JPH08168266A - 直交変換装置の制御方法 - Google Patents
直交変換装置の制御方法Info
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- JPH08168266A JPH08168266A JP6305771A JP30577194A JPH08168266A JP H08168266 A JPH08168266 A JP H08168266A JP 6305771 A JP6305771 A JP 6305771A JP 30577194 A JP30577194 A JP 30577194A JP H08168266 A JPH08168266 A JP H08168266A
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- voltage
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- cycloconverter
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
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Abstract
(57)【要約】
【目的】燃料電池，太陽電池などの直流電源より得られ
る直流電力を絶縁された交流電力に変換する直交変換装
置の絶縁のためのトランスの小形化を図って低コストを
実現する。 【構成】直流電源１、高周波インバータ主回路２０、高
周波トランス３、サイクロコンバータ主回路４０、フィ
ルタ５で構成した直交変換装置において、ＰＷＭ制御さ
れたサイクロコンバータ主回路４０の出力電圧パルスの
パルス幅に、高周波インバータ主回路２０の点弧パルス
のパルス幅を追従させ、高周波インバータ主回路２０が
出力した電圧で高周波トランス３を励磁することによ
り、不要な励磁期間を無くして、高周波トランス３を小
形にする。
る直流電力を絶縁された交流電力に変換する直交変換装
置の絶縁のためのトランスの小形化を図って低コストを
実現する。 【構成】直流電源１、高周波インバータ主回路２０、高
周波トランス３、サイクロコンバータ主回路４０、フィ
ルタ５で構成した直交変換装置において、ＰＷＭ制御さ
れたサイクロコンバータ主回路４０の出力電圧パルスの
パルス幅に、高周波インバータ主回路２０の点弧パルス
のパルス幅を追従させ、高周波インバータ主回路２０が
出力した電圧で高周波トランス３を励磁することによ
り、不要な励磁期間を無くして、高周波トランス３を小
形にする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば燃料電池，太
陽電池などの直流電源より得られる直流電力を絶縁され
た交流電力に変換する直交変換装置の制御方法に関す
る。
陽電池などの直流電源より得られる直流電力を絶縁され
た交流電力に変換する直交変換装置の制御方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図６に、この種の直交変換装置の構成図
を示す。図６において、１は燃料電池，太陽電池などの
直流電源、２は半導体スイッチ素子などから構成される
高周波インバータ、３は直流，交流電源間を絶縁する高
周波トランス、４は半導体スイッチ素子などから構成さ
れ、ＰＷＭ制御した出力電圧パルスを出力するサイクロ
コンバータ、５は前記出力電圧パルスの該ＰＷＭ周波数
成分を除去するフィルタ、６はこの直交変換装置の負荷
である。
を示す。図６において、１は燃料電池，太陽電池などの
直流電源、２は半導体スイッチ素子などから構成される
高周波インバータ、３は直流，交流電源間を絶縁する高
周波トランス、４は半導体スイッチ素子などから構成さ
れ、ＰＷＭ制御した出力電圧パルスを出力するサイクロ
コンバータ、５は前記出力電圧パルスの該ＰＷＭ周波数
成分を除去するフィルタ、６はこの直交変換装置の負荷
である。
【０００３】図７は、図６に示した直交変換装置の従来
の制御方法を示し、図７（イ）に示すように直流電源１
の直流電圧Ｅｄを高周波インバータ２により５０％デュ
ーティで正負の交流電圧に変換し、この交流電圧で高周
波トランス３の一次側を励磁する。高周波トランス３の
出力を、図７（ロ）に示すようにサイクロコンバータ４
の制御回路によりＰＷＭ搬送波と正弦波の出力電圧指令
とによりＰＷＭ制御され、サイクロコンバータ４の出力
波形は図７（ハ）のようになり、フィルタ５の出力に
は、負荷６が要求する図７（ニ）に示す低周波の交流電
圧が発生する。
の制御方法を示し、図７（イ）に示すように直流電源１
の直流電圧Ｅｄを高周波インバータ２により５０％デュ
ーティで正負の交流電圧に変換し、この交流電圧で高周
波トランス３の一次側を励磁する。高周波トランス３の
出力を、図７（ロ）に示すようにサイクロコンバータ４
の制御回路によりＰＷＭ搬送波と正弦波の出力電圧指令
とによりＰＷＭ制御され、サイクロコンバータ４の出力
波形は図７（ハ）のようになり、フィルタ５の出力に
は、負荷６が要求する図７（ニ）に示す低周波の交流電
圧が発生する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図７に示したように、
高周波インバータ２が５０％デューティで正負の交流電
圧を出力し、サイクロコンバータ４はＰＷＭ制御による
波形整形を行っているので、サイクロコンバータ４が切
り出す電圧パルスの変調率λは、出力電圧の波高値をＶ
ｏとして、式（１）で表される。
高周波インバータ２が５０％デューティで正負の交流電
圧を出力し、サイクロコンバータ４はＰＷＭ制御による
波形整形を行っているので、サイクロコンバータ４が切
り出す電圧パルスの変調率λは、出力電圧の波高値をＶ
ｏとして、式（１）で表される。
【０００５】
【数１】 λ＝Ｖｏ／Ｅｄ （λ≦１） …（１） すなわち、出力電圧の波高値Ｖｏを一定とすれば、変調
率λは直流電圧Ｅｄに反比例の関係となる。一方、高周
波トランス３は常時５０％デューティで励磁されるた
め、高周波トランス３の最大磁束密度（Ｂｍａｘ）は、
直流電源１の直流電圧Ｅｄが最大となる点で発生する。
率λは直流電圧Ｅｄに反比例の関係となる。一方、高周
波トランス３は常時５０％デューティで励磁されるた
め、高周波トランス３の最大磁束密度（Ｂｍａｘ）は、
直流電源１の直流電圧Ｅｄが最大となる点で発生する。
【０００６】従って、従来の制御方法によると、直流電
圧Ｅｄが上昇するにつれて、変調率λは小さくなり、出
力電圧の波高値Ｖｏに関与しない高周波トランス３の励
磁分が大きくなり、特に燃料電池，太陽電池などのよう
に、電圧変動の大きい直流電源１をこの直交変換装置に
用いると、高周波トランス３の飽和磁束密度を直流電圧
Ｅｄの最大値で発生する磁束密度以上にする必要がある
ため、高周波トランス３が大形化し、コスト高になると
いう問題があった。
圧Ｅｄが上昇するにつれて、変調率λは小さくなり、出
力電圧の波高値Ｖｏに関与しない高周波トランス３の励
磁分が大きくなり、特に燃料電池，太陽電池などのよう
に、電圧変動の大きい直流電源１をこの直交変換装置に
用いると、高周波トランス３の飽和磁束密度を直流電圧
Ｅｄの最大値で発生する磁束密度以上にする必要がある
ため、高周波トランス３が大形化し、コスト高になると
いう問題があった。
【０００７】この発明の目的は、上記問題点を解決する
直交変換装置の制御方法を提供することにある。
直交変換装置の制御方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】直流電圧を高周波の交流
電圧に変換する高周波インバータと、該高周波インバー
タの出力に接続される高周波トランスと、該高周波トラ
ンスの二次側に接続されるサイクロコンバータと、該サ
イクロコンバータの出力に接続されるフィルタとから構
成される直交変換装置の制御方法において、この第１の
発明では、ＰＷＭ制御された前記サイクロコンバータの
出力電圧パルスのパルス幅に、前記高周波インバータの
正，負極性で発生する出力電圧パルスのパルス幅をそれ
ぞれ追従させ、また、第２の発明では、前記高周波イン
バータの正，負極性で発生する出力電圧パルスのパルス
幅を、前記直流電圧の変化に反比例させる。
電圧に変換する高周波インバータと、該高周波インバー
タの出力に接続される高周波トランスと、該高周波トラ
ンスの二次側に接続されるサイクロコンバータと、該サ
イクロコンバータの出力に接続されるフィルタとから構
成される直交変換装置の制御方法において、この第１の
発明では、ＰＷＭ制御された前記サイクロコンバータの
出力電圧パルスのパルス幅に、前記高周波インバータの
正，負極性で発生する出力電圧パルスのパルス幅をそれ
ぞれ追従させ、また、第２の発明では、前記高周波イン
バータの正，負極性で発生する出力電圧パルスのパルス
幅を、前記直流電圧の変化に反比例させる。
【０００９】
【作用】この第１の発明によれば、前述の直交変換装置
において、ＰＷＭ制御されたサイクロコンバータの出力
電圧パルスを得るのと等しいパルス幅に、高周波インバ
ータの正，負極性で発生する出力電圧パルスのパルス幅
をそれぞれ追従させ、該高周波インバータが出力した電
圧で高周波トランスを励磁するので、不要な励磁期間が
無くなり該高周波トランスが小形化される。
において、ＰＷＭ制御されたサイクロコンバータの出力
電圧パルスを得るのと等しいパルス幅に、高周波インバ
ータの正，負極性で発生する出力電圧パルスのパルス幅
をそれぞれ追従させ、該高周波インバータが出力した電
圧で高周波トランスを励磁するので、不要な励磁期間が
無くなり該高周波トランスが小形化される。
【００１０】また、第２の発明によれば、前述の直交変
換装置において、高周波インバータの正，負極性で発生
する出力電圧パルスのパルス幅を、直流電圧の変動に対
応して、すなわち該直流電圧が高いときには狭く、該直
流電圧が低いときには広くするので、高周波トランスの
不要な励磁期間が少なくなり該高周波トランスが小形化
される。
換装置において、高周波インバータの正，負極性で発生
する出力電圧パルスのパルス幅を、直流電圧の変動に対
応して、すなわち該直流電圧が高いときには狭く、該直
流電圧が低いときには広くするので、高周波トランスの
不要な励磁期間が少なくなり該高周波トランスが小形化
される。
【００１１】
【実施例】以下に記載するこの発明の実施例において、
図６，図７に示した従来例と同一機能を有するものに
は、同一符号を付して説明を省略し、異なる機能を中心
に説明する。図１は、この発明の実施例を示す単相出力
の直交変換装置の主回路構成図であり、２０は半導体ス
イッチ素子Ｔ1 〜Ｔ4 からなる高周波インバータ主回
路、４０は半導体スイッチ素子Ｓ1 〜Ｓ4 からなるサイ
クロコンバータ主回路である。
図６，図７に示した従来例と同一機能を有するものに
は、同一符号を付して説明を省略し、異なる機能を中心
に説明する。図１は、この発明の実施例を示す単相出力
の直交変換装置の主回路構成図であり、２０は半導体ス
イッチ素子Ｔ1 〜Ｔ4 からなる高周波インバータ主回
路、４０は半導体スイッチ素子Ｓ1 〜Ｓ4 からなるサイ
クロコンバータ主回路である。
【００１２】図１において、負荷６に正極性の電圧を出
力するときには、高周波トランス３の励磁極性が正の場
合（Ｔ1 ，Ｔ4 点弧）は、Ｓ1 ，Ｓ4 をオンさせ、高周
波トランス３の励磁極性が負の場合（Ｔ2 ，Ｔ3 点弧）
は、Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさせる。また、負荷６に負極性の
電圧を出力するときには、高周波トランス３の励磁極性
が正の場合（Ｔ1 ，Ｔ4 点弧）は、Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさ
せ、高周波トランス３の励磁極性が負の場合（Ｔ2 ，Ｔ
3 点弧）は、Ｓ1 ，Ｓ4 をオンさせる。
力するときには、高周波トランス３の励磁極性が正の場
合（Ｔ1 ，Ｔ4 点弧）は、Ｓ1 ，Ｓ4 をオンさせ、高周
波トランス３の励磁極性が負の場合（Ｔ2 ，Ｔ3 点弧）
は、Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさせる。また、負荷６に負極性の
電圧を出力するときには、高周波トランス３の励磁極性
が正の場合（Ｔ1 ，Ｔ4 点弧）は、Ｓ2 ，Ｓ3 をオンさ
せ、高周波トランス３の励磁極性が負の場合（Ｔ2 ，Ｔ
3 点弧）は、Ｓ1 ，Ｓ4 をオンさせる。
【００１３】この発明の第１の実施例による図１の動作
を、図２に示す動作波形図，図３に示す論理回路図を参
照しつつ、以下に説明する。負荷６に正弦波の正極性の
電圧を出力する状態では、サイクロコンバータ主回路４
０の半導体スイッチ素子Ｓ1 〜Ｓ4 は、図２（イ）に示
すようにＰＷＭ制御されたオン・オフ動作をし、図３に
示す複数のアンド素子，インバータ素子，オア素子から
構成される論理回路により、半導体スイッチ素子Ｓ1 〜
Ｓ4 の動作から高周波インバータ４０への点弧パルスを
論理演算して、図２（ロ）に示すような高周波インバー
タ主回路２０の半導体スイッチ素子Ｔ1 〜Ｔ4 への点弧
パルスを発生し、図２（ハ）に示すような出力電圧パル
スで高周波トランス３の一次側を励磁することにより、
高周波トランス３は不要な励磁期間が無くなる。
を、図２に示す動作波形図，図３に示す論理回路図を参
照しつつ、以下に説明する。負荷６に正弦波の正極性の
電圧を出力する状態では、サイクロコンバータ主回路４
０の半導体スイッチ素子Ｓ1 〜Ｓ4 は、図２（イ）に示
すようにＰＷＭ制御されたオン・オフ動作をし、図３に
示す複数のアンド素子，インバータ素子，オア素子から
構成される論理回路により、半導体スイッチ素子Ｓ1 〜
Ｓ4 の動作から高周波インバータ４０への点弧パルスを
論理演算して、図２（ロ）に示すような高周波インバー
タ主回路２０の半導体スイッチ素子Ｔ1 〜Ｔ4 への点弧
パルスを発生し、図２（ハ）に示すような出力電圧パル
スで高周波トランス３の一次側を励磁することにより、
高周波トランス３は不要な励磁期間が無くなる。
【００１４】次に、この発明の第２の実施例による図１
の動作を、図４に示す演算回路図、図５に示す動作説明
図を参照しつつ、以下に説明する。図４に示す演算回路
図において、この直交変換装置の出力電圧の波高値Ｖｏ
を得るための波高値指令値Ｖｏ* を直流電源１の直流電
圧Ｅｄで割ることによりサイクロコンバータ主回路４０
の半導体スイッチ素子Ｓ1 〜Ｓ4 が切り出す電圧パルス
の変調率λｍａｘを算出し、このλｍａｘ値にＰＷＭ搬
送波の振幅のピーク値Ｃｐ（図５（イ）参照）を掛けて
高周波インバータ主回路２０の出力電圧指令レベルＥｄ
* （図５（イ）参照）を算出する。
の動作を、図４に示す演算回路図、図５に示す動作説明
図を参照しつつ、以下に説明する。図４に示す演算回路
図において、この直交変換装置の出力電圧の波高値Ｖｏ
を得るための波高値指令値Ｖｏ* を直流電源１の直流電
圧Ｅｄで割ることによりサイクロコンバータ主回路４０
の半導体スイッチ素子Ｓ1 〜Ｓ4 が切り出す電圧パルス
の変調率λｍａｘを算出し、このλｍａｘ値にＰＷＭ搬
送波の振幅のピーク値Ｃｐ（図５（イ）参照）を掛けて
高周波インバータ主回路２０の出力電圧指令レベルＥｄ
* （図５（イ）参照）を算出する。
【００１５】この出力電圧指令レベルＥｄ* と前記ＰＷ
Ｍ搬送波とにより比較，論理演算をして高周波インバー
タ主回路２０の半導体スイッチ素子Ｔ1 〜Ｔ4 への点弧
パルスを発生させる。すなわち、前記点弧パルスのパル
ス幅は直流電圧Ｅｄが高いときには狭く（図５（ロ）参
照）、直流電圧Ｅｄが低いときには広くなり（図５
（ハ）参照）、高周波トランス３の不要な励磁期間が少
なくなる。
Ｍ搬送波とにより比較，論理演算をして高周波インバー
タ主回路２０の半導体スイッチ素子Ｔ1 〜Ｔ4 への点弧
パルスを発生させる。すなわち、前記点弧パルスのパル
ス幅は直流電圧Ｅｄが高いときには狭く（図５（ロ）参
照）、直流電圧Ｅｄが低いときには広くなり（図５
（ハ）参照）、高周波トランス３の不要な励磁期間が少
なくなる。
【００１６】図５に示した動作説明図において、ＰＷＭ
搬送波の振幅のピーク値Ｃｐと、出力電圧指令レベルＥ
ｄ* と、波高値指令レベルＶｏ* とには、常に、式
（２）に示す関係が成立する必要がある。
搬送波の振幅のピーク値Ｃｐと、出力電圧指令レベルＥ
ｄ* と、波高値指令レベルＶｏ* とには、常に、式
（２）に示す関係が成立する必要がある。
【００１７】
【数２】 ｜Ｃｐ｜≧｜Ｅｄ* ｜≧｜Ｖｏ* ｜ …（２） 以上に記載したこの発明の第１，第２の実施例において
は、単相出力の直交変換装置について説明したが、多
相、例えば三相出力の直交変換装置であっても、この発
明の直交変換装置の制御方法は適用できる。
は、単相出力の直交変換装置について説明したが、多
相、例えば三相出力の直交変換装置であっても、この発
明の直交変換装置の制御方法は適用できる。
【００１８】
【発明の効果】この発明の直交変換装置の制御方法によ
れば、燃料電池，太陽電池などのように電圧変動の大き
い直流電源をこの直交変換装置に用いたときにも、高周
波トランスの飽和磁束密度を従来の制御方法に比して少
なく設計でき、高周波トランスが小形化し、装置も小
形，低コストになる効果をもたらす。
れば、燃料電池，太陽電池などのように電圧変動の大き
い直流電源をこの直交変換装置に用いたときにも、高周
波トランスの飽和磁束密度を従来の制御方法に比して少
なく設計でき、高周波トランスが小形化し、装置も小
形，低コストになる効果をもたらす。
【図１】この発明の実施例を示す直交変換装置の主回路
構成図
構成図
【図２】この発明の第１の実施例の動作説明図
【図３】この発明の第１の実施例を示す論理回路構成図
【図４】この発明の第２の実施例を示す演算回路構成図
【図５】この発明の第２の実施例の動作説明図
【図６】従来例を示す直交変換装置の構成図
【図７】図６の動作説明図
１…直流電源、２…高周波インバータ、３…高周波トラ
ンス、４…サイクロコンバータ、５…フィルタ、６…負
荷、２０…高周波インバータ主回路、４０…サイクロコ
ンバータ主回路。
ンス、４…サイクロコンバータ、５…フィルタ、６…負
荷、２０…高周波インバータ主回路、４０…サイクロコ
ンバータ主回路。
Claims (2)
- 【請求項１】直流電圧を高周波の交流電圧に変換する高
周波インバータと、該高周波インバータの出力に接続さ
れる高周波トランスと、該高周波トランスの二次側に接
続されるサイクロコンバータと、該サイクロコンバータ
の出力に接続されるフィルタとから構成される直交変換
装置の制御方法において、 ＰＷＭ制御された前記サイクロコンバータの出力電圧パ
ルスのパルス幅に、前記高周波インバータの正，負極性
で発生する出力電圧パルスのパルス幅をそれぞれ追従さ
せることを特徴とする直交変換装置の制御方法。 - 【請求項２】直流電圧を高周波の交流電圧に変換する高
周波インバータと、該高周波インバータの出力に接続さ
れる高周波トランスと、該高周波トランスの二次側に接
続されるサイクロコンバータと、該サイクロコンバータ
の出力に接続されるフィルタとから構成される直交変換
装置の制御方法において、 前記高周波インバータの正，負極性で発生する出力電圧
パルスのパルス幅を、前記直流電圧の変化に反比例させ
ることを特徴とする直交変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6305771A JPH08168266A (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | 直交変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6305771A JPH08168266A (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | 直交変換装置の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08168266A true JPH08168266A (ja) | 1996-06-25 |
Family
ID=17949153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6305771A Pending JPH08168266A (ja) | 1994-12-09 | 1994-12-09 | 直交変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08168266A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006246673A (ja) * | 2005-03-07 | 2006-09-14 | Nagaoka Univ Of Technology | 絶縁形直接電力変換器の制御装置 |
| WO2015038995A1 (en) * | 2013-09-16 | 2015-03-19 | Enphase Energy, Inc. | Single-phase cycloconverter with integrated line-cycle energy storage |
| JP2016067123A (ja) * | 2014-09-25 | 2016-04-28 | 株式会社豊田中央研究所 | 電力変換装置 |
| US9479082B2 (en) | 2011-01-04 | 2016-10-25 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for resonant power conversion |
-
1994
- 1994-12-09 JP JP6305771A patent/JPH08168266A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006246673A (ja) * | 2005-03-07 | 2006-09-14 | Nagaoka Univ Of Technology | 絶縁形直接電力変換器の制御装置 |
| US9479082B2 (en) | 2011-01-04 | 2016-10-25 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for resonant power conversion |
| US10141868B2 (en) | 2011-01-04 | 2018-11-27 | Enphase Energy, Inc. | Method and apparatus for resonant power conversion |
| WO2015038995A1 (en) * | 2013-09-16 | 2015-03-19 | Enphase Energy, Inc. | Single-phase cycloconverter with integrated line-cycle energy storage |
| JP2016530872A (ja) * | 2013-09-16 | 2016-09-29 | エンフェーズ エナジー インコーポレイテッドＥｎｐｈａｓｅ Ｅｎｅｒｇｙ， Ｉｎｃ． | 一体化されたラインサイクルのエネルギー蓄積を伴う単相サイクロコンバータ |
| US9531300B2 (en) | 2013-09-16 | 2016-12-27 | Enphase Energy, Inc. | Single phase cycloconverter with integrated line-cycle energy storage |
| JP2016067123A (ja) * | 2014-09-25 | 2016-04-28 | 株式会社豊田中央研究所 | 電力変換装置 |
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