JPH08162964A - Information compression device and method therefor, information elongation device and method therefor and recording medium - Google Patents

Information compression device and method therefor, information elongation device and method therefor and recording medium

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JPH08162964A
JPH08162964A JP6304716A JP30471694A JPH08162964A JP H08162964 A JPH08162964 A JP H08162964A JP 6304716 A JP6304716 A JP 6304716A JP 30471694 A JP30471694 A JP 30471694A JP H08162964 A JPH08162964 A JP H08162964A
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Japan
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information
processing block
input signal
band
signal
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JP6304716A
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Japanese (ja)
Inventor
Toshihiro Koyata
智弘 小谷田
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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Abstract

PURPOSE: To control the band division filter which is excellently adaptive to an input signal. CONSTITUTION: A compression coding is performed by dividing an input signal into plural bands by band division filters 201 and 202 composed of QMF filters, performing an orthogonal conversion for each band by MDCT circuits 203 to 205 and 220 and quantizing the outputs from these MDCT circuits by adaptive bit assignment coding circuits 210 to 212 according to the number of bit which is adaptively assigned for every band. A selection circuit 222 determining the number of band to be divided and performing a control based on the power of an input signal or changes, etc., of energy information and/or the input signal of an orthogonal conversion block and/or the other orthogonal conversion block of the orthogonal conversion block is provided.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等のディジタル信号をビット圧縮した圧縮データの
記録再生、その圧縮データが記録される記録媒体及び圧
縮データの伝送系に関し、特に、入力信号の時間軸上の
波形の振幅変化に応じて、圧縮処理の単位となる処理ブ
ロックの時間的大きさを変化させるような、ディジタル
信号の情報圧縮装置及び方法と、圧縮情報を伸張する情
報伸張装置及び方法、並びに記録媒体に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to recording / reproduction of compressed data obtained by bit-compressing a digital signal such as a digital audio signal, a recording medium on which the compressed data is recorded, and a transmission system of the compressed data, and more particularly to an input signal. An information compression apparatus and method for a digital signal that changes the temporal size of a processing block that is a unit of compression processing according to a change in the amplitude of a waveform on the time axis, and an information expansion apparatus that expands compressed information. The present invention relates to a method and a recording medium.

【０００２】[0002]

【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化し、こ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）し、さらにこれを複数の周波数帯域に分割
し、得られた各帯域毎に符号化を施すブロック化周波数
帯域分割方式であるいわゆる変換符号化方式や、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化せずに
当該時間領域のまま複数の周波数帯域に分割してそれぞ
れ符号化する非ブロック化周波数帯域分割方式である帯
域分割符号化（サブ・バンド・コーディング：ＳＢＣ）
方式等を挙げることができる。また、上述の帯域分割符
号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化の手法
及び装置も考えられており、この場合には、例えば、上
記帯域分割符号化方式による時間領域での帯域分割を行
った後、該各帯域毎の信号を上記変換符号化方式による
単位時間毎のブロックで直交変換して周波数領域の信号
とし、この直交変換された各帯域毎に符号化を施すこと
になる。2. Description of the Related Art There are various techniques and apparatuses for high-efficiency coding of audio or voice signals. For example, a time domain audio signal is divided into blocks for each unit time, and the time axis signal for each block is set. Is converted into a signal on the frequency axis (orthogonal conversion), further divided into a plurality of frequency bands, and coding is performed for each obtained band. , A band division coding (sub-blocking) which is a non-blocking frequency band division method in which a time domain audio signal or the like is not divided into blocks for each unit time and is divided into a plurality of frequency bands as they are in the time domain and encoded. Band coding: SBC)
A method etc. can be mentioned. Further, a method and device for high efficiency coding in which the above band division coding and transform coding are combined are also considered. In this case, for example, band division in the time domain by the above band division coding method is performed. After that, the signal for each band is orthogonally transformed into a signal in the frequency domain by a block for each unit time according to the above transform coding method, and coding is performed for each orthogonally transformed band. .

【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化方式に使
用される帯域分割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ(Q
uadrature Mirror filter)等のフィルタがあり、これは
例えば文献「ディジタル・コーディング・オブ・スピー
チ・イン・サブバンズ」("Digital coding of speech i
n subbands" R.E.Crochiere, Bell Syst.Tech. J.,Vo
l.55,No.8 1976) に述べられている。このＱＭＦのフィ
ルタは、帯域を等バンド幅に２分割するものであり、当
該フィルタにおいては上記分割した帯域を後に合成する
際にいわゆるエリアシングが発生しないことが特徴とな
っている。また、文献「ポリフェーズ・クワドラチァ・
フィルタ −新しい帯域分割符号化技術」("Polyphase
Quadrature filters -A new subband coding techniqu
e", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)には、
等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。このポ
リフェイズ・クァドラチュア・フィルタにおいては、信
号を等バンド幅の複数の帯域に分割する際に一度に分割
できることが特徴となっている。Here, as a band division filter used in the above-mentioned band division encoding method, for example, QMF (Q
There is a filter such as uadrature Mirror filter), which is, for example, the document "Digital coding of speech in subvans".
n subbands "RE Crochiere, Bell Syst.Tech. J., Vo
l.55, No.8 1976). This QMF filter divides the band into two equal bandwidths, and is characterized in that so-called aliasing does not occur when the divided bands are combined later. In addition, the document “Polyphase Quadratic
Filter-New Band Division Coding Technique "(" Polyphase
Quadrature filters -A new subband coding techniqu
e ", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)
Equal bandwidth filter partitioning techniques are described. This polyphase quadrature filter is characterized in that when a signal is divided into a plurality of bands of equal bandwidth, it can be divided at one time.

【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）や、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイ
ドＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周
波数軸に変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴ
については、文献「時間領域エリアシング・キャンセル
を基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド
／変換符号化」("Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Can
cellation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surr
ey Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述
べられている。As the above-mentioned orthogonal transform, for example, the input audio signal is divided into blocks in a predetermined unit time (frame), and the fast Fourier transform (F
FT), Discrete Cosine Transform (DCT), Modified DCT Transform (MDCT), etc. are used to transform the time axis into the frequency axis. This MDCT
For the paper "Subband / Transform Coding Using Fil".
ter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Can
cellation, "JPPrincen ABBradley, Univ. of Surr
ey Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987).

【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
程帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を
複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に信
号のパワー或いはエネルギに基づいた適応的なビット配
分による符号化が行われる。例えば、上記ＭＤＣＴ処理
されて得られたＭＤＣＴ係数データを上記ビット配分に
よって符号化する際には、上記各ブロック毎のＭＤＣＴ
処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ係数データに対
して、適応的な配分ビット数で符号化が行われることに
なる。Further, as a frequency division width in the case of quantizing each frequency component divided into frequency bands, for example, there is a band division considering human auditory characteristics. That is, an audio signal may be divided into a plurality of bands (for example, 25 band) with a bandwidth that is generally called a critical band and has a wider bandwidth in a higher band. Further, at the time of encoding the data for each band at this time, encoding is performed by predetermined bit allocation for each band or adaptive bit allocation based on signal power or energy for each band. Be seen. For example, when the MDCT coefficient data obtained by the MDCT processing is encoded by the bit allocation, the MDCT for each block is
The MDCT coefficient data for each band obtained by the processing is encoded with the adaptive distribution bit number.

【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。例えば、
文献「音声信号の適応変換符号化」（"Adaptive Transf
ormCoding of Speech Signals", IEEE Transactions of
Accoustics, Speech, andSignal Processing, vol.ASS
P-25, No.4, August 1977 ）では、各帯域毎の信号の大
きさをもとに、ビット割当を行っている。また、例えば
文献「臨界帯域符号化器 −聴覚システムの知覚の要求
に関するディジタル符号化」（"The critical band cod
er --digital encoding of the perceptual requireme
nts of the auditory system", M.A.Kransner MIT, ICA
SSP 1980）では、聴覚マスキングを利用することで、各
帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固定的なビット割当
を行う手法及び装置が述べられている。The following two methods and apparatuses are known as the above-mentioned bit allocation method and an apparatus therefor. For example,
Reference "Adaptive Transf.
ormCoding of Speech Signals ", IEEE Transactions of
Accoustics, Speech, and Signal Processing, vol.ASS
P-25, No.4, August 1977) allocates bits based on the signal size of each band. In addition, for example, the document "Critical Band Coding-Digital Coding for Perceptual Requirements of Auditory System"("The critical band cod
er --digital encoding of the perceptual requireme
nts of the auditory system ", MAKransner MIT, ICA
SSP 1980) describes a method and a device for performing fixed bit allocation by obtaining a necessary signal-to-noise ratio for each band by using auditory masking.

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の帯域
分割符号化方式においては、入力信号を帯域分割フィル
タなどにより帯域分割しているが、この分割により増加
したデータ数を減らすためにデータの間引き処理を行っ
た場合、その帯域分割用フィルタの理論的に避けえない
不完全さのために、上記分割したそれぞれの帯域で折り
返し成分が原信号と重なって雑音又は歪み成分を発生す
る、いわゆるエイリアシングが発生する。この帯域分割
したそれぞれの帯域のエイリアシング成分、すなわち折
り返し成分が原信号と重なって発生する雑音又は歪み成
分は、帯域分割に上記ＱＭＦのフィルタを用いた場合に
は、後の帯域合成及び復号化の際に、上記間引き処理し
たデータを補間し、その後ＱＭＦのフィルタとは逆の帯
域合成を行う帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）を用いるこ
とによりキャンセルすることが出来る。By the way, in the above-mentioned band division coding method, the input signal is band-divided by a band-division filter or the like. In order to reduce the number of data increased by this division, the data is thinned out. When the processing is performed, due to the theoretically unavoidable incompleteness of the band-splitting filter, the aliasing component in which the aliasing component overlaps with the original signal in each of the above-described divided bands to generate a noise or distortion component, so-called aliasing Occurs. When the QMF filter is used for band division, the aliasing component of each of the band-divided bands, that is, the noise or distortion component generated when the aliasing component overlaps with the original signal, can be used for the subsequent band synthesis and decoding. At this time, it is possible to cancel by using the band synthesis filter (IQMF) that interpolates the data subjected to the thinning process and then performs the band synthesis opposite to the QMF filter.

【０００８】しかし、このような帯域分割後に、上記間
引き処理を行ったデータを量子化した場合、当該量子化
による量子化誤差が発生することになる。このように量
子化による量子化誤差が発生していると、後の帯域合成
時でのエイリアシング成分のキャンセルが不完全なもの
となり、最終的に得られる信号に上記エイリアシングに
よる雑音または歪み成分が残ることになる。However, when the data subjected to the thinning processing is quantized after such band division, a quantization error due to the quantization will occur. When the quantization error due to the quantization occurs in this way, the cancellation of the aliasing component in the subsequent band synthesis becomes incomplete, and the noise or distortion component due to the aliasing remains in the finally obtained signal. It will be.

【０００９】また、分割した各帯域毎のデータを符号化
する際には、上述したように、例えば各帯域毎に信号の
パワー或いはエネルギに基づいた適応的なビット配分に
よる符号化が行われるが、当該帯域分割により、エイリ
アシングに相当する部分すなわち間引き処理による折り
返し成分が原信号と重なる部分に対応する入力信号のパ
ワー或いはエネルギーは、分割するそれぞれの帯域に分
散され、当該帯域分割を行わない場合と比較するとビッ
トの割当効率が低下する。Further, when encoding the divided data for each band, as described above, for example, encoding is performed by adaptive bit allocation based on the power or energy of the signal for each band. , When the band division is performed, the power or energy of the input signal corresponding to the part corresponding to aliasing, that is, the part where the aliasing component due to the thinning process overlaps the original signal is dispersed in each band to be divided, and the band division is not performed. The bit allocation efficiency is lower than that of.

【００１０】上記二つの問題点、すなわち符号化の際に
量子化を行うことによって帯域合成時にエイリアシング
成分のキャンセルが不完全となり当該エイリアシングに
よる雑音又は歪み成分が発生する問題と、帯域分割によ
ってエイリアシングに相当する部分の信号のパワー或い
はエネルギーが分散されることによるビットの割当効率
が低下する問題とが原因となって、圧縮符号化の際に例
えば帯域分割フィルタのカットオフ周波数に近い周波数
帯域にエネルギー或いはパワーを多く持つ入力信号を上
記帯域分割フィルタにより帯域分割した場合には、後の
再生（デコード）時の出力信号の特性が大きく劣化し、
帯域によっては聴感上問題となることがある。The above-mentioned two problems, namely, the problem that the aliasing component is incompletely canceled at the time of band synthesis by performing the quantization at the time of coding and a noise or distortion component is generated by the aliasing, and aliasing is caused by the band division. Due to the problem that the bit allocation efficiency decreases due to the power or energy distribution of the corresponding part of the signal, the energy is reduced to a frequency band close to the cut-off frequency of the band-splitting filter during compression coding, for example. Alternatively, when the input signal having a large amount of power is band-divided by the band-division filter, the characteristics of the output signal during subsequent reproduction (decoding) are greatly deteriorated,
Depending on the band, it may cause a hearing problem.

【００１１】これらの問題は、帯域分割フィルタの次数
を上げることにより、改善を図ることも可能だが、実際
にシステムを構成しようとする場合、演算量の増加に伴
うハードウエア規模の増加などが問題となり、実用上は
限界がある。These problems can be improved by increasing the order of the band-splitting filter, but when actually constructing the system, there is a problem in that the scale of hardware increases as the amount of calculation increases. Therefore, there is a limit in practical use.

【００１２】本発明はこのような実情に鑑みてなされた
ものであり、入力信号に対して良好に適応した帯域分割
フィルタの制御を行うことができる情報圧縮装置及び方
法、圧縮情報を伸張する情報伸張装置及び方法、並びに
圧縮情報が記録された記録媒体の提供を目的とするもの
である。The present invention has been made in view of the above circumstances, and is an information compression apparatus and method capable of controlling a band division filter that is well adapted to an input signal, and information for expanding compressed information. It is an object of the present invention to provide a decompression device and method, and a recording medium in which compressed information is recorded.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】本発明の情報圧縮装置及
び方法は、上述の目的を達成するために提案されたもの
であり、帯域分割フィルタによって入力信号を複数の帯
域に分割し、圧縮符号化を行うとき、所定の処理ブロッ
ク及び／又は当該処理ブロックの他の処理ブロックの、
入力信号のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入力信
号の変化に基づいて帯域分割数を決定して制御すること
を特徴としている。The information compression apparatus and method of the present invention is proposed to achieve the above-mentioned object, and divides an input signal into a plurality of bands by a band-splitting filter to obtain a compression code. Of the predetermined processing block and / or other processing blocks of the processing block,
It is characterized in that the number of band divisions is determined and controlled based on the power or energy information of the input signal and / or the change of the input signal.

【００１４】また、本発明の情報圧縮装置及び方法は、
帯域分割フィルタによって入力信号を複数の帯域に分割
し、圧縮符号化を行うとき、所定の処理ブロック及び／
又は当該処理ブロックの他の処理ブロックの、入力信号
のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入力信号の変化
に基づいて、帯域分割の際の周波数軸上の分割点を決定
して制御することを特徴とする。The information compression apparatus and method of the present invention are
When the input signal is divided into a plurality of bands by the band division filter and compression encoding is performed, a predetermined processing block and / or
Alternatively, based on the power or energy information of the input signal and / or the change of the input signal of another processing block of the processing block, the division point on the frequency axis at the time of band division is determined and controlled. To do.

【００１５】またさらに、本発明の情報圧縮装置及び方
法では、これらの特徴を合わせもつものとすることもで
きる。Furthermore, the information compression apparatus and method of the present invention may have these features in combination.

【００１６】言い換えれば、本発明の第１の情報圧縮装
置及び方法は、入力信号を帯域分割し、直交変換等の入
力信号の周波数軸上のパワー或いはスペクトルを求め、
この求めた周波数軸上のパワー或いはスペクトルと周波
数軸上の帯域分割点との関係を分析し、帯域分割を行う
か行わないかを決定し帯域分割数を制御するようにして
いる。In other words, the first information compression apparatus and method of the present invention divides the input signal into bands and obtains the power or spectrum on the frequency axis of the input signal such as orthogonal transformation,
The relationship between the obtained power or spectrum on the frequency axis and the band division point on the frequency axis is analyzed to determine whether or not to perform the band division, and the number of band divisions is controlled.

【００１７】また、本発明の第２の情報圧縮装置及び方
法は、入力信号を帯域分割し、直交変換等の入力信号の
周波数軸上のパワー或いはスペクトルを求め、この求め
た周波数軸上のパワー或いはスペクトルと周波数軸上の
帯域分割点との関係を分析し、周波数軸上で最も適した
分割点を決定し制御するようにしている。The second information compressing apparatus and method of the present invention divides the input signal into bands, obtains the power or spectrum on the frequency axis of the input signal such as orthogonal transform, and determines the obtained power on the frequency axis. Alternatively, the relationship between the spectrum and the band dividing points on the frequency axis is analyzed, and the most suitable dividing point on the frequency axis is determined and controlled.

【００１８】また、本発明の第３の情報圧縮装置及び方
法は、入力信号を帯域分割し、直交変換等の入力信号の
周波数軸上のパワー或いはスペクトルを求め、この求め
た周波数軸上のパワー或いはスペクトルと周波数軸上の
帯域分割点との関係を分析し、帯域分割数及び周波数軸
上で最も適した分割点を決定し制御するようにしてい
る。Further, the third information compression apparatus and method of the present invention divides the input signal into bands, obtains the power or spectrum on the frequency axis of the input signal such as orthogonal transformation, and determines the obtained power on the frequency axis. Alternatively, the relationship between the spectrum and the band division points on the frequency axis is analyzed to determine and control the number of band divisions and the most suitable division point on the frequency axis.

【００１９】すなわち、本発明の情報圧縮装置及び方法
は、入力信号の周波数帯域のエネルギーあるいはパワー
等を基に、上述したような帯域分割フィルタによる問題
点の影響を分析し、入力信号に最も適した帯域分割数及
び／又は帯域の分割点を決定し制御することにより、上
述の問題を解決する。That is, the information compression apparatus and method of the present invention is most suitable for an input signal by analyzing the influence of the above-mentioned problems due to the band division filter based on the energy or power of the frequency band of the input signal. The above problem is solved by determining and controlling the number of band divisions and / or the band division points.

【００２０】ここで、入力信号に適応してその処理ブロ
ックの長さは可変とし、当該処理ブロックの入力信号の
変化及び他の処理ブロックの入力信号の変化及び／又は
パワー、或いはエネルギ又はピーク情報を基にして当該
処理ブロックの長さを決定したり、当該処理ブロックの
入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最大より長
い時間幅の入力信号により得られる変化情報を基にして
当該処理ブロックの長さを決定することができ、またこ
れらを合わせて処理ブロックの長さを決定することもで
き、さらに、上記処理ブロック長の決定の際には、処理
ブロックの長さを決定する要素の決定に関与する割合
を、固定或いは入力信号に適応した割合及び／又は所定
の割合（例えば２倍，４倍，８倍等）で併用若しくは単
独で使用するが好ましい。Here, the length of the processing block is made variable according to the input signal, and the change of the input signal of the processing block and the change and / or the power of the input signal of the other processing block, or the energy or peak information. The length of the processing block is determined based on, or the processing block is changed based on the change of the input signal of the processing block and the change information obtained by the input signal having a time width longer than the maximum of the processing block in terms of time. The length of the processing block can be determined, and the length of the processing block can be determined by combining them. Furthermore, when the processing block length is determined, the elements that determine the length of the processing block can be determined. It is preferable to use the ratios involved in the determination in combination or alone at a fixed ratio or a ratio adapted to the input signal and / or a predetermined ratio (for example, 2 times, 4 times, 8 times, etc.). There.

【００２１】また、上記入力信号はオーディオ信号であ
り、定常時の信号については、少なくとも大部分の量子
化雑音の発生をコントロールする処理ブロックの周波数
幅を高域ほど広くしてゆくことが好ましい。Further, the input signal is an audio signal, and it is preferable to increase the frequency width of the processing block for controlling the generation of at least most of the quantization noise in the higher frequency region in the steady state signal.

【００２２】さらに、時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割に直交変換を用い、上記直交変換におけ
る直交変換サイズの可変と共に当該直交変換時に使用す
る窓関数の形状も変化させることができ、上記時間軸信
号から周波数軸上の複数の帯域への分割の際には、定常
時の信号については先ず複数の帯域に分割し、当該分割
された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを形成
し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データを
得るようにする。また、直交変換前の時間軸信号から周
波数軸上の複数の帯域への分割における分割周波数幅
は、定常時の入力信号については略高域ほど広くし、最
低域の連続した２帯域では同一とすることが好ましい。Further, orthogonal transformation is used for dividing the time axis signal into a plurality of bands on the frequency axis, and the shape of the window function used at the time of the orthogonal transformation can be changed together with the change of the orthogonal transformation size in the orthogonal transformation. Therefore, when dividing the time axis signal into a plurality of bands on the frequency axis, the signal in the steady state is first divided into a plurality of bands, and a block composed of a plurality of samples is divided for each of the divided bands. Then, the coefficient data is obtained by performing orthogonal transformation for each block in each band. Further, the division frequency width in the division from the time axis signal before orthogonal transformation into a plurality of bands on the frequency axis is set to be broader in the higher band in the steady state input signal, and is the same in the continuous two bands in the lowest band. Preferably.

【００２３】その他、本発明の情報圧縮装置及び方法で
は、略信号通過帯域以上の帯域の信号成分に対する圧縮
符号のメイン情報及び／又はサブ情報の割り当てを行わ
ないようにし、前記複数の帯域への分割にはクワドラチ
ャ・ミラー・フィルタを用い、直交変換としては変更離
散コサイン変換を用い、上記処理ブロックの入力信号の
変化を基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境
界値は入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすること
が好ましい、なお、上記境界値は入力信号の振幅、周波
数に応じて複数の階段状の値をとることもできる。ま
た、上記処理ブロック長の決定の際には、上記他の処理
ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に及ぼす聴覚
上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換
係数のエネルギ及び／又はパワー又はピーク情報を用い
て計算し、当該処理ブロックの時間的長さの決定を行う
ようにし、上記処理ブロックの入力信号の変化を基に処
理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力信号の
周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周期的特
徴を基にした判断を行う。さらに、上記他の処理ブロッ
クの信号が前記処理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特
性を計算する際に用いる周波数軸上のスペクトル及び／
又は直交変換係数を、圧縮のためのビットの割当及び／
又はブロックフローティングに用いる直交変換後の時間
軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数と共用するよ
うにもしている。In addition, in the information compression apparatus and method of the present invention, the main information and / or the sub information of the compression code is not assigned to the signal component in the band substantially equal to or more than the signal pass band, and the information is assigned to the plurality of bands. The quadrature-mirror filter is used for division, the modified discrete cosine transform is used as the orthogonal transformation, and the boundary value when determining the temporal length of the processing block based on the change of the input signal of the processing block is the input signal. It is preferable that the boundary value is variable according to the amplitude and frequency. It should be noted that the boundary value can take a plurality of stepwise values according to the amplitude and frequency of the input signal. Further, when the processing block length is determined, the auditory characteristic of the signal of the other processing block on the signal of the processing block is determined by the energy and / or power of the spectrum on the frequency axis and / or the orthogonal transform coefficient. Alternatively, the calculation is performed using peak information so that the temporal length of the processing block is determined, and when the temporal length of the processing block is determined based on the change in the input signal of the processing block, the input Judgments are made based on the periodic changes in the signal, and / or repeated pulses or periodic features. Further, the spectrum on the frequency axis used for calculating the auditory characteristic of the signal of the other processing block on the signal of the processing block, and / or
Or, the orthogonal transform coefficient is assigned a bit for compression and / or
Alternatively, it is also shared with the spectrum and / or the orthogonal transform coefficient on the time axis after the orthogonal transform used for the block floating.

【００２４】次に本発明の記録媒体は、上記本発明の情
報圧縮装置又は方法によって圧縮された圧縮情報が記録
されてなるものである。すなわち、本発明の第１の記録
媒体は、可変の帯域分割数で複数の帯域に分割した信号
を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数に対応す
る情報とを、少なくとも記録してなるものである。ま
た、本発明の第２の記録媒体は、可変の帯域分割点で複
数の帯域に分割した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、
当該帯域分割点に対応する情報とを、少なくとも記録し
てなるものである。Next, the recording medium of the present invention has the compressed information recorded by the information compression apparatus or method of the present invention recorded thereon. That is, the first recording medium of the present invention records at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands with a variable number of band divisions, and information corresponding to the number of band divisions. It is a thing. The second recording medium of the present invention includes compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands at variable band division points,
At least the information corresponding to the band division point is recorded.

【００２５】次に、本発明の第１の情報伸張装置及び方
法は、可変の帯域分割数で複数の帯域に分割した信号を
圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数に対応する
情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報を伸張する
ものであって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の
伸張された情報を生成し、上記帯域分割数に対応する情
報に基づいて上記複数の帯域の伸張された情報を帯域合
成するものである。Next, the first information decompression apparatus and method of the present invention include compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands with a variable number of band divisions, and information corresponding to the number of band divisions. Is supplied to expand the compressed information, the compressed information is decoded to generate expanded information of a plurality of bands, and the plurality of bands are generated based on the information corresponding to the number of band divisions. The band-combining is performed on the expanded information of.

【００２６】また、本発明の第２の情報伸張装置及び方
法は、可変の帯域分割点で複数の帯域に分割した信号を
圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点に対応する
情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報を伸張する
ものであって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の
伸張された情報を生成し、上記帯域分割点に対応する情
報に基づいて上記複数の帯域の伸張された情報を合成す
るものである。The second information decompression apparatus and method according to the present invention includes compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands at variable band division points and information corresponding to the band division points. At least supplied, for decompressing the compressed information, decoding the compressed information to generate decompressed information of a plurality of bands, and decompressing the plurality of bands based on the information corresponding to the band division points. This is to synthesize the expanded information.

【００２７】[0027]

【作用】本発明によれば、入力信号の周波数帯域を分析
することにより、最適な帯域分割フィルタによる帯域分
割数及び／又は帯域の分割点を決定し制御する事によ
り、エイリアシングによる雑音又は歪み成分の影響や、
帯域分割によるエネルギー分散が引き起こすビット割当
効率の低下の影響を、防止または改善することが可能と
なり、静特性、音質の向上を図ることが出来る。According to the present invention, by analyzing the frequency band of the input signal and determining and controlling the number of band divisions and / or the band division points by the optimum band division filter, noise or distortion components due to aliasing can be obtained. Influence of
It is possible to prevent or improve the influence of a decrease in bit allocation efficiency caused by energy distribution due to band division, and it is possible to improve static characteristics and sound quality.

【００２８】[0028]

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら詳細に説明する。Embodiments of the present invention will now be described in detail with reference to the drawings.

【００２９】先ず、図１には、本発明の情報圧縮方法及
び装置が適用される一実施例としての圧縮データ記録再
生装置の概略構成を示す。First, FIG. 1 shows a schematic configuration of a compressed data recording / reproducing apparatus as an embodiment to which the information compressing method and apparatus of the present invention are applied.

【００３０】この図１に示す圧縮データ記録再生装置に
おいて、先ず圧縮データが記録／再生される本発明実施
例の記録媒体としては、スピンドルモータ５１により回
転駆動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁気デ
ィスク１に対するデータの記録時には、例えば光学ヘッ
ド５３によりレーザ光を照射した状態で記録データに応
じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加することによ
る、いわゆる磁界変調記録を行い、この光磁気ディスク
１の記録トラックに沿ってデータを記録する。また再生
時には、光磁気ディスク１の記録トラックを光学ヘッド
５３によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再生を
行う。In the compressed data recording / reproducing apparatus shown in FIG. 1, the magneto-optical disk 1 rotatably driven by the spindle motor 51 is used as the recording medium of the embodiment of the present invention for recording / reproducing the compressed data. When recording data on the magneto-optical disk 1, for example, so-called magnetic field modulation recording is performed by applying a modulation magnetic field according to the recording data with the magnetic head 54 while irradiating laser light from the optical head 53. Data is recorded along one recording track. At the time of reproduction, the recording track of the magneto-optical disk 1 is traced with laser light by the optical head 53 to perform magneto-optical reproduction.

【００３１】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。The optical head 53 is, for example, a laser light source such as a laser diode, a collimator lens, an objective lens,
It is composed of a polarization beam splitter, an optical component such as a cylindrical lens, and a photodetector having a light receiving portion of a predetermined pattern. The optical head 53 is provided at a position facing the magnetic head 54 through the magneto-optical disk 1. When recording data on the magneto-optical disk 1, a magnetic head 54 is driven by a head driving circuit 66 of a recording system to be described later to apply a modulation magnetic field according to the recording data, and the optical head 53 is used for the purpose of the magneto-optical disk 1. By irradiating the track with laser light, thermomagnetic recording is performed by the magnetic field modulation method. The optical head 53 also detects the reflected light of the laser light applied to the target track, detects a focus error by, for example, a so-called astigmatism method, and detects a tracking error by, for example, a so-called push-pull method. When reproducing data from the magneto-optical disk 1, the optical head 53 detects the focus error and the tracking error, and at the same time, detects the difference in the polarization angle (Kerr rotation angle) of the reflected light of the laser light from the target track and reproduces it. Generate a signal.

【００３２】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。The output of the optical head 53 is supplied to the RF circuit 55. The RF circuit 55 extracts the focus error signal and the tracking error signal from the output of the optical head 53 and supplies them to the servo control circuit 56, and binarizes the reproduction signal to reproduce the reproduction system decoder 7 described later.
Feed to 1.

【００３３】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。The servo control circuit 56 is composed of, for example, a focus servo control circuit, a tracking servo control circuit, a spindle motor servo control circuit, a sled servo control circuit and the like. The focus servo control circuit controls the focus of the optical system of the optical head 53 so that the focus error signal becomes zero. Further, the tracking servo control circuit controls the tracking of the optical system of the optical head 53 so that the tracking error signal becomes zero. Further, the spindle motor servo control circuit controls the spindle motor 51 so as to rotate the magneto-optical disk 1 at a predetermined rotation speed (for example, a constant linear speed). Further, the sled servo control circuit moves the optical head 53 and the magnetic head 54 to the target track position of the magneto-optical disk 1 designated by the system controller 57. The servo control circuit 56 that performs such various control operations sends information indicating the operating state of each unit controlled by the servo control circuit 56 to the system controller 57.

【００３４】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報
とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を
行う。A key input operation section 58 and a display section 59 are connected to the system controller 57. The system controller 57 controls the recording system and the reproducing system in the operation mode designated by the operation input information from the key input operation unit 58. The system controller 7 also uses the optical head 53 and the magnetic head 54 based on the address information in sector units reproduced from the recording track of the magneto-optical disk 1 by the header time, the Q data of the subcode, or the like.
Manages the recording position and the reproducing position on the recording track traced by the. Further system controller 57
Controls the display unit 59 to display the reproduction time based on the data compression rate and the reproduction position information on the recording track.

【００３５】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。This reproduction time display is the reciprocal of the data compression ratio (address information (absolute time information) in sector units reproduced from the recording track of the magneto-optical disk 1 by so-called header time or so-called sub-code Q data, etc. For example, in the case of 1/4 compression, the actual time information is obtained by multiplying by 4), and this is displayed on the display unit 59. Even at the time of recording, for example, when absolute time information is previously recorded (pre-formatted) on a recording track of a magneto-optical disk or the like, the pre-formatted absolute time information is read to determine the data compression rate. It is also possible to display the current position at the actual recording time by multiplying by the reciprocal.

【００３６】次にこのデータ記録再生装置の記録系にお
いて、入力端子６０からのアナログオーディオ入力信号
Ａinがローパスフィルタ６１を介してＡ／Ｄ変換器６２
に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上記アナログオー
ディオ入力信号Ａinを量子化する。Ａ／Ｄ変換器６２か
ら得られたディジタルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Adap
tive Transform Coding ）ＰＣＭエンコーダ６３に供給
される。また、入力端子６７からのディジタルオーディ
オ入力信号Ｄinがディジタル入力インターフェース回路
６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に供給される。ＡＴ
Ｃエンコーダ６３は、上記入力信号Ａinを上記Ａ／Ｄ変
換器６２により量子化した所定転送速度のディジタルオ
ーディオＰＣＭデータについて、ビット圧縮（データ圧
縮）処理を行う。ここではその圧縮率を４倍として説明
するが、本実施例はこの倍率には依存しない構成となっ
ており、応用例により任意に選択が可能である。Next, in the recording system of this data recording / reproducing apparatus, the analog audio input signal Ain from the input terminal 60 is passed through the low pass filter 61 and the A / D converter 62.
And the A / D converter 62 quantizes the analog audio input signal Ain. The digital audio signal obtained from the A / D converter 62 is ATC (Adap
This is supplied to the PCM encoder 63. Further, the digital audio input signal Din from the input terminal 67 is supplied to the ATC encoder 63 via the digital input interface circuit 68. AT
The C encoder 63 performs a bit compression (data compression) process on the digital audio PCM data of a predetermined transfer rate obtained by quantizing the input signal Ain by the A / D converter 62. Although the compression rate will be described as 4 times here, the present embodiment has a configuration that does not depend on this magnification and can be arbitrarily selected depending on the application example.

【００３７】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ１４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ１４においては、上記ビッ
ト圧縮のレートに応じた１８．７５（＝７５／４）セク
タ／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオ
ーディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／
秒の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出
されて記録されるデータについて、記録休止期間を含む
全体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒
の低い速度となっているが、バースト的に行われる記録
動作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的
な７５セクタ／秒となっている。従って、ディスク回転
速度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一
定線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記
録密度、記憶パターンの記録が行われることになる。Next, in the memory 64, writing and reading of data are controlled by the system controller 57,
It is used as a buffer memory for temporarily storing ATC data supplied from the ATC encoder 63 and recording the ATC data on a disk as needed. That is, for example, the compressed audio data supplied from the ATC encoder 63 has a standard C data transfer rate.
Data transfer rate of D-DA format (75 sectors /
1/4 of the second), that is, 18.75 sectors / second, and this compressed data is continuously written in the memory 14. As for this compressed data (ATC data), it is sufficient to record one sector for every four sectors as described above. However, since recording every four sectors is practically impossible, the continuous sectors described below will be used. I try to keep a record. This recording bursts at a data transfer rate (75 sectors / second) same as that of the standard CD-DA format by using a cluster composed of a plurality of predetermined sectors (for example, 32 sectors + several sectors) as a recording unit through a pause period. Is done in a regular manner. That is, in the memory 14, the ATC audio data continuously written at a low transfer rate of 18.75 (= 75/4) sectors / second corresponding to the bit compression rate is recorded as the recording data of the 75 sectors / second.
It is read in bursts at a transfer rate of seconds. The overall data transfer rate of the read and recorded data, including the recording pause period, is as low as 18.75 sectors / sec, but within the time of the recording operation performed in bursts. The instantaneous data transfer rate in the above is the standard 75 sectors / sec. Therefore, when the disc rotation speed is the same as the standard CD-DA format (constant linear velocity), the same recording density and storage pattern as those of the CD-DA format are recorded.

【００３８】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。The ATC audio data, that is, the recording data, which is burst-read out from the memory 64 at the (instantaneous) transfer rate of 75 sectors / second is recorded by the encoder 65.
Is supplied to. Here, from the memory 64 to the encoder 65
In the data string supplied to the above, the unit to be continuously recorded in one recording is a cluster composed of a plurality of sectors (for example, 32 sectors) and several sectors for cluster connection arranged at the front and rear positions of the cluster. This cluster connection sector is set to be longer than the interleave length in the encoder 65 so that interleaved data will not affect the data of other clusters.

【００３９】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。The encoder 65 uses the recording data supplied from the memory 64 in bursts as described above.
Encoding processing for error correction (parity addition and interleave processing), EFM encoding processing, and the like are performed. The recording data encoded by the encoder 65 is supplied to the magnetic head drive circuit 66. The magnetic head drive circuit 66 is connected to the magnetic head 54,
The magnetic head 54 is driven so as to apply the modulation magnetic field according to the recording data to the magneto-optical disk 1.

【００４０】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。Further, the system controller 57 controls the memory 64 as described above, and
By this memory control, the recording position is controlled so that the recording data read out in burst from the memory 64 is continuously recorded on the recording track of the magneto-optical disk 2.
The recording position is controlled by controlling the recording position of the recording data which is burst-read from the memory 64 by the system controller 57 and outputting a control signal for designating the recording position on the recording track of the magneto-optical disk 1 to the servo control circuit. By feeding 56.

【００４１】次に、この光磁気ディスクの記録再生装置
の再生系について説明する。この再生系は、上述の記録
系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的に
記録された記録データを再生するためのものであり、光
学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラック
をレーザ光でトレースすることにより得られる再生出力
がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコーダ
７１を備えている。この時光磁気ディスクのみではな
く、いわゆるコンパクトディスク（ＣＤ：COMPACT DIS
C）と同じ再生専用光ディスクの読み出しも行うことが
できる。Next, the reproducing system of the recording / reproducing apparatus for this magneto-optical disk will be described. This reproducing system is for reproducing the record data continuously recorded on the recording track of the magneto-optical disk 1 by the above-mentioned recording system, and the recording track of the magneto-optical disk 1 is irradiated with the laser beam by the optical head 53. The decoder 71 is provided with which the reproduction output obtained by tracing at (1) is binarized by the RF circuit 55 and supplied. At this time, not only magneto-optical discs but also so-called compact discs (CD: COMPACT DIS
The same read-only optical disc as in C) can also be read.

【００４２】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。The decoder 71 corresponds to the encoder 65 in the recording system described above, and decodes the reproduced output binarized by the RF circuit 55 as described above for error correction and EFM decoding. By performing processing such as processing, the audio data is reproduced at a transfer rate of 75 sectors / second, which is faster than the normal transfer rate. This decoder 7
The reproduction data obtained by 1 is supplied to the memory 72.

【００４３】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。In the memory 72, writing and reading of data are controlled by the system controller 57, and reproduced data supplied from the decoder 71 at a transfer rate of 75 sectors / second is written in bursts at the transfer rate of 75 sectors / second. Be done. Further, in the memory 72, the reproduction data written in a burst at the transfer rate of 75 sectors / sec is a regular transfer rate of 75 sectors / sec of 18.75.
It is read continuously at sectors / second.

【００４４】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク（若
しくは光ディスク）１の記録トラック上の再生位置を指
定する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することに
よって行われる。The system controller 57 writes the reproduction data in the memory 72 at a transfer rate of 75 sectors / second, and also reproduces the reproduction data from the memory 72 in the above 18.7.
Memory control is performed so that data is continuously read at a transfer rate of 5 sectors / second. Further, the system controller 57 performs the above-mentioned memory control on the memory 72 and continuously reproduces the above-mentioned reproduction data written in burst from the memory 72 from the recording track of the magneto-optical disc 1 by this memory control. Controls the playback position. This playback position is controlled by the system controller 5
7 manages the reproduction position of the reproduction data read out from the memory 72 in burst by 7 and supplies a control signal for specifying the reproduction position on the recording track of the magneto-optical disc (or optical disc) 1 to the servo control circuit 56. Done by

【００４５】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。ATC audio data obtained as reproduction data continuously read from the memory 72 at a transfer rate of 18.75 sectors / second is supplied to the ATC decoder 73. The ATC decoder 73 reproduces 16-bit digital audio data by expanding the ATC data four times (bit expanding). This ATC
The digital audio data from the decoder 73 is D
It is supplied to the / A converter 74.

【００４６】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号Ａout を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーディオ信号Ａout は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。The D / A converter 74 is the ATC decoder 73.
The digital audio data supplied from the device is converted into an analog signal to form an analog audio output signal Aout. The analog audio signal Aout obtained by the D / A converter 74 is output from the output terminal 76 via the low pass filter 75.

【００４７】次に、上記エンコーダ６３にて行われる高
能率圧縮符号化について詳述する。すなわち、オーディ
オＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分割符号
化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビッ
ト割当ての各技術を用いて高能率符号化する技術につい
て、図２以降を参照しながら説明する。Next, the high efficiency compression encoding performed by the encoder 63 will be described in detail. That is, refer to FIG. 2 and subsequent figures for a technique for highly efficient encoding of an input digital signal such as an audio PCM signal using band division encoding (SBC), adaptive transform encoding (ATC) and adaptive bit allocation techniques. While explaining.

【００４８】図２に示すエンコーダ６３の具体的な高能
率符号化装置では、入力ディジタル信号を複数の周波数
帯域に分割すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行
って、得られた周波数軸のスペクトルデータを、低域で
は、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯
域幅（クリティカルバンド）毎に、中高域ではブロック
フローティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した
帯域毎に、適応的にビット割当して符号化している。通
常このブロックが量子化雑音発生ブロックとなる。さら
に、本発明実施例においては、直交変換の前に入力信号
に応じて適応的にブロックサイズ（ブロック長）を変化
させると共に、該ブロック単位でフローティング処理を
行っている。In the concrete high-efficiency encoder of the encoder 63 shown in FIG. 2, the input digital signal is divided into a plurality of frequency bands and orthogonal transformation is performed for each frequency band to obtain the obtained frequency axis. The spectrum data is adapted to each so-called critical bandwidth (critical band) in consideration of human auditory characteristics described later in the low frequency range, and to each band in which the critical bandwidth is subdivided in consideration of the block floating efficiency in the middle and high frequencies. Bits are allocated and encoded. Normally, this block is the quantization noise generation block. Furthermore, in the embodiment of the present invention, the block size (block length) is adaptively changed according to the input signal before the orthogonal transformation, and the floating process is performed for each block.

【００４９】すなわち、当該高能率符号化装置は、例え
ばＱＭＦのフィルタからなる帯域分割フィルタ２０１や
２０２によって入力信号を複数の帯域に分割し、各帯域
をＭＤＣＴ（変更離散コサイン変換）回路２０３〜２０
５、２２０により直交変換し、このＭＤＣＴ回路からの
出力を適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２によっ
て各帯域毎に適応的に割り当てられたビット数に応じて
量子化することで、圧縮符号化を行うものであり、所定
の処理ブロックである直交変換ブロック及び／又は当該
直交変換ブロックの他の直交変換ブロックの、入力信号
のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入力信号の変化
等に基づいて、帯域分割数を決定して制御する帯域分割
制御手段としての選択回路２２２を有するものである。That is, the high-efficiency coding apparatus divides the input signal into a plurality of bands by the band-dividing filters 201 and 202 formed of, for example, QMF filters, and MDCT (modified discrete cosine transform) circuits 203 to 20 for each band.
5 and 220 to perform orthogonal transformation, and the output from this MDCT circuit is quantized according to the number of bits adaptively assigned to each band by the adaptive bit assignment encoding circuits 210 to 212, thereby performing compression encoding. Band division based on the power or energy information of the input signal and / or changes in the input signal of the orthogonal transform block that is a predetermined processing block and / or another orthogonal transform block of the orthogonal transform block. It has a selection circuit 222 as a band division control means for determining and controlling the number.

【００５０】この図２において、入力端子２００には例
えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜２
２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。こ
の入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等のフィルタから
なる帯域分割フィルタ２０１により０〜１１ｋＨｚ帯域
と１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割される。In FIG. 2, the input terminal 200 has, for example, 0 to 2 when the sampling frequency is 44.1 kHz.
A 2 kHz audio PCM signal is supplied. This input signal is divided into a band of 0 to 11 kHz and a band of 11 to 22 kHz by a band-splitting filter 201 including a so-called QMF filter, for example.

【００５１】当該帯域分割フィルタ２０１からの０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号は、後述する選択回路２２２に送ら
れ、当該選択回路２２２よって例えば信号のエネルギー
が５．５ｋＨｚ付近に集中していないと見なされた場合
は同じくいわゆるＱＭＦ等のフィルタからなる帯域分割
フィルタ２０２に送られる。この帯域分割フィルタ２０
２では、上記選択回路２２２を介して供給された０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号を、０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割する。また、選択回路
２２２により信号のエネルギーが５．５ｋＨｚ付近に集
中していると見なされた場合は、上記０〜１１ｋＨｚ帯
域の信号のさらなる分割は行われず、当該選択回路２２
２からそのまま出力される。なお、ここでいう５．５ｋ
Ｈｚとは、帯域分割フィルタ２０２のカットオフ周波数
に相当する。0-1 from the band division filter 201
A signal in the 1 kHz band is sent to a selection circuit 222 described later, and when the selection circuit 222 considers that the signal energy is not concentrated near 5.5 kHz, it is also a band-splitting unit including a so-called QMF filter or the like. It is sent to the filter 202. This band division filter 20
2, 0 to 1 supplied through the selection circuit 222.
Signals of 1 kHz band are converted to 0 to 5.5 kHz band and 5.5
It is divided into a band of kHz to 11 kHz. Further, when the selection circuit 222 determines that the signal energy is concentrated around 5.5 kHz, the signal in the 0 to 11 kHz band is not further divided, and the selection circuit 22 is not divided.
It is directly output from 2. In addition, 5.5k referred to here
Hz corresponds to the cutoff frequency of the band division filter 202.

【００５２】上記選択回路２２２での選択によって帯域
分割フィルタ２０２に送られ、ここで帯域分割がなされ
た場合の５. ５〜１１ｋＨｚ帯域の信号は直交変換回路
の一例であるＭＤＣＴ回路２０４に送られ、０〜５．５
ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路２０５に送られ、これ
らＭＤＣＴ回路２０４、２０５でそれぞれＭＤＣＴ処理
される。また、上記選択回路２２２により帯域分割フィ
ルタ２０２に送られず帯域分割されなかった場合の０〜
１１ｋＨｚ帯域の信号は直接ＭＤＣＴ回路２２０に送ら
れ、ここでＭＤＣＴ処理される。The signal of the 5.5 to 11 kHz band when the band is divided by the selection circuit 222 is sent to the MDCT circuit 204 which is an example of the orthogonal transformation circuit. , 0-5.5
The signal in the kHz band is sent to the MDCT circuit 205 and MDCT processed by the MDCT circuits 204 and 205. In addition, when the selection circuit 222 does not send the band to the band division filter 202 and the band is not divided, 0 to
The signal in the 11 kHz band is directly sent to the MDCT circuit 220, where it is subjected to MDCT processing.

【００５３】一方、帯域分割フィルタ２０１からの１１
ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は直交変換回路の一例で
あるＭＤＣＴ回路２０３に送られ、ここでＭＤＣＴ処理
される。On the other hand, 11 from the band division filter 201
A signal in the kHz to 22 kHz band is sent to the MDCT circuit 203, which is an example of an orthogonal transform circuit, and is subjected to MDCT processing there.

【００５４】なお、上述した帯域分割フィルタとして
は、上記ＱＭＦの他に、例えば前述したポリフェイズ・
クァドラチュア・フィルタ等の等バンド幅のフィルタ分
割手段を用いることもできる。また、上記直交変換回路
としては、上記ＭＤＣＴ処理を行うものの他に、例えば
前述した高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、コサイン変換
（ＤＣＴ）等を行うものを用いることもできる。In addition to the QMF, the band division filter described above may be, for example, the polyphase filter described above.
It is also possible to use a filter dividing means of equal bandwidth such as a quadrature filter. Further, as the orthogonal transform circuit, for example, a circuit that performs the above-mentioned fast Fourier transform (FFT), cosine transform (DCT), or the like can be used in addition to the one that performs the MDCT process.

【００５５】ここで、帯域分割フィルタ２０２による帯
域分割が行われた場合の、各ＭＤＣＴ回路２０３、２０
４、２０５に供給する各帯域毎の処理ブロックについて
の標準的な入力信号に対する具体例を図３に示す。Here, the MDCT circuits 203 and 20 when band division is performed by the band division filter 202.
FIG. 3 shows a specific example of a standard input signal with respect to the processing blocks for each band supplied to channels 4 and 205.

【００５６】この図３の具体例においては、３つのフィ
ルタ出力信号は、各帯域毎に独立に各々複数の直交変換
ブロックサイズを持ち、信号の時間特性、周波数分布等
により時間分解能を切り換えられる様にしている。信号
が時間的に準定常的である場合には、直交変換ブロック
サイズを１１．６ｍＳすなわち図３のＡ）に示すロング
モード（Ｌｏｎｇ Ｍｏｄｅ）のように大きくする。こ
れに対して、信号が非定常的である場合には、直交変換
ブロックサイズを更に２分割、４分割とする。例えば、
図３のＢ）に示すショートモード（Ｓｈｏｒｔ Ｍｏｄ
ｅ）の如く、全てを４分割した２．９ｍＳとする場合
や、図３のＣ）に示すミドルモードＡ（Ｍｉｄｄｌｅ
Ｍｏｄｅ Ａ）や、図３のＤ）に示すミドルモードＢ
（Ｍｉｄｄｌｅ Ｍｏｄｅ Ｂ）の如く、一部を２分割
した５．８ｍＳとし、他の部分を４分割した２．９ｍＳ
の時間分解能とすることで、実際の複雑な入力信号に適
応するようになっている。この直交変換ブロックサイズ
の分割は、処理装置の規模が許せば、さらに複雑な分割
を行うようにすれば、より効果的なことは明白である。
これは上記選択回路２２２により０〜１１ｋＨｚ帯域の
帯域分割が行われずＭＤＣＴ回路２０３、２２０で処理
が行われた場合も、同様である。In the specific example of FIG. 3, the three filter output signals have a plurality of orthogonal transform block sizes independently for each band, and the time resolution can be switched depending on the time characteristic of the signal, frequency distribution, and the like. I have to. When the signal is quasi-stationary in time, the orthogonal transform block size is increased to 11.6 mS, that is, the long mode shown in A) of FIG. On the other hand, when the signal is non-stationary, the orthogonal transform block size is further divided into two. For example,
Short mode (Short Mod) shown in FIG. 3B)
As shown in e), when the whole is divided into four to 2.9 mS, or in the middle mode A (Middle) shown in C) of FIG.
Mode A) and middle mode B shown in FIG. 3D)
As in (Middle Mode B), one part is divided into two 5.8 mS and the other part is divided into four 2.9 mS.
The time resolution of is adapted to an actual complex input signal. It is obvious that the division of the orthogonal transform block size is more effective if the division of the orthogonal transformation block size is more complicated if the scale of the processing device permits.
This is the same when the selection circuit 222 does not perform band division of the 0 to 11 kHz band and the MDCT circuits 203 and 220 perform processing.

【００５７】この直交変換ブロックサイズの決定は、図
２における上記帯域分割フィルタ２０２によって帯域分
割が行われた場合にはブロックサイズ決定回路２０６、
２０７、２０８で決定され、これらブロックサイズ情報
が対応する各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５に伝えられる
と共に、それぞれ該当ブロックのブロックサイズ情報と
して出力端子２１６、２１７、２１８より出力される。
これに対して、帯域分割フィルタ２０２により帯域分割
されなかった場合には、ブロックサイズ決定回路２０
６、２２１で直交変換ブロックサイズが決定され、この
ブロックサイズ情報がそれぞれＭＤＣＴ回路２０６、２
２１に伝えられると共に、該当ブロックのブロックサイ
ズ情報として出力端子２１６〜２１８より出力される。
ここで、帯域分割フィルタ２０２により帯域分割が行わ
れなかった場合には、選択回路２２２からの選択情報が
後述する選択回路２２３に送られ、また、ブロック決定
回路２２１でのブロック決定情報は出力端子２１７と２
１８から同じものとして出力される。This orthogonal transform block size is determined by the block size determination circuit 206 when the band division is performed by the band division filter 202 in FIG.
The block size information determined by 207 and 208 is transmitted to the corresponding MDCT circuits 203 to 205, and is output from the output terminals 216, 217 and 218 as block size information of the corresponding block.
On the other hand, when the band division filter 202 does not divide the band, the block size determination circuit 20
6 and 221, the orthogonal transform block size is determined, and the block size information is used for the MDCT circuits 206 and 2
21 and is output from the output terminals 216 to 218 as block size information of the corresponding block.
Here, when band division is not performed by the band division filter 202, the selection information from the selection circuit 222 is sent to the selection circuit 223 described later, and the block decision information in the block decision circuit 221 is output terminal. 217 and 2
The same is output from 18.

【００５８】次に、ブロックサイズ決定回路の詳細を図
４に示す。図２における帯域分割フィルタ２０２による
帯域分割が行われた場合のブロック決定回路２０６の動
作を例に説明する。The details of the block size determination circuit are shown in FIG. The operation of the block determination circuit 206 when the band division by the band division filter 202 in FIG. 2 is performed will be described as an example.

【００５９】図２における帯域分割フィルタ２０１の出
力のうち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４の入力
端子４０１を介してパワー算出回路４０４に送られる。
さらに、図２における帯域分割フィルタ２０２の出力の
うち、５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４の入力端
子４０２を介してパワー算出回路４０５へ、０〜５．５
ｋＨｚの出力は図４の入力端子４０３を介してパワー算
出回路４０６へとそれぞれ送られる。なお、図２のブロ
ックサイズ決定回路２０７、２０８は、図４の入力端子
４０１、４０２、４０３へ入力される信号が、当該ブロ
ックサイズ決定回路２０６の場合と異なるだけで、動作
は同一である。また、各ブロックサイズ決定回路２０６
〜２０８の各入力端子４０１〜４０３はマトリクス構成
となっている。すなわち、ブロックサイズ決定回路２０
７の入力端子４０１には図２の帯域分割フィルタ２０２
の５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力が接続されており、
同入力端子４０２には０〜５．５ｋＨｚの出力が接続さ
れている。ブロックサイズ決定回路２０８についても、
同様である。さらに、図２の帯域分割フィルタ２０２に
よる帯域分割が行われなかった場合については、入力さ
れる信号が、０〜１１ｋＨｚと１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ
の２つになり、図４におけるパワー算出回路は２つが用
いられ、ブロックサイズ決定回路２０６、２０７のマト
リクス構成や動作等は、上述したブロックサイズ決定回
路２０６〜２０８によるものと同様である。Of the outputs of the band division filter 201 in FIG. 2, the outputs of 11 kHz to 22 kHz are sent to the power calculation circuit 404 via the input terminal 401 of FIG.
Further, among the outputs of the band division filter 202 in FIG. 2, the outputs of 5.5 kHz to 11 kHz are input to the power calculation circuit 405 via the input terminal 402 of FIG.
The output of kHz is sent to the power calculation circuit 406 via the input terminal 403 of FIG. The block size determination circuits 207 and 208 in FIG. 2 are the same in operation except that the signals input to the input terminals 401, 402 and 403 in FIG. 4 are different from those in the block size determination circuit 206. In addition, each block size determination circuit 206
The input terminals 401 to 403 of 208 to 208 have a matrix configuration. That is, the block size determination circuit 20
7 to the input terminal 401 of the band division filter 202 of FIG.
The output of 5.5 kHz to 11 kHz of is connected,
An output of 0 to 5.5 kHz is connected to the input terminal 402. Also for the block size determination circuit 208,
It is the same. Furthermore, in the case where the band division by the band division filter 202 in FIG. 2 is not performed, the input signals are 0 to 11 kHz and 11 kHz to 22 kHz.
4, two power calculation circuits are used, and the matrix configurations and operations of the block size determination circuits 206 and 207 are the same as those of the block size determination circuits 206 to 208 described above.

【００６０】以下、図２の帯域分割フィルタ２０２によ
り、帯域分割された場合の図４の構成の動作を説明す
る。The operation of the configuration shown in FIG. 4 when band division is performed by the band division filter 202 shown in FIG. 2 will be described below.

【００６１】図４において、各パワー算出回路４０４、
４０５、４０６は入力された時間軸の波形信号を一定時
間、積分することによって、各周波数帯域のパワーを求
めている。この際、積分する時間幅は上述の直交変換ブ
ロックサイズのうち、最小時間ブロック以下である必要
がある。また、上述の算出法以外、例えば直交変換ブロ
ックサイズの最小時間幅内の最大振幅の絶対値或いは振
幅の平均値を代表パワーとして用いることもある。パワ
ー算出回路４０４の出力は変化分抽出回路４０８及びパ
ワー比較回路４０９に、パワー算出回路４０５、４０６
の出力はパワー比較回路４０９にそれぞれ送られる。変
化分抽出回路４０８では、パワー算出回路４０４より送
られたパワーの微係数を求め、これをパワーの変化情報
としてブロックサイズ１次決定回路４１０及びメモリ４
０７へ送る。In FIG. 4, each power calculation circuit 404,
Reference numerals 405 and 406 obtain the power of each frequency band by integrating the input time-domain waveform signal for a certain period of time. At this time, the integration time width needs to be equal to or smaller than the minimum time block of the above orthogonal transform block sizes. In addition to the above calculation method, for example, the absolute value of the maximum amplitude or the average value of the amplitudes within the minimum time width of the orthogonal transform block size may be used as the representative power. The output of the power calculation circuit 404 is supplied to the change amount extraction circuit 408 and the power comparison circuit 409, and the power calculation circuits 405 and 406.
The output of each of these is sent to the power comparison circuit 409. The change extraction circuit 408 obtains the differential coefficient of the power sent from the power calculation circuit 404, and uses this as the power change information to determine the block size primary determination circuit 410 and the memory 4.
Send to 07.

【００６２】メモリ４０７では、変化分抽出回路４０８
より送られたパワーの変化情報を、上述の直交変換ブロ
ックサイズの最大時間以上蓄積する。これは時間的に隣
接する直交変換ブロックが直交変換の際の後述するウィ
ンドウ処理により、互いに影響を与え合うため、時間的
に隣接する１つ前のブロックのパワー変化情報をブロッ
クサイズ１次決定回路４１０において必要とするためで
ある。In the memory 407, the change amount extraction circuit 408
The transmitted power change information is accumulated for at least the maximum time of the above orthogonal transform block size. This is because orthogonal transform blocks that are temporally adjacent to each other influence each other by the window processing that will be described later when performing orthogonal transform. Therefore, the power change information of the immediately preceding block that is temporally adjacent to the block size primary determination circuit is used. This is because it is necessary in 410.

【００６３】ブロックサイズ１次決定回路４１０では変
化分抽出回路４０８より送られた該当ブロックのパワー
変化情報とメモリ４０７より送られた時間的に隣接する
該当ブロックの１つ前のブロックのパワー変化情報をも
とに、該当する周波数帯域内のパワーの時間的変位から
該当する周波数帯域の直交変換ブロックサイズを決定す
る。この際、一定以上の変位が認められた場合、より時
間的に短い直交変換ブロックイサイズを選択するわけで
あるが、その変位点は固定でも効果は得られる。さらに
周波数に比例した値すなわち周波数が高い場合は大きな
変位によって時間的に短いブロックサイズとなり、周波
数が低い場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時
間的に短いブロックサイズに決定されると、より効果的
である。この値はなめらかに変化することが望ましい
が、複数段階の階段状の変化であっても構わない。以上
のように決定されたブロックサイズはブロックサイズ修
正回路４１１へ伝送される。In the block size primary determining circuit 410, the power change information of the corresponding block sent from the change extracting circuit 408 and the power change information of the block immediately preceding the corresponding block sent in time from the memory 407. Based on the above, the orthogonal transform block size of the corresponding frequency band is determined from the temporal displacement of the power within the corresponding frequency band. At this time, when a displacement equal to or larger than a certain amount is recognized, the orthogonal transform block size is selected in terms of time, but the effect can be obtained even if the displacement point is fixed. Furthermore, if the value proportional to the frequency, that is, the frequency is high, the block size becomes short due to the large displacement, and if the frequency is low, the block size is determined to be short with the small displacement compared to the case where the frequency is high. It is effective. It is desirable that this value change smoothly, but it may be a stepwise change in a plurality of steps. The block size determined as described above is transmitted to the block size correction circuit 411.

【００６４】一方、パワー比較回路４０９においては、
各パワー算出回路４０４〜４０６より送られた各周波数
帯域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキング効
果の発生する時間幅で比較を行い、パワー算出回路４０
４の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の影響を求
め、ブロックサイズ修正回路４１１へ伝送する。On the other hand, in the power comparison circuit 409,
The power information of each frequency band sent from each of the power calculation circuits 404 to 406 is compared at the same time and on the time axis on the time axis where the masking effect occurs, and the power calculation circuit 40
The effect of other frequency bands on the output frequency band of No. 4 is obtained and transmitted to the block size correction circuit 411.

【００６５】ブロックサイズ修正回路４１１ではパワー
比較回路４０９より送られたマスキング情報及びディレ
イ４１２、４１３、４１４からなるディレイ群の各タッ
プから送られた過去のブロックサイズ情報を基に、ブロ
ックサイズ１次決定回路４１０より送られたブロックサ
イズを、より時間的に長いブロックサイズを選択するよ
う修正をかけ、ディレイ４１２及びウィンドウ形状決定
回路４１７へ出力している。ブロックサイズ修正回路４
１１における作用は、該当周波数帯域においてプリエコ
ーが問題となる場合でも、他の周波数帯域、特に該当周
波数帯域より低い帯域において大きな振幅を持つ信号が
存在した場合、そのマスキング効果により、プリエコー
が聴感上問題とならない、或いは問題が軽減される場合
があるという特性を利用している。なお、上記マスキン
グとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって
他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうもの
であり、このマスキング効果には、時間軸上のオーディ
オ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の信
号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマス
キング効果により、マスキングされる部分にノイズがあ
ったとしても、このノイズは聞こえないことになる。こ
のため、実際のオーディオ信号では、このマスキングさ
れる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。In the block size correction circuit 411, based on the masking information sent from the power comparison circuit 409 and the past block size information sent from each tap of the delay group consisting of the delays 412, 413, and 414, the block size primary The block size sent from the decision circuit 410 is corrected to select a block size that is longer in time, and is output to the delay 412 and the window shape decision circuit 417. Block size correction circuit 4
The effect in 11 is that even if the pre-echo is a problem in the relevant frequency band, if a signal having a large amplitude is present in another frequency band, especially in a band lower than the relevant frequency band, the pre-echo causes a hearing problem due to the masking effect. It uses the property that it does not occur or the problem may be mitigated. Note that the masking is a phenomenon in which one signal is masked by another signal and becomes inaudible due to human auditory characteristics, and this masking effect includes a time axis masking by an audio signal on the time axis. There are an effect and a simultaneous masking effect by a signal on the frequency axis. Due to these masking effects, even if there is noise in the masked portion, this noise cannot be heard. Therefore, in the actual audio signal, the noise within the masked range is regarded as an acceptable noise.

【００６６】次に、ディレイ４１２〜４１４では過去の
直交変換ブロックサイズを順に記録しておき、この順に
記録した直交変換ブロックサイズを、各タップすなわち
ディレイ４１２〜４１４の出力端子を介してブロックサ
イズ決定回路４１１へ出力している。同時に、ディレイ
４１２の出力は出力端子４１５へ、ディレイ４１２、４
１３の出力はウィンドウ形状決定回路４１７へ接続して
いる。これらのディレイ４１２〜４１４からの出力は、
ブロックサイズ修正回路４１１においてより長い時間幅
でのブロックサイズの変化を該当ブロックのブロックサ
イズの決定に役立てる働き、例えば過去頻繁に、より時
間的に短いブロックサイズが選択されている場合は時間
的に短いブロックサイズの選択を増やし、過去において
時間的に短いブロックサイズの選択がなされてない場合
においては時間的に長いブロックサイズの選択を増やす
等の判断を可能としている。なお、このディレイ群はウ
ィンドウ決定回路４１７及び出力端子４１５のために必
要なディレイ４１２、４１３を除けば、そのタップ数は
装置の実際的な構成、規模により増減させて用いられる
場合もある。Next, in the delays 412 to 414, the past orthogonal transform block sizes are recorded in order, and the orthogonal transform block sizes recorded in this order are determined through the taps, that is, the output terminals of the delays 412 to 414. It is output to the circuit 411. At the same time, the output of the delay 412 is output to the output terminal 415, and the output of the delay 412, 4
The output of 13 is connected to the window shape determining circuit 417. The outputs from these delays 412 to 414 are
The block size correction circuit 411 has a function of utilizing a change in the block size in a longer time width to determine the block size of the corresponding block. For example, when a block size shorter in time is selected frequently in the past, it is temporally changed. It is possible to increase the selection of the short block size and increase the selection of the long block size in the time when the short block size has not been selected in the past. Note that this delay group may be used by increasing or decreasing the number of taps depending on the actual configuration and scale of the device, except for the delays 412 and 413 required for the window determination circuit 417 and the output terminal 415.

【００６７】ウィンドウ形状決定回路４１７ではブロッ
クサイズ修正回路４１１の出力すなわち該当ブロックの
時間的に隣接する１つ後のブロックサイズと、ディレイ
４１２の出力すなわち該当ブロックのブロックサイズ
と、ディレイ４１３の出力すなわち該当ブロックの時間
的隣接する１つ前のブロックサイズとから、上述の図２
の各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５で使用されるウィンド
ウの形状を決定し、出力端子４１７へ出力する。図４の
出力端子４１６の出力すなわちブロックサイズ情報と、
出力端子４１７の出力すなわちウィンドウ形状情報が、
図２のブロックサイズ決定回路２０６〜２０８への出力
として各部へ接続される。In the window shape determination circuit 417, the output of the block size correction circuit 411, that is, the block size of the block immediately after which the block is adjacent in time, the output of the delay 412, that is, the block size of the block, and the output of the delay 413, that is, From the block size immediately preceding the block that is adjacent to the block in time,
The shape of the window used in each of the MDCT circuits 203 to 205 is determined and output to the output terminal 417. The output of the output terminal 416 of FIG. 4, that is, the block size information,
The output of the output terminal 417, that is, the window shape information,
It is connected to each unit as an output to the block size determination circuits 206 to 208 in FIG.

【００６８】ここで、ウィンドウ形状決定回路４１７で
決定されるウィンドウの形状について説明する。図５の
ａ〜ｃには隣接するブロックとウィンドウの形状の様子
を示す。図５より判るように、直交変換に使用されるウ
ィンドウは時間的に隣接するブロックとの間で重複する
部分があり、本実施例では、隣接するブロックの中心ま
で重複する形状を採用しているため、隣接するブロック
の直交変換サイズによりウィンドウの形状が変化する。Here, the shape of the window determined by the window shape determination circuit 417 will be described. 5A to 5C show shapes of adjacent blocks and windows. As can be seen from FIG. 5, the window used for orthogonal transformation has a portion that overlaps temporally adjacent blocks, and in this embodiment, a shape that overlaps up to the center of the adjacent blocks is adopted. Therefore, the shape of the window changes depending on the orthogonal transform size of adjacent blocks.

【００６９】図６に上記ウィンドウ形状の詳細を示す。
図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋Ｎ）は
次式を満たす関数として与えられる。FIG. 6 shows the details of the window shape.
In FIG. 6, window functions f (n) and g (n + N) are given as functions satisfying the following equation.

【００７０】 ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ） ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１ ０≦ｎ≦Ｌ−１ （１） この式（１）中のＬは、隣接する直交変換ブロック長が
同一であればそのまま直交変換ブロック長となるが、隣
接する直交変換ブロック長が異なる場合は、より短いほ
うの直交変換ブロック長をＬとし、より長い直交変換ブ
ロック長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域に
おいては、 ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１ Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０ ３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ （２） として与えられる。この様に本実施例では、ウィンドウ
の重複部分をできる限り長く取ることにより、直交変換
の際のスペクトルの周波数分解能を良好なものとしてい
る。F (n) × f (L-1-n) = g (n) × g (L-1-n) f (n) × f (n) + g (n) × g (n) = 1 0 ≦ n ≦ L-1 (1) L in this formula (1) is the orthogonal transform block length as it is if the adjacent orthogonal transform block lengths are the same, but if the adjacent orthogonal transform block lengths are different, , Where the shorter orthogonal transform block length is L and the longer orthogonal transform block length is K, f (n) = g (n) = 1 K ≦ n ≦ 3K / 2 in a region where windows do not overlap. −L / 2 f (n) = g (n) = 0 3K / 2 + L ≦ n ≦ 2K (2) As described above, in the present embodiment, the overlapping portion of the windows is set to be as long as possible so that the frequency resolution of the spectrum at the time of orthogonal transformation is made good.

【００７１】以上の説明から明らか様に、直交変換に使
用するウィンドウの形状は時間的に連続する３ブロック
分の直交変換ブロックサイズが確定した後に決定され
る。従って、図４の入力端子４０１〜４０３から入力さ
れる信号のブロックと出力端子４１６、４１７から出力
される信号のブロックは、本実施例において１ブロック
分の差異を生じている。As is clear from the above description, the shape of the window used for orthogonal transformation is determined after the orthogonal transformation block sizes for three blocks that are temporally consecutive are determined. Therefore, the block of signals input from the input terminals 401 to 403 and the block of signals output from the output terminals 416 and 417 in FIG. 4 have a difference of one block in this embodiment.

【００７２】また、図４のパワー算出回路４０５、４０
６及びパワー比較回路４０９を省略しても、図２におけ
るブロックサイズ決定回路２０６〜２０８を構成するこ
とは可能である。さらに、ウィンドウの形状を直交変換
ブロックの取りうる時間的に最小のブロックサイズに固
定することによってその種類を１種類とし、図４のディ
レイ４１２〜４１４及びブロックサイズ修正回路４１１
並びにウィンドウ形状決定回路４１５を省略して構成す
ることも可能である。特に、処理時間の遅延を好まない
応用例においては上述の省略により遅延の少ない構成と
なり、有効に作用する。Further, the power calculation circuits 405 and 40 shown in FIG.
6 and the power comparison circuit 409 can be omitted, the block size determination circuits 206 to 208 in FIG. 2 can be configured. Further, by fixing the window shape to the smallest block size in time that can be taken by the orthogonal transform block, the type is made one, and the delays 412 to 414 and the block size correction circuit 411 shown in FIG.
In addition, the window shape determination circuit 415 can be omitted. In particular, in the application example in which the processing time delay is not desired, the above-mentioned omission makes the configuration small in delay and works effectively.

【００７３】再び図２において、帯域分割フィルタ２０
２によって帯域分割が行われた場合には、ＭＤＣＴ回路
２０４、２０５からの出力は選択回路２２２からの選択
情報を基した選択回路２２３での選択により、それぞれ
適応ビット割当符号化回路２１１、２１２へと送られる
ように動作する。すなわち、各ＭＤＣＴ回路２０３〜２
０５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上のスペ
クトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、低域はい
わゆる臨界帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられ
て、中高域はブロックフローティングの有効性を考慮し
て臨界帯域幅を細分化して、適応ビット割当符号化回路
２１０、２１１、２１２及びビット配分算出回路２０
９、及び選択回路２２２に送られている。なお、このク
リテイカルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割
された周波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ
強さの狭帯域バンドノイズによって当該純音がマスクさ
れるときのそのノイズの持つ帯域のことである。このク
リティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなってお
り、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５の
クリティカルバンドに分割されている。Referring again to FIG. 2, the band division filter 20
When the band division is performed by 2, the outputs from the MDCT circuits 204 and 205 are selected by the selection circuit 223 based on the selection information from the selection circuit 222, and are output to the adaptive bit allocation encoding circuits 211 and 212, respectively. It works as if sent. That is, each MDCT circuit 203-2
The spectrum data on the frequency axis or the MDCT coefficient data obtained by the MDCT processing in 05 are collected in each so-called critical band (critical band) in the low range, and the effectiveness of the block floating is considered in the middle and high ranges. The critical bandwidth is subdivided into adaptive bit allocation coding circuits 210, 211, 212 and bit allocation calculation circuit 20.
9 and the selection circuit 222. The critical band is a frequency band divided in consideration of human auditory characteristics, and the noise when a pure tone is masked by a narrow band noise of the same strength near the frequency of a pure tone. It is the bandwidth of the. This critical band has a wider bandwidth as it goes higher, and the entire frequency band of 0 to 22 kHz is divided into, for example, 25 critical bands.

【００７４】また、帯域フィルタ２０２により帯域分割
が行われなかった場合には、ＭＤＣＴ回路２２０にてＭ
ＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上のスペクトルデー
タあるいはＭＤＣＴ係数データを高域側と低域側に分
け、それぞれ上述した帯域分割フィルタ２０２によって
帯域分割された場合のＭＤＣＴ回路２０４、２０５から
の出力と同様のブロック化を行い、これをビット配分算
出回路２０９、選択回路２２２に送ると共に、選択回路
２２２からの選択情報を基にした選択回路２２３での選
択により適応ビット割当符号化回路２１１、２１２に送
る。このとき、ＭＤＣＴ回路２０３の出力は、帯域分割
フィルタ２０２によって帯域分割されたときとまったく
同様に、適応ビット割当符号化回路２１０、ビット配分
算出回路２０９、及び選択回路２２２に送られる。If band division is not performed by the band filter 202, the MDCT circuit 220 outputs M
Output from the MDCT circuits 204 and 205 when the spectrum data on the frequency axis or the MDCT coefficient data obtained by the DCT processing is divided into the high band side and the low band side and band-divided by the above-mentioned band-division filter 202 respectively. Blocking is performed in the same manner as in the above, and this is sent to the bit allocation calculation circuit 209 and the selection circuit 222, and the adaptive bit allocation coding circuits 211 and 212 are selected by the selection circuit 223 based on the selection information from the selection circuit 222. Send to. At this time, the output of the MDCT circuit 203 is sent to the adaptive bit allocation encoding circuit 210, the bit allocation calculation circuit 209, and the selection circuit 222 in exactly the same manner as when the band is divided by the band division filter 202.

【００７５】選択回路２２２では、それぞれのＭＤＣＴ
回路にてＭＤＣＴ処理されて得られたＭＤＣＴデータを
基に、周波数帯域を分析することによって帯域分割フィ
ルタ２０１で得られた０〜１１ｋＨｚ帯域のデータを、
更に帯域分割フィルタ２０２で０〜５．５ｋＨｚと５．
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚに帯域分割するかどうかを決定
し、制御している。すなわちこの選択回路２２２では、
周波数分析により帯域分割フィルタ２０２のカットオフ
周波数である５．５ｋＨｚ付近の帯域に信号成分が集中
していることが判った場合には、帯域分割フィルタ２０
１により得られた０〜１１ｋＨｚ帯域のデータを、その
ままＭＤＣＴ回路２２０へ出力する。これに対して、特
に５．５ｋＨｚ付近の帯域に信号成分が集中していない
ことが判った場合、当該選択回路２２２では、帯域分割
フィルタ２０１により得られた０〜１１ｋＨｚ帯域のデ
ータを帯域分割フィルタ２０２へ出力させて、当該帯域
分割フィルタ２０２で更に０〜５．５ｋＨｚと５．５〜
１１ｋＨｚに帯域分割させる。In the selection circuit 222, each MDCT
Based on the MDCT data obtained by the MDCT processing in the circuit, the data in the 0 to 11 kHz band obtained by the band division filter 201 by analyzing the frequency band,
Further, in the band division filter 202, 0 to 5.5 kHz and 5.
It is determined and controlled whether the band is divided into 5 kHz to 11 kHz. That is, in this selection circuit 222,
If it is found by frequency analysis that the signal components are concentrated in the band near the cutoff frequency of 5.5 kHz of the band division filter 202, the band division filter 20
The 0-11 kHz band data obtained by 1 is output to the MDCT circuit 220 as it is. On the other hand, particularly when it is found that the signal components are not concentrated in the band near 5.5 kHz, in the selection circuit 222, the data of 0 to 11 kHz band obtained by the band split filter 201 is converted into the band split filter. It is output to 202, and the band division filter 202 further outputs 0 to 5.5 kHz and 5.5.
The band is divided into 11 kHz.

【００７６】この選択回路２２２において帯域分割フィ
ルタ２０２による帯域分割を行うかどうかを決定する際
には、上述した通り各ＭＤＣＴ回路でのＭＤＣＴ処理に
よって得られた周波数軸上のデータ或いはＭＤＣＴ係数
データを用いて行うので、該当ブロックでの処理を決定
した後、再度ＭＤＣＴ処理を行い、ビット配分の算出が
行われる。また、選択回路２２２での選択情報は選択回
路２２３、ビット配分算出回路２０９、及びデコーダ用
として出力端子２１９に送られる。さらに、上述した帰
還構造を取らず、時間的に前のブロックの各ＭＤＣＴ回
路のＭＤＣＴ処理により得られた周波数軸上のデータあ
るいはＭＤＣＴ係数データにより、上述の帯域分割フィ
ルタ２０２による分割を行うかどうかの決定を行うこと
も出来る。この場合は図２における各ＭＤＣＴ回路の出
力から選択回路２２２の間に図中点線で示したような遅
延回路２２４を挿入して、データの位相を合わせる必要
があることは明白である。また、ここでは帯域分割フィ
ルタ２０２について制御する方法を述べたが、帯域分割
フィルタ２０１について制御する装置についても同様の
方法で構築できることは明白である。When deciding whether or not to perform the band division by the band division filter 202 in the selection circuit 222, the data on the frequency axis or the MDCT coefficient data obtained by the MDCT processing in each MDCT circuit is determined as described above. Since it is performed by using the above, the MDCT process is performed again after determining the process in the corresponding block, and the bit allocation is calculated. The selection information from the selection circuit 222 is sent to the selection circuit 223, the bit allocation calculation circuit 209, and the output terminal 219 for the decoder. Further, whether or not to perform the division by the band division filter 202 based on the data on the frequency axis or the MDCT coefficient data obtained by the MDCT processing of each MDCT circuit of the temporally previous block without taking the above feedback structure. You can also make decisions. In this case, it is obvious that it is necessary to insert a delay circuit 224 as shown by the dotted line in the drawing between the output of each MDCT circuit in FIG. 2 and the selection circuit 222 to match the data phase. Further, although the method of controlling the band division filter 202 has been described here, it is obvious that a device for controlling the band division filter 201 can also be constructed by the same method.

【００７７】ここで、入力信号が受ける帯域分割フィル
タによる影響の例を、周波数軸上で図７、図８を用いて
説明する。図７は、図２の帯域分割フィルタ２０２のフ
ィルタ特性を表すものとする。このとき例えば図８の
（ａ）に示すような帯域分割フィルタ２０２のカットオ
フ周波数である５．５ｋＨｚ付近の帯域に、エネルギー
或いはパワーのある周波数（５．５−ｘ）ｋＨｚ（ただ
しｘ＞０とする）の信号が入力された場合、この信号は
図７に示すようなフィルタ特性を持った帯域分割フィル
タ２０２により更に帯域分割を行うと、低域側と高域側
でそれぞれ図８の（ｂ），（ｄ）で示されたような特性
となる。この後、当該信号は、更に間引き処理を行うこ
とにより低域側と高域側でそれぞれ図８の（ｃ），
（ｅ）で示されたような特性となる。Here, an example of the influence of the band division filter on the input signal will be described on the frequency axis with reference to FIGS. 7 and 8. FIG. 7 represents the filter characteristic of the band division filter 202 of FIG. At this time, for example, a frequency (5.5-x) kHz (where x> 0) having energy or power in the band near 5.5 kHz which is the cutoff frequency of the band division filter 202 as shown in FIG. 8A. 8) is input, when this signal is further band-divided by the band-dividing filter 202 having the filter characteristics shown in FIG. 7, the low-frequency side and the high-frequency side of FIG. The characteristics are as shown in b) and (d). After that, the signal is further subjected to thinning processing to reduce the low frequency side and the high frequency side, respectively.
The characteristics are as shown in (e).

【００７８】ここで、低域側と高域側のそれぞれについ
て上述した間引き処理を行うと、ディジタル信号の性質
により図８の（ｃ），（ｅ）の点線で示された部分すな
わちカットオフ周波数の５．５ｋＨｚに対して対称の周
波数にあたる（５．５＋ｘ）ｋＨｚに折り返し成分が発
生し、（５．５−ｘ）ｋＨｚと（５．５＋ｘ）ｋＨｚの
区別が出来ない状態になる。このとき、低域側すなわち
図８の（ｃ）においては０〜５．５ｋＨｚ迄の帯域成分
をあらわすので、この信号を（５．５−ｘ）ｋＨｚと見
なし、高域側すなわち図８の（ｅ）においては５．５〜
１１ｋＨｚ迄の帯域成分を表すので、この信号は（５．
５＋ｘ）ｋＨｚの信号と見なされる。すなわち図８の
（ａ）で示されていた周波数（５．５−ｘ）ｋＨｚの入
力信号の周波数軸上のエネルギー或いはパワーは、帯域
分割フィルタの帯域分割と間引き処理により、図８の
（ｆ）で示されたように（５．５−ｘ）ｋＨｚと（５．
５＋ｘ）ｋＨｚに分散される。この（５．５＋ｘ）ｋＨ
ｚは先にも述べた折り返し成分であり、原信号と重なる
ことによりこの成分が雑音或いは折り返し歪み成分とな
って悪影響を及ぼす、いわゆるエイリアシングが発生す
ることとなる。Here, when the above-described thinning processing is performed on each of the low frequency side and the high frequency side, the portions indicated by the dotted lines in (c) and (e) of FIG. A folding component occurs at (5.5 + x) kHz, which is a symmetrical frequency with respect to 5.5 kHz, and it becomes impossible to distinguish between (5.5-x) kHz and (5.5 + x) kHz. At this time, since the band component from 0 to 5.5 kHz is represented in the low frequency side, that is, in (c) of FIG. 8, this signal is regarded as (5.5-x) kHz, and the high frequency side, that is, in FIG. In e) 5.5-
Since this represents the band component up to 11 kHz, this signal is (5.
5 + x) kHz signal. That is, the energy or power on the frequency axis of the input signal having the frequency (5.5-x) kHz shown in (a) of FIG. 8 is converted into (f) of FIG. 8 by band division and thinning processing of the band division filter. ) And (5.5-x) kHz and (5.
5 + x) kHz. This (5.5 + x) kH
z is the aliasing component described above, and when it overlaps with the original signal, this component becomes a noise or aliasing distortion component and adversely affects, so-called aliasing occurs.

【００７９】一般に、これらのエイリアシング成分すな
わち雑音或いは歪み成分は、分割した双方の帯域で発生
するが、帯域分割フィルタに上述したＱＭＦのフィルタ
を用いた場合、後述するＩＱＭＦのフィルタを用いて帯
域合成することにより、キャンセルすることが出来る。
すなわち、この場合においては図８の（ｆ）で示されて
いたパワー或いはスペクトルは図８の（ａ）で示される
形に復元される。Generally, these aliasing components, that is, noise or distortion components are generated in both divided bands, but when the above-mentioned QMF filter is used as the band division filter, band synthesis is performed using the IQMF filter described later. By doing so, you can cancel.
That is, in this case, the power or spectrum shown in FIG. 8 (f) is restored to the form shown in FIG. 8 (a).

【００８０】しかし、図８の（ｆ）で示される信号を量
子化した場合、例えば図８の（ｇ）に示したように
（５．５−ｘ）ｋＨｚと（５．５＋ｘ）ｋＨｚのそれぞ
れで、量子化誤差Ｑ１、Ｑ２が発生し、図８の（ｆ）の
値と異なることとなる。この図８の（ｆ）で示した信号
を量子化した図８の（ｇ）の信号に対して、ＩＱＭＦの
フィルタを用いて帯域合成を行った場合、量子化誤差の
ため、上記したエイリアシング成分のキャンセルが不完
全となり、いわゆるエイリアシングの影響による、雑音
あるいは折り返し歪み成分が発生することとなる。However, when the signal shown in (f) of FIG. 8 is quantized, for example, as shown in (g) of FIG. 8, (5.5-x) kHz and (5.5 + x) kHz, respectively. Then, quantization errors Q1 and Q2 are generated, which are different from the values in (f) of FIG. When band synthesis is performed on the signal of (g) of FIG. 8 obtained by quantizing the signal of (f) of FIG. 8 using an IQMF filter, the above aliasing component is generated due to a quantization error. Will be incomplete and noise or aliasing distortion components will occur due to the effect of so-called aliasing.

【００８１】また、図８の（ｆ）で示された通り、帯域
分割によりこの入力信号のパワー或いはエネルギーは双
方の帯域に分散されたことになり、図８の（ａ）の場合
と比較すると、量子化を行う際にビットを集中させるこ
とが出来ないため割当効率が低下することは明白であ
る。Further, as shown in FIG. 8F, the power or energy of this input signal is dispersed in both bands by the band division, which is compared with the case of FIG. 8A. , It is obvious that the allocation efficiency decreases because it is not possible to concentrate bits when performing quantization.

【００８２】上記した二つの問題点、即ち量子化誤差に
よりエイリアシングのキャンセルが不完全となり雑音或
いは折り返し歪み成分が発生する問題と、帯域分割によ
り入力信号のパワー或いはエネルギーが双方の帯域に分
散されビット割当効率が低下する問題は、帯域分割フィ
ルタのカットオフ周波数付近の帯域にパワー或いはエネ
ルギーが集中しているような入力信号に対しては、影響
が大きく、特性や音質の低下を引き起こす。The above-mentioned two problems, that is, the problem that the aliasing is canceled incompletely due to the quantization error and the noise or the aliasing distortion component is generated, and the power or energy of the input signal is dispersed in both bands by the band division, The problem that the allocation efficiency is lowered has a great influence on an input signal in which power or energy is concentrated in a band near the cutoff frequency of the band-splitting filter, and causes deterioration in characteristics and sound quality.

【００８３】そこで本発明実施例では、このような場
合、すなわち帯域分割フィルタのカットオフ周波数付近
の帯域にパワー或いはエネルギーが集中しているような
信号が入力された場合、図２における選択回路２２２を
用いて、帯域分割フィルタ２０２による更なる分割は行
わずに、図８の（ａ）で示された状態の信号を量子化す
るように制御することで、エイリアシングの影響を完全
に無くすと共に、ビットを集中させ割当効率を高めるこ
とにより、特性向上、及び音質を改善させることが可能
となる。Therefore, in the embodiment of the present invention, in such a case, that is, when a signal in which power or energy is concentrated in the band near the cutoff frequency of the band division filter is input, the selection circuit 222 in FIG. By performing the control so as to quantize the signal in the state shown in FIG. 8A without performing further division by the band division filter 202, the effect of aliasing is completely eliminated, and By concentrating bits and increasing allocation efficiency, it is possible to improve characteristics and improve sound quality.

【００８４】ここで、図９には、図２とは異なる構成で
同様の効果の得られる装置について説明する。図９にお
いては帯域分割フィルタ３０１による出力が選択回路３
２２に送られる構成になっている。Here, FIG. 9 illustrates an apparatus which has the same effect as that of the apparatus of FIG. In FIG. 9, the output from the band division filter 301 is the selection circuit 3
It is configured to be sent to 22.

【００８５】すなわち図９において、例えば図２の場合
と同様にサンプリング周波数４４．１ｋＨｚの時、入力
端子３００には０〜２２ｋＨｚのオーディオ信号が供給
されており、これが帯域分割フィルタ３０１によって０
〜１１ｋＨｚと１１〜２２ｋＨｚの２帯域に帯域分割さ
れ、選択回路３２２に送られる。選択回路３２２は帯域
分割フィルタ３０１により帯域分割された入力信号のど
ちらの帯域について更に帯域分割フィルタ３０２による
分割を行うかを決定する。具体的には選択回路３２２に
より各ＭＤＣＴ回路３０３、３０４、３０５にそれぞれ
０〜１１ｋＨｚ、１１〜１６．５ｋＨｚ、１６．５〜２
２ｋＨｚ帯域の信号が入力される場合と、それぞれ１１
〜２２ｋＨｚ、５．５〜１１ｋＨｚ、０〜５．５ｋＨｚ
帯域の信号が入力される場合のどちらかが決定される。
選択回路３２２による決定は図２ににおける選択回路２
２２での場合と同様に、各ＭＤＣＴ回路でＭＤＣＴ処理
され得られた周波数軸上のスペクトルデータあるいはＭ
ＤＣＴ係数により行われる。また、図９の構成では図２
の選択回路２２３のような装置は不用となり、全て選択
回路３２２からの選択情報を基に処理することが可能で
ある。その他の回路の構成、動作等は、すべて図２と同
様である。That is, in FIG. 9, an audio signal of 0 to 22 kHz is supplied to the input terminal 300 when the sampling frequency is 44.1 kHz as in the case of FIG.
The band is divided into two bands of ˜11 kHz and 11 to 22 kHz and sent to the selection circuit 322. The selection circuit 322 determines which band of the input signal band-divided by the band-division filter 301 is to be further divided by the band-division filter 302. Specifically, the selection circuit 322 causes each of the MDCT circuits 303, 304, and 305 to have 0 to 11 kHz, 11 to 16.5 kHz, and 16.5 to 2 kHz, respectively.
When a signal of 2 kHz band is input, 11
~ 22kHz, 5.5-11kHz, 0-5.5kHz
Either case where a band signal is input is determined.
The selection circuit 322 determines the selection circuit 2 in FIG.
Similar to the case of 22, the spectrum data on the frequency axis obtained by the MDCT processing in each MDCT circuit or M
It is performed by the DCT coefficient. Further, in the configuration of FIG.
A device such as the selection circuit 223 is unnecessary, and all processing can be performed based on the selection information from the selection circuit 322. The configurations and operations of other circuits are the same as those in FIG.

【００８６】上述したように図２と図９ではその構成か
ら制御の方法が異なっているが、これら二つの構成をあ
わせ持った装置を構成することも可能であり、更に、帯
域分割フィルタの数が多いような装置に対しても同様の
制御が可能であることは明白である。この際、制御の条
件として周波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣ
Ｔ係数データと、帯域分割フィルタのカットオフ周波数
との関係だけでなく、上述したブロック決定など、他の
情報も加味して、より適切なビット割当を行うことが可
能になる。As described above, the control method is different between FIGS. 2 and 9 from the configuration, but it is also possible to configure an apparatus having both of these configurations, and further, the number of band division filters. Obviously, the same control can be applied to a device having a large number of components. At this time, as control conditions, spectrum data on the frequency axis or MDC
Not only the relationship between the T coefficient data and the cutoff frequency of the band division filter, but also other information such as the above-mentioned block determination can be taken into consideration to enable more appropriate bit allocation.

【００８７】図２のビット割当算出回路２０９或いは図
９のビット割当算出回路３０９は、上記クリティカルバ
ンド及びブロックフローティングを考慮して分割された
スペクトルデータに基づき、いわゆるマスキング効果等
を考慮してクリティカルバンド及びブロックフローティ
ングを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を求め、こ
のマスキング量とクリティカルバンド及びブロックフロ
ーティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギあるいは
ピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット数を求
め、図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２、
或いは図９の適応ビット割当符号化回路３１０〜３１２
へ伝送している。これらの図２の適応ビット割当符号化
回路２１０〜２１２、或いは図９の適応ビット割当符号
化回路３１０〜３１２により各帯域毎に割り当てられた
ビット数に応じて各スペクトルデータ（或いはＭＤＣＴ
係数データ）を量子化するようにしている。このように
して符号化されたデータは、図２の出力端子２１３〜２
１５、或いは図９の出力端子３１３〜３１５を介して取
り出される。The bit allocation calculation circuit 209 of FIG. 2 or the bit allocation calculation circuit 309 of FIG. 9 is based on the spectrum data divided in consideration of the critical band and the block floating, and the critical band in consideration of a so-called masking effect. And the masking amount for each divided band considering block floating, and based on this masking amount and the energy or peak value for each divided band considering critical band and block floating, the number of allocated bits for each band is calculated. The adaptive bit allocation encoding circuits 210 to 212 of FIG.
Alternatively, the adaptive bit allocation encoding circuits 310 to 312 shown in FIG.
Is being transmitted to. According to the number of bits allocated for each band by the adaptive bit allocation coding circuits 210 to 212 of FIG. 2 or the adaptive bit allocation coding circuits 310 to 312 of FIG.
Coefficient data) is quantized. The data encoded in this way is output to the output terminals 213 to 2 of FIG.
15 or output terminals 313 to 315 in FIG.

【００８８】次に、図１０は上記ビット割当算出回路２
０９或いは３０９の一具体例の概略構成を示すブロック
回路図である。Next, FIG. 10 shows the bit allocation calculation circuit 2 described above.
It is a block circuit diagram which shows the schematic structure of one specific example of 09 or 309.

【００８９】この図１０において、入力端子７０１に
は、上記図２のＭＤＣＴ回路２０３、選択回路２２３を
介して、ＭＤＣＴ回路２２０もしくはＭＤＣＴ回路２０
４、２０５からの周波数軸上のスペクトルデータ或いは
上記図９の各ＭＤＣＴ回路３０３〜３０５からのらの周
波数軸上のスペクトルデータが供給されている。この周
波数軸上の入力データは、帯域毎のエネルギ算出回路７
０２に送られて、上記マスキング量とクリティカルバン
ド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域の
エネルギが、例えば当該バンド内での各振幅値の総和を
計算すること等により求められる。この各バンド毎のエ
ネルギの代わりに、振幅値のピーク値、平均値等が用い
られることもある。このエネルギ算出回路７０２からの
出力として、例えば各バンドの総和値のスペクトルを図
１１にＳＢとして示している。ただし、この図１１で
は、図示を簡略化するため、上記マスキング量とクリテ
ィカルバンド及びブロックフローティングを考慮した分
割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現している。In FIG. 10, the MDCT circuit 220 or the MDCT circuit 20 is connected to the input terminal 701 via the MDCT circuit 203 and the selection circuit 223 of FIG.
The spectrum data on the frequency axis from Nos. 4 and 205 or the spectrum data on the frequency axis from each of the MDCT circuits 303 to 305 in FIG. 9 are supplied. The input data on the frequency axis is the energy calculation circuit 7 for each band.
Then, the energy of each divided band in consideration of the masking amount and the critical band and the block floating is obtained by, for example, calculating the sum of the amplitude values in the band. Instead of the energy for each band, a peak value, an average value, etc. of the amplitude value may be used. As an output from the energy calculation circuit 702, for example, the spectrum of the sum total value of each band is shown as SB in FIG. However, in FIG. 11, in order to simplify the illustration, the number of division bands in consideration of the masking amount, the critical band, and the block floating is represented by 12 bands (B1 to B12).

【００９０】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフィルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図１１
中点線で示す部分の総和がられる。Here, in order to take into account the influence of the spectrum SB on so-called masking, a convolution process is performed such that the spectrum SB is multiplied by a predetermined weighting function and added. Therefore, the output of the energy calculation circuit 702 for each band, that is, each value of the spectrum SB is sent to the convolution filter circuit 703. The convolution filter circuit 703 includes, for example, a plurality of delay elements that sequentially delay input data, and a plurality of multipliers that multiply outputs from these delay elements by a filter coefficient (weighting function) (for example, 25 corresponding to each band). Number of multipliers), and a sum adder that sums the outputs of the multipliers. By this convolution processing, FIG.
The sum of the parts indicated by the middle dotted line is calculated.

【００９１】ここで、上記畳込みフィルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。Here, a specific example of the multiplication coefficient (filter coefficient) of each multiplier of the convolution filter circuit 703 will be described. When the coefficient of the multiplier M corresponding to an arbitrary band is 1, the multiplier M-1 gives a coefficient of 0.15, multiplier M-2 gives a coefficient of 0.0019, and multiplier M-3 gives a coefficient of 0.0000.
086, multiplier M + 1 gives a coefficient of 0.4, multiplier M + 2
By multiplying the output of each delay element by a coefficient of 0.06 with a coefficient of 0.007 by a multiplier M + 3, the convolution processing of the spectrum SB is performed. However, M is an arbitrary integer of 1 to 25.

【００９２】次に、上記畳込みフィルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリユーション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。Next, the output of the convolution filter circuit 703 is sent to the subtractor 704. The subtractor 704 obtains a level α corresponding to an allowable noise level described later in the convoluted area. It should be noted that the level α corresponding to the permissible noise level (permissible noise level) is a level that will be the permissible noise level for each critical band by performing inverse convolution processing, as described later. Is. here,
The subtractor 704 is supplied with an allowance function (function expressing a masking level) for obtaining the level α. The level α is controlled by increasing or decreasing this allowance function. The permissible function is supplied from the (n-ai) function generating circuit 705 described below.

【００９３】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式（３）で求めるこ
とができる。That is, the level α corresponding to the allowable noise level can be obtained by the following equation (3), where i is the number given in order from the low band of the critical band.

【００９４】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） （３） この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、式
（３）中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実施例で
は、 ｎ＝３８，ａ＝１ としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が
行えた。Α = S- (n-ai) (3) In this equation (3), n and a are constants, a> 0, S is the intensity of the convolved Bark spectrum, and equation (3) The middle (n-ai) is the tolerance function. In the present embodiment, n = 38 and a = 1 were set, and there was no sound quality deterioration at this time, and good encoding was possible.

【００９５】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリユーションするためのものである。した
がって、この逆コンボリユーション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリユーショ
ンを行っている。In this way, the level α is obtained, and this data is transmitted to the divider 706. The divider 706 is for inverse convolution of the level α in the convolved area. Therefore, the masking spectrum can be obtained from the level α by performing the inverse convolution process. That is, this masking spectrum becomes the allowable noise spectrum. Although the above-mentioned inverse convolution processing requires a complicated operation, in the present embodiment, the inverse convolution is performed using the simplified divider 706.

【００９６】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１２
に示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングス
ペクトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングさ
れることになる。Next, the masking spectrum is transmitted to the subtractor 708 via the synthesis circuit 707. Here, the subtracter 708 outputs the output from the energy detection circuit 702 for each band, that is, the spectrum S described above.
B is supplied via the delay circuit 709. Therefore, the subtraction operation of the masking spectrum and the spectrum SB is performed by the subtractor 708.
As shown in, the spectrum SB is masked below the level indicated by the level of the masking spectrum MS.

【００９７】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２或い
は図９の適応ビット割当符号化回路３１０〜３１２に送
られることで、各ＭＤＣＴ回路からの周波数軸上の各ス
ペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てられた
ビット数で量子化されるわけである。The output from the subtractor 708 is taken out through the output terminal 711 through the allowable noise correction circuit 710, and for example, RO in which the allocated bit number information is stored in advance.
M, etc. (not shown). This ROM or the like is assigned to each band in accordance with the output (the level of the difference between the energy of each band and the output of the noise level setting means) obtained from the subtraction circuit 708 through the allowable noise correction circuit 710. Outputs bit number information. This allocated bit number information is sent to the adaptive bit allocation coding circuits 210 to 212 in FIG. 2 or the adaptive bit allocation coding circuits 310 to 312 in FIG. 9 so that each spectrum data on the frequency axis from each MDCT circuit It is quantized by the number of bits assigned to each band.

【００９８】すなわち要約すれば、図２の適応ビット割
当符号化回路２１０〜２１２或いは図９の適応ビット割
当符号化回路３１０〜３１２では、上記マスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数
で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化すること
になる。なお、図１０の遅延回路７０９は上記合成回路
７０７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出
回路７０２からのスペクトルＳＢを遅延させるために設
けられている。In summary, in the adaptive bit allocation coding circuits 210 to 212 of FIG. 2 or the adaptive bit allocation coding circuits 310 to 312 of FIG. 9, each divided band in consideration of the masking amount, the critical band and the block floating. That is, the spectrum data for each band is quantized by the number of bits assigned according to the level of the difference between the energy of 1 and the output of the noise level setting means. The delay circuit 709 of FIG. 10 is provided for delaying the spectrum SB from the energy detection circuit 702 in consideration of the delay amount in each circuit before the synthesis circuit 707.

【００９９】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１３に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなるが、現実
的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナ
ミツクレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがない
ので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。したがって、このように例
えばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑
音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カ
ーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成する
ことで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合
の許容ノイズレベルは、図１３中の斜線で示す部分まで
とすることができるようになる。なお、本実施例では、
上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０
ビット相当の最低レベルに合わせている。また、この図
１３は、信号スペクトルＳＳも同時に示している。By the way, at the time of synthesizing by the above-mentioned synthesizing circuit 707, data indicating a so-called minimum audible curve RC which is the human auditory characteristic as shown in FIG. The masking spectrum MS can be combined. In this minimum audible curve, if the absolute noise level is below this minimum audible curve, the noise will not be heard. Even if the coding is the same, the minimum audible curve is different due to the difference in the playback volume at the time of playback. However, in a realistic digital system, for example, the way to enter music to the 16-bit dynamic range is Since there is no significant difference, if, for example, the quantization noise in the most audible frequency band around 4 kHz is not heard, it is considered that the quantization noise below the level of this minimum audible curve is not heard in other frequency bands. . Therefore, assuming that the system is used in such a manner that noise near the word length of the system of 4 kHz cannot be heard, and the minimum noise curve RC and the masking spectrum MS are combined together to obtain an allowable noise level, In this case, the allowable noise level can be up to the shaded portion in FIG. In this example,
The level of 4 kHz of the above minimum audible curve is, for example, 20
It is adjusted to the lowest level equivalent to bits. Further, FIG. 13 also shows the signal spectrum SS at the same time.

【０１００】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１３に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。In the allowable noise correction circuit 710,
The allowable noise level in the output from the subtractor 708 is corrected based on the information on the equal loudness curve sent from the correction information output circuit 713, for example. Here, the equal loudness curve is a characteristic curve relating to human auditory characteristics, for example, a curve obtained by obtaining the sound pressure of sound at each frequency that sounds the same as a pure tone of 1 kHz, and connecting the curves. Also called sensitivity curve. Further, this equal loudness curve is the minimum audible curve R shown in FIG.
It draws a curve substantially the same as C. In this equal loudness curve, for example, at 4 kHz, even if the sound pressure drops by 8 to 10 dB from 1 kHz, it sounds as loud as 1 kHz, and conversely, at around 50 Hz, it must be about 15 dB higher than the sound pressure at 1 kHz. It doesn't sound the same. Therefore, it is understood that the noise exceeding the level of the minimum audible curve (allowable noise level) should have the frequency characteristic given by the curve corresponding to the equal loudness curve. From this, it can be seen that correcting the permissible noise level in consideration of the equal loudness curve is suitable for human hearing characteristics.

【０１０１】ここで、補正情報出力回路７１３として、
上記図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２或
いは図９の適応ビット割当符号化回路３１０〜３１２で
の量子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、
最終符号化データのビットレート目標値との間の誤差の
情報に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正するよう
にしてもよい。これは、全てのビット割当単位ブロック
に対して予め一時的な適応ビット割当を行って得られた
総ビット数が、最終的な符号化出力データのビットレー
トによって定まる一定のビット数（目標値）に対して誤
差を持つことがあり、その誤差分を０とするように再度
ビット割当をするものである。すなわち、目標値よりも
総割当ビット数が少ないときには、差のビット数を各単
位ブロックに割り振って付加するようにし、目標値より
も総割当ビット数が多いときには、差のビット数を各単
位ブロックに割り振って削るようにするわけである。Here, as the correction information output circuit 713,
A detection output of the output information amount (data amount) at the time of quantization in the adaptive bit allocation encoding circuits 210 to 212 of FIG. 2 or the adaptive bit allocation encoding circuits 310 to 312 of FIG. 9;
The allowable noise level may be corrected based on the information on the error between the final encoded data and the bit rate target value. This is because the total number of bits obtained by performing temporary adaptive bit allocation in advance for all bit allocation unit blocks is a fixed number of bits (target value) determined by the bit rate of the final encoded output data. May have an error with respect to, and bit allocation is performed again so that the error may be zero. That is, when the total number of allocated bits is smaller than the target value, the difference bit number is allocated and added to each unit block, and when the total allocated bit number is larger than the target value, the difference bit number is added to each unit block. It is allotted to and scraped.

【０１０２】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。したがって、上
記補正情報出力回路７１３からは、この誤差データに応
じて、上記減算器７０８からの出力における許容ノイズ
レベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに
基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力さ
れるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑音
補正回路７１０に伝送されることで、上記減算器７０８
からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上
説明したようなシステムでは、メイン情報として直交変
換出力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサ
ブ情報としてブロックフローティングの状態を示すスケ
ールファクタ、語長を示すワードレングスが得られ、エ
ンコーダからデコーダに送られる。In order to do this, an error in the total allocation bit number from the target value is detected, and the correction information output circuit 713 corrects each allocation bit number according to the error data. Is output. Here, when the error data indicates a bit number shortage, it can be considered that the data amount is larger than the target value because a large number of bits are used per unit block. Further, when the error data is data indicating a surplus of the number of bits, it can be considered that the number of bits per unit block is small and the amount of data is smaller than the target value. Therefore, the correction information output circuit 713 outputs the correction value for correcting the allowable noise level in the output from the subtractor 708 according to the error data, for example, based on the information data of the equal loudness curve. Data will be output. By transmitting the correction value as described above to the allowable noise correction circuit 710, the subtractor 708
The allowable noise level from is corrected. In the system as described above, the data obtained by processing the orthogonal transform output spectrum by the sub information as the main information and the scale factor indicating the block floating state and the word length indicating the word length are obtained as the sub information, and are sent from the encoder to the decoder. To be

【０１０３】図１４は図２の構成により高能率符号化さ
れた信号を復号化するための復号化回路（図２に対応す
る本発明実施例の情報伸張装置）であり、図１のＡＴＣ
デコーダ７３に相当するものの一例である。FIG. 14 shows a decoding circuit (information decompression device of the embodiment of the present invention corresponding to FIG. 2) for decoding a signal which is highly efficient coded by the configuration of FIG.
It is an example corresponding to the decoder 73.

【０１０４】この図１４において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数すなわち図２の出力端子２１３〜２１５
の出力信号と等価のデータは、復号回路入力１０７に与
えられ、使用されたブロックサイズ情報すなわち図２の
出力端子２１６〜２１８の出力信号と等価のデータは、
入力端子１０８に与えられ、図２の選択回路２２２から
の選択情報すなわち図２の出力端子２１９の出力信号と
等価のデータは、入力端子１１２に与えられる。適応ビ
ット割当復号化回路１０６では適応ビット割当情報を用
いてビット割当を解除する。In FIG. 14, quantized MDCT coefficients in each band, that is, output terminals 213 to 215 in FIG.
The data equivalent to the output signal of is given to the decoding circuit input 107, and the block size information used, that is, the data equivalent to the output signals of the output terminals 216 to 218 in FIG.
The selection information from the selection circuit 222 of FIG. 2, that is, the data equivalent to the output signal of the output terminal 219 of FIG. 2 is given to the input terminal 112. The adaptive bit allocation decoding circuit 106 cancels the bit allocation using the adaptive bit allocation information.

【０１０５】次に、上述した図２の帯域分割フィルタ２
０２による帯域分割が行われていた場合には、逆直交変
換（ＩＭＤＣＴ）回路１０３、及び、入力端子１１２か
らの選択情報を基に、選択回路１１１によって逆直交変
換（ＩＭＤＣＴ）回路１０４、１０５が選択され、ここ
でそれぞれ周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換さ
れる。逆直交変換回路１０４、１０５から出力された部
分帯域の時間軸上の信号は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭ
Ｆ）回路１０２により合成され、この合成された信号が
入力端子１１２からの選択情報を基にして選択回路１０
９によって選択され、更に逆直交変換（ＩＱＭＦ）回路
１０３から出力された部分帯域の時間軸上の信号と共
に、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路１０１によって
合成され、全帯域信号に復号化される。Next, the band division filter 2 shown in FIG.
When the band division by 02 is performed, the inverse orthogonal transform (IMDCT) circuits 104 and 105 are selected by the selection circuit 111 based on the selection information from the inverse orthogonal transform (IMDCT) circuit 103 and the input terminal 112. The signals on the frequency axis are respectively converted into signals on the time axis. The signals on the time axis of the partial bands output from the inverse orthogonal transform circuits 104 and 105 are band synthesis filters (IQM).
F) The selection circuit 10 combines the signals by the circuit 102, and the combined signal is based on the selection information from the input terminal 112.
9 and further, together with the signal on the time axis of the partial band output from the inverse orthogonal transform (IQMF) circuit 103, it is combined by the band combining filter (IQMF) circuit 101 and decoded into a full band signal.

【０１０６】また、上述した図２の帯域分割フィルタ２
０２による帯域分割が行われていなかった場合には、逆
直交変換（ＩＭＤＣＴ）回路１０３、及び、入力端子１
１２からの選択情報を基にして、選択回路１１１により
逆直交変換（ＩＭＤＣＴ）回路１１０が選択され、ここ
でそれぞれ周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換さ
れる。逆直交変換（ＩＱＭＦ）回路１１０から出力され
た部分帯域の時間軸上の信号は、入力端子１１２からの
選択情報を基に選択回路１０９により選択され、逆直交
変換（ＩＱＭＦ）回路１０３から出力された部分帯域の
時間軸上の信号と、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路
１０１により合成され、全帯域信号に復号化される。The band division filter 2 shown in FIG.
If the band division by 02 is not performed, the inverse orthogonal transform (IMDCT) circuit 103 and the input terminal 1
Based on the selection information from 12, the selection circuit 111 selects the inverse orthogonal transform (IMDCT) circuit 110, in which the signal on the frequency axis is converted into the signal on the time axis. The signal on the time axis of the partial band output from the inverse orthogonal transform (IQMF) circuit 110 is selected by the selection circuit 109 based on the selection information from the input terminal 112, and output from the inverse orthogonal transform (IQMF) circuit 103. The signals on the time axis of the partial band are combined by the band combining filter (IQMF) circuit 101 and decoded into the full band signal.

【０１０７】これら復号化された全帯域の信号が出力端
子１００から出力される。These decoded signals in all bands are output from the output terminal 100.

【０１０８】また、図９の構成により高能率符号化され
た信号についても、上述した図１４と同様に、選択情報
などを用いて図１５に示した回路を構成することにより
復号化できることは明白である。Further, it is apparent that the signal highly efficient coded by the configuration of FIG. 9 can also be decoded by configuring the circuit shown in FIG. 15 by using the selection information and the like, as in the case of FIG. 14 described above. Is.

【０１０９】すなわちこの図１５の構成は、図９に対応
する本発明実施例の情報伸張装置であり、この図１５に
おいて、各帯域の量子化されたＭＤＣＴ係数すなわち図
９の出力端子３１３〜３１５の出力信号と等価のデータ
は、復号回路入力５０７に与えられ、使用されたブロッ
クサイズ情報すなわち図９の出力端子３１６〜３１８の
出力信号と等価のデータは、入力端子５０８に与えら
れ、図９の選択回路３２２からの選択情報すなわち図９
の出力端子３１９の出力信号と等価のデータは、入力端
子５１０に与えられる。適応ビット割当復号化回路５０
６では適応ビット割当情報を用いてビット割当を解除す
る。That is, the configuration of FIG. 15 is the information decompression device of the embodiment of the present invention corresponding to FIG. 9, and in FIG. 15, the quantized MDCT coefficient of each band, that is, the output terminals 313 to 315 of FIG. 9 is supplied to the decoding circuit input 507, and the block size information used, that is, the data equivalent to the output signals of the output terminals 316 to 318 in FIG. 9 is supplied to the input terminal 508. Information from the selection circuit 322 of FIG.
The data equivalent to the output signal of the output terminal 319 of the above is given to the input terminal 510. Adaptive bit allocation decoding circuit 50
In 6, the bit allocation is canceled using the adaptive bit allocation information.

【０１１０】次に、入力端子５１０からの選択情報を元
に、選択回路５０９では、上述した図９の帯域分割フィ
ルタ３０２による帯域分割に対応して、上記適応ビット
割当復号化回路５０６の出力と入力端子５０８からのデ
ータが選択されて、それぞれ対応する逆直交変換（ＩＭ
ＤＣＴ）回路５０３、５０４、５０５に送られる。これ
ら逆直交変換回路５０３〜５０５では、それぞれ供給さ
れた周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換される。
逆直交変換回路５０４、５０５から出力された部分帯域
の時間軸上の信号は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回
路５０２により合成され、この合成された信号が、更に
逆直交変換（ＩＱＭＦ）回路５０３から出力された部分
帯域の時間軸上の信号と共に、帯域合成フィルタ（ＩＱ
ＭＦ）回路５０１によって合成され、全帯域信号に復号
化される。Next, based on the selection information from the input terminal 510, the selection circuit 509 outputs the output of the adaptive bit allocation decoding circuit 506 corresponding to the band division by the band division filter 302 of FIG. Data from the input terminal 508 is selected and the corresponding inverse orthogonal transform (IM
DCT) circuit 503, 504, 505. In these inverse orthogonal transform circuits 503 to 505, the supplied signals on the frequency axis are converted into signals on the time axis.
The signals on the time axis of the partial bands output from the inverse orthogonal transform circuits 504 and 505 are synthesized by the band synthesis filter (IQMF) circuit 502, and the synthesized signal is further output from the inverse orthogonal transform (IQMF) circuit 503. The band synthesis filter (IQ
The MF) circuit 501 combines and decodes into a full band signal.

【０１１１】これら復号化された全帯域の信号が出力端
子５００から出力される。These decoded signals in all bands are output from the output terminal 500.

【０１１２】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録媒体（記録再生媒
体）と信号圧縮の構成或いは伸張の構成と、さらには、
記録媒体を介せずに信号圧縮の構成と伸張の構成とは一
体化されている必要はなく、その間をデータ転送用回線
等で結ぶ事も可能である。更に例えば、オーディオＰＣ
Ｍ信号のみならず、ディジタル音声（スピーチ）信号や
ディジタルビデオ信号等の信号処理装置にも適用可能で
ある。The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments. For example, the above-mentioned recording medium (recording / reproducing medium) and the configuration of signal compression or decompression, and further,
The signal compression configuration and the decompression configuration do not have to be integrated without using a recording medium, and it is possible to connect them between with a data transfer line or the like. Further, for example, an audio PC
It can be applied not only to M signals but also to signal processing devices for digital audio (speech) signals, digital video signals and the like.

【０１１３】また、本発明の記録媒体は、本本発明実施
例装置により圧縮されたデータを記録することで、記録
容量の有効利用が図れる。また、本発明の記録媒体とし
ては、上述した光ディスクのみならず、磁気ディスク、
ＩＣメモリ及びそのメモリを内蔵するカードや、磁気テ
ープ等の各種記録媒体とすることもできる。このように
記録された圧縮データは、当該記録媒体からその後再生
されて伸張されることになる。The recording medium of the present invention records the data compressed by the apparatus of the present invention, so that the recording capacity can be effectively utilized. Further, as the recording medium of the present invention, not only the above-mentioned optical disk but also a magnetic disk,
It is also possible to use an IC memory, a card containing the memory, and various recording media such as a magnetic tape. The compressed data recorded in this way is then reproduced from the recording medium and expanded.

【０１１４】さらに、上記圧縮されたデータは伝送系に
伝送することもでき、この場合はその後受信されて伸張
されることになる。Further, the above-mentioned compressed data can be transmitted to a transmission system, in which case it will be received and expanded.

【０１１５】[0115]

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明においては、帯域分割フィルタ等によるカットオフ周
波数付近にエネルギーが集中しているような入力信号に
対して、帯域分割数や帯域の分割パターンの変更等の制
御により、エリアシングの影響による折り返し成分の発
生や、入力信号のエネルギーの分散などが招く特性悪化
の問題等を回避し、より効率的なビット割当を行うこと
によって特性を改善することが出来る。As is clear from the above description, in the present invention, the number of band divisions and the number of band divisions are adjusted for an input signal in which energy is concentrated in the vicinity of the cutoff frequency by a band division filter or the like. By controlling the division pattern, etc., it is possible to avoid the problem of characteristic deterioration caused by aliasing effects and input signal energy dispersion, etc., and perform more efficient bit allocation to improve characteristics. Can be improved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明に係る圧縮データの記録再生装置の一実
施例としてのディスク記録再生装置の構成例を示すブロ
ック回路図である。FIG. 1 is a block circuit diagram showing a configuration example of a disk recording / reproducing apparatus as an embodiment of a compressed data recording / reproducing apparatus according to the present invention.

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。FIG. 2 is a block circuit diagram showing a specific example of a high-efficiency compression encoding encoder that can be used for bit rate compression encoding according to the present embodiment.

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。FIG. 3 is a diagram showing a structure of an orthogonal transform block at the time of bit compression.

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。FIG. 4 is a block circuit diagram showing a configuration example of a circuit that determines an orthogonal transform block size.

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a relationship between a change in temporal length of orthogonal transform blocks temporally adjacent to each other and a window shape used in orthogonal transform.

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a detailed example of the shape of a window used in orthogonal transformation.

【図７】帯域分割フィルタのフィルタ特性の一具体例を
示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a specific example of filter characteristics of a band division filter.

【図８】帯域分割時の特性変化の一具体例を示す図であ
る。FIG. 8 is a diagram showing a specific example of characteristic changes at the time of band division.

【図９】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの他の具体例を示すブロ
ック回路図である。FIG. 9 is a block circuit diagram showing another specific example of the high-efficiency compression encoding encoder that can be used for the bit rate compression encoding of the present embodiment.

【図１０】ビット配分演算機能を実現する構成の一例を
示すブロック回路図である。FIG. 10 is a block circuit diagram showing an example of a configuration for realizing a bit allocation calculation function.

【図１１】各臨界帯域及びブロックフローティングを考
慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。FIG. 11 is a diagram showing spectra of bands divided in consideration of each critical band and block floating.

【図１２】マスキングスペクトルを示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a masking spectrum.

【図１３】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。FIG. 13 is a diagram in which a minimum audible curve and a masking spectrum are combined.

【図１４】上記実施例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。FIG. 14 is a block circuit diagram showing a specific example of a high-efficiency compression encoding decoder that can be used for the bit rate compression encoding of the above embodiment.

【図１５】上記実施例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。FIG. 15 is a block circuit diagram showing a specific example of a high-efficiency compression encoding decoder that can be used for the bit rate compression encoding of the above embodiment.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２０１、２０２、３０１、３０２ 帯域分割フィルタ ２０３〜２０５、２２０、３０３〜３０５ 直交変換
（ＭＤＣＴ）回路 ２０６〜２０８、２２１、３０６〜３０８ ブロック決
定回路 ２０９、３０９ ビット配分算出回路 ２１０〜２１２、３１０〜３１２ 適応ビット割当符号
化回路 ２２２、２２３、３２２ 選択回路 ２２４、３２４ 遅延回路 ４０４〜４０６ パワー算出回路 ４０７ メモリ ４０８ 変化分抽出回路 ４０９ パワー比較回路 ４１０ ブロックサイズ１次決定回路 ４１１ ブロックサイズ修正回路 ４１２〜４１４ ディレイ ４１５ ウィンドウ形状決定回路201, 202, 301, 302 Band division filter 203-205, 220, 303-305 Orthogonal transform (MDCT) circuit 206-208, 221, 306-308 Block decision circuit 209, 309 Bit allocation calculation circuit 210-212, 310- 312 adaptive bit allocation coding circuit 222, 223, 322 selection circuit 224, 324 delay circuit 404 to 406 power calculation circuit 407 memory 408 change extraction circuit 409 power comparison circuit 410 block size primary determination circuit 411 block size correction circuit 412 to 412 414 Delay 415 Window shape determination circuit

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｍ 7/02 9382−5Ｋ Ｈ０４Ｂ 14/00 Ｅ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification number Office reference number FI technical display location H03M 7/02 9382-5K H04B 14/00 E

Claims (48)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 帯域分割フィルタによって入力信号を複
数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮装置にお
いて、 所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割数を決
定して制御する帯域分割制御手段を有することを特徴と
する情報圧縮装置。1. An information compression apparatus that divides an input signal into a plurality of bands by a band division filter and performs compression encoding, in a predetermined processing block and / or the power of the input signal of another processing block of the processing block. Alternatively, the information compression apparatus is characterized by further comprising band division control means for determining and controlling the number of band divisions based on a change in the energy information and / or the input signal. 【請求項２】 帯域分割フィルタによって入力信号を複
数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮装置にお
いて、 所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割の際の
周波数軸上の分割点を決定して制御する帯域分割制御手
段を有することを特徴とする情報圧縮装置。2. In an information compression apparatus for dividing an input signal into a plurality of bands by a band division filter and performing compression coding, the power of the input signal of a predetermined processing block and / or another processing block of the processing block. Alternatively, the information compression apparatus is characterized by having a band division control means for determining and controlling a division point on the frequency axis at the time of band division based on energy information and / or a change in an input signal. 【請求項３】 上記帯域分割制御手段は、所定の処理ブ
ロック及び／又は当該処理ブロックの他の処理ブロック
の、入力信号のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入
力信号の変化に基づいて、帯域分割の際の周波数軸上の
分割点をも決定して制御することを特徴とする請求項１
記載の情報圧縮装置。3. The band division control means performs band division based on power or energy information of an input signal and / or a change of the input signal of a predetermined processing block and / or another processing block of the processing block. 2. The division point on the frequency axis at that time is also determined and controlled.
Information compression device described. 【請求項４】 入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び他の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
ー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、当該処理ブ
ロックの長さを決定する処理ブロック長決定手段を設け
ることを特徴とする請求項１、２、又は３記載の情報圧
縮装置。4. A length of a processing block is made variable in accordance with an input signal, and a change in an input signal of the processing block and a change in an input signal of another processing block, and / or power, or energy or peak information. 4. The information compression apparatus according to claim 1, further comprising processing block length determining means for determining the length of the processing block based on the above. 【請求項５】 入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の入力信
号により得られる変化情報を基に、当該処理ブロックの
長さを決定する処理ブロック長決定手段を設けることを
特徴とする請求項１、２、又は３記載の情報圧縮装置。5. The length of the processing block is made variable according to the input signal, and the change information obtained by the change of the input signal of the processing block and the input signal of the time width longer than the maximum of the processing block in terms of time are displayed. 4. The information compression apparatus according to claim 1, further comprising processing block length determining means for determining the length of the processing block. 【請求項６】 入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び他の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
ー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、該当処理ブ
ロックの長さを決定する機能と、入力信号に適応してそ
の処理ブロックの長さを可変とし、当該処理ブロックの
入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最大より長
い時間幅の入力信号により得られる変化情報を基に当該
処理ブロックの長さを決定する機能とを合わせ持つ処理
ブロック長決定手段を設けることを特徴とする請求項
１、２、又は３記載の情報圧縮装置。6. The length of the processing block is made variable according to an input signal, and the change of the input signal of the processing block and the change of the input signal of another processing block, and / or the power, or energy or peak information. Based on the function of determining the length of the corresponding processing block, the length of the processing block is made variable by adapting to the input signal, and the change of the input signal of the processing block and the time longer than the maximum of the processing block. 4. The processing block length determining means having a function of determining the length of the processing block based on the change information obtained by the input signal of the time width is provided, the information according to claim 1, 2, or 3. Compressor. 【請求項７】 上記処理ブロック長決定手段は、処理ブ
ロックの長さを決定する要素の決定に関与する割合を、
固定或いは入力信号に適応した割合及び／又は所定の割
合で併用若しくは単独で使用することを特徴とする請求
項６記載の情報圧縮装置。7. The processing block length deciding means determines a ratio involved in deciding an element for deciding the length of the processing block,
7. The information compression apparatus according to claim 6, wherein the information compression apparatus is fixed or used in combination or independently at a ratio adapted to an input signal and / or a predetermined ratio. 【請求項８】 上記入力信号はオーディオ信号であり、
定常時の信号については、少なくとも大部分の量子化雑
音の発生をコントロールする処理ブロックの周波数幅を
高域ほど広くしてゆくことを特徴とする請求項１から請
求項７のうちいずれか１項に記載の情報圧縮装置。8. The input signal is an audio signal,
8. For a signal in a stationary state, the frequency width of a processing block that controls the generation of at least most of the quantization noise is made wider in a higher frequency range. The information compression device described in 1. 【請求項９】 時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域
への分割に直交変換を用いる直交変換手段と、 上記直交変換における直交変換サイズの可変と共に当該
直交変換時に使用する窓関数の形状も変化させる直交変
換サイズ及び窓関数形状可変手段とを設けることを特徴
とする請求項８記載の情報圧縮装置。9. An orthogonal transform means for using an orthogonal transform to divide a time axis signal into a plurality of bands on the frequency axis, a variable orthogonal transform size in the orthogonal transform, and a shape of a window function used in the orthogonal transform. 9. The information compression apparatus according to claim 8, further comprising: an orthogonal transformation size and a window function shape changing means which are changed. 【請求項１０】 上記時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割の際には、定常時の信号については先ず
複数の帯域に分割し、当該分割された帯域毎に複数のサ
ンプルからなるブロックを形成し、各帯域のブロック毎
に直交変換を行い係数データを得ることを特徴とする請
求項９記載の情報圧縮装置。10. When dividing the time axis signal into a plurality of bands on the frequency axis, a signal in a stationary state is first divided into a plurality of bands, and a plurality of samples are divided from each of the divided bands. 10. The information compression apparatus according to claim 9, wherein each block is formed, and orthogonal transformation is performed for each block of each band to obtain coefficient data. 【請求項１１】 直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅を、定常
時の入力信号については略高域ほど広くすることを特徴
とする請求項１０記載の情報圧縮装置。11. The division frequency width in division from a time axis signal before orthogonal transformation into a plurality of bands on the frequency axis is set to be broader for a high-frequency input signal in a steady state. Information compression device described. 【請求項１２】 前記分割周波数幅を、定常時の入力信
号については最低域の連続した２帯域で同一とすること
を特徴とする請求項１１記載の情報圧縮装置。12. The information compression apparatus according to claim 11, wherein the divided frequency width is set to be the same in two consecutive lowest bands for an input signal in a steady state. 【請求項１３】 略信号通過帯域以上の帯域の信号成分
に対する圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報の割
り当てを阻止することを特徴とする請求項１２記載の情
報圧縮装置。13. The information compression apparatus according to claim 12, wherein the allocation of the main information and / or the sub information of the compression code to the signal component in the band substantially equal to or higher than the signal pass band is blocked. 【請求項１４】 前記複数の帯域への分割にはクワドラ
チャ・ミラー・フィルタを用いることを特徴とする請求
項１０から請求項１３のうちいずれか１項に記載の情報
圧縮装置。14. The information compression apparatus according to claim 10, wherein a quadrature mirror filter is used for the division into the plurality of bands. 【請求項１５】 直交変換として変更離散コサイン変換
を用いることを特徴とする請求項９から請求項１４のう
ちのいずれか１項に記載の情報圧縮装置。15. The information compression apparatus according to claim 9, wherein a modified discrete cosine transform is used as the orthogonal transform. 【請求項１６】 上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値を
入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすることを特徴
とする請求項４から請求項７のうちいずれか１項に記載
の情報圧縮装置。16. A boundary value for determining a temporal length of a processing block based on a change of an input signal of the processing block, wherein a boundary value is variable according to an amplitude and a frequency of the input signal. The information compression device according to any one of claims 4 to 7. 【請求項１７】 上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値
は、入力信号の振幅、周波数に応じて複数の階段状の値
をとることを特徴とする請求項１６記載の情報圧縮装
置。17. The boundary value when the temporal length of the processing block is determined based on the change of the input signal of the processing block has a plurality of stepwise values according to the amplitude and frequency of the input signal. The information compression apparatus according to claim 16, wherein: 【請求項１８】 上記処理ブロック長決定手段は、上記
他の処理ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に及
ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／又は
直交変換係数のエネルギ及び／又はパワー又はピーク情
報を用いて計算し、当該処理ブロックの時間的長さの決
定を行うことを特徴とする請求項４又は６記載の情報圧
縮装置。18. The processing block length determining means determines the auditory characteristics of the signal of the other processing block on the signal of the processing block by the energy and / or power of the spectrum and / or orthogonal transform coefficient on the frequency axis. Alternatively, the information compression apparatus according to claim 4 or 6, wherein the time length of the processing block is determined by calculation using peak information. 【請求項１９】 上記他の処理ブロックの信号が前記処
理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を計算する際に
用いる周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数
を、圧縮のためのビットの割当及び／又はブロックフロ
ーティングに用いる直交変換後の時間軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数と共用することを特徴とする請
求項１８記載の情報圧縮装置。19. Bit allocation for compression of a spectrum and / or orthogonal transform coefficient on a frequency axis used in calculating an auditory characteristic of the signal of the other processing block on the signal of the processing block. 19. The information compression apparatus according to claim 18, wherein the information compression apparatus is shared with a spectrum on a time axis after orthogonal transformation and / or an orthogonal transformation coefficient used for block floating. 【請求項２０】 請求項１６記載の情報圧縮装置及び請
求項１８記載の情報圧縮装置の機能を合わせもつことを
特徴とする情報圧縮装置。20. An information compression apparatus having the functions of the information compression apparatus according to claim 16 and the information compression apparatus according to claim 18. 【請求項２１】 上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力
信号の周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周
期的特徴を基にした判断を行うことを特徴とする請求項
５、６、７、１６、１７、１８、１９又は２０記載の情
報圧縮装置。21. Determining the temporal length of a processing block based on changes in the input signal of the processing block, based on periodic changes in the input signal and / or repetitive pulses or periodic features. The information compression device according to claim 5, 6, 7, 16, 17, 18, 19 or 20, wherein the determination is performed. 【請求項２２】 帯域分割フィルタによって入力信号を
複数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮方法に
おいて、 所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割数を決
定して制御することを特徴とする情報圧縮方法。22. In an information compression method of dividing an input signal into a plurality of bands by a band division filter and performing compression encoding, the power of the input signal of a predetermined processing block and / or another processing block of the processing block. Alternatively, an information compression method characterized in that the number of band divisions is determined and controlled based on a change in energy information and / or an input signal. 【請求項２３】 帯域分割フィルタによって入力信号を
複数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮方法に
おいて、 所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割の際の
周波数軸上の分割点を決定して制御することを特徴とす
る情報圧縮方法。23. In an information compression method of dividing an input signal into a plurality of bands by a band division filter and performing compression coding, the power of the input signal of a predetermined processing block and / or another processing block of the processing block. Alternatively, an information compression method characterized by determining and controlling a division point on the frequency axis at the time of band division, based on energy information and / or a change in an input signal. 【請求項２４】 所定の処理ブロック及び／又は当該処
理ブロックの他の処理ブロックの、入力信号のパワー或
いはエネルギ情報及び／又は入力信号の変化に基づい
て、帯域分割の際の周波数軸上の分割点をも決定して制
御することを特徴とする請求項２２記載の情報圧縮方
法。24. Division on a frequency axis in band division based on a power or energy information of an input signal and / or a change of the input signal of a predetermined processing block and / or another processing block of the processing block. 23. The information compression method according to claim 22, wherein the points are also determined and controlled. 【請求項２５】 入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び他の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパ
ワー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、当該処理
ブロックの長さを決定することを特徴とする請求項２
２、２３、又は２４記載の情報圧縮方法。25. The length of the processing block is made variable according to the input signal, and the change of the input signal of the processing block and the change of the input signal of another processing block, and / or the power, or energy or peak information. 3. The length of the processing block is determined based on
The information compression method according to 2, 23, or 24. 【請求項２６】 入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の入力
信号により得られる変化情報を基に、当該処理ブロック
の長さを決定することを特徴とする請求項２２、２３、
又は２４記載の情報圧縮方法。26. The length of the processing block is made variable according to the input signal, and the change information obtained by the change of the input signal of the processing block and the change of the input signal having a time width longer than the maximum of the processing block in terms of time. 24. The length of the processing block is determined based on the above.
Alternatively, the information compression method described in 24. 【請求項２７】 入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び他の処理ブロックの入力信号の変化及び／又はパワ
ー或いはエネルギ又はピーク情報を基にして該当処理ブ
ロックの長さを決定する処理、及び／又は、当該処理ブ
ロックの入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最
大より長い時間幅の入力信号により得られる変化情報を
基にして当該処理ブロックの長さを決定する処理を行う
ことを特徴とする請求項２２、２３、又は２４記載の情
報圧縮方法。27. The length of the processing block is made variable according to the input signal, and the change of the input signal of the processing block and the change of the input signal of the other processing block and / or the power or energy or peak information is used. And / or the change information obtained based on the change in the input signal of the process block and the change information obtained by the input signal having a time width longer than the maximum of the process block in terms of time. 25. The information compression method according to claim 22, 23, or 24, wherein a process of determining the length of the processing block is performed. 【請求項２８】 上記処理ブロック長の決定の際には、
処理ブロックの長さを決定する要素の決定に関与する割
合を、固定或いは入力信号に適応した割合及び／又は所
定の割合で併用若しくは単独で使用することを特徴とす
る請求項２７記載の情報圧縮方法。28. When determining the processing block length,
28. The information compression according to claim 27, wherein the ratios involved in the determination of the elements that determine the length of the processing block are fixed or used in combination with the input signal and / or at a predetermined ratio, or alone. Method. 【請求項２９】 上記入力信号はオーディオ信号であ
り、定常時の信号については、少なくとも大部分の量子
化雑音の発生をコントロールする処理ブロックの周波数
幅を高域ほど広くしてゆくことを特徴とする請求項２２
から請求項２８のうちいずれか１項に記載の情報圧縮方
法。29. The input signal is an audio signal, and in the case of a stationary signal, the frequency width of a processing block for controlling the generation of at least most of the quantization noise is made wider in a higher frequency band. Claim 22
29. The information compression method according to claim 28. 【請求項３０】 時間軸信号から周波数軸上の複数の帯
域への分割に直交変換を用い、上記直交変換における直
交変換サイズの可変と共に当該直交変換時に使用する窓
関数の形状も変化させることを特徴とする請求項２９記
載の情報圧縮方法。30. An orthogonal transformation is used for dividing a time axis signal into a plurality of bands on the frequency axis, and the shape of a window function used at the time of the orthogonal transformation is changed together with the change of the orthogonal transformation size in the orthogonal transformation. 30. The information compression method according to claim 29. 【請求項３１】 上記時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割の際には、定常時の信号については先ず
複数の帯域に分割し、当該分割された帯域毎に複数のサ
ンプルからなるブロックを形成し、各帯域のブロック毎
に直交変換を行い係数データを得ることを特徴とする請
求項３０記載の情報圧縮方法。31. When dividing the time axis signal into a plurality of bands on the frequency axis, a signal in a stationary state is first divided into a plurality of bands, and a plurality of samples are divided from each of the divided bands. 31. The information compression method according to claim 30, wherein the blocks are formed, and orthogonal transformation is performed for each block of each band to obtain coefficient data. 【請求項３２】 直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅を、定常
時の入力信号については略高域ほど広くすることを特徴
とする請求項３１記載の情報圧縮方法。32. The division frequency width in division from a time axis signal before orthogonal transformation into a plurality of bands on the frequency axis is set to be broader for a high-frequency input signal in a steady state. Information compression method described. 【請求項３３】 前記分割周波数幅を、定常時の入力信
号については最低域の連続した２帯域で同一とすること
を特徴とする請求項３２記載の情報圧縮方法。33. The information compression method according to claim 32, wherein the divided frequency width is set to be the same in two consecutive lowest bands for an input signal in a steady state. 【請求項３４】 略信号通過帯域以上の帯域の信号成分
に対する圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報の割
り当てを阻止することを特徴とする請求項３３記載の情
報圧縮方法。34. The information compression method according to claim 33, wherein the allocation of the main information and / or the sub information of the compression code to the signal component in the band substantially equal to or larger than the signal pass band is blocked. 【請求項３５】 前記複数の帯域への分割にはクワドラ
チャ・ミラー・フィルタを用いることを特徴とする請求
項３１から請求項３４のうちいずれか１項に記載の情報
圧縮方法。35. The information compression method according to claim 31, wherein a quadrature mirror filter is used for division into the plurality of bands. 【請求項３６】 直交変換として変更離散コサイン変換
を用いることを特徴とする請求項３０から請求項３５の
うちのいずれか１項に記載の情報圧縮方法。36. The information compression method according to claim 30, wherein a modified discrete cosine transform is used as the orthogonal transform. 【請求項３７】 上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値を
入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすることを特徴
とする請求項２５から請求項２８のうちいずれか１項に
記載の情報圧縮方法。37. The boundary value for determining the temporal length of the processing block based on the change of the input signal of the processing block is variable according to the amplitude and frequency of the input signal. The information compression method according to any one of 25 to 28. 【請求項３８】 上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値
は、入力信号の振幅、周波数に応じて複数の階段状の値
をとることを特徴とする請求項３７記載の情報圧縮方
法。38. The boundary value when determining the temporal length of the processing block based on the change of the input signal of the processing block has a plurality of stepwise values according to the amplitude and frequency of the input signal. 38. The information compression method according to claim 37, wherein: 【請求項３９】 上記処理ブロック長の決定の際には、
上記他の処理ブロックの信号が前記処理ブロックの信号
に及ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／
又は直交変換係数のエネルギ及び／又はパワー又はピー
ク情報を用いて計算し、当該処理ブロックの時間的長さ
の決定を行うことを特徴とする請求項２５又は２７記載
の情報圧縮方法。39. When determining the processing block length,
The auditory characteristics that the signal of the other processing block exerts on the signal of the processing block are the spectrum on the frequency axis and / or
28. The information compression method according to claim 25 or 27, wherein calculation is performed using the energy and / or power or peak information of the orthogonal transform coefficient to determine the temporal length of the processing block. 【請求項４０】 上記他の処理ブロックの信号が前記処
理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を計算する際に
用いる周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数
を、圧縮のためのビットの割当及び／又はブロックフロ
ーティングに用いる直交変換後の時間軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数と共用することを特徴とする請
求項３９記載の情報圧縮方法。40. Allocation of bits for compression of spectrum and / or orthogonal transform coefficients on the frequency axis used in calculating auditory characteristics of the signal of the other processing block on the signal of the processing block. 40. The information compression method according to claim 39, wherein the information compression method is shared with a spectrum on a time axis after orthogonal transformation and / or an orthogonal transformation coefficient used for block floating. 【請求項４１】 請求項３７記載の情報圧縮方法及び請
求項３９記載の情報圧縮方法の処理を合わせて行うこと
を特徴とする情報圧縮方法。41. An information compression method, characterized in that the information compression method according to claim 37 and the information compression method according to claim 39 are combined. 【請求項４２】 上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力
信号の周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周
期的特徴を基にした判断を行うことを特徴とする請求項
２６、２７、２８、３７、３８、３９、４０又は４１記
載の情報圧縮方法。42. When determining the temporal length of the processing block based on the change of the input signal of the processing block, the periodical change of the input signal and / or the repeating pulse or periodic characteristic is used. The information compression method according to claim 26, 27, 28, 37, 38, 39, 40 or 41, characterized in that the judgment is made. 【請求項４３】 可変の帯域分割数で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数
に対応する情報とを、少なくとも記録してなることを特
徴とする記録媒体。43. A recording medium characterized by recording at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands with a variable number of band divisions, and information corresponding to the number of band divisions. . 【請求項４４】 可変の帯域分割点で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点
に対応する情報とを、少なくとも記録してなることを特
徴とする記録媒体。44. A recording medium characterized in that at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands at variable band division points and information corresponding to the band division points are recorded. . 【請求項４５】 可変の帯域分割数で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張装置であって、 上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成する情報伸張手段と、 上記帯域分割数に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を帯域合成する帯域合成手段とを
有することを特徴とする情報伸張装置。45. An information decompression device for decompressing the compressed information, which is supplied with at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands with a variable number of band divisions and information corresponding to the number of band divisions. The information decompression means for decoding the compressed information to generate decompressed information of a plurality of bands, and the decompressed information of the plurality of bands based on the information corresponding to the number of band divisions. An information decompressing device having a band synthesizing unit for synthesizing. 【請求項４６】 可変の帯域分割点で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張装置であって、 上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成する情報伸張手段と、 上記帯域分割点に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を合成する帯域合成手段とを有す
ることを特徴とする情報伸張装置。46. An information decompression device for decompressing the compression information, which is supplied with at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands at variable band division points and information corresponding to the band division points. The information decompression means for decoding the compressed information to generate decompressed information of a plurality of bands, and the decompressed information of the plurality of bands based on the information corresponding to the band division points. An information decompression device having a band synthesizing unit for 【請求項４７】 可変の帯域分割数で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張方法であって、 上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成し、 上記帯域分割数に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を合成することを特徴とする情報
伸張方法。47. An information decompression method for decompressing the compressed information, which is provided with at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands with a variable number of band divisions, and information corresponding to the number of band divisions. It is characterized in that the compressed information is decoded to generate expanded information of a plurality of bands, and the expanded information of the plurality of bands is combined based on information corresponding to the number of band divisions. Information expansion method. 【請求項４８】 可変の帯域分割点で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張方法であって、 上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成し、 上記帯域分割点に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を合成することを特徴とする情報
伸張方法。48. An information decompression method for decompressing the compression information, which is provided with at least compression information obtained by compression-encoding a signal divided into a plurality of bands at variable band division points and information corresponding to the band division points. The above is characterized in that the compressed information is decoded to generate expanded information of a plurality of bands, and the expanded information of the plurality of bands is combined based on information corresponding to the band division point. Information expansion method.
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