08-30 | 1983-08-30 | Push-pull amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08172323A true JPH08172323A (en) | 1996-07-02 |
| JP2805725B2 JP2805725B2 (en) | 1998-09-30 |
Family
ID=15256982
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7139930A Expired - Lifetime JP2805725B2 (en) | 1995-05-15 | 1995-05-15 | Push-pull amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2805725B2 (en) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS562714A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-13 | Nippon Columbia Co Ltd | Electric power amplifier |
-
1995
- 1995-05-15 JP JP7139930A patent/JP2805725B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS562714A (en) * | 1979-06-20 | 1981-01-13 | Nippon Columbia Co Ltd | Electric power amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2805725B2 (en) | 1998-09-30 |
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