JPH08171992A - Method and device for controlling power of halogen lamp - Google Patents
Method and device for controlling power of halogen lampInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は複写機の原稿照射用ハ
ロゲンランプの電力制御方法および電源装置に係り、詳
しくはＰＷＭ調整法の出力電圧実効値を入力電源電圧と
ＰＷＭ信号より算出し、実効値算出信号をもとに電力制
御を行うようにしたハロゲンランプ電力制御方法および
電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power control method for a halogen lamp for illuminating an original of a copying machine and a power supply device. The present invention relates to a halogen lamp power control method and a power supply device that perform power control based on a value calculation signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術とその課題】従来、複写機の原稿照射用ハ
ロゲンランプなどに代表される照射等の電力制御にはト
ライアックによる位相制御方式が用いられている。しか
し位相制御方式ではトライアック導通時負荷に急俊な電
流が流れることにより高調波電流が発生する欠点があ
る。高調波電流による力率の低下が問題となっている近
年位相制御にかわる電力制御方式としてＰＷＭ調整方式
（特開昭５５−４１５５２）が提案されている。ＰＷＭ
調整方式（図１６参照）は交流電源１から給電される交
流入力電圧をＬＣフィルターを通して整流素子２で整流
し、この整流された電圧をスイッチング（ＳＷ）素子３
のオンオフ制御により裁断波状交流出力電圧に変換する
方式で、入力に流れる電流はほぼ入力電圧に比例した波
形になるので高調波電流を抑制することができる。出力
電圧はＳＷ素子のオンオフ比を変化させることにより制
御することができる。またＲＭＳ−ＤＣコンバータ５に
て交流出力電圧の実効値を検出し、この実効値をもとに
ＰＷＭコントローラ回路６がＳＷ素子を制御する、つま
り検出された実効値をフィードバックすることにより出
力電圧を安定に制御するものである。一方原稿照射用ハ
ロゲンランプ電源では出力電圧変動がランプの光量変動
に大きく影響するため出力電圧の安定性が要求される。
従って、ＰＷＭ調整方式を原稿照射用ハロゲンランプ電
源に適応する場合には複雑なＰＷＭ交流出力電圧波形の
実効値を正確に検出する必要がある。2. Description of the Related Art Conventionally, a phase control system using a triac has been used for power control of irradiation such as a halogen lamp for irradiating an original of a copying machine. However, the phase control method has a drawback that a harmonic current is generated by a rapid current flowing through the load when the triac is on. In recent years, a PWM adjusting method (Japanese Patent Laid-Open No. 55-41552) has been proposed as a power control method replacing the phase control in which the reduction of the power factor due to the harmonic current has become a problem. PWM
In the adjustment method (see FIG. 16), the AC input voltage supplied from the AC power supply 1 is rectified by the rectifying element 2 through the LC filter, and the rectified voltage is switched (SW) element 3
In this method, the current flowing to the input has a waveform substantially proportional to the input voltage by the on / off control of the above, and the harmonic current can be suppressed. The output voltage can be controlled by changing the on / off ratio of the SW element. The RMS-DC converter 5 detects the effective value of the AC output voltage, and the PWM controller circuit 6 controls the SW element based on this effective value, that is, the detected effective value is fed back to output the output voltage. It is a stable control. On the other hand, in a halogen lamp power source for illuminating an original, the output voltage fluctuation greatly affects the light quantity fluctuation of the lamp, so that the output voltage stability is required.
Therefore, when the PWM adjustment method is applied to the halogen lamp power source for document irradiation, it is necessary to accurately detect the effective value of the complicated PWM AC output voltage waveform.
【０００３】従来の実効値検出方式を図１７に示す。実
効値ＲＭＳを検出する方法としては直接実効値を検出せ
ず、平均値を検出して実効値に交換する平均値方式（図
１７（ａ））が一般的であるが、ＰＷＭ調整方式のよう
に出力電圧が裁断波状の複雑な波形になる場合は平均値
方式では正確な検出は不可能である。従って複雑な波形
の実効値を検出する場合は実効値の定義に基づいて演算
処理を行う必要がある。上記の目的を達成する手段とし
ては乗算器を用いて演算処理を行う直接計算方式（図１
７（ｂ））や、実効値の定義そのものを演算する熱変換
方式（図１７（ｃ））を用いることによって実現可能で
あり、専用の集積回路（ＩＣ）も各メーカより市販され
ている。しかしこれらのＩＣは実効値を正確に検出でき
る反面、ＩＣ自体の価格が高いため、検出部にこれらの
ＩＣを採用すると装置自体が高コストになってしまう問
題がある。本発明の目的は交流入力電圧とＰＷＭ信号か
ら算出された実効値に基づく信号によって電力制御を行
うようにしたハロゲンランプ電力制御方法および電源装
置を提供することである。また他の目的は高価な半導体
素子を用いずにブランキング時間による検出誤差を取り
除くことができるハロゲンランプ電力制御電源装置を提
供することである。FIG. 17 shows a conventional effective value detection method. As a method of detecting the effective value RMS, an average value method (FIG. 17 (a)) in which an effective value is not directly detected but an average value is detected and replaced with an effective value is generally used. When the output voltage has a complicated waveform like a chopping wave, accurate detection cannot be performed by the average value method. Therefore, when detecting the effective value of a complicated waveform, it is necessary to perform arithmetic processing based on the definition of the effective value. As means for achieving the above-mentioned object, a direct calculation method for performing arithmetic processing using a multiplier (see FIG.
7 (b)) or a thermal conversion method (FIG. 17 (c)) that calculates the definition of the effective value itself, and a dedicated integrated circuit (IC) is also commercially available from each manufacturer. However, although these ICs can accurately detect the effective value, the price of the ICs themselves is high, and therefore there is a problem that the cost of the device itself becomes high if these ICs are used in the detection unit. It is an object of the present invention to provide a halogen lamp power control method and a power supply device that perform power control by a signal based on an effective value calculated from an AC input voltage and a PWM signal. Another object of the present invention is to provide a halogen lamp power control power supply device capable of removing a detection error due to blanking time without using an expensive semiconductor element.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１の発明に係るハロゲンランプ電力制御方法
は入力段より検出した交流入力電圧とＳＷ素子を制御す
るＰＷＭコントローラから出力されるＰＷＭ信号に基づ
いて下記の式により実効値を算出し、該実効値による
信号を用いて電力制御を行うものである。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ・・・ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値 ＶINrms：交流入力電圧実効値 Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比 また請求項２の発明は、請求項１の発明において、√Ｄ
を次のステップにより算出する。発生させた鋸歯状波ま
たは三角波の積分波形ＶＴを生成するステップと、ＰＷ
Ｍ信号を平均化し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した電圧
Ｖｄｕｔｙを得るステップと、前記積分波形ＶＴと電圧
Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得るステップ
と、前記ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値Ｖ
INrmsの裁断波状電圧ＶPULSEを得るステップからなって
いる。In order to achieve the above object, the halogen lamp power control method according to the invention of claim 1 is output from an AC input voltage detected from an input stage and a PWM controller for controlling the SW element. An effective value is calculated by the following formula based on the PWM signal, and power control is performed using the signal based on the effective value. V PWMrms = V INrms × √D ... V PWMrms : Cutting waveform AC output voltage effective value V INrms : AC input voltage effective value D: SW element on duty ratio Further, the invention of claim 2 is the invention of claim 1. , √D
Is calculated by the following steps. A step of generating an integrated waveform VT of the generated sawtooth wave or triangular wave;
The step of averaging the M signal to obtain a voltage Vduty proportional to the duty of the SW element, the step of comparing the integrated waveform VT and the voltage Vduty to obtain a NEWPWM signal, and the inversion signal of the NEWPWM signal, the effective value V
It comprises the steps of obtaining a chopping voltage V PULSE of INrms .
【０００５】また請求項３の発明に係わるハロゲンラン
プ電力制御装置は、交流入力電圧実効値を算出する手段
と、√Ｄを算出する手段と、前記交流入力実効値と√Ｄ
を掛けて実効値を算出する手段と、ＳＷ素子を制御する
ＰＷＭコントローラとからなり、前記√Ｄ算出手段は鋸
歯状波または三角波を発生させる手段と、発生させた鋸
歯状波または三角波を入力し、該鋸歯状波または三角波
の積分波形ＶＴを生成する手段と、ＰＷＭ信号を平均化
し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した電圧Ｖｄｕｔｙを得
る手段と、前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較
し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得る手段と、前記ＮＥＷＰＷＭ
信号の反転信号にて実効値ＶINrmsの裁断波状電圧Ｖ
PULSEを得る手段とからなるものである。In the halogen lamp power control device according to the invention of claim 3, a means for calculating an AC input voltage effective value, a means for calculating √D, the AC input effective value and √D.
And a PWM controller for controlling the SW element. The √D calculation means inputs the sawtooth wave or the triangular wave generated by the sawtooth wave or the triangle wave. Means for generating the integrated waveform VT of the sawtooth wave or triangular wave, means for averaging the PWM signal to obtain a voltage Vduty proportional to the duty of the SW element, and comparing the integrated waveform VT with the voltage Vduty to obtain a NEWPWM signal. Means for obtaining the
Cut-off wave voltage V of effective value V INrms by inverted signal of signal
It consists of means to obtain PULSE .
【０００６】また請求項４の発明は、請求項３の発明に
おいて、演算処理手段が、基準波発生回路と積分回路に
よって得られる基準２乗波形信号とその信号をコンパレ
ータの一方の入力とし、他方の入力に変換用入力信号を
入力することによって、入力信号の平方根値に比例した
オンまたはオフ時間のパルス波を出力するようにした構
成にある。また請求項５の発明に係るＰＷＭ調整方式電
力制御電源用コントロール回路は、請求項４に記載の演
算処理手段に使用される基準波発生回路をＰＷＭコント
ローラ部と共通にした構成にある。また請求項６の発明
に係るＰＷＭ調整方式電力制御電源用コントロール回路
は、請求項４に記載の演算処理手段が、実効値に比例し
た制御用基準電圧を平均値に比例した電圧に変換するこ
とによって電源装置の出力電圧検出を平均値で検出可能
にした構成にある。更に請求項７の発明に係るハロゲン
ランプ電力制御装置は、請求項４の発明において、演算
処理手段がブランキング時間よりも長いリセットパルス
を用いて二乗基準波形を作成し、該二乗基準波形をもと
に入力信号を入力信号の平方根に比例したｄｕｔｙに変
換したパルス信号と二乗基準波形発生時のリセットパル
スの論理積をとることによってブランキング時間による
誤差を除去するようにした構成にある。According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect of the invention, the arithmetic processing means uses the reference square wave signal obtained by the reference wave generating circuit and the integrating circuit and the signal as one input of the comparator, and the other of them. By inputting the conversion input signal to the input of, a pulse wave having an on or off time proportional to the square root value of the input signal is output. A control circuit for a PWM adjusting power control power source according to a fifth aspect of the invention has a configuration in which the reference wave generation circuit used in the arithmetic processing means according to the fourth aspect is common to the PWM controller section. Further, in the control circuit for PWM power control power supply according to the invention of claim 6, the arithmetic processing means according to claim 4 converts the control reference voltage proportional to the effective value into a voltage proportional to the average value. The output voltage of the power supply device can be detected by the average value. Further, in the halogen lamp power control device according to the invention of claim 7, in the invention of claim 4, the arithmetic processing means creates a square reference waveform by using a reset pulse longer than the blanking time, and the square reference waveform is also generated. An error due to the blanking time is removed by ANDing the pulse signal obtained by converting the input signal into a duty that is proportional to the square root of the input signal and the reset pulse when the square reference waveform is generated.
【０００７】[0007]
【作用】ＰＷＭ調整法によって得られる出力電圧は正弦
波を裁断した波形（図３参照）となる。従って裁断波状
交流出力電圧の実効値は交流入力電圧の実効値あるいは
最大値とスイッチング素子のオンオフ比から間接的に算
出することができる。式によって得られる信号を制御
用出力検出信号として用いる。そのため裁断波状交流出
力電圧の実効値を検出するためのＲＭＳ−ＤＣコンバー
タなどの複雑な演算処理回路が必要なくなる。次に式
を実現するための原理について説明する。以下に示す
（１）〜（６）の手順によって実効値が得られる。 ＶINrms算出： （１）交流入力電圧の実効値ＶINrmsを平均値方式で検
出する。 √Ｄ算出： （２）発生させた鋸歯状波または三角波を積分器に入力
して鋸歯状波または三角波の積分波形ＶＴを生成する。
（ただしＶＴのレンジはＯＶ≦ＶＴ≦１Ｖとする。） （３）ＰＷＭ信号を平均化する。ｄｕｔｙに比例した電
圧Ｖｄｕｔｙが得られる。ただしＶｄｕｔｙのレンジは
ＯＶ≦Ｖｄｕｔｙ≦１Ｖとする。 （４）積分波状ＶＴとＶｄｕｔｙをコンパレータによっ
て比較し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得る。（ＤＵＴＹは√Ｄ
に比例した値になる。） （５）ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値ＶINrms
の裁断波状電圧ＶPULSEを得る。 ＶPWMrms算出： （６）ＶPULSEを平均化することによって得られる出力
がＶPWMrmsとなる。また上記の算出手順にてＶＴおよび
Ｖｄｕｔｙの最大値が同じ値に設定してあれば任意の値
でもよい。The output voltage obtained by the PWM adjusting method has a waveform obtained by cutting a sine wave (see FIG. 3). Therefore, the effective value of the chopping AC output voltage can be indirectly calculated from the effective value or maximum value of the AC input voltage and the ON / OFF ratio of the switching element. The signal obtained by the equation is used as the control output detection signal. Therefore, a complicated arithmetic processing circuit such as an RMS-DC converter for detecting the effective value of the chopping AC output voltage becomes unnecessary. Next, the principle for realizing the formula will be described. The effective value is obtained by the procedure of (1) to (6) shown below. Calculation of V INrms : (1) The effective value V INrms of the AC input voltage is detected by the average value method. √D calculation: (2) The generated sawtooth wave or triangle wave is input to the integrator to generate the sawtooth wave or triangle wave integral waveform VT.
(However, the range of VT is OV ≦ VT ≦ 1V.) (3) The PWM signals are averaged. A voltage Vduty proportional to the duty is obtained. However, the range of Vduty is OV ≦ Vduty ≦ 1V. (4) The integrated wave VT and Vduty are compared by a comparator to obtain a NEWPWM signal. (DUTY is √D
The value is proportional to. ) (5) Effective value V INrms with inverted signal of NEW PWM signal
To obtain the chopping voltage V PULSE of Calculation of V PWMrms : (6) The output obtained by averaging V PULSE is V PWMrms . Further, if the maximum values of VT and Vduty are set to the same value in the above calculation procedure, any value may be used.
【０００８】[0008]
【実施例】以下に、本発明の実施例を説明する。本実施
例では基準波としてＰＷＭ信号に同期した鋸歯状波形を
用いる。EXAMPLES Examples of the present invention will be described below. In this embodiment, a sawtooth waveform synchronized with the PWM signal is used as the reference wave.
【０００９】（実施例１）本実施例の回路ブロック図を
図１に示す。図４に演算回路の各部波形を示す。交流入
力電圧から絶対値回路およびＬＰＦ（ロー・パス・フィ
ルター）３＆ＡＭＰ回路を用いて平均値方式により交流
入力電圧実効値ＶINrmsを検出する。√Ｄの算出ではＰ
ＭＷ信号に同期した鋸歯状波形信号を積分器に入力
し、出力信号を得る。信号をレベル変換により信号
｛Ｖ＝（ｔ／Ｔ）2［０≦ｔ≦Ｔ］｝に変換し基準信
号としてコンパレータの一方に入力する。コンパレータ
の他方にはＰＷＭ信号をレベル変換およびＬＰＦ１に
より平均化処理した信号（ＶPWMAV）を入力する。こ
こではＶPWMAV＝Ｄ（ＰＷＭｄｕｔｙ）となる。信号
と信号をコンパレータで比較することにより出力信号
を得る。この時ｔｏｎ時間はＶPWMAV＝（ｔｏｎ／
Ｔ）2よりｔｏｎ＝Ｔ×√Ｄとなるので信号のｄｕｔ
ｙはＤ＊＝ｔｏｎ／Ｔ＝√Ｄとなる。尚、Ｄ＊はＤに＊
の上付きを表す。(Embodiment 1) A circuit block diagram of this embodiment is shown in FIG. FIG. 4 shows the waveform of each part of the arithmetic circuit. The AC input voltage effective value V INrms is detected from the AC input voltage by an average value method using an absolute value circuit and an LPF (low pass filter) 3 & AMP circuit. P in calculating √D
A sawtooth waveform signal synchronized with the MW signal is input to the integrator to obtain an output signal. The signal is converted into a signal {V = (t / T) 2 [0 ≦ t ≦ T]} by level conversion and input to one of the comparators as a reference signal. A signal (V PWMAV ) obtained by level-converting the PWM signal and averaging it by the LPF 1 is input to the other comparator. Here, V PWMAV = D (PWM duty). An output signal is obtained by comparing the signals with each other by a comparator. At this time, the ton time is V PWMAV = (ton /
From T) 2 , ton = T × √D, so the signal dut
y is D * = ton / T = √D. In addition, D * becomes D *
Represents the superscript.
【００１０】実効値算出ではＳＷ１にＶINrmsを入力
し、信号の反転信号でＳＷ１のオンオフをコントロー
ルすることにより出力信号を得る。信号をＬＰＦ２
により平均化処理することによって出力信号を得る。
上記の処理はＶINrmsと√Ｄを掛ける処理と等価なの
で、信号は結果的にＶINrms×√Ｄとなり、実効値が
得られる。次に上記実施例の実効値（ＲＭＳ）演算回路
を用いたハロゲンランプ用ＰＷＭ調整方式電力制御回路
の実施例を図５に示す。本実施例はＰＷＭコントローラ
として市販のｒｅｇ．ＩＣ、例えばＴＬ４９４などを使
用、コントローラＩＣから得られるＰＷＭ信号と入力段
より交流入力電圧を検出しＲＭＳ演算回路より実効値を
算出してコントローラＩＣにフィードバックする。In the calculation of the effective value, V INrms is input to SW1 and an output signal is obtained by controlling ON / OFF of SW1 with an inverted signal of the signal. Signal to LPF2
An output signal is obtained by performing averaging processing by.
Since the above process is equivalent to the process of multiplying V INrms by √D, the signal eventually becomes V INrms × √D, and the effective value is obtained. Next, FIG. 5 shows an embodiment of a PWM adjusting type power control circuit for a halogen lamp using the effective value (RMS) arithmetic circuit of the above embodiment. This embodiment uses a commercially available reg. An IC, such as TL494, is used to detect an AC input voltage from the PWM signal obtained from the controller IC and the input stage, calculate an effective value from the RMS arithmetic circuit, and feed it back to the controller IC.
【００１１】（実施例２）ＲＭＳ演算回路とＰＷＭコン
トローラを組み合わせたＰＷＭ調整方式電力制御用コン
トローラＩＣの実施例を図２に示す。本実施例はＲＭＳ
演算回路とＰＷＭコントローラを１つにまとめて専用Ｉ
Ｃ化（ＨＩＣ化）したものである。ＲＭＳ演算回路とＰ
ＷＭコントローラ部を１つにまとめることにより基準波
発生手段としての鋸歯状波形発生回路を共通にできると
共に、レベル変換回路等が必要なくなるメリットがあ
る。(Embodiment 2) FIG. 2 shows an embodiment of a PWM adjustment type power control controller IC in which an RMS arithmetic circuit and a PWM controller are combined. This example is RMS
Dedicated I that combines the arithmetic circuit and PWM controller into one
It is a C version (HIC version). RMS operation circuit and P
By combining the WM controller sections into one, the sawtooth waveform generating circuit as the reference wave generating means can be commonly used, and there is an advantage that a level converting circuit or the like is not necessary.
【００１２】次に本ＩＣを使用した電力制御回路の実施
例を図６に示す。本回路は入力段で交流入力電圧の実効
値を検出してＩＣに入力することにより出力電圧が安定
に制御される。交流入力電圧の実効値は整流回路（ｏｒ
絶対値回路）および平滑化回路（ｏｒＬＰＦ）によって
得られる信号をスケーリングすることにより容易に得ら
れる。上記各実施例は実効値の算出定義に従って入力電
圧の実効値とＰＷＭ信号の実効値より間接的に実効値を
演算する方式である。Next, an embodiment of a power control circuit using this IC is shown in FIG. In this circuit, the output voltage is stably controlled by detecting the effective value of the AC input voltage at the input stage and inputting it to the IC. The effective value of the AC input voltage is the rectification circuit (or
It is easily obtained by scaling the signals obtained by the absolute value circuit) and the smoothing circuit (or LPF). Each of the above embodiments is a method of indirectly calculating the effective value from the effective value of the input voltage and the effective value of the PWM signal according to the definition of calculating the effective value.
【００１３】ところで、上記方式ではＰＷＭ信号の実効
値を算出する際に、図７に示す理想二乗基準波形を用い
ることが前提となっている。しかし、実際の波形は、図
８に示すように、回路方式や回路に使用する素子の影響
によって二乗基準波形のリセット時にブランキング時間
が発生する。従ってＰＷＭ信号の実効値を算出する際に
図８に示すようにブランキング時間による検出誤差が発
生してしまうので正確な検出を行う上でブランキング時
間による検出誤差を取り除く必要がある。By the way, the above method is premised on using the ideal square reference waveform shown in FIG. 7 when calculating the effective value of the PWM signal. However, as shown in FIG. 8, the actual waveform has a blanking time when the square reference waveform is reset due to the influence of the circuit system and the elements used in the circuit. Therefore, when calculating the effective value of the PWM signal, a detection error due to the blanking time occurs as shown in FIG. 8, and therefore it is necessary to remove the detection error due to the blanking time for accurate detection.
【００１４】例えば図９に示す回路にて二乗基準波形を
発生させた場合、図１０に示すようにブランキング時間
はリセットスイッチのオン抵抗値と積分器のキャパシタ
値による時定数と使用する演算増幅器のスルーレートに
よって決定されるため、現実の回路ではブランキング時
間を“０”にすることは不可能である。従って可能なか
ぎりブランキング時間を小さくするには低オン抵抗値の
ＦＥＴ素子をリセットスイッチとして用いたり、高スル
ーレートの高速演算増幅器を用いることによってリセッ
ト時間を最小にする必要があるので回路自体の高コスト
になってしまう問題がある。For example, when the square reference waveform is generated in the circuit shown in FIG. 9, the blanking time and the time constant depending on the on resistance value of the reset switch and the capacitor value of the integrator are used as shown in FIG. The blanking time cannot be set to "0" in the actual circuit because it is determined by the slew rate. Therefore, in order to reduce the blanking time as much as possible, it is necessary to use a FET element having a low on-resistance value as a reset switch or a high speed slew rate high speed operational amplifier to minimize the reset time. There is a problem of high cost.
【００１５】そこで上記問題点を解決するために改善さ
れた実施例を説明する。本実施例の方式は高価な半導体
素子を用いずにブランキング時間による検出誤差を取り
除くことができるものである。本方式が前記方式と異な
る点は二乗基準波形のリセットパルスのリセット時間を
ブランキング時間と比較して十分に長くすること、およ
び上記リセットパルスを用いることによってブランキン
グ時間に発生する検出誤差を完全に除去できることが特
徴である。Therefore, an embodiment improved in order to solve the above problems will be described. The method of this embodiment can eliminate the detection error due to the blanking time without using an expensive semiconductor element. This method is different from the above method in that the reset time of the reset pulse of the square reference waveform is made sufficiently longer than the blanking time, and the detection error generated in the blanking time is completely eliminated by using the reset pulse. The feature is that it can be removed.
【００１６】次にブランキング時間の影響を除去する原
理を図１１のタイミングチャートをもとに説明する。ま
ずリセットパルス信号とランプ波形をもとに積分器
により二乗基準波形を発生させる。このときリセット
パルス信号とランプ波形の周期が同期し、かつラン
プ波形のブランキング時間はリセットＳＷのｏｎ時間よ
りも短いことが条件である。Next, the principle of eliminating the influence of the blanking time will be described with reference to the timing chart of FIG. First, a square reference waveform is generated by an integrator based on the reset pulse signal and the ramp waveform. At this time, the conditions are that the reset pulse signal and the cycle of the ramp waveform are synchronized, and the blanking time of the ramp waveform is shorter than the on time of the reset SW.
【００１７】このとき発生する二乗基準波形は図に示
されるように波形が二乗波形になる有効期間Ｔ１とブラ
ンキング時間Ｔｄを含むリセット時間による無効期間Ｔ
２をもつ。上記二乗基準波形を基準に変換信号をコ
ンパレータにて変換した出力パルスは無効期間Ｔ２の
パルス情報を含むため出力パルスより変換有効期間Ｔ
１のみのパルス情報を抽出する必要がある。ここで無効
期間Ｔ２の情報を除去するために出力パルスとリセッ
トパルス信号の反転信号の論理積処理を行う。この処
理により無効期間Ｔ２に発生するパルス情報を“０”に
することにより変換有効期間Ｔ１のみのパルス情報を取
り出すことができる。The square reference waveform generated at this time is an effective period T1 in which the waveform is a square waveform as shown in the figure, and an invalid period T due to a reset time including a blanking time Td.
Holds 2. Since the output pulse obtained by converting the converted signal by the comparator based on the square reference waveform includes the pulse information of the invalid period T2, the output pulse is converted into the valid period T.
Only one pulse information needs to be extracted. Here, in order to remove the information of the invalid period T2, the logical product process of the output pulse and the inversion signal of the reset pulse signal is performed. By this processing, by setting the pulse information generated in the invalid period T2 to "0", the pulse information only in the conversion valid period T1 can be taken out.
【００１８】上記変換有効期間Ｔ１のみのパルス信号
にて入力正弦波電圧の実効値電圧をチョッピングした
後、平均化することによってＰＷＭ裁断波信号の実効値
電圧に比例した電圧を得ることができる。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ／（１＋Ｋ） ・・・ ただしＫ＝Ｔ２／Ｔ１（定数） 以上の処理を行うことによって高速素子等の高価な素子
を使用せずにブランキング時間による検出誤差を除去す
ることができる。また高価な素子を使用せずに基準波形
の高周波化が実現できるので検出精度はもとより応答性
の改善も可能となるため、本検出装置を用いることによ
って高精度な電力制御システムを構築できる。本実施例
によれば、従来ＰＷＭ信号の実効値（ＰＷＭ信号ｄｕｔ
ｙ平方根）を算出する際に発生していたブランキング時
間による誤差を取り除くことによって検出精度の向上が
はかられる。また上記機能を高価な素子を用いずに実現
することによって回路の低コスト化が実現できる。A voltage proportional to the effective value voltage of the PWM cutting wave signal can be obtained by chopping the effective value voltage of the input sine wave voltage with the pulse signal only in the conversion effective period T1 and then averaging. V PWMrms = V INrms × √D / (1 + K) ... However, K = T2 / T1 (constant) By performing the above processing, a detection error due to the blanking time is eliminated without using an expensive element such as a high-speed element. Can be removed. Further, since the reference waveform can be made higher in frequency without using an expensive element, it is possible to improve not only the detection accuracy but also the response. Therefore, by using this detection device, a highly accurate power control system can be constructed. According to this embodiment, the effective value of the conventional PWM signal (PWM signal dut
The detection accuracy can be improved by removing the error due to the blanking time that has occurred when calculating the (y square root). Further, the cost reduction of the circuit can be realized by realizing the above function without using an expensive element.
【００１９】（実施例３）図１２に実施例３の回路ブロ
ック図を示す。図１１および図１２をもとに演算手順を
説明する。 （１）交流入力電圧実効値ＶINrmsの算出：絶対値回路
およびＬＰＦ１を用いて平均値ＶINAVEを検出し、更にレ
ベル変換回路を用いてＶINrmsを検出する。 （２）√Ｄの算出：リセットパルス信号に同期したラ
ンプ信号を積分器に入力し、出力信号｛Ｖ＝（ｔ／
Ｔ１）2［０≦ｔ≦Ｔ１］｝を得る。ただしリセットパ
ルスはｄｕｔｙ＝５０％のパルスとする。信号をコン
パレータの一方に入力する。(Third Embodiment) FIG. 12 shows a circuit block diagram of the third embodiment. The calculation procedure will be described with reference to FIGS. 11 and 12. (1) AC input voltage effective value V INrms calculation of: the absolute value using a circuit and LPF1 to detect the average value V INAVE, detects the V INrms with further level conversion circuit. (2) Calculation of √D: The ramp signal synchronized with the reset pulse signal is input to the integrator, and the output signal {V = (t /
T1) 2 [0 ≦ t ≦ T1]} is obtained. However, the reset pulse is a pulse of duty = 50%. Input the signal to one of the comparators.
【００２０】コンパレータの他方にはＰＷＭ信号をＬＰ
Ｆなどを用いて平均化処理した信号（ＶPWMAV）を入
力する。ここではＶPWMAV＝Ｄ（ＰＷＭｄｕｔｙ）とな
る。信号と信号をコンパレータで比較することによ
り出力信号を得る。ここで出力信号のＴ１の期間の
みが有効変換パルスなのでＴ２の期間に発生するパルス
を除去するためリセットパルスの反転信号と出力信号
をＡＮＤ回路に入力しパルス信号を得る。上記パル
スのｔｏｎ時間はＶPWMAV＝Ｄ（２ｔｏｎ／Ｔ）2よりｔ
ｏｎ＝１／２Ｔ×√Ｄとなるので、信号のｄｕｔｙは
Ｄ＊＝ｔｏｎ／２Ｔ＝√Ｄ／２となる。 （３）実効値算出：ＳＷ１にＶINrmsを入力し、信号
でＳＷ１のオンオフをコントロールすることにより出力
信号を得る。信号をＬＰＦにより平均化処理するこ
とによって出力信号を得る。上記の処理はＶINrmsと
√Ｄ／２を掛ける処理と等価なので、信号は結果的に
ＶINrms×√Ｄ／２の値になる。この値を増幅器にて２
倍に増幅することによって実効値ＶINrms×√Ｄが得ら
れる。The PWM signal is applied to the other side of the comparator as LP.
A signal (V PWMAV ) averaged using F or the like is input. Here, V PWMAV = D (PWM duty). An output signal is obtained by comparing the signals with each other by a comparator. Here, since only the period of T1 of the output signal is the effective conversion pulse, the inverted signal of the reset pulse and the output signal are input to the AND circuit to remove the pulse generated in the period of T2, and the pulse signal is obtained. The ton time of the above pulse is t from V PWMAV = D (2ton / T) 2.
Since on = 1 / 2T × √D, the signal duty is D * = ton / 2T = √D / 2. (3) Effective value calculation: V INrms is input to SW1 and an output signal is obtained by controlling ON / OFF of SW1 with a signal. An output signal is obtained by averaging the signal with the LPF. Since the above process is equivalent to the process of multiplying V INrms by √D / 2, the signal has a value of V INrms × √D / 2. This value is 2 by the amplifier
By multiplying twice, the effective value V INrms × √D is obtained.
【００２１】次にＲＭＳ演算回路を用いたハロゲンラン
プ用ＰＷＭ調整方式電力制御回路の実施例を図１３に示
す。本実施例はＰＷＭコントローラとして市販のreg.Ｉ
Ｃ(ＴＬ４９４など)を使用、コントローラＩＣから得ら
れるＰＷＭ信号と入力段より交流入力電圧を検出しＲＭ
Ｓ演算回路より実効値を算出してコントローラＩＣにフ
ィードバックする。本実施例によれば、従来の√Ｄ算出
時に発生していたブランキング時間による検出誤差を除
去できるので正確な実効値検出が可能となり制御精度の
向上をはかることが可能となる。Next, FIG. 13 shows an embodiment of a PWM lamp type power control circuit for a halogen lamp using an RMS arithmetic circuit. This embodiment uses a commercially available reg.I as a PWM controller.
RM using C (TL494 etc.) and detecting AC input voltage from PWM signal and input stage obtained from controller IC
The effective value is calculated from the S arithmetic circuit and fed back to the controller IC. According to the present embodiment, the detection error due to the blanking time that has occurred during the conventional calculation of √D can be removed, so that accurate effective value detection can be performed and control accuracy can be improved.
【００２２】（実施例４）本実施例は二乗基準波形作成
時に三角波を用いた実効値算出処理の例である。図１４
に回路ブロック図を、図１５に各部回路の波形を示す。
本実施例の作用を説明すると三角波発生器より出力され
る三角波を積分器１および積分器２に入力し、この三
角波の周期に同期したリセットパルス−ａ（−ｂは
−ａの反転信号）にて積分器１および積分器２のリセ
ットをＳＷを動作させることによって得られる積分器出
力−ａ、ｂをコンパレータ１および２の入力の一方に
入力し、各コンパレータの他方の入力には変換信号を
入力する。各コンパレータより得られる出力−ａ、ｂ
の変換信号有効期間での出力パルスｔｏｎ時間ｔｏｎ１
およびｔｏｎ２はｔｏｎ１＝ｔｏｎ２＝１／２Ｔ×√Ｄ
となる。各コンパレータの出力パルスの論理積によって
ブランキング時間を取り除いた出力パルスが得られ
る。上記の出力パルスのｄｕｔｙはＤ＊＝√Ｄとな
る。上記パルスにて入力検出電圧をチョッピングし入
力検出電圧およびチョッピングパルスの周波数を十分に
除去しうるＬＰＦにて平均化することによって実効値を
算出できる。(Embodiment 4) This embodiment is an example of an effective value calculation process using a triangular wave when creating a squared reference waveform. 14
A circuit block diagram is shown in FIG.
The operation of the present embodiment will be described. The triangular wave output from the triangular wave generator is input to the integrator 1 and the integrator 2, and the reset pulse -a (-b is an inverted signal of -a) synchronized with the cycle of the triangular wave is generated. The integrator outputs −a and b obtained by operating the SW to reset the integrator 1 and the integrator 2 are input to one of the inputs of the comparators 1 and 2, and the conversion signal is input to the other input of each comparator. input. Outputs obtained from each comparator-a, b
Output pulse ton time ton1 during the conversion signal effective period of
And ton2 are ton1 = ton2 = 1 / 2T × √D
Becomes An output pulse from which the blanking time has been removed can be obtained by the logical product of the output pulses of the comparators. The duty of the output pulse is D * = √D. The effective value can be calculated by chopping the input detection voltage with the above pulse and averaging with the LPF capable of sufficiently removing the frequencies of the input detection voltage and the chopping pulse.
【００２３】[0023]
【発明の効果】上述のとおり、本発明によれば、ＲＭＳ
−ＤＣコンバータや乗算器などの特殊ＩＣを用いずに汎
用ＩＣだけで検出回路が構成できるので、低コスト化が
可能である。また従来ＰＷＭ信号の実効値（ＰＷＭ信号
ｄｕｔｙ平方根）を算出する際に発生していたブランキ
ング時間による誤差を取り除くことによって検出精度が
向上される。更に上記機能を高価な素子を用いずに実現
することによって回路の低コスト化が実現できる。As described above, according to the present invention, the RMS
-The cost can be reduced because the detection circuit can be configured only by a general-purpose IC without using a special IC such as a DC converter or a multiplier. Further, the detection accuracy is improved by removing the error due to the blanking time that has been conventionally generated when calculating the effective value of the PWM signal (square root of the PWM signal duty). Further, the cost reduction of the circuit can be realized by realizing the above function without using an expensive element.
【図１】 本発明の実施例１の回路ブロック図である。FIG. 1 is a circuit block diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】 ＰＷＭ調整方式電力制御用コントローラ回路
の回路ブロック図である。FIG. 2 is a circuit block diagram of a controller circuit for PWM adjustment power control.
【図３】 ＰＷＭ調整方式の各部波形図である。FIG. 3 is a waveform chart of each part of the PWM adjustment method.
【図４】 演算処理回路の各部波形図である。FIG. 4 is a waveform chart of each part of the arithmetic processing circuit.
【図５】 実施例１を適用した装置回路図である。FIG. 5 is a device circuit diagram to which the first embodiment is applied.
【図６】 実施例２を適用した装置回路図である。FIG. 6 is a device circuit diagram to which the second embodiment is applied.
【図７】 ＰＷＭ信号の実効値を算出する際に用いる理
想二乗基準波形図である。FIG. 7 is an ideal square reference waveform diagram used when calculating an effective value of a PWM signal.
【図８】 ＰＷＭ信号の実効値を算出する際に用いられ
る現実の二乗基準波形図である。FIG. 8 is an actual square reference waveform diagram used when calculating an effective value of a PWM signal.
【図９】 二乗基準波形を発生させる回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram for generating a squared reference waveform.
【図１０】 図９の回路で発生させた二乗基準波形のブ
ランキング時間の説明図である。10 is an explanatory diagram of a blanking time of a square reference waveform generated by the circuit of FIG.
【図１１】 ブランキング時間の除去および演算手順を
説明するためのタイミングチャートである。FIG. 11 is a timing chart for explaining a blanking time removal and calculation procedure.
【図１２】 実施例３の回路ブロック図である。FIG. 12 is a circuit block diagram of a third embodiment.
【図１３】 実施例３を適用した装置回路図である。FIG. 13 is a device circuit diagram to which the third embodiment is applied.
【図１４】 実施例４の回路ブロック図である。FIG. 14 is a circuit block diagram of a fourth embodiment.
【図１５】 実施例４のタイミングチャートである。FIG. 15 is a timing chart of the fourth embodiment.
【図１６】 従来のＰＷＭ調整方式電力制御電源装置の
回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram of a conventional PWM adjustment type power control power supply device.
【図１７】 従来の実効値検出方式の説明図である。FIG. 17 is an explanatory diagram of a conventional effective value detection method.
Claims (7)
素子を制御するＰＷＭコントローラから出力されるＰＷ
Ｍ信号に基づいて下記の式により実効値を算出し、該
実効値による信号を用いて電力制御を行うことを特徴と
するハロゲンランプ電力制御方法。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ・・・ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値 ＶINrms：交流入力電圧実効値 Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比1. An AC input voltage and SW detected from an input stage
PW output from the PWM controller that controls the elements
A halogen lamp power control method characterized in that an effective value is calculated based on the M signal by the following formula, and power control is performed using a signal based on the effective value. V PWMrms = V INrms × √ D ・ ・ ・ V PWMrms : Cutting wave AC output voltage effective value V INrms : AC input voltage effective value D: SW element ON duty ratio
る。発生させた鋸歯状波または三角波の積分波形ＶＴを
生成するステップと、ＰＷＭ信号を平均化し、ＳＷ素子
のｄｕｔｙに比例した電圧Ｖｄｕｔｙを得るステップ
と、前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥ
ＷＰＷＭ信号を得るステップと、前記ＮＥＷＰＷＭ信号
の反転信号にて実効値ＶINrmsの裁断波状電圧ＶPULSEを
得るステップからなることを特徴とする請求項１記載の
ハロゲンランプ電力制御方法。2. The √D is calculated by the following steps. The step of generating an integrated waveform VT of the generated sawtooth wave or the triangular wave, the step of averaging the PWM signal to obtain the voltage Vduty proportional to the duty of the SW element, the step of comparing the integrated waveform VT with the voltage Vduty, and NE
2. The halogen lamp power control method according to claim 1, comprising a step of obtaining a WPWM signal and a step of obtaining a chopping voltage V PULSE having an effective value V INrms by an inverted signal of the NEWPWM signal.
√Ｄを算出する手段と、前記交流入力実効値と√Ｄを掛
けて実効値を算出する手段と、ＳＷ素子を制御するＰＷ
Ｍコントローラとからなり、 前記√Ｄ算出手段は鋸歯状波または三角波を発生させる
手段と、 発生させた鋸歯状波または三角波を入力し、該鋸歯状波
または三角波の積分波形ＶＴを生成する手段と、 ＰＷＭ信号を平均化し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した
電圧Ｖｄｕｔｙを得る手段と、 前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥＷＰ
ＷＭ信号を得る手段と、 前記ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値ＶINrmsの
裁断波状電圧ＶPULSEを得る手段とを有するハロゲンラ
ンプ電力制御装置。3. Means for calculating an AC input voltage effective value,
Means for calculating √D, means for calculating the effective value by multiplying the AC input effective value by √D, and PW for controlling the SW element
And a means for generating a sawtooth wave or a triangular wave, and a means for inputting the generated sawtooth wave or the triangular wave and generating an integrated waveform VT of the sawtooth wave or the triangular wave. , Means for obtaining a voltage Vduty proportional to the duty of the SW element by averaging the PWM signals, and comparing the integrated waveform VT with the voltage Vduty,
A halogen lamp power control device comprising: means for obtaining a WM signal; and means for obtaining a chopping voltage V PULSE having an effective value V INrms by an inverted signal of the NEW PWM signal.
分回路によって得られる基準２乗波形信号とその信号を
コンパレータの一方の入力とし、他方の入力に変換用入
力信号を入力することによって、入力信号の平方根値に
比例したオンまたはオフ時間のパルス波を出力する演算
処理手段を備えたことを特徴とする請求項３記載のハロ
ゲンランプ電力制御装置。4. In the √D operation, a reference square waveform signal obtained by a reference wave generating circuit and an integrating circuit and the signal thereof are used as one input of a comparator, and a conversion input signal is input to the other input, 4. The halogen lamp power control device according to claim 3, further comprising arithmetic processing means for outputting a pulse wave having an on or off time proportional to a square root value of the input signal.
使用される基準波発生回路をＰＷＭコントローラ部と共
通にしたことを特徴とするＰＷＭ調整方式電力制御電源
用コントロール回路。5. A control circuit for a PWM adjusting type power control power supply according to claim 4, wherein the reference wave generating circuit used in the arithmetic processing means is common to the PWM controller section.
が、実効値に比例した制御用基準電圧を平均値に比例し
た電圧に変換することによって電源装置の出力電圧検出
を平均値で検出可能にしたことを特徴とするＰＷＭ調整
方式電力制御電源用コントロール回路。6. The arithmetic processing means according to claim 4, wherein the output voltage detection of the power supply device can be detected by the average value by converting the control reference voltage proportional to the effective value into a voltage proportional to the average value. A control circuit for a PWM adjustment type power control power supply characterized by the above.
が、ブランキング時間よりも長いリセットパルスを用い
て二乗基準波形を作成し、該二乗基準波形をもとに入力
信号を入力信号の平方根に比例したｄｕｔｙに変換した
パルス信号と二乗基準波形発生時のリセットパルスの論
理積をとることによってブランキング時間による誤差を
除去することを特徴とするハロゲンランプ電力制御装
置。7. The calculation processing means according to claim 4, wherein a square reference waveform is created by using a reset pulse longer than a blanking time, and the input signal is set to a square root of the input signal based on the square reference waveform. A halogen lamp power control device, wherein an error due to a blanking time is removed by taking a logical product of a pulse signal converted into a proportional duty and a reset pulse when a square reference waveform is generated.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6334542A JPH08171992A (en) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | Method and device for controlling power of halogen lamp |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6334542A JPH08171992A (en) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | Method and device for controlling power of halogen lamp |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08171992A true JPH08171992A (en) | 1996-07-02 |
Family
ID=18278583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6334542A Pending JPH08171992A (en) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | Method and device for controlling power of halogen lamp |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08171992A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008503069A (en) * | 2004-06-10 | 2008-01-31 | ルトロン エレクトロニクス シーオー．，インク． | Apparatus and method for regulating supply of power |
| JP2010506295A (en) * | 2006-10-02 | 2010-02-25 | オスラム シルヴェニア インコーポレイテッド | Power controller with current limited RMS voltage regulated output |
| CN105699738A (en) * | 2016-03-07 | 2016-06-22 | 温州大学 | PWM-based AC signal effective value measurement method |
| CN110763914A (en) * | 2019-10-21 | 2020-02-07 | 西安科技大学 | PWM harmonic effective value calculation method |
-
1994
- 1994-12-19 JP JP6334542A patent/JPH08171992A/en active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008503069A (en) * | 2004-06-10 | 2008-01-31 | ルトロン エレクトロニクス シーオー．，インク． | Apparatus and method for regulating supply of power |
| JP2010506295A (en) * | 2006-10-02 | 2010-02-25 | オスラム シルヴェニア インコーポレイテッド | Power controller with current limited RMS voltage regulated output |
| CN105699738A (en) * | 2016-03-07 | 2016-06-22 | 温州大学 | PWM-based AC signal effective value measurement method |
| CN110763914A (en) * | 2019-10-21 | 2020-02-07 | 西安科技大学 | PWM harmonic effective value calculation method |
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